KR101378266B1 - 통신 시스템에서 신호를 디코딩하는 수신기 및 방법 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 시공간 블록 부호(Space-Time Block Code)를 채용한 통신 시스템에서 신호를 디코딩하는 수신기에 있어서, 송신기로부터 송신된 신호를 수신하고 상기 수신 신호로부터 채널 계수(channel coefficient)들을 검출하는 수신부와, 검출한 채널 계수들로부터 복원하고자 하는 심볼에 관련한 수신 유효 채널들을 널 처리(nulling)하는 선형 블록 필터(liner block filter)를 생성하는 블록 필터 생성부와, 상기 생성한 블록 필터를 이용하여 심볼을 복원하는 심볼 복원부를 포함한다.
MIMO(Multiple Input Multiple Output) , 시공간 블록 부호(STBC)

Description

통신 시스템에서 신호를 디코딩하는 수신기 및 방법{Decoding apparatus and method in communication system}
본 발명은 수신 신호를 디코딩하는 장치 및 방법에 관한 것으로, 특히 다중 입력 다중 출력(MIMO: Multiple Input Multiple Output, 이하 'MIMO'라 칭하기로 한다) 통신 시스템에서 수신 신호를 디코딩하는 장치 및 방법에 관한 것이다.
일반적으로, 차세대 통신 시스템은 다수의 이동국(MS: Mobile Station, 이하 ‘MS'라 칭하기로 한다)들에게 대용량 데이터를 고속으로 송수신할 수 있는 형태로 발전해가고 있다. 고속 대용량 데이터 송신을 위해서 차세대 통신 시스템은 데이터 전송률을 증가시키고 송신 신뢰성을 향상시키는 것이 중요한데, 데이터 전송률을 증가시키고 송신 신뢰성을 향상시키기 위한 방식으로 MIMO(MIMO: Multiple Input Multiple Output, 이하 'MIMO'라 칭하기로 한다) 방식을 사용하고 있다. 상기 MIMO 방식은 기지국(BS: Base Station)과 MS가 복수개의 안테나들을 구비하며 상기 안테나들을 통해 데이터를 송수신하는 방식으로, 공간 영역(space domain)을 활용하여 주파수 영역(frequency domain)의 대역폭 자원의 한계를 극복하는 방식이다.
이러한 MIMO 방식을 이용하는 통신 시스템은 다중의 송신 안테나에서 같은 데이터를 전송하여 송신 다이버시티(diversity)를 얻고자 하는 공간적 다이버시티(spatial diversity) 기술에 의해 구현될 수 있다.
특히, 송신 다이버시티 기술 중 하나로서, 직교 행렬을 이용한 시공간 블록 부호(Space-Time Block Code, 이하 'STBC'라 칭함) 방식이 있다. S. Alamouti는 STBC 방식에서 두개의 송신 안테나를 사용하는 경우에 대해 시공간 전송 다이버시티(Space-Time Transmit Diversity)라는 간단한 기법을 제안하였다. Alamouti라고 불리우는 이 방식은 인코딩과 디코딩이 매우 간단하며, 특히 디코딩은 선형 처리(liner processing)만으로 가능한 장점이 있다.
이러한 STBC 방식을 채용한 통신 시스템에서, co-channel multi-user MIMO multiple access (MAC) channel에서의 간섭제거를 통한 선형(linear) 수신기에 대한 연구가 진행되었다. 특히 간단한 선형 블록 필터(linear block filter)를 통해 두 이동국의 전송 심볼을 이동국간 간섭 없이 분리해 낼 수 있는 방법이 제안 되었었다.
이러한 간단한 선형 블록 필터(linear block filter)를 통해 두 이동국의 전송 심볼을 이동국간 간섭 없이 분리해 낼 수 있는 방법을 도 1을 참조하여 설명한다.
도 1은 MIMO 통신 시스템을 나타낸 도면이다.
도 1을 참조하면, 송신장치(1)는 복수개의 안테나, 예컨대, 2개의 안테나를 구비하고, 각 수신장치(2,3)도 역시 각각 복수개의 안테나, 예컨대, 2개의 안테나를 구비하고 있다.
기지국(10)의 각 수신 안테나, 본 실시예에서는 각 2개의 수신 안테나에서 2 심볼(symbol) 주기 동안의 수신되는 신호들은 이하의 수학식 1 및 2와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112007059234891-pat00001
Figure 112007059234891-pat00002
여기서
Figure 112007059234891-pat00003
과
Figure 112007059234891-pat00004
는 각 사용자의 전송 심볼 벡터(symbol vector)이며,
Figure 112007059234891-pat00005
는 i번째(i-th) 수신 안테나에 해당하는 AWGN 노이즈(noise)이다. 이때 각 사용자는 Alamouti's STBC를 사용하는 것으로 가정할 때 각각의 유효 채널(effective channel)은 다음 수학식 3 및 4와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112007059234891-pat00006
Figure 112007059234891-pat00007
여기서
Figure 112007059234891-pat00008
는 이동국 k 의 j번째(j-th) 송신 안테나로부터 기지국의 i번째(i-th) 수신 안테나로의 채널 계수(channel coefficient)이다. 또한,
Figure 112007059234891-pat00009
,
Figure 112007059234891-pat00010
그리고
Figure 112007059234891-pat00011
는 각각 복소 공액(complex conjugate), 전치행렬(transpose), 및 에르미트 전치행렬(Hermitian transpose)을 의미한다.
상기 수학식 1 내지 4로부터 기지국에서 2 심볼 주기 동안 수신되는 신호는 다음 수학식 5와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112007059234891-pat00012
이때, 종래의 Stamoulis와 Naguib에 의한 제안된 간단한 선형 블록 필터(simple linear block filter)를 이용한 수신기는 아래 수학식 6에 개시된 블록 필터(block filter)
Figure 112007059234891-pat00013
를 수신 신호
Figure 112007059234891-pat00014
, 즉 수학식 5에 적용하여 수학식 7이 얻어진다.
Figure 112007059234891-pat00015
Figure 112007059234891-pat00016
이하 수학식 8에서와 같이 상기 수학식 7에 MRC(maximum ratio combining) 기법을 적용하여 각 이동국으로부터의 전송 심볼을 검출(detection)한다.
Figure 112007059234891-pat00017
상기 수학식 8에서,
Figure 112007059234891-pat00018
이고,
Figure 112007059234891-pat00019
이다.
전술한 바와 같은 간단한 선형 블록 필터(linear block filter)를 이용하여 수신기의 구조를 간단히 하고자 하였던 종래의 방법은 기지국의 수신 안테나의 개수가 각 이동국의 송신 안테나의 개수와 동일한 경우에 대하여 적용 가능한 방법이었다.
따라서, 기지국의 수신 안테나의 개수가 증가 하더라도 기존의 방법으로는 수신 안테나의 증가에 따른 추가적인 다이버시티(diversity)를 얻거나, 수신 BER 성능을 향상시키는 것이 곤란하였다.
본 발명은 STBC를 채용한 통신 시스템에서 수신 안테나 개수의 증가에 적응 적인(adaptable) 선형 블록 필터(linear block filter)를 이용하여 심볼을 복원하는 수신기를 제공한다.
이를 위해 본 발명은 시공간 블록 부호(Space-Time Block Code)를 채용한 통신 시스템에서 신호를 디코딩하는 수신기에 있어서, 송신기로부터 송신된 신호를 수신하고 상기 수신 신호로부터 채널 계수(channel coefficient)들을 검출하는 수신부와, 검출한 채널 계수들로부터 복원하고자 하는 심볼에 관련한 수신 유효 채널들을 널 처리(nulling)하는 선형 블록 필터(liner block filter)를 생성하는 블록 필터 생성부와, 상기 생성한 블록 필터를 이용하여 심볼을 복원하는 심볼 복원부를 포함한다.
본 발명은 STBC를 채용한 통신 시스템에서 수신 안테나의 개수가 증가하더라도 시스템에서는 간단한 선형 블록 필터(linear block filter)를 이용하여 수신 신호를 디코딩할 수 있게 되어 수신 안테나의 증가를 통해 시스템의 디코딩 성능을 향상 할 수 있게 된다.
본 발명은 STBC를 채용한 통신 시스템에서 수신 안테나 개수의 증가에 적응적인(adaptable) 선형 블록 필터(linear block filter)를 이용하여 심볼을 복원하는 수신기를 제공한다.
또한, 본 발명은 수신 안테나 개수의 증가에 적응적인(adaptable) 선형 블록 필터(linear block filter)와 이를 이용하는 serial interference cancellation(SIC) 와 MRC combining 수신기 구조를 제안한다. 본 발명에 따라 co-channel user의 수가 증가할 경우 기존의 user scheduler 기법을 통해 optimal ML detection 과 거의 동등한 성능을 갖는다는 것을 알 수 있다.
기존에는, STBC를 채용한 통신 시스템에서는 간단한 선형 블록 필터(linear block filter)를 이용하여 수신 신호를 디코딩해야 하는 경우에는 수신 장치의 수신 안테나의 개수가 송신 장치(사용자)의 개수와 동일한 경우에만 가능하였다.
본 발명은 이러한 종래 기술을 극복하기 위해 수신장치, 예컨대 기지국의 수신 안테나의 개수가 증가하더라도 시스템에서는 간단한 선형 블록 필터(linear block filter)를 이용하여 수신 신호를 디코딩할 수 있도록 한다.
이를 위해, 본 발명은 간섭 제거 매트릭스인 선형 블록 필터
Figure 112007059234891-pat00020
를 각 유저 에 해당하는 유효 채널 매트릭스 H eff ,k 의 모든 컬럼들을 (2k -1)번째 및 (2k)번째 컬럼을 제외한 모든 컬럼들을 0으로 만들도록 설계한다. 본 발명은 이러한 선형 블록 필터를 각 수신 신호에 적용하여 유효 채널 매트릭스를 다른 유저의 간섭에 영향받지 않도록 한다.
이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시 예를 첨부한 도면을 참조하여 상세히 설명한다. 하기의 설명에서는 본 발명에 따른 동작을 이해하는데 필요한 부분만이 설명되며 그 이외 부분의 설명은 본 발명이 요지를 흩트리지 않도록 생략될 것이라는 것을 유의하여야 한다.
도 2는 본 발명이 적용되는 MIMO 통신 시스템을 나타낸 도면이다. 도 2에는 단일 셀 업링크 무선 (single cell uplink mobile) 환경에의 시스템이 나타나 있다. 기지국(10)은 복수개의 안테나(Ant_1~Ant_Nr)를 구비하며, 각 유저(Mobile User_1~Mobile User_K)도 복수개의 안테나(Ant_1~Ant_Nt)를 구비하고 있다. 여기에서, 유저는 이동국(Mobile Station)이다.
도 2에서, 각 유저는 업링크(uplink) 채널에서 Alamouti STBC 방식을 채용한다. 또한, 기지국의 수신 안테나의 개수가 2이고, 유저의 수, 즉 K는 2이고, 각 유저가 구비하고 있는 안테나의 개수 즉, Nt도 2인 것으로 가정한다.
여기서 각각의 k 유저(21~2N)는 각각 2x2 Alamouti 시공간 블록 코드(space time block code: STBC)를 갖는 N t 개의 송신 안테나를 가지며, 기지국은 N r 개의 수신 안테나를 갖는다. 각각의 채널 계수(channel coefficient)
Figure 112007059234891-pat00021
는 모두 I.I.D.(identically independent distribution)를 갖는다고 가정한다. 이때 i-번째 수신 안테나의 수신 신호는 다음 수학식 9와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112007059234891-pat00022
여기서,
Figure 112007059234891-pat00023
는 유저 k의 j-번째 송신 안테나로부터 i-번째 기지국의 수신 안테나로의 시간 t 에서의 채널 계수(channel coefficient)를 나타낸다. 그리 고
Figure 112007059234891-pat00024
는 그 때의 유저 k의 전송 심볼이다. 잡음
Figure 112007059234891-pat00025
는
Figure 112007059234891-pat00026
의 평균 에너지를 갖는 노이즈(additive zero-mean complex Gaussian noise: AWGN)이다.
N r 이 3이고 2 심볼 구간(symbol periods) 동안 플랫 페이딩(flat fading)을 가정할 때 2 심볼 구간 동안 기지국의 첫 번째 수신 안테나에 해당하는 수신 신호는 다음 수학식 10과 같다.
Figure 112007059234891-pat00027
같은 방법으로, 두 번째, 세 번째 수신 안테나의 수신 신호는 수학식 11과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112007059234891-pat00028
여기서,
Figure 112007059234891-pat00029
와
Figure 112007059234891-pat00030
는 각 유저의 전송 심볼이며,
Figure 112007059234891-pat00031
은 그때의 i-번째 수신 안테나에 더해지는 AWGN 잡음이다. 각각의 유효 채널 행렬(effective channel matrix)은 다음 수학식 12와 같다.
Figure 112007059234891-pat00032
Figure 112007059234891-pat00033
Figure 112007059234891-pat00034
여기서
Figure 112007059234891-pat00035
는 유저 k 의 j-번째 송신 안테나로부터 i-번째 기지국 수신 안테나로의 채널 계수이다. 그리고
Figure 112007059234891-pat00036
,
Figure 112007059234891-pat00037
그리고
Figure 112007059234891-pat00038
는 각각 복소 공액(complex conjugate), 전치행렬(transpose), 및 에르미트 전치행렬(Hermitian transpose)를 나타낸다. 따라서 수학식 10 및 11에서의 두 심볼 구간 동안의 기지국의 수신 신호는 다음 수학식 13 같이 하나의 식으로 나타낼 수 있다.
Figure 112007059234891-pat00039
위의 수신 신호로부터 2 유저의 전송 심볼을 디코딩(decoding)하기 위한 최적(optimal)의 검출 기법은 최대 우도(Maximum likelihood: ML) 디코딩으로 잘 알 려져 있지만, 이는
Figure 112007059234891-pat00040
의 큰 시스템 복잡도를 갖게 된다. 여기서, S는 심볼 배열 크기(symbol constellations size)이며, N t 송신 안테나의 개수이다. 그리고 Lr은 기지국을 동시에 액세스할 수 있는 유저의 수이다.
상기 수학식 12를 통해 우리는 각각의 수신 안테나에 모든 유저의 송신 신호가 더해져 수신됨을 알 수 있다. 따라서 수신기는 각각의 사용자의 신호를 검출하기 위해 각 사용자의 간섭 신호를 제거할 필요가 있게 된다.
이하, 도 3을 참조하여, 각 사용자의 간섭 신호를 제거하여 심볼을 복원하는 본 발명에 따른 수신기의 구성을 설명한다.
수신기의 수신 안테나의 개수가 송신기의 송신 안테나의 개수보다 많더라도 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 수신기는 간단한 선형 블록 필터(linear block filter)를 이용하여 수신 신호를 디코딩할 수 있도록 한다.
도 3은 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 수신기의 구성을 나타낸 도면이다.
도 3을 참조하면, 수신기는 수신부(110), 블록 필터 생성부(120) 및 심볼 복원부(130)를 포함한다.
수신부(110)는 송신기, 예컨대 유저인 이동국으로부터 송신된 상기와 같은 신호를 수신한다. 그리고 수신부(110)는 수신 신호로부터 채널 계수(channel coefficient)들을 검출하여 블록 필터 생성부(120)로 제공한다.
블록 필터 생성부(120)는 수신한 채널 계수들로부터 본 발명에 따른 선형 블 록 필터를 생성한다. 이 선형 블록 필터
Figure 112007059234891-pat00041
는 간섭 제거 매트릭스로서, 각 유저에 대해 유효 채널 매트릭스 H eff ,k 의 모든 컬럼들은 (2k -1)번째 및 (2k)번째 컬럼을 제외하고 0의 값을 갖는다.
다시 말해, 선형 블록 필터
Figure 112007059234891-pat00042
는 유저 k 를 제외한 다른 유저에 대한 수신 유효 채널을 널 처리(nulling)하기 위한 필터이다. 전술한 바와 같이, 블록 필터를 수신 신호에 적용하면, 수학식 8에서와 같이 유저 k 의 유효 채널(effective channel)을 다른 유저(user)에 대해 간섭의 영향이 없는 형태로 만들 수 있게 된다.
심볼 복원부(130)는 본 발명에 따라 생성된 선형 블록 필터를 이용하여 심볼을 복원한다.
그에 따라, 본 발명에 따른 선형 블록 필터를 각 수신 신호에 적용하면 유효 채널 매트릭스를 다른 유저의 간섭에 영향받지 않게 된다.
예컨대, 사용자의 수가 2인 경우 선형 블록 필터(linear block filters)를 정의하면 다음 수학식 14와 같다.
Figure 112007059234891-pat00043
Figure 112007059234891-pat00044
수학식 13에
Figure 112007059234891-pat00045
를 적용하여 얻게 되는 수신 벡터(received vector)는 다음 수학식 15와 같다.
Figure 112007059234891-pat00046
여기서
Figure 112007059234891-pat00047
이다.
같은 방법으로, 두 번째 유저를 위해
Figure 112007059234891-pat00048
를 수신 신호에 곱하여 다음과 같은 수학식 16을 얻을 수 있다.
Figure 112007059234891-pat00049
여기서,
Figure 112007059234891-pat00050
이다.
수학식 15 및 수학식 16로부터, 두 개의 선형 블록 필터(linear block filter)를 통해 수신기는 2 유저의 전송 심볼들을 간섭 없이 복구해 낼 수 있게 됨을 알 수 있다.
위와 같이 디코딩하고자 하는 유저의 유효 채널을 제외한 간섭 신호에 해당하는 채널 계수(channel coefficient)들을 널링(nulling)하는 방법으로, 수신기의 안테나의 수가 증가하더라도 간단하게 새로운 선형 블록 필터(linear block filter)를 만들어 낼 수 있게 된다.
다음 수학식 17은 수신기가 4개의 수신 안테나를 가질 경우에 대한 선형 블록 필터를 나타내고 있다.
Figure 112007059234891-pat00051
Figure 112007059234891-pat00052
Alamouti's STBC를 가정할 경우
Figure 112007059234891-pat00053
와
Figure 112007059234891-pat00054
의 sub-matrix
Figure 112007059234891-pat00055
는
Figure 112007059234891-pat00056
로 inversion operation 없이 나타낼 수 있게 된다. 여기서,
Figure 112007059234891-pat00057
는
Figure 112007059234891-pat00058
이다.
수신단에서의 채널 추정이 정확하다고 가정할 경우 수학식 15 및 수학식 16로부터 maximum ratio combining (MRC)를 이용하여 각 유저들의 전송 심볼을 다음 수학식 18 및 수학식 19과 같이 간단하게 얻어낼 수 있게 된다.
Figure 112007059234891-pat00059
Figure 112007059234891-pat00060
도 4는 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 수신기에서의 동작을 나타낸 도면이다.
도 4를 참조하면, 본 발명의 실시예에 따른 수신기는 단계 210에서 송신기, 예컨대 유저인 이동국으로부터 송신된 신호를 수신한다. 이어서, 수신기는 단계 220에서 수신 신호로부터 채널 계수(channel coefficient)들을 검출하고, 단계 220 에서 채널 계수를 이용하여 수신 안테나의 개수에 기초하여 블록 필터를 생성한다.
이어서, 수신기는 단계 230에서 각 유저에 대해 유효 채널 매트릭스 H eff ,k 의 모든 컬럼들을 (2k -1)번째 및 (2k)번째 컬럼을 제외하고 0의 값을 갖는 선형 블록 필터
Figure 112007059234891-pat00061
를 생성한다.
이어서, 수신기는 단계 240에서 생성된 블록 필터를 사용하여 심볼을 복원한다.
삭제
기존의 블록 필터와는 달리 본 발명에 따른 선형 블록 필터의 구조는 수신 안테나의 수가 증가하더라도 적합(adaptable)하게 다시 생성될 수 있기 때문에, 전송 다이버시티 이득(transmit diversity gains) 뿐만 아니라, 수신 안테나의 수를 증가시킴으로써 수신 다이버시티 이득(receive diversity gains)도 얻어낼 수 있음을 알 수 있다.
한편, 다른 실시예에서는 다수의 유저중 하나의 유저의 심볼을 구한 후, 구한 심볼을 이용하여 다른 유저의 심볼을 구한다. 이를 위해 본 발명은 SIC 방법을 이용한다.
이하, SIC 수신기에 대해 설명한다. SIC 방법은 수학식 19로부터 얻어낸
Figure 112007059234891-pat00062
를 수신 신호에서 제거하는 방법으로 원래의 수신 신호를 다음 수학식 20와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112007059234891-pat00063
따라서, MRC 를 통해 수신기는 다음 수학식 21과 같이 첫 번째 사용자의 전송 symbol
Figure 112007059234891-pat00064
을 얻어낼 수 있다.
Figure 112007059234891-pat00065
같은 방법으로 수학식 18을 통해 얻어낸
Figure 112007059234891-pat00066
를 이용하여 두 번째 사용자의 전송 심볼
Figure 112007059234891-pat00067
를 얻어낼 수 있다.
Figure 112007059234891-pat00068
수학식 21 와 22에서, 본 발명에 따라 one step parallel IC 와 combining 기법을 통해 각 사용자의 전송 심볼을 얻어냈다.
이 때, 본 발명에 따라 two step SIC와 combining 기법을 이용될 수 있다. 표 1에 본 발명에 따른 수신기의 디코딩 과정이 간략히 나타나 있다.
우선, 다음 수학식 22와 같이 각사용자 k 에 대한 채널 이득을 정의한다.
,
Figure 112007059234891-pat00069
여기서
Figure 112007059234891-pat00070
는
Figure 112007059234891-pat00071
의 첫 번째 row vector를 의미한다. 다음으로, 각 사용자의 채널 이득user의 channel gain의 크기 순서에 따라 순차적으로 two step IC 과정을 통해 각 사용자의 송신 심볼을 얻어낸다.
Figure 112007059234891-pat00072
결과적으로 제안하는 two step SIC 와 combining 기법은 수신기의 복잡도를 ML decoding 대비
Figure 112014007507299-pat00073
에서
Figure 112014007507299-pat00074
로 줄일 수 있게 된다. 아울러, 제안하는 수신기의 선형 블록 필터는 수신기의 안테나 수가 증가함에 따라서 기지국에서의 수신 성능을 향상시키는 것이 가능함을 알 수 있다. 각 그래프에서,
Figure 112014007507299-pat00075
BER 지점에서 볼 때, 제안하는 two step SIC 와 combining 기법은 ML decoding 대비 낮은 복잡도를 가지면서 1dB 이하의 SNR 감쇠만 있게 된다.
기지국의 수신 안테나 수가 3이고, 유저 스케줄링(user scheduling)에 의해 Ku 명의 전체 사용자 중에서 BS를 동시에 access 할 수 있는 사용자의 수가 2로 제한된 시스템을 고려할 때 도 8은 전체 사용자의 증가에 따른 two step SIC 와 MRC combining 기법의 성능을 최적의 ML 디코딩 성능과 비교한 것이다.
전체 사용자의 증가에 따라 제안하는 수신기 구조의 성능이 최적 ML 디코딩 성능과 거의 일치해 짐을 알 수 있다.
기존의 유저 선택(user selection) 기법에 따라 선택되는 채널 매트릭스는 점점 더 orthogonal 해 지게 되고, 따라서 SIC 기법은 최적 ML 디코딩 기법의 성능과 거의 같아짐이 잘 알려져 있다.
도 1은 MIMO 통신 시스템을 나타낸 도면,
도 2는 본 발명이 적용되는 MIMO 통신 시스템을 나타낸 도면,
도 3은 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 수신기의 구성을 나타낸 도면,
도 4는 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 수신기에서의 동작을 나타낸 도면,
삭제
삭제

Claims (8)

  1. 통신 시스템에서 신호를 디코딩하는 수신기에 있어서,
    송신기로부터 송신된 신호를 수신하고 상기 수신된 신호로부터 채널 계수(channel coefficient)들을 검출하는 수신부와,
    상기 검출된 채널 계수들로부터 복원하고자 하는 심볼에 관련한 수신 유효 채널들을 널 처리(nulling)하는 선형 블록 필터(liner block filter)를 생성하는 블록 필터 생성부와,
    상기 생성된 선형 블록 필터를 이용하여 상기 수신 신호의 심볼을 복원하는 심볼 복원부를 포함하며,
    상기 블록 필터 생성부는,
    복수의 사용자들의 전송 심볼 벡터들과 곱해지며 사용자 k에 해당하는 유효 채널 매트릭스 H eff,k 에서 사용자 k 이외의 다른 사용자의 전송 심볼 벡터와 곱해지는 원소들이 모두 0이 되도록, 상기 선형 블록 필터를 설계하는 것임을 특징으로 하는 수신기.
  2. 제1항에 있어서, 상기 수신기는 SIC(serial interference cancellation) 기법에 따라 상기 복원한 심볼을 이용하여 다른 심볼을 복원하는 것을 특징으로 하는 수신기.
  3. 삭제
  4. 제1항에 있어서, 상기 송신기의 개수가 2인 경우 상기 선형 블록 필터는 다음 수학식에 의해 나타나는 것을 특징으로 하는 수신기.
    Figure 112007059234891-pat00077
    Figure 112007059234891-pat00078
    여기에서,
    Figure 112007059234891-pat00079
    Figure 112007059234891-pat00080
    은
    Figure 112007059234891-pat00081
    의 서브 매트릭스임.
  5. 통신 시스템에서 신호를 디코딩하는 방법에 있어서,
    송신기로부터 송신된 신호를 수신하여 상기 수신된 신호로부터 채널 계수(channel coefficient)들을 검출하는 단계와,
    상기 검출된 채널 계수들로부터 복원하고자 하는 심볼에 관련한 수신 유효 채널들을 널 처리(nulling)하는 선형 블록 필터(liner block filter)를 생성하는 단계와,
    상기 생성된 선형 블록 필터를 이용하여 상기 수신 신호의 심볼을 복원하는 단계를 포함하며,
    상기 선형 블록 필터는,
    복수의 사용자들의 전송 심볼 벡터들과 곱해지며 사용자 k에 해당하는 유효 채널 매트릭스 H eff,k 에서 사용자 k 이외의 다른 사용자의 전송 심볼 벡터와 곱해지는 원소들이 모두 0이 되도록 설계된 것임을 특징으로 하는 디코딩 방법.
  6. 제5항에 있어서, SIC(serial interference cancellation) 기법에 따라 상기 복원한 심볼을 이용하여 다른 심볼을 복원하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 디코딩 방법.
  7. 삭제
  8. 제5항에 있어서, 상기 송신기의 개수가 2인 경우 상기 선형 블록 필터는 다음 수학식에 의해 나타나는 것을 특징으로 하는 디코딩 방법.
    Figure 112014007507299-pat00083
    Figure 112014007507299-pat00084
    여기에서,
    Figure 112014007507299-pat00085
    Figure 112014007507299-pat00086
    은
    Figure 112014007507299-pat00087
    의 서브 매트릭스임.
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