JP4386941B2 - 単一レート階層化無線通信システムにおける複数の変調スキーム - Google Patents

Description

関連出願の記載

３５Ｕ．Ｓ．Ｃ．１１９に基づく優先権主張
この特許出願は、この特許出願の譲受人に譲渡され、参照することによりこの出願に明示的に組み込まれる、２００４年７月１６日に出願された「ＭＭＯ送信スキーム」(MMO Transmission Scheme)というタイトルの仮出願番号第６０／５８８、６３０および２００４年１２月２２日に出願された仮出願番号第６０／６３９，０７３に対する優先権を主張する。

この開示は無線通信に関し、特に多重入力多重出力通信システムに関する。

無線通信とデータ処理システムの需要は上昇中である。ほとんどの通信チャネルに本来備わっているものは、データを含むフレーム、パケットまたはセルを転送するときに導入されるエラーである。そのようなエラーはしばしば電気的な干渉または熱雑音により生じる。

データはしばしば冗長度を含むように、制御された方法で送信機において符号化される。冗長度は、チャネルを介して送信されている間、データに導入される雑音と干渉を克服するために受信機によりその後使用される。例えば、あるコーディングスキームに従って送信機はｎビットを用いてｋビットを符号化してもよい。この場合、ｎはｋより大きい。データの符号化により導入される冗長度の量は比ｎ／ｋにより決定される。この比の逆数はコードレートと呼ばれる。ｎビットシーケンスを表すコードワードは、エンコーダーにより発生され、通信チャネルとインターフェースする変調器に配信される。変調器は各受信されたシーケンスをシンボルにマッピングする。Ｍ進のシグナリングにおいて、変調器は各ｎビットのシーケンスをＭ＝２ｎシンボルの１つにマッピングする。バイナリフォーム以外のフォームのデータは符号化されてもよいが、典型的にデータはバイナリデジットシーケンスにより表される。

送信チャネルの受信端において、コード化されたシンボルはデコードされなければならない。ビタビアルゴリズムは、ＡＷＧＮチャネルを介して送信された畳み込み符号化されたシンボルおよびトレリス符号化されたシンボルをデコードするための効率的な最尤シーケンス検出方法である。

ビタビアルゴリズムに従って、受信された信号毎に、時刻ｔｉにおけるその信号と、時刻ｔにおいて各状態に入るすべてのトレリスパスとの間の距離が計算される。ビタビアルゴリズムにおいて最小のユークリッド距離は、ＡＷＧＮチャネルで送信される畳み込みシーケンスおよびトレリスシーケンスをデコードするための最適な分岐距離関数として選択される。

無線通信システム１の１つのタイプは多重入力多重出力（ＭＩＭＯ）システムである。ＭＩＭＯシステムにおいて、送信機は、複数の送信アンテナを含み、受信機は複数の受信アンテナを含む。送信機は送信されるデータを多数のストリーム（典型的にはビットストリーム）に分割し、複数の送信アンテナを介してストリームを送信する。受信機は複数の受信アンテナを介して、送信されたストリームを受信する。

ＭＩＭＯ通信システムは送信機サイドでチャネル状態情報（ＣＳＩ）を知ることにより恩恵を受けることができる。例えば、時分割二重（ＴＤＤ）システムにおいて、フォワードリンク（ＦＬ）送信とリバースリンク（ＲＬ）送信は、同じスペクトルを使用し、それゆえ実質的に同じ物理チャネルである。チャネルレシプロシティとも呼ばれるＦＬチャネルとＲＬチャネルとの間の等値は、受信フェーズ期間中に獲得されたＣＳＩの使用を可能にする。例えば、ＲＬ期間中におけるベーストランシーバーステーション（ＢＴＳ）におけるチャネル推定および／または次の送信フェーズのためのＲＬ期間中における移動局（ＭＳ）におけるチャネル推定がある。例えばＢＴＳにおけるＦＬおよび／またはＭＳにおけるＲＬがある。

送信性能を改善するためにＣＳＩを使用する１つのよく知られた技術は、オイゲンビームフォーミング(eigengeamforming)として一般に知られている。オイゲンビームフォーミングに従って、多数の信号がＭＩＭＯチャネルの主コンポーネントの方向に沿って送信される。ＣＳＩがいかなるミスマッチも含まないと仮定されるなら、オイゲンビームフォーミングはＭＩＭＯチャネルを等価な単一入力単一出力（ＳＩＳＯ）通信チャネルのセットにマッピングする。これらのチャネルは次には複数のＳＩＳＯチャネルを介して拡散された（それぞれの主コンポーネントに同調された）複数のコード化されたストリームかまたは単一のコード化されたストリームを送信するために使用される。

送信性能を改善するためにＣＳＩを使用するもうひとつのよく知られた技術は階層化として一般に知られている。階層化技術に従って、複数のコード化されたストリームは異なるレイヤを介して送信される。受信機は各レイヤに関連するストリームをデコードし、受信された信号からデコードされたレイヤの寄与を除去し、それにより次のレイヤのための干渉を低減する。階層化技術は、送信機において正確なＣＳＩが欠落している場合の高レートを獲得することを提供する。それゆえ、複数のコード化されたストリームを有した階層化技術は、ＣＳＩが変化するかもしれない状況においてより適している。そのような状況はモバイルセルラＴＤＤシステムにおいて起こる。この場合、ＦＬ／ＲＬレシプロシティにより獲得されたＣＳＩはチャネル変更レートが大きくなるにつれ劣化する。

発明の概要

一実施形態において、無線通信装置は、各々が符号化されたデータセグメントを発生するように適合された複数のエンコーダーを備える。複数のエンコーダーは、同時に符号化されたデータセグメントと同じレートで受信するデータセグメントを符号化するように構成される。複数の変調器は各々が複数の符号化されたデータセグメントの異なるセグメントを受信して変調し変調技術に従って変調されたデータセグメントを発生するように適合される。変調器の少なくとも２つは、同時に変調されたデータセグメントのための異なる変調技術を利用する。無線通信は、各々が変換された信号の異なる信号を受信し処理するように適合された複数の送信機をさらに備える。

他の実施形態において、無線通信装置は、各々が第１の複数の信号を受信するように適合された複数の受信機を備える。無線通信装置はさらに、複数の変調されたデータセグメントをリカバーするように構成されたコンバイナと、各々がリカバーされたデータセグメントの異なるデータセグメントを受信して復調し復調されたデータセグメントを発生するように適合された複数の復調器とを備え、復調器は、異なる復調技術に従ってリカバーされたデータセグメントの少なくともいくつかを復調する。無線通信装置はさらに、各々が複数の復調されたデータセグメントの異なるデータセグメントを受信してデコードするように適合された複数のデコーダーを備える。

さらなる実施形態において、方法は、複数の符号化されたデータセグメントの各々を変調し複数の変調されたデータセグメントを発生することを備え、複数の符号化されたデータセグメントの少なくとも２つは異なる変調技術に従って変調される。方法は、さらに、複数の変調されたデータセグメントを送信することを備える。

さらなる実施形態において、方法は、複数のデータセグメントをリカバーすることと、複数のリカバーされたデータセグメントの各々を復調することと、複数の復調されたデータストリームの各々をデコードすることとを備える。リカバーされたデータセグメントの少なくともいくつかは、異なる復調技術に従って復調される。

この開示に従って、ＭＩＭＯ通信システム内の複数のストリームが同じ適合性のあるレートで符号化される。従って、共通のレートを有するすべての変調に対するすべての可能な変調／レートの組み合わせのセットは減少され、従ってデータストリームを有する可能なパケットフォーマットの数の低減を生じる。レート予測は、すべての情報レートに対して平均化することにより、一部分、よりエラー回復力があるようになる。さらに、パケットのシグナリングオーバーヘッドが低減される。それゆえ、この開示に従って、一方で所望の送信レート粒度と他方で堅固性／シグナリングオーバーヘッドとの間のトレードオフがコーディングレートを調節することにより制御される。

図１は、この開示の一実施形態に従って、ＭＩＭＯ通信システムの無線通信装置のマルチチャネル送信機１００（以下、代わりに送信機と呼ばれる） の簡単化されたハイレベルブロック図である。図１の実施形態において、ＭＩＭＯ通信システムは図1の実施形態では、MIMO通信システムはＭ×Ｋとして示される。送信機１００は一部分として、ｍのエンコーダー１０５₁．．．１０５_mと、ｍの変調器１１０₁．．．１１０_mと、オイゲンビームフォーミングブロック１２０とＭの送信機１２５₁．．．１２５_Mを含む。ｍの送信機により発生された信号はＭの送信アンテナ１３０₁・・・１３０_Mにより送信される。各送信アンテナはＭのフロントエンドブロックの異なるフロントエンドブロックと関連している。下記では、同様のコンポーネントの異なるインスタンスは、異なるインデックスを有する同様の参照数字により二者択一的に識別される。インデックスは参照数字に対する添え字として現れる。例えば、エンコーダーのｍインスタンスは、１０５₁・・・１０５_mとして識別される。または二者択一的に参照数字１０５を用いて識別される。

Ｍの送信アンテナを介して送信されるｍのデータセグメント、但しｍ≦Ｍは、フォワードエラー訂正（ＦＥＣ）のような多数のエラー訂正アルゴリズムの任意の１つを組み込んだ周知のエンコーディングスキームの任意の１つを用いてエンコーダー１０５により最初に符号化される。各エンコーダー１０５は異なるエラー訂正アルゴリズムを使用してもよい。しかしながら、以下にさらに記載されるように、各エンコーダー１０５は、同じデータレートを用いて受信するデータセグメントを符号化する。符号化されたデータセグメントは連続的に変調器１１０に供給される。各変調器１１０は異なる変調技術を実行してもよい。例えば、変調器１１０1は、位相シフトキーイング（ＰＳＫ）変調技術を実行するように構成されてもよいし、変調器１１０2は、直交振幅変調（ＱＡＭ）技術を実行するように構成されてもよい。

ｍのデータセグメントは同じデータストリームの一部であってもよいことが理解される。あるいは、ｍのデータセグメントは、異なるデータストリームの一部であってもよい。いずれにしても、各セグメントは、例えばラウンドロビン方法においていくつかの異なる変調スキームを用いて変調されてもよい。例えば、データセグメントはｍの符号化されたブロックを含むと仮定する。次に、第１のデータセグメントの第１の符号化されたブロックは、変調器１１０1により変調されてもよいし、第１のデータセグメントの第２の符号化されたブロックは、変調器１１０2により変調されてよく、第１のデータセグメントのｍ番目の符号化されたデータブロックは、変調器１１０mにより変調されてもよい等である。同様に、例えば第２のデータセグメントの第１の符号化されたブロックは変調器１１０₂により変調されてもよいし、第２のデータセグメントの第２の符号化されたブロックは変調器１１０₃により符号化されてもよいし、第２のデータセグメントの（ｍ-１）番目の符号化されたブロックは、変調器１１０1により変調されてもよい。

ｍの変調器１１０のｍの変調された出力はオイゲンビームフォーミングブロック１２０に供給される。オイゲンフビームフォーミングブロック１２０は送信毎にシンボルの変調されたシンボルまたはブロックをビーム形成するように適合される。一実施形態において、これは、リニアのＭ×ｍ変換を実行することにより供給されてもよいしＭ×ｍのマトリクスにより表されてもよい。この場合、各Ｍ×１列はビームフォーミング重みを表す固有ベクトルである。オイゲンビームフォーミングブロック１２０は、時間領域と周波数領域のいずれかまたは両方においてリニア変換を実行するように適合されてもよい。オイゲンビームフォーミングブロック１２０はＭの出力を発生するように適合される。各出力は、Ｍの送信機１２５1・・・１２５Mの異なる送信機に配信される。各送信機１２５は、パルス整形、増幅、デジタル−アナログ変換等のような多数の信号処理機能を実行するように適合されていてもよい。送信機により発生される出力信号は、Ｍのアンテナ１３０₁・・・１３０_Mを介して送信される。

図２はこの開示の一実施形態に従って、ｍ×ＫのＭＩＭＯ通信システムの受信機エンド２００の簡単化されたハイレベルブロック図である。受信機２００は、Ｋの受信機２１０₁・・・２１０_kを含むものとして示される。各受信機は、Ｋの受信アンテナ２０５₁・・・２０５_kの１つにより受信された信号を受信するように適合されている。各受信機２１０は、増幅のような多数の信号処理機能を実行する。Ｋの処理された信号は、空間フィルターである受信コンバイナブロック２１５に供給される。受信コンバイナ２１５は、受信アンテナ２０５₁・・・２０５_kにおいて受信される雑音のある混合物から変調器１１０₁・・・１１０_mにより変調されたデータセグメントをリカバーするように適合されたｍ×Ｋのリニアフィルターである。いくつかの実施形態において、受信コンバイナ２１５は、リニア最小平均二乗誤差（ＭＭＳＥ）フィルタリング動作を実行する。使用されるエアーインターフェースに応じて、受信コンバイナ２１５は、時間および／または周波数領域においてフィルタリング動作を実行するように適合されてもよい。

受信コンバイナのｍの出力は、復調器２２０１₁・・・２２０_mにより復調され、次にデコーダー２２５₁・・・２２５_mによりデコードされる。受信機２００は以下にさらに記載されるように、２つの動作モード、すなわち空間多重化（ＳＭ）モードと連続干渉キャンセル（ＳＩＣ）を有する。

ＳＭモードに従って、各ストリームは、抽出され、すなわち、他のストリームの各々の混合物をガウス干渉として取り扱うことにより復調／デコードされる。このモードにおいてデコーダー２２５₁・・・２２５_mにより発生された信号は受信機２００の出力信号を形成する。

ＳＩＣモードに従って、コンバイナの出力は連続的に結合され、復調され、デコードされる。各結合ステップ、復調ステップおよびデコードステップのあとで、リカバーされたストリームを用いて信号の受信された混合物への寄与を再構成する。この寄与は、次のストリームの抽出前に、コンバイナにおいて受信された混合物からキャンセルされる。従って、以前にデコードされた信号はエンコーダー２３０により符号化され、変調器２３５により変調され入力ポートＣ₁・・・Ｃ_mを介して受信コンバイナ２１５に供給されるキャンセリング信号を発生する。受信コンバイナ２１５は、ポートＣ₁・・・Ｃ_mを介して受信する対応するキャンセリング信号によりポートＦ₁・・・Ｆ_kを介して受信機２１０から受信する信号を変更する。別段の表示がない限り、以下に記載する各スカラー量、ベクトル成分またはマトリクス要素は複素数であってもよいことが理解される。英数字シンボルのためにここで使用される標示付け規約は、イタリックシンボルとしてスカラー量を表し、小文字のボールド体シンボルとしてベクトルを表し、大文字のボールド体のシンボルとしてマトリクスを表す。

この開示に従って、ＳＭモードとＳＩＣモードの両方は、以下にさらに記載されるように送信機におけるＣＳＩが最適値未満であるとき、送信を改善するように適合される。

が受信機２１０の出力における受信された信号の対応するＫ×１ベクトルであると仮定し、

がオイゲンビームフォーミングブロック１２０の出力における対応するｍ×１のベクトルであると仮定し、

は、ゼロ平均値および単位電力と空間的に無相関の複素ガウス分布であると仮定されるＫ×１の観察雑音ベクトルである。

は、ある時間及び／または周波数ビンに対応するＭの送信アンテナ及びＫの受信アンテナ間のチャネルを記載するＫ×Ｍのマトリクスである。

従ってベクトル

は以下のように定義されてもよい。

オイゲンビームフォーミングブロック１２０により実行されるオイゲンビームフォーミング変換

は、以下のようにＭ×ｍのマトリクスとして定義されてもよい。

但し

は変調器１１０の出力において供給された変調されたシンボルのｍ×１のベクトルである。送信エンド１００は実質的に正確なＣＳＩを有すると仮定する。従って、オイゲンビームフォーミング変換は、以下に示すようにチャネルマトリクスのｍの主要な右の単一ベクトルのサブセットとして選択されてもよい。

但し、

は、

の左の単一ベクトルのＫ×ｍｉｎ｛Ｍ，Ｋ｝のユニタリマトリクスである。

は、

の右の単一ベクトルのｍｉｎ｛Ｍ，Ｋ｝×Ｍユニタリマトリクスである。

は関連する単一値の対角行列である。

一般性の損失無くして、

と仮定する。

（３）に従って、ｍ<ｍｉｎ｛Ｍ，Ｋ｝ストリームは、

の主要コンポーネントを介して送信される。方程式（１）-（３）に従って、実質的に完全なＣＳＩの場合には、以下の表現が適用される。

送信エンド１００で実質的に完全なＣＳＩを仮定すると、最適な受信コンバイナ２１５は、以下のように左の単一モードに従って受信ベクトル

をフィルターする。

但し、

は、受信コンバイナ２１５のｍ×１出力であり、

は、変換された雑音である。

雑音項

は無相関のガウス雑音である。方程式（５）における等価なチャネルは、並列の独立した雑音のあるサブチャネルのセットであることに留意する必要がある。図３はそのような等価チャネルのブロック図である。

それゆえ、この開示に従って、ＣＩＳが良く知られていないときに送信を改善するために、ビットローディングとレート適合は以下に記載するように実行される。送信エンド１００のサブチャネル１４５₁・・・１４５_mに配信されたすべてのストリームに対して適当な変調サイズ、例えば、ＰＳＫまたはＱＡＭが選択されてこれらのサブチャネルの信号対雑音比

に対応する情報レートＩ₁・・・Ｉ_mに適応させる。送信エンド１００におけるＣＳＩの不完全な知識による生じた損失に対処するためにスケーリングファクターが適用されてもよい。スケーリングファクターは、上述したようにＳＩＣモードで実行されるが、受信エンド２００のサブチャネル、

の不完全な知識、受信エンド２００におけるチャネル推定エラー等の間の残余干渉のアカウンティング(accounting)を提供する。
情報レートＩ₁・・・Ｉ_mおよびシンボルｎ₁・・・ｎ_mの実際のビット数に従って、単一コーディングレートＲ（Ｒ＝Ｒ₁＝...=R_ｍ)は以下のように定義される。

不等式（７）におけるスケーリングファクターはフォワードエラー訂正スキーム等のようなファクターに依存する。スケーリングファクターは、推定レートに対してバックオフ(back-off)の度合いを制御するために使用される。ＣＳＩのほぼ完全な知識と理想的なトランシーバーを仮定すると、サブチャネルあたりの最大の獲得可能なレートは以下を満足する。

式（８）は、等しい電力アロケーションを有したチャネル

ためのシャノン限界を生じる。電力アロケーションはさらに信号対雑音比プロファイルに従って最適化される。

上述の記載において、正確なチャネルマトリクス

は送信機において知られていないかもしれない。それゆえ、

のみが利用可能である

そのような推定は、上述したように及び図２に示したように、ＴＤＤシステムにおけるチャネルレシプロシティからかまたはキャンセリング信号を発生するフィードバックチャネルを介して得てもよい。

に基づいて、送信エンド１００は、方程式（３）に従って推定値

を計算する。

方程式（９）に従って、オイゲンビームフォーミングブロック１２５により発生されたベクトル

は、以下に示すように計算される。

この開示に従って、ビットローディングおよびレート適合の一例は以下に提供される。

ｍ＝３と仮定し、

と仮定する。

これらの３つのオイゲンビームのための適切な変調サイズを選択するために、２０．０（≒１３ｄＢ）、５．０（≒７ｄＢ）、および１．２６（≒１ｄＢ）のそれぞれの信号対雑音比（ＳＮＲ）に対応する情報レートが計算される。種々の使用された変調サイズに関連する情報レートは、以下の表１で与えられる。しかしながら、他の情報レートを獲得してもよい。

上の表１に示される値に従って、異なるオイゲンビームのための情報レートはＳＮＲに基づいて選択されてもよい。最も強いビーム

の場合、最も高いオーダーのスキーム、ここでは、６４ＱＡＭが選択される。なぜなら、対応するスペクトル効率は次により低い変調スキーム（１６ＱＡＭ）のスペクトル効率を実質的に超えるからである。従って、最も強いストリーム、Ｉ₁＝４．０８ｂｐｓ／Ｈｚの場合の６４ＱＡＭが選択される。２番目に強いビーム

の場合、２番目に高い変調スキーム、ここでは１６ＱＡＭであり、Ｉ₂＝２．４２ｂｐｓ／Ｈｚであり、ｎ₁＝４である、が選択される。なぜならば、最も高いオーダーの変調スキーム、ここでは、（６４ＱＡＭ）は、わずかな改善、すなわち、０．０３ｂｐｓ／Ｈｚをもたらすに過ぎないからである。同様に、最も弱いビーム

に対してＩ₃＝１．１１ｂｐｓ／Ｈｚおよびｎ₁＝２を有したＱＰＳＫ変調スキームが選択される。これらの結果は以下の表２に要約される。

表２の数字に基づいて、フォワードエラー訂正（ＦＥＣ）コーディングレートが選択される。不等式（７）に従って、

が見出される。

不等式（７）は、非理想ＦＥＣのような種々のファクター、送信機においてＣＳＩを推定する際のエラー（ＣＳＩ）、または受信機における処理損失のような種々のファクターにより生じる処理損失に関連するので、Ｒの値は一部、実施に依存する。例えば、一実施形態において、（パケット損失耐性シナリオの場合）積極的な選択を表す、１／２（０．５）の値を有するようにＲを選択してもよい。あるいは、他の実施形態において、保守的な選択を表す、１／３（０．３３）の値を有するようにＲを選択してもよい。それゆえ、上記の例に示されるように、変調サイズは、推定されたＳＮＲから推定された経験的な情報レートに基づいて選択され、一方推定エラーによる不正確さは、ＦＥＣレート選択内のスケーリングにより対処される。

よくあることだが、ＣＳＩの送信機の知識は不完全である。従って、オイゲンビームフォーミングマトリクス

はオイゲンビームフォーミングブロック１２０により使用される。方程式（１）および（１０）に従って、次の表現が適用される。

受信エンド２００において、全体のチャネルマトリクス

が推定される。典型的にチャネル推定はパイロット信号により可能である。パイロット信号の可能な実施は、選択されたエアーインターフェースに応じて、時間領域および／または周波数領域内のシンボルのセットを介してシンボル

の基準セットを送信することを構成する。チャネル推定は、

であるような結合されたチャネル

の推定値

を生じる。結合されたチャネルの推定値

を与えられて、

により定義されたＭＭＳＥフィルターを使用してもよい。

従って、受信コンバイナにより発生されたｍ×１の出力

は以下のように定義される。

ＳＩＣ受信機の場合に、方程式（１４）および（１５）により定義される動作は、検出された信号の検出およびキャンセルと共に連続的に適用される。例えば、第１のエントリ

が検出されたと仮定する。

の第１列である

を有するベクトル

を構成する寄与

が受信されたベクトル

からキャンセルされると、受信コンバイナ２１５により実行される次のフィルタリング動作は、この寄与を考慮から除外する。これは方程式（１４）−（１５）により定義される動作の実施になる。この場合

は、その対応する列（この例では、第１列）を除去することにより変更される。

同様の方法で、コンバイナ出力

は、

に対応するエントリを含む、サイズ（ｍ−１）×１の出力であろう。

こここに記載された技術は種々の手段により実施されてもよい。例えば、これらの技術は、ハードウエア、ソフトウエアまたはそれらの組み合わせにおいて実施されてもよい。ハードウエア実施の場合、アクセスポイントまたはアクセス端末内の処理装置は、１つ以上の特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣｓ）、デジタルシグナルプロセッサー（ＤＳＰｓ）、デジタルシグナル処理装置(DSPDs）、プログラマブルロジックデバイス（ＰＬＤｓ）、フィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡｓ）、プロセッサー、コントローラー、マイクロコントローラー、マイクロプロセッサー、ここに記載された機能を実行するように設計された他の電子装置、またはそれらの組み合わせにおいて実施されてもよい。

ソフトウエア実施の場合、ここに記載された技術は、ここに記載された機能を実行するモジュール（例えば、手続、機能等）を用いて実施されてもよい。ソフトウエアコードはメモリユニットに記憶されプロセッサーにより実行されてもよい。メモリユニットはプロセッサー内部で実施されてもよいし、プロセッサー外部で実施されてもよい。プロセッサー外部で実施される場合には、メモリユニットは、技術的に知られた種々の手段を介してプロセッサーに通信可能に接続することができる。

開示された実施形態の上述の記載は当業者がここに開示された特徴、機能動作、および実施形態を製作または使用可能にするために提供される。これらの実施形態に対する種々の変更は当業者には容易に明白であり、ここに定義される包括的原理は、精神または範囲から逸脱することなく他の実施形態に適用されてもよい。従って、この開示はここに示される実施形態に限定することを意図したものではなく、ここに開示される原理および新規な特徴に一致する最も広い範囲が許容されるべきである。

図１はこの開示の一実施形態に従って、ＭＩＭＯ通信システムのための通信装置のＭチャネル送信機の簡単化されたハイレベルブロック図である。 図２はこの開示の一実施形態に従って、ＭＩＭＯ通信システムのＫチャネル受信機の簡単化されたハイレベルブロック図である。 図３は、図１および図２に示される送信機および受信機に関連する並列の独立した雑音のあるサブチャネルを示す。

Claims (33)

1. 各々が複数のデータセグメントの異なるセグメントを受信して符号化し、符号化されたデータセグメントを発生するように適合された複数のエンコーダーであって、前記複数のエンコーダーは同時に符号化されたデータセグメントと同じレートで受信するデータセグメントを符号化するように構成された、複数のエンコーダーと、
   各々が前記複数の符号化されたデータセグメントの異なるセグメントを受信して変調し、変調技術に従って変調されたデータセグメントを発生するように適合された複数の変調器であって、前記変調器の少なくとも２つは同時に変調されたデータセグメントに対して異なる変調技術を利用する、複数の変調器と、
   各々が前記変換された信号の異なる信号を受信して処理し、前記処理した信号を、送信のために複数の関連する送信アンテナの異なるアンテナに配信するように適合された複数の送信機と、
   を備え、
   送信側のサブチャネルに配信されるストリームに対して、サブチャネルの信号対雑音比に対応する情報レートＩ ₁ ・・・Ｉ _m に適応させるために適切な変調サイズが選択され、情報レートＩ ₁ ・・・Ｉ _m およびシンボルｎ ₁ ・・・ｎ _m あたりの実際のビット数に対して単一のコーディングレートＲ（Ｒ＝Ｒ ₁ ＝・・・＝Ｒ _m ）は
   

   

   として定義される無線通信装置。
2. 前記複数の変調器と前記複数のフロントエンドとの間に接続されたビームフォーミングブロックをさらに備えた、請求項１の無線通信装置。
3. 前記データセグメントは同じデータストリームの一部である、請求項１の無線通信装置。
4. 前記複数のデータセグメントのサブセットは異なるデータストリームの一部である、請求項１の無線通信装置。
5. 前記複数の変調器の各々は、同時に変調されたデータセグメントの異なる変調技術を用いて受信する前記データセグメントを変調するように構成される、請求項１の無線通信装置。
6. 各送信機は受信する前記変換された信号をベースバンド信号からＲＦ信号に変換するように構成された、請求項１の無線通信装置。
7. 各送信機は、さらに受信するデジタル信号をフィルターし、増幅し、アナログ信号に変換するようにさらに構成される、請求項６の無線通信装置。
8. 各々が複数の送信アンテナにより送信された第１の複数の信号を受信するように適合された複数の受信機と、
   前記複数の受信機により配信された前記信号を受信し、複数の変調されたデータセグメントをリカバーするように構成されたコンバイナと、
   各々が前記リカバーされたデータセグメントの異なるセグメントを受信して復調し復調されたデータセグメントを発生するように適合された複数の復調器であって、前記復調器は、異なる復調技術に従って前記リカバーされたデータセグメントの少なくともいくつかを復調する複数の復調器と、
   各々が前記複数の復調されたデータセグメントの異なるセグメントを受信して復号し、復号されたデータセグメントを発生するように適合された複数のデコーダーと、
   を備え、
   送信側のサブチャネルに配信されるストリームに対して、サブチャネルの信号対雑音比に対応する情報レートＩ ₁ ・・・Ｉ _m に適応させるために適切な変調サイズが選択され、情報レートＩ ₁ ・・・Ｉ _m およびシンボルｎ ₁ ・・・ｎ _m あたりの実際のビット数に対して単一のコーディングレートＲ（Ｒ＝Ｒ ₁ ＝・・・＝Ｒ _m ）は
   

   

   として定義される無線通信装置。
9. 前記受信コンバイナはリニアフィルターである、請求項８の無線通信装置。
10. 前記リニアフィルターは、前記受信した信号に対してリニア最小平均二乗誤差エラーフィルタリング動作を実行するように構成された、請求項９の無線通信装置。
11. 前記受信器は、
    各々が前記デコーダーの異なるデコーダーに接続され前記デコードされたデータセグメントの異なるセグメントを受信して符号化し、符号化されたキャンセリング信号を発生するように適合された複数のエンコーダーをさらに備えた、請求項８の無線通信装置。
12. 前記受信機は、
    各々が前記符号化されたキャンセリング信号の異なる信号を受信して符号化し、変調され符号化されたキャンセリング信号を発生するように適合された複数の変調器をさらに備えた、請求項１１の無線通信装置。
13. 前記コンバイナは、前記変調され符号化されたキャンセリング信号の対応する信号により前記リカバーされたデータセグメントの各々を変更するように構成された、請求項１２の無線通信装置。
14. 同じレートで複数のデータセグメントの各々を符号化し、複数の符号化されたデータセグメントを発生することと、
    前記複数の符号化されたデータセグメントの各々を変調し、複数の変調されたデータセグメントを発生することであって、前記複数の符号化されたデータセグメントの少なくとも２つは異なる変調技術に従って変調されることと、
    複数の関連する送信アンテナを介して前記複数の処理された信号を送信することと、
    を備え、
    送信側のサブチャネルに配信されるストリームに対して、サブチャネルの信号対雑音比に対応する情報レートＩ ₁ ・・・Ｉ _m に適応させるために適切な変調サイズが選択され、情報レートＩ ₁ ・・・Ｉ _m およびシンボルｎ ₁ ・・・ｎ _m あたりの実際のビット数に対して単一のコーディングレートＲ（Ｒ＝Ｒ ₁ ＝・・・＝Ｒ _m ）は
    

    

    として定義される方法。
15. 送信することの前に前記変調されたデータセグメントをオイゲンビームフォーミングすることをさらに備えた、請求項１４の方法。
16. 前記複数のデータセグメントは前記同じデータストリームの一部である、請求項１４の方法。
17. 前記複数のデータストリームのサブセットは、異なるデータストリームの一部である、請求項１４の方法。
18. 変調することは、異なる変調技術に従って前記複数の符号化されたデータセグメントの各々を変調することを備えた、請求項１４の方法。
19. 前記複数の変換された信号の各々を処理することは、前記変換された信号をベースバンド信号からＲＦ信号に変換することを備えた、請求項１４の方法。
20. 前記複数の変換された信号のおのおのを処理することは、
    前記変換された信号の各々をフィルタリングすることと、
    前記変換された信号の各々を増幅することと、
    前記変換された信号の各々をデジタル信号からアナログ信号に変換することと、
    をさらに備えた請求項１９の方法。
21. 複数の送信アンテナにより送信された第１の複数の信号を受信することであって、前記第１の複数の信号は、送信する前に第２の複数の信号を変換することにより発生されることと、
    前記第１の複数の受信された信号から複数のデータセグメントをリカバーすることと、
    前記複数のリカバーされたデータセグメントの各々を復調することであって、前記リカバーされたデータセグメントの少なくともいくつかは異なる復調技術に従って復調されることと、
    前記複数の復調されたデータセグメントの各々をデコードすることと、
    を備え、
    送信側のサブチャネルに配信されるストリームに対して、サブチャネルの信号対雑音比に対応する情報レートＩ ₁ ・・・Ｉ _m に適応させるために適切な変調サイズが選択され、情報レートＩ ₁ ・・・Ｉ _m およびシンボルｎ ₁ ・・・ｎ _m あたりの実際のビット数に対して単一のコーディングレートＲ（Ｒ＝Ｒ ₁ ＝・・・＝Ｒ _m ）は
    

    

    として定義される方法。
22. 前記リカバリングするステップは、前記第１の複数の信号に対してリニアフィルタリング動作を実行することをさらに備えた、請求項２１の方法。
23. 前記リニアフィルタリング動作を実行するステップは、リニア最小平均二乗誤差フィルタリング動作を実行することをさらに備えた、請求項２２の方法。
24. 前記デコードされたデータセグメントの各々を符号化し符号化されたキャンセリング信号を発生することをさらに備えた、請求項２１の方法。
25. 前記符号化されたキャンセリング信号の各々を変調し、複数の変調された符号化されたキャンセリング信号を発生することをさらに備えた、請求項２４の方法。
26. 前記複数の変調された符号化されたキャンセリング信号の対応する信号により前記複数のリカバーされたデータセグメントの各々を変更することをさらに備えた、請求項２５の方法。
27. 同じレートで複数のデータセグメントの各々を受信して符号化し、複数の符号化されたデータストリームを発生する手段と、
    異なる変調技術を用いて前記複数の符号化されたデータセグメントの少なくとも２つを変調し複数の変調されたデータセグメントを発生する手段と、
    複数の関連する送信アンテナを介して前記処理された信号を送信する手段と、
    を備え、
    送信側のサブチャネルに配信されるストリームに対して、サブチャネルの信号対雑音比に対応する情報レートＩ ₁ ・・・Ｉ _m に適応させるために適切な変調サイズが選択され、情報レートＩ1・・・Ｉmおよびシンボルｎ ₁ ・・・ｎ _m あたりの実際のビット数に対して単一のコーディングレートＲ（Ｒ＝Ｒ1＝・・・＝Ｒm）は
    

    

    として定義される送信機。
28. 固有ベクトルを前記複数の変調されたデータセグメントに適用する手段をさらに備えた、請求項２７の送信機。
29. 前記複数のデータセグメントは前記同じデータストリームの一部である、請求項２７の送信機。
30. 前記複数のデータセグメントのサブセットは異なるデータストリームの一部である、請求項２７の送信機。
31. 異なる変調技術を用いて前記複数の符号化されたデータのおのおのを変調する手段をさらに備えた、請求項２７の送信機。
32. 前記変換された信号のおのおのをベースバンド信号からＲＦ信号に変換する手段をさらに備えた、請求項２７の送信機。
33. 前記変換された信号のおのおのをフィルタリングする手段と、
    前記変換された信号のおのおのを増幅する手段と、
    前記変換された信号のおのおのをデジタル信号からアナログ信号に変換する手段と、
    をさらに備えた、請求項３２の送信機。

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