CN101023616B - 单速率分层无线通信系统中的多调制方案 - Google Patents

Abstract

一种MIMO通信系统用于以相同的自适应速率对多个数据段进行编码。因此，所有调制与常用速率的所有可能的调制/速率组合的集合被减少，由此导致承载所述数据流的可能的分组格式的数目减少。速率预测变得更为容错，这部分是因为所有信息速率上的平均。此外，所述分组的信令开销被减少。因此，根据本公开，一方面期望的传输速率梯度和另一方面健壮性/信令开销之间的折衷是可以通过调节所述码率来控制的。

Description

单速率分层无线通信系统中的多调制方案

基于35 U.S.C.§119要求优先权

本申请要求2004年7月16日提交的、名为“MIMO TransmissionScheme”的临时申请No.60/588,630以及2004年12月22提交的临时申请No.60/639,073的优先权，这些临时申请被转让给本申请中的受让人，并在此将其明显地引入作为参考。

技术领域

本公开涉及无线通信，并且更特别涉及多入多出通信系统。

背景技术

对无线通信与数据处理系统的需求在增长。大多数通信信道的固有特性是当在传送包含数据的帧、分组或信元时引入的误码。这种误码经常是由于电干扰或热噪声引起的。

数据通常被在发射器处以受控的方式进行编码以包括冗余。所述冗余随后被接收器用来克服在通过信道传输时在数据中引入的噪声和干扰。例如，发射器可以根据某个编码方案利用n比特来对k比特进行编码，其中n大于k。由对数据进行编码而引入的冗余量是由比值n/k来确定的，该比值的倒数被称为码率。表示n-比特序列的码字由编码器生成并且被递送到与通信信道接口的调制器。所述调制器将每个接收的序列映射为一个符号。在M阶信令中，所述调制器将每个n-比特序列映射为M＝2ⁿ个符号中之一。可以对二进制形式之外的数据进行编码，但是典型地，数据由二进制数字序列来表示。

在传输信道的接收端，已编码符号必须被解码。对于解码在AWGN信道上传输的传统的格栅编码符号而言，维特比算法是有效的最大似然序列检测方法。

根据维特比算法，对于每个接收的信号，计算时间t_i时的该信号与时间t_i时进入每个状态的所有格栅路径间的距离。在维特比算法中，所述最小欧几里德距离被选择为用于对在AWGN信道上传输的传统的格栅编码符号进行解码的最佳分支路径度量。

一种类型的无线通信系统是多入多出(MIMO)系统。在MIMO系统中，发射器包括多个发射天线，接收器包括多个接收天线。发射器将要发射的数据分为多个流(典型地为比特流)，并且通过多个发射天线来发射所述流。所述接收器经由多个接收天线接收所发射的流。

MIMO系统能够从获知发射器侧的信道状态信息(CSI)中受益。例如，在时分双工(TDD)系统中，前向链路(FL)传输和反向链路(RL)传输都可以使用同一频谱，并且因此使用基本上相同的物理信道。FL信道和RL信道之间的等效性(也被称为信道互易性)使得能够将在接收阶段获得的CSI，例如在RL期间在基站收发信机(BTS)处的信道估计和/或在RL期间在移动站(MS)处的信道估计，用于随后的发射阶段，例如BTS处的FL和/或MS处的RL。

使用CSI来改善传输性能的一种广为所知的技术通常被获知为本征波束成形(eigenbeamforming)。根据本征波束成形技术，沿着MIMO信道的主分量的方向发射多个信号。如果CSI被假定不包含任何失配，则所述本征波束成形将MIMO信道映射为一组等效单入单出(SISO)通信信道。这些信道随后被用来发射多个已编码流(调到各个主分量)或者在所述多个SISO信道上扩展的一个单个已编码流。

使用CSI来改善传输性能的另一种广为所知的技术通常被获知为分层。根据分层技术，多个已编码流在不同层上发射。接收器连续地对与每个层相关联的流进行解码，并且从所述接收的信号中去除已解码的层的贡献，由此减少对随后层的干扰。所述分层技术使得能够在发射器处缺少准确CSI的情况下实现高速率。因此，使用多个已编码流的分层技术在CSI可能改变的情形中更加适用。此种情形发生在蜂窝TDD系统中，其中随着信道变化率增加，由于FL/RL互易性而获得的CSI降低。

发明内容

在一个实施例中，无线通信设备包括多个编码器，每个用于生成已编码数据段；其中所述多个编码器被配置来以相同的速率对它们接收的数据段进行编码，以同时对数据段进行编码，多个调制器，每个用于接收和调制所述多个已编码数据段中的一个不同的已编码数据段，以根据一种调制技术来生成已调制数据段，其中所述多个调制器中的至少两个使用不同的调制技术来同时对数据段进行调制。所述无线通信设备还包括多个发射器，每个用于接收和处理已变换信号中的一个不同的已变换信号。

在另一个实施例中，无线通信设备包括多个接收器，每个用于接收第一多个信号。所述无线通信设备还包括合并器，用于恢复多个已调制数据段，多个解调器，每个用于接收和解调所述已恢复数据段中的一个不同的已恢复数据段，并生成已解调数据段，其中，所述解调器根据不同的解调技术来解调所述已恢复数据段中的至少一些已恢复数据段，以及多个解码器，每个用于接收和解码所述多个已解调数据段中的一个不同的已解调数据段。

在又一实施例中，一种方法包括：调制多个已编码数据段中的每一个来生成多个已调制数据段，其中所述多个已编码数据段中的至少两个已编码数据段是根据不同的调制技术来调制的。所述方法还包括发射所述多个已调制数据段。

在一个附加的实施例中，一种方法包括：恢复多个数据段，解调所述多个已恢复数据段中的每一个，以及解码所述多个已解调数据段中的每一个。所述已恢复数据段中的至少一些已恢复数据段是根据不同的解调技术来解调的。

附图说明

图1是根据本公开的一个实施例的，MIMO通信系统的通信设备的M信道发射器的简化高级方框图；

图2是根据本公开的一个实施例的，MIMO通信系统的通信设备的K信道接收器的简化高级方框图；

图3示出了与图1和图2中示出的发射器和接收器相关联的一组并行的独立噪声子信道。

具体实施方式

根据本公开，以相同的自适应速率对MIMO通信系统中的多个流进行编码。因此，所有调制与常用速率的所有可能的调制/速率组合的集合被减少，由此导致承载所述数据流的可能的分组格式的数目减少。速率预测变得更为容错(error-resilient)，这部分是因为所有信息速率上的平均。此外，所述分组的信令开销被减少。因此，根据本公开，一方面期望的传输速率梯度和另一方面健壮性/信令开销之间的折衷是可以通过调节所述码率来控制的。

图1是根据本公开的一个实施例的，MIMO通信系统的无线通信设备的一个多-信道发射器(下文替换地称为发射器)100的简化高级方框图。在图1的实施例中，MIMO通信系统被示出为M×K。发射器100包括，部分地，m个编码器105₁，...，105_m，m个调制器110₁，...，110_m，本征波束成形块120，和M个发射器125₁，...，125_M。m个发射器所产生的信号由M个发射天线130₁，...，130_M发射，每个发射天线与M个前端块中的一个不同的块相关联。在下述中，相同元件的不同实例由具有不同索引的相同参考标记来替换地标识，所述索引表现为参考标记的下标。例如，编码器的m个实例被标识为105₁，...，105_m，或者被替换地用105来标识。

将要经由M个发射天线发射的m个数据段，其中m≤M，首先由编码器105使用任何一种结合多种纠错算法中的任何一种(比如，前向纠错(FEC))的公知编码方法来进行编码。每个编码器105可以使用一种不同的纠错算法。然而，如下进一步所述，每个编码器105使用相同的数据速率来对它所接收的数据段进行编码。所述已编码数据段被连续地提供给调制器110。每个调制器110可以执行不同的调制技术。例如，调制器110₁可以被配置来执行相移键控(PSK)调制技术，而调制器110₂可以被配置来执行正交幅度调制(QAM)技术。

应该理解的是，m个数据段可以是同一数据流的一部分。或者，m个数据段中每一个可以是一个不同数据流的一部分。在每种情况下，可以使用若干种不同的调制方法例如以轮询的方式来对每个数据段进行调制。例如，假设数据段包括m个编码块。那么，第一数据段的第一编码块可以由调制器110₁来调制，第一数据段的第二编码块可以由调制器110₂来调制，第一数据段的第m个编码块可以由调制器110_m来调制，等等。类似地，例如，第二数据段的第一编码块可以由调制器110₂来调制，第二数据段的第二编码块可以由调制器110₃来调制，第二数据段的第m-1个编码块可以由调制器110_m来调制，第二数据段的第m个编码块可以由调制器110₁来调制。

所述m个调制器110的m个已调制输出被提供给本征波束成形块120，所述本征波束成形块120用于为每个发射来对调制符号或符号块进行波束成形。在一个实施例中，这可以通过执行一次线性M×m变换来提供，并且可以被表示为M×m矩阵，其中每个M×1列是表示波束成形权重的本征向量。本征波束成形块120可用于在时域和频域中的任何一个或二者中执行线性变换。本征波束成形块120用于生成被递送到M个发射器125₁，...，125_M中的一个不同发射器的输出中的每一个。每个发射器125可以用于执行多个信号处理功能，比如脉冲整形、放大、数模转换等。发射器所产生的输出信号经由M个天线130₁，...，130_M发射。

图2是根据本公开的一个实施例的，m×K MIMO通信系统的接收器端200的简化高级方框图。接收器200被示出为包括K个接收器210₁，...，210_K，每个用于接收由K个接收天线205₁，...，205_K中的一个接收的信号。每个接收器210执行多种信号处理功能，比如放大。所述K个处理后的信号被提供给接收合并器块215，其是空间滤波器。接收合并器215是一个m×K线性滤波器，用于从在接收天线205₁，...，205_K处接收的经过调制器110₁，...，110_m调制的数据段的噪声混合物中恢复经过调制器110₁，...，110_m调制的数据段。在一些实施例中，接收合并器215执行线性最小均方误差(MMSE)滤波操作。取决于所使用的空中接口，接收合并器215可以用于在时域和/或频域中执行其滤波操作。

接收合并器215的m个输出被解调器220₁，...，220_m解调，并且随后由解码器225₁，...，225_m来进行解码。接收器200具有两种操作模式，即空间复用(SM)模式和连续干扰消除(SIC)，如下进一步所述。

根据SM模式，每个流被提取出，例如通过将其他流中的每一个的混合物处理为高斯干扰而解调/解码出。在这个模式中，解码器225₁，...，225_m所产生的信号形成接收器200的输出信号。

根据SIC模式，所述合并器的输出被连续地合并、解调和解码。在每个合并、解调和解码步骤后，所述已恢复流被用于重构其对所接收的信号的混合物的贡献。在提取后续流之前，这种贡献在合并器中被从所述接收的混合物中消除。因此，先前的已解码信号被编码器230编码并且由调制器235进行调制，以生成消除信号，该消除信号被经由输入端口C₁，...，C_m提供给接收合并器215。接收合并器215利用其经由端口C₁，...，C_m接收的相应的消除信号，修改其经由端口F₁，...，F_K从接收器210接收的信号。除非以其他方式指示，应该理解的是，下述的每个标量、向量或矩阵元素可以是复数。这里用于字母算术符号的标记惯例将标量表示为斜体符号，将向量表示为小写黑体符号，以及将矩阵表示为大写黑体符号。

根据本公开，当发射器处的CSI小于如下进一步所述的最佳值时，SM/SIC两者都用于改善发射。假设y是接收器210的输出处的接收信号的K×1向量，x是本征波束成形块120的输出处的相应的m×1向量，n是假定为与零均值和单位功率空间不相关的复高斯量的K×1观测噪声向量，H是描述与某一时间和/和频率段(bin)对应的M个发射天线和K个接收天线的集合之间的信道的K×M矩阵。因此，向量y可以被定义为如下：

y＝Hx+n          (1)

由本征波束成形块120执行的本征波束成形变换B可以被定义为M×m矩阵，使得

x＝Bs  (2)

其中s是在调制器110的输出处提供的已调制符号的m×1向量。假设发射端100具有基本上准确的CSI。因此，本征波束成形变换可以被选择为信道矩阵的m个主右手奇异向量的子集，如下所示：

H＝U ΛV^*，   B＝[V_：，1，...，V_：，m]               (3)

其中，U是H的左手奇异向量的K×min{M，K}酉矩阵，V是H的右手奇异向量的min{M，K}×M酉矩阵，Λ是关联奇异值的对角矩阵。不失普遍性，假设Λ₁≥...≥Λ_min{M，K}。根据式(3)，假设m≤min{M，K}个流通过H的主分量发射。根据等式(1)-(3)，在基本上理想的CSI的情况下，下述表达式适用：

假设在发射端100处为基本理想的CSI，最优接收合并器215根据左手奇异模式来对接收向量y进行滤波，如下：

其中，z是接收合并器215的m×1输出，而n是变换后的噪声：

n＝[U_：，1，...，U_：，m]^*n                    (6)

噪声项n是非相关高斯噪声。需要注意的是，等式(5)中的等效信道是并行的独立噪声子信道的集合。图3是此种等效信道的方框图。

因此，根据本公开，为了在CSI不是公知时改善传输，可以如下执行比特加载和速率自适应。对于被递送到发射端100的子信道141₁...145_m的所有流，合适的调制大小(例如，PSK或QAM)被选择来适应与这些子信道的信噪比{Λ_k ²}对应的信息速率I₁...I_m。缩放因子被应用来应对由发射端100处的CSI的非理想性导致的损耗。在如上所述的SIC模式中执行的缩放因子，提供对接收端200的子信道间的残余干扰、{Λ_k ²}的非理想性以及接收端200的信道估计误差等的应对考虑。

根据信息速率I₁...I_m和每符号n₁...n_m的实际比特数，单编码速率R(R＝R₁＝...＝R_m)被定义为如下：

$R\≤\underset{k=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}{I}_k/\underset{k=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}{n}_k---\left(7\right)$

不等式(7)中的缩放因子取决于比如前向纠错方案等的因素。所述缩放因子被使用来控制相对于所述估计的速率的补偿(back-off)度。假设CSI为接近理想值以及理想的收发信机，每子信道的最大可实现速率满足：

$R=\frac{1}{m}\underset{k=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}{\log }_2(1+{\mathrm{\Λ}}_k^2)---\left(8\right)$

其得出具有相等功率分配的信道H的香农极限值。所述功率分配可以根据信噪比曲线{Λ_k ²}来进一步优化。

在上述中，精确的信道矩阵H在发射器处可以是未知的，因此，仅仅H的估计

是通常可得到的 $(\hat{H}\≈H).$ 此种估计可以是根据TDD系统中的信道互易性或者通过生成消除信号的反馈信道来获得，如上所述和图2所示。基于

发射端100根据等式(3)计算估计

和

$\hat{H}=\hat{U}\widehat{\mathrm{\Λ}}{\hat{V}}^{*},$ $\hat{B}=[{\hat{V}}_{:,1},...,{\hat{V}}_{:,m}]---\left(9\right)$

根据等式(9)，由本征波束成形块125生成的向量x被如下计算：

$x=\hat{B}s---\left(10\right)$

根据本公开的比特加载和速率自适应的实例被提供如下。假设m＝3和

为了给这三个本征波束选择合适的调制大小，计算与各个信噪比(SNR)20.0(≈13dB)、5.0(≈7dB)和1.26(≈1dB)对应的信息速率。与各种使用的调制大小相关的信息速率在下述表I中给出。然而，可以实现其他的信息速率。

                        表I

SNR	QPSK	16QAM	64QAM
				20.0dB	2.00bps/Hz	3.72bps/Hz	4.08bps/Hz
10.0dB	1.89bps/Hz	2.42bps/Hz	2.45bps/Hz
				01.0dB	1.11bps/Hz	1.14bps/Hz	1.14bps/Hz

根据上述表I中示出的值，可以基于所述SNR来选择不同本征波束的信息速率。对于最强的波束

选择最高级的调制方案，这里为64QAM，这是由于相应的频谱效率大大超过下一较低级的调制方案(16QAM)的频谱效率。因此，对于最强流，选择具有I1＝4.08bps/Hz的64QAM。由于使用最高级的调制方案，这里(64QAM)，仅仅提供容差改进，即，0.03bps/Hz，所以对于第二强的流选择具有I₂＝2.42bps/Hz以及n₁＝4的第二最高级调制方案，这里为16QAM，。类似地，对于最弱波束

选择具有I₃＝1.11bps/Hz以及n₁＝2的QPSK调制方案。这些结果被总结在下述的表II。

表II

	第一波束	第二波束	第三波束
				调制	64QAM	16QAM	QPSK
I<sub>k</sub>	1.11bps/Hz	2.42bps/Hz	4.08bps/Hz
				n<sub>k</sub>	6比特/符号	4比特/符号	4比特/符号

基于表II中的数值，选择前向纠错(FEC)编码速率。根据不等式(7)，发现

$R\≤\frac{I_1+I_2+I_3}{n_1+n_2+n_3}=\frac{4.08+2.24+1.11}{6+4+2}=0.62---\left(12\right)$

因为不等式(7)涉及各种因素导致的处理损耗，所述各种因素比如是非理想FEC，或估计发射器处的CSI(CSI)时的误差；或涉及接收器处的处理损耗，R的值部分取决于所述实现。例如，在一个实施例中，R被选择来具有值1/2(0.5)，表示主动(aggressive)选择(对于分组损耗容限情形)。或者，在另一实施例中，R被选择来具有值1/3(0.33)，表示保留选择。因此，如上述实例中所示，调制大小是基于从所述估计的SNR中导出的实验信息速率来选择的，但是由于估计误差产生的不准确性是通过在FEC速率选择时进行缩放来考虑的。

如同经常的情形，CSI的发射器信息是不理想的。因此，假设本征波束成形矩阵

被本征波束成形块120使用。根据等式(1)和(10)，下述表达式适用：

$y=H\hat{B}s+n---\left(13\right)$

在接收器端200，估计整个信道矩阵

通常，由于导频信号，可以进行信道估计。导频信号的可能实现方式包括在时域和/或频域中发射相对于符号集合的符号s的参考集合，取决于所选择的空中接口。信道估计导致合并的信道的估计使得 $\hat{G}\≈H\hat{B}.$ 考虑合并信道的估计

人们可以使用如下定义的MMSE滤波器：

$\hat{G}={(I+{\hat{G}}^{*}\hat{G})}^{-1}{\hat{G}}^{*}---\left(14\right)$

因此，接收合并器215产生的m×1输出z被定义为如下：

$z=\hat{G}y---\left(15\right)$

在SIC接收器的情况下，应用等式(14)和(15)定义的操作，随后应用检测和检测信号的消除。例如，假设s的第一项s₁已经被检测到。一旦与H的第一列H₁一起组成向量H₁s₁的s₁的贡献被从接收的向量x中消除，则由接收合并器215执行的后续滤波操作从考虑中排除这种贡献。这相当于实现由表达式(14)-(15)定义的操作，其中通过移去其相应列(在该实例中，第一列)来对

进行修改。按照相同的方式，合并器输出z将具有大小(m-1)×1，其包含与s₂到s_m对应的项。

这里所描述的技术可以以各种方式来实现。例如，这些技术可以以硬件、软件或其组合的形式实现。对于硬件实现，接入点或接入终端内的处理单元可以在一个或多个专用集成电路(ASIC)，数字信号处理器(DSP)，数字信号处理设备(DSPD)，可编程逻辑阵列(PLD)，现场可编程门阵列(FPGA)，处理器，控制器，微控制器，微处理器，被设计为执行这里所描述的功能的其他电子单元，或其组合内实现。

对于软件实现，这里描述的技术可以利用执行这里描述的功能的模块(例如，程序，函数等)来实现。所述软件代码可以存储在存储器单元中，并且由处理器来执行。所述存储器单元可以在处理器内或在处理器外部实现，在处理器外部实现的情况下，存储器单元经由本领域中所公知的各种方式来可通信地耦合到处理器。

提供所述公开的实施例的上述描述可使得本领域的技术人员能够实现或者使用这里所公开的特征、功能、操作和实施例。对于本领域的技术人员来说，这些实施例的各种修改是显而易见的，并且这里定义的总体原理也可以在不脱离本发明的主旨和范围的基础上应用于其他实施例。因此，本发明并不限于这里示出的实施例，而是与符合这里公开的原理和新颖特征的最广范围相一致。

Claims (33)

1.一种无线通信设备，包括：

多个编码器，每个用于接收和编码多个数据段中的一个不同的数据段，以生成已编码数据段；其中所述多个编码器被配置来以相同的速率对它们接收的所述数据段进行编码，以同时对数据段进行编码；

多个调制器，每个用于接收和调制所述多个已编码数据段中的一个不同的已编码数据段，以根据一种调制技术来生成已调制数据段，其中所述多个调制器中的至少两个使用不同的调制技术来同时对数据段进行调制；以及

多个发射器，每个用于接收和处理所述已调制的数据段中的一个不同数据段，并且将经过处理的数据段递送到多个关联的发射天线中的一个不同的天线上以进行发射，

其中，对于被递送到所述无线通信设备的子信道的流，合适的调制大小被选择来适应与所述子信道的信噪比对应的信息速率I₁...I_m，其中所述多个编码器、所述多个数据段和所述多个调制器的数量均为m，以及对于所述信息速率I₁...I_m和每符号n₁...n_m的实际比特数，单编码速率R被定义为如下：

$R\≤\underset{k=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}{I}_k/\underset{k=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}{n}_k,$

其中R＝R₁＝...＝R_m。

2.如权利要求1所述的无线通信设备，还包括波束成形块，其耦合在所述多个调制器和多个发射器之间。

3.如权利要求1所述的无线通信设备，其中，所述多个数据段是同一数据流的多个部分。

4.如权利要求1所述的无线通信设备，其中，所述多个数据段中每一个是一个不同数据流的一部分。

5.如权利要求1所述的无线通信设备，其中，所述多个调制器中的每个被配置来使用不同的调制技术来对它接收的所述数据段进行调制，以同时对数据段进行调制。

6.如权利要求1所述的无线通信设备，其中，每个发射器被配置来将它接收的所述已调制的数据段从基带信号转换到RF信号。

7.如权利要求6所述的无线通信设备，其中，每个发射器被进一步配置来对它接收的数字信号进行滤波、放大，并且将其转换为模拟信号。

8.一种无线通信设备，包括：

多个接收器，每个用于接收多个发射天线发射的第一多个信号；

接收合并器，用于接收所述多个接收器所递送的信号以及恢复多个已调制数据段；

多个解调器，每个用于接收和解调所述已恢复数据段中的一个不同的已恢复数据段，并且生成已解调数据段，其中，所述解调器根据不同的解调技术来解调所述已恢复数据段中的至少一些已恢复数据段；以及

多个解码器，每个用于接收和解码所述多个已解调数据段中的一个不同的已解调数据段，以生成已解码数据段，

其中，对于被递送到发射端的子信道的流，合适的调制大小被选择来适应与所述子信道的信噪比对应的信息速率I₁...I_m，其中位于所述发射端的多个编码器、由该多个编码器接收和编码的多个数据段以及位于所述发射端的多个调制器的数量均为m，以及对于所述信息速率I₁...I_m和每符号n₁...n_m的实际比特数，单编码速率R被定义为如下：

$R\≤\underset{k=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}{I}_k/\underset{k=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}{n}_k,$

其中R＝R₁＝...＝R_m。

9.如权利要求8所述的无线通信设备，其中，所述接收合并器是线性滤波器。

10.如权利要求9所述的无线通信设备，其中，所述线性滤波器被配置来对所接收的信号执行线性最小均方误差滤波操作。

11.如权利要求8所述的无线通信设备，其中，所述接收器还包括：

多个编码器，每个耦合到所述解码器中的一个不同的解码器上，并且接收和编码所述已解码数据段中的一个不同的已解码数据段，以生成已编码消除信号。

12.如权利要求11所述的无线通信设备，其中，所述接收器还包括：

多个调制器，每个用于接收和编码所述已编码消除信号中的一个不同的已编码消除信号，以生成经过调制的已编码消除信号。

13.如权利要求12所述的无线通信设备，其中，所述接收合并器被进一步配置来利用所述经过调制的已编码消除信号中的一个相应的已编码消除信号来修改所述已恢复数据段中的每一个。

14.一种无线通信方法，包括：

以相同的速率对多个数据段中的每一个进行编码，以生成多个已编码数据段；

调制所述多个已编码数据段中的每一个以生成多个已调制数据段，其中所述多个已编码数据段中的至少两个是根据不同的调制技术来调制的；以及

接收和处理所述多个已调制的数据段并经由多个关联的发射天线来发射多个处理后的数据段，

其中，对于被递送到发射端的子信道的流，合适的调制大小被选择来适应与所述子信道的信噪比对应的信息速率I₁...I_m，其中所述多个数据段、所述多个已编码数据段和所述多个已调制的数据段的数量均为m，以及对于所述信息速率I₁...I_m和每符号n₁...n_m的实际比特数，单编码速率R被定义为如下：

$R\≤\underset{k=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}{I}_k/\underset{k=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}{n}_k,$

其中R＝R₁＝...＝R_m。

15.如权利要求14所述的方法，还包括在发射之前，对所述已调制数据段进行本征波束成形。

16.如权利要求14所述的方法，其中，所述多个数据段是同一数据流的多个部分。

17.如权利要求14所述的方法，其中，所述多个数据段中每一个是一个不同数据流的一部分。

18.如权利要求14所述的方法，其中，调制包括根据不同的调制技术来调制所述多个已编码数据段中的每一个。

19.如权利要求14所述的方法，其中，处理所述多个已调制的数据段中的每一个包括将所述已调制的数据段中的每一个从基带信号转换到RF信号。

20.如权利要求19所述的方法，其中，处理所述多个已调制的数据段中的每一个还包括：

对所述经过转换的RF信号中的每一个进行滤波；

放大所述经过转换的RF信号中的每一个；以及

将所述经过转换的RF信号中的每一个从数字信号转换到模拟信号。

21.一种无线通信方法，包括：

接收多个发射天线发射的第一多个信号，其中所述第一多个信号是通过在发射之前变换第二多个信号来生成的；

从所述第一多个接收的信号中恢复多个数据段；

解调所述多个已恢复数据段中的每一个，其中，所述已恢复数据段中的至少一些已恢复数据段是根据不同的解调技术来解调的；以及

解码所述多个已解调数据段中的每一个，

其中，对于被递送到发射端的子信道的流，合适的调制大小被选择来适应与所述子信道的信噪比对应的信息速率I₁...I_m，其中位于所述发射端的多个编码器、由该多个编码器接收和编码的多个数据段以及位于所述发射端的多个调制器的数量均为m，以及对于所述信息速率I₁...I_m和每符号n₁...n_m的实际比特数，单编码速率R被定义为如下：

$R\≤\underset{k=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}{I}_k/\underset{k=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}{n}_k,$

其中R＝R₁＝...＝R_m。

22.如权利要求21所述的方法，其中，所述恢复的步骤还包括对所述第一多个信号执行线性滤波操作。

23.如权利要求22所述的方法，其中所述执行线性滤波操作的方法还包括执行线性最小均方误差滤波操作。

24.如权利要求21所述的方法，还包括：

编码所述已解码数据段中的每一个，以生成已编码消除信号。

25.如权利要求24所述的方法，还包括：

调制所述已编码消除信号中的每一个，以生成多个经过调制的已编码消除信号。

26.如权利要求25所述的方法，还包括：

利用所述多个经过调制的已编码消除信号中的一个相应的已编码消除信号来修改所述多个已恢复数据段中的每一个。

27.一种发射器，包括：

接收及编码装置，用于接收多个数据段中的每一个并以相同的速率对其进行编码，以生成多个已编码数据段；

调制装置，用于使用不同的调制技术来对所述多个已编码数据段中的至少两个已编码数据段进行调制，以生成多个已调制数据段；以及

发射装置，用于接收和处理所述多个已调制的数据段并经由多个关联发射天线来发射处理后的数据段，

其中，对于被递送到发射器的子信道的流，合适的调制大小被选择来适应与所述子信道的信噪比对应的信息速率I₁...I_m，其中所述多个数据段、所述多个已编码数据段和所述多个已调制的数据段的数量均为m，以及对于所述信息速率I₁...I_m和每符号n₁...n_m的实际比特数，单编码速率R被定义为如下：

$R\≤\underset{k=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}{I}_k/\underset{k=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}{n}_k,$

其中R＝R₁＝...＝R_m。

28.如权利要求27所述的发射器，还包括：

用于对所述多个已调制数据段应用本征向量的装置。

29.如权利要求27所述的发射器，其中，所述多个数据段是同一数据流的多个部分。

30.如权利要求27所述的发射器，其中，所述多个数据段中每一个是一个不同数据流的一部分。

31.如权利要求27所述的发射器，还包括：

用于使用不同的调制技术来对所述多个已编码数据段中的每一个进行调制的装置。

32.如权利要求27所述的发射器，还包括：

用于将所述已调制的数据段中的每一个从基带信号转换到RF信号的装置。

33.如权利要求32所述的发射器，还包括：

用于对所述经过转换的RF信号中的每一个进行滤波的装置；

用于放大所述经过转换的RF信号中的每一个的装置；以及

用于将所述经过转换的RF信号中的每一个从数字信号转换到模拟信号的装置。

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