JPH0832633A - トレリス復号器 - Google Patents
トレリス復号器Info
- Publication number
- JPH0832633A JPH0832633A JP6168151A JP16815194A JPH0832633A JP H0832633 A JPH0832633 A JP H0832633A JP 6168151 A JP6168151 A JP 6168151A JP 16815194 A JP16815194 A JP 16815194A JP H0832633 A JPH0832633 A JP H0832633A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- bits
- amplitude
- coded
- demodulated data
- symbol
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Abstract
(57)【要約】
【目的】 本発明は、ブランチメトリックの演算に必要
な入力信号のビット数と出力のビット数を削減し、回路
規模を縮小することのできるトレリス復号器を提供する
ことを目的とする。 【構成】 本発明のトレリス復号器は、所定のビット配
置で設定されるシンボル群の内から前記復調データによ
って特定される所定のシンボルの組に対応する領域情報
を出力し、かつこの領域情報の一部のビットは当該シン
ボルの組の配置パターンに一致させた配置パターン情報
と対応づけて成る領域判定手段と、前記復調データに対
して振幅制限を施す振幅制限手段と、この振幅制限手段
により振幅制限が施された振幅制限復調データの一部と
前記配置パターン情報を用いて前記ビタビ復号における
ブランチメトリックを演算するブランチメトリック演算
手段とを備えて構成される。
な入力信号のビット数と出力のビット数を削減し、回路
規模を縮小することのできるトレリス復号器を提供する
ことを目的とする。 【構成】 本発明のトレリス復号器は、所定のビット配
置で設定されるシンボル群の内から前記復調データによ
って特定される所定のシンボルの組に対応する領域情報
を出力し、かつこの領域情報の一部のビットは当該シン
ボルの組の配置パターンに一致させた配置パターン情報
と対応づけて成る領域判定手段と、前記復調データに対
して振幅制限を施す振幅制限手段と、この振幅制限手段
により振幅制限が施された振幅制限復調データの一部と
前記配置パターン情報を用いて前記ビタビ復号における
ブランチメトリックを演算するブランチメトリック演算
手段とを備えて構成される。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、トレリス符号化変調方
式におけるトレリス復号器に関するものである。
式におけるトレリス復号器に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】近年、放送及び通信等の分野では、限ら
れた周波数帯域で符号化利得を得る符号化の方法として
トレリス符号化変調方式が用いられる。このトレリス符
号化変調方式の手法と効果については、たとえば文献G.
Ungerboeck著「Trellis-CodedModulation with Redunda
nt Signal Sets Part I;Introduction 」及び同著「Tre
llis-Coded Modulation With Redundant Signal Sets P
art II;State of the Art」,IEEE Communications Maga
zine,1987-Vol.25.No.2、あるいはA.J.Viterbi,J.K.Wol
f,E.Zehavi,R.Padovani, 著「A Pragmatic Approach to
Trellis-CodedModulation」,IEEE Communications Mag
azine,Vol.27,pp.11-19,jul.1989に述べられている。
れた周波数帯域で符号化利得を得る符号化の方法として
トレリス符号化変調方式が用いられる。このトレリス符
号化変調方式の手法と効果については、たとえば文献G.
Ungerboeck著「Trellis-CodedModulation with Redunda
nt Signal Sets Part I;Introduction 」及び同著「Tre
llis-Coded Modulation With Redundant Signal Sets P
art II;State of the Art」,IEEE Communications Maga
zine,1987-Vol.25.No.2、あるいはA.J.Viterbi,J.K.Wol
f,E.Zehavi,R.Padovani, 著「A Pragmatic Approach to
Trellis-CodedModulation」,IEEE Communications Mag
azine,Vol.27,pp.11-19,jul.1989に述べられている。
【０００３】以下、この変調方式について簡単に説明す
る。例えば、変調方式が２５６ＱＡＭ（Quadrature Amp
litude Modulation;直交振幅変調）の場合のトレリス符
号化器の構成例を図１７に示す。図１７を参照するに、
情報シンボル（ｘ1 〜ｘ7 ）の７ビットを非符号化ビッ
ト（６ビット）と、１ビットをたたみ込み符号化器１０
１により拡大した符号化ビット（２ビット）をトレリス
符号化シンボル８ビットとし、これを信号配置分配器１
０３によりＩ軸／Ｑ軸の配置に対応した５ビットの送信
側の変調データＩe ／Ｑe に変換し、変調して送出す
る。トレリス符号化変調方式はこの変調シンボルの配置
の仕方に特徴がある。
る。例えば、変調方式が２５６ＱＡＭ（Quadrature Amp
litude Modulation;直交振幅変調）の場合のトレリス符
号化器の構成例を図１７に示す。図１７を参照するに、
情報シンボル（ｘ1 〜ｘ7 ）の７ビットを非符号化ビッ
ト（６ビット）と、１ビットをたたみ込み符号化器１０
１により拡大した符号化ビット（２ビット）をトレリス
符号化シンボル８ビットとし、これを信号配置分配器１
０３によりＩ軸／Ｑ軸の配置に対応した５ビットの送信
側の変調データＩe ／Ｑe に変換し、変調して送出す
る。トレリス符号化変調方式はこの変調シンボルの配置
の仕方に特徴がある。
【０００４】図１７に示すトレリス符号化器は、その構
成から、トレリス符号化シンボルの８ビットのうち下位
２ビットの符号化ビットの方がたたみ込み符号化により
符号間距離を大きく確保することができるものである。
また上位の６ビットについては、変調シンボルの配置に
より符号間距離を確保してバランスをとるようにする。
成から、トレリス符号化シンボルの８ビットのうち下位
２ビットの符号化ビットの方がたたみ込み符号化により
符号間距離を大きく確保することができるものである。
また上位の６ビットについては、変調シンボルの配置に
より符号間距離を確保してバランスをとるようにする。
【０００５】図５にＱＡＭ変調方式によるトレリス符号
化変調方式（ＱＡＭ−ＴＣＭ(Trellis-Coded Modulatio
n)）の変調シンボル配置を示す。これは、前記文献の
「A Pragmatic Approach to Trellis-Coded Modulatio
n」をＱＡＭに応用したものである。図５において、例
えば○のシンボルは下位２ビットが“００”のシンボル
であり、△は“１０”のシンボルであり、□は“０１”
のシンボルであり、◎は“１１”のシンボルである。こ
のように、符号化ビットが共通のシンボルの集合をサブ
セットと呼ぶ。これらのシンボルを図５に示すように配
置することにより、上位の非符号化ビットのみ異なるシ
ンボルについては、変調シンボル配置上での距離を最大
化し、総合の符号間距離をとることが可能となる。これ
が、トレリス符号化変調方式の基本原理である。
化変調方式（ＱＡＭ−ＴＣＭ(Trellis-Coded Modulatio
n)）の変調シンボル配置を示す。これは、前記文献の
「A Pragmatic Approach to Trellis-Coded Modulatio
n」をＱＡＭに応用したものである。図５において、例
えば○のシンボルは下位２ビットが“００”のシンボル
であり、△は“１０”のシンボルであり、□は“０１”
のシンボルであり、◎は“１１”のシンボルである。こ
のように、符号化ビットが共通のシンボルの集合をサブ
セットと呼ぶ。これらのシンボルを図５に示すように配
置することにより、上位の非符号化ビットのみ異なるシ
ンボルについては、変調シンボル配置上での距離を最大
化し、総合の符号間距離をとることが可能となる。これ
が、トレリス符号化変調方式の基本原理である。
【０００６】なお、図２に上位の非符号化ビット（６ビ
ット）の配置例を示す。図は下位２ビットが“００”の
○のシンボルについてのみ示してある。他のサブセット
についても同様である。
ット）の配置例を示す。図は下位２ビットが“００”の
○のシンボルについてのみ示してある。他のサブセット
についても同様である。
【０００７】次に、前記２５６ＱＡＭ−ＴＣＭの場合に
ついて復号方法を説明する。図１６に従来のトレリス復
号器の構成を示す。このトレリス復号器は、非符号化ビ
ット復号部２０とビタビ復号部３０からなり、また非符
号化ビット復号部２０は代表シンボル検出手段２７、遅
延回路２８及び非符号化ビット選択手段２９で構成さ
れ、ビタビ復号部３０はＢＭＵ３１、ビタビ復号回路３
３及びたたみ込み符号化回路３５で構成される。
ついて復号方法を説明する。図１６に従来のトレリス復
号器の構成を示す。このトレリス復号器は、非符号化ビ
ット復号部２０とビタビ復号部３０からなり、また非符
号化ビット復号部２０は代表シンボル検出手段２７、遅
延回路２８及び非符号化ビット選択手段２９で構成さ
れ、ビタビ復号部３０はＢＭＵ３１、ビタビ復号回路３
３及びたたみ込み符号化回路３５で構成される。
【０００８】このような構成で、復調した受信シンボル
のＩ／Ｑ軸上の配置に対応した２５６ＱＡＭ復調データ
Ｉd ／Ｑd を入力とし（Ｉd ／Ｑd 、受信側の軟判定復
調データ）、トレリス復号シンボル（ｘ7 …ｘ1 ）を出
力する。各軸における配置の判定において、受信シンボ
ルは軟判定される（図３を参照）。この図３の場合、各
変調シンボル間を各軸において８つに分割しており（図
３（ａ）ではＩ／Ｑ軸共、４から１２までの８区間）、
最低７×２bit の表現を必要とする。この軟判定された
復調データの１４ビットよりビタビ復号部３０のＢＭＵ
（branch metric unit）３１によりビタビ復号のための
４つのブランチメトリックを計算し、それらを用いてビ
タビ復号回路３３により情報ビット（ｘ1 ）を得る。
尚、通常、ビタビ復号回路にはＢＭＵが含まれるが、本
明細書においては別個のものとする。
のＩ／Ｑ軸上の配置に対応した２５６ＱＡＭ復調データ
Ｉd ／Ｑd を入力とし（Ｉd ／Ｑd 、受信側の軟判定復
調データ）、トレリス復号シンボル（ｘ7 …ｘ1 ）を出
力する。各軸における配置の判定において、受信シンボ
ルは軟判定される（図３を参照）。この図３の場合、各
変調シンボル間を各軸において８つに分割しており（図
３（ａ）ではＩ／Ｑ軸共、４から１２までの８区間）、
最低７×２bit の表現を必要とする。この軟判定された
復調データの１４ビットよりビタビ復号部３０のＢＭＵ
（branch metric unit）３１によりビタビ復号のための
４つのブランチメトリックを計算し、それらを用いてビ
タビ復号回路３３により情報ビット（ｘ1 ）を得る。
尚、通常、ビタビ復号回路にはＢＭＵが含まれるが、本
明細書においては別個のものとする。
【０００９】次に、トレリス復号の原理について説明す
る。まず、図３（ａ）に示すように各サブセットについ
て硬判定して、復号シンボルの候補（代表シンボル）を
検出する。つまり、トレリス符号化シンボル（ｙ7…ｙ
1 ｙ0 ）のうち、下位の２ビットについてはビタビ復号
されるまで決定できないので、（ｙ1 ｙ0 ）＝（００）
〜（１１）の各々について、（××××××ｙ1 ｙ0 ）
を予め検出しておく。
る。まず、図３（ａ）に示すように各サブセットについ
て硬判定して、復号シンボルの候補（代表シンボル）を
検出する。つまり、トレリス符号化シンボル（ｙ7…ｙ
1 ｙ0 ）のうち、下位の２ビットについてはビタビ復号
されるまで決定できないので、（ｙ1 ｙ0 ）＝（００）
〜（１１）の各々について、（××××××ｙ1 ｙ0 ）
を予め検出しておく。
【００１０】例えば、図３において、受信シンボル●に
対し、（ｙ1 ｙ0 ）＝（００）のサブセット、すなわち
○については（００１００１００）のシンボルが、同様
にして、□については（０００００１０１）、△につい
ては（００１０００１０）、◎については（０００００
０１１）の各シンボルが各サブセットの代表シンボルと
なる。なお、代表シンボルの検出は上位６ビットのみで
よい（下位の２ビットはビタビ復号後に決定できる）。
したがって、代表シンボルの出力ビット数は、６×４＝
２４ビットとなる。
対し、（ｙ1 ｙ0 ）＝（００）のサブセット、すなわち
○については（００１００１００）のシンボルが、同様
にして、□については（０００００１０１）、△につい
ては（００１０００１０）、◎については（０００００
０１１）の各シンボルが各サブセットの代表シンボルと
なる。なお、代表シンボルの検出は上位６ビットのみで
よい（下位の２ビットはビタビ復号後に決定できる）。
したがって、代表シンボルの出力ビット数は、６×４＝
２４ビットとなる。
【００１１】ビタビ復号に必要なブランチメトリックは
各代表シンボルと受信シンボルとの距離（ユークリッド
距離）に基づいて決定する。図３に示すように（ｙ1 ｙ
0 ）＝（００）〜（１１）に対応するブランチメトリッ
クλ0 、λ1 、λ2 、λ3 をそれぞれＢs ビットで表現
する。
各代表シンボルと受信シンボルとの距離（ユークリッド
距離）に基づいて決定する。図３に示すように（ｙ1 ｙ
0 ）＝（００）〜（１１）に対応するブランチメトリッ
クλ0 、λ1 、λ2 、λ3 をそれぞれＢs ビットで表現
する。
【００１２】ブランチメトリックの計算は、例えば軟判
定後の受信シンボルが図３（ａ）に示す位置にあると
き、図３（ｂ）に示すようになる。ここで、各数字は◎
のシンボルから各受信位置における受信シンボルまでの
ユークリッド距離の２乗（つまり図３（ａ）に示す
λ3 ）を表す。前記受信シンボルに対しては、λ3 ＝７
２（＝０１００１０００）である。また、ブランチメト
リックの取り得る値の範囲は０〜１２８であり、このま
まだと表現に８ビットを要する。しかしながら、ある程
度までビット打ち切りにより演算精度を下げても、ＢＥ
Ｒ特性はほとんど劣化しないことが知られており、上位
４ビットで打ち切ったときのブランチメトリックのテー
ブルは図４のようになる。この場合、Ｂs ＝４である。
定後の受信シンボルが図３（ａ）に示す位置にあると
き、図３（ｂ）に示すようになる。ここで、各数字は◎
のシンボルから各受信位置における受信シンボルまでの
ユークリッド距離の２乗（つまり図３（ａ）に示す
λ3 ）を表す。前記受信シンボルに対しては、λ3 ＝７
２（＝０１００１０００）である。また、ブランチメト
リックの取り得る値の範囲は０〜１２８であり、このま
まだと表現に８ビットを要する。しかしながら、ある程
度までビット打ち切りにより演算精度を下げても、ＢＥ
Ｒ特性はほとんど劣化しないことが知られており、上位
４ビットで打ち切ったときのブランチメトリックのテー
ブルは図４のようになる。この場合、Ｂs ＝４である。
【００１３】これらを用いて、図１６に示したビタビ復
号回路では、たたみ込み符号化の構成から決まる、Ｎs
個の可能な伝送系列（パス）に対応した誤差を累積して
パスメトリックとし、これに基づいてパスの選択が行わ
れてＭs 段のパスメモリに記憶される。記憶されたＮｓ
個のパスのうち、最も確からしいパス（最尤パス）の、
最過去のビットがビタビ復号ビットとして出力される。
このようにして、情報ビット（ｘ1 ）は、誤り訂正され
ながら再生され、これをたたみ込み符号化すれば符号化
ビット（ｙ1 ｙ0 ）を再生することができる。Ｍs は通
常拘束長の４〜６倍の値が選ばれており、たたみ込み符
号化の状態数Ｎs ＝６４のときＭs ＝３０〜４０であ
る。つまり、ここで説明した従来例のビタビ復号では、
ひとつの（ｘ1 ）の復号に、３０〜４０個の受信シンボ
ルを用いることになる。
号回路では、たたみ込み符号化の構成から決まる、Ｎs
個の可能な伝送系列（パス）に対応した誤差を累積して
パスメトリックとし、これに基づいてパスの選択が行わ
れてＭs 段のパスメモリに記憶される。記憶されたＮｓ
個のパスのうち、最も確からしいパス（最尤パス）の、
最過去のビットがビタビ復号ビットとして出力される。
このようにして、情報ビット（ｘ1 ）は、誤り訂正され
ながら再生され、これをたたみ込み符号化すれば符号化
ビット（ｙ1 ｙ0 ）を再生することができる。Ｍs は通
常拘束長の４〜６倍の値が選ばれており、たたみ込み符
号化の状態数Ｎs ＝６４のときＭs ＝３０〜４０であ
る。つまり、ここで説明した従来例のビタビ復号では、
ひとつの（ｘ1 ）の復号に、３０〜４０個の受信シンボ
ルを用いることになる。
【００１４】また、図１６に示すトレリス復号器で復号
された符号化ビット（ｙ1 ｙ0 ）は、誤り訂正の効果を
含んでおり、これらを用いて非符号化ビット（ｙ7 …ｙ
2 ）＝（ｘ7 …ｘ2 ）を復号する。ここで検出された各
代表シンボルは、ビタビ復号回路３３でビタビ復号にか
かる時間分だけ遅延するため、Ｍs 段のシフトレジスタ
に入力される。このようにして復号再生された（ｙ1 ｙ
0 ）に対応する（ｙ7…ｙ2 ）が選択され、トレリス復
号シンボルの上位６ビットが決定される。
された符号化ビット（ｙ1 ｙ0 ）は、誤り訂正の効果を
含んでおり、これらを用いて非符号化ビット（ｙ7 …ｙ
2 ）＝（ｘ7 …ｘ2 ）を復号する。ここで検出された各
代表シンボルは、ビタビ復号回路３３でビタビ復号にか
かる時間分だけ遅延するため、Ｍs 段のシフトレジスタ
に入力される。このようにして復号再生された（ｙ1 ｙ
0 ）に対応する（ｙ7…ｙ2 ）が選択され、トレリス復
号シンボルの上位６ビットが決定される。
【００１５】例えば、図３の例で、Ｍs 段シフトレジス
タの出力が（００１００１）、（０００００１）、（０
０１０００）、（００００００）であるとき、（ｙ1 ｙ
0 ）＝（０１）ならば、（ｙ7 …ｙ2 ）＝（ｘ7 …
ｘ2 ）＝（０００００１）である。即ち、図３で対応す
る変調シンボルは（０００００１０１）である。図３で
２５６ＱＡＭの硬判定を行うと（００１００１００）と
なるのだが、下位２ビットについて、その前後の受信系
列との繋がりから、実は（０００００１０１）の方が正
しいと誤り訂正される。
タの出力が（００１００１）、（０００００１）、（０
０１０００）、（００００００）であるとき、（ｙ1 ｙ
0 ）＝（０１）ならば、（ｙ7 …ｙ2 ）＝（ｘ7 …
ｘ2 ）＝（０００００１）である。即ち、図３で対応す
る変調シンボルは（０００００１０１）である。図３で
２５６ＱＡＭの硬判定を行うと（００１００１００）と
なるのだが、下位２ビットについて、その前後の受信系
列との繋がりから、実は（０００００１０１）の方が正
しいと誤り訂正される。
【００１６】なお、図１６における代表シンボルの検出
は、２５６ＱＡＭ復調データの復調精度によって決ま
る。例えば、Ｉ／Ｑ各軸共に８ビットの精度が必要であ
る。ところで、ＱＡＭの場合は変調シンボルが格子状に
配置されるため上位の何ビットかが、代表シンボルを決
定する。例えば２５６ＱＡＭはＩ／Ｑ各軸上位の５ビッ
トのみで代表シンボルの検出は可能である。
は、２５６ＱＡＭ復調データの復調精度によって決ま
る。例えば、Ｉ／Ｑ各軸共に８ビットの精度が必要であ
る。ところで、ＱＡＭの場合は変調シンボルが格子状に
配置されるため上位の何ビットかが、代表シンボルを決
定する。例えば２５６ＱＡＭはＩ／Ｑ各軸上位の５ビッ
トのみで代表シンボルの検出は可能である。
【００１７】一方、ＢＭＵにおけるブランチメトリック
は、軟判定のレベル（すなわち量子化レベル）が高けれ
ば高い程、ビタビ復号の精度は向上するのだが、Ｉ／Ｑ
各軸７ビットで十分だったとする。すると、トレリス復
号は、Ｉ／Ｑ各軸が８ビット精度の７ビットの復調デー
タで可能となり、８ビットのうちのＬＳＢの１ビットは
用いなくても良い。
は、軟判定のレベル（すなわち量子化レベル）が高けれ
ば高い程、ビタビ復号の精度は向上するのだが、Ｉ／Ｑ
各軸７ビットで十分だったとする。すると、トレリス復
号は、Ｉ／Ｑ各軸が８ビット精度の７ビットの復調デー
タで可能となり、８ビットのうちのＬＳＢの１ビットは
用いなくても良い。
【００１８】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、ＢＭＵ
を、例えばＲＯＭで構成しようとすると、入力アドレス
７×２＝１４bit あるいは８bit ×２＝１６bit で、出
力４×４＝１６bit の構成となる。これは２14×１６＝
２５６Ｋbit あるいは２16×１６＝１０００Ｋbit （１
Ｋ＝１０２４）の膨大なメモリを必要とすることにな
る。このように大規模のＲＯＭをトレリス復号ＬＳＩと
して内蔵して１チップ化するには、コスト上、非常に不
利である。
を、例えばＲＯＭで構成しようとすると、入力アドレス
７×２＝１４bit あるいは８bit ×２＝１６bit で、出
力４×４＝１６bit の構成となる。これは２14×１６＝
２５６Ｋbit あるいは２16×１６＝１０００Ｋbit （１
Ｋ＝１０２４）の膨大なメモリを必要とすることにな
る。このように大規模のＲＯＭをトレリス復号ＬＳＩと
して内蔵して１チップ化するには、コスト上、非常に不
利である。
【００１９】本発明は、上記課題に鑑みてなされたもの
で、ブランチメトリックの演算に必要な入力信号のビッ
ト数と出力のビット数を削減し、回路規模を縮小するこ
とのできるトレリス復号器を提供することを目的とす
る。
で、ブランチメトリックの演算に必要な入力信号のビッ
ト数と出力のビット数を削減し、回路規模を縮小するこ
とのできるトレリス復号器を提供することを目的とす
る。
【００２０】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
本願第１の発明は、送信側で複数ビットで構成される情
報シンボルに対して、その一部の所定ビットをたたみ込
み符号化して符号化ビットとし、その残りのビットを非
符号化ビットとして前記符号化ビットと組にしてトレリ
ス符号化変調されたものを、受信側で復調し、軟判定し
て得られた復調データを基にビタビ復号した符号化ビッ
トを用いて非符号化ビットを復号するトレリス復号器で
あって、所定のビット配置で設定されるシンボル群の内
から前記復調データによって特定される所定のシンボル
の組に対応し、かつ当該シンボルの組の配置パターンに
係る配置パターン情報と対応付けられたビットを含む領
域情報を出力する領域判定手段と、前記復調データに対
して振幅制限を施す振幅制限手段と、この振幅制限手段
により振幅制限が施された振幅制限復調データの一部と
前記領域判定手段から出力される領域情報から判別され
る配置パターン情報とを用いて前記ビタビ復号における
ブランチメトリックを演算するブランチメトリック演算
手段とを有することを要旨とする。
本願第１の発明は、送信側で複数ビットで構成される情
報シンボルに対して、その一部の所定ビットをたたみ込
み符号化して符号化ビットとし、その残りのビットを非
符号化ビットとして前記符号化ビットと組にしてトレリ
ス符号化変調されたものを、受信側で復調し、軟判定し
て得られた復調データを基にビタビ復号した符号化ビッ
トを用いて非符号化ビットを復号するトレリス復号器で
あって、所定のビット配置で設定されるシンボル群の内
から前記復調データによって特定される所定のシンボル
の組に対応し、かつ当該シンボルの組の配置パターンに
係る配置パターン情報と対応付けられたビットを含む領
域情報を出力する領域判定手段と、前記復調データに対
して振幅制限を施す振幅制限手段と、この振幅制限手段
により振幅制限が施された振幅制限復調データの一部と
前記領域判定手段から出力される領域情報から判別され
る配置パターン情報とを用いて前記ビタビ復号における
ブランチメトリックを演算するブランチメトリック演算
手段とを有することを要旨とする。
【００２１】望ましくは、送信側で複数ビットで構成さ
れる情報シンボルに対して、その一部の所定ビット数を
たたみ込み符号化して２ビットの符号化ビットとし、そ
の残りのビットを非符号化ビットとして前記符号化ビッ
トと組にしてトレリス符号化変調されたものを、受信側
で復調し、軟判定して得られた受信シンボルに対応する
復調データを基に、ビタビ復号部によりビタビ復号した
符号化ビットを用いて非符号化ビットを復号する非符号
化ビット復号部を有するトレリス復号器において、前記
所定のビット配置で設定されるシンボル群、すなわちサ
ブセットの内から前記受信シンボルによって特定される
シンボル、すなわちサブセットの代表シンボルの組に対
応する領域情報を出力する領域判定手段と、前記軟判定
して得られた復調データに対して振幅制限を施す振幅制
限手段と、この振幅制限手段により振幅制限が施された
データの一部と、前記領域判定手段の出力の一部を用い
て（配置パターン情報）、前記ビタビ復号におけるブラ
ンチメトリックを演算するブランチメトリック演算手段
を有すると良い。
れる情報シンボルに対して、その一部の所定ビット数を
たたみ込み符号化して２ビットの符号化ビットとし、そ
の残りのビットを非符号化ビットとして前記符号化ビッ
トと組にしてトレリス符号化変調されたものを、受信側
で復調し、軟判定して得られた受信シンボルに対応する
復調データを基に、ビタビ復号部によりビタビ復号した
符号化ビットを用いて非符号化ビットを復号する非符号
化ビット復号部を有するトレリス復号器において、前記
所定のビット配置で設定されるシンボル群、すなわちサ
ブセットの内から前記受信シンボルによって特定される
シンボル、すなわちサブセットの代表シンボルの組に対
応する領域情報を出力する領域判定手段と、前記軟判定
して得られた復調データに対して振幅制限を施す振幅制
限手段と、この振幅制限手段により振幅制限が施された
データの一部と、前記領域判定手段の出力の一部を用い
て（配置パターン情報）、前記ビタビ復号におけるブラ
ンチメトリックを演算するブランチメトリック演算手段
を有すると良い。
【００２２】本願第２の発明は、送信側で複数ビットで
構成される情報シンボルに対して、その一部の所定ビッ
トをたたみ込み符号化して符号化ビットとし、その残り
のビットを非符号化ビットとして前記符号化ビットと組
にしてトレリス符号化変調されたものを、受信側で復調
し、軟判定して得られた復調データを基にビタビ復号し
た符号化ビットを用いて非符号化ビットを復号するトレ
リス復号器であって、所定のビット配置で設定されるシ
ンボル群の内から前記復調データによって特定される所
定のシンボルの組を検出して代表シンボルの組データと
して出力する代表シンボル検出手段と、この代表シンボ
ル検出手段から出力される前記代表シンボルの組データ
から前記所定のシンボルの組の配置パターンに係る配置
パターン情報を検出して出力する配置パターン検出手段
と、前記復調データに対して振幅制限を施す振幅制限手
段と、この振幅制限手段により振幅制限が施された振幅
復調データの一部と前記配置パターン情報を用いて前記
ビタビ復号におけるブランチメトリックを演算するブラ
ンチメトリック演算手段とを有することを要旨とする。
構成される情報シンボルに対して、その一部の所定ビッ
トをたたみ込み符号化して符号化ビットとし、その残り
のビットを非符号化ビットとして前記符号化ビットと組
にしてトレリス符号化変調されたものを、受信側で復調
し、軟判定して得られた復調データを基にビタビ復号し
た符号化ビットを用いて非符号化ビットを復号するトレ
リス復号器であって、所定のビット配置で設定されるシ
ンボル群の内から前記復調データによって特定される所
定のシンボルの組を検出して代表シンボルの組データと
して出力する代表シンボル検出手段と、この代表シンボ
ル検出手段から出力される前記代表シンボルの組データ
から前記所定のシンボルの組の配置パターンに係る配置
パターン情報を検出して出力する配置パターン検出手段
と、前記復調データに対して振幅制限を施す振幅制限手
段と、この振幅制限手段により振幅制限が施された振幅
復調データの一部と前記配置パターン情報を用いて前記
ビタビ復号におけるブランチメトリックを演算するブラ
ンチメトリック演算手段とを有することを要旨とする。
【００２３】望ましくは、前記トレリス復号器におい
て、所定のビット配置で設定されるシンボル群、すなわ
ちサブセットの内から前記受信シンボルによって特定さ
れるシンボル、すなわち代表シンボルの組を検出して出
力する代表シンボル検出手段と、前記代表シンボル組デ
ータから配置パターン情報を出力する配置パターン検出
手段と、前記軟判定して得られた受信シンボルに対して
振幅制限を施す振幅制限手段と、この振幅制限手段によ
り振幅制限が施されたデータの一部と、前記配置パター
ン情報とから、前記ビタビ復号におけるブランチメトリ
ックを演算するブランチメトリック演算手段を有すると
良い。
て、所定のビット配置で設定されるシンボル群、すなわ
ちサブセットの内から前記受信シンボルによって特定さ
れるシンボル、すなわち代表シンボルの組を検出して出
力する代表シンボル検出手段と、前記代表シンボル組デ
ータから配置パターン情報を出力する配置パターン検出
手段と、前記軟判定して得られた受信シンボルに対して
振幅制限を施す振幅制限手段と、この振幅制限手段によ
り振幅制限が施されたデータの一部と、前記配置パター
ン情報とから、前記ビタビ復号におけるブランチメトリ
ックを演算するブランチメトリック演算手段を有すると
良い。
【００２４】本願第３の発明は、送信側で複数ビットで
構成される情報シンボルに対して、その一部の所定ビッ
トをたたみ込み符号化して符号化ビットとし、その残り
のビットを非符号化ビットとして前記符号化ビットと組
にしてトレリス符号化変調されたものを、受信側で復調
し、軟判定して得られた復調データを基にビタビ復号し
た符号化ビットを用いて非符号化ビットを復号するトレ
リス復号器であって、前記復調データに対して振幅制限
を施す振幅制限手段と、この振幅制限手段により振幅制
限が施された振幅制限復調データの一部である第１の振
幅制限復調データから、所定のビット配置で設定される
シンボル群の内から前記復調データによって特定される
所定のシンボルの組の配置パターンに係る配置パターン
情報を検出して出力する配置パターン検出手段と、前記
振幅制限復調データの一部である第２の振幅制限復調デ
ータと前記配置パターン情報とを用いて前記ビタビ復号
におけるブランチメトリックを演算するブランチメトリ
ック演算手段とを有することを要旨とする。
構成される情報シンボルに対して、その一部の所定ビッ
トをたたみ込み符号化して符号化ビットとし、その残り
のビットを非符号化ビットとして前記符号化ビットと組
にしてトレリス符号化変調されたものを、受信側で復調
し、軟判定して得られた復調データを基にビタビ復号し
た符号化ビットを用いて非符号化ビットを復号するトレ
リス復号器であって、前記復調データに対して振幅制限
を施す振幅制限手段と、この振幅制限手段により振幅制
限が施された振幅制限復調データの一部である第１の振
幅制限復調データから、所定のビット配置で設定される
シンボル群の内から前記復調データによって特定される
所定のシンボルの組の配置パターンに係る配置パターン
情報を検出して出力する配置パターン検出手段と、前記
振幅制限復調データの一部である第２の振幅制限復調デ
ータと前記配置パターン情報とを用いて前記ビタビ復号
におけるブランチメトリックを演算するブランチメトリ
ック演算手段とを有することを要旨とする。
【００２５】本願第４の発明は、前記請求項１又は２又
は３記載のブランチメトリック演算手段が、ブランチメ
トリックが所定値を越えるとき当該出力値を前記所定値
に制限する非線形処理を施す非線形処理手段を有するこ
とを要旨とする。
は３記載のブランチメトリック演算手段が、ブランチメ
トリックが所定値を越えるとき当該出力値を前記所定値
に制限する非線形処理を施す非線形処理手段を有するこ
とを要旨とする。
【００２６】本願第５の発明は、前記請求項１又は２又
は３又は４記載の振幅制限手段が、Ｉ／Ｑ軸のそれぞれ
に投影した前記振幅制限の範囲を２n の倍数として、２
n 個のサンプル間隔で前記配置パターン情報を対応づけ
ることを要旨とする。
は３又は４記載の振幅制限手段が、Ｉ／Ｑ軸のそれぞれ
に投影した前記振幅制限の範囲を２n の倍数として、２
n 個のサンプル間隔で前記配置パターン情報を対応づけ
ることを要旨とする。
【００２７】望ましくは、前記トレリス復号器の振幅制
限手段による各領域のＩ／Ｑ各軸に相当する範囲を２n
として振幅制限範囲をＩ／Ｑの各軸で２n （ｎは自整
数）の倍数とすると良い。
限手段による各領域のＩ／Ｑ各軸に相当する範囲を２n
として振幅制限範囲をＩ／Ｑの各軸で２n （ｎは自整
数）の倍数とすると良い。
【００２８】本願第６の発明は、複数のＱＡＭ復調器を
具備するときに、前記請求項１又は２又は３又は４又は
５記載のブランチメトリック演算手段がそれぞれのＱＡ
Ｍ復調器に対して共有されることを要旨とする。
具備するときに、前記請求項１又は２又は３又は４又は
５記載のブランチメトリック演算手段がそれぞれのＱＡ
Ｍ復調器に対して共有されることを要旨とする。
【００２９】
【作用】本願第１あるいは第２の発明によれば、前記振
幅制限により、４つの「ユークリッド距離の２乗」を演
算するためのテーブルを受信シンボルが属する各領域に
おいて共通化せしめ、かつ、前記配置組み合わせデータ
により、前記４つの「ユークリッド距離の２乗」を４つ
のブランチメトリックのそれぞれ（λ0 ，λ1 ，λ2 ，
λ3 ）に対応させて出力することができる。このとき、
前記４つのユークリッド距離の２乗の計算には、前記復
調データの一部で良いので、計算量を減らすことが可能
となる。
幅制限により、４つの「ユークリッド距離の２乗」を演
算するためのテーブルを受信シンボルが属する各領域に
おいて共通化せしめ、かつ、前記配置組み合わせデータ
により、前記４つの「ユークリッド距離の２乗」を４つ
のブランチメトリックのそれぞれ（λ0 ，λ1 ，λ2 ，
λ3 ）に対応させて出力することができる。このとき、
前記４つのユークリッド距離の２乗の計算には、前記復
調データの一部で良いので、計算量を減らすことが可能
となる。
【００３０】また、本願第３の発明によれば、前記４つ
のブランチメトリックの表現ビット数を減らすことがで
きるので、前記ユークリッド距離の２乗を計算する演算
手段（ＢＭＵ）の回路規模を減らすことが可能である。
のブランチメトリックの表現ビット数を減らすことがで
きるので、前記ユークリッド距離の２乗を計算する演算
手段（ＢＭＵ）の回路規模を減らすことが可能である。
【００３１】
【実施例】以下、本発明に係る一実施例を図面を参照し
て説明する。図１は本願第１の発明と第３の発明に係
り、２５６ＱＡＭ変調方式によるトレリス復号器の第１
の実施例の構成を示すブロック図である。まず、図１を
参照して構成を説明する。振幅制限手段１１は、７bit
(８bit 精度) の２５６ＱＡＭ復調データＩd ，Ｑd を
入力して所定の振幅制限範囲に制限するものである。こ
の振幅制限手段１１の出力の上位５ビットは非符号化ビ
ット復号部２０に入力され、下位３ビットはビタビ復号
部３０に入力される。また非符号化ビット復号部２０は
領域判定手段２１、遅延手段２３及び非符号化ビットデ
コーダ２５により構成され、ビタビ復号部３０はＢＭＵ
３１、ビタビ復号回路３３及びたたみ込み符号化回路３
５により構成される。
て説明する。図１は本願第１の発明と第３の発明に係
り、２５６ＱＡＭ変調方式によるトレリス復号器の第１
の実施例の構成を示すブロック図である。まず、図１を
参照して構成を説明する。振幅制限手段１１は、７bit
(８bit 精度) の２５６ＱＡＭ復調データＩd ，Ｑd を
入力して所定の振幅制限範囲に制限するものである。こ
の振幅制限手段１１の出力の上位５ビットは非符号化ビ
ット復号部２０に入力され、下位３ビットはビタビ復号
部３０に入力される。また非符号化ビット復号部２０は
領域判定手段２１、遅延手段２３及び非符号化ビットデ
コーダ２５により構成され、ビタビ復号部３０はＢＭＵ
３１、ビタビ復号回路３３及びたたみ込み符号化回路３
５により構成される。
【００３２】以下、このような構成のトレリス復号器の
作用について説明する。まず、振幅制限手段１１に、軟
判定復調された受信シンボルの位置に対応したＩ／Ｑ軸
のそれぞれの成分である復調データＩd ，Ｑd がそれぞ
れ入力され、図２に示す振幅制限範囲に制限される。例
えば、復調データＩd ，Ｑd は、それぞれ８ビット精度
の７ビットで表現され、−６４（１０００００）〜６３
（０１１１１１）の値を取り得る（図２では点線の範囲
内に復調データは対応する）。
作用について説明する。まず、振幅制限手段１１に、軟
判定復調された受信シンボルの位置に対応したＩ／Ｑ軸
のそれぞれの成分である復調データＩd ，Ｑd がそれぞ
れ入力され、図２に示す振幅制限範囲に制限される。例
えば、復調データＩd ，Ｑd は、それぞれ８ビット精度
の７ビットで表現され、−６４（１０００００）〜６３
（０１１１１１）の値を取り得る（図２では点線の範囲
内に復調データは対応する）。
【００３３】特願平５−２７５６６０号によれば、適当
な振幅制限を施しても誤り特性の劣化はほとんどなく、
２５６ＱＡＭの場合、Ｉ／Ｑ軸のそれぞれで、−６０〜
＋６０に制限する。すなわち、図２で変調データの振幅
制限における下限値Ｉｌ＝Ｑｌ＝−６０，振幅制限にお
ける上限値Ｉh ＝Ｑh ＝＋６０として、２点鎖線の範囲
に復調データは変換されて制限される。これにより任意
の受信シンボルに対する、ビタビ復号のためのブランチ
メトリックは、図３のテーブルを用いて演算することが
可能になる。
な振幅制限を施しても誤り特性の劣化はほとんどなく、
２５６ＱＡＭの場合、Ｉ／Ｑ軸のそれぞれで、−６０〜
＋６０に制限する。すなわち、図２で変調データの振幅
制限における下限値Ｉｌ＝Ｑｌ＝−６０，振幅制限にお
ける上限値Ｉh ＝Ｑh ＝＋６０として、２点鎖線の範囲
に復調データは変換されて制限される。これにより任意
の受信シンボルに対する、ビタビ復号のためのブランチ
メトリックは、図３のテーブルを用いて演算することが
可能になる。
【００３４】図３は◎の変調シンボル（送信シンボル）
に対するブランチメトリックの演算テーブルであるが、
△の変調シンボルに対する演算テーブルは、図３の演算
テーブルを反時計回りに９０°回転することで得られ
る。つまり、各変調シンボルに対する演算テーブルは４
種類だけ持っておけばよいことになる。
に対するブランチメトリックの演算テーブルであるが、
△の変調シンボルに対する演算テーブルは、図３の演算
テーブルを反時計回りに９０°回転することで得られ
る。つまり、各変調シンボルに対する演算テーブルは４
種類だけ持っておけばよいことになる。
【００３５】この演算テーブルの値は０〜１２８の値を
とるので８ビットの表現を必要とするが、ある程度まで
ビット打ち切り（正規化）を施しても、特性劣化はほと
んど生じないことが知られており、例えば図４のように
上位４ビットで表現することが可能である。
とるので８ビットの表現を必要とするが、ある程度まで
ビット打ち切り（正規化）を施しても、特性劣化はほと
んど生じないことが知られており、例えば図４のように
上位４ビットで表現することが可能である。
【００３６】ところで、非符号化ビットの復号は、特願
平５−２７５５９９号において、受信シンボルの位置を
○、□、△、◎で囲まれる領域（判定領域）に対応づけ
る領域判定処理により可能であることが示されている。
図１の非符号化ビット復号部２０はこれに基づいた構成
である。
平５−２７５５９９号において、受信シンボルの位置を
○、□、△、◎で囲まれる領域（判定領域）に対応づけ
る領域判定処理により可能であることが示されている。
図１の非符号化ビット復号部２０はこれに基づいた構成
である。
【００３７】この領域判定に用いる各領域のサブセット
の配置パターンは、図５の場合は図６のように４通りし
か存在しない。それぞれＰ0 ，Ｐ1 ，Ｐ2 ，Ｐ3 とする
と、図５のようにＩ軸方向、Ｑ軸方向にＰ0 とＰ3 ある
いはＰ1 とＰ2 の組み合わせで交互に配置される。
の配置パターンは、図５の場合は図６のように４通りし
か存在しない。それぞれＰ0 ，Ｐ1 ，Ｐ2 ，Ｐ3 とする
と、図５のようにＩ軸方向、Ｑ軸方向にＰ0 とＰ3 ある
いはＰ1 とＰ2 の組み合わせで交互に配置される。
【００３８】また、前記特願平５−２７５５９９号によ
れば、上記各判定領域と受信シンボルがどの領域にある
かという領域情報とは１対１に対応していれば、任意で
あるので、例えば、Ｐ0 〜Ｐ3 と対応させて領域情報の
上位の２ビットを（００），（０１），（１０），（１
１）としてもよい。このようにすると、サブセットの配
置パターンをこの領域情報の上位２ビットで表現でき
る。これを配置パターン情報として図１においてＢＭＵ
３１に入力することで、振幅制限手段の出力７bit ×２
（Ｉd ，Ｑd ）のうち下位の４bit ×２＝８bit の入力
のみでブランチメトリックλ0 〜λ3 を計算することが
可能となる。すなわち、図４のブランチメトリックの演
算テーブルは４つ持っておき、それぞれの演算結果を配
置パターン情報により、振り分けてλ0 〜λ3 とする。
れば、上記各判定領域と受信シンボルがどの領域にある
かという領域情報とは１対１に対応していれば、任意で
あるので、例えば、Ｐ0 〜Ｐ3 と対応させて領域情報の
上位の２ビットを（００），（０１），（１０），（１
１）としてもよい。このようにすると、サブセットの配
置パターンをこの領域情報の上位２ビットで表現でき
る。これを配置パターン情報として図１においてＢＭＵ
３１に入力することで、振幅制限手段の出力７bit ×２
（Ｉd ，Ｑd ）のうち下位の４bit ×２＝８bit の入力
のみでブランチメトリックλ0 〜λ3 を計算することが
可能となる。すなわち、図４のブランチメトリックの演
算テーブルは４つ持っておき、それぞれの演算結果を配
置パターン情報により、振り分けてλ0 〜λ3 とする。
【００３９】このときのＢＭＵ３１の構成を図７に示
す。ＥＤＵ３１１は，図４の演算テーブルに対応するユ
ークリッド距離の２乗を計算してａ，ｂ，ｃ，ｄを表現
する出力を得るユークリッド距離演算手段を表す。この
場合、復調データＩd の振幅制限後の復調データをＩ’
d 、復調データＱd の振幅制限後の復調データをＱ’d
とするとき、入力はＩ’d ，Ｑ’d の下位４ビットで、
それぞれ出力は４ビットであり、Ｐ0 〜Ｐ2 を表現する
配置パターン情報に従って選択出力され、λ0 〜λ3 に
割当てられて出力される。この場合λ0 〜λ3 のそれぞ
れは４ビットである。
す。ＥＤＵ３１１は，図４の演算テーブルに対応するユ
ークリッド距離の２乗を計算してａ，ｂ，ｃ，ｄを表現
する出力を得るユークリッド距離演算手段を表す。この
場合、復調データＩd の振幅制限後の復調データをＩ’
d 、復調データＱd の振幅制限後の復調データをＱ’d
とするとき、入力はＩ’d ，Ｑ’d の下位４ビットで、
それぞれ出力は４ビットであり、Ｐ0 〜Ｐ2 を表現する
配置パターン情報に従って選択出力され、λ0 〜λ3 に
割当てられて出力される。この場合λ0 〜λ3 のそれぞ
れは４ビットである。
【００４０】このようにすることで、従来Ｉ’d ，Ｑ’
d の７bit ×２＝１４bit を演算してλ0 〜λ3 の４bi
t ×４＝１６bit の出力を得ていたものをＩ’d ，Ｑ’
d の下位４bit ×２＝８bit と配置パターン情報２ビッ
トの合計１０ビットと演算することでλ0 〜λ3 を得る
ことができる。この回路規模縮小の効果は、図７のＢＭ
Ｕ３１の構成をＲＯＭで構成することを考えると容易に
理解できる。つまり、従来の方法によれば、１４ビット
入力１６ビット出力のＲＯＭであり、２５６Ｋbit （１
Ｋ＝１０２４bit ）のメモリ容量を必要とする。ところ
が本実施例によると、１０ビット入力１６ビット出力で
あり１６Ｋbit のメモリ容量のＲＯＭで実現でき、縮小
の効果は１／１６となる。
d の７bit ×２＝１４bit を演算してλ0 〜λ3 の４bi
t ×４＝１６bit の出力を得ていたものをＩ’d ，Ｑ’
d の下位４bit ×２＝８bit と配置パターン情報２ビッ
トの合計１０ビットと演算することでλ0 〜λ3 を得る
ことができる。この回路規模縮小の効果は、図７のＢＭ
Ｕ３１の構成をＲＯＭで構成することを考えると容易に
理解できる。つまり、従来の方法によれば、１４ビット
入力１６ビット出力のＲＯＭであり、２５６Ｋbit （１
Ｋ＝１０２４bit ）のメモリ容量を必要とする。ところ
が本実施例によると、１０ビット入力１６ビット出力で
あり１６Ｋbit のメモリ容量のＲＯＭで実現でき、縮小
の効果は１／１６となる。
【００４１】次に第２の実施例について説明する。特願
平５−２７５６６０号によれば、図８に示すようにＥＡ
Ｕの出力に非線形処理を施しても、特性はほとんど劣化
されないで、ブランチメトリックの表現ビット数を３ビ
ットとすることが可能となる。この場合もＲＯＭに換算
することで回路規模の縮小の効果を推定でき、１０bit
入力３bit ×４＝１２bit 出力のＲＯＭとなる。すなわ
ち、１２Ｋbit のメモリ容量であるから第２の実施例の
縮小の効果は３／６４である。
平５−２７５６６０号によれば、図８に示すようにＥＡ
Ｕの出力に非線形処理を施しても、特性はほとんど劣化
されないで、ブランチメトリックの表現ビット数を３ビ
ットとすることが可能となる。この場合もＲＯＭに換算
することで回路規模の縮小の効果を推定でき、１０bit
入力３bit ×４＝１２bit 出力のＲＯＭとなる。すなわ
ち、１２Ｋbit のメモリ容量であるから第２の実施例の
縮小の効果は３／６４である。
【００４２】次に第３の実施例について説明する。図８
に示す非線形処理を用いなくても、上記と同様にブラン
チメトリックの表現ビット数を３ビットとすることがで
き、しかもＢＭＵ３１入力のビット数も削減可能であ
る。
に示す非線形処理を用いなくても、上記と同様にブラン
チメトリックの表現ビット数を３ビットとすることがで
き、しかもＢＭＵ３１入力のビット数も削減可能であ
る。
【００４３】以下、図９を参照して説明する。まず、図
５における振幅制限範囲を、Ｉl ＝Ｑl ＝−６０，Ｉh
＝Ｑh ＝５９とする（このように制限しても特性の劣化
はほとんどないのは明らかである）。そして、図９に示
すようにＩ／Ｑ軸のそれぞれに投影した各領域の範囲
を、８値毎にとる。つまり、（−７）の領域は−６０〜
−５３であり、（−６）の領域は−５２〜−４９とす
る。このようにすると、Ｉ／Ｑ軸のそれぞれに投影した
各領域（−７）〜（７）は図１０及び図１１に示すよう
にそれぞれ８値ずつの値に分けられ、したがって演算テ
ーブルは８×８＝６４値となってＩ’d ，Ｑ’d の下位
３ビットと直接、対応付けることができる。また、図９
に示した表によるとブランチメトリックの値は０〜６の
範囲に納まっているので、３ビットで表現できる。
５における振幅制限範囲を、Ｉl ＝Ｑl ＝−６０，Ｉh
＝Ｑh ＝５９とする（このように制限しても特性の劣化
はほとんどないのは明らかである）。そして、図９に示
すようにＩ／Ｑ軸のそれぞれに投影した各領域の範囲
を、８値毎にとる。つまり、（−７）の領域は−６０〜
−５３であり、（−６）の領域は−５２〜−４９とす
る。このようにすると、Ｉ／Ｑ軸のそれぞれに投影した
各領域（−７）〜（７）は図１０及び図１１に示すよう
にそれぞれ８値ずつの値に分けられ、したがって演算テ
ーブルは８×８＝６４値となってＩ’d ，Ｑ’d の下位
３ビットと直接、対応付けることができる。また、図９
に示した表によるとブランチメトリックの値は０〜６の
範囲に納まっているので、３ビットで表現できる。
【００４４】同様に、図７に示したＢＭＵ３１の構成を
ＲＯＭで実現したとすると３bit ×２＝６bit 入力１２
bit 出力であるから、３Ｋbit のメモリ容量で可能とな
り、縮小の効果は３／２５６となる。
ＲＯＭで実現したとすると３bit ×２＝６bit 入力１２
bit 出力であるから、３Ｋbit のメモリ容量で可能とな
り、縮小の効果は３／２５６となる。
【００４５】なお、図１０及び図１１において、（−
７）〜（７）の各領域は上位５ビットで表現できる。し
たがって、図１において領域判定手段２１における領域
判定はＩ’d ，Ｑ’d それぞれの上位５ビットで実現で
きる。
７）〜（７）の各領域は上位５ビットで表現できる。し
たがって、図１において領域判定手段２１における領域
判定はＩ’d ，Ｑ’d それぞれの上位５ビットで実現で
きる。
【００４６】以上、変調方式から２５６ＱＡＭの場合を
例に説明してきたが、他のＱＡＭ変調でも同様の効果を
得る。図５に示す１６ＱＡＭ，３２ＱＡＭ，６４ＱＡ
Ｍ，２５６ＱＡＭについて、回路規模縮小の効果をＲＯ
Ｍに換算して表にしたものを図１２に示す（ここで本実
施例の欄は第３の実施例に対応する）。各変調方式は、
変調シンボルの数が異なるので、復調データＩd ，Ｑd
のビット数が異なる。提案の構成によるＢＭＵ３１の入
出力のビット数は各変調方式共通であるので、変調レベ
ルが高い程回路規模縮小の効果は大である。
例に説明してきたが、他のＱＡＭ変調でも同様の効果を
得る。図５に示す１６ＱＡＭ，３２ＱＡＭ，６４ＱＡ
Ｍ，２５６ＱＡＭについて、回路規模縮小の効果をＲＯ
Ｍに換算して表にしたものを図１２に示す（ここで本実
施例の欄は第３の実施例に対応する）。各変調方式は、
変調シンボルの数が異なるので、復調データＩd ，Ｑd
のビット数が異なる。提案の構成によるＢＭＵ３１の入
出力のビット数は各変調方式共通であるので、変調レベ
ルが高い程回路規模縮小の効果は大である。
【００４７】これに、複数の変調方式に対応したトレリ
ス復号器を構成する場合、図５のようにサブセットの配
置を、各変調方式で重複する部分を共通とした場合は、
（振幅制限範囲は各変調方式に対応して変える必要があ
るが）ＢＭＵ３１を共通とすることができる。
ス復号器を構成する場合、図５のようにサブセットの配
置を、各変調方式で重複する部分を共通とした場合は、
（振幅制限範囲は各変調方式に対応して変える必要があ
るが）ＢＭＵ３１を共通とすることができる。
【００４８】また、これまでの例で配置パターン情報を
領域情報の上位２ビットとしたが任意の２ビットでもよ
いし、Ｐ0 〜Ｐ3 と１対１に対応すればよいので２ビッ
ト以上（例えば３ビット）で表現してもよい。
領域情報の上位２ビットとしたが任意の２ビットでもよ
いし、Ｐ0 〜Ｐ3 と１対１に対応すればよいので２ビッ
ト以上（例えば３ビット）で表現してもよい。
【００４９】次に第４の実施例について説明する。前述
した各実施例は、領域情報の一部のビットをそのまま配
置パターン情報とした。図１３に示すように配置パター
ン検出器４１を用いれば、Ｐ0 〜Ｐ3 と１対１に対応さ
せて領域情報の一部を決める必要は無くなる。
した各実施例は、領域情報の一部のビットをそのまま配
置パターン情報とした。図１３に示すように配置パター
ン検出器４１を用いれば、Ｐ0 〜Ｐ3 と１対１に対応さ
せて領域情報の一部を決める必要は無くなる。
【００５０】各判定領域と領域情報とは１対１に対応し
ているので、領域情報の２ビット以上の一部または全部
をデコードすることで、判定領域をグループ分けした部
分集合であるＰ0 〜Ｐ3 と１対１に対応する配置パター
ン情報が得られるのは明らかである。ただし、本実施例
ではＰ0 〜Ｐ3 は４つなので少なくとも領域情報の２ビ
ットをデコードする必要がある。また、ＢＭＵ３１は第
１の実施例乃至第３の実施例と同じものを用いることが
可能である。
ているので、領域情報の２ビット以上の一部または全部
をデコードすることで、判定領域をグループ分けした部
分集合であるＰ0 〜Ｐ3 と１対１に対応する配置パター
ン情報が得られるのは明らかである。ただし、本実施例
ではＰ0 〜Ｐ3 は４つなので少なくとも領域情報の２ビ
ットをデコードする必要がある。また、ＢＭＵ３１は第
１の実施例乃至第３の実施例と同じものを用いることが
可能である。
【００５１】次に第５の実施例について説明する。配置
パターン情報は、代表シンボルの組データによって一意
に決まるので、図１４に示すように代表シンボル検出手
段２７により代表シンボルの組データとデコードするこ
とでも得られる。ただし、この場合はあまり高レベルの
変調方式を用いるときには、配置パターン検出手段４３
の規模が大きくなるので回路規模の縮小上、不利にな
る。
パターン情報は、代表シンボルの組データによって一意
に決まるので、図１４に示すように代表シンボル検出手
段２７により代表シンボルの組データとデコードするこ
とでも得られる。ただし、この場合はあまり高レベルの
変調方式を用いるときには、配置パターン検出手段４３
の規模が大きくなるので回路規模の縮小上、不利にな
る。
【００５２】図１４は変調方式が１６ＱＡＭの場合（非
符号化ビット数２ビット）で、配置パターン検出手段４
３はＲＯＭに換算して、十分に小さい５１２ビットのメ
モリ容量のＲＯＭで実現できる。この第５の実施例でも
ＢＭＵ３１は第１の実施例乃至第３の実施例と同じもの
を用いることが可能である。
符号化ビット数２ビット）で、配置パターン検出手段４
３はＲＯＭに換算して、十分に小さい５１２ビットのメ
モリ容量のＲＯＭで実現できる。この第５の実施例でも
ＢＭＵ３１は第１の実施例乃至第３の実施例と同じもの
を用いることが可能である。
【００５３】次に第６の実施例について説明する。配置
パターン情報は受信シンボルの位置により一意に決まる
ため、Ｉ’d ，Ｑ’d の上記５ビットからもデコードで
きる（２５６ＱＡＭの場合）。例えば、図１５に示すよ
うに、振幅制限手段１１とＢＭＵ３１との間に配置パタ
ーン検出手段４５を設け、ＢＭＵ３１に配置パターン情
報を与えるようにしても良い。この場合、非符号化ビッ
ト復号部２０は、図１４及び図１６に示される代表シン
ボル検出手段２７によるものであってもよい。このとき
の配置パターン検出手段４５は図１の領域判定手段２１
で配置パターン情報のみを出力するのに一致する。この
第６の実施例においてもＢＭＵ３１は第１の実施例乃至
第３の実施例と同じものを用いることが可能である。
パターン情報は受信シンボルの位置により一意に決まる
ため、Ｉ’d ，Ｑ’d の上記５ビットからもデコードで
きる（２５６ＱＡＭの場合）。例えば、図１５に示すよ
うに、振幅制限手段１１とＢＭＵ３１との間に配置パタ
ーン検出手段４５を設け、ＢＭＵ３１に配置パターン情
報を与えるようにしても良い。この場合、非符号化ビッ
ト復号部２０は、図１４及び図１６に示される代表シン
ボル検出手段２７によるものであってもよい。このとき
の配置パターン検出手段４５は図１の領域判定手段２１
で配置パターン情報のみを出力するのに一致する。この
第６の実施例においてもＢＭＵ３１は第１の実施例乃至
第３の実施例と同じものを用いることが可能である。
【００５４】なお、上述した全ての実施例において、復
調データのビット数及びブランチメトリックのビット数
はこの限りではない。例えば、２５６ＱＡＭの場合は、
復調データＩd ，Ｑd ，Ｉ’d ，Ｑ’d のビット数をそ
れぞれ８ビットとして、ＢＭＵ３１の入力ビット数を
Ｉ’d ，Ｑ’d の下位４ビットずつとし（領域判定はＩ
／Ｄ軸１６サンプルごととする）、また、ブランチメト
リックをそれぞれ４ビットで表現するとビタビ復号の誤
り率特性はわずかながら向上する。逆にＩd 、Ｑd 、
Ｉ’d ，Ｑ’d のビット数を６ビットとすると誤り特性
は悪化するものの回路規模はさらに小さくなる。また、
全ての演算は、ＤＳＰによるソフトプログラム処理によ
っても可能であることは明らかである。
調データのビット数及びブランチメトリックのビット数
はこの限りではない。例えば、２５６ＱＡＭの場合は、
復調データＩd ，Ｑd ，Ｉ’d ，Ｑ’d のビット数をそ
れぞれ８ビットとして、ＢＭＵ３１の入力ビット数を
Ｉ’d ，Ｑ’d の下位４ビットずつとし（領域判定はＩ
／Ｄ軸１６サンプルごととする）、また、ブランチメト
リックをそれぞれ４ビットで表現するとビタビ復号の誤
り率特性はわずかながら向上する。逆にＩd 、Ｑd 、
Ｉ’d ，Ｑ’d のビット数を６ビットとすると誤り特性
は悪化するものの回路規模はさらに小さくなる。また、
全ての演算は、ＤＳＰによるソフトプログラム処理によ
っても可能であることは明らかである。
【００５５】尚、符号化率をＲ＝ｍ／（ｍ＋１）より大
とするときの符号化の方法が特願平３−３４５１４５号
より提案されている。このときも符号化のビット数が２
のときは、本発明が適用できるのは明らかである。
とするときの符号化の方法が特願平３−３４５１４５号
より提案されている。このときも符号化のビット数が２
のときは、本発明が適用できるのは明らかである。
【００５６】
【発明の効果】以上説明したように本発明は、ブランチ
メトリックの演算に必要な入力のビット数を削減でき簡
単化が可能となり、また出力のビット数も減らすことが
でき回路の簡単化が実現できる。
メトリックの演算に必要な入力のビット数を削減でき簡
単化が可能となり、また出力のビット数も減らすことが
でき回路の簡単化が実現できる。
【図１】本発明に係るトレリス復号器の一実施例の概略
の構成を示すブロック図である。
の構成を示すブロック図である。
【図２】２５６ＱＡＭ−ＴＣＭの非符号化ビット（上位
６ビット）の信号配置例を示す図である。
６ビット）の信号配置例を示す図である。
【図３】ブランチメトリックの一例を示す図である。
【図４】ブランチメトリックのビット打ち切りを示す図
である。
である。
【図５】ＱＡＭ−ＴＣＭの信号配置とサブセットを説明
するための図である。
するための図である。
【図６】サブセットの代表シンボルの配置の組み合わせ
例を示す図である。
例を示す図である。
【図７】ＢＭＵの概略の構成を示すブロック図である。
【図８】リミッタ付きＥＤＵの概略の構成を示すブロッ
ク図である。
ク図である。
【図９】本発明に係るトレリス復号器における領域判定
とブランチメトリック演算テーブルの一実施例を示す図
である。
とブランチメトリック演算テーブルの一実施例を示す図
である。
【図１０】本発明に係るトレリス復号器における振幅制
限後の軟判定復調データ例を示す図である。
限後の軟判定復調データ例を示す図である。
【図１１】本発明に係るトレリス復号器における振幅制
限後の軟判定復調データ例を示す図である。
限後の軟判定復調データ例を示す図である。
【図１２】本発明に係るＢＭＵと従来のＢＭＵの、それ
ぞれのＲＯＭサイズを比較した図である。
ぞれのＲＯＭサイズを比較した図である。
【図１３】本発明に係る第４の実施例におけるトレリス
復号器の概略の構成を示すブロック図である。
復号器の概略の構成を示すブロック図である。
【図１４】本発明に係る第５の実施例におけるトレリス
復号器の概略の構成を示すブロック図である。
復号器の概略の構成を示すブロック図である。
【図１５】本発明に係る第６の実施例におけるトレリス
復号器の概略の構成を示すブロック図である。
復号器の概略の構成を示すブロック図である。
【図１６】従来のトレリス復号器の概略の構成を示すブ
ロック図である。
ロック図である。
【図１７】従来のトレリス符号化器の概略の構成を示す
ブロック図である。
ブロック図である。
１１…振幅制限手段、２０…非符号化ビット復号部、２
１…領域判定手段、２３…遅延手段、２５…非符号化ビ
ットデコーダ、２７…代表シンボル検出手段、２９…非
符号化ビット選択手段、３０…ビタビ復号部、３１…Ｂ
ＭＵ、３３…ビタビ復号回路、３５…たたみ込み符号化
回路、４１…配置パターン検出手段、４３…配置パター
ン検出手段、４５…配置パターン検出手段。
１…領域判定手段、２３…遅延手段、２５…非符号化ビ
ットデコーダ、２７…代表シンボル検出手段、２９…非
符号化ビット選択手段、３０…ビタビ復号部、３１…Ｂ
ＭＵ、３３…ビタビ復号回路、３５…たたみ込み符号化
回路、４１…配置パターン検出手段、４３…配置パター
ン検出手段、４５…配置パターン検出手段。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｈ０４Ｌ 27/34
Claims (6)
- 【請求項１】 送信側で複数ビットで構成される情報シ
ンボルに対して、その一部の所定ビットをたたみ込み符
号化して符号化ビットとし、その残りのビットを非符号
化ビットとして前記符号化ビットと組にしてトレリス符
号化変調されたものを、受信側で復調し、軟判定して得
られた復調データを基にビタビ復号した符号化ビットを
用いて非符号化ビットを復号するトレリス復号器であっ
て、 所定のビット配置で設定されるシンボル群の内から前記
復調データによって特定される所定のシンボルの組に対
応し、かつ当該シンボルの組の配置パターンに係る配置
パターン情報と対応付けられたビットを含む領域情報を
出力する領域判定手段と、 前記復調データに対して振幅制限を施す振幅制限手段
と、 この振幅制限手段により振幅制限が施された振幅制限復
調データの一部と前記領域判定手段から出力される領域
情報から判別される配置パターン情報とを用いて前記ビ
タビ復号におけるブランチメトリックを演算するブラン
チメトリック演算手段とを有することを特徴とするトレ
リス復号器。 - 【請求項２】 送信側で複数ビットで構成される情報シ
ンボルに対して、その一部の所定ビットをたたみ込み符
号化して符号化ビットとし、その残りのビットを非符号
化ビットとして前記符号化ビットと組にしてトレリス符
号化変調されたものを、受信側で復調し、軟判定して得
られた復調データを基にビタビ復号した符号化ビットを
用いて非符号化ビットを復号するトレリス復号器であっ
て、 所定のビット配置で設定されるシンボル群の内から前記
復調データによって特定される所定のシンボルの組を検
出して代表シンボルの組データとして出力する代表シン
ボル検出手段と、 この代表シンボル検出手段から出力される前記代表シン
ボルの組データから前記所定のシンボルの組の配置パタ
ーンに係る配置パターン情報を検出して出力する配置パ
ターン検出手段と、 前記復調データに対して振幅制限を施す振幅制限手段
と、 この振幅制限手段により振幅制限が施された振幅復調デ
ータの一部と前記配置パターン情報を用いて前記ビタビ
復号におけるブランチメトリックを演算するブランチメ
トリック演算手段とを有することを特徴とするトレリス
復号器。 - 【請求項３】 送信側で複数ビットで構成される情報シ
ンボルに対して、その一部の所定ビットをたたみ込み符
号化して符号化ビットとし、その残りのビットを非符号
化ビットとして前記符号化ビットと組にしてトレリス符
号化変調されたものを、受信側で復調し、軟判定して得
られた復調データを基にビタビ復号した符号化ビットを
用いて非符号化ビットを復号するトレリス復号器であっ
て、 前記復調データに対して振幅制限を施す振幅制限手段
と、 この振幅制限手段により振幅制限が施された振幅制限復
調データの一部である第１の振幅制限復調データから、
所定のビット配置で設定されるシンボル群の内から前記
復調データによって特定される所定のシンボルの組の配
置パターンに係る配置パターン情報を検出して出力する
配置パターン検出手段と、 前記振幅制限復調データの一部である第２の振幅制限復
調データと前記配置パターン情報とを用いて前記ビタビ
復号におけるブランチメトリックを演算するブランチメ
トリック演算手段とを有することを特徴とするトレリス
復号器。 - 【請求項４】 前記ブランチメトリック演算手段は、前
記ブランチメトリックが所定値を越えるとき当該出力値
を前記所定値に制限する非線形処理を施す非線形処理手
段を有することを特徴とする請求項１又は２又は３記載
のトレリス復号器。 - 【請求項５】 前記振幅制限手段は、Ｉ／Ｑ軸のそれぞ
れに投影した前記振幅制限の範囲を２n の倍数として、
２n 個のサンプル間隔で前記配置パターン情報を対応づ
けることを特徴とする請求項１又は２又は３又は４記載
のトレリス復号器。 - 【請求項６】 複数のＱＡＭ復調器を具備するときに、
前記ブランチメトリック演算手段はをそれぞれのＱＡＭ
復調器に対して共有されることを特徴とする請求項１又
は２又は３又は４又は５記載のトレリス復号器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6168151A JPH0832633A (ja) | 1994-07-20 | 1994-07-20 | トレリス復号器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6168151A JPH0832633A (ja) | 1994-07-20 | 1994-07-20 | トレリス復号器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0832633A true JPH0832633A (ja) | 1996-02-02 |
Family
ID=15862772
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6168151A Pending JPH0832633A (ja) | 1994-07-20 | 1994-07-20 | トレリス復号器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0832633A (ja) |
Cited By (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1999062237A1 (fr) * | 1998-05-22 | 1999-12-02 | Kabushiki Kaisha Kenwood | Recepteur de diffusion numerique pour satellite de radiodiffusion |
| WO2001069796A1 (en) * | 2000-03-14 | 2001-09-20 | Sharp Kabushiki Kaisha | Viterbi decoder |
| JP2002217746A (ja) * | 2000-12-26 | 2002-08-02 | Motorola Inc | 軟判定復号アルゴリズムにおいて使用されるブランチ・メトリックを計算する方法および装置 |
| US6745365B2 (en) | 1999-12-28 | 2004-06-01 | Hitachi Kokusai Electric Inc. | Coder with error correction, decoder with error correction and data transmission apparatus using the coder and decoder |
| US7062000B1 (en) | 1999-01-29 | 2006-06-13 | Sharp Kabushiki Kaisha | Viterbi decoder |
| CN100440878C (zh) * | 2004-03-12 | 2008-12-03 | 重庆邮电学院 | 基于循环前缀单载波系统的格形译码解调器及解调方法 |
| JP2009524152A (ja) * | 2006-01-20 | 2009-06-25 | マーベル ワールド トレード リミテッド | 符号化及び信号処理機能を有するフラッシュメモリ |
| JP2010263476A (ja) * | 2009-05-08 | 2010-11-18 | Mitsubishi Electric Corp | 光受信装置および光受信方法 |
| JP2012124954A (ja) * | 2003-11-26 | 2012-06-28 | Panasonic Corp | 受信装置及び受信方法 |
| US8625702B2 (en) | 2003-11-26 | 2014-01-07 | Panasonic Corporation | Transmitting apparatus, transmission method, receiving apparatus, and receiving method |
-
1994
- 1994-07-20 JP JP6168151A patent/JPH0832633A/ja active Pending
Cited By (14)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6714596B1 (en) | 1998-05-22 | 2004-03-30 | Kabushiki Kaisha Kenwood | BS digital broadcast receiver |
| WO1999062237A1 (fr) * | 1998-05-22 | 1999-12-02 | Kabushiki Kaisha Kenwood | Recepteur de diffusion numerique pour satellite de radiodiffusion |
| US7062000B1 (en) | 1999-01-29 | 2006-06-13 | Sharp Kabushiki Kaisha | Viterbi decoder |
| US6745365B2 (en) | 1999-12-28 | 2004-06-01 | Hitachi Kokusai Electric Inc. | Coder with error correction, decoder with error correction and data transmission apparatus using the coder and decoder |
| AU2000229439B2 (en) * | 2000-03-14 | 2004-10-14 | Sharp Kabushiki Kaisha | Viterbi decoder |
| WO2001069796A1 (en) * | 2000-03-14 | 2001-09-20 | Sharp Kabushiki Kaisha | Viterbi decoder |
| JP2002217746A (ja) * | 2000-12-26 | 2002-08-02 | Motorola Inc | 軟判定復号アルゴリズムにおいて使用されるブランチ・メトリックを計算する方法および装置 |
| JP4629223B2 (ja) * | 2000-12-26 | 2011-02-09 | モトローラ・インコーポレイテッド | 軟判定復号アルゴリズムにおいて使用されるブランチ・メトリックを計算する方法および装置 |
| JP2012124954A (ja) * | 2003-11-26 | 2012-06-28 | Panasonic Corp | 受信装置及び受信方法 |
| US8625702B2 (en) | 2003-11-26 | 2014-01-07 | Panasonic Corporation | Transmitting apparatus, transmission method, receiving apparatus, and receiving method |
| US9160491B2 (en) | 2003-11-26 | 2015-10-13 | Panasonic Intellectual Property Corporation Of America | Receiving apparatus and receiving method |
| CN100440878C (zh) * | 2004-03-12 | 2008-12-03 | 重庆邮电学院 | 基于循环前缀单载波系统的格形译码解调器及解调方法 |
| JP2009524152A (ja) * | 2006-01-20 | 2009-06-25 | マーベル ワールド トレード リミテッド | 符号化及び信号処理機能を有するフラッシュメモリ |
| JP2010263476A (ja) * | 2009-05-08 | 2010-11-18 | Mitsubishi Electric Corp | 光受信装置および光受信方法 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP3987274B2 (ja) | 多値変調方式の伝送装置 | |
| JP3926499B2 (ja) | 畳み込み符号軟判定復号方式の受信装置 | |
| US5651032A (en) | Apparatus and method for trellis decoder | |
| JP2845705B2 (ja) | 多レベル符号化変調通信装置 | |
| KR100811184B1 (ko) | 아우터 인코더 및 그 방법 | |
| US6977972B1 (en) | Method of hybrid soft/hard decision demodulation of signals with multilevel modulation | |
| EP0680184A2 (en) | Method and apparatus for decoding trellis coded QAM signals | |
| BRPI0315001B1 (pt) | recepção de um sinal modulado de acordo com uma técnica de codificação com múltiplos níveis | |
| JPH0832633A (ja) | トレリス復号器 | |
| CN100527803C (zh) | 增加残留边带维特比解码器 | |
| US8009773B1 (en) | Low complexity implementation of a Viterbi decoder with near optimal performance | |
| EP0827298A3 (en) | Data receiver and data receiving method | |
| US8286051B2 (en) | Method and apparatus for burst error detection and digital communication device | |
| US20080072124A1 (en) | Apparatus and method for detecting puncture position in a symbol stream encoded by punctured convolutional coding scheme | |
| JP2000315957A (ja) | 復号装置 | |
| JP4675312B2 (ja) | 符号化装置、復号装置、送信機及び受信機 | |
| JPH08102765A (ja) | ビタビ復号方式を用いた多値符号化信号の復号器 | |
| JPH08242264A (ja) | 入力変調信号の復号化装置 | |
| JP3574449B2 (ja) | チャネル状態情報を用いたデータエラー訂正装置 | |
| JP3576653B2 (ja) | 符号化変調装置 | |
| JPH07131493A (ja) | 非符号化ビット復号回路 | |
| US6700938B1 (en) | Method for determining quality of trellis decoded block data | |
| JPH05244017A (ja) | ビタビ復号器 | |
| JP3987153B2 (ja) | マンハッタンあるいはハミングメトリックスキームに基づくビタビデコーダのための信号のデコード | |
| JP2723002B2 (ja) | 非符号化レベル信号判定回路 |