JP2003124907A - Ｏｆｄｍ信号伝送装置、ｏｆｄｍ信号受信装置、ｏｆｄｍ信号受信方法 - Google Patents
Ｏｆｄｍ信号伝送装置、ｏｆｄｍ信号受信装置、ｏｆｄｍ信号受信方法Info
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- JP2003124907A JP2003124907A JP2001319610A JP2001319610A JP2003124907A JP 2003124907 A JP2003124907 A JP 2003124907A JP 2001319610 A JP2001319610 A JP 2001319610A JP 2001319610 A JP2001319610 A JP 2001319610A JP 2003124907 A JP2003124907 A JP 2003124907A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 軟判定誤り訂正の効率を向上させることがで
きるＯＦＤＭ信号伝送装置、ＯＦＤＭ信号受信装置、Ｏ
ＦＤＭ信号受信方法を提供する。 【解決手段】 送信信号を、互いに直交する複数のサブ
キャリアに分割してマルチキャリア伝送を行なうＯＦＤ
Ｍ方式において、ＯＦＤＭ信号送信装置１ａとＯＦＤＭ
信号受信装置２ａとから構成されるＯＦＤＭ信号伝送装
置であって、ＯＦＤＭ信号送信装置の複数の送信アンテ
ナ１１３とＯＦＤＭ信号受信装置の複数の受信アンテナ
２１１とによりＭＩＭＯチャネルが構成され、ＯＦＤＭ
信号受信装置２ａは送信アンテナ１１３からの合成送信
信号を分離する干渉キャンセラ２１５と、干渉キャンセ
ラの出力値の重み係数を取得する重み係数演算器２１６
と、干渉キャンセラの出力値に、重み係数演算器により
取得された重み係数を乗ずる乗算器２１７とを備える。
きるＯＦＤＭ信号伝送装置、ＯＦＤＭ信号受信装置、Ｏ
ＦＤＭ信号受信方法を提供する。 【解決手段】 送信信号を、互いに直交する複数のサブ
キャリアに分割してマルチキャリア伝送を行なうＯＦＤ
Ｍ方式において、ＯＦＤＭ信号送信装置１ａとＯＦＤＭ
信号受信装置２ａとから構成されるＯＦＤＭ信号伝送装
置であって、ＯＦＤＭ信号送信装置の複数の送信アンテ
ナ１１３とＯＦＤＭ信号受信装置の複数の受信アンテナ
２１１とによりＭＩＭＯチャネルが構成され、ＯＦＤＭ
信号受信装置２ａは送信アンテナ１１３からの合成送信
信号を分離する干渉キャンセラ２１５と、干渉キャンセ
ラの出力値の重み係数を取得する重み係数演算器２１６
と、干渉キャンセラの出力値に、重み係数演算器により
取得された重み係数を乗ずる乗算器２１７とを備える。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、軟判定誤り訂正の
効率を向上させることができるＯＦＤＭ信号伝送装置、
ＯＦＤＭ信号受信装置、ＯＦＤＭ信号受信方法に関する
ものである。
効率を向上させることができるＯＦＤＭ信号伝送装置、
ＯＦＤＭ信号受信装置、ＯＦＤＭ信号受信方法に関する
ものである。
【０００２】
【従来の技術】広帯域移動体通信においては、移動体通
信におけるマルチパスフェージング環境下において一定
レベルの通信品質を維持するための周波数選択性フェー
ジングの対策とともに、限られた周波数帯の中で大容量
化を図るための周波数利用効率の向上策が必要である。
周波数選択性フェージングヘの対策としては、送信信号
を互いに直交するサブキャリア群に分割して、マルチキ
ャリア伝送を行うＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Div
ision Multiplexing）方式が知られている。
信におけるマルチパスフェージング環境下において一定
レベルの通信品質を維持するための周波数選択性フェー
ジングの対策とともに、限られた周波数帯の中で大容量
化を図るための周波数利用効率の向上策が必要である。
周波数選択性フェージングヘの対策としては、送信信号
を互いに直交するサブキャリア群に分割して、マルチキ
ャリア伝送を行うＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Div
ision Multiplexing）方式が知られている。
【０００３】一方、周波数利用効率の向上への対策とし
ては、複数の送信アンテナと複数の受信アンテナを用い
てＭＩＭＯ（Multiple-Input Multiple-Output）チャネ
ルを構成し、受信側において各受信アンテナの受信信号
からチャネル推定器と干渉キャンセラを用いて各送信ア
ンテナからの送信信号を分離して復元することにより、
送信アンテナの数だけチャネルを増加させ、周波数利用
効率を向上させる手法が提案されている。
ては、複数の送信アンテナと複数の受信アンテナを用い
てＭＩＭＯ（Multiple-Input Multiple-Output）チャネ
ルを構成し、受信側において各受信アンテナの受信信号
からチャネル推定器と干渉キャンセラを用いて各送信ア
ンテナからの送信信号を分離して復元することにより、
送信アンテナの数だけチャネルを増加させ、周波数利用
効率を向上させる手法が提案されている。
【０００４】ＯＦＤＭ方式においてＭＩＭＯチャネルを
構成し、信号処理を行うことにより空間で合成された信
号を分離することを可能だが、相互干渉による劣化が大
きいので強力な誤り訂正である畳み込み符号化−軟判定
ビタビ復号を適用するのが一般的である。
構成し、信号処理を行うことにより空間で合成された信
号を分離することを可能だが、相互干渉による劣化が大
きいので強力な誤り訂正である畳み込み符号化−軟判定
ビタビ復号を適用するのが一般的である。
【０００５】以下、従来技術におけるＭＩＭＯチャネル
を用いたＯＦＤＭ信号伝送装置の構成を図６に示す。従
来技術におけるＯＦＤＭ信号伝送装置２０は、ＯＦＤＭ
信号送信装置３とＯＦＤＭ信号受信装置４から構成され
る。ＯＦＤＭ信号送信装置３において、３１１は誤り訂
正符号器であり、Ｎ個（Ｎは２以上の整数）の送信デー
タ系列を誤り訂正符号化する。３１２はＮ個の高速逆フ
ーリエ変換器である。３１３はＮ個の送信アンテナであ
る。
を用いたＯＦＤＭ信号伝送装置の構成を図６に示す。従
来技術におけるＯＦＤＭ信号伝送装置２０は、ＯＦＤＭ
信号送信装置３とＯＦＤＭ信号受信装置４から構成され
る。ＯＦＤＭ信号送信装置３において、３１１は誤り訂
正符号器であり、Ｎ個（Ｎは２以上の整数）の送信デー
タ系列を誤り訂正符号化する。３１２はＮ個の高速逆フ
ーリエ変換器である。３１３はＮ個の送信アンテナであ
る。
【０００６】ＯＦＤＭ信号受信装置４において、４１１
はＮ個の受信アンテナである。４１２はＮ個の高速フー
リエ変換器である。４１３はサブキャリアデータ信号構
成器であり、該高速フーリエ変換器４１２の出力をサブ
キャリア毎の系列に変換する。４１４は逆行列演算器で
あり、該高速フーリエ変換器４１２の出力から全ての組
み合わせの送受信アンテナ間のサブキャリア毎の伝達係
数行列を推定し、その逆行列を計算する。４１５はI個
のサブキャリア干渉キャンセラであり、サブキャリアデ
ータ信号構成器４１３のI系統の出力と逆行列演算器４
１４のI系統の出力の乗算を行う。４１６はシンボルデ
ータ変換器であり、I個のサブキャリア干渉キャンセラ
４１５の出力をシンボル毎の系列に変換する。４１７
は、復調器である。４１８は、軟判定誤り訂正復号器で
ある。
はＮ個の受信アンテナである。４１２はＮ個の高速フー
リエ変換器である。４１３はサブキャリアデータ信号構
成器であり、該高速フーリエ変換器４１２の出力をサブ
キャリア毎の系列に変換する。４１４は逆行列演算器で
あり、該高速フーリエ変換器４１２の出力から全ての組
み合わせの送受信アンテナ間のサブキャリア毎の伝達係
数行列を推定し、その逆行列を計算する。４１５はI個
のサブキャリア干渉キャンセラであり、サブキャリアデ
ータ信号構成器４１３のI系統の出力と逆行列演算器４
１４のI系統の出力の乗算を行う。４１６はシンボルデ
ータ変換器であり、I個のサブキャリア干渉キャンセラ
４１５の出力をシンボル毎の系列に変換する。４１７
は、復調器である。４１８は、軟判定誤り訂正復号器で
ある。
【０００７】また図６において、（Ａ）に示す図は、サ
ブキャリア干渉キャンセラ入力振幅イメージである。
（Ｂ）に示す図は、サブキャリア干渉キャンセラ出力振
幅イメージである。（Ｃ）に示す図は、復調器出力振幅
イメージである。
ブキャリア干渉キャンセラ入力振幅イメージである。
（Ｂ）に示す図は、サブキャリア干渉キャンセラ出力振
幅イメージである。（Ｃ）に示す図は、復調器出力振幅
イメージである。
【０００８】従来方式においては、サブキャリアｉ毎の
送受信アンテナの組み合わせに対する伝達係数を成分と
するＮ×Ｎの行列Siの逆行列（Si）-1を、逆行列演算器
４１４により計算する。サブキャリア干渉キャンセラ４
１５は、受信したＮシンボルのデータ信号におけるサブ
キャリアｉに対する成分に（Si）-1を乗算することによ
り、相互干渉を補償して送信されるデータ信号を分離す
る。このデータ信号から復調器４１７によって尤度を算
出し、この尤度情報をもとに軟判定誤り訂正して送信信
号が復元できる。
送受信アンテナの組み合わせに対する伝達係数を成分と
するＮ×Ｎの行列Siの逆行列（Si）-1を、逆行列演算器
４１４により計算する。サブキャリア干渉キャンセラ４
１５は、受信したＮシンボルのデータ信号におけるサブ
キャリアｉに対する成分に（Si）-1を乗算することによ
り、相互干渉を補償して送信されるデータ信号を分離す
る。このデータ信号から復調器４１７によって尤度を算
出し、この尤度情報をもとに軟判定誤り訂正して送信信
号が復元できる。
【０００９】このように動作するため、同一の伝送パス
において同一の周波数帯域でＮのＯＦＤＭ信号の送受信
を行うことができ、この技術を用いないＯＦＤＭ信号伝
送装置に比べて周波数帯域を増加させることなくＮ倍の
容量の情報を伝送することが可能となる。
において同一の周波数帯域でＮのＯＦＤＭ信号の送受信
を行うことができ、この技術を用いないＯＦＤＭ信号伝
送装置に比べて周波数帯域を増加させることなくＮ倍の
容量の情報を伝送することが可能となる。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来方
式においては、サブキャリア干渉キャンセラ４１５は逆
行列を乗算することで信号等化と同様の効果を達成す
る。そのため、サブキャリア干渉キャンセラ４１５にお
ける出力の振幅は、本来の受信振幅に関係なく、図６の
（Ｂ）に一例を示すように、対応する送信シンボルデー
タ信号の一定振幅値にマスクされてしまう。そのため、
復調器４１７で算出される受信データの尤度は本来得ら
れるべき値ではなく、図６の（Ｃ）に一例を示すような
一定に近い値となるため、軟判定誤り訂正復号器がその
本来の能力を十分に発揮出来なくなるという欠点があっ
た。
式においては、サブキャリア干渉キャンセラ４１５は逆
行列を乗算することで信号等化と同様の効果を達成す
る。そのため、サブキャリア干渉キャンセラ４１５にお
ける出力の振幅は、本来の受信振幅に関係なく、図６の
（Ｂ）に一例を示すように、対応する送信シンボルデー
タ信号の一定振幅値にマスクされてしまう。そのため、
復調器４１７で算出される受信データの尤度は本来得ら
れるべき値ではなく、図６の（Ｃ）に一例を示すような
一定に近い値となるため、軟判定誤り訂正復号器がその
本来の能力を十分に発揮出来なくなるという欠点があっ
た。
【００１１】このように復調器４１７で算出される受信
データの尤度は本来得られるべき値ではなく、図６の
（Ｃ）に一例を示すような一定に近い値となるため、軟
判定誤り訂正復号器がその本来の能力を十分に発揮出来
なくなるという欠点があった。本発明はこのような事情
に鑑みてなされたもので、軟判定誤り訂正の効率を向上
させることができるＯＦＤＭ信号伝送装置、ＯＦＤＭ信
号受信装置、ＯＦＤＭ信号受信方法を提供することを目
的とする。
データの尤度は本来得られるべき値ではなく、図６の
（Ｃ）に一例を示すような一定に近い値となるため、軟
判定誤り訂正復号器がその本来の能力を十分に発揮出来
なくなるという欠点があった。本発明はこのような事情
に鑑みてなされたもので、軟判定誤り訂正の効率を向上
させることができるＯＦＤＭ信号伝送装置、ＯＦＤＭ信
号受信装置、ＯＦＤＭ信号受信方法を提供することを目
的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】本発明は上記の目的を達
成するためになされたもので、請求項１に記載の発明
は、送信信号を、互いに直交する複数のサブキャリアに
分割してマルチキャリア伝送を行なうＯＦＤＭ方式にお
いて、ＯＦＤＭ信号送信装置とＯＦＤＭ信号受信装置と
から構成され、前記ＯＦＤＭ信号送信装置の複数の送信
アンテナと前記ＯＦＤＭ信号受信装置の複数の受信アン
テナとによりＭＩＭＯチャネルが構成され、前記ＯＦＤ
Ｍ信号受信装置は前記送信アンテナからの合成送信信号
を分離する干渉キャンセラを備えるＯＦＤＭ信号伝送装
置であって、前記ＯＦＤＭ信号送信装置は、前記干渉キ
ャンセラの出力値の重み係数を取得する重み係数演算器
と、前記干渉キャンセラの出力値に、前記重み係数演算
器により取得された重み係数を乗ずる乗算器と、を備え
ることを特徴とする。
成するためになされたもので、請求項１に記載の発明
は、送信信号を、互いに直交する複数のサブキャリアに
分割してマルチキャリア伝送を行なうＯＦＤＭ方式にお
いて、ＯＦＤＭ信号送信装置とＯＦＤＭ信号受信装置と
から構成され、前記ＯＦＤＭ信号送信装置の複数の送信
アンテナと前記ＯＦＤＭ信号受信装置の複数の受信アン
テナとによりＭＩＭＯチャネルが構成され、前記ＯＦＤ
Ｍ信号受信装置は前記送信アンテナからの合成送信信号
を分離する干渉キャンセラを備えるＯＦＤＭ信号伝送装
置であって、前記ＯＦＤＭ信号送信装置は、前記干渉キ
ャンセラの出力値の重み係数を取得する重み係数演算器
と、前記干渉キャンセラの出力値に、前記重み係数演算
器により取得された重み係数を乗ずる乗算器と、を備え
ることを特徴とする。
【００１３】また、請求項２に記載の発明は、請求項１
に記載の発明において、前記重み係数演算器は、前記干
渉キャンセラの出力値の信号対雑音電力比により重み係
数を取得することを特徴とする。
に記載の発明において、前記重み係数演算器は、前記干
渉キャンセラの出力値の信号対雑音電力比により重み係
数を取得することを特徴とする。
【００１４】これにより、伝達係数逆行列の乗算により
干渉キャンセラ出力の振幅が一定値になり振幅情報が失
われてしまうことを回避することができ、結果、振幅か
ら計算される尤度を使った軟判定誤り訂正の能力を最大
限に発揮することができる。
干渉キャンセラ出力の振幅が一定値になり振幅情報が失
われてしまうことを回避することができ、結果、振幅か
ら計算される尤度を使った軟判定誤り訂正の能力を最大
限に発揮することができる。
【００１５】また、請求項３に記載の発明は、請求項１
又は２に記載の発明において、前記ＯＦＤＭ信号送信装
置は、信号を構成する符号を並び替えるインターリーバ
をさらに備え、前記ＯＦＤＭ信号受信装置は、前記イン
タリーバにより並び替えられた符号をもとに戻すデイン
タリーバをさらに備えることを特徴とする。
又は２に記載の発明において、前記ＯＦＤＭ信号送信装
置は、信号を構成する符号を並び替えるインターリーバ
をさらに備え、前記ＯＦＤＭ信号受信装置は、前記イン
タリーバにより並び替えられた符号をもとに戻すデイン
タリーバをさらに備えることを特徴とする。
【００１６】これにより、誤りが連続的に続くバースト
誤りをランダマイズすることができ、軟判定誤り訂正の
効果をさらに向上させることができる。
誤りをランダマイズすることができ、軟判定誤り訂正の
効果をさらに向上させることができる。
【００１７】また、請求項４に記載の発明は、送信信号
を、互いに直交する複数のサブキャリアに分割してマル
チキャリア伝送を行なうＯＦＤＭ方式において、ＯＦＤ
Ｍ信号送信装置の複数の送信アンテナから送信された信
号を受信する複数の受信アンテナによりＭＩＭＯチャネ
ルを構成し、前記送信アンテナからの送信信号を分離す
る干渉キャンセラを備えるＯＦＤＭ信号受信装置であっ
て、前記干渉キャンセラの出力値の重み係数を取得する
重み係数演算器と、前記干渉キャンセラの出力値に、前
記重み係数演算器により取得された重み係数を乗ずる乗
算器と、を備えることを特徴とする。
を、互いに直交する複数のサブキャリアに分割してマル
チキャリア伝送を行なうＯＦＤＭ方式において、ＯＦＤ
Ｍ信号送信装置の複数の送信アンテナから送信された信
号を受信する複数の受信アンテナによりＭＩＭＯチャネ
ルを構成し、前記送信アンテナからの送信信号を分離す
る干渉キャンセラを備えるＯＦＤＭ信号受信装置であっ
て、前記干渉キャンセラの出力値の重み係数を取得する
重み係数演算器と、前記干渉キャンセラの出力値に、前
記重み係数演算器により取得された重み係数を乗ずる乗
算器と、を備えることを特徴とする。
【００１８】また、請求項５に記載の発明は、送信信号
を、互いに直交する複数のサブキャリアに分割してマル
チキャリア伝送を行なうＯＦＤＭ方式において、ＯＦＤ
Ｍ信号送信装置の複数の送信アンテナから送信された信
号を受信する複数の受信アンテナによりＭＩＭＯチャネ
ルを構成し、前記送信アンテナからの送信信号を分離す
る干渉キャンセル過程を備えるＯＦＤＭ信号受信方法で
あって、前記干渉キャンセラの出力値の重み係数を取得
する過程と、前記干渉キャンセラの出力値に、前記重み
係数演算器により取得された重み係数を乗ずる過程と、
を備えることを特徴とする。
を、互いに直交する複数のサブキャリアに分割してマル
チキャリア伝送を行なうＯＦＤＭ方式において、ＯＦＤ
Ｍ信号送信装置の複数の送信アンテナから送信された信
号を受信する複数の受信アンテナによりＭＩＭＯチャネ
ルを構成し、前記送信アンテナからの送信信号を分離す
る干渉キャンセル過程を備えるＯＦＤＭ信号受信方法で
あって、前記干渉キャンセラの出力値の重み係数を取得
する過程と、前記干渉キャンセラの出力値に、前記重み
係数演算器により取得された重み係数を乗ずる過程と、
を備えることを特徴とする。
【００１９】
【発明の実施の形態】以下、図面を参照し、本発明の一
実施形態について説明する。図１は、本実施形態のＯＦ
ＤＭ信号伝送装置１０の構成を示すブロック図である。
ＯＦＤＭ信号伝送装置１０はＯＦＤＭ信号送信装置１
と、ＯＦＤＭ信号受信装置２とから構成される。ここで
は、説明の便宜上、ＯＦＤＭ信号伝送装置１０ａ、ＯＦ
ＤＭ信号送信装置１ａ、ＯＦＤＭ信号受信装置２ａとし
て説明する。
実施形態について説明する。図１は、本実施形態のＯＦ
ＤＭ信号伝送装置１０の構成を示すブロック図である。
ＯＦＤＭ信号伝送装置１０はＯＦＤＭ信号送信装置１
と、ＯＦＤＭ信号受信装置２とから構成される。ここで
は、説明の便宜上、ＯＦＤＭ信号伝送装置１０ａ、ＯＦ
ＤＭ信号送信装置１ａ、ＯＦＤＭ信号受信装置２ａとし
て説明する。
【００２０】ＯＦＤＭ信号送信装置１ａにおいて、１１
１は誤り訂正符号器であり、Ｎ個の送信データ系列を誤
り訂正符号化する。１１２はＮ個の高速逆フーリエ変換
器である。１１３はＮ個の送信アンテナである。なお、
ここでは、「Ｎ」とは２以上の整数である。
１は誤り訂正符号器であり、Ｎ個の送信データ系列を誤
り訂正符号化する。１１２はＮ個の高速逆フーリエ変換
器である。１１３はＮ個の送信アンテナである。なお、
ここでは、「Ｎ」とは２以上の整数である。
【００２１】ＯＦＤＭ信号受信装置２ａにおいて、２１
１はＮ個の受信アンテナである。２１２はＮ個の高速フ
ーリエ変換器である。２１３はサブキャリアデータ構成
器であり、高速フーリエ変換器２１２の出力を、サブキ
ャリア毎のI系列（Ｉは自然数）に変換する。２１４は
サブキャリア伝達係数逆行列演算器であり、高速フーリ
エ変換器２１２の出力から、全ての組み合わせの送受信
アンテナ間のサブキャリア毎の伝達係数行列を推定し、
その逆行列を計算する。２１５はＩ個のサブキャリア干
渉キャンセラであり、サブキャリアデータ構成器２１４
のI系統の出力と逆行列演算器２１４のI系統の出力の乗
算を行う。
１はＮ個の受信アンテナである。２１２はＮ個の高速フ
ーリエ変換器である。２１３はサブキャリアデータ構成
器であり、高速フーリエ変換器２１２の出力を、サブキ
ャリア毎のI系列（Ｉは自然数）に変換する。２１４は
サブキャリア伝達係数逆行列演算器であり、高速フーリ
エ変換器２１２の出力から、全ての組み合わせの送受信
アンテナ間のサブキャリア毎の伝達係数行列を推定し、
その逆行列を計算する。２１５はＩ個のサブキャリア干
渉キャンセラであり、サブキャリアデータ構成器２１４
のI系統の出力と逆行列演算器２１４のI系統の出力の乗
算を行う。
【００２２】２１６はI個の重み係数演算器であり、サ
ブキャリアデータ構成器２１３のI系統の出力から重み
係数を計算する。２１７はI個の乗算器であり、I個のサ
ブキャリア干渉キャンセラ２１５の出力とI個の重み係
数演算器２１６の出力を乗算する。２１８はシンボルデ
ータ変換器であり、乗算器２１７の出力をシンボル毎の
系列に変換する。２１９は復調器である。２２０は軟判
定誤り訂正復号器である。
ブキャリアデータ構成器２１３のI系統の出力から重み
係数を計算する。２１７はI個の乗算器であり、I個のサ
ブキャリア干渉キャンセラ２１５の出力とI個の重み係
数演算器２１６の出力を乗算する。２１８はシンボルデ
ータ変換器であり、乗算器２１７の出力をシンボル毎の
系列に変換する。２１９は復調器である。２２０は軟判
定誤り訂正復号器である。
【００２３】サブキャリア伝達係数逆行列演算器２１４
は、i番目（iは１以上I以下の整数）のOFDMサブキャリ
アにおけるm本目（mは１以上Ｎ以下の整数）の送信アン
テナと、n本目（nは１以上Ｎ以下の整数）の受信アンテ
ナとの間の伝達係数Smn iをm行n列の成分とする伝達係数
行列Siの逆行列（Si）-1を計算する。サブキャリア干渉
キャンセラ２１５は、受信したＮシンボルのデータ信号
におけるサブキャリアｉに対する成分に（Si）-1を乗算
することにより、相互干渉を補償して送信されるデータ
信号を分離する。
は、i番目（iは１以上I以下の整数）のOFDMサブキャリ
アにおけるm本目（mは１以上Ｎ以下の整数）の送信アン
テナと、n本目（nは１以上Ｎ以下の整数）の受信アンテ
ナとの間の伝達係数Smn iをm行n列の成分とする伝達係数
行列Siの逆行列（Si）-1を計算する。サブキャリア干渉
キャンセラ２１５は、受信したＮシンボルのデータ信号
におけるサブキャリアｉに対する成分に（Si）-1を乗算
することにより、相互干渉を補償して送信されるデータ
信号を分離する。
【００２４】上述したように、サブキャリア干渉キャン
セラ２１５で受信するデータ信号の振幅情報が失われて
いることから、本実施形態のＯＦＤＭ信号伝送装置１０
ａでは、サブキャリアデータ構成器２１３のＩ系統の出
力から、受信信号の有する振幅情報を示す重み係数を重
み係数演算器２１６で取得する。すなわち、本実施形態
のＯＦＤＭ信号伝送装置１０ａは、上述した従来のＯＦ
ＤＭ信号伝送装置２０と比較して、重み係数演算器２１
６及び乗算器２１７をさらに備えることを特徴とする。
セラ２１５で受信するデータ信号の振幅情報が失われて
いることから、本実施形態のＯＦＤＭ信号伝送装置１０
ａでは、サブキャリアデータ構成器２１３のＩ系統の出
力から、受信信号の有する振幅情報を示す重み係数を重
み係数演算器２１６で取得する。すなわち、本実施形態
のＯＦＤＭ信号伝送装置１０ａは、上述した従来のＯＦ
ＤＭ信号伝送装置２０と比較して、重み係数演算器２１
６及び乗算器２１７をさらに備えることを特徴とする。
【００２５】重み係数演算器２１６が取得する重み係数
Wi 1、Wi 2、…Wi Nは多数考えられるが、ここでは、耐雑
音性に最も優れた受信信号の信号対雑音電力比（SNR）
で計算する例を説明する。Ｎ系統の送信データにおける
サブキャリアiに対する成分をUi l、Ui 2、…Ui N、N系統
の受信データに含まれるAWGN（Additive White Gaussia
n Noise）成分のサブキャリアｉに対する成分をni 1、ni
2、…ni Nとすると、N系統の受信データにおけるサブキ
ャリアiに対する成分をri 1、ri 2、…ri Nはベクトル形式
により次式で書き表すことができる。
Wi 1、Wi 2、…Wi Nは多数考えられるが、ここでは、耐雑
音性に最も優れた受信信号の信号対雑音電力比（SNR）
で計算する例を説明する。Ｎ系統の送信データにおける
サブキャリアiに対する成分をUi l、Ui 2、…Ui N、N系統
の受信データに含まれるAWGN（Additive White Gaussia
n Noise）成分のサブキャリアｉに対する成分をni 1、ni
2、…ni Nとすると、N系統の受信データにおけるサブキ
ャリアiに対する成分をri 1、ri 2、…ri Nはベクトル形式
により次式で書き表すことができる。
【００２６】
【数1】
【００２７】ここで
【数2】
【００２８】である。ただし、「ｍ」とは、ｍ番目（１
≦ｍ≦Ｎ）の送信アンテナ１１３を示しており、「ｎ」
とは、ｎ番目（１≦ｎ≦Ｎ）の受信アンテナ２１１を示
している。また、Si mnは、上記送信アンテナ１１３と、
受信アンテナ２１１とを経由する伝搬路の伝達係数であ
る。
≦ｍ≦Ｎ）の送信アンテナ１１３を示しており、「ｎ」
とは、ｎ番目（１≦ｎ≦Ｎ）の受信アンテナ２１１を示
している。また、Si mnは、上記送信アンテナ１１３と、
受信アンテナ２１１とを経由する伝搬路の伝達係数であ
る。
【００２９】ここで数１に示す式の両辺にサブキャリア
伝達係数逆行列（Si）-1を乗算すると、
伝達係数逆行列（Si）-1を乗算すると、
【数3】
となる。ここで
【００３０】
【数4】
である。
【００３１】ここで、τiはサブキャリア干渉キャンセ
ラ２１５の出力であるτi 1、τi 2、…τi Nのベクトル表
示である。仮に送信データUi 1、Ui 2、…Ui Nの振幅がど
れも|U|で等しいとすると、τi 1、τi 2、…τi Nの信号
対雑音電力比は、
ラ２１５の出力であるτi 1、τi 2、…τi Nのベクトル表
示である。仮に送信データUi 1、Ui 2、…Ui Nの振幅がど
れも|U|で等しいとすると、τi 1、τi 2、…τi Nの信号
対雑音電力比は、
【数5】
となる。
【００３２】ただし、jはN以下の自然数である。ni 1、ni
2、…ni Nは独立したガウス分布をとるので、数5は次式
のように近似できる。
2、…ni Nは独立したガウス分布をとるので、数5は次式
のように近似できる。
【数6】
【００３３】ただし、σν 2は、ni 1、ni 2、…ni Nの複素
ガウス分布における分散である。ここで、受信信号の雑
音電力は各サブキャリアで等しいので、各サブキャリア
のSNRの比率は、各サブキャリアにおける受信振幅の2乗
の比率と等価となる。従って、τi 1、τi 2、…τi Nに対
する重み係数Wi 1、Wi 2、…Wi Nは、数6から求められる各
サブキャリアのSNRから次式のように表される。
ガウス分布における分散である。ここで、受信信号の雑
音電力は各サブキャリアで等しいので、各サブキャリア
のSNRの比率は、各サブキャリアにおける受信振幅の2乗
の比率と等価となる。従って、τi 1、τi 2、…τi Nに対
する重み係数Wi 1、Wi 2、…Wi Nは、数6から求められる各
サブキャリアのSNRから次式のように表される。
【数7】
【００３４】ただし、数７において、Ｋは全サブキャリ
ア共通の定数である。このWi 1、Wi 2、…Wi Nという重み係
数をサブキャリア干渉キャンセラ２１５の出力に乗ずる
ことで、失われた振幅情報を再現し、復調器２１９から
出力される尤度から軟判定誤り訂正復号器２２０で軟判
定誤り訂正する。これにより、振幅情報に基づく尤度か
ら軟判定誤り訂正の能力を最大限発揮することができ
る。
ア共通の定数である。このWi 1、Wi 2、…Wi Nという重み係
数をサブキャリア干渉キャンセラ２１５の出力に乗ずる
ことで、失われた振幅情報を再現し、復調器２１９から
出力される尤度から軟判定誤り訂正復号器２２０で軟判
定誤り訂正する。これにより、振幅情報に基づく尤度か
ら軟判定誤り訂正の能力を最大限発揮することができ
る。
【００３５】また図１において、（Ａ）は、サブキャリ
ア干渉キャンセラ入力振幅の一例である。（Ｂ）は、サ
ブキャリア干渉キャンセラ出力振幅の一例である。
（Ｃ）は、重み係数乗算器出力振幅の一例である。
（Ｄ）は、復調器出力振幅の一例である。サブキャリア
干渉キャンセラ２１５が乗算することにより失われた振
幅情報を、図１の（Ｃ）に一例を示すように回復させる
ことができる。
ア干渉キャンセラ入力振幅の一例である。（Ｂ）は、サ
ブキャリア干渉キャンセラ出力振幅の一例である。
（Ｃ）は、重み係数乗算器出力振幅の一例である。
（Ｄ）は、復調器出力振幅の一例である。サブキャリア
干渉キャンセラ２１５が乗算することにより失われた振
幅情報を、図１の（Ｃ）に一例を示すように回復させる
ことができる。
【００３６】第２の実施形態を図２に示す。同図におい
て図１の各部に対応する部分には同一の符号を付け、そ
の説明を省略する。第２の実施形態におけるＯＦＤＭ信
号伝送装置１０は、ＯＦＤＭ信号送信装置１と、ＯＦＤ
Ｍ信号受信装置２とから構成される。ここでは、説明の
便宜上、ＯＦＤＭ信号伝送装置１０ｂ、ＯＦＤＭ信号送
信装置１ｂ、ＯＦＤＭ信号受信装置２ｂとして説明す
る。
て図１の各部に対応する部分には同一の符号を付け、そ
の説明を省略する。第２の実施形態におけるＯＦＤＭ信
号伝送装置１０は、ＯＦＤＭ信号送信装置１と、ＯＦＤ
Ｍ信号受信装置２とから構成される。ここでは、説明の
便宜上、ＯＦＤＭ信号伝送装置１０ｂ、ＯＦＤＭ信号送
信装置１ｂ、ＯＦＤＭ信号受信装置２ｂとして説明す
る。
【００３７】ＯＦＤＭ信号送信装置１ｂは、誤り訂正符
号器１１１、Ｎ個のインターリーバ１１４、高速逆フー
リエ変換器１１２、送信アンテナ１１３から構成され
る。ＯＦＤＭ信号受信装置２ｂは、受信アンテナ２１
１、高速フーリエ変換器２１２、サブキャリアデータ構
成器２１３、逆行列演算器２１４、サブキャリア干渉キ
ャンセラ２１５、重み係数演算器２１６、乗算器２１
７、シンボルデータ変換器２１８、復調器２１９、デイ
ンターリーバ２２１、軟判定誤り訂正復号器２２０から
構成される。
号器１１１、Ｎ個のインターリーバ１１４、高速逆フー
リエ変換器１１２、送信アンテナ１１３から構成され
る。ＯＦＤＭ信号受信装置２ｂは、受信アンテナ２１
１、高速フーリエ変換器２１２、サブキャリアデータ構
成器２１３、逆行列演算器２１４、サブキャリア干渉キ
ャンセラ２１５、重み係数演算器２１６、乗算器２１
７、シンボルデータ変換器２１８、復調器２１９、デイ
ンターリーバ２２１、軟判定誤り訂正復号器２２０から
構成される。
【００３８】インターリーバ１１４、及びデインタリー
バ２２１の機能について説明する。インターリーバ１１
４は、信号を構成する符号の順番を入れ替え、デインタ
リーバ２２１は、インターリーバ１１４により入れ替え
られた信号の順番を元に戻す機能を備える。
バ２２１の機能について説明する。インターリーバ１１
４は、信号を構成する符号の順番を入れ替え、デインタ
リーバ２２１は、インターリーバ１１４により入れ替え
られた信号の順番を元に戻す機能を備える。
【００３９】畳み込み符号及びビタビ復号による誤り訂
正は、ビット誤りが離散的に現れるランダム誤りに対し
有効だが、ビット誤りが連続的に現れるバースト誤りに
対しては効果がない。そこで、インターリーバ１１４及
びインタリーバ２２１は、バースト誤りをランダマイズ
して、軟判定誤り訂正の効果を向上させる。
正は、ビット誤りが離散的に現れるランダム誤りに対し
有効だが、ビット誤りが連続的に現れるバースト誤りに
対しては効果がない。そこで、インターリーバ１１４及
びインタリーバ２２１は、バースト誤りをランダマイズ
して、軟判定誤り訂正の効果を向上させる。
【００４０】例えば、以下に一例を示すようにビット列
が入力されたものとする。 （１）（２）（３）（４）（５）（６）（７）（８）
（９）（１０）（１１）（１２）（１３）（１４）（１
５）（１６） ここで、上記（）内の数字は各ビットの入力順を示す。
上記のような入力ビット列を、インタリーバ１１４は、
例えば、以下のように並べ替える。 （１）（５）（９）（１３）（２）（６）（１０）（１
４）（３）（７）（１１）（１５）（４）（８）（１
２）（１６）
が入力されたものとする。 （１）（２）（３）（４）（５）（６）（７）（８）
（９）（１０）（１１）（１２）（１３）（１４）（１
５）（１６） ここで、上記（）内の数字は各ビットの入力順を示す。
上記のような入力ビット列を、インタリーバ１１４は、
例えば、以下のように並べ替える。 （１）（５）（９）（１３）（２）（６）（１０）（１
４）（３）（７）（１１）（１５）（４）（８）（１
２）（１６）
【００４１】インタリーバ１１４により並び替えたビッ
ト列は、ＯＦＤＭ信号送信装置１ｂからＯＦＤＭ信号受
信装置２ｂに送信される。この間に、フェージング（減
衰）などにより、一部分に連続した誤りが、例えば以下
のように発生したものとする。 （１）（５）（９）＜１３＞＜２＞＜６＞＜１０＞（１
４）（３）（７）（１１）（１５）（４）（８）（１
２）（１６） 上記＜＞は、誤りが生じたビットを示す。このような場
合、デインターリーバ２２１が、並べ替えられた入力ビ
ット列をもとに戻すので、連続した誤りは、次のように
ランダマイズされる。 （１）＜２＞（３）（４）（５）＜６＞（７）（８）
（９）＜１０＞（１１）（１２）＜１３＞（１４）（１
５）（１６） これにより、畳み込み符号及びビタビ復号による誤り訂
正の効果が向上する。
ト列は、ＯＦＤＭ信号送信装置１ｂからＯＦＤＭ信号受
信装置２ｂに送信される。この間に、フェージング（減
衰）などにより、一部分に連続した誤りが、例えば以下
のように発生したものとする。 （１）（５）（９）＜１３＞＜２＞＜６＞＜１０＞（１
４）（３）（７）（１１）（１５）（４）（８）（１
２）（１６） 上記＜＞は、誤りが生じたビットを示す。このような場
合、デインターリーバ２２１が、並べ替えられた入力ビ
ット列をもとに戻すので、連続した誤りは、次のように
ランダマイズされる。 （１）＜２＞（３）（４）（５）＜６＞（７）（８）
（９）＜１０＞（１１）（１２）＜１３＞（１４）（１
５）（１６） これにより、畳み込み符号及びビタビ復号による誤り訂
正の効果が向上する。
【００４２】ここで上記した構成における実験結果を示
す。まず、図３を参照して、ＯＦＤＭ信号受信装置２の
サブキャリア干渉キャンセラ２１５における出力信号振
幅の時間変化の実験結果を説明する。図３では、図６に
一例を示すＯＦＤＭ信号伝送装置２０での出力信号振幅
の時間変化と、図１に一例を示すＯＦＤＭ信号伝送装置
１０ａでの出力信号振幅の時間変化を比較している。ま
た、図４では、ＯＦＤＭ信号伝送装置２０での復調器の
出力尤度振幅の時間変化と、ＯＦＤＭ信号伝送装置１０
ａでの復調器の出力尤度振幅の時間変化とを比較してい
る。
す。まず、図３を参照して、ＯＦＤＭ信号受信装置２の
サブキャリア干渉キャンセラ２１５における出力信号振
幅の時間変化の実験結果を説明する。図３では、図６に
一例を示すＯＦＤＭ信号伝送装置２０での出力信号振幅
の時間変化と、図１に一例を示すＯＦＤＭ信号伝送装置
１０ａでの出力信号振幅の時間変化を比較している。ま
た、図４では、ＯＦＤＭ信号伝送装置２０での復調器の
出力尤度振幅の時間変化と、ＯＦＤＭ信号伝送装置１０
ａでの復調器の出力尤度振幅の時間変化とを比較してい
る。
【００４３】図３及び図４に示す実験結果において、Ｏ
ＦＤＭ信号伝送装置２０のパラメータは以下の通りであ
る。 チャネル多重度数（アンテナ本数=N）：２（送受２本づ
つ） 伝送速度：54Mbps／チャネル サブキャリア数（＝I）:48／チャネル サブキャリア変調方式：64ＱＡＭ 誤り訂正方式：符号化率3/4、拘束長7の畳み込み符号化
/Viterbi復号 フェージング：18波レイリーフェージング（rms遅延ス
プレッド＝50[ns]、最大ドップラー周波数＝50Hz） インターリーブ：実施せず
ＦＤＭ信号伝送装置２０のパラメータは以下の通りであ
る。 チャネル多重度数（アンテナ本数=N）：２（送受２本づ
つ） 伝送速度：54Mbps／チャネル サブキャリア数（＝I）:48／チャネル サブキャリア変調方式：64ＱＡＭ 誤り訂正方式：符号化率3/4、拘束長7の畳み込み符号化
/Viterbi復号 フェージング：18波レイリーフェージング（rms遅延ス
プレッド＝50[ns]、最大ドップラー周波数＝50Hz） インターリーブ：実施せず
【００４４】また、図３及び図４に示す実験結果におい
て、ＯＦＤＭ信号伝送装置１０ａのパラメータは以下の
通りである。 チャネル多重度数(アンテナ本数=N):２(送受2本づつ) 伝送速度:54Mbps／チャネル サブキャリア数(＝I):48／チャネル サブキャリア変調方式:64ＱＡＭ 誤り訂正方式:符号化率3/4、拘束長7の畳み込み符号化/
Viterbi復号 フェージング:18波レイリーフェージング(rms遅延スプ
レッド＝50[ns]、最大ドップラー周波数＝50Hz) インターリーブ:実施せず
て、ＯＦＤＭ信号伝送装置１０ａのパラメータは以下の
通りである。 チャネル多重度数(アンテナ本数=N):２(送受2本づつ) 伝送速度:54Mbps／チャネル サブキャリア数(＝I):48／チャネル サブキャリア変調方式:64ＱＡＭ 誤り訂正方式:符号化率3/4、拘束長7の畳み込み符号化/
Viterbi復号 フェージング:18波レイリーフェージング(rms遅延スプ
レッド＝50[ns]、最大ドップラー周波数＝50Hz) インターリーブ:実施せず
【００４５】図３において、時間の単位はＯＦＤＭシン
ボルである。また、ＯＦＤＭ信号受信装置２ａのサブキ
ャリア干渉キャンセラ入力信号は、ＯＦＤＭ信号受信装
置４のサブキャリア干渉キャンセラ４１５における入力
信号と同一とする。ＯＦＤＭ信号伝送装置１０ａでは、
図３に示すように、出力信号振幅において、受信信号の
有する本来の振幅情報が再現されている。
ボルである。また、ＯＦＤＭ信号受信装置２ａのサブキ
ャリア干渉キャンセラ入力信号は、ＯＦＤＭ信号受信装
置４のサブキャリア干渉キャンセラ４１５における入力
信号と同一とする。ＯＦＤＭ信号伝送装置１０ａでは、
図３に示すように、出力信号振幅において、受信信号の
有する本来の振幅情報が再現されている。
【００４６】図４では、同じく復調器２１９、復調器４
１７の出力尤度振幅の時間変化を示す。時間の単位はＯ
ＦＤＭシンボルである。図４では、上述したように受信
信号の有する本来の振幅情報が再現されているそのた
め、復調器の出力尤度振幅の時間変動にもそれが反映さ
れている。すなわち、図１の（Ｂ）に一例を示すように
サブキャリア干渉キャンセラの出力信号振幅が一定にな
るため、ＯＦＤＭ信号伝送装置２０では復調器４１７の
出力尤度振幅の変動幅は小さくなる。
１７の出力尤度振幅の時間変化を示す。時間の単位はＯ
ＦＤＭシンボルである。図４では、上述したように受信
信号の有する本来の振幅情報が再現されているそのた
め、復調器の出力尤度振幅の時間変動にもそれが反映さ
れている。すなわち、図１の（Ｂ）に一例を示すように
サブキャリア干渉キャンセラの出力信号振幅が一定にな
るため、ＯＦＤＭ信号伝送装置２０では復調器４１７の
出力尤度振幅の変動幅は小さくなる。
【００４７】図５では、図１、図２、図６に一例を示す
ＯＦＤＭ信号伝送装置１０ａ、ＯＦＤＭ信号伝送装置１
０ｂ、ＯＦＤＭ信号伝送装置２０のパケット誤り率特性
を示す。この実験結果を得たＯＦＤＭ信号伝送装置１０
ａのパラメータは以下の通りである。 チャネル多重度数(アンテナ本数=N):２(送受2本づつ) 伝送速度:54Mbps／チャネル サブキャリア数(＝I):48／チャネル サブキャリア変調方式:64ＱＡＭ 誤り訂正方式:符号化率3/4、拘束長7の畳み込み符号化/
viteri復号 フェージング:１８波レイリーフェージング(rms遅延ス
プレッド＝50[ns]、最大ドップラー周波数＝50Hz) インターリーブ:実施せず 重み係数:上記Kの値をＫ＝1として実施
ＯＦＤＭ信号伝送装置１０ａ、ＯＦＤＭ信号伝送装置１
０ｂ、ＯＦＤＭ信号伝送装置２０のパケット誤り率特性
を示す。この実験結果を得たＯＦＤＭ信号伝送装置１０
ａのパラメータは以下の通りである。 チャネル多重度数(アンテナ本数=N):２(送受2本づつ) 伝送速度:54Mbps／チャネル サブキャリア数(＝I):48／チャネル サブキャリア変調方式:64ＱＡＭ 誤り訂正方式:符号化率3/4、拘束長7の畳み込み符号化/
viteri復号 フェージング:１８波レイリーフェージング(rms遅延ス
プレッド＝50[ns]、最大ドップラー周波数＝50Hz) インターリーブ:実施せず 重み係数:上記Kの値をＫ＝1として実施
【００４８】図５に示す実験結果を得たＯＦＤＭ信号伝
送装置１０ｂのパラメータは以下の通りである。 チャネル多重度数(アンテナ本数):２(送受2本づつ) 伝送速度:54Mbps／チャネル サブキャリア数:48／チャネル サブキャリア変調方式:64ＱＡＭ 誤り訂正方式:符号化率3/4、拘束長7の畳み込み符号化/
viterbi復号 フェージング:１８波レイリーフェージング(rms遅延ス
プレッド＝5O[ns]、最大ドップラー周波数＝50Hz) インターリーブ:深さ16ビット また、図５に示す実験結果を得た従来のＯＦＤＭ信号伝
送装置２０のパラメータは、上述した図３、図４に示す
実験結果を得たパラメータと同じである。
送装置１０ｂのパラメータは以下の通りである。 チャネル多重度数(アンテナ本数):２(送受2本づつ) 伝送速度:54Mbps／チャネル サブキャリア数:48／チャネル サブキャリア変調方式:64ＱＡＭ 誤り訂正方式:符号化率3/4、拘束長7の畳み込み符号化/
viterbi復号 フェージング:１８波レイリーフェージング(rms遅延ス
プレッド＝5O[ns]、最大ドップラー周波数＝50Hz) インターリーブ:深さ16ビット また、図５に示す実験結果を得た従来のＯＦＤＭ信号伝
送装置２０のパラメータは、上述した図３、図４に示す
実験結果を得たパラメータと同じである。
【００４９】図５に示すように、本実施形態によりエラ
ーフロアが8.8×10-3から1.3×10-3へ改善する。上述し
たように、従来のＯＦＤＭ信号伝送装置２０では、SNR
の高い信号も低い信号も同じような尤度の値で扱われ
る。しかし、本実施形態の構成（ＯＦＤＭ信号伝送装置
１０ａ、ＯＦＤＭ信号伝送装置１０ｂ）ではSNRの高い
信号は大きな重み付けをうけるため、大きな尤度の値を
持つ。又逆に、SNRの低い信号は小さい重み付けを受
け、小さい尤度の値を持つ。従って、従来の構成より、
利得の高い誤り訂正が可能となる。以上、この発明の実
施形態を図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成
はこの実施形態に限られるものではなく、この発明の要
旨を逸脱しない範囲の設計変更等も含まれる。
ーフロアが8.8×10-3から1.3×10-3へ改善する。上述し
たように、従来のＯＦＤＭ信号伝送装置２０では、SNR
の高い信号も低い信号も同じような尤度の値で扱われ
る。しかし、本実施形態の構成（ＯＦＤＭ信号伝送装置
１０ａ、ＯＦＤＭ信号伝送装置１０ｂ）ではSNRの高い
信号は大きな重み付けをうけるため、大きな尤度の値を
持つ。又逆に、SNRの低い信号は小さい重み付けを受
け、小さい尤度の値を持つ。従って、従来の構成より、
利得の高い誤り訂正が可能となる。以上、この発明の実
施形態を図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成
はこの実施形態に限られるものではなく、この発明の要
旨を逸脱しない範囲の設計変更等も含まれる。
【００５０】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によるＯＦ
ＤＭ信号伝送装置、ＯＦＤＭ信号受信装置、ＯＦＤＭ信
号受信方法によれば、振幅から計算される尤度を使った
軟判定誤り訂正の能力を最大限に発揮させることができ
る。また、インターリーブ・デインターリーブによりバ
ースト誤りをランダマイズすることで、軟判定誤り訂正
の効果をさらに向上させている。
ＤＭ信号伝送装置、ＯＦＤＭ信号受信装置、ＯＦＤＭ信
号受信方法によれば、振幅から計算される尤度を使った
軟判定誤り訂正の能力を最大限に発揮させることができ
る。また、インターリーブ・デインターリーブによりバ
ースト誤りをランダマイズすることで、軟判定誤り訂正
の効果をさらに向上させている。
【図１】 本発明の第１の実施形態において、ＯＦＤＭ
信号伝送装置の構成を示す図である。
信号伝送装置の構成を示す図である。
【図２】 本発明の第２の実施形態において、ＯＦＤＭ
信号伝送装置の構成を示す図である。
信号伝送装置の構成を示す図である。
【図３】 本実施形態の効果を説明する実験結果を示す
図である。
図である。
【図４】 本実施形態の効果を説明する実験結果を示す
図である。
図である。
【図５】 本実施形態の効果を説明する実験結果を示す
図である。
図である。
【図６】 従来技術を説明する図である。
１（ａ、ｂ）：ＯＦＤＭ信号送信装置、２（ａ、ｂ）：
ＯＦＤＭ信号受信装置、１０（ａ、ｂ）：ＯＦＤＭ信号
伝送装置、１１１：誤り訂正符号器、１１２:高速逆フ
ーリエ変換器、１１３：送信アンテナ、１１４：インタ
リーバ、２１１：受信アンテナ、２１２：高速フーリエ
変換器、２１３：サブキャリアデータ信号構成器、２１
４：逆行列演算器、２１５：サブキャリア干渉キャンセ
ラ、２１６重み係数演算器、２１７：乗算器、２１８：
シンボルデータ変換器、２１９：復調器、２２０：軟判
定誤り訂正復号器、２２１：デインタリーバ、２０：Ｏ
ＦＤＭ信号伝送装置、３１１：誤り訂正符号器、３１
２:高速逆フーリエ変換器、３１３：送信アンテナ、４
１１：受信アンテナ、４１２：高速フーリエ変換器、４
１３：サブキャリアデータ信号構成器、４１４：逆行列
演算器、４１５：サブキャリア干渉キャンセラ、４１
６：シンボルデータ変換器、４１７：復調器、４１８：
軟判定誤り訂正復号器
ＯＦＤＭ信号受信装置、１０（ａ、ｂ）：ＯＦＤＭ信号
伝送装置、１１１：誤り訂正符号器、１１２:高速逆フ
ーリエ変換器、１１３：送信アンテナ、１１４：インタ
リーバ、２１１：受信アンテナ、２１２：高速フーリエ
変換器、２１３：サブキャリアデータ信号構成器、２１
４：逆行列演算器、２１５：サブキャリア干渉キャンセ
ラ、２１６重み係数演算器、２１７：乗算器、２１８：
シンボルデータ変換器、２１９：復調器、２２０：軟判
定誤り訂正復号器、２２１：デインタリーバ、２０：Ｏ
ＦＤＭ信号伝送装置、３１１：誤り訂正符号器、３１
２:高速逆フーリエ変換器、３１３：送信アンテナ、４
１１：受信アンテナ、４１２：高速フーリエ変換器、４
１３：サブキャリアデータ信号構成器、４１４：逆行列
演算器、４１５：サブキャリア干渉キャンセラ、４１
６：シンボルデータ変換器、４１７：復調器、４１８：
軟判定誤り訂正復号器
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フロントページの続き
(72)発明者 梅比良 正弘
東京都千代田区大手町二丁目３番１号 日
本電信電話株式会社内
(72)発明者 ▲淺▼井 裕介
東京都千代田区大手町二丁目３番１号 日
本電信電話株式会社内
Ｆターム(参考） 5J065 AC02 AD03 AF04 AG06 AH21
5K022 DD01 DD11 DD23 DD33
Claims (5)
- 【請求項１】 送信信号を、互いに直交する複数のサブ
キャリアに分割してマルチキャリア伝送を行なうＯＦＤ
Ｍ方式において、ＯＦＤＭ信号送信装置とＯＦＤＭ信号
受信装置とから構成され、前記ＯＦＤＭ信号送信装置の
複数の送信アンテナと前記ＯＦＤＭ信号受信装置の複数
の受信アンテナとによりＭＩＭＯチャネルが構成され、
前記ＯＦＤＭ信号受信装置は前記送信アンテナからの合
成送信信号を分離する干渉キャンセラを備えるＯＦＤＭ
信号伝送装置であって、 前記ＯＦＤＭ信号送信装置は、 前記干渉キャンセラの出力値の重み係数を取得する重み
係数演算器と、 前記干渉キャンセラの出力値に、前記重み係数演算器に
より取得された重み係数を乗ずる乗算器と、 を備えることを特徴とするＯＦＤＭ信号伝送装置。 - 【請求項２】 前記重み係数演算器は、前記干渉キャン
セラの出力値の信号対雑音電力比により重み係数を取得
することを特徴とする請求項１に記載のＯＦＤＭ信号伝
送装置。 - 【請求項３】 前記ＯＦＤＭ信号送信装置は、 信号を構成する符号を並び替えるインターリーバをさら
に備え、 前記ＯＦＤＭ信号受信装置は、 前記インタリーバにより並び替えられた符号をもとに戻
すデインタリーバをさらに備えることを特徴とする請求
項１又は２に記載のＯＦＤＭ信号伝送装置。 - 【請求項４】 送信信号を、互いに直交する複数のサブ
キャリアに分割してマルチキャリア伝送を行なうＯＦＤ
Ｍ方式において、ＯＦＤＭ信号送信装置の複数の送信ア
ンテナから送信された信号を受信する複数の受信アンテ
ナによりＭＩＭＯチャネルを構成し、前記送信アンテナ
からの送信信号を分離する干渉キャンセラを備えるＯＦ
ＤＭ信号受信装置であって、 前記干渉キャンセラの出力値の重み係数を取得する重み
係数演算器と、 前記干渉キャンセラの出力値に、前記重み係数演算器に
より取得された重み係数を乗ずる乗算器と、 を備えることを特徴とするＯＦＤＭ信号受信装置。 - 【請求項５】 送信信号を、互いに直交する複数のサブ
キャリアに分割してマルチキャリア伝送を行なうＯＦＤ
Ｍ方式において、ＯＦＤＭ信号送信装置の複数の送信ア
ンテナから送信された信号を受信する複数の受信アンテ
ナによりＭＩＭＯチャネルを構成し、前記送信アンテナ
からの送信信号を分離する干渉キャンセル過程を備える
ＯＦＤＭ信号受信方法であって、 前記干渉キャンセラの出力値の重み係数を取得する過程
と、 前記干渉キャンセラの出力値に、前記重み係数演算器に
より取得された重み係数を乗ずる過程と、 を備えることを特徴とするＯＦＤＭ信号受信方法。
Priority Applications (7)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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