KR100617757B1

KR100617757B1 - 어레이 안테나를 사용하는 직교주파수분할다중시스템에서의 송/수신장치 및 방법

Info

Publication number: KR100617757B1
Application number: KR1020040085303A
Authority: KR
Inventors: 김응선; 이종혁; 임기홍; 임종부
Original assignee: 학교법인 포항공과대학교; 삼성전자주식회사
Priority date: 2004-10-25
Filing date: 2004-10-25
Publication date: 2006-08-28
Also published as: KR20060036225A; US20060087960A1

Abstract

본 발명에서는 OFDM/MIMO (orthogonal frequency frequency division multiplexing/multi-input multioutput) 시스템을 위한 새로운 다이버시티 기술을 제안한다. 본 발명에서 제안된 기술 (TLSFC-OFDM : Turbo layered space-frequency coded OFDM) 은 공간 호핑(space hopping)을 결합한 터보 원리를 이용한다. 그리고 수렴을 위해 요구되어지는 반복 횟수를 줄이기 위해 SIC (successive interference cancellation) 기술을 TLSFC-OFDM 시스템에 적용하였다. 결과적으로 이러한 기술은 계산의 복잡도를 줄인다. 또한 본 발명에서 제안된 시스템이 수평 코딩 기술을 이용하는 OFDM/H-BLAST (OFDM/horizontal-Bell Labs layered spactime) 시스템보다 훨씬 우수한 성능을 얻을 수 있음을 시뮬레이션 결과를 통해 확인할 수 있다.

BLAST(Bell-Labs Layered Space-Time), OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing), MIMO(Multi-Input Multi-Output) 시스템, SH(Space Hopping), SIC(Successive Interference Cancellation), TLSFC(Turbo Layered Space-Frequency Coded), 터보 원리

Description

어레이 안테나를 사용하는 직교주파수분할다중 시스템에서의 송/수신장치 및 방법{METHOD AND APPARATUS FOR TRANSCEIVING IN A ORTHOGONAL FREQUENCY DIVISION MULTIPLEXING ACCESS SYSTEM OF USING ARRAY ANTENNA}

도 1은 본 발명의 실시 예에 따른 송신기의 구조를 보이고 있는 도면.

도 2는 본 발명의 실시 예에 따른 수신기의 구조를 보이고 있는 도면.

도 3a는 본 발명의 실시 예에 따른 재배열이 이루어지기 전의 심볼 열들의 행렬을 보이고 있는 도면.

도 3b는 상기 도 3a에서 보이고 있는 심볼들의 재배열을 위한 매핑 행렬을 보이고 있는 도면.

도 3c는 본 발명의 실시 예에 따른 재배열이 이루어진 전송 행렬을 보이고 있는 도면.

도 4는 본 발명의 실시 예에 따른 TLSFC-OFDM 시스템에서 반복적 등화 알고리즘을 수행하는 구조를 개략적으로 보이고 있는 도면.

도 5a는 본 발명에서 제안하고 있는 공간 호핑 기법을 적용하지 않을 경우의 실험치를 보이고 있는 도면.

도 5b는 본 발명에서 제안하고 있는 공간 호핑 기법을 적용할 경우의 실험치 를 보이고 있는 도면.

도 6은 본 발명에서 제안하는 SCI 알고리즘을 이용하지 않는 TLSFC-OFDM 시스템에서의 터보 등화 절차를 보이고 있는 도면.

도 7은 본 발명에서 제안하는 SCI 알고리즘을 이용하는 TLSFC-OFDM 시스템에서의 터보 등화 절차를 보이고 있는 도면.

도 8은 본 발명에서 제안한 exact MMSE solution을 갖는 TLSFC-OFDM 시스템과 기존의 OFDM/H-BLAST 시스템에 대한 BER 성능 비교를 보이고 있는 도면.

도 9는 기존의 터보 원리가 적용된 H-BLAST/OFDM 시스템과 본 발명에서 제안한 연속적인 간섭 제거를 이용하는 TLSFC-OFDM 시스템에 대한 BER 성능 비교를 보이고 있는 도면.

도 10은 본 발명에서 제안한 simplified MMSE solution을 갖는 TLSFC-OFDM 시스템과 연속적인 간섭 제거를 기반으로 하는 TLSFC-OFDM 시스템에 대해서 반복 횟수 대비 BER 성능을 보이고 있는 도면.

본 발명은 어레이 안테나를 사용하여 직교주파수분할다중(OFDMA; Orthogonal Frequency Division Multiplexing Access) 방식을 지원하는 이동통신시스템에서의 데이터 송/수신장치 및 방법에 관한 것이다.

이동통신시스템은 초기의 음성 위주의 서비스를 제공하던 것에서 벗어나 데이터 서비스 및 멀티미디어 서비스 등을 제공하는 고속, 고품질의 무선 데이터 패킷 통신시스템으로 발전하고 있다. 현재 3GPP를 중심으로 진행되고 있는 HSDPA(High Speed Downlink Packet Access)와 3GPP2를 중심으로 진행되고 있는 1xEV-DV에 대한 표준화는 3세대 이동통신시스템에서 2Mbps 이상의 고속, 고품질 서비스에 대한 해법을 찾기 위한 노력의 대표적인 반증이라 볼 수 있다. 한편, 4세대 이동통신시스템은 그 이상의 고속, 고품질 서비스의 제공을 근간으로 하고 있다.

이러한 이동통신시스템에서의 고속, 고품질 서비스를 저해하는 요인은 대체적으로 채널 환경에 기인한다. 예컨대 무선 채널 환경에서는 유선 채널과 달리 다중경로 간섭, 쉐도윙(Shadowing), 전파 감쇄, 시변 잡음, 간섭 등으로 인한 낮은 신뢰도를 나타낸다. 이것은 이동 통신에서 데이터 전송 속도를 높이는데 방해가 된다. 이를 극복하기 위한 많은 기술들이 개발되어 왔다. 대표적인 예로써 신호의 왜곡과 잡음에 의한 영향을 억제하는 에러 컨트롤 코딩 기법과 페이딩을 극복하는 다이버시티 기술이 있다.

통상적으로 이동통신시스템에서 다이버시티를 얻는 방법으로는 시간, 주파수, 다중 경로, 그리고 공간 다이버시티 등이 있다. 상기 시간 다이버시티는 채널 부호화와 인터리빙을 결합하여 시간적으로 다이버시티를 얻는 것이다. 상기 주파수 다이버시티는 서로 다른 주파수로 송신된 신호들이 각기 다른 다중 경로 신호를 겪게 되어 다이버시티를 얻도록 하는 것이다. 그리고 상기 다중 경로 다이버시티는 다중 경로 신호들에 대해 서로 다른 페이딩 정보를 이용하여 신호를 분리함으로써 다이버시티를 획득한다. 상기 공간 다이버시티는 송신기나 수신기, 또는 양쪽 모두에 여러 개의 안테나들을 사용하여 서로 독립적인 페이딩 신호에 의해 다이버시티를 얻도록 한다. 상기 공간 다이버시티 방식은 안테나 어레이를 이용한다.

상기 안테나 어레이를 이용하는 이동통신시스템, 즉 다중 안테나 시스템은 송/수신기에 다중의 안테나들이 구비된 시스템으로, 주파수 효율을 높이기 위한 공간 영역을 이용하는 시스템이다. 이와 같이 공간 영역을 활용하는 것이 자원이 제안된 시간 영역과 주파수 영역을 활용하는 것에 비해 상대적으로 좀 더 높은 전송 속도를 얻기에 용이하다. 또한 다중 안테나 시스템이 제공하는 캐패시티(capacity)는 기존의 무선 시스템에서 달성할 수 있는 것보다 훨씬 높으며, 이는 무선 통신 시스템의 성능을 크게 향상 시킬 수 있다.

한편 상기 다중 안테나 시스템의 각 안테나들은 각기 독립적인 정보를 보냄으로 본질적으로 다중 입력 다중 출력(MIMO: Multi Input Multi Output) 시스템에 해당된다. 상기 MIMO 안테나 시스템은 주파수대역이나 전송전력의 증가 없이 공간 멀티플렉싱(spatial multiplexing)과 시공간 코딩(space-time coding) 등을 통해 신뢰성과 전송효율을 높이기 위해 사용되어진다. 그 대표적인 예로써, D-BLAST (Diagonal Bell Labs layered space-time) 구조가 있다. 상기 D-BLAST는 패킷의 시작부분과 끝부분에서 발생하는 boundary wastage 때문에 짧은 패킷을 전송하기에는 부적절하다.

이러한 D-BLAST의 단점을 극복하기 위해 제안된 것이 V-BLAST (vertical-BLAST)이다. 그러나 상기 V-BLAST는 전송 안테나 보다 적은 수신 안테나를 갖는 경 우 제대로 동작하지 않는다. 이러한 결점은 기지국이 이동 단말보다 더 많은 안테나를 갖는 셀룰러 시스템에 있어서 해결해야 할 중요한 문제이다. 게다가 상기 V-BLAST는 각 안테나를 통해 독립적인 데이터 스트림이 전송되기 때문에 주어진 안테나에서 페이딩이 심한 경우 이를 극복할 수 있는 공간 코딩이 존재하지 않는다. 즉 멀티플렉싱 이득은 얻을 수 있지만 송신 안테나 다이버시티 이득을 얻을 수 없다는 단점을 갖는다.

따라서 상기한 바와 같은 문제를 해결하기 위한 본 발명의 목적은 터보 계층화 주파수-공간 부호를 적용한 직교 주파수 분할 다중 시스템을 제안하는데 있다.

본 발명의 다른 목적은 OFDM/MIMO 시스템을 위한 새로운 다이버시티 기술을 제안하는데 있다.

본 발명의 또 다른 목적은 본 발명의 목적은 전송하고자 하는 심볼들을 공간 호핑 기법에 의해 재배열하여 전송하는 송신장치 및 방법을 제공함에 있다.

본 발명의 또 다른 목적은 터보 원리를 적용하여 변조 심볼들을 복조하는 수신장치 및 방법을 제공함에 있다.

본 발명의 또 다른 목적은 OFDM 시스템에서 멀티플렉싱 이득과 전송 다이버시티 이득을 동시에 얻을 수 있도록 하는 송수신장치 및 이를 위한 방법을 제공함에 있다.

본 발명의 또 다른 목적은 OFDM 시스템에서 변조된 심볼들을 반복적 등화 알 고리즘에 의해 복조하는 장치 및 방법을 제공함에 있다.

본 발명의 또 다른 목적은 데이터 복조 시에 수렴을 위해 요구되어지는 반복 횟수를 줄이기 위한 SIC(successive interference cancellation) 기술이 적용된 TLSFC-OFDM 시스템을 제공함에 있다.

본 발명이 또 다른 목적은 데이터를 복조 시에 수렴을 위해 요구되어지는 반복 횟수를 줄이기 위한 계산의 복잡도를 줄이는 방법을 제공함에 있다.

전술한 바와 같은 목적을 달성하기 위한 제1견지에 있어, 본 발명은 복수의 송신 안테나들을 구비하며, 하나의 데이터 스트림을 복수의 서브 스트림들로 분리하고, 상기 각 서브 스트림들을 부호화하여 심볼 열들로 출력하는 직교주파수분할다중 방식을 지원하는 이동통신시스템의 송신장치에서, 상기 심볼 열들간의 공간 호핑을 수행하여 상기 각 심볼 열들을 구성하는 심볼들을 재배열하는 과정과, 상기 재배열된 심볼 열들 별로 역 고속 푸리에 변환을 수행한 후 보호구간을 삽입하여 상기 송신 안테나들 중 대응하는 송신 안테나를 통해 전송하는 과정에 의해 상기 심볼 열들을 전송함을 특징으로 한다.

전술한 바와 같은 목적을 달성하기 위한 제2견지에 있어, 본 발명은 하나의 데이터 스트림이 복수의 서브 스트림들로 분리하고, 상기 각 서브 스트림들을 부호화하여 심볼 열들로 출력하는 직교주파수분할다중 방식을 지원하는 이동통신시스템의 송신장치가, 상기 심볼 열들간의 공간 호핑을 수행하여 상기 각 심볼 열들을 구성하는 심볼들을 재배열하는 공간 호핑부와, 상기 재배열된 심볼 열들 별로 역 고속 푸리에 변환을 수행하는 역 고속 푸리에 변환부와, 상기 역 고속 푸리에 변환이 이루어진 변조 심볼 열들 별로 보호구간을 삽입하는 보호구간 삽입부와, 상기 보호구간이 삽입된 변조 심볼 열들을 전송하는 송신 안테나들로 구성됨을 특징으로 한다.

이하 본 발명의 실시 예를 첨부된 도면을 참조하여 설명하면 다음과 같다. 후술 될 상세한 설명에서는 상술한 기술적 과제를 이루기 위해 본 발명에 있어 한 개의 대표적인 실시 예를 제시할 것이다. 그리고 본 발명으로 제시될 수 있는 다른 실시 예들은 본 발명의 구성에서 설명으로 대체한다.

후술 될 본 발명에서의 기술적 특징은 송신기에 공간 호핑(SH ; Space Hopping) 블록을 추가하는 SH 방식을 사용함으로써, 수신기에서 소프트 입력(soft input)/소프트 출력(soft output) 복조 기술인 터보 원리를 적용할 수 있도록 하는 것이다. 이러한 이동통신시스템을 터보 계층화 주파수-공간 부호를 적용한 직교 주파수 분할 다중 (TLSFC-OFDM ; Turbo Layered Space-Trequency Coded OFDM) 시스템이라 칭한다. 이와 같이 송신기에 SH 블록을 추가하게 되면, 종래와는 달리 멀티플렉싱 이득과 전송 다이버시티 이득을 동시에 얻을 수 있다. 또한 상기 SH 방식으로 인해 모든 레이어에 대한 등가 신호대 잡음 비(SNR)가 같은 값을 갖는다. 그로 인해 CAI(co-antenna interference) 제거 과정이 임의의 순서로 수행되어 질 수 있다. 이에 추가하여 본 발명에서는 시스템 수렴을 위해 요구되는 반복 횟수를 줄이기 위하여 상기 TLSFC-OFDM 시스템에 연속적인 간섭 제거 알고리즘을 도입한다.

A. TLSFC-OFDM 시스템

이하 본 발명의 실시 예에 따른 OFDM/MIMO 시스템을 위한 새로운 다이버시티 기술(TLSFC-OFDM)에 대해 구체적으로 설명하고자 한다. 후술 될 본 발명의 상세한 설명에서는 송신단에서는 채널에 대한 정보를 알지 못하고, 수신단에서는 완벽한 채널 정보를 알고 있다고 가정한다. 그러므로 전송 전력은

개의 안테나에 균일하게 배분되어진다. 예컨대 전체 전력이 P라고 하면 임의의 한 안테나에 의해 전송되는 전력은 P/

이다. 또한

개의 송신 안테나들이 1/T의 동기화된 심볼 타이밍을 가지고 동작하고,

개의 수신 안테나들의 샘플링 시간들은 심볼 동기화가 이루어진다고 가정한다.

A-1. TLSFC-OFDM의 송수신기 구조

이하 본 발명의 실시 예에 따라 새로이 제안된 TLSFC-OFDM 시스템의 송신기 구조를 살펴보면 다음과 같다.

도 1은 본 발명의 실시 예에 따른 송신기의 구조를 보이고 있는 도면이다.

상기 도 1을 참조하면, 다중화부(mux)(310)는 하나의 데이터 비트 열을 입력으로 하여

개의 서브 데이터 비트 열들(

)로 출력한다. 상기

는 송신 안테나의 개수에 의해 결정될 수 있다.

상기 서브 데이터 비트 열들(

) 각각은 대응하는 부호화 기들(112, 114)로 전달되어 부호화가 이루어진다. 상기 부호화된 서브 데이터 비트 열들 각각은 대응하는 인터리버들(116, 118)로 전달되어 독립적으로 인터리빙이 이루어진다. 상기 인터리빙이 이루어진 부호화된 서브 데이터 비트 열들 각각은 대응하는 매퍼들(120, 122)로 전달되어 크기가 N(부반송파의 수)인 M-PSK 또는 M-QAM 복조 심볼 열들로 매핑 된다.

상기 심볼 열들은 공간 호핑부(Space Hopper)(124)로 전달되어 공간 호핑에 의해 재배열이 이루어진다. 일 예로, 상기 공간 호핑은 상기 각 심볼 열들에 있어 동일 주파수 대역을 사용하는 심볼들 간에 재배열이 이루어진다. 상기 동일 주파수 대역은 부 반송파 별로 구분될 수 있다. 상기 공간 호핑에 의한 재 배열된 심볼 열들은 소정의 행렬

로 정의될 수 있다. 여기서 행렬

는 TLSFC-OFDM 시스템의 전송 행렬이다.

예로써,

이고

이라면 심볼 열들에 대한 재배열은 도 3a와 도 3b에 의해 설명되어 질 수 있다. 상기 도 3a는 재배열이 이루어지기 전의 심볼 열들의 행렬을 보이고 있는 도면이다. 상기 도 3a에서

는 i 번째 심볼 열에서 s 번째 원소(즉 심볼)를 의미한다. 상기 도 3a에서 보여지듯이 각 심볼 열 내의 심볼들은 동일한 i 값을 가지고 있으며, s 값은 순차적으로 부여되어 있다. 상기 도 3b는 상기 도 3a에서 보이고 있는 심볼들의 재배열을 위한 매핑 행렬을 보이고 있는 도면이다. 상기 도 3b에서

는 k+1 번째 열의 s+1 번째 행의 위치를 의미한다. 이때 상기 도 3a와 상기 도 3b에서의 심볼 배열은 동일함을 알 수 있다.

따라서

를

에 매핑하기 위한 매핑 룰의 일 예는 하기 <수학식 1>과 같다.

상기 <수학식 1>에서 알 수 있듯이

를

에 매핑하기 위기 위해서는 상기 k를 결정함으로써 가능하다. 상기 <수학식 1>에서 k는 s와 i 및

에 의해 결정된다. 예컨대 s가 3, i가 3 그리고

가 4인 경우를 가정하면, k는 2로 결정된다. 따라서 상기 도 3a에 있어

은 상기 도 3b의

로 재배열된다.

전술한 예와 같이 상기 도 3a에서 보이고 있는 모든 심볼들(

)을 상기 도 3b에 보이고 있는 위치들(

)로 재배열하게 되면 도 3c의 전송 행렬

를 얻을 수 있다. 상기 도 3c를 통해 각 심볼 열들의 심볼들이 재배열을 통해 공간 호핑이 이루어졌음을 확인할 수 있다. 즉 각 심볼 열들에 있어 동일 부 반송파를 사용하는 심볼들 간에 위치가 변경되었음을 알 수 있다. 이와 같은 SH 방식은 전체 주파수 대역에 걸쳐 간섭을 균분함으로써, 간섭을 줄이는 효과를 가진다. 따라서 멀티플렉싱 이득 뿐만 아니라 전송 다이버시티 이득을 얻을 수 있다.

상기 재배열된 심볼 열들은 대응하는 역고속 푸리에 변환부들(IFFT)(126, 128)로 전달되어 시간 영역의 신호로 변환된다. 상기 시간 영역으로 변환된 심볼 열들은 보호구간 삽입부(+CP)(130, 132)로 전달되어 보호구간(cyclic prefix)이 삽입된 후 대응하는 송신 안테나들을 통해 전송된다. 일 예로 상기 도 3c를 참조할 때

,

, ...의 재배열된 첫 번째 심볼 열은 제1송신 안테나(Tx Ant.0)를 통해 전송된다.

이하 본 발명의 실시 예에 따라 새로이 제안된 TLSFC-OFDM 시스템의 수신기 구조를 살펴보면 다음과 같다.

도 2는 본 발명의 실시 예에 따른 송신기의 구조를 보이고 있는 도면이다.

상기 도 2를 참조하면,

개의 수신 안테나들 별로 수신되는 신호들은 대응하는 보호구간 제거부들(-CP)(210, 212)로 전달되어 삽입된 보호구간이 제거된다. 상기 보호구간이 제거된 수신 신호들은 대응하는 푸리에 변환부(FFT)(214, 216)로 전달되어 주파수 영역의 신호로 변환된다.

상기 보호구간이 채널 충격 응답보다 길다고 가정하면, 프리에 변환이 이루어진

번째 부반송파에 대한 샘플된 수신 벡터

는 하기 <수학식 2>와 같다.

여기서,

는

송신 신호 벡터,

(

)는 복소 페 이딩 채널 행렬,

는 공분산 행렬

을 가지는 부가성 백색 가우시안 잡음(AWGN) 벡터, 그리고 위 첨자

는 부채널의 번호를 의미한다. 간결성을 위해서 시간 인텍스

을 생략하면 상기 <수학식 2>는

로 표현할 수 있다.

이와 같이 표현되는 수신 벡터에 대해 본 발명에서 제안하는 터보 등화 알고리즘을 적용함으로써, 데이터 비트들을 복조하여 출력한다. 이하 상기 반복적 등화 알고리즘을 수행하는 구성을 '터보 등화기(240)'라 칭하기로 한다.

상기 터보 등화기(240)는 Per-tone MMSE (minimum mean square error) 등화기(218)와, 복호를 위한 구성 및 선험(先驗) 정보(a priori information)를 얻기 위한 구성으로 이루어진다. 상기 복호를 위한 구성은 SH 부(220), 복수의 소프트 디맵퍼들(222, 224), 랜덤 디인터리버들(226, 228) 및 복수의 MAP 디코더들(230, 232)로 이루어진다. 그리고 상기 선험(先驗) 정보(a priori information)를 얻기 위한 구성은 랜덤 인터리버들(238, 240), 소프트 매퍼들(242, 244) 및 SH 부(246)로 이루어진다.

상기 Per-tone MMSE (minimum mean square error) 등화기(218)는 상기

와 상기 선험 정보

를 입력으로 하여 전송된 심볼

의 추정치

(

)을 계산한다. 그리고 상기 계산된 추정치

을 이용하여 부대적 정보 (extrinsic information)

을 계산한다. 상기 계산된 부대적 정보

는 상기 공간 호핑부(220)로 전달되어 원래의 심볼 배열로 재 구성된다. 예컨대 도 3c의 형태로 배열된 상기 부대적 정보

의 심볼들이 도 3a의 형태로 재배열된다. 상기 재배열이 이루어진 심볼 열들은 대응하는 소프트 디맵퍼들(222, 224)로 전달되어 디맵핑을 통해 부호화 비트 열들로 출력된다. 상기 부호회 비트 열들 각각은 대응하는 디인터리버들(226, 228)로 전달되어 송신기에서 이루어진 인터리빙에 대응한 디인터리빙이 이루어짐으로써, 상기 부호화 비트 열들

이 출력된다.

상기 부호화 비트 열들

은 대응하는 MAP 디코더들(230, 232)로 전달된다. 상기 MAP 디코더(230, 232)는 상기 부호화 비트 열들

에 대한 복호화를 수행한다. 그리고 상기 부호화 비트 열들

과 상기 복호된 부호화 비트 열들 각각에 대한 부대적 정보 (extrinsic information)를 계산한다. 상기 도 2에서 상기 부호화 비트 열들

에 의해 계산된 부대적 정보를

로 표시하고 있으며, 상기 복호된 부호화 비트 열들에 의해 계산된 부대적 정보를

로 표시하고 있다.

상기 부대적 정보

는 마지막 반복에서 복호된 비트에 대한 선택에 사용된다. 그리고 상기 부대적 정보

는 상기 Per-tone MMSE (minimum mean square error) 등화기(218)로 전달할 상기 선험 정보

를 얻기 위해 대응하는 랜덤 인터리버들(238, 240)로 전달된다.

상기

각각은 대응하는 인터리버들(238, 240)로 전달되어 독립적으로 인터리빙이 이루어진다. 상기 인터리빙이 이루어진 부호화 비트 열들 각각은 대응하는 매퍼들(242, 244)로 전달되어 심볼 열들로 매핑 된다. 상기 심볼 열들은 공간 호핑부(Space Hopper)(246)로 전달된다. 상기 공간 호핑부(246)는 공간 호핑에 의해 상기 심볼 열들을 재배열하여 상기 선험 정보

로써 상기 Per-tone MMSE (minimum mean square error) 등화기(218)로 전달한다. 상기 공간 호핑에 의한 재배열은 송신기에 대한 설명에서 상세히 설명되었음에 따라 더 이상의 설명은 생략한다.

A-2. 반복적(iterative) 등화 알고리즘

후술 될 설명에서는 반복적 등화 알고리즘에 대한 설명을 간략화 하기 위해 BPSK 변조된 심볼

이 전송되어졌다고 가정한다. 일 예로 상기 반복적 등화 알고리즘은 터보 등화 알고리즘이 될 수 있다. 그리고 TLSFC-OFDM에 대한 반복적 등화 알고리즘은 앞서 살펴본 도 2에서의 구조(240)와 같이 디자인 되어진다. 이를 s번째 부 반송파에 대한 터보 등화 부분만으로 좀 더 간략화 하면 도 4과 같이 나타낼 수 있다.

상기 도 4에서 연산자

(630)는 상기 도 2에 있어 랜덤 인터리버들(238, 240), 소프트 매퍼들(242, 244) 및 SH 부(246)로 구성된다. 한편 상기 도 4에서 연 산자

(640)은 상기 도 2에 있어 SH 부(220), 소프트 디맵퍼들(222, 224) 및 랜덤 디인터리버들(226, 228)로 구성된다. 이하 반복적 등화 알고리즘에 대한 설명에서는 도 4를 기준으로 하여 설명하도록 한다.

Per-tone MMSE (minimum mean square error) 등화기(610)는 MSE

을 최소화함으로써,

와 선험(先驗) 정보(a priori information)

를 입력으로 하여 전송된 심볼

의 추정치

(

)을 계산한다. 상기 선험 정보

는

의 심볼 확률에 대한 사전 정보를 나타내며, 이전 반복(iteration)에서 MAP 디코더(620)에 의해 계산되어진다. 한편 상기 Per-tone MMSE 등화기(610)는 상기

들로부터 평균 벡터

와 공분산 벡터

을 얻을 수 있다.

여기서

,

을 의미한다.

하지만 초기 등화 단계에서는 선험 정보가 상기 MAP 디코더(620)에 의해 제 공되지 않는다. 따라서 선험 정보

이 모든

와

에 대해 0 값을 갖는다.

전술한 점들을 감안할 때, 상기 Per-tone MMSE 등화기(610)는 앞서 계산한 추정치

을 이용하여 하기 <수학식 3>에 의해 부대적 정보 (extrinsic information)

을 계산한다.

여기서,

임.

상기 부대적 정보

는 연산자

(640)로 전달되어 부호화 비트 열들

을 출력한다.

상기 부호화 비트 열들

은 상기 MAP 디코더(620)로 피드백 되어진다. M이 4이상인 M-PSK나 M-QAM에서는 상기 Per-tone MMSE 등화기(610)와 상기 MAP 디코더(620) 사이에 있는 소프트 디매퍼와 소프트 매퍼에 의해서 각각 심볼이 바이너리로 바이너리가 심볼로 변환된다. QPSK 변조의 경우, SISO 등화 후에 위상(in-phase) 성분과 구적(quadrature) 성분을 분리함으로써 각 성분에 대한 부대적 정보 LE(

)을 BPSK와 동일한 방식으로 구할 수 있다.

상기 MAP 디코더(620)는 상기 부호화 비트 열들

에 대한 복호화를 수행한다. 그리고 상기 부호화 비트 열들

과 상기 복호된 부호화 비트 열들 각각에 대한 부대적 정보 (extrinsic information)를 계산한다. 상기 도 4에서 상기 부호화 비트 열들

에 의해 계산된 부대적 정보를

로 표시하며, 상기 복호된 부호화 비트 열들에 의해 계산된 부대적 정보를

로 표시한다. 상기

는 하기 <수학식 4>에 의해 계산될 수 있으며, 상기

는 하기 <수학식 5>에 의해 계산될 수 있다.

상기 부대적 정보

는 상기 Per-tone MMSE (minimum mean square error) 등화기(610)로 전달되는 선험 정보

를 얻기 위해 사용된다. 상기 선험 정보

는 상기 Per-tone MMSE (minimum mean square error) 등화기(610)로 전달한다.

A-3. Per-tone MMSE 등화를 이용한 터보 등화

i 번째 안테나를 통해 보내진 s 번째 톤에 해당하는 전치 심볼을

라 하자. 이때

는 하기 <수학식 6>와 같이 정의될 수 있다.

여기서,

,

임.

Per-tone MMSE 등화기는 평균 벡터

을 이용하여 CAI(co-antenna interference)를 제거한다. 상기 Per-tone MMSE 등화기로부터 간섭이 제거된 출력은 하기 <수학식 7>와 같이 표현된다.

아래에서는 간결성을 위해 위 첨자

를 생략한다.

직교 원리 (orthogonal principle)를 이용하면 탭 가중치 벡터 (exact MMSE solution)을 하기 <수학식 8>에 의해 얻을 수 있다.

여기서, 위 첨자

와

는 각각 전송 컨쥬게이트(transpose conjugate)와 컨쥬게이트(conjugate)를 나타낸다.

상기 <수학식 8>에서

는 하기 <수학식 9>와 같이 정의될 수 있다.

한편 전술한 수학식들에서 사용된 등화기의 출력

, 통계치

와

는 하기 <수학식 10>에 의해 계산된다.

여기서,

임.

하지만 매 반복 시 마다

를 계산하는 것은 행렬 반전 때문에 구현에 있어서 높은 복잡도를 야기한다. 이러한 복잡도는 시 불변 계수를 이용함으로써 줄일 수 있다. 상기 시 불변 계수를 나타내는 한 가지 방법은 선험 정보가 완벽하다(

)고 가정하는 것이다. 이때 상기 탭 가중치

는 하기 <수학식 11>로 정리될 수 있다.

상기 <수학식 11>를 상기 <수학식 19>에 대입하면 해당하는 등화기의 출력

, 통계치

와

를 하기 <수학식 12>와 같이 얻을 수 있다.

B. Unordered SIC 를 기반으로 하는 TLSFCOFDM

앞에서 설명한 반복 등화 알고리즘에 의한 반복 절차는 시스템 수렴을 위해 요구되어지는 반복 횟수에 의해 수행된다. 따라서 시스템의 성능을 향상시키기 위해서는 시스템 수렴을 위해 요구되는 반복 횟수를 줄이는데 있다고 할 것이다.

이하 시스템 수렴을 위해 요구되는 반복 횟수를 줄이기 위한 새로운 방안으로써, TLSFC-OFDM 시스템에서의 연속적인 간섭 제거 알고리즘을 제안하고자 한다.

본 발명에서는 수렴을 위해 요구되어지는 반복 횟수를 줄이기 위해 TLSFC-OFDM 시스템에 연속적인 간섭 제거 알고리즘(Successive Interference Cancellation, 이하 SIC 알고리즘이라 칭함)을 도입한다. 상기 SIC 알고리즘은 최소 post-detection SNR을 최대화하기 위해서 레이어들의 검출 순서를 정하는 오더링(ordering) 기술을 요구한다. 예를 들면, 기존의 OFDM/H-BLAST 방식은 CMOS (capacity mapping ordering scheme)를 사용하였다. 하지만 주파수 선택적인 페이딩 채널에서는 각 톤의 레이어들이 다른 SNR 순위를 가지므로, 톤마다 검출 순서가 다르다. 그리고 OFDM/H-BLAST 방식과 같이 각 레이어가 하나의 부호어인 경우에는 한 레이어에 있는 모든 심볼들을 검출한 후 CAI를 제거하여야 한다. 그러므로 OFDM/H-BLAST 방식에서 기존의 SIC 알고리즘의 직접적인 구현은 불가능하고, 각 레이어의 등가 SNR을 구하는 CMOS 방식을 사용하였다. 하지만 상기 등가 SNR을 구하는 과정에서 행렬 역 변환이 필요하기 때문에 높은 계산 복잡도를 요구한다.

본 발명에서 제안하는 TLSFC-OFDM 시스템에서는 SH을 적용함으로써, 모든 레이어들의 등가 SNR이 서로 유사하므로 오더링 과정 없이 임의의 순서로 레이어 검출과 CAI 제거를 수행할 수 있다. 모든 레이어들의 등가 SNR이 서로 유사하게 되는 이유는 상기 SH를 적용하면 모든 레이어들과 각 수신 안테나들 사이에 겪는 채널의 주파수 응답에 대한 평균 값이 거의 같기 때문이다. 이는 도 5a와 도 5b에서 잘 보여지고 있다. 상기 도 5a는 본 발명에서 제안하고 있는 SH를 적용하지 않을 경우의 실험치를 보이고 있으며, 도 5b는 본 발명에서 제안하고 있는 SH를 적용할 경우의 실험치를 보이고 있다. 상기 도 5a와 상기 도 5b에서 Ch(lay.m, ant.n)는 레이어 m(at transmitter)와 수신 안테나 n 사이의 주파수 응답을 나타낸다. 상기 SH를 사용하지 않는 경우의 Ch(lay.1, ant.1)과 Ch(lay.2, ant.1)에 대한 주파수 응답의 평균 값을 비교하면 그 차이가 상당히 크다는 것을 확인할 수 있다. 즉 Ch(lay.1, ant.1)을 통해 전송되는 OFDM 심볼은 Ch(lay.2, ant.1)을 통해 전송되는 OFDM 심볼에 비해서 상대적으로 열악한 채널을 겪게 된다. 하지만 SH를 사용하는 경우의 Ch(lay.1, ant.1)과 Ch(lay.2, ant.1)에 대한 주파수 응답의 평균 값은 거의 같음을 알 수 있다. 상대적으로 모든 서브 채널이 매우 열악한 경우 채널 코딩을 적용하더라도 BER 성능이 크게 향상되지 않는다. 결국 이러한 OFDM 심볼에서 발생하는 에러들이 전체 BER 성능 저하에 주된 원인으로 작용한다. 상기 SH의 사용은 모든 부 반송파들이 상대적으로 열악한 채널을 겪게 될 확률을 줄임으로써 채널 코딩의 효과를 크게 증가시킬 수 있다.

본 발명의 실시 예에 따른 TLSFC-OFDM 수신기는 앞에서 설명한 바와 같이 per-tone MMSE 등화 단계와 MAP 디코딩 단계를 반복적으로 수행한다. SIC 알고리즘을 이용하지 않는 TLSFC-OFDM 수신기는 각 단계에서 모든 레이어에 대한 부대적 정보를 동시에 계산하고, 상기 계산된 정보를 다음 단계로 넘겨준다. 반면에 unordered SIC 알고리즘을 기반으로 하는 TLSFC-OFDM 수신기에서는 현재 검출 순서인 레이어에 대해 상기 두 단계에 의한 수신 과정을 차례대로 수행한다. 그리고 그 결과는 다음 순서의 레이어 검출에서 선험 정보로 활용된다.

이하 SCI 알고리즘을 이용하지 않을 시의 동작과 SCI 알고리즘을 이용할 시의 동작을 대비하여 살펴보도록 한다.

먼저 SCI 알고리즘을 이용하지 않는 TLSFC-OFDM 시스템에서의 터보 등화 절차를 보이고 있는 도 6을 참조한다.

610단계에서 파라미터(iter)의 값을 "0"으로 설정한다. 상기 iter는 현재의 반복 횟수를 나타내는 파라미터 이다. 그리고 612단계에서 각 레이어들에 대해 Per-tone MMSE 등화를 이용한 터보 등화를 수행한다. 614단계에서는 상기 터보 등화에 의해 출력되는 부대적 정보

에 대해 연산자

에 대응하는 처리를 수행한다. 상기 연산자

는 모든 레이어들에 대해 SH, 디매핑, 디인터리빙이 이루어짐을 뜻한다. 616단계에서는 상기 연산자

에 의해 출력되는 부호화 비트 열

에 대한 복호를 수행한다. 상기 복호에 의해서는 부보화 비트들에 의해 계산된 부대적 정보

와, 복호가 이루어진 비트 열들에 의해 계산된 부대적 정보

이 출력된다.

618단계에서는 상기

에 대해 연산자

에 대응한 처리를 수행한다. 상기 연산자

는 모든 레이어에 대해 인터리빙, 매핑, 그리고 SH이 이루어짐을 뜻한 다. 820단계에서는 상기 연산자

에 의해 출력되는 선험 정보

들로부터 평균 벡터 를 계산하고, 상기 계산한 평균 벡터

에 의해 이전 평균 백터를 갱신한다. 622단계에서는 상기 iter를 1 증가시킨 후 624단계로 진행하여 상기 iter이 미리 결정된 소정 값(n_iter)에 도달하였는지를 판단한다. 상기 iter이 미리 결정된 소정 값(n_iter)에 도달하지 않았다면, 상기 612단계로 리턴하여 전술한 동작을 반복하여 수행한다. 상기 n_iter는 반복적 등화 알고리즘이 수행되는 총 반복 횟수를 나타내는 파라미터 이다.

다음으로 SCI 알고리즘을 이용하는 TLSFC-OFDM 시스템에서의 터보 등화 절차를 보이고 있는 도 7을 참조한다.

710단계에서 파라미터(iter)의 값을 "0"으로 설정하고, 712단계에서는 레이어를 카운팅하기 위한 파라미터 j를 0으로 설정한다. 그리고 714단계에서 j 번째 레이어에 대해 Per-tone MMSE 등화를 이용한 터보 등화를 수행한다. 716단계에서는 상기 터보 등화에 의해 출력되는 부대적 정보

에 대해 연산자

에 대응하는 처리를 수행한다. 상기 연산자

는 j 번째 레이어에 대해 SH, 디매핑, 디인터리빙이 이루어짐을 뜻한다. 718단계에서는 상기 j 번째 레이어에 대응하여 상기 연산자

에 의해 출력되는 부호화 비트 열

에 대한 복호를 수행한다. 상기 복호에 의해서는 부호화 비트들에 의해 계산된 부대적 정보

와, 복호가 이루어진 비트 열들에 의해 계산된 부대적 정보를

이 출력된다.

720단계에서는 상기

에 대해 연산자

에 대응한 처리를 수행한다. 상기 연산자 는 j 번째 레이어에 대해 인터리빙, 매핑, 그리고 SH이 이루어짐을 뜻한다. 722단계에서는 상기 j 번째 레이어에 대응하여 상기 연산자

에 의해 출력되는 선험 정보

들로부터 평균 벡터

를 계산하고, 상기 계산한 평균 벡터

에 의해 이전 평균 백터를 갱신한다. 724단계에서는 상기 j를 1 증가시킨 후 624단계로 진행하여 상기 j가 모든 레이어들의 수(N)에 도달하였는지를 판단한다. 즉 모든 레이어들에 대해 per-tone MMSE 등화 단계와 MAP 디코딩 단계가 이루어졌는지를 확인한다. 상기 j가 상기 N에 도달하지 않았다면, 상기 714단계로 리턴하여 j 번째 레이어에 대한 per-tone MMSE 등화 단계와 MAP 디코딩 단계를 수행한다.

하지만 모든 레이어들에 대한 per-tone MMSE 등화 단계와 MAP 디코딩 단계의 수행이 완료되었다면, 728단계에서 상기 iter이 미리 결정된 소정 값(n_iter)에 도달하였는지를 판단한다. 상기 iter이 미리 결정된 소정 값(n_iter)에 도달하지 않았다면, 상기 912단계로 리턴하여 전술한 동작을 반복하여 수행한다.

상기 도 6과 상기 도 7을 통해 설명한 것과 같이 TLSFC-OFDM 수신기는 per-tone MMSE 등화 단계와 MAP 디코딩 단계를 반복적으로 수행한다. 상기 도 6을 참조한 SIC 알고리즘을 이용하지 않는 TLSFC-OFDM은 각 단계에서 모든 레이어들이 디커플링(decoupling) 되어지고, 디코딩(decoding) 되어진다. 각 단계에서 계산된 모든 레이어들에 대한 부대적(extrinsic) 정보들은 동시에 다음 단계로 전달된다. 반면에 상기 도 7을 참조한 unordered SIC를 기반으로 하는 TLSFC-OFDM에서는 현재 검 출 순서인 레이어에 대해 두 단계의 수신 과정을 차례대로 수행하고, 그 결과는 다음 순서의 레이어 검출에서 선험 정보로 활용된다.

따라서 상기 SIC 알고리즘을 이용하지 않는 TLSFC-OFDM과 unordered SIC를 기반으로 하는 TLSFC-OFDM은 한번의 반복 과정에서 동일한 계산 복잡도를 필요로 한다. 한 예로 각 레이어에 해당하는 탭 가중치 벡터

를 구하기 위해 전자에서는 병렬로 수행되고 후자에서는 직렬로 수행되는 것을 제외하면 동일한 계산과정을 수행한다. 이와 같이 SIC를 적용한 시스템은 적용하지 않은 시스템과 동일한 신호 처리량을 요구한다. 하지만, 다음 레이어가 앞선 레이어보다 향상된 정보를 이용하므로 반복에 의한 성능 향상이 크다. 결과적으로 unordered SIC를 기반으로 하는 TLSFC-OFDM이 추가적인 하드웨어 부담 없이 필요한 반복 횟수를 줄임으로써 계산 전력(computation power)을 절약할 수 있다.

C. 실험 결과

이하 앞에서 살펴본 본 발명을 적용한 구체적인 실험 결과에 대해 살펴보도록 한다.

살펴볼 시뮬레이션을 위해서 N=64개의 부채널과 채널의 최대 지연과 같은 사이클릭 프리픽스를 갖는 OFDM 시스템을 고려한다. 결과들은 4개의 경로를 갖는 Rayleigh 페이딩 채널과 정규화된 도플러 주파수

을 사용하였다. 여기서

는 최대 도플러 주파수이고,

는 OFDM 심볼의 샘플링 주기이다. 데이터 는 생성 다항식이

이고 부호화율이 1/2 인 길쌈 부호에 의해 부호화되어지고, QPSK에 의해 변조되어진다. BER 성능의 결과들은 완벽한 채널과 간섭 정보를 가지는 TLSFC-OFDM 시스템에 대하여 비교되어진다.

도 8에서는 본 발명에서 제안한 exact MMSE solution을 갖는 TLSFC-OFDM 시스템과 기존의 OFDM/H-BLAST 시스템에 대한 BER 성능 비교를 보이고 있다. 상기 도 8에서 보여지듯이

BER에 대해 본 발명에서 제안된 TLSFC-OFDM 시스템이 기존의 OFDM/H-BLAST 시스템에 비해 약 2dB 향상된 성능을 제공한다. 또한 3 ~ 4번 정도의 반복으로 TLSFC-OFDM 시스템의 성능은 간섭 정보를 갖는 시스템의 성능에 근접함을 알 수 있다.

도 9는 기존의 터보 원리가 적용된 H-BLAST/OFDM 시스템과 본 발명에서 제안한 연속적인 간섭 제거를 이용하는 TLSFC-OFDM 시스템에 대한 BER 성능 비교를 보이고 있다. 상기 도 9에서 알 수 있듯이 SH에 의해 얻어진 이득은

BER에 대해 0.8dB 이다. 여기서 중요한 사실은 TLSFC-OFDM 시스템은 기존의 H-BLAST/OFDM 시스템에서 필요로 하는 CMOS와 같은 오더링 과정을 요구되지 않는다. 따라서 기존의 H-BLAST/OFDM 시스템에 비해 상대적으로 계산량을 크게 줄일 수 있다.

도 10은 본 발명에서 제안한 simplified MMSE solution을 갖는 TLSFC-OFDM 시스템과 연속적인 간섭 제거를 기반으로 하는 TLSFC-OFDM 시스템에 대해서 반복 횟수 대비 BER 성능을 보이고 있다. 상기 도 10에서 보여준 것처럼 연속적인 간섭 제거를 이용하는 TLSFC-OFDM 시스템이 향상된 성능을 제공할 뿐만 아니라 대략적으 로 2번 정도의 반복 횟수를 줄일 수 있음을 알 수 있다.

전술한 바와 같이 본 발명에서는 TLSFC-OFDM 시스템의 송신기에 SH을 추가하여 멀티플렉싱 이득과 전송 다이버시티 이득을 동시에 얻을 수 있으며, 수신기에서 터보 원리를 이용함으로써 기존의 OFDM/H-BLAST 시스템에 비해 우수한 성능을 달성할 수 있다.

그리고 연속적인 간섭 제거를 적용하여 적용하지 않은 시스템과 동일한 신호 처리량을 요구하지만, 다음 레이어가 앞선 레이어보다 향상된 정보를 이용하도록 함으로써, 반복에 의한 성능 향상이 크다. 즉 추가적인 하드웨어 부담 없이 필요한 반복 횟수를 줄임으로써, 계산 전력(computation power)을 절약할 수 있다.

Claims

복수의 송신 안테나들을 구비하며, 하나의 데이터 스트림이 복수의 서브 스트림들로 분리하고, 상기 각 서브 스트림들을 부호화하여 심볼 열들로 출력하는 직교주파수분할다중 방식을 지원하는 이동통신시스템의 송신장치에서, 상기 심볼 열들을 전송하는 방법에 있어서,

상기 심볼 열들간의 공간 호핑을 수행하여 상기 각 심볼 열들을 구성하는 심볼들을 재배열하는 과정과,

상기 재배열된 심볼 열들 별로 역 고속 푸리에 변환을 수행한 후 보호구간을 삽입하여 상기 송신 안테나들 중 대응하는 송신 안테나를 통해 전송하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 상기 방법.
제1항에 있어서, 상기 서브 스트림들의 수는 상기 송신 안테나들의 수와 동일함을 특징으로 하는 상기 방법.
제1항에 있어서, 상기 공간 호핑에 의해서는, 상기 각 심볼 열들에 있어 동일 주파수 대역을 사용하는 심볼들 간에 재배열이 이루어짐을 특징으로 하는 상기 방법.
제3항에 있어서, 상기 주파수 대역은, 부 반송파 별로 구분됨을 특징으로 하는 상기 방법.
제1항에 있어서, 상기 심볼 열들 중 i 번째 심볼 열의 s 번째 심볼을
라 할 때, 하기 <수학식 13>에 의해 k를 구하고, 상기
를 상기 심볼 열들 중 k 번째 심볼 열의 s 번째 심볼의 위치로 재배열함을 특징으로 하는 상기 방법.

여기서,
는 송신 안테나들의 수임.
하나의 데이터 스트림이 복수의 서브 스트림들로 분리하고, 상기 각 서브 스트림들을 부호화하여 심볼 열들로 출력하는 직교주파수분할다중 방식을 지원하는 이동통신시스템의 송신장치에 있어서,

상기 심볼 열들간의 공간 호핑을 수행하여 상기 각 심볼 열들을 구성하는 심볼들을 재배열하는 공간 호핑부와,

상기 재배열된 심볼 열들 별로 역 고속 푸리에 변환을 수행하는 역 고속 푸 리에 변환부와,

상기 역 고속 푸리에 변환이 이루어진 변조 심볼 열들 별로 보호구간을 삽입하는 보호구간 삽입부와,

상기 보호구간이 삽입된 변조 심볼 열들을 전송하는 송신 안테나들로 구성됨을 특징으로 하는 상기 송신장치.
제6항에 있어서, 상기 서브 스트림들의 수는 상기 송신 안테나들의 수와 동일함을 특징으로 하는 상기 송신장치.
제6항에 있어서, 상기 공간 호핑부는, 상기 각 심볼 열들에 있어 동일 주파수 대역을 사용하는 심볼들 간에 재배열을 수행함을 특징으로 하는 상기 송신장치.
제8항에 있어서, 상기 주파수 대역은, 부 반송파 별로 구분됨을 특징으로 하는 상기 송신장치.
제6항에 있어서, 상기 공간 호핑부는, 상기 심볼 열들 중 i 번째 심볼 열의 s 번째 심볼을
라 할 때, 하기 <수학식 14>에 의해 k를 구하고, 상기
를 상기 심볼 열들 중 k 번째 심볼 열의 s 번째 심볼의 위치로 재배열함을 특징으로 하는 상기 송신장치.

여기서,
는 송신 안테나들의 수임.
복수의 수신 안테나들을 구비하며, 상기 수신 안테나들 별로 수신된 변조 심볼 열들로부터 보호구간을 제거한 후 고속 푸리에 변환을 통해 심볼 열들을 출력하는 직교주파수분할다중 방식을 지원하는 이동통신시스템의 수신장치에서, 상기 심볼 열들로부터 부호화 비트를 복호하는 방법에 있어서,

상기 심볼 열들을 구성하는 각 심볼들
로부터 전송된 심볼의 추정치
를 계산하고, 상기 추정치
를 하기 <수학식 15>에 대입하여 부대적 정보
를 구하는 초기 등화 과정과,

상기 심볼 열들을 구성하는 각 심볼들
과 선험 정보
를 입력하여 부대적 정보
를 구하는 등화 과정과,

상기 초기 등화 과정 및 상기 등화 과정을 통해 구하여진 부대적 정보
에 대해 소정 연산자 처리를 수행하여 부호화 비트 열
을 출력하는 과정과,

상기 부호화 비트 열
을 입력하여 복호화를 수행하고, 상기 부호화 비트
에 대한 부대적 정보
와 상기 복호된 비트에 대한 부대적 정보
각각을 하기 <수학식 16> 및 하기 <수학식 17>에 의해 출력하는 과정과,

상기 부호화 비트에 대한 부대적 정보
에 대해 소정 연산자 처리를 수행하여 상기 선험 정보
로 출력하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 상기 방법.

여기서,
임.
제11항에 있어서, 상기 부호화 비트 열
을 출력하기 위해 수행되는 소정 연산자 처리는, 상기 부대적 정보
에 대해 공간 호핑을 수행하고, 상기 공간 호핑이 이루어진 정보에 대해 디맹핑을 수행한 후 디 인터리빙을 수행하는 것임을 특징으로 하는 상기 방법.
제11항에 있어서, 상기 선험 정보
를 출력하기 위해 수행되는 소정 연산자 처리는, 상기 부호화 비트에 대한 부대적 정보
에 대해 인터리빙을 수행하고, 상기 인터리빙이 이루어진 정보에 대해 매핑과 공간 호핑을 수행하는 것임을 특징으로 하는 상기 방법.
복수의 수신 안테나들을 구비하며, 상기 수신 안테나들 별로 수신된 변조 심볼 열들로부터 보호구간을 제거한 후 고속 푸리에 변환을 통해 심볼 열들을 출력하는 직교주파수분할다중 방식을 지원하는 이동통신시스템의 수신장치에서, 상기 심볼 열들로부터 부호화 비트를 복호하는 장치에 있어서,

상기 심볼 열들을 구성하는 각 심볼들
로부터 전송된 심볼의 추정치
를 계산하고, 상기 추정치
를 하기 <수학식 18>에 대입하여 부대적 정보
를 구하는 초기 등화 과정과, 상기 심볼 열들을 구성하는 각 심볼들
과 선험 정보
를 입력하여 부대적 정보
를 구하는 등화 과정을 수행하는 등화기와,

상기 초기 등화 과정 및 상기 등화 과정을 통해 구하여진 부대적 정보
에 대해 소정 연산자 처리를 수행하여 부호화 비트 열
을 출력하는 제1연산자와,

상기 부호화 비트 열
을 입력하여 복호화를 수행하고, 상기 부호화 비트
에 대한 부대적 정보
와 상기 복호된 비트에 대한 부대적 정보
각각을 하기 <수학식 19> 및 하기 <수학식 20>에 의해 출력하는 복호기와,

상기 부호화 비트에 대한 부대적 정보
에 대해 소정 연산자 처리를 수 행하여 상기 선험 정보
로 출력하는 제2연산자를 포함함을 특징으로 하는 상기 장치.

여기서,
임.
제14항에 있어서, 상기 제1연산자는,

상기 부대적 정보
에 대해 공간 호핑을 수행하는 공간 호핑부와,

상기 공간 호핑이 이루어진 정보에 대해 디맹핑을 수행하는 디맵퍼와,

상기 디맵핑이 이루어진 정보에 대해 디 인터리빙을 수행하여 상기 부호화 비트 열
을 출력하는 디인터리버를 포함함을 특징으로 하는 상기 장치.
제14항에 있어서, 상기 제2연산자는,

상기 부호화 비트에 대한 부대적 정보
에 대해 인터리빙을 수행하는 인터리버와,

상기 인터리빙이 이루어진 정보에 대한 매핑을 수행하는 매퍼와,

상기 매핑이 이루어진 정보에 대해 공간 호핑을 수행하여 상기 선험 정보
를 출력하는 공간 호핑부를 포함함을 특징으로 하는 상기 장치.