JP4008915B2

JP4008915B2 - 多重アンテナを使用する直交周波数分割多重システムでの干渉信号を除去する装置及び方法

Info

Publication number: JP4008915B2
Application number: JP2004321028A
Authority: JP
Inventors: 讚洙黄; 基逢宋; 東俊李
Original assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Current assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Priority date: 2003-11-05
Filing date: 2004-11-04
Publication date: 2007-11-14
Anticipated expiration: 2024-11-04
Also published as: US20050152266A1; DE602004006583D1; KR100584439B1; KR20050043297A; EP1530312B1; CN1630284A; DE602004006583T2; JP2005143116A; EP1530312A1

Description

本発明は、多重入力多重出力(多重アンテナ)(Multi-Input Multi-Output；ＭＩＭＯ)直交周波数分割多重(Orthogonal Frequency Division Multiplexing；ＯＦＤＭ)移動通信システムに関し、特に、エラー伝播の影響によるエラー訂正符号の性能を向上させる装置及び方法に関する。

無線チャンネルを通じて信号を伝送する場合に、伝送された信号は、送信部と受信部との間に存在する多様な障害物によって多重経路の干渉を受ける。この多重経路が存在する無線チャンネルは、チャンネルの最大遅延拡散と信号の伝送周期で特性を規定することができる。また、この最大遅延拡散より信号の伝送周期が長い場合には、連続された信号の間に干渉が発生せず、このチャンネルの周波数領域の特性は、周波数非選択フェージング(frequency non-selective fading)によって定められる。しかしながら、広帯域を使用する高速伝送の場合には、この信号の伝送周期がこの最大遅延拡散より短いので、この連続された信号の間に干渉が発生して、受信された信号は、シンボル間の干渉(inter-symbol interference)を受けるようになる。また、この場合に、このチャンネルの周波数領域の特性は、周波数選択フェージング(frequency selective fading)によって定められ、コヒーレント(coherent)変調方式を使用する単一搬送波の伝送方式では、シンボル間の干渉を除去するために等化器(Equalizer)が要求される。また、このデータの伝送速度が増加するに従ってこのシンボル間の干渉による歪曲が増加し、これに従って、等化器の複雑度も増加する。このように、この単一搬送波の伝送方式で等化問題を解決するために、直交周波数分割多重(Orthogonal Frequency Division Multiplexing；以下、“ＯＦＤＭ”と略称する。)システムが提案された。

通常に、ＯＦＤＭ方式は、時間分割接続(Time Division Access)と周波数分割接続(Frequency Division Access)との２次元接続方式と定義されることができる。従って、このＯＦＤＭ方式によるデータを伝送するに際して、それぞれのＯＦＤＭシンボル(Symbol)は、副搬送波(sub-carrier)を通じて所定のサブチャンネル(sub-channel)の数で分配されて伝送される。

このようなＯＦＤＭ方式は、サブチャンネルのスペクトルが相互直交性を維持すると同時に重畳するので、スペクトル効率がよい。また、ＯＦＤＭ変／復調が逆高速フーリエ変換(Inverse Fast Fourier Transform；以下、“ＩＦＦＴ”と略称する。)及び高速フーリエ変換(Fast Fourier Transform；以下、“ＦＦＴ”と略称する。)によって実現されるので、変／復調部の効率的なディジタルの実現が可能である。さらに、周波数選択フェージングまたは狭帯域干渉に対して強く、現在、ヨーロッパのディジタル放送の伝送とＩＥＥＥ８０２．１１ａ、ＩＥＥＥ８０２．１６ａ、及びＩＥＥＥ８０２．１６ｂなどの大容量の無線通信システムの規格で採択されている高速のデータの伝送に効果的な技術である。

前述したＯＦＤＭ方式は、直列に入力されるシンボル(Symbol)列を並列に変換して、これらのそれぞれを相互直交性を有する複数の副搬送波(Sub-Carrier、 Sub-Channel)に変調して伝送する多重搬送波変調(Multi Carrier Modulation；以下、“ＭＣＭ”と略称する。)方式の一種である。

このようなＭＣＭ方式を適用するシステムは、１９５０年代の後半に軍用の高周波(High Frequency)無線通信に初めて適用され、直交する複数の副搬送波を重畳するＯＦＤＭ方式は、１９７０年代から発展し始めた。このようなＯＦＤＭ方式は、多重搬送波の間の直交変調の実現を解決しなければならなかったので、実際にシステムの適用に限界があった。しかしながら、１９７１年にウェインステイン(Weinstein)などがこのＯＦＤＭ方式を使用する変／復調は、ＤＦＴ(Discrete Fourier Transform)を用いて効率的な処理が可能であることを発表しつつ、このＯＦＤＭ方式に対する技術開発が急速に発展した。また、保護区間(Guard Interval)の使用と循環前置(Cyclic prefix)の保護区間の挿入方式の導入は、多重経路及び遅延拡散(Delay spread)に対するシステムの否定的な影響をさらに減少させることになった。従って、このＯＦＤＭ方式は、ディジタルオーディオ放送(Digital Audio Broadcasting；以下、“ＤＡＢ”と略称する。)とディジタルＴＶ、無線近距離通信網(Wireless Local Area Network；以下、“Ｗ−ＬＡＮ”と略称する。)及び無線非同期伝送モード(Wireless Asynchronous Transfer Mode；以下、“Ｗ−ＡＴＭ”と略称する。)などのディジタルの伝送技術に幅広く適用されている。すなわち、ハードウェア的な複雑度(Complexity)のために広く使用されていなかった。しかしながら、最近、ＦＦＴ及びＩＦＦＴを含む各種のディジタル信号の処理技術が発展するにつれて幅広く使用されるようになった。このＯＦＤＭ方式は、従来の周波数分割多重(Frequency Division Multiplexing；以下、“ＦＤＭ”と略称する。)方式と類似しているが、複数の副搬送波の間の直交性(Orthogonality)を保持し、また、周波数の使用効率がよく、多重経路フェージング(Multi-path fading)に強い特性があるので、高速データの伝送のときに最適の伝送効率を得ることができる。特に、周波数スペクトルを重畳して使用するので、周波数の使用が効率的であり、周波数選択的フェージング(Frequency selective fading) 及び多重経路フェージングに強く、保護区間を利用してシンボル間の干渉(Inter Symbol Interference；以下、“ＩＳＩ”と略称する。)の影響を減らすことができるだけでなく、ハードウェア的に等化器の構造を簡素に設計することが可能である。そして、インパルス(Impulse)性雑音に強いので、通信システムの構造に積極的に活用されている趨勢にある。

図１は、ＯＦＤＭ方式を使用する一般的な移動通信システムの構造を示す。以下、図１を利用して、ＯＦＤＭ方式を使用する一般的な移動通信システムの構造について詳細に説明する。

入力ビットは、２進信号として符号化部１００に入力される。符号化部１００は、入力ビットを符号化して符号化ビット列を出力する。この符号化ビット列は、インターリーバ１０２に入力される。インターリーバ１０２は、入力された直列符号化ビット列に対してインターリービングを遂行し、変調部１０４へ伝達する。変調部１０４は、このインターリービングされたビット列を信号コンスタレーションの上のシンボルにマッピングする。変調部１０４の変調方式には、ＱＰＳＫ、８ＰＳＫ、１６ＱＡＭ、及び６４ＱＡＭなどが存在する。このシンボルを構成するビット数は、このそれぞれの変調方式に対応して定義されている。このＱＰＳＫ変調方式は２ビットで構成され、この８ＰＳＫは３ビットで構成される。また、１６ＱＡＭ変調方式は４ビットで構成され、６４ＱＡＭ変調方式は６ビットで構成される。変調部１０４から出力された変調シンボルは、ＩＦＦＴ部１０６に入力される。このＩＦＦＴが遂行されたこの変調シンボルは、送信アンテナ１０８を通じて伝送される。

送信アンテナ１０８から伝送されたシンボルは、受信アンテナ１１０によって受信される。受信アンテナ１１０によって受信されたシンボルは、ＦＦＴ部１１２へ伝達される。ＦＦＴ部１１２に入力された受信信号は、このＦＦＴステップを遂行した後に、復調部１１４に入力される。復調部１１４は、変調部１０４で使用する同一の信号コンスタレーションを有し、逆拡散されたシンボルを２進ビットを有するシンボルに変換する。すなわち、この復調方式は、この変調方式によって決定される。復調部１１４によって復調された２進ビット列は、デインターリーバ１１６へ伝達される。デインターリーバ１１６は、インターリーバ１０２のインターリービング方式と同一の方式で、この復調された２進ビット列に対してデインターリービングを遂行する。このデインターリービングされた２進ビット列は、復号化部１１８によって復号される。復号化部１１８に入力されたこの２進ビット列は、復号化の過程を遂行することによって２進ビットを出力する。

図２は、多重送受信アンテナを使用してＯＦＤＭ方式によってデータを送受信する移動通信システムの構造を示している。
図２を参照すると、符号化部２００は、２進入力ビットを符号化して符号化ビット列を出力する。直／並列変換部２０２は、直列符号化ビット列を並列符号化ビット列に変換する。直／並列変換部２０２で遂行される動作については、図４を参照して説明する。この並列符号化ビット列のそれぞれは、インターリーバ２０４、２０６へ伝達される。インターリーバ２０４、２０６、変調部２０８、２１０、ＩＦＦＴ部２１２、２１４、及び送信アンテナ２１６、２１８で遂行される動作は、図１でのインターリーバ１０２、変調部１０４、ＩＦＦＴ部１０６、及び送信アンテナ１０８で遂行される動作と同一である。ただ、図２は、多重送信アンテナで構成されているので、この各ＩＦＦＴ部に割り当てられる副搬送波の個数は、図１のＩＦＦＴ部に割り当てられる副搬送波の個数より減少するようになる。

送信アンテナ２１６、２１８から伝送されたシンボルは、受信アンテナ２２０、２２２によって受信される。受信アンテナ２２０、２２２によって受信されたシンボルは、ＦＦＴ部２２４、２２６へ伝達される。ＦＦＴ部２２４、２２６に入力された受信信号は、このＦＦＴステップを遂行した後、連続干渉消去方式(Successive Interference Cancellation；ＳＩＣ)の受信部２２８へ伝達される。このＳＩＣ受信部については、図３を参照して説明する。ＳＩＣ受信部２２８から出力されたシンボルは、逆整列部(de-ordering)２３０へ伝達される。ＳＩＣ受信部は、通常に、受信状態がさらによいストリーム(stream)をまず検出して、この検出されたストリームを利用して他のストリームを検出する。このとき、どんなストリームの受信状態がさらによいかは、ＳＩＣ受信部で決定するので、検出手順(detection order)と送信信号の順序とは相互に異なる。そこで、逆整列部２３０は、受信状態によつて送信信号の順序を再整列する機能をする。逆整列部２３０から出力されたシンボルは、復調部２３２、２３４へ伝達される。復調部２３２、２３４及びデインターリーバ２３６、２３８で遂行される動作は、図１の復調部１１４及びデインターリーバ１１６で遂行される動作と同一である。デインターリーバ２３６、２３８から出力されたシンボルは、並／直列変換部２４０へ伝達される。並／直列変換部２４０で遂行される動作については、図４を参照して説明する。並／直列変換部２４０から出力された２進ビット列は、復号化部２４２によって復号される。復号化部２４２に入力されたこの２進ビット列は、復号化の過程を遂行することによって２進ビットを出力する。

多重アンテナシステムでは、複数の受信アンテナは、相互に異なる送信アンテナから発生した信号が線形に重畳して受信される。従って、送受信アンテナの個数が増加するにつれて、デコーディングのための複雑度も増加する。このＳＩＣ受信部は、デコーディングのための複雑度を減少させるために、低演算量の線形受信部を反復的に使用する。このＳＩＣ受信部は、以前のデコーディングされた信号の干渉を除去することによって漸進的に向上した性能を獲得する。しかしながら、ＳＩＣ方式は、以前の段階で決定された信号にエラーが発生した場合に、現在の段階の遂行のときに増加したエラーを発生させる短所を有する。

図３を参照して、ＳＩＣ受信部の構造について説明する。図３は、２本の受信アンテナを通じて信号を受信する一例を示している。
図３において、２本の受信アンテナを通じて受信された信号は、ｙ_１及びｙ_２である。この受信信号ｙ_１、ｙ_２は、最小平均２乗誤差(Minimum Mean Square Error；ＭＭＳＥ)受信部３００へ伝達される。下記の(1)式はこのｙ_１、ｙ_２を示す。

この(1)式は、２本の送信アンテナが信号を送信していることを示す。このｘ_１は、第１の送信アンテナが送信する信号を意味し、このＸ_２は、第２の送信アンテナが送信する信号を意味する。このｈ_１１は、第１の送信アンテナと第１の受信アンテナとの間のチャンネル係数を意味し、このｈ_１２は、第２の送信アンテナと第１受信アンテナとの間のチャンネル係数を意味する。このｈ_２１は、第１の送信アンテナと第２の受信アンテナとの間のチャンネル係数を意味し、このｈ_２２は、第２の送信アンテナと第２の受信アンテナとの間のチャンネル係数を意味する。このｚ_１及びｚ_２は、無線チャンネルの上の雑音を意味する。

ＭＭＳＥ受信部３００は、入力されたｙ_１、ｙ_２を用いてｘ_１とｘ_２を推定する。上述したように、ＳＩＣ受信部は、複数の段階を経て、この送信アンテナで送信した信号を推定する。すなわち、多重送信アンテナのうちの一本の送信アンテナ(第１の送信アンテナ)が送信した信号をまず推定した後に、この推定された信号を用いて、他の送信アンテナ(第２の送信アンテナ)が送信した信号を推定することになる。３本の送信アンテナによって送信信号が送信されると、ＳＩＣ受信部は、第３の送信アンテナが送信した信号を推定されたこの第１の送信アンテナ及び第２の送信アンテナの送信信号を用いて推定することになる。下記(2)式は、ＭＭＳＥ受信部３００で第１の受信アンテナ及び第２の受信アンテナから受信した信号を示す。

この(2)式に示すように、ＭＭＳＥ受信部３００は、この第２の送信アンテナの送信信号を雑音で推定する。この(1)式及び(2)式によると、このｚ_３乃至ｚ_４は、下記(3)式の通りである。

この(2)式は、第２の送信アンテナの送信信号を雑音として推定したが、この第１の送信アンテナの送信信号を雑音として推定することができる。下記(4)４は、この第１の送信アンテナの送信信号を雑音として推定する場合の第１の受信アンテナ及び第２の受信アンテナの受信信号を示している。

下記(5)式は、ＭＭＳＥ受信部３００でこの送信信号を推定するための式を示す。

この(5)式は、この(2)式を用いてｘ_１を推定する例を示す。このｙはｙ_１とｙ_２との和を意味する。この(5)式を利用して最も小さいＥ値を有するｘ_１を求める。従って、ｘ_１の推定値は、下記(6)式の通りである。

この(7)式は、ｘ_１の推定値を示す。このｘ_２の推定値も、この(5)式乃至(6)式のような方式で求められることができる。この推定されたｘ_１、ｘ_２は、整列部(Stream orderer)３０２へ伝達される。整列部３０２は、このｘ_１、ｘ_２のＭＭＳＥ値を考慮して優先順位を決定する。すなわち、ＭＭＳＥ値を利用して無線チャンネルの上でエラーが一番少なく発生した受信信号を決定する。図３は、ｘ_１に対するエラーがｘ_２に対するエラーより小さいことを仮定する。

整列部３０２は、この(7)式を図２の逆整列部と判別部(Decider)３０４へ伝達する。判別部３０４は、ＭＭＳＥ受信部３００で推定したビットの値を決定する。ＭＭＳＥ受信部３００で推定した値は、単純に式によって計算された値であるので送信し得ない値を有することもできる。従って、判別部３０４は、このＭＭＳＥ受信部３００で推定した値をもって、この送信部で送信可能の値を決定する。無線チャンネルの上でエラーが発生しなかったら、この推定値と決定値は同一である。挿入部３０６は、決定された(7)式を演算部３０８、３１０へ伝達する。演算部３０８、３１０は、下記(8)式に従って、この受信信号ｙ_１及びｙ_２を推定する。

ＭＭＳＥ受信部３１２は、下記(9)式に従って、この推定された受信信号を用いて第２の送信アンテナから送信した信号を推定する。

この(10)式は、(11)式と(12)式との和を意味する。この(9)式を利用して、最も小さいＥ値を有するｘ_２を求める。従って、ｘ_２の推定値(13)式は、下記(14)式に従って計算される。

この(13)式は、図２の逆整列部２３０へ伝達される。

上述したように、このＳＩＣ受信部２２８は、以前の段階で推定した送信信号を用いて次の段階で送信信号を推定する。同一のインターリーバを使用して送信信号に対してインターリービングを遂行した後に伝送する場合、伝送する間に、特定のビットでエラーが発生したものと仮定する。この場合に、この受信部は、同一のこの特定のビットを含んだ隣接ビットに対しても、エラーが発生したことを認識するようになる。以下、図４を参照して、送信部で送信した信号が受信部でエラーが発生する過程について説明する。

図４を参照すると、(Ａ)は、ビット単位で表示された伝送する２進ビット列を表示しており、伝送するデータが２０ビットで構成されていることを示す。(Ｂ)は、直／並列変換部によってこの２０ビットが２個のグループに分離されたことを示している。この２個のグループのうち、一番目のグループは、奇数番目のビットで構成され、二番目のグループは、偶数番目のビットで構成される。(Ｃ)は、この２個のグループに分離されたビット単位のデータがインターリーバによってインターリービングを遂行する過程を示している。この(Ｃ)で示しているように、一番目のグループ及び二番目のグループは、同一のインターリービング方式にてインターリービングを遂行する。

(Ｄ)は、この一番目のグループに含まれているビットのうち、＃１７、＃７、及び＃３が伝送される間に、受信部でエラーが発生したことを示している。この場合に、この二番目のグループに含まれているビットは、この一番目のグループに含まれているビットの推定値を利用して推定するので、この一番目のグループに含まれているビットと同一の位置のビットもエラーが発生するようになる。すなわち、エラーが発生した一番目のグループのビットを利用して、二番目のグループに含まれているビットもエラーが発生する。この(Ｄ)は、二番目のグループに含まれているビットのうち、＃１８、＃８、及び＃４でエラーが発生したことを示している。

(Ｅ)は、デインターリーバによって受信信号をデインターリービングする過程を示しており、(Ｆ)は、並／直列変換部によってデインターリービングされた信号を直列形態の信号に変換することを示している。この(Ｆ)は、隣接したビットでエラーが発生したことを示している。従って、このＳＩＣ受信部の特性によって、この受信部は、エラー訂正の性能が低下することをわかる。この受信部のエラー訂正の性能が低下することを防止するためには、送信アンテナごとに相互に異なるインターリービングパターンを使用する方案が提案された。しかしながら、この方案は、送信アンテナのそれぞれでインターリービングの遂行に必要な時間が増加し、送信アンテナのそれぞれに従うインターリービングパターンを受信部に通報しなければならない。従って、上述の問題点を解決することができる方案が要求されている。

上記背景に鑑みて、本発明の目的は、優秀なエラー訂正性能を有するビット単位のインターリービングパターンを提供することにある。
本発明の他の目的は、以前の段階で探索された情報を用いて現在の段階の情報を探索するシステムで、この現在の段階の情報を探索するにあたって、以前の段階から発生したエラーに対する影響を減少させる装置及び方法を提供することにある。

このような目的を達成するために、本発明によれば、情報ビットを入力して符号化ビット列を出力する符号化部を含む移動通信システムで複数のアンテナを通じて信号を伝送する装置であって、この符号化ビット列を前記アンテナの数に対応して複数の符号化ビット列に変換する直／並列変換部と、この複数の符号化ビット列のそれぞれをインターリービングするインターリーバと、このインターリービングされた複数の符号化ビット列のそれぞれを複数の変調シンボルの列に変調する複数の変調部と、相互に異なるパターンでこの複数の変調シンボルの列のそれぞれをシフトし、このシフトされた変調シンボルの列をこの複数のアンテナのうち対応するアンテナを通じて伝送する複数のシフターと、を備えることを特徴とする。

また、本発明によれば、符号化ビット列を入力して情報ビットを出力する復号化部を含む移動通信システムで複数のアンテナを通じて信号を受信する装置であって、この複数のアンテナを通じて受信された変調シンボルの列のそれぞれを送信装置で使用したパターンと同一のパターンによってシフトする複数のシフターと、このシフトした変調シンボルの列のそれぞれを復調して複数の符号化ビット列に復調する複数の復調部と、この複数の符号化ビット列のそれぞれをデインターリービングする複数のデインターリーバと、このデインターリービングされた符号化ビット列を一つの符号化ビット列に変換する並／直列変換部と、を備えることを特徴とする。

さらに、本発明によれば、情報ビットを入力して符号化ビット列を出力する符号化部を含む移動通信システムで複数のアンテナを通じて信号を伝送する方法であって、この符号化ビット列をこのアンテナの数に対応して複数の符号化ビット列に変換するステップと、この複数の符号化ビット列のそれぞれをインターリービングするステップと、このインターリービングされた複数の符号化ビット列のそれぞれを複数の変調シンボルの列に変調するステップと、この複数の変調シンボルの列のそれぞれを相互に異なるパターンによってシフトするステップと、このシフトされた変調シンボルの列をこの複数のアンテナのうち対応するアンテナを通じて伝送するステップと、を備えることを特徴とする。

なお、本発明によれば、符号化ビット列を入力して情報ビットを出力する復号化部を含む移動通信システムで複数のアンテナを通じて信号を受信する方法であって、この複数のアンテナを通じて受信された変調シンボルの列のそれぞれを送信装置で使用したパターンと同一のパターンによってシフトするステップと、このシフトした変調シンボルの列のそれぞれを複数の符号化ビット列に復調するステップと、この複数の符号化ビット列のそれぞれをデインターリービングするステップと、このデインターリービングされた符号化ビット列を一つの符号化ビット列に変換するステップと、を備えることを特徴とする。

本発明は、以前の段階で発生したエラーが現在の段階に及ぼす影響を最小にすることによって、データが伝送される間に発生したエラー及び干渉信号に対する影響を減らすことができる。また、複数のインターリーバ／デインターリーバが同一の方式によってインターリービング／デインターリービングを遂行する。これによって、インターリービング／デインターリービングによる時間の遅延を最小にすることができる。

以下、本発明の好適な実施形態について添付図を参照しつつ詳細に説明する。下記説明において、本発明の要旨のみを明瞭するために公知の機能又は構成に対する詳細な説明は省略する。なお、図面中、同一な構成要素及び部分には、可能な限り同一な符号及び番号を共通使用するものとする。

図５は、本発明に従う送信部の構造を示している。入力ビットは、２進信号として符号化部５００に入力される。符号化部５００は、入力ビットを符号化して符号化ビット列を出力する。この符号化ビット列は、直／並列変換部５０２へ伝達される。直／並列変換部５０２は、伝達された直列符号化ビット列を並列符号化ビット列に変換する。直／並列変換部５０２は、この送信アンテナ５２０〜５２２の個数に従ってこの符号化ビット列を複数のグループに分割する。この複数のグループのそれぞれは、インターリーバ５０４〜５０６へ伝達される。インターリーバ５０４〜５０６は、入力された符号化シンボルに対してインターリービングを遂行し、変調部５０８〜５１０へ伝達する。変調部５０８〜５１０は、このインターリービングされたビット列を信号コンスタレーションの上のシンボルにマッピングする。変調部５０８〜５１０の変調方式には、ＱＰＳＫ、８ＰＳＫ、１６ＱＡＭ、及び６４ＱＡＭなどが存在する。このシンボルを構成するビット数は、このそれぞれの変調方式に従って決定される。このＱＰＳＫ変調シンボルは２ビットで構成され、この８ＰＳＫは３ビットで構成される。また、１６ＱＡＭ変調シンボルは、４ビットで構成され、６４ＱＡＭ変調シンボルは、６ビットで構成される。変調部５０８〜５１０から出力された変調シンボルは、シフター５１２〜５１４へ伝達される。

シフター５１２〜５１４は、受信された変調シンボルでバーストエラーが発生することを防止するために、本願発明に従う相互に異なるパターンを利用してこの変調シンボルをシフトする。以下、多重アンテナの個数に関連して、この変調シンボルをシフトする過程について説明する。この送信アンテナの個数が２本であれば、１つのシフターは、伝達された変調シンボルをシフトしないでＩＦＦＴ部へ伝達し、他のシフターは、偶数番目のビット及び奇数番目のビットの位置を交換した後に、ＩＦＦＴ部へ伝達する。下記表１は、送信アンテナの個数が４本である場合に、すなわち、４個のシフターで遂行される動作を示す。

この入力されたシンボルに対するシフターは、使用者の選択によって変更されることができる。すなわち、この表１と異なる方式によってシフトを遂行することができる。シフター５１２〜５１４でシフトされたシンボルは、ＩＦＦＴ部５１６または５１８に入力される。このＩＦＦＴが遂行されたこの変調シンボルは、送信アンテナ５２０〜５２２を通じて伝送される。

図６は、本発明に従う受信部の構造を示している。送信アンテナから伝送されたシンボルは、受信アンテナ６００〜６０２によって受信される。この受信アンテナ６００〜６０２によって受信されたシンボルは、ＦＦＴ部６０４〜６０６へ伝達される。このＦＦＴ部６０４〜６０６に入力された受信信号は、このＦＦＴ過程を遂行した後、連続干渉消去方式(Successive Interference Cancellation；ＳＩＣ)の受信部６０８へ伝達される。このＳＩＣ受信部は、上述した通りである。ＳＩＣ受信部６０８から出力されたシンボルは、逆整列部(de-ordering)６１０へ伝達される。逆整列部６１０から出力されたシンボルは、シフター６１２〜６１４へ伝達される。以下、このシフターで遂行される動作について説明する。

シフター６１２〜６１４は、図５に示しているシフターがシフトしたビットを元の位置に再び整列させる。下記表２は、表１に示したシフト動作に対応してシフター６１２〜６１４の動作を示す。

このシフター６１２〜６１４によってシフトされたシンボルは、復調部６１６〜６１８へ伝達される。復調部６１６〜６１８は、図５の変調部で使用した信号コンスタレーションと同一の信号コンスタレーションによってこの逆拡散されたシンボルを２進ビットを有するシンボルに変換する。すなわち、この復調方式は、この送信部で使用した変調方式によって決定される。この復調された２進ビット列は、デインターリーバ６２０〜６２２へ伝達される。デインターリーバ６２０〜６２２は、図５のインターリーバで使用したインターリービング方式と同一の方式にて、この復調された２進ビット列に対してデインターリービングを遂行する。並／直列変換部６２４は、このデインターリービングされたビット列を直列ビット列に変換する。復号化部６２６は、この２進ビット列を復号して２進情報ビットを出力する。

図７は、本発明に従う送受信器の各構成でデータシンボルが処理される過程を示している。本発明は、図４に示した従来の処理過程と比較して説明する。
図７を参照すると、(Ｆ)は、図４に示した伝送データのように、２０ビットで構成されている２進ビット列を示す。(Ｇ)は、直／並列変換部によってこの２０ビットの列が２個のグループに分離されていることを示す。この２個のグループのうち一番目のグループは奇数番目のビットで構成され、二番目のグループは、偶数番目のビットで構成される。(Ｈ)は、この２個のグループに分離されたビット単位のデータがインターリーバによってインターリービングを遂行する過程を示している。この(Ｈ)に示しているように、一番目のグループ及び二番目のグループは、同一のインターリービング方式でインターリービングを遂行する。

(Ｉ)は、この２つのグループのうち１つのグループに含まれているビットシンボルについてシフトする過程を示している。図７では、２本の送信アンテナを通じてデータを伝送するので、伝送されるデータを２個のグループに分離する。また、上述したように、この２つのグループのうち１つのグループは、伝送されるデータについてシフトしないで伝送する。この(Ｉ)は、二番目のグループに２ビットの単位でシフトしていることを示す。すなわち、一番目のビットと二番目のビットとの位置を交換し、三番目のビットと四番目のビットとの位置を交換する。上述したように、残りのビットも同一にシフトする。しかしながら、この(Ｉ)に示すシフトは、例示のための目的であるだけ、この(Ｉ)とは異なる方式にてシフトを遂行することもできる。

(Ｊ)は、この一番目のグループに含まれているビットのうち、＃１７、＃７、＃３が伝送される間に、受信部でエラーが発生したことを示している。この場合に、この二番目のグループに含まれているビットは、この一番目のグループに含まれているビットの推定値を利用して推定するので、この一番目のグループに含まれているビットと同一の位置のビットもエラーが発生する。すなわち、エラーが発生した一番目のグループビットを利用して二番目のグループに含まれているビットもエラーが発生する。この(Ｊ)は、二番目のグループに含まれているビットのうち、＃６、＃１０、＃１４でエラーが発生したことを示している。

(Ｋ)は、受信部のシフターによってシフトされる過程を示している。この(Ｋ)は、この(Ｉ)で遂行されたシフト方向と逆方向にシフトを遂行することによって、受信シンボルは、この送信部でシフトが遂行される以前の元の位置に再び整列される。すなわち、２回のシフトを遂行することによってシフトを遂行しない効果がある。

(Ｌ)は、デインターリーバによって受信信号をデインターリービングする過程を示しており、(Ｍ)は、並／直列変換部によってデインターリービングされた信号を直列形態の信号に変換することを示している。この(Ｍ)で示しているように、隣接ビットで発生したエラーは、図４に示した(Ｅ)と比較して格段に減少したことをわかる。

図８及び図９は、本発明に従う効果を示している。特に、図８は、ＱＰＳＫ変調方式によって変調されたシンボルが２本の送信アンテナを通じて伝送された後に、２本の受信アンテナを通じて受信される場合の効果を示している。図９は、１６ＱＡＭ変調方式によって変調されたシンボルが２本の送信アンテナを通じて伝送された後に、２本の受信アンテナを通じて受信される場合の効果を示している。図８及び図９に示しているように、本発明で提案された方式は、従来の方式に比べて格段に向上した性能を示している。

以上、本発明を具体的な実施形態を参照して詳細に説明してきたが、本発明の範囲は上述の実施形態によって限られるべきではなく、本発明の範囲内で様々な変形が可能であるということは、当該技術分野における通常の知識を持つ者には明らかである。

一般なＯＦＤＭ移動通信システムの構造を示すブロック図である。一般な多重アンテナＯＦＤＭ移動通信システムの構造を示すブロック図である。図２に示した連続干渉消去方式(ＳＩＣ)受信部の構造を示すブロック図である。一般な多重アンテナＯＦＤＭ移動通信システムでデータの送受信過程を順次に示す図である。本発明に従う多重アンテナＯＦＤＭ移動通信システムでの送信部の構造を示すブロック図である。本発明に従う多重アンテナＯＦＤＭ移動通信システムでの受信部の構造を示すブロック図である。本発明に従う多重アンテナＯＦＤＭ移動通信システムでのデータの送受信過程を順次に示す図である。本発明によって提案された方式と従来の方式とを比較したグラフである。本発明によって提案された方式と従来の方式とを比較した他のグラフである。

符号の説明

５００符号化部
５０２直／並列変患部
５０４〜５０６インターリーバ
５０８〜５１０変調部
５１２〜５１４シフター
５１６〜５１８ＩＦＦＴ部
５２０〜５２２送信アンテナ

Claims

情報ビットを入力して符号化ビット列を出力する符号化部を含む移動通信システムで複数のアンテナを通じて信号を伝送する装置であって、
前記符号化ビット列を前記アンテナの数に対応して複数の符号化ビット列に変換する直／並列変換部と、
前記複数の符号化ビット列のそれぞれをインターリービングするインターリーバと、
前記インターリービングされた複数の符号化ビット列のそれぞれを複数の変調シンボルの列に変調する複数の変調部と、
前記複数の変調シンボルの列のそれぞれを相互に異なるパターンを用いて、前記複数の変調シンボルをシフトするシフターと、
前記シフトされた変調シンボルの列を送信する前記複数のアンテナのうち対応するアンテナと、
を備えることを特徴とする装置。
前記シフトを遂行した変調シンボルを副搬送波に乗せて無線チャンネルを通じて伝送するために周波数に対する信号に変換する逆フーリエ変換(ＩＦＦＴ)部をさらに備える請求項１記載の装置。
前記変調部は、
前記複数の符号化ビット列を前記アンテナの数と同一のビット数を有する変調シンボルに出力する変調方式を使用する請求項１記載の装置。
前記シフターは、
前記複数のアンテナに対して順序を定め、この順序に対応して変調シンボルを構成するビットを順次に一つずつシフトする請求項３記載の装置。
符号化ビット列を入力して情報ビットを出力する復号化部を含む移動通信システムで複数のアンテナを通じて信号を受信する装置であって、
予め決められる複数の送信アンテナの順序に対応して相互に異なるパターンでシフトされたビットで構成された複数の変調シンボルの列のそれぞれを受信する複数のアンテナと、
前記受信された変調シンボルの列のそれぞれを送信装置で使用したパターンと同一のパターンによってシフトする複数のシフターと、
前記シフトした変調シンボルの列のそれぞれを復調して複数の符号化ビット列に復調する複数の復調部と、
前記複数の符号化ビット列のそれぞれをデインターリービングする複数のデインターリーバと、
前記デインターリービングされた符号化ビット列を一つの符号化ビット列に変換する並／直列変換部と、
を備えることを特徴とする装置。
前記受信装置は、
前記アンテナから伝達された副搬送波に乗せて無線チャンネルを通じて伝送された周波数に対する信号を時間に対する信号に変換するフーリエ変換(ＦＦＴ)部をさらに備える請求項５記載の装置。
前記受信装置は、
前記ＦＦＴ部から伝達された受信シンボルを一定の規則に従って順位を設定し、前記優先順位が高い受信シンボルに対するエラー推定を利用して、優先順位が低い受信シンボルに対するエラー推定を遂行する連続干渉消去方式の受信部をさらに備える請求項６記載の装置。
情報ビットを入力して符号化ビット列を出力する符号化部を含む移動通信システムで複数のアンテナを通じて信号を伝送する方法であって、
前記符号化ビット列を前記アンテナの数に対応して複数の符号化ビット列に変換するステップと、
前記複数の符号化ビット列のそれぞれをインターリービングするステップと、
前記インターリービングされた複数の符号化ビット列のそれぞれを複数の変調シンボルの列に変調するステップと、
前記複数の変調シンボルの列のそれぞれを相互に異なるパターンによってシフトするステップと、
前記複数の変調シンボルの列のそれぞれを相互に異なるパターンを用いて、前記複数の変調シンボルをシフトするステップと、
前記シフトされた変調シンボルの列を前記複数のアンテナのうち対応するアンテナを通じて伝送するステップと、
を備えることを特徴とする方法。
前記シフトを遂行した変調シンボルを副搬送波に乗せて無線チャンネルを通じて伝送するために周波数に対する信号に変換する逆フーリエ変換(いＦＦＴ)ステップを加える請求項８記載の方法。
前記複数の符号化ビット列を前記アンテナの数と同一のビット数を有する変調シンボルに変換する変調方式を使用する請求項９記載の方法。
前記複数のアンテナに対して順序を定め、前記順序に対応して変調シンボルを構成するビットを順次に一つずつシフトする請求項１０記載の方法。
符号化ビット列を入力して情報ビットを出力する復号化部を含む移動通信システムで複数のアンテナを通じて信号を受信する方法であって、
予め決められる複数の送信アンテナの順序に対応して順次的にシフトされたビットで構成された複数の変調シンボルの列のそれぞれを前記複数のアンテナを通じて受信するステップと、
前記受信された変調シンボルの列のそれぞれを送信装置で使用したパターンと同一のパターンによってシフトするステップと、
前記シフトした変調シンボルの列のそれぞれを複数の符号化ビット列に復調するステップと、
前記複数の符号化ビット列のそれぞれをデインターリービングするステップと、
前記デインターリービングされた符号化ビット列を一つの符号化ビット列に変換するステップと、
を備えることを特徴とする方法。
前記アンテナから伝達された副搬送波に乗せて無線チャンネルを通じて伝送された周波数に対する信号を時間に対する信号に変換するフーリエ変換(ＦＦＴ)ステップをさらに備える請求項１２記載の方法。
前記ＦＦＴ部から伝達された受信シンボルを一定の規則に従って順位を設定し、この優先順位が高い受信シンボルに対するエラー推定を利用して、優先順位が低い受信シンボルに対するエラー推定を遂行するステップをさらに備える請求項１３記載の方法。