CN101185272B - 接收装置 - Google Patents

Abstract

可以对从多根天线发送的多个调制信号，以较小的电路规模、且差错率特性良好地进行解调。部分比特判定部(509、512)在解调64QAM调制的调制信号的一部分的比特时，根据该接收信号点存在于IQ平面上的哪个区域，改变构成1码元的6比特的比特串中第几个比特作为部分比特进行解调。由此，在部分比特判定单元(509、512)判定的部分比特的差错率特性提高，用于似然检测单元(518)的减少了的候补信号点的可靠性提高。其结果，能提高最终的接收数字信号(322、323)的差错率特性。

Description

接收装置

技术领域

本发明涉及将从多根天线同时发送的调制信号接收，并进行解调的接收装置。 

背景技术

以往，作为使用多根天线的解调方法，已知有非专利文献1揭示的技术。以下，参照附图简单说明该非专利文献1中所揭示的内容。 

图1中，发送装置30将发送信号A的数字信号1、以及发送信号B的数字信号2，输入至调制信号生成单元3。调制信号生成单元3通过对于发送信号A的数字信号1及发送信号B的数字信号2施加BPSK(Binariphase PhaseShift Keying)或QPSK(Quadrature Phase Shift Keying)、16QAM(QuadratureAmplitude Modulation)等调制，获得发送信号A的基带信号4、以及发送信号B的基带信号5，并将这些信号送到无线单元6。 

无线单元6通过对于发送信号A的基带信号4、以及发送信号B的基带信号5，施加频率转换及放大等预定的无线处理，获得发送信号A的调制信号7、以及发送信号B的调制信号8，并将这些信号分别提供给天线9及天线10。据此，发送信号A的调制信号7从天线9作为电波发射；并且发送信号B的调制信号8从天线10作为电波而发射。 

接收装置40通过由无线单元13对于由天线1l接收的接收信号12进行频率转换或放大等无线处理，而获得基带信号14，将其发出至最大似然检测单元19。相同地，通过由无线单元17对于由天线15接收的接收信号16进行频率转换或放大等无线处理而获得基带信号18，并将其发出至最大似然检测单元19。 

最大似然检测单元19通过检测基带信号14、18，而获得发送信号A的接收数字信号20及发送信号B的接收数字信号21。此时，最大似然检测单元19如非专利文献1中所表示的那样，进行最大似然检测(MLD：Maximum Likelihood Detection)。 

[非专利文献1]IEEE WCNC 1999年，1038页，9月号，1999年(IEEEWCNC 1999，pp.1038-1042，Sep.1999.) 

发明内容

本发明所要解决的问题 

然而，例如图1的结构中，在调制信号生成单元3进行了16QAM的情况下，在最大似然检测单元19进行MLD时，必须求出16×16＝256个候补信号点和接收信号间的欧几里得距离。而且，在调制信号生成单元3进行了64QAM的情况下，在最大似然检测单元19进行MLD时，必须求出64×64＝4096个候补信号点和接收信号间的欧几里得(Euclidian)距离。如果以进行这样的运算而进行检测，则接收质量(差错率特性)确实改善，但存在由于运算次数变得非常多，导致电路规模变大的问题。该问题如上所述，调制阶数越多则越显著。 

本发明的目的在于提供一种接收装置，可以对从多根天线发送的多个调制信号以较小的电路规模、较好的差错率特性解调。 

用于解决问题的技术方案 

为解决上述问题，本发明的接收装置是接收从由多根天线发送彼此不同的调制信号的发送装置发送的调制信号的接收装置，该接收装置采用如下结构，信道变动估计单元，求各个调制信号的信道估计值；以及欧几里得距离计算单元，以所述信道估计值和所述接收信号作为输入，从所述信道估计值求候补信号点，使用比特移位器及加法器来计算所述候补信号点和所述接收信号之间的欧几里得距离的近似值。所述欧几里得距离计算单元，在IQ平面上的所述候补信号点与所述接收信号点之间的I方向的距离x和Q方向的距离y的大小为|x|＜|y|，且为0＜|x|＜|y|×(1/4+1/8)的关系时，使欧几里得距离的近似值为|y|，在IQ平面上的所述候补信号点与所述接收信号点之间的I方向的距离x和Q方向的距离y的大小为|x|＜|y|，且为|y|×(1/4+1/8)＜|x|＜|y|×(1/2+1/8)的关系时，使欧几里得距离的近似值为|y|×(1+1/8)，在IQ平面上的所述候补信号点与所述接收信号点之间的I方向的距离x和Q方向的距离y的大小为|x|＜|y|，且为|y|×(1/2+1/8)＜| x|＜|y|×(1/2+1/4+1/8)的关系时，使欧几里得距离的近似值为|y|×(1+1/4)，在IQ平面上的所述候补信号点与所述接收信号点之间的I方向的距离x和Q方向的距离y的大小为|x|＜|y|，且为|y|×(1/2+1/4+1/8)＜|x|的关系时，使欧几里得距离的近似值为|y|×(1+1/4+1/8)，并输出。 

本发明的接收装置，接收从发送装置发送的调制信号，包括：信道变动估计单元，求各个调制信号的信道估计值；以及欧几里得距离计算单元，以所述信道估计值和所述接收信号作为输入，从所述信道估计值求候补信号点，使用比特移位器及加法器来计算所述候补信号点和所述接收信号之间的欧几里得距离的近似值。所述欧几里得距离计算单元，在IQ平面上的所述候补信号点与所述接收信号点之间的I方向的距离x和Q方向的距离y的大小为|x|＞|y|，且为0＜|y|＜|x|×(1/4+1/8)的关系时，使欧几里得距离的近似值为|x|，在IQ平面上的所述候补信号点与所述接收信号点之间的I方向的距离x和Q方向的距离y的大小为|x|＞|y|，且为|x|×(1/4+1/8)＜|y|＜|x|×(1/2+1/8)的关系时，使欧几里得距离的近似值为|x|×(1+1/8)，在IQ平面上的所述候补信号点与所述接收信号点之间的I方向的距离x和Q方向的距离y的大小为|x|＞|y|，且为|x|×(1/2+1/8)＜|y|＜|x|×(1/2+1/4+1/8)的关系时，使欧几里得距离的近似值为|x|×(1+1/4)，在IQ平面上的所述候补信号点与所述接收信号点之间的I方向的距离x和Q方向的距离y的大小为|x|＞|y|，且为|x|×(1/2+1/4+1/8)＜|y|的关系时，使欧几里得距离的近似值为|x|×(1+1/4+1/8)，并输出。 

本发明的接收装置，对从多个天线发送彼此不同的调制信号的发送装置所发送的调制信号进行接收，包括：信道变动估计单元，求各个调制信号的信道估计值；部分比特解调单元，使用与似然检测不同的检测方法，仅解调所述调制信号的一部分的比特；信号点减少单元，使用解调后的部分比特和所述信道估计值减少候补信号点；以及似然检测单元，使用减少了的所述候补信号点和接收基带信号进行似然检测。所述似然检测单元基于所述候补信号点与所述接收基带信号的接收信号点之间的欧几里得距离进行似然检测，在IQ平面上的所述候补信号点与所述接收信号点之间的I方向的距离x和Q 方向的距离y的大小为|x|＜|y|，且为0＜|x|＜|y|×(1/4+1/8)的关系时，使欧几里得距离的近似值为|y|，在IQ平面上的所述候补信号点与所述接收信号点之间的I方向的距离x和Q方向的距离y的大小为|x|＜|y|，且为|y|×(1/4+1/8)＜|x|＜|y|×(1/2+1/8)的关系时，使欧几里得距离的近似值为|y|×(1+1/8)，在IQ平面上的所述候补信号点与所述接收信号点之间的I方向的距离x和Q方向的距离y的大小为|x|＜|y|，且为|y|×(1/2+1/8)＜|x|＜|y|×(1/2+1/4+1/8)的关系时，使欧几里得距离的近似值为|y|×(1+1/4)，在IQ平面上的所述候补信号点与所述接收信号点之间的I方向的距离x和Q方向的距离y的大小为|x|＜|y|，且为|y|×(1/2+1/4+1/8)＜|x|的关系时，使欧几里得距离的近似值为|y|×(1+1/4+1/8)，来进行似然检测；并且在IQ平面上的所述候补信号点与所述接收信号点之间的I方向的距离x和Q方向的距离y的大小为|x|＞|y|，且为0＜|y|＜|x|×(1/4+1/8)的关系时，使欧几里得距离的近似值为|x|，在IQ平面上的所述候补信号点与所述接收信号点之间的I方向的距离x和Q方向的距离y的大小为|x|＞|y|，且为|x|×(1/4+1/8)＜|y|＜|x|×(1/2+1/8)的关系时，使欧几里得距离的近似值为|x|×(1+1/8)，在IQ平面上的所述候补信号点与所述接收信号点之间的I方向的距离x和Q方向的距离y的大小为|x|＞|y|，且为|x|×(1/2+1/8)＜|y|＜|x|×(1/2+1/4+1/8)的关系时，使欧几里得距离的近似值为|x|×(1+1/4)，在IQ平面上的所述候补信号点与所述接收信号点之间的I方向的距离x和Q方向的距离y的大小为|x|＞|y|，且为|x|×(1/2+1/4+1/8)＜|y|的关系时，使欧几里得距离的近似值为|x|×(1+1/4+1/8)，来进行似然检测。 

根据该结构，由于在部分比特解调单元使用与似然检测不同的检测方法，仅解调一部分比特，所以能以较少的运算量获得部分比特。而且，在似然检测单元，由于使用减少了的候补信号点进行似然检测，所以能以较少运算量，较高精度地求得剩余的比特。如此，由于设为部分进行似然检测，所以一方面可以减少求取欧几里得距离的运算次数；另一方面可以获得差错率特性较 好的接收数字信号。 

另外，本发明的接收装置所采用的结构是，部分比特解调部在解调64QAM调制的调制信号的一部分的比特时，根据该接收信号点在IQ平面上的哪个区域存在，改变构成1码元的6比特的比特串中第几个比特作为部分比特进行解调。 

根据本结构，部分比特解调单元解调的部分比特的差错特性提高，在似然检测单元使用减少了的候补信号点的可靠性提高。其结果，能够使最终的解调比特的差错率特性提高。 

发明的效果 

根据本发明，可以实现一种接收装置，该装置可以对从多根天线发送的多个调制信号，以较小的电路规模、且差错率特性良好地进行解调。 

附图说明

图1是表示以往的多天线发送装置及接收装置概要结构的方框图； 

图2是表示本发明实施方式1涉及的发送装置结构的方框图； 

图3是表示实施方式1的帧结构的图； 

图4是表示本发明实施方式1涉及的接收装置结构的方框图； 

图5是表示接收装置的信号处理单元结构的方框图； 

图6是表示实施方式的发送接收天线关系的图； 

图7A是表示适用于调制信号A的16QAM的比特配置的图； 

图7B是表示适用于调制信号B的16QAM的比特配置的图； 

图8是表示接收到16QAM的调制信号A和1 6QAM的调制信号B时的估计信号点(候补信号点)的信号点配置例的图； 

图9A是表示16QAM的比特配置的图； 

图9B是表示实施方式1的用于16QAM的部分比特判定的区域分割的方法的图； 

图10是表示在实施方式1的信号点减少后的信号点状态的图； 

图11A是表示1 6QAM的比特配置的图； 

图11B是表示用于16QAM部分的2比特的部分比特判定的区域分割的方法的图； 

图12是表示实施方式1的发送装置结构的方框图； 

图13A是表示从图12的发送装置发送的调制信号A的帧结构的图； 

图13B是表示从图12的发送装置发送的调制信号B的帧结构的方框图； 

图14是表示接收来自图12的发送装置的信号的接收装置结构的方框图； 

图15A是表示实施方式2的发送装置的信号点配置的图； 

图15B是表示用于实施方式2的接收装置的部分比特判定的区域分割的方法的图； 

图16是表示实施方式2的信号处理单元的其他结构例的方框图； 

图17是表示64QAM的信号点配置的图； 

图18是表示实施方式3的发送装置的信号点配置，以及用于接收装置的部分比特判定的区域分割的方法的图； 

图19是表示实施方式3的发送装置的信号点配置，以及用于接收装置的部分比特判定的区域分割的方法的图； 

图20是表示实施方式4的发送装置结构的方框图； 

图21是表示实施方式4的接收装置的信号处理单元结构的方框图； 

图22是用于说明由图2 1的软判定值计算单元的运算处理的图； 

图23是表示实施方式4的信号处理单元的其他结构例的方框图； 

图24是表示实施方式5的编码单元结构的方框图； 

图25A是表示实施方式5的用于判定调制信号A的部分比特的部分比特判定单元结构的图； 

图25B是表示实施方式5的的用于判定调制信号B的部分比特的部分比特判定单元结构的图； 

图25C是表示实施方式5的似然检测单元结构的图； 

图26是表示实施方式5的编码单元的其他结构例的方框图； 

图27是表示根据实施方式5的接收装置的信号处理单元的其他结构例的方框图； 

图28是表示在实施方式6进行网格编码(trellis coding)调制的调制单元结构的方框图； 

图29是表示用于对BPSK信号进行部分比特判定的区域分割方法的图； 

图30是表示实施方式7的发送装置结构的方框图； 

图3 1是表示实施方式7的帧结构的图； 

图32是表示实施方式7的接收装置结构的方框图； 

图33是表示根据实施方式7的接收装置的信号处理单元结构的方框图； 

图34是表示实施方式7的接收装置的信号处理单元的其他结构的方框 图； 

图35是用于说明实施方式8的1比特判定处理的图； 

图36是表示实施方式8的1比特判定处理顺序的流程图； 

图37是用于说明实施方式9的区域分割的图； 

图38是用于说明实施方式9的区域分割的图； 

图39是用于说明实施方式11的曼哈顿距离(Manhattan distance)和欧几里得距离的图； 

图40是用于说明实施方式11的采用了曼哈顿距离的欧几里得距离的近似的图； 

图41是表示实施方式11的用于似然检测的电路结构例子的方框图； 

图42是表示实施方式12的部分比特判定处理顺序的流程图； 

图43是表示实施方式13的接收装置的信号处理单元结构的方框图； 

图44是表示实施方式14的接收装置的信号处理单元结构的方框图；以及 

图45是表示实施方式15的接收装置的信号处理单元结构的方框图。 

具体实施方式

以下，参照附图详细说明本发明的实施方式。 

(实施方式1) 

图2表示本实施方式的发送装置的结构。发送装置100，对调制单元102输入数字信号101，并对调制单元110输入数字信号109。 

调制单元102将数字信号101、帧结构信号118作为输入，按照帧结构信号118而对数字信号101进行调制，将据此获得的基带信号103向扩频单元104送出。扩频单元104将基带信号103乘以扩频码，将据此获得的扩频了的基带信号105向无线单元106发出。无线单元106通过对扩频后的基带信号105施加频率转换、放大等，获得调制信号107。调制信号107从天线108作为电波输出。 

调制单元110将数字信号109、帧结构信号118作为输入，按照帧结构信号118而调制数字信号109，将据此获得的基带信号111向扩频单元112发出。扩频单元112将基带信号111乘以扩频码，将据此获得的扩频后的基带信号113向无线单元114发出。无线单元114通过对扩频后的基带信号113 施加频率转换、放大等，获得调制信号115。调制信号115从天线116作为电波输出。 

另外，在以下的说明中，将从天线108发送的信号称为调制信号A，将从天线116发送的信号称为调制信号B。 

帧结构信号生成单元117将表示帧结构的信息，例如图3的帧结构信息，作为帧结构信号118输出。 

图3表示了从发送装置100的各天线108、116发送的调制信号的帧结构例。从天线108发送的调制信号A、从天线116发送的调制信号B，具有用于信道估计的信道估计码元201、203和数据码元202、204。发送装置100将如图3所示的帧结构的调制信号A和调制信号B在大致相同的时刻发送。再者，用于信道估计的码元201及203也可称为导频码元、唯一字码、前导码。 

图4表示本实施方式的接收装置的结构。接收装置300以两根天线301、311接收信号。 

无线单元303将在天线301接收到的接收信号302作为输入，对接收信号302施加频率转换、正交解调等，将据此获得的基带信号304向解扩单元305送出。解扩单元305将基带信号304解扩，输出据此获得的解扩后的基带信号306。 

调制信号A的信道变动估计单元307将解扩后的基带信号306作为输入，使用例如图3的帧结构的调制信号A的信道估计码元201，估计信道变动，将据此获得的调制信号A的信道变动信号308向信号处理单元321送出。相同地，调制信号B的信道变动估计单元309将解扩后的基带信号306作为输入，使用例如图3的帧结构的调制信号B的信道估计码元203，估计信道变动，将据此获得的调制信号B的信道变动信号310向信号处理单元321送出。 

无线单元313将在天线311接收到的接收信号312作为输入，对接收信号312施加频率转换、正交解调等，将据此获得的基带信号314向解扩单元315送出。解扩单元315将基带信号314解扩，输出据此获得的解扩后的基带信号316。 

调制信号A的信道变动估计单元317将解扩后的基带信号316作为输入，使用例如图3的帧结构的调制信号A的信道估计码元201，估计信道变动，将据此获得的调制信号A的信道变动信号318向信号处理单元321送出。相 同地，调制信号B的信道变动估计单元319将解扩后的基带信号316作为输入，使用例如图3的帧结构的调制信号B的信道估计码元203，估计信道变动，将据此获得的调制信号B的信道变动信号320向信号处理单元321送出。 

信号处理单元321将解扩后的基带信号306和316、调制信号A的信道变动信号308和318、调制信号B的信道变动信号310和320作为输入，通过使用这些信号进行调制信号A和B的检测、解码等，获得调制信号A的数字信号322、调制信号B的数字信号323。图5表示信号处理单元321的详细结构，其详细操作在后面叙述。 

图6表示了本实施方式的发送接收装置之间的关系。将从发送装置100的天线108发送的信号设为Txa(t)，将从天线116发送的信号设为Txb(t)，将在接收装置300的接收天线301接收的信号设为Rxl(T)，将在接收天线311接收的信号设为Rx2(T)，将各天线间的传输变动，分别设为h11(t)、h12(t)、h21(t)、h22(t)。于是，以下算式的关系式成立。其中，t设为时间。 

$\left(\begin{array}{c}\mathrm{Rx}1\left(t\right)\\ \mathrm{Rx}2\left(t\right)\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}h11\left(t\right)& h21\left(t\right)\\ h12\left(t\right)& h22\left(t\right)\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}\mathrm{Txa}\left(t\right)\\ \mathrm{Txb}\left(t\right)\end{array}\right)---\left(1\right)$

图7A、图7B表示在各调制单元102、110进行了16QAM(QuadratureAmplitude Modulation)时的调制信号A和调制信号B的信号点配置及比特分配。图7A是调制信号A的信号点配置及比特分配，图7B是调制信号B的信号点配置及比特分配。调制信号A、调制信号B都是1码元得以分配4比特。在此实施方式中，说明中将调制信号A的1码元分配到的4比特记述为(Sa0、Sa1、Sa2、Sa3)，将调制信号B的1码元分配到的4比特记述为(Sb0、Sb1、Sb2、Sb3)。即，(Sa0、Sa1、Sa2、Sa3)、(Sb0、Sb1、Sb2、Sb3)，分别取得从(0、0、0、0)到(1、1、1、1)的16种值。 

如图7A、图7B那样，调制信号A、调制信号B为16QAM时，经复用而接收的接收信号中，存在16×16＝256点的信号点。有关这256点的信号点在I-Q平面的估计信号点，可以从图4的调制信号A的信道变动信号308和调制信号B的信道变动信号310获得。图8是表示该信号点配置的一个例子。 

图8的黑点表示256点的估计信号点。而且，码元701表示图4的解扩后基带信号306的信号点。此时，以求256点的估计信号点和解扩后的基带 信号的信号点701间的信号点距离、搜寻取最小距离值的估计信号点，可对调制信号A、调制信号B解码和检测。例如，码元702是(SaO、Sa1、Sa2、Sa3、Sb0、Sb1、Sb2、Sb3)为(0、0、0、0、0、0、0、0)的估计信号点，图8的情况下，由于在256点的估计信号点中，接收点701到估计信号点702的距离最小，所以作为检测结果，可以获得(0、0、0、0、0、0、0、0)。 

通过这样进行检测，由于必须求取接收点与全部256点的估计信号点之间的信号点距离，所以存在电路规模变得非常大的缺点。但是，也存在可以获得良好的接收质量(差错率特性良好的数据)的优点。另一方面，在进行与(1)式的关系式的逆矩阵运算的检测方法时，虽可以减少电路规模，但有差错率特性变差的缺点。 

本实施方式的接收装置300就是基于这两者的特征而构成的，能够以较小的电路规模，获得质量(差错率特性)良好的接收数据。 

图5是表示本实施方式的接收装置300的特征的信号处理单元321的详细结构。 

分离单元507将调制信号A的信道变动信号308和318、调制信号B的信道变动信号310和320以及解扩后的基带信号306和316作为输入，以进行(1)式的逆矩阵运算，获得发送信号Txa(t)、Txb(t)的估计信号。分离单元507把这样获得的调制信号A的估计基带信号508送到部分比特判定单元509，并将调制信号B的估计基带信号511送到部分比特判定单元512。 

在这里，分离单元507和部分比特判定单元509、512，构成使用与似然检测不同的检测方法而仅解调调制信号A、B的一部分比特的部分比特解调单元550。这里，本实施方式就是以在分离单元507进行(1)式的逆矩阵运算的情况进行叙述的。但是，也可以例如进行MMSE运算，将多个调制信号混杂在一起的接收信号，分离为各调制信号A、B，主要在于只要使用与似然检测不同的检测方法仅解调调制信号A、B的一部分比特即可。 

现在对部分比特判定单元509、512的动作加以说明。由于部分比特判定单元509和部分比特判定单元512的动作相同，而仅是处理的信号不同，所以在此就有关调制信号A的部分比特判定单元509的动作加以说明。图9A表示16QAM的16个信号点(码元)的坐标配置。由此可知，构成调制信号A的1码元的4比特(Sa0、Sa1、Sa2、Sa3)，根据信号点位置，取从(0、0、0、0)到(1、1、1、1)的任一值。 

部分比特判定单元509将调制信号A的估计基带信号508作为输入，调制信号A的估计基带信号508存在于图9B所示的区域1时确定Sa0＝1，存在于区域2时确定Sa0＝0，存在于区域3时确定Sa2＝1，存在于区域4时确定Sa2＝0，存在于区域5时确定Sa3＝1，将此信息作为调制信号A的确定的部分比特信息510输出。部分比特判定单元512，将调制信号B的估计基带信号511作为输入，以进行和上述相同的动作，并输出调制信号B的已确定的部分比特信息513。 

这里，将确定1比特的区域决定为如图9B那样的理由，是因为Sa0、Sb1、Sa2、Sa3之中，与图9B那样决定的1比特和剩余的3比特相比较，正确的可能性较高。因此，即使确定了这1比特，在之后的检测中，导致接收质量恶化的可能性也较低。 

接着，对信号点减少单元514、516的动作加以说明。信号点减少单元514将调制信号A的信道变动估计信号318、调制信号B的信道变动估计信号320、调制信号A的确定的部分比特信息510以及调制信号B的确定的部分比特信息513作为输入。此处在不进行信号点减少的情况下，如图8那样，从调制信号A的信道变动估计信号318、调制信号B的信道变动估计信号320，求取256个信号点候补点。但是，在本实施方式中，通过使用调制信号A的确定的部分比特信息510及调制信号B的确定的部分比特信息513，如上述那样，根据每1比特的确定信息(共计2比特)，8比特(256点信号点)中仅有8-2＝6比特(64个信号点)还是未确定的。 

例如，设定将Sa0＝1的信息作为调制信号A的确定的部分比特信息510，将Sb0＝0的信息作为调制信号B的确定的部分比特信息513，输入到信号点减少单元514。于是，信号点减少单元514在256个信号点(图8)中删去不成为Sa0＝1且Sb＝0值的信号点。据此，可将候补信号点减少到64个，信号点减少单元514将这64个信号点的信息作为减少后的信号点信息515输出。信号点减少单元516将调制信号A的信道变动信号308、调制信号B的信道变动信号310、调制信号A的确定的部分比特信息510以及调制信号B的确定的部分比特信息513作为输入，进行和上述相同的动作，并输出减少后的信号点信息517。 

似然检测单元518将解扩后的基带信号306、316、减少后的信号点信息515、517作为输入。然后，从减少后的信号点信息515及解扩后的基带信号 316，获得图10的状态。在图10中，解扩后的基带信号316是以码元701表示的信号点，减少后的信号点信息515是以黑点表示64个信号点。然后，似然检测单元518求取64点候补信号点和解扩后的基带信号的信号点701间的信号点距离。即，求取分支量度。将其命名为分支量度X。相同地，似然检测单元518从减少后的信号点信息517及解扩后的基带信号306，求取64个候补信号点和解扩后的基带信号的信号点701之间的信号点距离。即，求取分支量度。将其命名为分支量度Y。 

然后，似然检测单元518使用分支量度X和分支量度Y，求取似然最高的8比特序列，将其作为调制信号A的数字信号322及调制信号B的数字信号323输出。另外，在图5的例中，似然检测单元518是将调制信号A和调制信号B的数字信号322和323分离(并联地)输出，但是，也可以设为将调制信号A、调制信号B的数字信号一起(串联地)作为一系列的数字信号输出。 

这样，根据本实施方式，通过设置：使用与似然检测不同的检测方法，而判定构成各调制信号的1码元的多个比特中的部分比特的部分比特解调单元550；使用判定的部分比特而减少候补信号点的信号点减少单元514、516；以及以基于减少的候补信号点和接收点之间的欧几里得距离，进行最大似然检测而获得接收数字信号322、323的似然检测单元518；从而可以实现以较小的电路规模，有效提升差错率特性的接收装置300。亦即，由于在似然检测单元518使用减少了的候补信号点，以致求取欧几里得距离的运算次数减少，所以可减少电路规模。又如，因为基于逆矩阵运算结果而求取的部分比特，仅仅是难以出错的比特，所以和将全部的比特基于逆矩阵运算结果似然解码的情况相比较，可以大大抑制起因于逆矩阵运算的差错率特性的恶化。 

(i)部分比特判定单元的其他结构例 

在上述的实施方式中，是对于由部分比特判定单元509、512对每1比特进行比特判定，在信号点减少单元514、516分别减少共计2比特的候补信号点数的情况进行说明的。在此，说明通过由部分比特判定单元509、512对每2比特进行比特判定，在信号点减少单元514、516分别减少共计4比特的候补信号点数的方法及结构。 

图11 A和图11B是表示在图8的部分比特判定单元509、512中，确定2比特时的确定方法的一个例子。由于部分比特判定单元509和部分比特判 定单元512的动作相同，而仅是处理的信号不同，所以在此就有关调制信号A的部分比特判定单元509的动作加以说明。图11表示16QAM的16个信号点(码元)的坐标配置。由此可知，构成调制信号A的1码元的4比特(Sa0、Sa1、Sa2、Sa3)，根据信号点位置，取从(0、0、0、0)到(1、1、1、1)的任一值。 

部分比特判定单元509，将调制信号A的估计基带信号508作为输入，调制信号A的估计基带信号508存在于以图11B的虚线被划入的区域1时，确定Sa0＝0、Sa2＝1；存在于区域2时，确定Sa1＝1、Sa2＝1；存在于区域3时，确定Sa0＝1、Sa2＝1；存在于区域4时，确定Sa0＝0、Sa3＝1；存在于区域5时，确定Sa1＝1、Sa3＝1；存在于区域6时，确定Sa0＝1、Sa3＝1；存在于区域7时，确定Sa0＝0、Sa2＝0；存在于区域8时，确定Sa1＝1、Sa2＝0；存在于区域9时，确定Sa0＝1、Sa2＝0。然后，部分比特判定单元509将此信息作为调制信号A的确定了的部分比特信息510输出。部分比特判定单元512，将调制信号B的估计基带信号511作为输入，以进行和上述相同的动作，并输出调制信号B的已确定的部分比特信息513。 

这里，将确定2比特的区域决定为如图11B那样的理由，是因为Sa0、Sb1、Sa2、Sa3之中，如图11B那样判定的2比特和剩余的3比特相比较，正确的可能性较高。因此，即使确定了这2比特，在之后的检测中，导致接收质量恶化的可能性也较低。 

在信号点减少单元514，通过进行和上述相同的动作而进行候补信号点减少。此时，由于调制信号A的确定的部分比特信息510为2比特、调制信号B的确定的部分比特信息513为2比特而构成，所以成为8比特(256点信号点)中，仅仅是8-4＝4比特(16个信号点)是未确定的。据此，可将候补信号点减少到16个。这16个中的信号点信息成为减少后的信号点信息。因此，由于在似然检测单元518，可以进一步减少分支量度的计算，所以可以进一步减小电路规模。但是，如果在部分比特判定单元509、512判定的比特数增加，则接收质量会恶化。 

(ii)对多载波方式的应用 

这里，说明将本发明应用于多载波方式的情况的结构例子。作为多载波方式，以使用了OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)方式的情况为例进行说明。 

图12表示发送装置的结构。发送装置1100，对调制单元1102输入数字信号1101，并对调制单元1112输入数字信号1111。 

调制单元1102、1112，分别将数字信号1101、1111、帧结构信号1122作为输入，按照帧结构信号1122而调制数字信号1101、1111，将据此获得的基带信号1103、1113向串行并行转换单元(S/P)1104、1114送出。串行并行转换单元1104、1114分别将基带信号1103、1113进行串行并行转换，并将据此获得的并行信号1105、1115向逆傅里叶转换单元(idft)1106、1116送出。逆傅里叶转换单元1106、1116，分别对并行信号1105、1115施加逆傅里叶转换，将据此获得的逆傅里叶转换后的信号1107、1117向无线单元1108、1118送出。无线单元1108、1118，通过分别对逆傅里叶转换后的信号1107、1117施加频率转换、信号放大等，获得调制信号1109、1119。调制信号1109、1119分别从天线1110、1120作为电波输出。 

据此，从各天线1110、1120分别发送作为OFDM信号的调制信号1109(调制信号A)和调制信号1119(调制信号B)。 

在这里，帧结构信号生成单元1121将帧结构的信息作为帧结构信号1122输出。在图13A、图13B中表示了帧结构的例子。图13A、图13B是将帧结构以时间-频率轴来表示的图。图13A表示调制信号A的帧结构，图13B表示调制信号B的帧结构。作为一个例子表示由从载波1到载波5构成的情况。设为相同时刻的码元被同时发送。另外，以斜线表示的导频码元1201，是在接收方用于进行信道估计的码元。此处称为导频码元，但也可使用前导码等其他称呼，只要是可以进行信道估计的码元即可。还有，以空白表示的1202表示数据码元。 

图14表示接收装置的结构。接收装置1300以两根天线1301、1311接收信号。 

无线单元1303将以天线1301接收的接收信号1302作为输入，对接收信号1302施加频率转换等，将据此获得的基带信号1304向傅里叶转换单元(dft)1305送出。傅里叶转换单元1305将基带信号1304进行傅里叶转换，并输出据此获得的傅里叶转换后的信号1306。 

调制信号A的信道变动估计单元1307将傅里叶转换后的信号1306作为输入，使用图13A的调制信号A的导频码元1 201，从载波1到载波5分别求取调制信号A的信道变动，输出调制信号A的信道变动信号群1308(以从载 波1到载波5各自的估计信号构成)。相同地，调制信号B的信道变动估计单元1309将傅里叶转换后的信号1306作为输入，使用图13B的调制信号B的导频码元1201，从载波1到载波5分别求取调制信号B的信道变动，输出调制信号B的信道变动信号群1310(以从载波1到载波5各自的估计信号而构成)。 

相同地，无线单元1313将在天线1311接收的接收信号1312作为输入，对接收信号1312施加频率转换等，将据此获得的基带信号1314向傅里叶转换单元(dft)1315送出。傅里叶转换单元1315将基带信号1314进行傅里叶转换，并输出据此获得的傅里叶转换后的信号1316。 

调制信号A的信道变动估计单元1317将傅里叶转换后的信号1316作为输入，使用图1 3A的调制信号A的导频码元1201，从载波1到载波5分别求取调制信号A的信道变动，输出调制信号A的信道变动信号群1318(以从载波1到载波5各自的估计信号构成)。相同地，调制信号B的信道变动估计单元1319将傅里叶转换后的信号1316作为输入，使用图13B的调制信号B的导频码元1201，从载波1到载波5分别求取调制信号B的信道变动，输出调制信号B的信道变动信号群1320(以从载波1到载波5各自的估计信号而构成)。 

信号处理单元1321将傅里叶转换后的信号1306、1316、调制信号A的信道变动信号群1308、1318、以及调制信号B的信道变动信号群1310、1320作为输入，通过使用这些信号进行调制信号A和B的解码、检测等，获得调制信号A的数字信号1322、调制信号B的数字信号1323。 

信号处理单元1321设为和图5所示的信号处理单元321相同的结构就可以了。即，代替图5的调制信号A的信道变动信号308，而输入调制信号A的信道变动估计群1308；代替调制信号B的信道变动信号310，而输入调制信号B的信道变动估计群1310；代替解扩后的基带信号306，而输入傅里叶转换后的信号1306；代替调制信号A的信道变动信号318，而输入调制信号A的信道变动估计群1318；代替调制信号B的信道变动信号320，而输入调制信号B的信道变动估计群1320；代替解扩后的基带信号316，而输入傅里叶转换后的信号1316即可。 

例如，分离单元507将调制信号A的信道变动估计群501、504、调制信号B的信道变动估计群502、505、傅里叶转换后的信号503、506作为输入， 根据(1)式对每个载波施加逆矩阵运算，按照图13A、图13B的频率-时间轴的帧结构，输出调制信号A的估计基带信号508、调制信号B的估计基带信号511。 

然后，部分比特判定单元509、512对每个载波和上述相同地判定部分比特。而且，信号点减少单元514、516也对每个载波和上述相同地进行信号点减少，似然检测单元518也对每个载波进行似然检测。据此，可以获得OFDM信号构成的调制信号A、B的数字信号1322、1323。 

这样，对于OFDM方式等的多载波方式，也可以实施本发明。 

(实施方式2) 

本实施方式，与实施方式1相较，将2比特的部分判定情况的分割更简单化，并对于接收质量改善效果较大的I-Q平面的信号点配置方法加以说明。另外，此处，主要对调制信号A加以说明，只要对调制信号B进行相同的处理即可。 

发送装置和接收装置的概要结构和实施方式1相同。与实施方式1不同之处在于：发送装置的调制单元的结构、接收装置的部分比特判定单元和信号点减少单元的结构。 

在图15A表示本实施方式的发送装置的信号点配置的例子。另外，图15B表示本实施方式的接收装置的部分比特判定方法。即，由图2的调制单元102、110、图12的调制单元1102、1112，进行如图15A那样的信号点映射。还有，由图5的部分比特判定单元509、512，进行如图15B那样的区域分割并判定部分比特。 

如图15A所示，本实施方式的调制单元，将4个信号点设为1组进行调制处理(映射)，使得1组内的4个点的信号点之间的距离较小，而组与组之间的距离变大。此外，调制单元使1组内的4点信号点间的距离相同，并使各组之间的距离相同。由此，调制单元以将区域简单分割为第1到第4象限的方式配置信号点。 

据此，在接收方，可简单地解调在以信号点4点构成的组内共同的2比特。即，由于组内的信号点间距离较小，而组间的信号点距离较大，可容易且准确地判定接收点包含在哪个组(象限)，所以可容易且准确地进行2比特的部分判定。 

具体而言，接收基带信号在图1 5B所示的I-Q平面，存在于区域1时， 将在区域1的信号点4点共同的2比特，即Sa0＝1、Sa2＝1确定为部分比特。以及，接收基带信号存在于区域2时，将在区域2的信号点4点共同的2比特，即Sa0＝0、Sa2＝1确定为部分比特。以及，接收基带信号存在于区域3时，将在区域2的信号点4点共同的2比特，即Sa0＝0、Sa2＝0确定为部分比特。以及，接收基带信号存在于区域4时，将在区域4的信号点4点共同的2比特，即Sa0＝1、Sa2＝0确定为部分比特。 

图5的部分比特判定单元509将这些确定的2比特的信息，作为调制信号A的确定的部分比特信息510输出。另外，在比特判定单元512，对于调制信号B也进行相同的处理。 

图5的信号点减少单元514、516使用根据部分比特判定单元509、512确定的4比特的信息，如在实施方式1中已经叙述了的那样，将256点候补信号点减少到16点候补信号点。 

这样，根据本实施方式，对于发送装置100、1100的调制单元102、110、1102、1112，通过使用在IQ平面上分割为多个信号点组，且信号点组内的最小信号点之间距离设为小于信号点组间的最小信号点距离的信号点配置，而对发送比特进行信号点映射，可获得在接收方容易且准确地进行部分比特的判定的效果。 

此外，在使1个组内的4个点的信号点之间的距离相同，并使组与组之间的距离相同，这就可以使发送最大功率对发送平均功率之比变小。据此，由于发送系的功率放大器的线性放大要求减轻，所以也就可以获得使消耗功率变小的效果。这在应用于以下说明的64值的调制方式时也一样。 

再者，在实施方式1或本实施方式中，对于使调制信号A和调制信号B的信号点配置相同的情况进行了说明，但即使是调制信号A和调制信号B的信号点配置不同的情况下，也可获得相同的效果。 

例如，在发送方，使调制信号A的信号点配置如图1 5A那样，使调制信号B的信号点配置如图9A那样。然后在接收方，由图5的调制信号A的部分比特判定单元509确定2比特，由调制信号B的部分比特判定单元512确定1比特，这样就确定了总计3比特。然后，在信号点减少单元514、516，使用这确定的3比特的部分比特信息将256点候补信号点减少到32个信号点。 

另外，也可以考虑在接收方仅判定调制信号A部分比特的方法。图16 表示为实现此方法的信号处理单元321的结构。另外，在该例中，为了容易地判定部分比特，假设如图15A那样配置调制信号A的信号点。图16的部分比特判定单元509，基于图15B的判定基准而进行调制信号A的2比特的部分判定。信号点减少单元514、516使用确定的2比特，将256点候补信号点减少到64点候补信号点。似然检测单元518通过求取64点信号点和接收基带信号间的欧几里得距离，进行似然检测。 

如此，由于只要判定一方的调制信号的部分比特，就可以将部分比特判定单元的结构简单化，所以即可相应地减少电路规模。这样的结构，在一方的调制信号为比另一方的调制信号更容易进行部分比特判定的信号点配置时，特别有效。 

(实施方式3) 

本实施方式中，对于将调制方式设为64值的多阶调制时的具体的信号点配置的方法及部分比特的判定方法加以说明。发送装置及接收装置的概要结构，除去将调制方式从16值的多阶调制转换到64值的多阶调制之外，和实施方式1或实施方式2相同。 

图17表示了在I-Q平面上的64QAM的信号点配置。本实施方式的接收装置，由图5的部分比特判定单元509、511，分别进行判定6比特中出错可能性最低的1比特的区域分割来确定1比特。然后通过由信号点减少单元514、516从64×64＝4096点候补信号点减少2比特份的信号点，将候补信号点减少到1024点。似然检测单元518通过求取1024点各候补信号点和接收点之间的欧几里得距离，来进行似然检测。 

另外，在接收装置中，当进行由部分比特判定单元509、511确定2比特的区域分割，分别确定2比特的部分比特时，可以将候补信号点数减少到256点。再如，当进行确定3比特的区域分割，分别确定3比特的部分比特，则可以将候补信号点数减少到64点。再如，当进行确定4比特的区域分割，分别确定4比特的部分比特，则可以将候补信号点数减少到16点。这样，因为通过部分比特判定单元509、511判定的比特数越多，就越可以减少在进行似然检测时的候补信号点数，所以就可以减少运算量。但是，在由部分比特判定单元509、511确定的比特数越多的情况下，差错率特性亦越恶化，并且存在和实施方式1的16QAM时相同的情况，即区域分割变得越复杂的缺点。 

于是，在本实施方式中，作为更优选的64值的多阶调制的信号点配置， 建议使用图18那样的信号点配置。图18的信号点配置，作为基本概念，和实施方式2中说明的相同。即，进行将信号点分为多个组，并使组与组之间的最小欧几里得距离大于组内的信号点之间的最小欧几里得距离的调制(映射)处理。 

具体而言，将信号点16点设为1组，进行1组内的16点信号点间的距离较小，而组间的距离变大的调制处理(映射)。此外，调制单元使1组内的16点信号点间的距离相同，并使各组之间的距离相同。由此，调制单元以将区域简单分割为第1到第4象限的方式配置信号点。 

据此，在接收方，可简单地解调在以信号点16点构成的组内共同的2比特。即，由于组内的信号点间距离较小，而组间的信号点距离较大，可容易且准确地判定接收点包含在哪个组(象限)，所以可容易且准确地进行2比特的部分判定。 

本实施方式中，作为64值的多阶调制的其他优选信号点配置，建议使用如图19所示的信号点配置。图19是适合于各调制信号确定4比特的部分比特的64值的多阶调制的信号点配置。该信号点配置的基本概念和以上叙述的相同，进行将信号点分为多个组，且使组间的最小欧几里得距离，大于组内的信号点间的最小欧几里得距离那样的调制(映射)处理。 

具体而言，将信号点4点设为1组，进行1组内的4点信号点间的距离较小，而组间的距离变大的调制处理(映射)。如此，以将区域简单分割为1～16个区域的方式配置信号点。 

据此，在接收方，可简单地解调在以信号点16点构成的组内共同的4比特。即，由于组内的信号点间距离较小，而组间的信号点距离较大，可容易且准确地判定接收点包含在哪个组(区域1～16)，所以，可以容易且准确地进行4比特的部分判定。 

这样，根据本实施方式，将各自不同的64值调制信号从多根天线发送时，通过将64值的信号点分为多个组，且进行使组间的最小欧几里得距离大于组内的信号点间的最小欧几里得距离的调制(映射)处理，可以在接收方容易且准确地进行部分比特判定处理及信号点减少处理，所以可以在接收方用较小的电路规模，获得差错率特性良好的接收信号。 

再者，本实施方式的方法如实施方式2中说明了的那样，并不限于使调制信号A和调制信号B的信号点配置相同的情况，即使在调制信号A和调制 信号B的信号点配置以不同的方式配置，以使调制信号A和调制信号B判定的部分比特的比特数不同的情况下，也可以实施。 

(实施方式4) 

本实施方式中，对适合于加上实施方式1～3的结构，在发送方进行卷积编码或者特播(turbo)编码，而在接收方进行软判定解码的情况下的软判定值计算方法进行说明。本实施方式基本上能适用于采用在上述的实施方式中描述的任何信号点配置的情况，此处作为一个例子，以在发送方进行图1 5A表示的信号点配置的情况为例，加以说明。 

在和图2的对应部分标注相同标号表示的图20，表示本实施方式的发送装置的结构。发送装置1900向编码单元1902输入发送数字信号1901。编码单元1902，通过对发送数字信号1901施加卷积编码，获得编码后的数字信号101及编码后的数字信号102，将这些发送到调制单元102、110。 

接收装置的整体结构如图4所示。本实施方式中，将图4的信号处理单元321如图21的信号处理单元2000那样构成。另外，在图21中，与图5相对应的部分标注了相同的标号。 

本实施方式的信号处理单元2000具有软判定值计算单元2001。软判定值计算单元2001将减少后的信号点信息515、517和解扩后的基带信号503、506作为输入，使用这些信号获得软判定值信号2002，将其向判定单元2003送出。判定单元2003解码软判定值信号2002，而获得数字信号2004。 

参照图22详细叙述该软判定值计算单元2001及判定单元2003的处理。 

例如，假设图20的发送装置1900以如图15A那样的信号点配置发送调制信号。并且，假设图4的接收装置300接收了此调制信号。 

于是，在图21的信号处理单元2000，部分比特判定单元509基于图15B的信号点配置的区域分割，确定调制信号A的Sa0、Sa2的2比特，并将其作为部分比特信息510输出。相同地，部分比特判定单元512基于图15B的信号点配置的区域分割，确定调制信号B的Sb0、Sb2的2比特，并将其作为部分比特信息513而输出。 

信号点减少单元514使用来自部分比特判定单元509、512的4比特的信息，从16×16＝256点的信号点，求取16点信号点，将其作为减少后的信号点信息515，向软判定值计算单元2001送出。相同地，信号点减少单元516也将16点的信号点信息，作为减少后的信号点信息517，向软判定值计算单 元2001送出。 

此处，作为一个例子，将在部分比特判定单元509确定的调制信号A的部分比特设为Sa0＝0、Sa2＝0，并将在部分比特判定单元512确定的调制信号B的部分比特设为Sb＝0、Sb2＝0。 

此时，软判定值计算单元2001使用减少后的信号点信息515和解扩后的基带信号316，进行图22的计算。 

(步骤ST1) 

首先，例如，求取减少后的信号点信息515的16个信号点和解扩后的基带信号之间的欧几里得距离的平方。此处，将欧几里得距离的平方以D(Sa0，Sa2，Sb0，Sb2，Sa1，Sa3，Sb1，Sb3)这个函数表示。于是在此例中，由于Sa0＝0、Sa2＝0、Sb0＝0、Sb2＝0，所以求取在D(0，0，0，0，Sa1，Sa3，Sb 1，Sb3)中的Sa1、Sa3、Sb1、Sb3为0或1的1 6个值。并且，可使用此求出事后概率。 

(步骤ST2) 

接着，从D(0，0，0，0，Sa1，Sa3，Sb1，Sb3)的16个值中，求得最大值。将此时的最大值设为Dmax。 

(步骤ST3) 

最后，将实际求得欧几里得距离的平方的16个信号点以外的240个信号点的欧几里得距离平方的值，全部设为Dmax。在此例中，将从D(0，0，0，1，0，0，0，0)到D(1，1，1，1，1，1，1，1)的值，全部设为Dmax。即，由于将实际求得至欧几里得距离的平方的16个信号点以外的240个信号点的欧几里得距离，可以看作大于16个信号点的欧几里得距离的平方值的最大值Dmax，所以将这些信号点的欧几里得距离的平方值一律设定为Dmax。据此，将16点的信号点的欧几里得距离的平方值有效地利用，可容易地获得256点的欧几里得距离的平方值。 

然后，软判定值计算单元2001将这些256点的欧几里得距离平方的值(分支量度)作为软判定值信号2002输出。 

判定单元2003将软判定值信号2002作为输入，从分支量度求路径量度并解码，且输出数字信号2004。 

如此，根据信号处理单元2000，由于通过在仅计算减少了的各候补信号点和接收点之间的欧几里得距离，并将此外的各信号点和接收点之间的欧几 里得距离全部定为上述求得的欧几里得距离的最大值Dmax，而获得全部的候补信号点的软判定值，所以能够容易地获得有关全部的候补信号点的软判定值。 

在和图21的对应部位标注相同标号表示的图23，表示本实施方式的信号处理单元的另一种结构。信号处理单元2200具有加权系数计算单元2201。 

加权系数计算单元2201将调制信号A的信道变动信号308、318和调制信号B的信道变动信号310、320作为输入，求取对应于乘以分支量度的可靠度的加权系数。此处，分离单元507通过进行例如(1)式的运算来分离信号时，加权计算单元2201求取对应于信号的分离精度的加权系数即可。具体而言，加权计算单元220 1如文献“Soft-decision decoder employing eigenvalue ofchannel matrix in MIMO systems”IEEE PIMRC2003，pp.1703-1707，Sep.2003.所示地，例如求取(1)式的矩阵的特征值的最小功率，并将其作为加权系数信号2202输出即可。 

软判定值计算单元2001将减少后的信号点信息515、517和解扩后的基带信号306、316以及加权系数信号2202作为输入，通过将求得的分支量度乘以加权系数，而求出软判定值信号2002。 

如此，在信号处理单元2200，通过将分支量度乘以加权系数，就可以进一步提高差错率特性。再者，上面的说明中，就作为加权系数使用了固有值的最小功率的情况进行了叙述，加权系数并不局限于此。 

另外，本实施方式中，就使用卷积编码的情况作了说明，但并不局限于此，使用特播编码、低密度奇偶校验编码等的情况下，也可以同样地实施。而且，即使设置更换信号顺序的交织，删去信号的一部分而降低冗长度的删截功能等，也可以同样地实施。这一点对有关其他的实施方式也一样。 

另外，在本实施方式中，说明了求取欧几里得距离的平方，并据此求取软判定值的例子，但并不限于欧几里得距离的平方，但也可以适用于以其他的似然为基准，来求取软判定值的情况。这一点对有关其他的实施方式也一样。并且，作为求出软判决值的方法，除了本实施方式说明的之外，使用步骤ST1求出的事后概率和使用信道矩阵求出分离后的SNR使其作为事前概率，并使用事后概率和事前概率来求软判决值亦可。这一点对有关其他的实施方式也一样。 

(实施方式5) 

本实施方式中，对如同上述实施方式中说明了的那样，在接收方进行减少部分比特、减少候补信号点的处理时，更合适的编码(卷积编码、特播编码)方法加以说明。 

发送装置概要结构如图20所示。在这个实施方式中，作为一个例子，假设调制单元102、110采用了如图15A所示的信号点配置的16值多阶调制。同时，接收装置概要结构如图4所示。 

图24表示本实施方式的编码单元的结构。即，图24的编码单元2300作为图20的编码单元1902使用。 

编码单元2300包括：(Sa0，Sa2)编码单元2302、(Sa1，Sa3，Sb1，Sb3)编码单元2304以及(Sb0，Sb2)编码单元2306。各编码单元2302、2304、2306输入数字信号1901，分别进行对特定的比特的编码处理。 

即，(Sa0，Sa2)编码单元2302将包含在数字信号1901的比特Sa0、Sa2编码，输出该比特Sa0、Sa2的编码信息2303。(Sa1，Sa3，Sb1，Sb3)编码单元2304将包含于数字信号1 901的比特Sa1、Sa3、Sb1、Sb3编码，输出该比特Sa1、Sa3、Sb1、Sb3的编码信息2305。(Sb0，Sb2)编码单元2306将包含在数字信号1901的比特Sb0、Sb2编码，输出Sb0、Sb2的编码信息2307。 

如此，通过设为以预定的比特为单位施加编码处理，在接收方变得能够以该比特为单位进行纠错解码处理。特别是本实施方式中，通过设为在接收方进行部分比特判定的比特为单位而施加编码处理，能够以部分比特为单位进行纠错解码处理，所以是合适的。 

(Sa0，Sa1，Sa2，Sa3)信号生成单元2308将Sa0、Sa2的编码信息2303和Sa1、Sa3、Sb1、Sb3的编码信息2305作为输入，生成Sa0、Sa1、Sa2、Sa3的信号，并将其作为编码后的数字信号101输出。 

相同地，(Sb0，Sb1，Sb2，Sb3)信号生成单元2310将Sa1、Sa3、Sb1、Sb3的编码信息2305和Sb0、Sb2的编码信息2307作为输入，生成Sb0、Sb1、Sb2、Sb3的信号，并将其作为编码后的数字信号109输出。 

接着，对接收这样的发送信号的接收装置的结构进行说明。本实施方式的接收装置概要结构如图4所示。接收装置300的信号处理单元321的结构如图5所示。本实施方式中，将信号处理单元321的部分比特判定单元509如图25A那样构成，将部分比特判定单元512如图25B那样构成，将似然检测单元518如图25C那样构成。 

图25A的(Sa0，Sa2)解码单元2402将调制信号A的估计基带信号508作为输入，对其解码而获得解码比特Sa0、Sa2，并将其作为调制信号A的已确定的部分比特信息510输出。 

图25B的(Sb0，Sb2)解码单元2405将调制信号B的估计基带信号511作为输入，对其解码而获得解码比特Sb0、Sb2，并将其作为调制信号B的已确定的部分比特信息513输出。 

如此，通过以部分比特为单位执行纠错编码，可以进一步提升接收质量。亦即，由于如果对部分比特的判定存在错误，则在信号点减少时会选择错误的信号点，使得对剩余的比特的判定产生错误的可能性变得非常高。与此相对，如本实施方式那样，以部分比特为单位执行纠错编码，则可以提高将部分比特正确解码的可能性，所以可降低信号点减少时选择错误信号点的可能性。 

而且，更优选的是，设为由(Sa0，Sa2)编码单元2302及(Sb0，Sb2)编码单元2306，进行比(Sa1，Sa3，Sb1，Sb3)编码单元2305的纠错能力更高的编码。这样的话，就可以进一步提高能无错误地解码部分比特Sa0、Sa2、Sb0、Sb2的可能性，从而可以进一步降低进行出错的信号点减少的可能性，其结果是可以进一步提升差错率特性。 

另外，作为16值多阶调制的信号点配置，比起16QAM，图15A、图15B所示的信号点配置更适合于本实施方式那样的纠错编码的实现。这是由于相对于在16QAM判定的部分比特依据区域而不同，而在图15A、图15B的情况下，无论什么区域，部分比特都固定为(Sa0，Sa2)、(Sb0，Sb2)，这样可以简单地实现纠错编码。另外，本实施方式中，是对于16值多阶调制执行纠错编码为例而加以说明的，但是如果对于64值多阶调制也进行和本实施方式相同的纠错编码处理，也可以获得和本实施方式相同的效果。在这种情况下，也由与上述的说明相同的理由，由于比起64QAM，采用如图18、图19所示的信号点配置，可以简单地实现纠错编码，所以也是合适的。 

图25C的(Sa1，Sa3，Sb1，Sb3)解码单元2411将减少后的信号点信息515、517和解扩后的基带信号316、306作为输入，以求取候补信号点和接收基带信号的例如欧几里得距离的平方，求得分支量度，然后从分支量度求路径量度并解码，获得调制信号A的接收数字信号322及调制信号B的接收数字信号323。 

这样，根据本实施方式，通过在实施方式1～4的结构上，还增加施加以部分比特为编码单位的编码处理，亦即，将映射在相同信号点组内的发送比特一起编码，由此，除实施方式1～4的效果之外，还可进一步提升在接收方的差错率特性。 

此外，通过对部分比特施加比其他的比特纠错能力更高的编码处理，即将映射在相同信号点组内的发送比特一起编码，可以进一步提升在接收方的差错率特性。 

再者，本实施方式中，对在将发送方的编码单元如图24那样构成的同时，将接收方的信号处理单元如图5、图25A、图25B、图25C那样构成的情况加以说明，但编码单元及信号处理单元的结构并非仅限于此。图26表示编码单元的其他的结构举例，图27表示信号处理单元的其他的结构举例。 

和图24对应部分标注相同标号表示的图26中，编码单元2500包括：(Sa0，Sa2)编码单元2302、(Sa1，Sa3)编码单元2501、(Sb0，Sb2)编码单元2306、以及(Sb1，Sb3)编码单元2503。各编码单元2302、2501、2306、2503输入数字信号1901，分别进行对特定比特的编码处理。 

即，(Sa0，Sa2)编码单元2302将包含在数字信号1901的比特Sa0、Sa2编码，输出该比特Sa0、Sa2的编码信息2303。(Sa1，Sa3)编码单元2501将包含在数字信号1901的比特Sa1、Sa3编码，输出该比特Sa1、Sa3的编码信息2502。(Sb0，Sb2)编码单元2306将包含在数字信号1901的比特Sb0、Sb2编码，输出Sb0、Sb2的编码信息2307。(Sb1，Sb3)编码单元2503将包含在数字信号1901的比特Sb1、Sb3编码，输出该比特Sb1、Sb3的编码信息2504。 

(Sa0，Sa1，Sa2，Sa3)信号生成单元2308将Sa0、Sa2的编码信息2303和Sa1、Sa3的编码信息2502作为输入，生成Sa0、Sa1、Sa2、Sa3的信号，并将其作为编码后的数字信号101输出。 

相同地，(Sb0，Sb1，Sb2，Sb3)信号生成单元2310将Sb1、Sb3的编码信息2504和Sb0、Sb2的编码信息2307作为输入，生成Sb0、Sb1、Sb2、Sb3的信号，并将其作为编码后的数字信号109输出。 

接下来，说明图27的信号处理单元2600的结构。图27的信号处理单元2600和图5的信号处理单元321相比，除了设有硬判定解码单元2606、2608，以及作为部分比特判定单元509、512设有软判定解码单元2601、2602(即， 部分比特解调单元2610包括分离单元507和软判定解码单元2601、2602)之外，具有和图5的信号处理单元321相同的结构。 

软判定解码单元2601将调制信号A的估计基带信号508作为输入，对于图26的部分比特Sa0、Sa2进行软判定解码，将据此获得的部分比特Sa0、Sa2的信息作为调制信号A的已确定的部分比特信息510而输出。相同地，软判定解码单元2602将调制信号B的估计基带信号511作为输入，对于图26的部分比特Sb0、Sb2进行软判定解码，将据此获得的部分比特Sb0、Sb2的信息作为调制信号B的已确定的部分比特信息513输出。 

信号点减少单元514、516使用已确定的部分比特信息510、513，减少候补信号点，将减少后的信号点信息515、516向似然判定单元2603送出。 

似然判定单元2603以从减少后的候补信号点和解扩后的基带信号316，搜寻似然最高的候补信号点进行似然判定，求出比特Sa1、Sa3、Sb1、Sb3。然后，似然判定单元2603将比特Sa1、Sa3作为比特信息2604向硬判定解码单元2606送出，并将比特Sb1、Sb3作为比特信息2605向硬判定解码单元2608送出。 

硬判定解码单元2606通过硬判定解码比特信息2604，获得调制信号A的纠错后的比特信息2607。相同地，硬判定解码单元2608通过硬判定解码比特信息2605，获得调制信号B的纠错后的比特信息2609。 

这里，调制信号A的已确定的部分比特信息510和调制信号A的纠错后的比特信息2607相当于最终的纠错后的调制信号A的比特信息；调制信号B的已确定的部分比特信息513和调制信号B的纠错后的比特信息2609相当于最终的纠错后的调制信号B的比特信息。 

如此，由于在信号处理单元2600设置了软判定解码单元2601、2602，通过软判定解码处理求取用于信号点减少的部分比特，和例如进行硬判定的情况相比较，可以降低部分比特的错误几率，亦可提高最终的差错率特性。另外，设为对似然判定后的信号进行硬判定，这样做的原因是：由于在进行似然判定的时候同时判定调制信号A和调制信号B，所以从原理上难以仅进行有关调制信号A的软判定，或者仅进行有关调制信号B的软判定。 

再者，在本实施方式中，对于在接收方对进行部分比特判定的比特之外的比特(Sa1，Sa3，Sb1，Sb3)也进行编码的情况进行了说明，但也可设为关于进行部分比特判定的比特之外的比特不进行编码。主要在于，只要以部 分比特为单位进行编码，就可获得和本实施方式相同的效果。 

(实施方式6) 

本实施方式中，提出在发送方执行的网格编码调制的方法。而且，这里是作为调制方式使用16QAM方式的情况为例，加以说明的。 

发送装置概要构成如图2，发送信号的帧结构如图3。另外，接收装置概要构成如图4，图4的信号处理单元321的详细构成如图5。 

为实施1 6QAM的网格编码调制，将图2发送装置100的调制单元102、110，例如像图28所示地构成即可。 

在图28中，2701、2702、2703表示移位寄存器，2704、2705表示异或电路，从输入a0、a1、a2，生成b0、b1、b2、b3。然后，基带信号生成单元2706将b0、b1、b2、b3作为输入，以进行16QAM的映射而获得基带信号2707。 

接着，就接收装置的动作加以说明。如上述那样，本发明接收装置的特征性动作在于部分比特判定单元509、512(图5)。由于部分比特判定单元509和部分比特判定单元512进行相同的动作，所以此处主要说明部分比特判定单元509的动作。 

部分比特判定单元509将调制信号A的估计基带信号508作为输入，通过进行例如维特比解码，确定与编码相关的比特，亦即，图28中的b0、b1、b2，将这些信息作为调制信号A的已确定的部分比特信息510输出。相同地，部分比特判定单元512输出调制信号B的已确定的部分比特信息513(3比特的信息)。 

信号点减少单元514、516进行信号点减少。然后，似然检测单元518确定以调制信号A发送的图28的b3的信息、以调制信号B发送的图28的b3的信息，并将其作为调制信号A的数字信号519及调制信号B的数字信号520输出。 

如此，根据本实施方式，通过在发送方进行网格编码调制，可容易地实现纠错编码，可以利用简易的发送装置结构，有效提升在接收方的差错率特性。 

(实施方式7) 

本实施方式中，作为发送天线数、接收天线数多于两根的情况的例子，就发送天线数为3、接收天线数为3、发送调制信号数为3时的具体结构例子 加以说明。 

而且，在本实施方式中，提出为了有效提升差错率特性的部分比特判定方法及信号点减少方法。 

在对和图2的对应部分标注相同标号来表示的图30，表示本实施方式的发送装置的结构。发送装置2900，除具有调制信号A、调制信号B之外，还发送调制信号C的发送单元，除此之外和图2的发送装置100结构相同。这里，仅说明发送调制信号C的发送单元的结构。 

调制单元2902将数字信号2901、帧结构信号118作为输入，按照帧结构信号118而对数字信号2901进行调制，将据此获得的基带信号2903向扩频单元2904送出。扩频单元2904将基带信号2903乘以扩频码，将据此获得的扩频后的基带信号2905向无线单元2906送出。无线单元2906通过对扩频后的基带信号2905施加频率转换、放大等，获得调制信号2907(调制信号C)。调制信号2907从天线2908作为电波输出。 

帧结构信号生成单元117将如图31的帧结构的信息作为帧结构信号118输出。 

图3 1表示从发送装置2900的各天线108、116、2908发送的调制信号的帧结构例子。从天线108发送的调制信号A、从天线116发送的调制信号B、从天线2908发送的调制信号C，具有用于信道估计的信道估计码元201、203、3001和数据码元202、204、3002。发送装置2900基本上同时发送如图31所示的帧结构的调制信号A、调制信号B、调制信号C。而且，用于信道估计的符号201、203、3001也可以称为导频码元、唯一字码、前导码。 

在对和图4对应的部分标注相同标号表示的图32，表示本实施方式接收装置的结构。此外，在以下说明中，省略关于和图4相同动作部分的说明。 

此处，在图30的发送装置2900，将从天线108发送的信号设为Txa(t)、从天线116发送的信号设为Txb(t)、从天线2908发送的信号设为Txc(t)；在图32的接收装置3100，将在天线301接收的信号设为Rxl(t)、在天线311接收的信号设为Rx2(t)、将在天线3 105接收的信号设为Rx3(t)、将在各发送接收天线间的传输变动，分别设为h11(t)、h12(t)、h13(t)、h21(t)、h22(t)、h23(t)、h31(t)、h32(t)、h33(t)，则下面的关系式成立。其中，t为时间。 

$\left(\begin{array}{c}\mathrm{Rx}1\left(t\right)\\ \mathrm{Rx}2\left(t\right)\\ \mathrm{Rx}3\left(t\right)\end{array}\right)=\left(\begin{array}{ccc}h11\left(t\right)& h12\left(t\right)& h13\left(t\right)\\ h21\left(t\right)& h22\left(t\right)& h23\left(t\right)\\ h\left(31\right)& h32\left(t\right)& h33\left(t\right)\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}\mathrm{Txa}\left(t\right)\\ \mathrm{Txb}\left(t\right)\\ \mathrm{Txc}\left(t\right)\end{array}\right)---\left(2\right)$

调制信号C的信道变动估计单元3101将解扩后的基带信号306作为输入，使用例如图31的帧结构的调制信号C的信道估计码元3001估计信道变动，将据此获得的调制信号C的信道变动信号3102发送到信号处理单元3117。相同地，调制信号C的信道变动估计单元3103将解扩后的基带信号316作为输入，使用例如在图31中的帧结构的调制信号C的信道估计码元3001，估计信道变动，将据此获得的调制信号C的信道变动信号3104向信号处理单元3117送出。 

另外，无线单元3107将在天线3105接收的接收信号3106作为输入，对接收信号3106加施频率转换、正交解调等，将据此获得的基带信号3108向解扩单元3109送出。解扩单元3109将基带信号3108解扩，输出据此获得的解扩后的基带信号3110。 

调制信号A的信道变动估计单元3111将解扩后的基带信号3110作为输入，使用例如图31的帧结构的调制信号A的信道估计码元201，估计信道变动，将据此获得的调制信号A的信道变动信号3112向信号处理单元3117送出。相同地，调制信号B的信道变动估计单元3113将解扩后的基带信号3110作为输入，使用例如图3 1的帧结构的调制信号B的信道估计码元203，估计信道变动，将据此获得的调制信号B的信道变动信号3114向信号处理单元3117送出。相同地，调制信号C的信道变动估计单元3115将解扩后的基带信号3110作为输入，使用例如在图31中的帧结构的调制信号C的信道估计码元3001，估计信道变动，将据此获得的调制信号C的信道变动信号3116向信号处理单元3117送出。 

信号处理单元3117将解扩后的基带信号306、316、3110、调制信号A的信道变动信号308、318、3112、调制信号B的信道变动信号310、320、3114以及调制信号C的信道变动信号3102、3104、3116作为输入，通过使用这些信号进行调制信号A、B、C的检测、解码等，获得调制信号A的数字信号322、调制信号B的数字信号323、以及调制信号C的数字信号3118。 

图33表示信号处理单元3117的一个结构例子。另外，图34是表示信号 处理单元3117的另一种结构的例子。 

首先，就图33的结构加以说明。在对和图5对应的部分标注相同标号表示的图33中，信号处理单元3117的部分比特解调单元3230的分离单元3201，将调制信号A的信道变动信号308、318、3112、调制信号B的信道变动信号310、320，3114、调制信号C的信道变动信号3102、3104、3116以及解扩后的基带信号306、316，3110作为输入，并且对于(2)式，通过进行例如逆矩阵运算或MMSE(Minimum Mean Square Error)运算来获得发送信号Txa(t)、Txb(t)、Txc(t)的估计信号。分离单元3201将这样获得的调制信号A的估计基带信号508向部分比特判定单元509送出，将调制信号B的估计基带信号511向部分比特判定单元512送出，将调制信号C的估计基带信号3207向部分比特判定单元3208送出。部分比特判定单元509、512、3208将求得的部分比特信息510、512、3209送出。 

部分比特判定单元509、512、3208的部分比特的判定，在例如调制方式为1 6QAM的情况下，可通过采用上述的图9B或图11B的方法实现。另外，在QPSK的情况下，可通过进行以如图29那样的区域分割实现。这里，将调制方式设为16QAM，按照如图11B那样，以判定4比特中的2比特的情况为例，就天线数为3的情况的实施方法，加以说明。 

在接收从不同的天线同时发送的3个16QAM信号时，则存在16×16×16＝4096个候补信号点。由于在部分比特判定单元509、512、3208根据调制信号A、B、C分别判定2比特，所以在信号点减少单元514、516、3210，由4096个候补信号点减少到4096/4/4/4＝64个候补信号点。因此，在似然判定单元3212，通过求出64个候补信号点和解扩后的基带信号间的分支量度，限定为1个候补信号点进行检测，获得调制信号A、调制信号B、调制信号C的接收数字信号322、323、3213。 

这样，和发送天线数为2、接收天线数为2、发送调制信号数为2时相同，即使在发送天线数为3、接收天线数为3、发送调制信号数为3时，通过进行部分比特判定，使用已确定的部分比特减少候补信号点，使用减少的候补信号点进行似然判定，能以较少运算量获得接收质量良好的接收数字信号322、323、3213。 

接着，说明图34的结构。在对和图33对应的部分标注相同标号来表示的图34的信号处理单元3117具有控制单元3301。 

控制单元3301将调制信号A的信道变动信号308、318、3112、调制信号B的信道变动信号310、320、3114调制信号C的信道变动信号3102、3104、3116作为输入；估计例如调制信号A的接收电场强度、调制信号B的接收电场强度、调制信号C的电场强度。然后，输出仅对电场强度最小的调制信号不进行部分比特判定的控制信息3302。 

例如，假设调制信号A的接收电场强度最小。于是，调制信号A的部分比特判定单元509被控制为不进行比特判定。即，确定的比特为0比特。另一方面，调制信号B的部分比特判定单元512、调制信号C的部分比特判定单元3208，分别被控制为判定2比特。然后，信号点减少单元514、516、3210使用调制信号A的已确定的0比特(即未确定任何比特被)、调制信号B的已确定的2比特、调制信号C的已确定的2比特，将4096个候补信号点减少到4096/4/4＝256个候补信号点。在似然判定单元3212，通过求出256个候补信号点和解扩后的基带信号间的分支量度，限定为1个候补信号点进行检测，获得调制信号A、调制信号B、调制信号C的接收数字信号322、323、3213。 

如此，通过设为基于各调制信号的接收质量，选择将哪个调制信号的部分比特用于信号点减少，和单纯地将全部的调制信号的部分比特用于信号点减少的情况相比(例如和图33那样的结构相比)，可获得差错率特性更好的接收数字信号。 

也即，如果单纯地使用全部调制信号的部分比特判定结果减少候补信号点，则接收质量(本实施方式的情况中，为接收电场强度)较低的调制信号的部分比特判定结果的错误几率会变高，随之而来的是，无法准确地减少候补信号点的几率也会变高。其结果，有可能导致最终的接收数字信号的差错率特性恶化。考虑及此，在本实施方式中，设为仅使用接收质量较好的调制信号的部分比特判定结果，进行信号点减少。 

这样，根据本实施方式，通过设置基于各调制信号的接收质量，控制在信号点减少单元514、516、3210的候补信号点减少中，使用哪个调制信号的部分比特的控制单元3301，可以获得差错率特性更好的接收数字信号322、323、3213。 

还有，在本实施方式中，以作为接收质量的参数使用接收电场强度的情况为例进行了说明，但并非仅限于此，例如，也可以求逆矩阵运算或MMSE 运算后的各调制信号的载波功率与噪声功率的比，将其作为各调制信号接收质量的参数。 

另外，在本实施方式中，就仅对两个调制信号判定部分比特的例子来加以说明，但如果仅对一个调制信号判定部分比特，本发明也可以同样地实施。 

进而，也可以使作为部分比特判定的比特数，根据接收质量的优先次序而不同。例如，「调制信号A的接收电场强度＞调制信号B的接收电场强度＞调制信号C的接收电场强度」的关系成立，即使进行在调制信号A的部分比特判定单元确定2比特，在调制信号B的部分比特判定单元确定1比特，在调制信号C的部分比特确定单元确定0比特这样的部分比特判定，也能够兼顾良好的差错率特性和低运算规模的实现。 

即，基于各调制信号的接收质量，由控制单元3301控制在信号点减少单元514、516、3210的信号点减少中使用各调制信号中的多少比特的部分比特时，可以获得差错率特性更好的接收数字信号322、323、3213。 

而且，在本实施方式中，对作为调制方式使用了16QAM的情况加以说明，但是即使在使用了其他调制方式时也可获得相同的效果。 

另外，在本实施方式中，是以发送天线数为3、接收天线数为3、发送调制信号数为3时的例子说明的，但也可广泛适用于发送天线数为n、接收天线数为n、发送信号数为n(n＞2)的情况。例如，在发送天线数为2、接收天线数为2、发送调制信号数为2的情况下，在调制信号A的接收电场强度＞调制信号B的接收电场强度时，通过对调制信号A判定2比特的部分比特，对于调制信号B进行1比特或0比特的部分判定，然后再进行似然判定，来包括剩下的比特而进行判定即可。 

进而，本实施方式中，是以不进行编码的情况为例说明的，但即使在适用纠错编码的时候使用本实施方式的判定方法，也可获得相同的效果。 

另外，也可以使用如下方法：确定调制信号A、调制信号B的部分比特，使用这部分比特从减少了的候补信号点获得分支量度BM_AB；确定调制信号A、调制信号C的部分比特，使用这部分比特从减少了的候补信号点，获得分支量度BM_AC；确定调制信号B、调制信号C的部分比特，使用这部分比特从减少了的候补信号点获得分支量度BM_BC，通过使用这些分支量度BM_AB、BM_AC、BM_BC进行判定，获得调制信号A、调制信号B、调制信号C的接收数字信号322、323、3213。 

进而，进行模拟的结果可以知道：本实施方式中说明的根据各调制信号的接收质量控制用于信号点减少单元的候补信号点减少的部分比特的方法，特别是在分离单元3201(图34)进行MMSE时，可以获得非常好的差错率特性的接收数字信号322、323、3213。 

(实施方式8) 

在上述实施方式1中，就调制方式为16QAM时的1比特部分判定方法(图9B)进行了说明。本实施方式，就关于可以获得更好的差错率特性的1比特部分判定方法，加以说明。 

图35表示16QAM的信号点配置和接收信号的信号点的一个例子。图中，从3401到3416表示16QAM的信号点(候补信号点)，3417表示接收信号的信号点(接收点)。并且，图35也同时表示从信号点3401到3416的4比特的关系(S0、S1、S2、S3)。 

本实施方式的1比特的部分比特判定方法中，首先，求取从接收信号的信号点3417和16QAM的信号点3401到3416之间的欧几里得距离，求出成为最小欧几里得距离的16QAM的信号点，并求出由该信号点表示的4比特。在图35的例中，作为和接收点3417之间的最小欧几里得距离的信号点，检测出信号点3407，作为以该信号点3407表示的4比特的比特串，求出(S0、S1、S2、S3)＝(1、1、1、1)。 

接着，分别对于4比特(S0、S1、S2、S3)，求取以下的欧几里得距离。 

由于作为比特S0求得了“1”，由此搜索在比特串(S0、S1、S2、S3)的S0的位置取 “0”的信号点。作为搜寻结果，获得信号点3401、3402、3405、3406、3409、3410、3413、3414。然后，求取这八个信号点和接收点3417之间的欧几里得距离，并求出最小欧几里得距离D_min，so的值。 

相同地，由于作为S1求得了“1”，由此搜索在比特串(S0、S1、S2、S3)的S1的位置取 “0” 的信号点。作为搜寻结果，获得信号点3401、3404、3405、3408、3409、3412、3413、3416。然后，求取这八个信号点和接收点3417之间的欧几里得距离，并求出最小欧几里得距离D_min，s1的值。 

相同地，由于作为S2求得了“1”，由此搜索在比特串(S0、S1、S2、S3)的S2的位置取“0”的信号点。作为搜寻结果，获得信号点3409、3410、3411、3412、3413、3414、3415、3416。然后，求取这八个信号点和接收点3417之间的欧几里得距离，并求出最小欧几里得距离D_min，s2的值。 

相同地，由于作为S3求得了“1”，由此搜索在比特串(S0、S1、S2、S3)的S3的位置取“0” 的信号点。作为搜寻结果，获得信号点3401、3402、3403、3404、3413、3414、3415、3416。然后，求取这八个信号点和接收点3417之间的欧几里得距离，并求出最小欧几里得距离D_min，s3的值。 

亦即，搜寻取值为确定了的比特Sx的否定值的信号点，求取那些信号点和接收点3407之间的欧几里得距离，并求出最小欧几里得距离D_min，sx的值。 

然后，搜寻在D_min，so、D_min，s1、D_min，s2、D_min，s3中取得最大值者。例如，最大值者为D_min，so时，确定S0。即，最大值者为D_min，sy时，确定Sy。据此，可以在比特串(S0、S1、S2、S3)中选出最有可能的比特。 

总结以上处理，就成为图36。 

首先，如果在步骤ST0开始处理，则步骤ST1检测出与接收点3417之间的欧几里得距离为最小的候补信号点3407。 

在步骤ST2中，使包含在对应于候补信号点3407的比特串(1、1、1、1)中的比特一次反转1比特。在步骤ST3中，对每个反转比特，搜寻包含该反转比特的多个候补信号点。在步骤ST4中，对每个反转比特，检测出接收点到步骤ST3搜寻到的多个候补信号点之间的最小欧几里得距离。在步骤ST5中，检测出在步骤ST4检测到的每个反转比特的最小欧几里得距离中的最大的欧几里得距离。在步骤ST6中，将对应于在步骤ST5检测出的最大欧几里得距离的比特，视为在步骤ST1检测出的候补信号点3407表示的比特串(1、1、1、1)中可靠性最高的比特，将其作为部分比特而采用。 

即，从步骤ST2到步骤ST6，确定由在步骤ST1检测出的候补信号点表示的比特串中可靠性最高的比特。然后在步骤ST7结束处理。 

这样，根据本实施方式，通过检测出和调制信号的接收点之间的欧几里得距离为最小的候补信号点，逐一反转包含在对应于检测出的候补信号点的比特串中的比特，对于每个反转比特，搜寻包含反转比特的多个候补信号点，对于每个反转比特，检测接收点和上述搜寻的多个候补信号点之间的最小欧几里得距离，检测出上述各反转比特的最小欧几里得距离中最大的欧几里得距离，并将对应于检测出的最大欧几里得距离的比特确定为部分比特，可以确定错误几率非常低的1比特。 

此处，如果将这样的1比特判定算法，在部分比特判定单元509、512实行，则可确定错误几率非常低的部分比特(1比特)，所以可以提升最终 获得的接收数字信号的差错率特性。但是，本实施方式的1比特判定算法，并不限于使用上述实施方式中说明的结构的接收装置的情况，而可以广泛适用于要选择以信号点表示的比特串中错误几率最小的比特的情况。 

再者，在本实施方式中，是以16QAM为例说明，在其他的调制方式时，也可以同样地确定1比特。而且，求取欧几里得距离的平方来代替求欧几里得距离时，也同样地可以实施。 

(实施方式9) 

在上述的实施方3式中是对64QAM的部分比特判定方法进行说明，但在本实施方式中是说明与实施方式3说明不同的2比特的部分比特判方法以及4比特的部分比特判定方法。下面说明的部分比特的判定，例如可参照图5，使由分离单元507分离的调制信号A、B的估计基带信号508、511为接收点，由部分比特判定单元509、512进行部分比特判定。 

(i)2比特的部分比特判定 

图37表示64QAM的同相I-正交Q平面上的信号点(候补信号点)与在各个信号点发送的6比特之间的关系、以及基于接收信号点的存在位置确定的2比特的部分比特的关系。具体而言，在图37中，各个信号点下面所示的6比特为与各个信号点对应的6比特，3601、3602表示接收点。 

在本实施方式中，如虚线所示将IQ平面分为9个区域。这个区域分割的方法为本实施方式的特征。在图37所示的区域分割中，在各个区域内存在必定使判定比特成为相同的2比特。也就是说，64QAM的6比特从左按顺序，命名为(第一个比特，第二个比特，第三个比特，第四个比特，第五个比特，第六个比特)，在存在接收点3601的分割区域中，任何的信号点(候补信号点)都在第三个比特 “0”和第六个比特 “1”完全相同。并且，在存在接收点3602的分割区域中，任何信号点(候补信号点)都在第三个比特“1”和第四个比特“1”完全相同。 

在本实施方式，进行这样的区域分割，并根据接收点存在于分割区域的哪个区域，来变更将构成1码元的6比特中的第几个比特作为部分比特进行解调。换言之，将IQ平面分为数个区域时，仅对区域内判定值相同的比特作为部分比特解调。由此，能够提高部分比特的差错率特性。 

具体地说，接收点存在于代码3601所示的位置时判定为(xx0xx1)。也就是说，仅将第三个比特“0”和第六个比特“1”判定(解调)为部分比特。然而，x 表示不定(即，不确定值的比特)。 

另外，接收点存在于代码3602所示的位置时判定为(xx11xx)。也就是说，仅将第三个比特 “1”和第四个比特“1”判定(解调)为部分比特。另外，接收点在区域的境界上时，分到那一边都可以。 

然后，基于判定的2比特的部分比特进行候补信号点的减少，通过似然检测求不定的4比特。 

(ii)4比特的部分比特判定 

接下来，使用图38说明4比特的部分比特判定方法。 

图38表示64QAM的同相I-正交Q平面上的信号点(候补信号点)与在各个信号点发送的6比特之间的关系、以及基于接收信号点的存在位置确定的4比特的部分比特的关系。具体而言，在图38中，各个信号点下面所示的6比特为与各个信号点对应的6比特，3701、3702表示信号点。 

本实施方式中，如虚线所示将IQ平面分为49个区域。在图37所示的区域分割中，在各个区域内存在必定使判定比特成为相同的4比特。也就是说，64QAM的6比特从左按顺序，命名为(第一个比特，第二个比特，第三个比特，第四个比特，第五个比特，第六个比特)，在存在接收点3701的分割区域中，任何的信号点(候补信号点)都在第二个比特“1”和第三个比特“0”和第五个比特 “1”和第六个比特 “0”完全相同。在存在接收点3702的分割区域中，任何的信号点(候补信号点)都在第二个比特“1”和第三个比特“1”和第四个比特“1”和第六个比特“0 ” 完全相同。 

具体地说，例如接收点存在于代码3701所示的位置时判定为(x10x10)。也就是说，仅将第二个比特“1”和第三个比特“0”和第五个比特“1”和第六个比特“0”判定(解调)为部分比特。 

另外，接收点存在于代码3702所示的位置时判定为(x111x0)。也就是说，仅将第二个比特 “1”和第三个比特“1”和第四个比特“1”和第六个比特 “0”判定(解调)为部分比特。 

然后，基于判定的4比特的部分比特进行候补信号点的减少，通过似然检测求不定的2比特。 

这样，根据本实施方式，在解调被64QAM调制的调制信号的一部分比特时，根据该接收信号点在IQ平面上的哪个区域，来变更将构成1码元的6比特的比特串中的第几个比特作为部分比特进行解调，由此，因为在部分比 特判定单元509、512判定的部分比特的差错特性提高，所以在似然检测单元518使用的减少的候补信号点的可靠性提高。其结果，能够提高最终的接收数字信号322、323的差错率特性。 

换言之，如果在部分比特判定单元509、512执行本实施方式中说明的2比特、4比特判定算法，则可以判定错误几率非常低的部分比特(2比特或4比特)，所以可以提升最终获得的接收数字信号322、323的差错率特性。但是，本实施方式的16QAM的2比特或4比特判定算法，并不限于使用上述实施方式中说明的结构的接收装置的情况，而可以广泛适用于要选择以信号点表示的比特串中错误几率最小的比特的场情况。 

另外，虽然在本实施方式中说明了作为部分比特，判定2比特的方法和判定4比特的方法，但也适合基于接收信号的接收电场强度来选择其中一种方法。例如，调制信号A的接收电场强度在规定的阈值以上时，判定4比特作为部分比特判定比特，低于阈值时则判定2比特。如此，可不降低差错率特性地削减运算量。 

(实施方式10) 

在本实施方式7说明了根据各个调制信号的接收电场强度来控制部分比特的确定数的方法，但在本实施方式中将详细说明，求取并使用逆矩阵运算或MMSE运算后的各调制方式的信号对噪声功率的比，来确定部分比特判定数的接收装置的结构。 

将(2)式中的(Rx1(t)、Rx2(t)、Rx3(t))T的向量设为rx，将(2)式中的矩阵设为H，将(Txa(t)、Txb(t)、Rx3(t))的向量设为tx。另外，设添加的噪声向量为n，(2)式可表示如下。 

rx＝Htx+n    (3) 

进行逆矩阵运算时，使H的逆矩阵表示为H-1的话从3(式)可得下式。 

t x’＝tx+H^-1n  (4) 

其中，tx’为有关tx的接收装置的估计值。 

在此，通过求取tx的信号功率和H^-1n求得的噪声功率的比，可求得逆矩阵运算后的信号对噪声功率的比。关于此，例如文献A SDM-COFDM schemeemploying a simple feed-forward inter-channel interference canceller for MIMObased broadband wireless LANs”IEICE Transaction on Communications，vol.E86-B，no.1，pp.283-290，January 2003记载了公知技术，故省略详细说明。 

具体而言，例如应用图34的信号处理单元3117为例来说明，控制单元3301输入调制信号A的信道变动信号308、318、3112、调制信号B的信道变动信号310、320、3114、调制信号C的信道变动信号3102、3104、3116，求(4)式的H^-1、调制信号A的逆矩阵运算后的信号对噪声功率的比、调制信号B的逆矩阵运算后的信号对噪声功率的比、调制信号C的逆矩阵运算后的信号对噪声功率的比。 

在调制信号A、B、C的调整方式为64QAM时，例如，「调制信号A的逆矩阵运算后的信号对噪声功率的比＞调制信号B的逆矩阵运算后的信号对噪声功率的比＞调制信号C的逆矩阵运算后的信号对噪声功率的比」的关系成立时，调制信号A的部分比特判定部509决定的比特数为ma比特，调制信号B的部分比特判定部512决定的比特数为mb比特，调制信号C的部分比特判定部3208决定的比特数为mc比特，则控制单元3301以ma＞mb＞mc的关系成立的方式控制应决定的比特数。换言之，逆矩阵运算后的信号对噪声功率的比越大的调制信号，进行越大数目的部分比特判定。 

这样，基于各调制信号的逆矩阵运算后的信号对噪声功率的比，由控制单元3301控制在信号点减少单元514、516、3210的信号点减少中使用各调制信号中的多少比特的部分比特，由此能够获得差错率特性更好的接收数字信号322、323、3213。 

调制方式为64QAM时，作为在部分比特判定单元决定的比特数ma、mb、mc，如果使用实施方式8或实施方式9的部分比特判定方法的话，可以预测为1比特、2比特、4比特。然而，在本实施方式中并不限于此，在调制信号的逆矩阵运算后的信号对噪声功率的比非常大时，也可以将所有比特(即6比特)决定为部分比特。 

以上说明了基于逆矩阵运算后的信号对噪声功率的比，来决定要判定几个比特作为部分比特的情况。以下说明基于与逆矩阵运算同样是线性变换的MMSE运算后的信号对噪声功率的比，来决定要判定几个比特作为部分比特的情况。 

基于(3)式中的矩阵H，计算下式的矩阵G。 

G＝H^H(H H^H+σ²I)^-1    (5) 

其中，H^H是H的复数共轭转置，I是单位矩阵。 

通过将(3)式乘以(5)式的矩阵，可获得各个调制信号的估计信号。然后， 计算将(3)式乘以(5)式的矩阵G而获得的估计信号的信号对噪声功率的比。关于这样的信号对噪声功率的比，是文献”Performance improvement of orderedsuccessive detection with imperfect channel estimates for MIMO systems”IEICETransaction on Communications，vol.E86-B，no.11，pp.3200-3208，November2003也有记载的公知技术，故省略详细说明。 

具体而言，例如应用图34的信号处理单元3117为例来说明，控制单元3301输入调制信号A的信道变动信号308、318、3112、调制信号B的信道变动信号310、320、3114、调制信号C的信道变动信号3102、3104、3116，求(5)式的矩阵，将(3)式乘以(5)式的矩阵G，求调制信号A的MMSE运算后的信号对噪声功率的比、调制信号B的MMSE运算后的信号对噪声功率的比、调制信号C的MMSE运算后的信号对噪声功率的比。 

在调制信号A、B、C的调整方式为64QAM时，例如，「调制信号A的MMSE运算后的信号对噪声功率的比＞调制信号B的MMSE运算后的信号对噪声功率的比＞调制信号C的逆MMSE运算后的信号对噪声功率的比」的关系成立时，设调制信号A的部分比特判定部509决定的比特数为ma比特，调制信号B的部分比特判定部512决定的比特数为mb比特，调制信号C的部分比特判定部3208决定的比特数为mc比特，则控制单元3301以ma＞mb＞mc的关系成立的方式控制应决定的比特数。换言之，MMSE运算后的信号对噪声功率的比越大的调制信号，进行越大数目的部分比特判定。 

这样，基于各调制信号的MMSE运算后的信号对噪声功率的比，由控制单元3301控制在信号点减少单元514、516、3210的信号点减少中使用各调制信号中的多少比特的部分比特，由此能够获得差错率特性更好的接收数字信号322、323、3213。 

另外，在本实施方式中，是以发送天线数为3、接收天线数为3、发送调制信号数为3时的例子说明的，但也可广泛适用于发送天线数为n、接收天线数为n、发送信号数为n(n＞2)的情况。例如，在发送天线数为2、接收天线数为2、发送调制信号数为2的情况下，在逆矩阵运算或MMSE运算后的调制信号A的信号对噪声功率的比＞逆矩阵运算或MMSE运算后的调制信号B的信号对噪声功率的比时，通过对调制信号A判定4比特的部分比特，对于调制信号B进行2比特或1比特的部分判定，然后再进行似然判定，来包括剩下的比特而进行判定即可。 

进行模拟的结果可以知道：本实施方式中说明的根据各逆矩阵运算或MMSE运算后的调制信号的信号对噪声功率的比，控制用于信号点减少单元的候补信号点减少的部分比特的方法，特别是在分离单元3201(图34)进行MMSE时，可以获得非常好的差错率特性的接收数字信号322、323、3213。 

(实施方式11) 

一般在似然检测单元518(3212)，有必要求候补信号点和接收点之间欧几里得距离的平方，但因天线数的增加以及调制阶数的增加，电路规模(尤其是乘法器的数量)增大。本发明是在抑制差错率特性的恶化的同时减少电路规模的技术，但在本实施方式中，还提出除了上述的实施方式的效果之外，能进一步削减似然检测单元518(3212)的电路规模的方法。 

在本实施方式中，将似然检测单元518(3212)进行的欧几里得距离的平方的计算置换为更近似于曼哈顿距离的计算。由此，似然检测单元518(3212)不使用乘法器而进行似然检测。 

使用图39说明其计算方法。在同相I-正交Q平面的候补信号点与接收信号点的欧几里得距离的平方x²+y²为实际期望求得的值。然而，将此以|x|+|y|近似的方法为曼哈顿距离。下面以|x|＜|y|为例进行说明，但在|x|＞|y|时，将x和y交换则可认为和|x|＜|y|时相同。 

接收信号点在<1>的位置时，相对于欧几里得距离为1.414x，曼哈顿距离为2x。另外，接收信号点在<2>的位置时，相对于欧几里得距离为x，曼哈顿距离也为x，欧几里得距离和曼哈顿距离相等。由此可知，随着|x|变大(其中，|x|＜|y|)，欧几里得距离对曼哈顿距离的近似误差变大。 

本实施方式中，提出解决这个问题的方法。此时，在本实施方式中，避免导入乘法器，由比特移位器、加法器、比较器构成，可防止电路规模的增大。 

图40表示|x|与|y|的大小关系和以本实施方式的似然检测求取的欧几里得距离的近似值。具体而言，在IQ平面上的候补信号点和接收信号点之间在I方向的距离x和在Q方向的距离y的大小为0≤|x|≤|y|×(1+1/4+1/8)的关系时，设欧几里得距离的近似值为|y|，为|y|×(1+1/4+1/8)≤|x|≤|y|×(1+1/2+1/8)的关系时，设欧几里得距离的近似值为|y|×(1+1/8)，为|y|× (1+1/2+1/8)≤|x|≤|y|×(1+1/2+1/4+1/8)的关系时，设欧几里得距离的近似值为|y|×(1+1/4)，为|y|×(1+1/2+1/4+1/8)≤|x|≤|y|的关系时，设欧几里得距离的近似值为|y|×(1+1/4+1/8)，由此进行似然检测。其中，|x|＜|y|。 

此时，乘法系数是通过1、1/2、1/4、1/8的任一个的加法运算而获得的，因此所有的计算能够由比特移位器及加法运算构成。因此，因为不用使用乘法器，能够抑制电路规模的增加。另外，|x|＞|y|时，将图40的x和y交换考虑即可。 

图41表示用于实现图40所示的基于曼哈顿距离的近似方法的电路结构例。|x|，|y|计算单元4003以候补信号点的信息4001以及接收信号点的信息4002作为输入，如图39所示，求取同相I-正交Q平面上的|x|，|y|，并将其作为4004、4005输出。其中，|x|＜|y|。换言之，在求得的两个绝对值之中，使较大的为|y|，较小的为|x|。 

计算单元4006以|x|，|y|作为输入，通过比较运算求图40的左侧所示的大小关系，根据该比较结果决定使用图40右侧的四个算式中的哪一个算式作为欧几里得距离的近似值，并使用决定的算式求欧几里得距离的近似值4007。在计算单元4006中，例如设置进行图40左侧的比较运算的比较运算单元、和进行图40右侧的各个算式的四个运算单元，基于通过比较运算单元获得的比较结果，选择四个运算单元中对应于比较结果的运算单元，来求欧几里得距离的近似值4007即可。此时，比较运算单元、运算单元都能够仅以比特移位器和加法运算进行所有的运算，所以能够以较小的电路规模实现如图40所示的计算。 

通过如上述地进行近似，能够以较小的电路规模精度良好地实现欧几里得距离的近似值。 

另外，在本实施方中，说明了基于图40所示的大小关系与欧几里得距离的近似值的对应表求欧几里得距离的近似值的情况，但不限于此，只要是通过由比特移位器、加法器和比较器构成的电路求欧几里得距离的近似值，就能够以较小的电路规模精度良好地实现欧几里得距离的近似值。 

(实施方式12) 

至此，作为16QAM的部分比特判定方法，说明了1比特、2比特的部 分比特判定方法，但在本实施方式中将详细说明至此未提及的16QAM的3比特的部分比特判定方法。 

图35表示16QAM的信号点配置和接收信号的信号点的一个例子。图中，从3401到3416表示16QAM的信号点(候补信号点)，3417表示接收信号的信号点(接收点)。并且，图35也同时表示从信号点3401到3416的4比特的关系(S0、S1、S2、S3)。 

本实施方式的3比特的部分比特判定方法中，首先，求取从接收信号的信号点3417和16QAM的信号点3401到3416之间的欧几里得距离，求出成为最小欧几里得距离的16QAM的信号点，并求出由该信号点表示的4比特。在图35的例中，作为和接收点3417之间最小的欧几里得距离的信号点，检测出信号点3407，作为以该信号点3407表示的4比特的比特串，求得(S0、S1、S2、S3)＝(1、1、1、1)。 

接着，分别对于4比特(S0、S1、S2、S3)，求取以下的欧几里得距离。 

由于作为比特S0求得了“1”，由此搜索在比特串(S0、S1、S2、S3)的S0的位置取“0”的信号点。作为搜寻结果，获得信号点3401、3402、3405、3406、3409、3410、3413、3414。然后，求取这八个信号点和接收点3417之间的欧几里得距离，并求出最小欧几里得距离D_min，so的值。 

相同地，由于作为S1求得了“1”，由此搜索在比特串(S0、S1、S2、S3)的S1的位置取“0”的信号点。作为搜寻结果，获得信号点3401、3404、3405、3408、3409、3412、3413、3416。然后，求取这八个信号点和接收点3417之间的欧几里得距离，并求出最小欧几里得距离D_min，s1的值。 

相同地，由于作为S2求得了“1”，由此搜索在比特串(S0、S1、S2、S3)的S2的位置取“0”的信号点。作为搜寻结果，获得信号点3409、3410、3411、3412、3413、3414、3415、3416。然后，求取这八个信号点和接收点3417之间的欧几里得距离，并求出最小欧几里得距离D_mins2的值。 

相同地，由于作为S3求得了“1”，由此搜索在比特串(S0、S1、S2、S3)的S3的位置取“0”的信号点。作为搜寻结果，获得信号点3401、3402、3403、3404、3413、3414、3415、3416。然后，求取这八个信号点和接收点3417之间的欧几里得距离，并求出最小欧几里得距离D_min，s3的值。 

亦即，搜寻取值为确定了的比特Sx的否定值的信号点，求取那些信号点和接收点3407之间的欧几里得距离，并求出最小欧几里得距离D_min，sx的值。 

然后，搜寻在D_min，so、D_min，s1、D_mins2、D_min，s3中取得最小值者。例如，取最小值者为D_min，so时，确定除S0以外剩余的三个比特，即，S1、S2、S3。即，取最小值者为D_min，sy时，确定Sy以外的比特。据此，可以在比特串(S0、S1、S2、S3)中选出最有可能的三个比特。 

总结以上处理，就成为图42。 

首先，如果在步骤ST0开始处理，则在步骤ST1检测出与接收点3417之间的欧几里得距离为最小的候补信号点3407。 

在步骤ST2中，使包含在对应于候补信号点3407的比特串(1、1、1、1)中的比特一次反转1比特。在步骤ST3中，对每个反转比特，搜寻包含该反转比特的多个候补信号点。在步骤ST4中，对每个反转比特，检测出接收点到步骤ST3搜寻到的多个候补信号点之间的最小欧几里得距离。在步骤ST5中，检测出在步骤ST4检测到的每个反转比特的最小欧几里得距离中的最小的欧几里得距离。在步骤ST6中，将对应于在步骤ST5检测出的最小欧几里得距离的比特，视为在步骤ST1检测出的候补信号点3407表示的比特串(1、1、1、1)中可靠性最低的比特，确定除了这个比特以外的比特的值。 

即，从步骤ST2到步骤ST6，确定由在步骤ST1检测出的候补信号点表示的比特串中可靠性最低的比特以外的比特。然后在步骤ST7结束处理。 

这样，根据本实施方式，通过检测出和调制信号的接收点之间的欧几里得距离为最小的候补信号点，逐一反转包含在对应于检测出的候补信号点的比特串中的比特，对于每个反转比特，搜寻包含反转比特的多个候补信号点，对于每个反转比特，检测接收点和上述搜寻的多个候补信号点之间的最小欧几里得距离，检测出上述各反转比特的最小欧几里得距离中最小的欧几里得距离，并将对应于检测出的最小欧几里得距离的比特以外的比特确定为部分比特，由此可以确定错误几率非常低的3比特。 

此处，如果将这样的3比特判定算法，在部分比特判定单元509、512实行，则可以确定错误几率非常低的部分比特(3比特)，所以可以提升最终获得的接收数字信号的差错率特性。但是，本实施方式的3比特判定算法，并不限于使用上述实施方式中说明的结构的接收装置的情况，而可以广泛适用于要选择以信号点表示的比特串中错误几率小的比特的情况。 

再者，在本实施方式中，是以16QAM为例说明，在其他的调制方式时，也可以通过同样的算法确定除了1比特以外的比特。而且，求取欧几里得距 离的平方来代替求欧几里得距离时，也同样地可以实施。 

(实施方式13) 

至此，说明了为了对从多根天线发送的多个调制信号，以较小的电路规模且差错率特性良好地进行解调的几个部分比特判定方法。在本实施方式中，提议将上述的部分比特判定方法，如例如文献“Likelihood function forQR-MLD suitable for soft-decision turbo decoding and its performance for OFDMMIMO multiplexing in multipath fading channels，”IEICE Transaction onCommunicatiohs vol.E88-B，no.1，pp.47-57，2005所示地，适用于采用QR分解的MLD。 

图43表示本实施方式的结构例。在本实施方式中，以发送天线数3、接收天线数3、调制方式16QAM的情况为例进行说明。图43的信号处理单元4200被用为图32的信号处理单元3117。 

在从发送装置发送三个调制信号，接收装置以三个天线接收的情况下，如前所述，(2)式的关系成立。其中，(2)式中的矩阵假设由H表示。 

QR分解单元4201使用酉阵Q进行QR分解，由此获得下式表示的上三角阵。 

$R=\mathrm{QH}$

$=\left(\begin{array}{ccc}{r}_{11}& r_{12}& r_{13}\\ 0& r_{22}& r_{23}\\ 0& 0& r_{33}\end{array}\right)\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(6\right)$

然后，QR分解单元4201通过将矩阵Q的复数共轭转置矩阵Q^H乘以(2)式的接收信号，获得以下的关系式。 

$\left(\begin{array}{c}{Z}_1\\ Z_2\\ Z_3\end{array}\right)=Q^H\mathrm{Rx}=R\left(\begin{array}{c}T{x}_a\\ T{x}_b\\ {\mathrm{Tx}}_c\end{array}\right)\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(7\right)$

然后，QR分解单元4201将通过(7)式获得的信号Z₁(4202)输出到候补信号点运算单元4214，将通过(7)式获得的信号Z₂(4203)输出到候补信号点运算单元4210，并将通过(7)式获得的信号Z₃(4204)输出到部分比特判定单元4208，同时将通过(6)式获得的矩阵R的第1行(4205)输出到候补信号点运算单元4210，将矩阵R的第2行(4206)输出到候补信号点运算单元4210，并将矩阵R的第3行(4207)输出到部分比特判定单元4208。 

部分比特判定单元4208以信号Z₃(4204)和矩阵R的第3行(4207)作为输入。这里，信号Z₃只包含调制信号的Tx_c的分量。因此，通过进行信道变动的校正，能够利用至此叙述的16QAM的部分比特判定方法。因此，部分比特判定单元4208通过进行与上述的实施方式同样的部分比特判定，将调制信号Tx_c的似然高的部分比特4209输出。 

候补信号点运算单元4210以信号Z₂(4203)、矩阵R的第2行(4206)和调制信号Tx_c的似然高的部分比特4209作为输入。候补信号点运算单元4210使用这些进行信号点减少，输出候补信号点信号4211。现具体说明。信号Z₂ 仅由调制信号Tx_b、调制信号Tx_c的分量构成。因此，例如各个调制信号为16QAM信号时，将存在16(调制信号b)×16(调制信号c)＝256点的候补信号点，但在候补信号点运算单元4210，对于调制信号c，仅使用在部分比特判定单元4208中判定为似然高的2比特，通过运算求候补信号点信号4211。换言之，候补信号点运算单元4210运算的候补信号点的数目是16(调制信号b)×4(调制信号c)＝64点。由此，候补信号点运算单元4210减少应运算的候补信号点的数目。实际上，候补信号点运算单元4210对像这样削减的候补信号点求分支量度，将运算结果作为候补信号点信号4211输出到候补信号点选择单元4212。 

由此，候补信号点运算单元4210仅对被部分比特判定单元4208判定为似然高的比特进行分支度量运算，运算量减少。例如，各个调制信号为16QAM时，在使用以往的QR分解的MLD中，在候补信号点运算单元4210必须对16(调制信号b)×16(调制信号c)＝256点进行分支量度的运算。于此相对，在本实施方式中，在部分比特判定单元4208判定2比特为似然高的部分比特4209时，在候补信号点运算单元4210中，只要对16(调制信号b)×4(调制信号c)＝64点运算分支量度即可。 

其结果，能够削减运算规模。另外，由于是在部分比特判定单元4208中如上述的实施方式那样准确地判定似然高的比特4208，基于此削减候补信号点，因此判定差错变少。由此，能够兼顾运算规模的削减和接收质量的提高。 

候补信号点选择单元4212以候补信号点信号4211(例如64点的候补信号点的分支量度)作为输入，从其中选择预先决定的数量的似然高的信号点(例如16点)作为候补信号点，将表示选择的候补信号点的候补信号点信号4231输 出。换言之，候补信号点选择单元4212基于来自候补信号点运算单元4210的例如64点的候补信号点的分支量度，从其中选择似然高的16点，输出表示该16点的候补信号点信号4213。 

候补信号点运算单元4214以信号Z1(4202)、矩阵R的第1行(4205)和所选择的候补信号点信号4213作为输入。候补信号点运算单元4214使用这些进行信号点减少，输出候补信号点信号4215。现具体说明。信号Z₁由调制信号Tx_a、调制信号Tx_b、调制信号Tx_c的分量构成。因此，例如各个调制信号为16QAM信号时，将存在16(调制信号a)×16(调制信号b)×16(调制信号c)＝4096点的候补信号点，但在候补信号点运算单元4214，对于调制信号b、调制信号c，仅使用在候补信号点选择单元4212中选择的4比特，通过运算求候补信号点信号4215。换言之，候补信号点运算单元4214运算的候补信号点的数目是16(调制信号a)×16(调制信号b、c)＝256点。由此，候补信号点运算单元4214减少应运算的候补信号点的数目。实际上，候补信号点运算单元4214对像这样削减的候补信号点求分支量度，将运算结果作为候补信号点信号4215输出到候补信号点决定单元4216。 

候补信号点决定单元4216从候补信号点信号4215(例如256点份的候补信号点的分支量度)求最可靠的候补信号点，并输出表示最可靠的信号点的候补信号4217。另外，该候补信号4217相当于例如图33的调制信号A的数字信号322、调制信号B的数字信号323、以及调制信号C的数字信号3118。 

这样，根据本实施方式，在进行使用QR分解的MLD时，对QR分解后仅包含单一的调制信号分量的QR分解信号(信号Z₁)进行部分比特判定而判定似然高的信号，并将该判定结果用在后级的处理，由此，在进行使用QR分解的MLD时，能够不降低差错率特性地削减运算规模。 

另外，在本实施方式中说明了各个调制信号的调制方式为16QAM的情况，但不限于此，在各个调制信号的调制方式为16QAM以外的情况下也能够获得与上述实施方式同样的效果。再有，虽然以天线数3、接收天线数3的情况进行了说明，但不限于此。 

(实施方式14) 

在本实施方式中，提出能够以比实施方式13更简易的结构进行使用QR分解的MLD的结构及方法。 

在本实施方式中，与实施方式13同样地，以发送装置从三根天线发送彼 此不同的调制信号A、B、C，接收装置以三根天线将其接收的情况为例进行说明。 

图44表示本实施方式的结构例。图44的信号处理单元4300被用为图32的信号处理单元3117。此外，图44中的信号4301表示相当于图32中的信号308、310、3102、306、318、320、3104、316、3112、3114、3116、3110的信号群。 

QR分解单元4302、4304、4306以信号群4301作为输入，分别进行不同的QR分解。 

具体而言，QR分解单元4302进行(8)式的变换，QR分解单元4304进行(9)式的变换，QR分解单元4306进行(10)式的变换。 

$\left(\begin{array}{c}{Z}_1\\ Z_2\\ Z_3\end{array}\right)=Q_X^{H}R{x}_X=R_X\left(\begin{array}{c}{\mathrm{Tx}}_c\\ {\mathrm{Tx}}_a\\ T{x}_b\end{array}\right)\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(8\right)$

$\left(\begin{array}{c}{Z}_1\\ Z_2\\ Z_3\end{array}\right)=Q_Y^{H}R{x}_Y=R_Y\left(\begin{array}{c}{\mathrm{Tx}}_a\\ T{x}_b\\ {\mathrm{Tx}}_c\end{array}\right)\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(9\right)$

$\left(\begin{array}{c}{Z}_1\\ Z_2\\ Z_3\end{array}\right)=Q_Z^{H}R{x}_Z=R_Z\left(\begin{array}{c}{\mathrm{Tx}}_b\\ {\mathrm{Tx}}_c\\ {\mathrm{Tx}}_a\end{array}\right)\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(10\right)$

其中，设为Rx_X＝(Tx_c，Tx_a，Tx_b)^T，Rx_Y＝(Tx_a，Tx_b，Tx_c)^T，Rx_Z＝(Tx_b，Tx_c，Tx_a)^T。 

然后，QR分解单元4302将(8)式的信号Z₁、信号Z₂、信号Z₃、矩阵R的第1行、矩阵R的第2行、矩阵R的第3行作为信号4303输出。然后，QR分解单元4304将(9)式的信号Z₁、信号Z₂、信号Z₃、矩阵R的第1行、矩阵R的第2行、矩阵R的第3行作为信号4305输出。然后，QR分解单元4306将(10)式的信号Z₁、信号Z₂、信号Z₃、矩阵R的第1行、矩阵R的第2行、矩阵R的第3行作为信号4307输出。 

比特单位分支量度运算单元4308将来自各个QR分解单元4302、4304、4306的信号4303、4305、4307输入，对各个信号4303、4305、4307，就矩阵R中最上层的第1行之外的第2行和第3行以比特单位求分支量度，由此进行MLD。 

具体而言，比特单位分支量度运算单元4308使用信号4303，基于(8)式的第2行和第3行以比特为单位求分支度量，由此对Tx_a和Tx_b进行MLD。例如，设各个调制信号A、B的调制方式为QPSK。此时，假设分支度量由B1[a0][a1][b0][b1][c0][c1]表示。a0、a1代表调制信号A的发送2比特，a0、a1＝0或1。同样地，b0、b1代表调制信号B的发送2比特，b0、b1＝0或1，c0、c1代表调制信号C的发送2比特，c0、c1＝0或1。比特单位分支量度运算单元4308使用信号4303，基于(8)式表示的矩阵R的第2行和第3行以比特为单位求分支度量，这相当于求分支量度B1[a0][a1][b0][b1][X][X]。其中，X意味着不定。这是因为(8)式的第2行、第3行不包含调制信号C的分量。因此，比特单位分支量度运算单元4308使用信号4303，对调制信号A、B求总计16个分支量度。 

同样地，比特单位分支量度运算单元4308使用信号4305，基于(9)式的第2行和第3行以比特为单位求分支度量，由此对Tx_b和Tx_c进行MLD。比特单位分支量度运算单元4308使用信号4305，基于(9)式表示的矩阵R的第2行和第3行以比特为单位求分支度量，这相当于求分支量度B 2[X][X][b0][b1][c0][c1]。由此，比特单位分支量度运算单元4308使用信号4305，对调制信号B、C求总计16个分支量度。 

同样地，比特单位分支量度运算单元4308使用信号4306，基于(10)式的第2行和第3行以比特为单位求分支度量，由此对Tx_c和Tx_a进行MLD。比特单位分支量度运算单元4308使用信号4307，基于(10)式表示的矩阵R的第2行和第3行以比特为单位求分支度量，这相当于求分支量度B3[a0][a1][X][X][c0][c1]。由此，比特单位分支量度运算单元4308使用信号4307，对调制信号C、A求总计16个分支量度。 

接下来.比特单位分支量度运算单元4308将如上获得的分支量度以比特为单位进行加算。假设调制信号A的比特a0为“0”时，分支量度为Ba0，0，例如以如下方式求分支量度Ba0，0。 

Ba0，0＝B 1[0][0][0][0][X][X]+B1[0][0][0][1][X][X] 

+B1[0][0][1][0][X][X]+B1[0][0][1][1][X][X] 

+B1[0][1][0][0][X][X]+B1[0][1][0][1] [X][X] 

+B1[0][1][1][0][X][X]+B1[0][1][1][1][X][X] 

+B3[0][0][X][X][0][0]+B3[0][0][X][X][0][1] 

+B3[0][0][X][X][1][0]+B3[0][0][X][X][1][1] 

+B3[0][1][X][X][0][0]+B3[0][1][X][X][0][1] 

+B3[0][1][X][X][1][0]+B3[0][1][X][X][1][1]…(11) 

假设调制信号A的比特a0为“1”时的分支量度为Ba0，1，比特单位分支量度运算单元4308 以如下方式求分支量度Ba0，1。 

Ba0，1＝B1[1][0][0][0][X][X]+B1[1][0][0][1][X][X] 

+B1[1][0][1][0][X][X]+B1[1][0][1][1][X][X] 

+B1[1][1][0][0][X][X]+B1[1][1][0][1][X][X] 

+B1[1][1][1][0][X][X]+B1[1][1][1][1][X][X] 

+B3[1][0][X][X][0][0]+B3[1][0][X][X][0][1] 

+B3[1][0][X][X][1][0]+B 3[1][0][X][X][1][1] 

+B3[1][1][X][X][0][0]+B3[0][1][X][X][0][1] 

+B3[1][1][X][X][1][0]+B3[1][1][X][X][1][1]…(12) 

比特单位分支量度运算单元4308以同样的方式求调制信号A的比特a1为“0”时和为“1”时的分支量度Ba1，0和Ba1，1。 

此外，假设调制信号B的比特b0为“0”时的分支量度为Bb0，0，比特单位分支量度运算单元4308以如下方式求分支量度Bb0，0。 

Bb0，0＝B1[0][0][0][0][X][X]+B 1[0][1][0][0][X][X] 

+B1[1][0][0][0][X][X]+B1[1][1][0][0][X][X] 

+B1[0][0][0][1][X][X]+B1[0][1][0][1][X][X] 

+B1[1][0][0][1][X][X]+B1[1][1][0][1][X][X] 

+B2[X][X][0][0][0][0]+B2[X][X][0][0][0][1] 

+B2[X][X][0][0][1][0]+B2[X][X][0][0][1][1] 

+B2[X][X][0][1][0][0]+B2[X][X][0][1][0][1] 

+B2[X][X][0][1][1][0]+B 2[X][X][0][1][1][1]…(13) 

此外，假设调制信号B的比特b0为“1”时的分支量度为Bb0，1，比特单位分支量度运算单元4308以如下方式求分支量度Bb0，1。 

Bb0，1＝B1[0][0][1][0][X][X]+B1[0][1][1][0][X][X] 

+B1[1][0][1][0][X][X]+B1[1][1][1][0][X][X] 

+B1[0][0][1][1][X][X]+B1[0][1][1][1][X][X] 

+B1[1][0][1][1][X][X]+B1[1][1][1][1][X][X] 

+B2[X][X][1][0][0][0]+B2[X][X][1][0][0][1] 

+B2[X][X][1][0][1][0]+B2[X][X][1][0] [1][1] 

+B2[X][X][1][1][0][0]+B2[X][X][1][1][0][1] 

+B2[X][X][1][1][1][0]+B2[X][X][1][1][1][1]…(14) 

比特单位分支量度运算单元4308以同样的方式求调制信号B的比特b1为“0”时和为“1”时的分支量度Bb1，0和Bb1，1。 

此外，假设调制信号C的比特c0为“0”时的分支量度为Bc0，0，比特单位分支量度运算单元4308 以如下方式求分支量度Bc0，0。 

Bc0，0＝B2[X][X][0][0][0][0]+B2[X][X][0][1][0][0] 

+B2[X][X][1][0][0][0]+B2[X][X][1][1][0][0] 

+B2[X][X][0][0][0][1]+B2[X][X][0][1][0][1] 

+B2[X][X][1][0][0][1]+B2[X][X][1][1][0][1] 

+B3[0][0][X][X][0][0]+B3[0][1][X][X][0][0] 

+B3[1][0][X][X][0][0]+B3[1][1][X][X][0][0] 

+B3[0][0][X][X][0][1]+B3[0][1][X][X][0][1] 

+B3[1][0][X][X][0][1]+B3[1][1][X][X][0][1]…(15) 

此外，假设调制信号C的比特b0为“1”时的分支量度为Bc0，1，比特单位分支量度运算单元4308以如下方式求分支量度Bc0，1。 

Bc0，1＝B2[X][X][0][0][1][0]+B2[X][X][0][1][0][0] 

+B2[X][X][1][0][1][0]+B2[X][X][1][1][1][0] 

+B2[X][X][0][0][1][1]+B2[X][X][0][1][1][1] 

+B2[X][X][1][0][1][1]+B2[X][X][1][1][1][1] 

+B3[0][0][X][X][1][0]+B3[0][1][X][X][1][0] 

+B3[1][0][X][X][1][0]+B3[1][1][X][X][1][0] 

+B3[0][0][X][X][1][1]+B3[0][1][X][X][1][1] 

+B3[1][0][X][X][1][1]+B3[1][1][X][X][1][1]…(16) 

比特单位分支量度运算单元4308以同样的方式求调制信号C的比特c1为 “0”时和为“1”时的分支量度Bc1，0和Bc1，1。 

然后，比特单位分支量度运算单元4308将如上述求得的值作为调制信号A的比特单位的分支量度群信号4309、调制信号B的比特单位的分支量度群信号4310、调制信号C的比特单位的分支量度群信号4311而加以输出。 

判定单元4312基于调制信号A的比特单位的分支量度群信号4309、调制信号B的比特单位的分支量度群信号4310、调制信号C的比特单位的分支量度群信号4311，对调制信号A、B、C判定最可靠的信号点，并将判定结果作为接收数据4313输出。另外，该接收数据4313相当于例如图33的调制信号A的数字信号322、调制信号B的数字信号323、以及调制信号C的数字信号3118。 

这样，根据本实施方式，通过设置：分别进行不同的QR分解的多个QR分解单元4302、4304、4306；对通过QR分解单元4302、4304、4306获得的信号4303、4305、4307，分别基于去除最上层的行(在本实施方式的例子中为矩阵R的除了第1行以外的第2行和第3行)求分支量度的比特单位分支量度运算单元4308；基于该分支量度进行似然判定的判定单元4312，在进行采用QR分解的MLD时，能够不降低差错率特性地削减运算规模。 

例如图43所示的，分阶段地限定候补信号点的结构相比，由于不需要承接候补信号点的结构而能够实现电路规模的简化，同时因为能够减轻因运算 造成的延迟时间而能够进行高速动作。 

在此提及本实施方式中的去除QR分解最上层的行的MLD与以往的QR-MLD之间在设计思想上的不同。例如，在发送天线数3，接收天线数3的系统中，以往的QR-MLD是为了获得接收天线数3的分集增益的MLD的近似算法。另一方面，本实施方式可说是为了获得接收天线数2的分集增益的MLD的近似算法。也就是说，一般在发送天线数M，接收天线数M的系统中，以往的QR-MLD是为了获得接收天线数M的分集增益的MLD的近似算法。而另一方面，本实施方式可说是为了获得接收天线数M-P的分集增益的MLD的近似算法。其中，M＞P。 

在此，作为本实施方式的特征，如上述，能够举出与以往的QR-MLD相比，能够削减运算规模这一点。此外，还可以举出在上述M较大时，只要将P设定得小，与以往得QR-MLD的接收质量相比，不会在接收质量产生差异的特征。 

另外，作为采用QR分解的MLD的方法，进行MMSE的扩展也能够同样地实施。关于此，由于是例如在文献“シングルユ一ザ/マルチユ一ザMIMO伝送方式におけるMMSE拡張を行うQRM-MLDの検討”电子情报通信学会，信学技报(IEICE Technical Report)RCS2005-190、2006年3月、pp.73-78等记载的已知技术，故省略其说明。 

另外，在本实施方式中，新增与实施方式13同样地对最下层的行进行部分比特判定的结构，能够进一步削减运算规模。 

另外，在本实施方式中，以调制信号数为3的情况为例进行了说明，但不限于此，在4以上的时候同样地也能够实施。例如也能够适用于发送装置从四根天线发送彼此不同的调制信号的情况。此时，在上述的实施方式中是对QR分解后的第2行和第3行进行MLD，但也可以对QR分解后的第3行和第4行进行MLD，还可以对QR分解后的第2行、第3行和第4行进行MLD。换言之，只要基于QR分解后的最上层的行以外的行进行MLD即可。 

另外，在本实施方式中说明了各个调制信号的调制方式为QPSK的情况，但不限于此。 

再有，分支量度的求法不限于上述相加的方法。例如，调制信号A的比特a0为“0”的分支量度Ba0，0可以是B1[0][0][0][0][X][X]、 B1[0][0][0][1][X][X]、B1[0][0][1][0][X][X]、B1[0][0][1][1][X][X]、B1[0][1][0][0][X][X]、B1[0][1][0][1][X][X]、B1[0][1][1][0][X][X]、B1[0][1][1][1][X][X]、B3[0][0][X][X][0][0]、B3[0][0][X][X][0][1]、B3[0][0][X][X][1][0]、B3[0][0][X][X][1][1]、B3[0][1][X][X][0][0]、B3[0][1][X][X][0][1]、B3[0][1][X][X][1][0]、B3[0][1][X][X][1][1]中的最小值。 

另外，在本实施方式求的分支量度相当于解码时的事后概率。并且如果利用事前概率，能够进一步提高接收质量。在本实施方式中，如果要利用事前概率，例如分别在(8)式、(9)式、(10)式求由第2行和第3行形成的矩阵的逆矩阵，从该逆矩阵求分离后的SNR(相关参照上述(3)式、(4)式)，然后使用求得的结果即可。 

(实施方式15) 

在本实施方式中，提出通过设置基本上与实施方式14同样地分别进行不同的QR分解的多个QR分解单元，由此在进行采用了QR分解的MLD时，能够不降低差错率特性地削减运算规模的结构及方法。在本实施方式中，多个QR分解的方法与实施方式14不同。 

在本实施方式中，与实施方式14同样地，以发送装置从三根天线发送彼此不同的调制信号A、B、C，接收装置以三根天线将其接收的情况为例进行说明。 

图45表示本实施方式的结构例。图45的信号处理单元4400被用为图32的信号处理单元3117。此外，图45中的信号4301表示相当于图32中的信号308、310、3102、306、318、320、3104、316、3112、3114、3116、3110的信号群。 

QR分解单元4302、4304、4306以信号群4301作为输入，分别进行不同的QR分解。 

具体而言，QR分解单元4401A进行(17)式的变换，QR分解单元4402A进行(18)式的变换，QR分解单元4401B进行(19)式的变换，QR分解单元4402B进行(20)式的变换，QR分解单元4401C进行(21)式的变换，QR分解单元4402C 进行(22)式的变换。 

$\left(\begin{array}{c}{Z}_1\\ Z_2\\ Z_3\end{array}\right)=Q_{a1}^{H}R{x}_{a1}=R_{a1}\left(\begin{array}{c}{\mathrm{Tx}}_c\\ {\mathrm{Tx}}_b\\ {\mathrm{Tx}}_a\end{array}\right)\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(17\right)$

$\left(\begin{array}{c}{Z}_1\\ Z_2\\ Z_3\end{array}\right)=Q_{a2}^{H}R{x}_{a2}=R_{a2}\left(\begin{array}{c}{\mathrm{Tx}}_b\\ {\mathrm{Tx}}_c\\ {\mathrm{Tx}}_a\end{array}\right)\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(18\right)$

$\left(\begin{array}{c}{Z}_1\\ Z_2\\ Z_3\end{array}\right)=Q_{b1}^{H}R{x}_{b1}=R_{b1}\left(\begin{array}{c}{\mathrm{Tx}}_c\\ {\mathrm{Tx}}_a\\ {\mathrm{Tx}}_b\end{array}\right)\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(19\right)$

$\left(\begin{array}{c}{Z}_1\\ Z_2\\ Z_3\end{array}\right)=Q_{b2}^{H}R{x}_{b2}=R_{b2}\left(\begin{array}{c}{\mathrm{Tx}}_a\\ {\mathrm{Tx}}_c\\ {\mathrm{Tx}}_b\end{array}\right)\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(20\right)$

$\left(\begin{array}{c}{Z}_1\\ Z_2\\ Z_3\end{array}\right)=Q_{c1}^{H}R{x}_{c1}=R_{c1}\left(\begin{array}{c}{\mathrm{Tx}}_b\\ {\mathrm{Tx}}_a\\ {\mathrm{Tx}}_c\end{array}\right)\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(21\right)$

$\left(\begin{array}{c}{Z}_1\\ Z_2\\ Z_3\end{array}\right)=Q_{c2}^{H}R{x}_{c2}=R_{c2}\left(\begin{array}{c}{\mathrm{Tx}}_a\\ {\mathrm{Tx}}_b\\ {\mathrm{Tx}}_c\end{array}\right)\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(22\right)$

其中，设Rx_a1＝(Tx_c，Tx_b，Tx_a)^T、Rx_a2＝(Tx_b，Tx _c，Tx_a)^T、Rx_b1＝(Tx_c，Tx_a，Tx_b)^T、Rx_b2＝(Tx_a，Tx_c，Tx_b)^T、Rx_c1＝(Tx_a，Tx_b，Tx_c)^T、Rx_c2＝(Tx_a，Tx_b，Tx_c)^T。 

然后，QR分解单元4401A将(17)式的信号Z₁、信号Z₂、信号Z₃、矩阵R的第1行、矩阵R的第2行、矩阵R的第3行作为信号4403A输出。然后，QR分解单元4402A将(1 8)式的信号Z₁、信号Z₂、信号Z₃、矩阵R的第1行、矩阵R的第2行、矩阵R的第3行作为信号4404A输出。然后，QR分解单元4401B将(19)式的信号Z₁、信号Z₂、信号Z₃、矩阵R的第1行、矩阵R的第2行、矩阵R的第3行作为信号4403B输出。然后，QR分解单元4401B将(20)式的信号Z₁、信号Z₂、信号Z₃、矩阵R的第1行、矩阵R的第2行、矩阵R的第3行作为信号4404B输出。然后，QR分解单元4401C将(21)式 的信号Z₁、信号Z₂、信号Z₃、矩阵R的第1行、矩阵R 的第2行、矩阵R的第3行作为信号4403C输出。然后，QR分解单元4402C将(22)式的信号Z₁、信号Z₂、信号Z₃、矩阵R的第1行、矩阵R的第2行、矩阵R的第3行作为信号4404C输出。 

比特单位分支量度运算单元4405A将来自各个QR分解单元4401A、4402A的信号4403A、4404A输入，对各个信号4403A、4404A就矩阵R中最上层的第1行以外的第2行和第3行以比特单位求分支量度，由此进行MLD。 

具体而言，比特单位分支量度运算单元4405A使用信号4403A，基于(17)式的第2行和第3行以比特为单位求分支度量，由此对Tx_a和Tx_b进行MLD。具体而言，比特单位分支量度运算单元4405A使用信号4404A，基于(18)式的第2行和第3行以比特为单位求分支度量，由此对Tx_a和Tx_c进行MLD。例如，各个调制信号的调制方式为QPSK时，比特单位分支量度运算单元4405A使用信号4403A，基于(17)式表示矩阵R的第2行和第3行以比特为单位求分支度量B1[a0][a1][b0][b1][X][X]。因此，比特单位分支量度运算单元4405A使用信号4403A，对调制信号A、B求总计16个分支量度。并且，比特单位分支量度运算单元4405A使用信号4404A，基于(18)式表示的矩阵R 的第2行和第3行以比特为单位求分支度量B2[a0][a1][X][X][c0][c1]。也就是说，比特单位分支量度运算单元4405A使用信号4404A，对调制信号A、C求总计16个分支量度。 

接下来.比特单位分支量度运算单元4405A将如上求得的分支量度以比特为单位进行加算。假设调制信号A的比特a0为“0”时，分支量度为Ba0，0，例如以如下方式求分支量度Ba0，0。 

Ba0，0＝B1[0][0][0][0][X][X]+B1[0][0][0][1][X][X] 

+B1[0][0][1][0][X][X]+B1[0][0][1][1][X][X] 

+B1[0][1][0][0][X][X]+B1[0][1][0][1][X][X] 

+B1[0][1][1][0][X][X]+B1[0][1][1][1][X][X] 

+B2[0][0][X][X][0][0]+B2[0][0][X][X][0][1] 

+B2[0][0][X][X][1][0]+B2[0][0][X][X][1][1] 

+B2[0][1][X][X][0][0]+B2[0][1][X][X][0][1] 

+B2[0][1][X][X][1][0]+B2[0][1][X][X][1][1]…(23) 

假设调制信号A的比特a0为“1”时的分支量度为Ba0，1，比特单位分支量度运算单元4405A以如下方式求分支量度Ba0，1。 

Ba0，1＝B1[1][0][0][0][X][X]+B1[1][0][0][1][X][X] 

+B1[1][0][1][0][X][X]+B1[1][0][1][1][X][X] 

+B1[1][1][0][0][X][X]+B1[1][1][0][1][X][X] 

+B1[1][1][1][0][X][X]+B1[1][1][1][1][X][X] 

+B2[1][0][X][X][0][0]+B2[1][0][X][X][0][1] 

+B2[1][0][X][X][1][0]+B2[1][0][X][X][1][1] 

+B2[1][1][X][X][0][0]+B2[0][1][X][X][0][1] 

+B2[1][1][X][X][1][0]+B2[1][1][X][X][1][1]…(24) 

比特单位分支量度运算单元4405A以同样的方式求调制信号A的比特a1为“0”时和为“1”时的分支量度Ba1，0和Ba1，1。然后，将这样求得的值作为调制信号A的比特单位的分支量度群信号4406A输出。 

比特单位分支量度运算单元4405B将来自各个QR分解单元4401B、4402B的信号4403B、4404B输入，对各个信号4403B、4404B就矩阵R中 最上层的第1行以外的第2行和第3行以比特单位求分支量度，由此进行MLD。 

具体而言，比特单位分支量度运算单元4405B使用信号4403B，基于(19)式的第2行和第3行以比特为单位求分支度量，由此对Tx_b和Tx_a进行MLD。另外，比特单位分支量度运算单元4405B使用信号4404B，基于(20)式的第2行和第3行以比特为单位求分支度量，由此对Tx_b和Tx_c进行MLD。例如，各个调制信号的调制方式为QPSK时，比特单位分支量度运算单元4405B使用信号4403B，基于(19)式表示矩阵R 的第2行和第3行以比特为单位求分支度量B3[a0][a1][b0][b1][X][X]。因此，比特单位分支量度运算单元4405B使用信号4403B，对调制信号B、A求总计16个分支量度。并且，比特单位分支量度运算单元4405B使用信号4404B，基于(20)式表示的矩阵R的第2行和第3行以比特为单位求分支度量B4[X][X][b0][b1][c0][c1]。因此，比特单位分支量度运算单元4405B使用信号4404B，对调制信号B、C求总计16个分支量度。 

接下来.比特单位分支量度运算单元4405B将如上求得的分支量度以比特为单位进行加算。假设调制信号B的比特b0为“0”时，分支量度为Bb0，0，例如以如下方式求分支量度Ba0，0。 

Bb0，0＝B 3[0][0][0][0][X][X]+B3[0][1][0][0][X][X] 

+B3[1][0][0][0][X][X]+B3[1][1][0][0][X][X] 

+B3[0][0][0][1][X][X]+B 3[0][1][0][1][X][X] 

+B3[1][0][0][1][X][X]+B3[1][1][0][1][X][X] 

+B4[X][X][0][0][0][0]+B4[X][X][0][0][0][1] 

+B4[X][X][0][0][1][0]+B4[X][X][0][0][1][1] 

+B4[X][X][0][1][0][0]+B4[X][X][0][1][0][1] 

+B4[X][X][0][1][1][0]+B4[X][X][0][1][1][1]…(25) 

假设调制信号B的比特b0为“1”时的分支量度为Bb0，1，比特单位分支量度运算单元4405B以如下方式求分支量度Bb0，1。 

Bb0，1＝B3[0][0][1][0][X][X]+B3[0][1][1][0][X][X] 

+B3[1][0][1][0][X][X]+B3[1][1][1][0][X][X] 

+B3[0][0][1][1][X][X]+B3[0][1][1][1][X][X] 

+B3[1][0][1][1][X][X]+B3[1][1][1][1][X][X] 

+B4[X][X][1][0][0][0]+B4[X][X][1][0][0][1] 

+B4[X][X][1][0][1][0]+B4[X][X][1][0][1][1] 

+B4[X][X][1][1][0][0]+B4[X][X][1][1][0][1] 

+B4[X][X][1][1][1][0]+B4[X][X][1][1][1][1]…(26) 

比特单位分支量度运算单元4405B以同样的方式求调制信号B的比特b1为“0”时和为“1”时的分支量度Bb 1，0和Bb1，1。然后，将这样求得的值作为调制信号B的比特单位的分支量度群信号4406B输出。 

比特单位分支量度运算单元4405C将来自各个QR分解单元4401C、4402C的信号4403C、4404C输入，对各个信号4403C、4404C就矩阵R中最上层的第1行以外的第2行和第3行以比特单位求分支量度，由此进行MLD。 

具体而言，比特单位分支量度运算单元4405C使用信号4403C，基于(21)式的第2行和第3行以比特为单位求分支度量，由此对Tx_c和Tx_a进行MLD。具体而言，比特单位分支量度运算单元4405C使用信号4404C，基于(22)式的第2行和第3行以比特为单位求分支度量，由此对Tx_c和Tx_b进行MLD。 例如，各个调制信号的调制方式为QPSK时，比特单位分支量度运算单元4405C使用信号4403C，基于(21)式表示矩阵R的第2行和第3行以比特为单位求分支度量B3[a0][a1][X][X][c0][c1]。换言之，比特单位分支量度运算单元4405C使用信号4403C，对调制信号C、A求总计16个分支量度。并且，比特单位分支量度运算单元4405C使用信号4404C，基于(22)式表示的矩阵R的第2行和第3行以比特为单位求分支度量B 6[X][X][b0][b1][c0][c1]。换言之，比特单位分支量度运算单元4405C使用信号4404C，对调制信号C、B求总计16个分支量度。 

接下来.比特单位分支量度运算单元4405C将如上求得的分支量度以比特为单位进行加算。假设调制信号C的比特c0为“0”时，分支量度为Bc0，0，例如以如下方式求分支量度Bc0，0。 

Bc0，0＝B6[X][X][0][0][0][0]+B6[X][X][0][1][0][0] 

+B6[X][X][1][0][0][0]+B6[X][X][1][1][0][0] 

+B6[X][X][0][0][0][1]+B6[X][X][0][1][0][1] 

+B6[X][X][1][0][0][1]+B6[X][X][1][1][0][1] 

+B5[0][0][X][X][0][0]+B5[0][1][X][X][0][0] 

+B5[1][0][X][X][0][0]+B5[1][1][X][X][0][0] 

+B5[0][0][X][X][0][1]+B5[0][1][X][X][0][1] 

+B5[1][0][X][X][0][1]+B5[1][1][X][X][0][1]…(27) 

假设调制信号C的比特c0为“1”时的分支量度为Bc0，1，比特单位分支量度运算单元4405C以如下方式求分支量度Bc0，1。 

Bc0，1＝B6[X][X][0][0][1][0]+B6[X][X][0][1][0][0] 

+B6[X][X][1][0][1][0]+B6[X][X][1][1][1][0] 

+B6[X][X][0][0][1][1]+B6[X][X][0][1][1][1] 

+B6[X][X][1][0][1][1]+B6[X][X][1][1][1][1] 

+B5[0][0][X][X][1][0]+B5[0][1][X][X][1][0] 

+B5[1][0][X][X][1][0]+B5[1][1][X][X][1][0] 

+B5[0][0][X][X][1][1]+B5[0][1][X][X][1][1] 

+B5[1][0][X][X][1][1]+B5[1][1][X][X][1][1]…(28) 

比特单位分支量度运算单元4405C以同样的方式求调制信号C的比特c1为“0”时和为“1”时的分支量度Bc1，0和Bc1，1。然后，将这样求得的值作为调制信号C的比特单位的分支量度群信号4406C输出。 

判定单元4407基于调制信号A的比特单位的分支量度群信号4406A、调制信号B的比特单位的分支量度群信号4406B、调制信号C的比特单位的分支量度群信号4406C，对调制信号A、B、C判定最可靠的信号点，并将判定结果作为接收数据4408输出。另外，该接收数据4408相当于例如图33的调制信号A的数字信号322、调制信号B的数字信号323、以及调制信号C的数字信号3118。 

在此，将实施方式1 4的结构与本实施方式的结构相比时，在实施方式14中，在QR分解单元4302、4304、4306之间交换所有的行进行QR分解。相对于此，在本实施方式中，在QR分解单元4401A和4402A之间、4401B和4402B之间以及4401 C和4402C之间，固定最下层的行(第3行)，将除此之外的行交换而进行QR分解。 

这样，根据本实施方式，通过设置：分别进行不同的QR分解的多个QR分解单元4401A、4402A、4401B、4402B、4401C、4402C；对通过QR分解单元4401A、4402A、4401B、4402B、4401C、4402C获得的信号4403A、4404A、 4403B、4404B、4403C、4404C，分别基于去除最上层的行(在本实施方式的例子中为矩阵R的除了第1行以外的第2行和第3行)求分支量度的比特单位分支量度运算单元4405A、4405B、4405C；基于该分支量度进行似然判定的判定单元4407，由此，在进行采用QR分解的MLD时，能够不降低差错率特性地削减运算规模。 

例如图43所示的，分阶段地限定候补信号点的结构相比，由于不需要承接候补信号点的结构而能够实现电路规模的简化，同时因为能够减轻因运算造成的延迟时间而能够进行高速动作。 

另外，在本实施方式中，以调制信号数为3的情况为例进行了说明，但不限于此，在4以上的时候同样地也能够实施。在调制信号数3的情况下，对QR分解后的第2行和第3行进行MLD，并且以期望求得的调制信号属于最下层的行即第3行的方式进行QR分解，例如，发送装置从四根天线发送彼此不同的调制信号时，对QR分解后的第3行和第4行进行LMD，并且以期望求得的调制信号属于最下层的行即第4行的方式进行QR分解即可。此时，例如对QR分解后的第2行、第3行、第4行进行MLD，并且以期望求得的调制信号属于最下层的行即第4行的方式进行QR分解即可。 

另外，在本实施方式中说明了各个调制信号的调制方式为QPSK的情况，但不限于此。 

再有，分支量度的求法不限于上述相加的方法。例如，调制信号A的比特a0为“0”的分支量度Ba0，0可以是B1[0][0][0][0][X][X]、B1[0][0][0][1][X][X]、B1[0][0][1][0][X][X]、B1[0][0][1][1][X][X]、B1[0][1][0][0][X][X]、B1[0][1][0][1][X][X]、B1[0][1][1][0][X][X]、B1[0][1][1][1][X][X]、B2[0][0][X][X][0][0]、B2[0][0][X][X][0][1]、B2[0][0][X][X][1][0]、B2[0][0][X][X][1][1]、B2[0][1][X][X][0][0]、B2[0][1][X][X][0][1]、B2[0][1][X][X][1][0]、B2[0][1][X][X][1][1]中的最小值。 

另外，在本实施方式求的分支量度相当于解码时的事后概率。并且如果利用事前概率，能够进一步提高接收质量。在本实施方式中，如果要利用事 前概率，例如分别在(17)式、(18)式、(19)式、(20)式、(21)式、(22)式求由第2行和第3行形成的矩阵的逆矩阵，从该逆矩阵求分离后的SNR(相关参照上述(3)式、(4)式)，然后使用求得的结果即可。 

另外，在本实施方式中，说明了在将各个调制信号固定在最下层行，对将除此以外的行交换后的所有组合进行QR分解，求分支量度的情况，但不一定需要对各个调制信号为最下层行的所有组合进行QR分解以及分支量度运算。例如，在本实施方式中，着眼于调制信号A时，对调制信号A为最下层行的所有情况，即对(17)式、(18)式进行QR分解。然而，也可以只用(17)式求调制信号A的分支量度。由此，能够削减运算规模。尤其在增加发送调制信号数时，进行QR分解的次数会导致运算规模的急剧增大，因此设定适当的QR分解的处理数对运算规模的削减上是有效的。该QR分解的处理数，是例如对越重要的调制信号设定越多的处理数，相反地，对越不重要的调制信号设定越少的处理数，由此能够有效地组削减运算规模。 

(其他的实施方式) 

再者，在上述实施方式中，主要以本发明适用于频谱扩展通信方式及OFDM方式的情况为例进行了说明，但并非仅限于此，对于单载波方式或OFDM方式以外的多载波方式、进而对于并用多载波方式和频谱扩展通信方式的方式使用MIMO传输的情况下，也可以获得相同的效果。 

另外，作为调制方式，主要关于使用16值多阶调制的情况加以了说明。但使用16值以外的多阶调制的情况，也可以获得相同的效果。也即，在上述实施方式中，接收了16值的多阶调制信号时，如图9B、图11B、图15B表示的那样求得了部分比特，但并非仅限于此。例如，以1码元发送m比特的调制方式的情况下，如果基于部分比特判定求得的k(k≤m)比特，将m比特限定为m-k比特(即减少候补信号点数)，并对于减少了的候补信号点进行似然检测，则可获得和上述实施方式相同的效果。而且求取部分比特时的区域的分割方法，并不限于图9B、图11B、图15B、图17、图18、图19，也可适用其他的区域分割。 

又如，在上述实施方式中，主要就判定部分比特时进行逆矩阵运算的情况进行了叙述，但部分比特的判定方法并不限于此，主要在于，只要根据与似然检测不同的检测方法，且运算量少于似然解码的检测方法而求取部分比特，比起将全部的比特通过似然检测求得的情况，可以减少运算量，所以可 以获得和上述实施方式相同的效果。 

进而，在上述实施方式中，主要是以发送天线数为2、接收天线数为2、发送信号数为2的情况为例说明的，本发明并不限于此，也可适用于发送天线数为n、接收天线数为n、发送信号数为n(n≥3)的装置。另外，也可适用于通过使接收天线数多于发送天线数、发送信号数，以在进行分离、信号点减少时进行合成或选择分集，以期提升分离精度或接收质量的装置。 

本发明并非仅限于上述实施方式，也可以进行种种变更而实施。 

本发明接收装置的一个方面采用如下结构，即，该接收装置是接收从多根天线发送彼此不同的调制信号的发送装置所发送的调制信号的接收装置，包括：信道变动估计单元，求取各调制信号的信道估计值；部分比特解调单元，使用不同于似然检测的检测方法仅解调调制信号的一部分比特；信号点减少单元，使用解调后的部分比特及信道估计值减少候补信号点；以及似然检测单元，使用减少了的候补信号点和接收基带信号进行似然检测。 

根据该结构，由于在部分比特解调单元使用与似然检测不同的检测方法，仅解调一部分比特，所以能以较少的运算量获得部分比特。而且，在似然检测单元，由于使用减少了的候补信号点进行似然检测，所以能以较少运算量，较高精度地求得剩余的比特。如此，由于设为部分进行似然检测，所以一方面可以减少求取欧几里得距离的运算次数；另一方面可以获得差错率特性较好的接收数字信号。 

本发明接收装置的一个方面采用如下结构，即，还包括控制单元，基于各调制信号的接收质量，控制在信号点减少单元的候补信号点减少中使用哪些调制信号的部分比特。 

根据该结构，比起单纯使用所有调制信号的部分比特进行信号点减少的情况，可以设为使错误几率较高的部分比特不用于信号点减少处理中，所以可以进行更准确的信号点减少处理，并可以获得差错率特性更好的接收数字信号。 

本发明接收装置的一个方面采用如下结构，即，还包括控制单元，基于各调制信号的接收质量，控制在信号点减少单元的信号点减少中使用各调制信号中的多少比特的部分比特。 

根据该结构，由于比起通过单纯地对于所有调制信号使用相同数的部分比特来减少信号点的情况，可以设为在信号点减少处理中不使用错误几率较 高的部分比特，所以可进行更准确的信号点减少处理，并可以获得差错率特性更好的接收数字信号。 

本发明接收装置的一个方面采用如下结构，即，部分比特解调单元包括：分离单元，用于将接收信号分离到各调制信号；以及部分比特判定单元，用于求取分离后的调制信号的接收点之间的欧几里得距离成为最小的候补信号点，逐一反转包含在对应于求得的候补信号点的比特串中的比特，对每个反转比特，搜寻包含反转比特的多个候补信号点，对每个反转比特，检测出从接收点到上述多个候补信号点之间的最小欧几里得距离，检测出上述每个反转比特的最小欧几里得距离中最大的欧几里得距离，将对应于检测出的最大欧几里得距离的1比特确定为解调部分比特。 

根据该结构，由于可以由通过部分比特判定单元，获得错误几率非常低的1比特，所以可进行更准确的信号点减少处理，并可获得差错率特性更好的接收数字信号。 

本发明接收装置的一个方面采用如下结构，即，部分比特解调单元包括：分离单元，用于通过使用信道估计值的信道估计矩阵的逆矩阵运算，而将各调制信号分离；以及部分比特判定单元，判定分离后的调制信号的部分比特。 

本发明接收装置的一个方面采用如下结构，即，部分比特判定单元包括：分离单元，用于通过进行MMSE(Minimum Mean Square Error)运算来将各调制信号分离；以及部分比特判定单元，判定分离后的调制信号的部分比特。 

根据这些结构，比起进行似然检测的情况，能够以较少的运算量，来确定部分比特。 

本发明中的部分比特判定方法的一个方面包括：检测调制信号的接收点之间的欧几里得距离成为最小的候补信号点的最小距离候补点检测步骤；将包含在对应于检测出的候补信号点的比特串中的比特逐一反转的比特反转步骤；对每个反转比特，搜寻包含反转比特的多个候补信号点的步骤；对每个反转比特，检测接收点和上述搜寻出的多个候补信号点之间的最小欧几里得距离的步骤；检测上述各反转比特的最小欧几里得距离中的最大欧几里得距离的步骤；以及，将对应于检测出的最大欧几里得距离的比特确定为部分比特的步骤。 

根据此方法，由于可确定在由最小距离候补点检测步骤检测出的候补信号点表示的比特串中可靠性最高的比特，所以可以确定错误几率非常低的1 比特。 

本发明发送装置的一个方面采用如下结构，即，该发送装置是从多根天线发送彼此不同的调制信号的发送装置，包括：调制单元，用于通过使用在IQ平面上被分割为多个信号点组，且使信号点组内的最小信号点间距离小于信号点组间的最小信号点距离的信号点配置，进行发送比特的信号点映射来获得调制信号；以及天线，用于发送通过上述调制单元获得的调制信号。 

根据该结构，接收方可以容易且准确地判定在信号组内的信号点共同的比特。因此，可以对于需要仅解调调制信号的一部分比特(部分比特)的接收装置，形成非常方便的发送信号。 

本发明发送装置的一个方面采用如下结构，即，还包括编码单元，将映射在相同信号点组内的发送比特一起编码。 

根据该结构，由于在接收方可以在信号点组内共同的部分比特为单位进行纠错处理，所以在接收方能以更简易的结构获得错误可能性更低的部分比特。 

本发明发送装置的一个方面采用如下结构，即，编码单元对于映射在相同信号点组内的发送比特，施加比其他发送比特的纠错能力更高的编码。 

根据该结构，在接收方，可以获得错误可能性更低的部分比特。 

另外，本发明的接收装置的一个方面所采用的结构是，部分比特解调部在解调64QAM调制的调制信号的一部分的比特时，根据该接收信号点存在于IQ平面上的哪个区域，改变构成1码元的6比特的比特串中第几个比特作为部分比特进行解调。 

根据本结构，部分比特解调单元解调的部分比特的差错特性提高，在似然检测单元使用的减少了的候补信号点的可靠性提高。其结果，能够使最终的解调比特的差错率特性提高。 

本发明的接收装置的一个方面所采用如下结构是包括：QR分解单元，用于进行彼此不同的QR分解；比特单位分支量度运算单元，对通过QR分解单元获得的信号分别基于除了最上层的行以外的行求分支量度；以及判定单元，基于该分支量度进行似然判定。 

根据这个结构，进行使用QR分解的MLD时，可以不降低差错率特性地削减运算规模。 

本说明书根据2005年5月25日申请的日本专利申请第2005-153164 号、以及2006年3月14日申请的日本专利申请第2006-70044号。其内容全部包含于此作为参考。 

工业实用性 

本发明的接收装置，可以广泛适用于例如MIMO(Multiple-InputMultiple-Output)方式或OFDM-MIMO方式的从多根天线发送彼此不同的调制信号的无线通信系统。 

Claims (3)

1.一种接收装置，接收从发送装置发送的调制信号，包括：

信道变动估计单元，求各个调制信号的信道估计值；以及

欧几里得距离计算单元，以所述信道估计值和所述接收信号作为输入，从所述信道估计值求候补信号点，使用比特移位器及加法器来计算所述候补信号点和所述接收信号之间的欧几里得距离的近似值，其中，

所述欧几里得距离计算单元，

在IQ平面上的所述候补信号点与所述接收信号点之间的I方向的距离x和Q方向的距离y的大小为|x|＜|y|，且为0＜|x|＜|y|×(1/4+1/8)的关系时，使欧几里得距离的近似值为|y|，

在IQ平面上的所述候补信号点与所述接收信号点之间的I方向的距离x和Q方向的距离y的大小为|x|＜|y|，且为|y|×(1/4+1/8)＜|x|＜|y|×(1/2+1/8)的关系时，使欧几里得距离的近似值为|y|×(1+1/8)，

在IQ平面上的所述候补信号点与所述接收信号点之间的I方向的距离x和Q方向的距离y的大小为|x|＜|y|，且为|y|×(1/2+1/8)＜|x|＜|y|×(1/2+1/4+1/8)的关系时，使欧几里得距离的近似值为|y|×(1+1/4)，

在IQ平面上的所述候补信号点与所述接收信号点之间的I方向的距离x和Q方向的距离y的大小为|x|＜|y|，且为|y|×(1/2+1/4+1/8)＜|x|的关系时，使欧几里得距离的近似值为|y|×(1+1/4+1/8)，并输出。

2.一种接收装置，接收从发送装置发送的调制信号，包括：

信道变动估计单元，求各个调制信号的信道估计值；以及

欧几里得距离计算单元，以所述信道估计值和所述接收信号作为输入，从所述信道估计值求候补信号点，使用比特移位器及加法器来计算所述候补信号点和所述接收信号之间的欧几里得距离的近似值，其中，

所述欧几里得距离计算单元，

在IQ平面上的所述候补信号点与所述接收信号点之间的I方向的距离x和Q方向的距离y的大小为|x|＞|y|，且为0＜|y|＜|x|×(1/4+1/8)的关系时，使欧几里得距离的近似值为|x|，

在IQ平面上的所述候补信号点与所述接收信号点之间的I方向的距离x和Q方向的距离y的大小为|x|＞|y|，且为|x|×(1/4+1/8)＜|y|＜|x|×(1/2+1/8)的关系时，使欧几里得距离的近似值为|x|×(1+1/8)，

在IQ平面上的所述候补信号点与所述接收信号点之间的I方向的距离x和Q方向的距离y的大小为|x|＞|y|，且为|x|×(1/2+1/8)＜|y|＜|x|×(1/2+1/4+1/8)的关系时，使欧几里得距离的近似值为|x|×(1+1/4)，

在IQ平面上的所述候补信号点与所述接收信号点之间的I方向的距离x和Q方向的距离y的大小为|x|＞|y|，且为|x|×(1/2+1/4+1/8)＜|y|的关系时，使欧几里得距离的近似值为|x|×(1+1/4+1/8)，并输出。

3.一种接收装置，对从多个天线发送彼此不同的调制信号的发送装置所发送的调制信号进行接收，包括：

信道变动估计单元，求各个调制信号的信道估计值；

部分比特解调单元，使用与似然检测不同的检测方法，仅解调所述调制信号的一部分的比特；

信号点减少单元，使用解调后的部分比特和所述信道估计值减少候补信号点；以及

似然检测单元，使用减少了的所述候补信号点和接收基带信号进行似然检测，

所述似然检测单元基于所述候补信号点与所述接收基带信号的接收信号点之间的欧几里得距离进行似然检测，

在IQ平面上的所述候补信号点与所述接收信号点之间的I方向的距离x和Q方向的距离y的大小为|x|＜|y|，且为0＜|x|＜|y|×(1/4+1/8)的关系时，使欧几里得距离的近似值为|y|，

在IQ平面上的所述候补信号点与所述接收信号点之间的I方向的距离x和Q方向的距离y的大小为|x|＜|y|，且为|y|×(1/4+1/8)＜|x|＜|y|×(1/2+1/8)的关系时，使欧几里得距离的近似值为|y|×(1+1/8)，

在IQ平面上的所述候补信号点与所述接收信号点之间的I方向的距离x和Q方向的距离y的大小为|x|＜|y|，且为|y|×(1/2+1/8)＜|x|＜|y|×(1/2+1/4+1/8)的关系时，使欧几里得距离的近似值为|y|×(1+1/4)，

在IQ平面上的所述候补信号点与所述接收信号点之间的I方向的距离x和Q方向的距离y的大小为|x|＜|y|，且为|y|×(1/2+1/4+1/8)＜|x|的关系时，使欧几里得距离的近似值为|y|×(1+1/4+1/8)，来进行似然检测；并且

在IQ平面上的所述候补信号点与所述接收信号点之间的I方向的距离x和Q方向的距离y的大小为|x|＞|y|，且为0＜|y|＜|x|×(1/4+1/8)的关系时，使欧几里得距离的近似值为|x|，

在IQ平面上的所述候补信号点与所述接收信号点之间的I方向的距离x和Q方向的距离y的大小为|x|＞|y|，且为|x|×(1/4+1/8)＜|y|＜|x|×(1/2+1/8)的关系时，使欧几里得距离的近似值为|x|×(1+1/8)，

在IQ平面上的所述候补信号点与所述接收信号点之间的I方向的距离x和Q方向的距离y的大小为|x|＞|y|，且为|x|×(1/2+1/8)＜|y|＜|x|×(1/2+1/4+1/8)的关系时，使欧几里得距离的近似值为|x|×(1+1/4)，

在IQ平面上的所述候补信号点与所述接收信号点之间的I方向的距离x和Q方向的距离y的大小为|x|＞|y|，且为|x|×(1/2+1/4+1/8)＜|y|的关系时，使欧几里得距离的近似值为|x|×(1+1/4+1/8)，来进行似然检测。

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