JP2001024560A - 相関エネルギー検出器及びその装置 - Google Patents
相関エネルギー検出器及びその装置Info
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Abstract
簡単な構成で適正な相関エネルギーの検出及びフィンガ
(RAKE)合成等が得られる事を課題とする。 【解決手段】 I−Q直交成分で表される第1の信号系
列(Ii ,Qi )と第2の信号系列(HJ )との相関の
大きさを検出する相関エネルギー検出器において、第
1,第2の信号系列間の各相関値(Iij ,Qij)を求
める相関演算手段と、該求めた各相関値の2乗和ルート
値{√(Iij 2 +Qij 2 )}を求める2乗和ルート演算
手段とを備える。又は求めた各相関値の絶対値和(|I
ij|+|Qij|)を求める絶対値和演算手段とを備え
る。この様に相関エネルギーを従来の2乗和相関エネル
ギー(Iij 2 +Qij 2 )に代えて、上記2乗和ルート相
関エネルギー又は絶対値和相関エネルギーを採用するこ
とで、その最大値検出精度等を下げずに、回路規模を大
幅に削減できる。
Description
器及びその装置に関し、更に詳しくはI−Q直交成分で
表される第1の信号系列(Ii ,Qi )と所定の第2の
信号系列(HJ )との間の相関の大きさを検出する相関
エネルギー検出器及びその装置に関するものである。
多元接続(CDMA)方式が注目されており、既に米国
ではIS−95と言う標準システム(N−CDMA)が
実用化されている。また、インフラ構築の一手段として
WLL(Wireless Local Loop) と言う半固定移動通信シ
ステムにもこのCDMA方式が適用される可能性があ
る。これは米国のQualcomm社が提案したチップ
レート1.2288McpsのCDMA方式であり、そ
の下り回線にはパイロット外挿信号を用いた同期検波方
式が採用され、また上り回線(リバースリンク)にはM
系列直交変調を用いた非同期検波方式が採用される。こ
の非同期検波方式では振幅信号を電力に変換することで
フェージング等による位相誤差を除去し、またRAKE
受信方式を採用するすことで通信品質の向上を図ってい
る。本発明はこの種の無線通信装置(リバースリンク)
に適用して好適なるものである。
の標準システム)を説明する図(1)〜(7)で、図1
7は移動局における送信部のブロック図、図18は該送
信部の信号シーケンスを夫々示している。以下、図17
を中心に送信部を説明するが、図中に信号符号(A)〜
(E)を付すので、併せて図18を参照されたい。
符号化されて後、畳込符号部(ENC)12で誤り訂正
符号に変換される。更にこの誤り訂正符号はシンボル繰
返し部13で1.2kbps〜9.6kbpsの入力信
号を9.6kpsの信号(A)に統一すべく同一シンボ
ルの繰返し処理が行われる。更にこの信号(A)はイン
タリーバ14でインタリーブされ、ここから28.8k
bpsの信号列(B)となるように読み出され、M(6
4)系列直交変調部15に入力する。
各6ビットデータを対応する64ビットのウォルシュ(w
alsh) コード信号(C)に変換(即ち、64/6倍にコ
ード拡散)する。例えば入力の6ビットデータ「000
000」は64ビットのウォルシュコード信号「000
00000…00000000」に、また入力の6ビッ
トデータ「000001」は64ビットのウォルシュコ
ード信号「01010101…01010101」に夫
々変換され、これらは最終的に307.2kcpsの信
号(D)となる。
グコード発生部16からのユーザ毎のPN系列(ロング
コードLCD)が乗算され、これにより1.2288M
cpsのコード拡散符号系列(E)となる。またこの信
号(E)にはIch用,Qch用の各乗算器201 ,2
02 でショートコード発生部18からの基地局識別用P
N系列(ショートコードSCD)が夫々乗算され、更に
その各出力はフィルタ221 ,222 を通り、D/A変
換器231 ,232 でアナログ信号に変換され、QPS
K変調部24に入力する。
り、IchとQchとの信号位相が1/2チップシフト
されている為、QPSK変調部24の出力は、オフセッ
トQPSK(以下、OQPSKと言う)変調された信号
となる。このOQPSK変調により、πの位相変化はな
く、最大でもπ/2の位相変化となるので、厳しい帯域
制限を受けても、信号の包絡線がわずかに落ち込むだけ
で、零点を生じない。更にこのOQPSK変調信号IF
は、送信RF部(Tx )25で無線周波信号に変換さ
れ、アンテナA0 より基地局に送信される。
リンク復調部)のブロック図、図20は該受信部を構成
するフィンガのブロック図、図21は受信部の信号シー
ケンスを夫々示している。以下、これらの図を参照して
受信部の動作を説明する。
ビスエリアの概要を示す。ここでは、1セルが3セクタ
1〜3に分割され、1セクタ当たり2本の受信(ダイバ
ーシチ)アンテナを備える。任意の位置にある移動局M
Sと同時に通信可能なアンテナの数は最大4本程度(図
の例ではA11,A12,A21,A22)であり、図19には
これらに対応する4本分のアンテナA1 〜A4 が示され
ている。
の受信信号は受信RF部(Rx )311 〜314 で増幅
かつ所定の中間周波信号IFに変換され、更にQPSK
復調部(DEM)321 〜324 で直交復調データ(I
1 ,Q1 )〜(I4 ,Q4 )に復調される。該復調デー
タはサーチャ40の制御下で動作する信号選択部33で
選択され、フィンガ341 〜344 に入力する。この
時、各フィンガ341 〜344 では常に受信波が満たさ
れるとは限らず、またサーチャ40の制御(アンテナ選
択,遅延時間PNoffset)の下で動作し、かつ実際上D
EM321 〜32 4 とフィンガ341 〜344 との間の
接続にはあらゆる組み合わせが許されている。
ク図を示す。フィンガ341 の逆拡散部41において、
入力の復調データI1 ,Q1 は相関器42でサーチャ4
0より提供されるショートコードPNoffset(PN
I1 ,PNQ1 )により夫々に逆拡散される。このショ
ートコードPNI1 ,PNQ1 は送信側のショートコー
ドSCDに対応しており、この内のPNI1 は復調デー
タI1 に位相(チップ)同期し、またPNQ1 は復調デ
ータQ1 に位相(チップ)同期している。更に相関器4
2の出力データI1 ,Q1 は乗算器431 ,432 で送
信側のユーザコードLCDに対応するロングコードLC
Dにより逆拡散され、更に加算部441 ,442 では連
続する4つ分の逆拡散データI1 ,Q1 が夫々に加算さ
れる。
I1 ,Q1 {図21の信号(A)}は、もし伝送中にチ
ップ誤りが無ければ送信側における64系列直交変調部
15の出力のウォルシュコードに一致する。但し、実際
は伝送中のチップ誤り等により必ずしも送信時のウォル
シュコードと同一では無い。更に加算部441 ,44 2
の出力データI1 ,Q1 は高速アダマール変換部(FH
T)451 ,452 で夫々にアダマール変換される。即
ち、ここでは入力データI1 ,Q1 と64種のウォルシ
ュコード列とが夫々に行列演算されて符号間の相関に応
じた相関値(I 00〜I63),(Q00〜Q63)が夫々に生
成される。2乗和相関エネルギー演算部4600〜4663
は各相関値毎の電力(I00 2 +Q00 2 )〜(I63 2 +Q
63 2 )を求めてウォルシュコード番号0〜63に各対応
する相関エネルギーE00〜E63を出力する。
(GATE)47に入力すると共に、最大値選択部(M
XS)48にも入力される。最大値選択部48は相関エ
ネルギーE00〜E63から最大の相関エネルギーMXEを
選択する。比較器(CMP)49は最大エネルギーMX
Eと所定閾値THとを比較し、MXE>THの時はゲー
ト回路47を閉成し、それ以外の場合はゲート回路47
を開放にする。即ち、各相関エネルギーE00〜E63は、
その内の最大エネルギーMXEが所定閾値THを超えて
いる時のみ、フィンガ341 から出力され、後段のRA
KE(熊手)合成に寄与する。他のフィンガ342 〜3
44 についても同様である。RAKE受信方式の下で
は、マルチパス(図19では最大4パス)の各相関値出
力(相関エネルギー)の内の有為なフィンガのみを合成
することで相関値レベルを大きくし、相関値の確からし
さを高めている。
出力の各相関エネルギーE00〜E63は合成部3500〜3
563で各エネルギーE00〜E63毎に合成(加算)され、
合成エネルギーG00〜G63となる。最大値選択部36は
各合成エネルギーG00〜G63の内から最大の合成エネル
ギーMXGを検出すると共に、該最大エネルギーMXG
に対応するウォルシュコード(番号)MXWを復調(非
同期検波)する。
す。非同期検波方式の下では、復調信号I,Qを電力
(I2 +Q2 )に変換することで位相成分を除去し、フ
ェージングによる位相雑音、ローカル信号の周波数誤差
による劣化等を防いでいる。今、タイミングt1 とt2
との間で復調位相が△φだけ変化(回転)していても、
タイミングt1 ではその時点の送信符号に対応する最大
合成エネルギーMXG=G15が得られ、またタイミング
t2 ではその時点の送信符号に対応する最大合成エネル
ギーMXG=G32が得られる。
シュコードMXW{図21の信号(C)}はコード変換
部37で対応する6ビットデータ{信号(D)}に変換
され、更にデインタリーバ38でデインタリーブされ、
更にビタビ復号部39でビタビ復号(誤り訂正復号)さ
れ、受信データRDとなる。
No 特性の一例を示しており、縦軸は相関エネルギー、
横軸はEb /No (1ビット当たりのS/N比)であ
る。図において、一般にEb /No (受信品質)が高い
時は相関エネルギー(MXE)も高く、またEb /No
が低下すると相関エネルギー(MXE)も低下する。以
下、この状況を具体的に説明する。
合の一例を示しており、縦軸は相関エネルギー、横軸は
エネルギー種別E00〜E63(即ち、ウォルシュコード番
号W 00〜W63に対応)である。今、Eb /No (通信品
質)が十分に高く、もし送信側で送ったウォルシュコー
ド信号W15が受信側でも正しくウォルシュコード信号W
15と復調されると、相関エネルギーE15は最大値MXE
となり、その他の相関エネルギーは全て「0」となる。
の一例を示している。今、Eb /N o (通信品質)が低
下すると、送信側で送ったウォルシュコード信号W15に
は雑音等が重畳する結果、この誤りを含む受信符号W15
´との関係では、相関エネルギーE15が相対的に低下す
ると共に、他の符号との間の相関エネルギーE43等が相
対的に増大し、このためにE15>TH(即ち、フィンガ
ロック)を検出できなくなる。
を示している。図において、サーチ制御部73は、不図
示の信号選択部33を制御して所望パスの復調データ
(Ii,Qi )を選択すると共に、遅延時間調整部71
及びPN発生部74に所望の遅延時間やPNoffsetを指
示し、その際における最大の相関エネルギーMXEを検
出し、こうして所要の要件を満たす様なパスを検出(モ
ニタ)する。なお、逆拡散部41及び相関エネルギー検
出部72の各構成は上記フィンガ34について述べたも
のと同様で良い。但し、サーチャ40ではRAKE合成
を行わないため、フィンガ出力の合成は行わない。
ンガの相関エネルギーを2乗和相関エネルギ−(I2 +
Q2 )により扱っていた。しかし、2乗和演算を実現す
るための乗算器の回路規模が極めて大きい。また2乗和
相関エネルギ−のビット数が2倍必要となるため、後段
の回路規模が非常に大きくなる。しかも、FHT出力の
相関値は大きなダイナミックレンジをもつため、まるめ
やリミットの方法でBIT数を減らすと直接精度に影響
し、この方法ではビット数を減らし難い。以上の事は、
主信号処理系(フィンガ34等)のみならず、サーチャ
40でも同様である。
れたもので、その目的とする所は、簡単な構成で適正な
相関エネルギーの検出及びフィンガ(RAKE)合成等
が得られる相関エネルギー検出器及びその装置を提供す
ることにある。
(A)の構成により解決される。即ち、本発明(1)の
相関エネルギー検出器は、I−Q直交成分で表される第
1の信号系列(Ii ,Qi )と所定の第2の信号系列
(HJ )との間の相関の大きさを検出する相関エネルギ
ー検出器において、第1の信号系列(Ii ,Qi )と第
2の信号系列(H J )との間の各相関値(Iij ,
Qij)を求める相関演算手段と、前記求めた各相関値
(Iij ,Qij)の2乗和ルート値{√(Iij 2 +Qij
2 )}を求める2乗和ルート演算手段とを備えるもので
ある。
ルギー(Iij 2 +Qij 2 )=一定を満足する様な各相関
値(Iij ,Qij)の組は本発明(1)による2乗和ル
ート相関エネルギー{√(Iij 2 +Qij 2 )}=一定を
満足する。従って、この2乗和ルート相関エネルギーを
従来と同様の非同期検波方式に採用することが可能であ
り、これにより通信の位相成分を除去し、フェージング
による位相雑音、ローカル信号の周波数誤差による通信
劣化等を回避可能となる。また本発明(1)によれば、
2乗和ルート相関エネルギーのビット数は大幅(約1/
2)に減少するため、これに伴い後段の各回路の配線規
模及び回路規模が大幅に減少する。また従来の2乗和相
関エネルギーは入力の各相関値(Iij ,Qij)の単純
な2乗和に過ぎないから、該2乗和相関エネルギーにつ
いての大小の比較精度は2乗和ルート相関エネルギーに
ついての大小の比較精度を越えない。即ち、例えば22
+22 =8,22 +32 =13であり、8<13の比較
結果となるが、一方、√8=2,√13=3(但し、小
数点以下切り捨ての場合)であり、同様に2<3の比較
結果となる。従って、実質的に最大エネルギーの検出精
度及び合成エネルギ−の精度には影響しない。かくし
て、本発明(1)におよれば、簡単な構成で適正な相関
エネルギーを検出できる。
により解決される。即ち、本発明(2)の相関エネルギ
ー検出器は、I−Q直交成分で表される第1の信号系列
(I i ,Qi )と所定の第2の信号系列(HJ )との間
の相関の大きさを検出する相関エネルギー検出器におい
て、第1の信号系列(Ii ,Qi )と第2の信号系列
(HJ )との間の各相関値(Iij ,Qij)を求める相
関演算手段と、前記求めた各相関値(Iij ,Qij)の
絶対値和(|Iij|+|Qij|)を求める絶対値和演算
手段とを備えるものである。
ネルギー(Iij 2 +Qij 2 )=一定を満足する様な各相
関値(Iij ,Qij)の組は、本発明(2)によれば図
示の様な絶対値和相関エネルギー(|Iij|+|Q
ij|)に変換される。なお、説明の一貫性のためにこれ
を絶対値和相関エネルギーと呼ぶ。図示の如く、絶対値
和相関エネルギーの軌跡は、上記2乗和ルート相関エネ
ルギーの軌跡と類似しており、よって高い精度を要求さ
れない場合は、この絶対値和相関エネルギーを従来と同
様の非同期検波方式に採用することが可能であり、これ
により通信の位相成分等を除去可能となる。また本発明
(2)によれば、絶対値和相関エネルギーのビット数は
大幅(約1/2)に減少するため、これに伴い後段の各
回路の配線規模及び回路規模が大幅に減少する。また2
乗和(Iij 2 +Qij 2 )を求めるための乗算器が不要と
なり、この様な相関エネルギー検出器は極めて簡単な構
成で実現できる。
記本発明(2)において、2乗和(Iij 2 +Qij 2 )の
値が一定となる様な各相関値(Iij ,Qij)の組につ
き、その絶対値和(|Iij|+|Qij|)の値が略一定
となる方向に該絶対値和の値の補正を行う補正手段を更
に備える。
和相関エネルギー(|Iij|+|Q ij|)の値が各相関
値(Iij ,Qij)の復号位相によらず略一定(即ち、
軌跡が円に近づく)となる方向に該絶対値和の値の補正
を行う構成により、絶対値和相関エネルギー及びその合
成エネルギーのより正確な大小判定が可能となる。
は、上記本発明(3)において、例えば図12(A),
図14に示す如く、補正手段は、入力の絶対値和の値
(|Iij|+|Qij|)から、該絶対値和の値より各相
関絶対値の差の絶対値を差し引いた分の1/4からなる
値{(|Iij|+|Qij|−||Iij|−|Qij||)
/4}を差し引く補正演算手段を備える。
関エネルギー(|Iij|+|Qij|)は上記2乗和ルー
ト相関エネルギー{√(Iij 2 +Qij 2 )}に近づく方
向に補正される結果、補正後の絶対値和相関エネルギー
及びその合成エネルギーのより正確な大小判定が可能と
なる。
は、上記本発明(3)において、例えば図12(B),
図14に示す如く、補正手段は、入力の絶対値和の3/
4からなる値{3(|Iij|+|Qij|)/4}に対し
て、各相関絶対値の差の絶対値の1/4からなる値
{(||Iij|−|Qij||)/4}を加える補正演算
手段を備える。
れる他の構成例である。
は、上記本発明(3)において、例えば図13,図15
に示す如く、補正手段は、入力の絶対値和の値(|Iij
|+|Qij|)に対して、各相関絶対値の差の絶対値の
1/2からなる値{(||Iij|−|Qij||)/2}
を加える補正演算手段を備える。
Iij|+|Qij|)を上記図14の場合とは逆の方向に
補正する場合の構成例である。なお、上記いずれにして
も、補正後の絶対値和相関エネルギーの軌跡が円に近づ
けば良く、その大きさ(半径)は問わない。
チパスを介して受信復調した各I−Q直交成分で表され
る信号系列を各フィンガでM系列直交符号列によりアダ
マール変換して夫々に符号間の相関の大きさを求め、有
為な相関値が得られたフィンガの各相関値出力を夫々に
合成してその最大相関値に基づき受信信号を復調する無
線通信装置において、各フィンガは、符号間の相関の大
きさを求めるための上記本発明(1)〜(6)の何れか
一つに記載の相関エネルギー検出器を備えるものであ
る。
び回路規模)で適正な相関エネルギーの検出及びフィン
ガ(RAKE)合成等が得られる。
チパスを介して受信復調した各I−Q直交成分で表され
る信号系列を各フィンガでM系列直交符号列によりアダ
マール変換して夫々に符号間の相関の大きさを求め、有
為な相関値が得られたフィンガの各相関値出力を夫々に
合成してその最大相関値に基づき受信信号を復調する無
線通信装置において、各パスにおける符号間の相関の大
きさを求めて受信状況を監視すると共に、各フィンガに
対するパスの選択、遅延時間の調整等を行うサーチャで
あって、前記符号間の相関の大きさを求めるための上記
本発明(1)〜(6)の何れか一つに記載の相関エネル
ギー検出器を具備するもの、を備えるものである。
び回路規模)で適正なサーチ制御を行える。
好適なる複数の実施の形態を詳細に説明する。なお、全
図を通して同一符号は同一又は相当部分を示すものとす
る。
置の一部構成を示す図で、2乗和相関エネルギー演算部
4600〜4663の後段にルート演算部(R00T)50
を設けた場合を示している。その他の構成については上
記図19,図20で述べたものと同様で良い。このルー
ト演算部50は、例えば各2乗和相関エネルギー演算部
4600〜4663の各相関エネルギー出力E´(=I2 +
Q2 )をアドレス入力として対応する平方根データE
{=√(I2 +Q2 )}を読み出せる様なROMを設け
ることで実現できる。従って、各ROM出力の2乗和ル
ート相関エネルギーE00〜E63のビット数が減少し、こ
れに伴い後段の配線規模及び回路規模が大幅に減少す
る。
ート相関エネルギ−E(又はその合成エネルギーG)の
最大値検出精度が劣化することは無い。これを説明の簡
単のために2乗和ルート相関エネルギ−Eの最大値検出
精度で説明する。即ち、今、FHT45からの最大の相
関出力をI00=10,Q00=10とすると、その2乗和
相関エネルギ−E´00=100+100=200,2乗
和ルート相関エネルギ−E00=√(200)=14(但
し、小数点以下切り捨てとする)となる。またFHT4
5からの2番目に大きい相関出力をI01=10,Q01=
9とすると、E´01=100+81=181,E01=√
(181)=13となる。これを従来の様に2乗和出力
で比較をすればE´00(=200)>E´01(=18
1)の比較結果が得られるが、一方、本第1の実施の形
態により平方根出力で比較をしても同様にE00(=1
4)>E01(=13)の比較結果が得られる。またこの
例では各相関出力につき1よりも小さい差は生じ得ない
から、上記比較関係は常に成り立つ。
大値選択部を説明する図(1),(2)であり、ここで
は、相関エネルギーE´/E(合成エネルギーG)が利
用される最大値選択部48/36の具体例を説明してお
く。
の構成例を示しており、図3(A)はそのブロック図、
図3(B)は動作タイミングチャートである。図におい
て、カウンタCT1は、リセット信号RSによるリセッ
トの後、所定数の高速クロックHCKにより0〜64ま
でカウントアップする。これによりデータマルチプレク
サDMXは入力の各相関エネルギーE´00〜E´63(又
は合成エネルギーG00〜G63)を高速でスキャンする。
この状態で、比較器CM1はDMXの出力aと最大値記
憶レジスタRG1の出力bとを比較しており、もしa≧
bであると、比較出力信号(a≧b)=1とする。これ
によりレジスタRG1その時のDMXの出力エネルギー
を保持し、またレジスタRG2はその時のカウンタCT
1のカウント値CTQを保持する。こうして、やがてカ
ウンタCT1が64をカウントした時は、RG1は相関
エネルギーE00〜E63の内の最大値MXE(MXG)を
保持し、またRG2は最大値MXE(MXG)に対応す
るカウント値(即ち、ウォルシュコード番号)MXWを
保持している。
構成例を示している。但し、ここでは説明の簡単のた
め、入力の相関エネルギーがE00〜E03の4つの場合を
説明する。図において、下位の比較器CM1は入力のE
00とE01とを比較しており、もしa≦bの場合は、比較
出力信号(a≦b)=1を出力し、これによりセレクタ
SL1は大きい側のE01を選択出力する。同様にして、
下位の比較器CM2は入力のE02とE03とを比較してお
り、もしa≦bの場合は、比較出力信号(a≦b)=1
を出力し、これによりセレクタSL2は大きい側のE03
を選択出力する。一方、上位の比較器CM3はSL1の
大きい方E01とSL2の大きい方E03とを比較してお
り、もしa≦bの場合は、比較出力信号(a≦b)=1
を出力し、これによりセレクタSL3は大きい側のE03
を選択出力する。
は比較結果の上位ビットを表しており、該信号S2=0
の時はE00,E01の入力グループが大きいこと、また信
号S2=1の時はE02,E03の入力グループが大きいこ
とを表している。また、この信号S2はセレクタSL4
に入力しており、これによりセレクタSL4は信号S2
=0の時は比較器CM1の出力信号S11を選択出力
し、また信号S2=1の時は比較器CM2の出力信号S
12を選択出力する。
2=1,S1=1となり、これは最大値E03の入力ポー
トがポート3であることを表している。同様にして、E
02が最大の時は、S2=1,S1=0となり、これは最
大値E02の入力ポートがポート2であること、またE01
が最大の時は、S2=0,S1=1となり、これは最大
値E01の入力ポートがポート1であることを、そしてE
00が最大の時は、S2=0,S1=0となり、これは最
大値E00の入力ポートがポート0であることを夫々表し
ている。この比較が完了したタイミングにはパルス信号
SPが発生し、これにより、レジスタRG1は相関エネ
ルギーE00〜E03の内の最大値MXE(=E03)を保持
し、またレジスタRG2は最大値MXEに対応する入力
ポートのポート番号(即ち、ウォルシュコード番号)M
XWを保持する。
エネルギーG00〜G63)は64回路分を必要としてお
り、よって本発明により個々のエネルギービットが減少
することは、後段の配線規模や回路規模の減少に大きく
寄与する。
ト演算部のブロック図で、上記図2のルート演算部50
と比べて回路規模の小さいシリアル演算方式の構成例を
示している。図において、カウンタCT1は、リセット
信号RSによるリセットの後、所定数の高速クロックH
CKにより0〜64までカウントアップする。これによ
りデータマルチプレクサDMXは入力の各2乗和相関エ
ネルギーE´00〜E´ 63を高速でスキャンする。この
時、DMXの各出力E´00〜E´63はROMのアドレス
入力端子ADに入力しており、該ROMのデータ出力端
子DT(データバスDB)には2乗和相関エネルギーE
´00〜E´63に各対応する2乗和ルート相関エネルギー
E00〜E63が順次読み出される。
カウント出力CTQをデコードしており、その出力端子
0〜63にはCTQ=0〜63に各対応してレジスタR
G0〜RG63のセットイネーブル信号E=1が順に出
力され、これによりレジスタRG0〜RG63はROM
51出力の2乗和ルート相関エネルギーE00〜E63を夫
々に保持する。
ート相関エネルギーのイメージ図である。なお、以下は
説明の簡単のためIijをI、QijをQと記す場合があ
る。ここには、ある受信シンボルに対する最大の2乗和
ルート相関エネルギーE15=√(I15 2 +Q15 2 )=1
0と、2番値の2乗和ルート相関エネルギーE43=√
(I43 2 +Q43 2 )<10とが示されている。本第1の
実施の形態(即ち、非同期検波方式)の下では、相関復
調信号I,Qを2乗和相関エネルギー(I2 +Q2)と
同様の性質を有する2乗和ルート相関エネルギ−{√
(I2 +Q2 )}に変換することにより、送受信間のク
ロック位相差成分を除去できる。しかも、このクロック
位相差は1シンボルを受信するような瞬時の区間では殆
ど変動しないから、図の各2乗和ルート相関エネルギー
E15,E43は受信シンボルに加えられた雑音(ランダム
ノイズ)の影響を良く反映していることになる。従っ
て、このE 15,E43の復号位相によらず、該E15,E43
の大きさをそのまま比較することで、最大値検出を高精
度で行える。
置の一部構成を示す図で、フィンガロックを検出するた
めの最大値検出部48が2乗和ルート相関エネルギーE
00〜E63に基づきその最大値MXEを検出する場合を示
している。即ち、ここでは上記図2の2乗和相関エネル
ギー演算部4600〜4663及びルート演算部50が削除
されており、代わりに2乗和ルート演算部53が設けら
れている。この2乗和ルート演算部53は相関復調デー
タ(I00,Q00)の組をアドレス入力として対応する2
乗和ルート相関エネルギーのデータ{√(I00 2 +Q00
2 )}を読み出す様なROMを備える。他の各相関復調
データ(I01,Q01)〜(I63,Q63)についても同様
のROMを備える。その他の構成については上記図2で
述べたものと同様で良い。
記相関復調データ(I,Q)の組毎にROMを設ける代
わりに、上記図5で述べて如く、1つのROMを時分割
で利用する様に構成しても良い。
8が少ないビット数の2乗和ルート相関エネルギーE00
〜E63を採用する構成により、更に最大値検出部48の
配線規模及び回路規模が大幅に減少する。またその最大
値検出精度も劣化しない。
置の一部構成を示す図で、これまでの2乗和ルート相関
エネルギー{√(I2 +Q2 )}を採用する代わりに、
更に回路構成が簡単となる絶対値和相関エネルギー(|
I|+|Q|)を採用する場合を示している。図におい
て、5500〜5563は絶対値和相関エネルギー演算部
(ABS)であり、その他の構成については上記図2で
述べたものと同様で良い。但し、ルート演算部50は省
略されている。
相関エネルギー演算部のブロック図で、図において、5
5は絶対値和相関エネルギー演算部,56は絶対値回
路、57は2の補数器、ADは加算器、58は加算器で
ある。
I00)は正/負を表すサインビットIS 00(1ビット)
と、大きさを表す複数のマグニチュードビットI00とか
らなる。入力のマグニチュードビットI00はセレクタS
L1の端子0側に入力している。またこのマグニチュー
ドビットI00は2の補数器57にも入力され、ここでイ
ンバータ回路I1によりまず全ビットが論理反転され
(即ち1の補数がとられ)、更に加算器AD1でその最
下位ビットに+1されて2の補数値に変換され、その出
力はセレクタSL1の端子1側に入力している。一方、
入力のサインビットIS00はセレクタSL1の選択制御
端子Sに入力しており、これによりIS00=0(正)の
時は、入力のマグニチュードビットI00がそのまま出力
され、またIS 00=1(負)の時は、入力のマグニチュ
ードビットI00の2の補数が出力される。こうして、入
力の相関復調データI00はその絶対値|I00|に変換さ
れる。入力の相関復調データQ00についても同様であ
る。更に加算器58は絶対値|I00|と|Q00|とを加
算し、絶対値和相関エネルギーE00(=|I00|+|Q
00|)を出力する。
和相関エネルギーのイメージ図であり、該図は2乗和ル
ート相関エネルギーE=√(I2 +Q2 )=10(一
定)を満足する様な各相関復調データI,Qの組を絶対
値和相関エネルギーE=|I|+|Q|で表した場合を
示している。具体的には、Q=√(100−I2 )をI
=0〜7について夫々に求め、得られた絶対値和相関エ
ネルギーE=|I|+|Q|の値をI−Q平面上にプロ
ットしている。その数値データを以下に示す。
についても上記同様の結果が得られる。
関エネルギーE=√(I2 +Q2 )で表せばE=10
(一定)となる様な各相関復調データ(I,Q)の組で
も、これを絶対値和相関エネルギーE=|I|+|Q|
で表すと、例えば(I,Q)=(0,10)の場合は|
I|+|Q|=10、(I,Q)=(4.0,9.2)
の場合は|I|+|Q|=13.2、(I,Q)=
(7.0,7.1)の場合は|I|+|Q|=14.1
等となる如く、一定ではない。即ち、I−Q平面上の相
関復調座標(I,Q)によってはその絶対値和相関エネ
ルギーEの大きさに最大4.1の誤差(偏差)が生じ、
このことが絶対値和相関エネルギーEの最大値検出精度
やエネルギー合成精度に影響する事が考えられる。
する様な2乗和相関エネルギー演算部4600〜4663を
上記簡単な絶対値和相関エネルギー演算部5500〜55
63で置き換え得ることは、小型の無線通信装置を安価に
提供する上で極めて魅力的な事である。しかも、通信品
質(Eb /No )が比較的良好であれば、ある受信シン
ボル(ウォルシュコード信号)に最も近い様な相関復調
データ(Im ,Qm )と2番目に近い様な相関復調デー
タ(In ,Qn )とはI−Q平面上の極端に離れた座標
(位相)には現れないと考えられるから、上記絶対値和
相関エネルギー上における実質的な誤差は4.1よりも
十分に小さいと考えられる。従って、無線機器の使用環
境等によっては、絶対値和相関エネルギーをこのまま使
用しても実用可能な程度の最大値検出精度等が得られ
る。
のカーブを円形(即ち、軌跡上の誤差=0)に近づける
ことが出来れば、最大値検出やエネルギー合成の精度は
更に改善される。以下、これを説明する。
装置の一部構成を示す図で、上記絶対値和相関エネルギ
ー(ここでは改めてE´00〜E´63と称す)上に現れる
誤差(偏差)を補正する場合を示している。図におい
て、各絶対値和相関エネルギー演算部5500〜5563の
後段には補正回路部(COMP)6000〜6063が夫々
設けられている。その他の構成については上記図8で述
べたものと同様で良い。但し、この最大値選択部48は
補正後の絶対値和相関エネルギーE00〜E63を最大値検
出に採用している。
る幾つかの補正回路部を説明する図(1),(2)であ
り、また図14.図15は第4の実施の形態における補
正後の絶対値和相関エネルギーのイメージ図(1),
(2)である。図14は絶対値和相関エネルギー(|I
|+|Q|)のカーブを2乗和ルート相関エネルギ−
{√(I2 +Q2 )}のカーブ(円)に近づける場合を
示している。図において、2乗和ルート相関エネルギ−
{√(I2 +Q2 )}と絶対値和相関エネルギー(|I
|+|Q|)との間の誤差は相関復調座標(I,Q)が
45度の傾き(即ち、|I|=|Q|)の時に最も大き
い。そこで、これを補正するため入力の絶対値和相関エ
ネルギーE´から上記誤差に対する近似分を差し引くこ
ととする。即ち、補正後の絶対値和相関エネルギーEを
以下の(1)式によって求める。
1.5|I|(又は=1.5|Q|)≒√2|I|(又
は≒√2|Q|)の関係となる。これは2乗和ルート相
関エネルギーの値と略一致する。一方、I=0又はQ=
0の場合は、上記(1)式はE=|Q|又はE=|I|
の関係となり、これは2乗和ルート相関エネルギーの値
と完全に一致する。
の絶対値和相関エネルギーEの値をプロットしている。
図によれば補正後の絶対値和相関エネルギーEの誤差は
最大でも僅かに1.2(=11.2−10)である。な
お、本発明における補正の目的は、必ずしも絶対値和相
関エネルギーEを2乗和ルート相関エネルギーに一致さ
せるのでは無く、絶対値和相関エネルギー自身の軌跡の
誤差(即ち、円形から離れている度合い)を0(円形)
に近づけることにあることに注意されたい。こうして、
補正をしない場合よりも高い最大値検出精度及びエネル
ギー合成精度が得られる。
路部60のブロック図を示している。加算器AD1では
入力の|I|から|Q|を差し引いて|I|−|Q|を
生成し、更にその出力の絶対値を取り||I|−|Q|
|を生成する。更に加算器AD2では入力の絶対値和相
関エネルギーE´=|I|+|Q|から||I|−|Q
||を差し引いて|I|+|Q|−||I|−|Q||
を生成し、更にその出力を割算器61により4で割って
(|I|+|Q|−||I|−|Q||)/4を生成す
る。なお、この割算器61は加算器AD2の出力データ
を下位方向に2ビット分シフトさせるだけの簡単な回路
(配線)で構成できる。そして、加算器AD3では入力
のE´=|I|+|Q|から補正分(|I|+|Q|−
||I|−|Q||)/4を差し引き、最終的に補正後
の絶対値和相関エネルギーEが得られる。
下の(2)式の関係が得られる。
部60が他の構成でも実現出来ることを意味する。図1
2(B)は上記(2)式に従う補正回路部60のブロッ
ク図を示している。同様にして、加算器AD1では|I
|−|Q|を生成し、更にその絶対値を取り||I|−
|Q||を生成する。更にその出力を4で割って(||
I|−|Q||)/4を生成する。一方、×3/4演算
器62では、入力の絶対値和相関エネルギーE´=|I
|+|Q|から(|I|+|Q|)/2と(|I|+|
Q|)/4とを生成し、かつこれらを加算して3(|I
|+|Q|)/4を生成する。そして、加算器AD3で
は3(|I|+|Q|)/4に(||I|−|Q||)
/4を加算し、最終的に補正後の絶対値和相関エネルギ
ーEが得られる。
´(=|I|+|Q|)を、上記図14とは逆の方向
(即ち、略円の半径を傾き45度の大きさに合わせる方
向)に補正する場合を示している。なお、補正後の絶対
値和相関エネルギーのカーブが円に近づけば、その半径
によらず、補正の目的を達成できる事は上記した通りで
ある。そこで、ここでは入力の絶対値和相関エネルギー
E´に対して誤差に対する近似分を加算することとす
る。即ち、補正後の絶対値和相関エネルギーEを以下の
(3)式によって求める。
E=|I|+|Q|の関係となり、また|I|=0又は
|Q|=0の場合は、E=3|I|/2(又は=3|Q
|/2)=1.5|I|(又は=1.5|Q|)≒√2
|I|(又は≒√2|Q|)の関係となる。図15では
上記(3)式で得られる補正後の絶対値和相関エネルギ
ーEをプロットしている。図によれば、補正後の絶対値
和相関エネルギーEの誤差(偏差)は最大でも僅かに
1.5(=15.7−14.2)である。こうして、補
正をしない場合よりも高い最大値検出精度及びエネルギ
ー合成精度が得られる。
0のブロック図を示している。上記同様にして加算器A
D1では|I|−|Q|を生成し、更にその絶対値を取
り||I|−|Q||を生成する。更にその出力を2で
割って(||I|−|Q||)/2を生成する。そし
て、加算器AD3では入力の絶対値和相関エネルギーE
´(=|I|+|Q|)に補正分(||I|−|Q|
|)/2を加算し、最終的に補正後の絶対値和相関エネ
ルギーEが得られる。
ック図で、本発明による相関エネルギー検出方式のサー
チャ40への適用例を示している。図において、本実施
の形態による相関エネルギー検出部72では、従来の2
乗和相関エネルギー演算部4600〜4663に代えて、上
記各実施の形態で述べた様な2乗和ルート相関エネルギ
ー、絶対値和相関エネルギー、又は補正付き絶対値和相
関エネルギーを検出するためのエネルギー検出部(ED
T)8000〜8063が設けられている。一般に、サーチ
ャ40ではフィンガ34に対する程の精度を要求されな
いので、例えば上記第3の実施の形態における絶対値和
相関エネルギー演算部55のみを使用する様な簡単な構
成であっても、良好なサーチ制御を行える。
成で実現できる補正回路60の3例を述べたが、絶対値
和相関エネルギー上の誤差を0(円)に近づける様な他
の様々な構成が考えられる。
を伴って説明をしたが、本発明がこれらの数値例に限定
されないことは明らかである。
形態を述べたが、本発明思想を逸脱しない範囲内で各部
の構成、制御、及びこれらの組合せの様々な変更が行え
ることは言うまでも無い。
ネルギーのビット数の削減により相関エネルギー検出器
及びそれ以降の構成の配線規模及び回路規模の大幅な削
減が可能となり、この種の相関エネルギー検出器及び無
線通信装置を小型かつ低価格で提供できる。
成を示す図である。
する図(1)である。
する図(2)である。
ブロック図である。
ネルギーのイメージ図である。
成を示す図である。
成を示す図である。
ギー演算部のブロック図である。
ルギーのイメージ図である。
構成を示す図である。
部を説明する図(1)である。
部を説明する図(2)である。
相関エネルギーのイメージ図(1)である。
相関エネルギーのイメージ図(2)である。
る。
Claims (8)
- 【請求項1】 I−Q直交成分で表される第1の信号系
列(Ii ,Qi )と所定の第2の信号系列(HJ )との
間の相関の大きさを検出する相関エネルギー検出器にお
いて、 第1の信号系列(Ii ,Qi )と第2の信号系列
(HJ )との間の各相関値(Iij ,Qij)を求める相
関演算手段と、 前記求めた各相関値(Iij ,Qij)の2乗和ルート値
{√(Iij 2 +Qij 2)}を求める2乗和ルート演算手
段とを備えることを特徴とする相関エネルギー検出器。 - 【請求項2】 I−Q直交成分で表される第1の信号系
列(Ii ,Qi )と所定の第2の信号系列(HJ )との
間の相関の大きさを検出する相関エネルギー検出器にお
いて、 第1の信号系列(Ii ,Qi )と第2の信号系列
(HJ )との間の各相関値(Iij ,Qij)を求める相
関演算手段と、 前記求めた各相関値(Iij ,Qij)の絶対値和(|I
ij|+|Qij|)を求める絶対値和演算手段とを備える
ことを特徴とする相関エネルギー検出器。 - 【請求項3】 2乗和(Iij 2 +Qij 2 )の値が一定と
なる様な各相関値(Iij ,Qij)の組につき、その絶
対値和(|Iij|+|Qij|)の値が略一定となる方向
に該絶対値和の値の補正を行う補正手段を更に備えるこ
とを特徴とする請求項2に記載の相関エネルギー検出
器。 - 【請求項4】 補正手段は、入力の絶対値和の値(|I
ij|+|Qij|)から、該絶対値和の値より各相関絶対
値の差の絶対値を差し引いた分の1/4からなる値
{(|Iij|+|Qij|−||Iij|−|Qij||)/
4}を差し引く補正演算手段を備えることを特徴とする
請求項3に記載の相関エネルギー検出器。 - 【請求項5】 補正手段は、入力の絶対値和の3/4か
らなる値{3(|I ij|+|Qij|)/4}に対して、
各相関絶対値の差の絶対値の1/4からなる値{(||
Iij|−|Qij||)/4}を加える補正演算手段を備
えることを特徴とする請求項3に記載の相関エネルギー
検出器。 - 【請求項6】 補正手段は、入力の絶対値和の値(|I
ij|+|Qij|)に対して、各相関絶対値の差の絶対値
の1/2からなる値{(||Iij|−|Qij||)/
2}を加える補正演算手段を備えることを特徴とする請
求項3に記載の相関エネルギー検出器。 - 【請求項7】 マルチパスを介して受信復調した各I−
Q直交成分で表される信号系列を各フィンガでM系列直
交符号列によりアダマール変換して夫々に符号間の相関
の大きさを求め、有為な相関値が得られたフィンガの各
相関値出力を夫々に合成してその最大相関値に基づき受
信信号を復調する無線通信装置において、 各フィンガは、符号間の相関の大きさを求めるための請
求項1乃至6の何れか一つに記載の相関エネルギー検出
器を備えることを特徴とする無線通信装置。 - 【請求項8】 マルチパスを介して受信復調した各I−
Q直交成分で表される信号系列を各フィンガでM系列直
交符号列によりアダマール変換して夫々に符号間の相関
の大きさを求め、有為な相関値が得られたフィンガの各
相関値出力を夫々に合成してその最大相関値に基づき受
信信号を復調する無線通信装置において、 各パスにおける符号間の相関の大きさを求めて受信状況
を監視すると共に、各フィンガに対するパスの選択、遅
延時間の調整等を行うサーチャであって、前記符号間の
相関の大きさを求めるための請求項1乃至6の何れか一
つに記載の相関エネルギー検出器を具備するもの、を備
えることを特徴とする無線通信装置。
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