JP2007166668A - 空間−時間ブロック符号を用いて送信アンテナダイバシティを支援する送受信装置 - Google Patents

空間−時間ブロック符号を用いて送信アンテナダイバシティを支援する送受信装置 Download PDF

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Abstract

【課題】本発明は無線通信システムで空間−時間ブロック符号を用いて送信アンテナダイバシティを支援する送信機と受信機を開示する。
【解決手段】送信機は送信符号化行列の少なくとも２個の列が互いに直交し、ダイバシティ利得が最大化するように、入力されるシンボルに反転及び共役を適用した後、それぞれ一回ずつ位相回転させて伝送する。受信機は受信される信号と多重送信アンテナからのチャンネル利得とを用いて可能なすべてのシンボルに対してＭＬ復号化のためのメトリック値を最小化するシンボルを検出する。さらに、受信機は送信機により伝送された変調シンボルの特徴に応じて可能なすべてのシンボルのうち、候補シンボルを選択し、前記選択された候補シンボルに対してメトリック値を最小化するシンボルを検出する。
【選択図】図５

Description

本発明は無線通信システムに係り、特に、フェーディング(Fading)による劣化に対応するために送信アンテナダイバシティを使用する送受信装置に関する。
一般的に無線通信システムでフェーディングを緩和させるための効果的な技術の一つは送信ダイバシティ(transmit diversity)である。受信機のチャンネル特性が送信機に知られているというとき、送信ダイバシティのための技術には、Wintersにより提案された交換ダイバシティ(J.H.Winters“Switched diversity with feedback for DPSK mobile radio system”, IEEE Trans. Veh.Technol., vol.32, pp.134-150, Feb. 1983)と、Raleighなどにより提案された多重変形変調/符号化がある(G.G. Raleigh and V.K.Jones,“Multivibrate modulation and coding for wireless communication”,IEEE J.Select.Areas.Commun.,vol.17,pp.851-866, May 1999)。
しかし、実際ではチャンネルの移動性と変化により送信機で受信機のチャンネル特性を正確に把握するということは不可能であるのみならず、チャンネルの状態情報を送信機にフィードバックすることはチャンネルの容量低下を引き起こすため、望ましくない。従って、送信端でチャンネル情報を知らない場合の送信ダイバシティに対する研究が行われてきた。このうち、第１の方式はWittnebenにより提案された(A. Wittneben,“Base station modulation diversity for digital SIMULCAST”,in proc.IEEE'VTC, May 1993, pp.505-511)。その他にも、Foschiniなどは多重アンテナのための階層的空間−時間構造(layered space-time architecture)を提案した(G.J.Foschini,Jr.,“Layered space-time architecture for wireless communications in a fading environment when using multi-element antennas”, Bell Labs Tech.J., pp.41-59, Autumn 1996)。さらに、Telatarはガウス雑音(Gaussian noise)が存在する場合、多重アンテナの容量を分析した(E.Telatar,“Capacity of multi-antenna Gaussian channels”, AT&T-Bell Laboratories, Internal Tech. Memo., June 1995)。その後、Foschiniなどは多重アンテナチャンネルの停電容量の静的チャンネルについて求めた(G.J.Foschini, Jr.and M.J.Gans,“On limits of wireless communication in a fading environment when using multiple antennas”, Wireless Personal Commun., vol.6,pp 311-335, 1998)。
最近では空間−時間符号化(space-time coding)は高速伝送の場合、良好な性能により多くの関心を受けている。Tarokhなどは符号化利得とダイバシティ利得を同時に得る空間−ブロック格子符号(space-time trellis code)を開示した(V.Tarokh, N.Seshadri, and A.R. Calderbanck, “Space-time codes for high data rate wireless communications: performance criterion and code construction”, IEEE Trans. Inform. Theory, vol. 44, pp.744-765, Mar. 1998，and V.Tarok, A.Naguib, N.Seshadri, A.R.Calderbanck,“Space-time codes for high data rate wireless communications: performance criteria in the presence of channel estimation errors, mobility, and multiple paths”, IEEE trans. Inform. Theory, vol. 47, pp.199-207, Feb. 1999)。特に、Tarokhの第二番目の論文に提示された空間−ブロック格子符号は星状図のサイズとデータ伝送速度、ダイバシティ利得及び格子の複雑度の側面で最良の交換(trade off)技術を提供する。
しかし、上述した技術は送信アンテナの個数が固定されるとき、伝送速度に指数的に比例して複雑度が増加し、これにより、送信アンテナの個数が増えたり、帯域幅の効率が高まる場合は活用が望ましくない。
かかる問題点を解決するための空間−時間ブロック符号がAlamoutiとTarokhにより開示された(S.M.Alamouti,“A simple transmit diversity technique for wireless communications”, IEEE J. Select Areas Commun., vol.16, pp.1451-1458, Oct. 1998)(V. Tarokh, H. Jafarkhani,and A.R.Calderbank, “Space-time block codes from orthogonal designs”, IEEE Trans. Inform. Theory, vol.45, pp.1456-1467, July 1999)。このような空間−時間ブロック符号は多重送信アンテナから送信される信号に時/空間的な連関(correlation)を生成してダイバシティ離隔を得るのみならず、符号化されないシステムに比べて符号化利得をさらに得ることができる。このような空間−時間ブロック符号は送/受信方式が簡単な長所はあるが、送信行列の各列が直交すべきであるという条件のため、３個以上のアンテナを通じて複素シンボルを伝送する場合、伝送率の損失無しにすべての可能なダイバシティ利得を得ることはできない。
図１は従来の技術による空間−時間ブロック符号を使用する送信機の構成を示したブロック図である。示したように、直/並列変換機(Serial to Parallel Converter:S/P Converter)１０、符号化器２０及びＮ個の送信アンテナ(30-1,30-2,…30-N)で構成されている。
図１を参照すれば、前記直/並列変換機１０は所定の情報ソース(図示せず)から入力されるシンボルをＮ個ずつグルーピングして一つのブロックのシンボルを構成して前記符号化器２０に提供する。前記符号化器２０は前記Ｎ個のシンボルを用いて所定数の組合せを構成して該当時間区間の間に前記Ｎ個の送信アンテナ(30-1,30-2,…30-N)に伝える。
図２は従来の技術に応じて図１の送信機から送信された信号を受信する受信機の構成を示したブロック図である。示したように、Ｍ個の受信アンテナ(40-1,40-2,…40-M)、チャンネル推定器５０、多重チャンネルシンボル配列器６０及び復号器７０で構成される。
図２を参照すれば、前記チャンネル推定器５０は送信アンテナ(30-1〜30-N)から受信アンテナ(40-1〜40-M)へのチャンネル利得を示すチャンネル係数を推定し、前記多重チャンネルシンボル配列器６０は前記受信アンテナ(40-1〜40-M)から受信されたシンボルを集めて前記復号器７０に提供する。前記復号器７０は前記受信シンボルに前記チャンネル係数を乗算した推定シンボルを用いて可能なすべてのシンボルに対する決定統計量(decision statistic)を計算した後、臨界値検出(threshold detection)により所望のシンボルを検出する。
図１及び図２のように構成される通信システムで受信信号は下記の数１のように表現される。
Figure 2007166668
ここで、ｔは毎時間区間(すなわち、フレーム)を区別する時間スロットインデックスであり、ｊは受信アンテナを区別するインデックスであり、ｉは送信アンテナを区別するインデックスであり、ｋは毎時間区間内の時間インデックスである。ｒt,jはｔ番目のフレームでｊ番目の受信アンテナで受信された信号を示し、ｃi,tはｉ番目の送信アンテナを通じてｔ番目の時間に送信されたシンボルを示す。ａi,jはｉ番目の送信アンテナとｊ番目の受信アンテナとの間のチャンネル利得であり、ｎt,jはｔ番目のフレームでｊ番目の受信アンテナで受信された雑音である。
送信信号が独立的なレイリーフェーディング(rayleigh fading)を経験するというとき、前記ａi,jは平均が０であり、分散が次元当たり0.5である独立的な複素ガウスとしてモデリングされ、雑音ｎt,jは平均が０であり、分散が次元当たりN0/2である独立的な複素ガウスとしてモデリングされる。
上述した構成の通信システムで最適の空間−時間ブロック符号はエラー行列の最小符号化利得を最大化するように決められるべきである。ここで、エラー行列とは受信機で誤検出されたシンボルと元の送信シンボルとの差を行列の形態に配列したものをいい、最小符号化利得はエラー行列のすべての固有値の積をいう。
例えば、送信アンテナの数が２個であり、受信アンテナの数がＭ個というとき、送信機は伝送しようとするｂ個のビットを２ｂ個の複素シンボルのうち、一つにマッピングさせる信号星状図(signal constellation)を用いて入力ビットにマッピングされるシンボルを生成し、生成されたシンボルを二つずつグルーピングして一つのブロックを構成し、前記２個のシンボルを用いて２個の組合せを構成して２個の時間区間の間に２個の送信アンテナに伝える。前記伝送シンボルは以下の数２のような２*２の符号化行列として表現が可能である。
Figure 2007166668
ここで、*は共役(conjugate)を示し、ｓ1,ｓ2は伝送しようとする２個のシンボルを示す。
より具体的に説明すると、１番目の時間区間で1番目のアンテナを通じてｓ1、２番目のアンテナを通じてｓ2が送信され、２番目の時間区間では１番目のアンテナを通じて-ｓ2*、２番目のアンテナを通じてｓ1*が送信される。すなわち、前記数２に示した符号化行列の行(row)は同じ時間区間の間に送信されるシンボルを示し、列(column)は同じ送信アンテナを通じて送信されるシンボルを示す。このように符号化行列を使用する方式はAlamouti schemeとして知られており、これは空間−時間ブロック符号の一種である。
空間−時間ブロック符号の復号化にはＭＬ(Maximum Likelihood)復号化が利用され、これは可能なすべての種類のシンボル対(ｓ1,ｓ2)、次の数３のような決定メトリック(decision metric)を最小化するシンボル対を選択することにより達成される。
Figure 2007166668
数３は次の数４のように再配列されることができる。
Figure 2007166668
数４で１番目のメトリックはｓ1のみに係り、２番目のメトリックはｓ2のみに係る。数３を最小化することは前記二つのメトリックをそれぞれ最小化することと同じである。これは数４の二つのメトリックが互いに独立的であるからだ。かかる特性を用いると、復号器を前記１番目のメトリックを最小化してｓ1を求める部分と前記２番目のメトリックを最小化してｓ2を求める部分に分離して具現することにより、復号器の設計を簡単にすることができる。
さらに、前記メトリックのうち、シンボルに関わらない部分を取り除くと、ＭＬ復号化は下記の数５のような復号化メトリックを最小化することと同じである。
Figure 2007166668
上述したように、空間−時間ブロック符号は簡単な符号化/復号化を通じて具現が可能であり、２Ｍ倍のダイバシティ利得を得ることができる。これにより、ＷＣＤＭＡ(Wide-band Code Division Multiple Access)、ＩＳ(International Standard)-１３６などのような各種の標準で使用されている。
前記空間−時間ブロック符号の長所を得るためには送信符号化行列の列が常時直交すべきである。上述した空間−時間ブロック符号技術は２個の送信アンテナを通じて複素シンボル(complex symbols)を伝送しても伝送率を損失せず、送信アンテナの個数と同じ、すなわち、最大ダイバシティ次数(diversity order)を得る。これを拡張すると、２個以上の送信アンテナを使用しながら相互直交の列を有する行列形態の空間−時間ブロック符号を用いて最大ダイバシティ次数を得ることができる。２個以上の送信アンテナに適用可能な送信符号化行列の例は下記の数６に示した。
Figure 2007166668
上述した送信符号化行列を使用するTarokhなどにより提案された技術は２個以上の送信 アンテナが使用される場合、伝送率が0.75又は0.5の比率に減る問題点があるため、高速のデータ伝送が必要な実際の通信に適用しにくいという問題点がある。
J.H.Winters"Switched diversity with feedback for DPSK mobile radio system", IEEE Trans. Veh.Technol., vol.32, pp.134-150, Feb. 1983) G.G. Raleigh and V.K.Jones,"Multivibrate modulation and coding for wireless communication",IEEE J.Select.Areas.Commun.,vol.17,pp.851-866, May 1999 A. Wittneben,"Base station modulation diversity for digital SIMULCAST",in proc.IEEE'VTC, May 1993, pp.505-511) G.J.Foschini,Jr.,"Layered space-time architecture for wireless communications in a fading environment when using multi-element antennas", Bell Labs Tech.J., pp.41-59, Autumn 1996 E.Telatar,"Capacity of multi-antenna Gaussian channels", AT&T-Bell Laboratories, Internal Tech. Memo., June 1995 G.J.Foschini, Jr.and M.J.Gans,"On limits of wireless communication in a fading environment when using multiple antennas", Wireless Personal Commun., vol.6,pp 311-335, 1998 V.Tarokh, N.Seshadri, and A.R. Calderbanck, "Space-time codes for high data rate wireless communications: performance criterion and code construction", IEEE Trans. Inform. Theory, vol. 44, pp.744-765, Mar. 1998，and V.Tarok, A.Naguib, N.Seshadri, A.R.Calderbanck,"Space-time codes for high data rate wireless communications: performance criteria in the presence of channel estimation errors, mobility, and multiple paths", IEEE trans. Inform. Theory, vol. 47, pp.199-207, Feb. 1999 S.M.Alamouti,"A simple transmit diversity technique for wireless communications", IEEE J. Select Areas Commun., vol.16, pp.1451-1458, Oct. 1998 V. Tarokh, H. Jafarkhani,and A.R.Calderbank, "Space-time block codes from orthogonal designs", IEEE Trans. Inform. Theory, vol.45, pp.1456-1467, July 1999
従って、前記問題点を解決するための本発明の目的は、３個以上の送信アンテナを使用する通信システムで最大伝送率と最大ダイバシティ利得を得ることのできる送信ダイバシティ装置を提供することにある。
本発明の他の目的は、３個以上の送信アンテナを使用する通信システムで簡単な符号化と復号化構造を用いて最大ダイバシティ利得を得ることのできる送信ダイバシティ装置を提供することにある。
さらに、本発明の他の目的は、３個以上の送信アンテナを用いて複素シンボルを伝送する通信システムで最大ダイバシティ利得を得ることのできる送信ダイバシティ装置を提供することにある。
本発明の望ましい実施例による送信機は、送信符号化行列の少なくとも２個の列が互いに直交し、ダイバシティ利得が最大となるように、入力されるシンボルに反転及び共役を適用した後、それぞれ一回ずつ位相回転させて伝送することを特徴とする。
本発明の望ましい実施例による受信機は、受信される信号と多重送信アンテナからのチャンネル利得を用いて可能なすべきシンボルに対してＭＬ(Maximum Likelihood)復号化のためのメトリック値を最小化するシンボルを検出することを特徴とする。
本発明の他の望ましい実施例による受信機は、送信機により伝送された変調シンボルの特徴に応じて可能なすべてのシンボルのうち、候補シンボルを選択し、前記選択された候補シンボルに対してメトリック値を最小化するシンボルを検出することを特徴とする。
上述したように、本発明によれば、３個以上の送信アンテナを使用する空間−時間ブロック符号で最大のダイバシティ利得を得ることができ、伝送シンボルを検出する復号器の構造を簡単にしてデータ処理速度を向上させ、受信機の構造を簡単にしてシステムの開発費用の制約も可能である。
以下、本発明の好ましい実施例を添付図面に参照して詳細に説明する。下記の説明において、本発明の要旨のみを明瞭にする目的で、関連した公知機能又は構成に関する具体的な説明は省略する。
本発明では、３個以上のアンテナのための空間−時間ブロック符号を使用する通信システムで送信符号化行列の少なくとも２個以上の列が互いに直交するようにし、最大のダイバシティ利得を得るための簡単な符号化及び復号化構造を提供する。
（送信：符号化）
送信機は入力される所定個数のシンボルから所定個数のシンボル組合せを構成した後、前記構成されたシンボル組合せを各々の行とする行列を構成する。ここで、送信機は伝送しようとするシンボルの生成に使用された変調方式及びアンテナの個数に応じて前記行列を構成して時間tにはt番目の行のシンボルを、アンテナnを通じてはn番目の列のシンボルを送信する。
前記変調方式としてはＢＰＳＫ(Binary Phase Shift Keying)、ＱＰＳＫ(Quadrature PSK)、８ＰＳＫ(8-ary PSK)、１６ＱＡＭ(16-ary Quadrature Amplitude Modulation)及び６４ＱＡＭ(64-ary QAM)があり、３個又は４個のアンテナが使用される。
前記シンボル組合せは二つ以上の列が互いに直交するように伝送しようとするシンボル(ｓ)、前記シンボルの反転(-ｓ)及び前記シンボルの共役(ｓ*)で構成される。より詳細に説明すると、４個の送信アンテナを使用する場合、送信機は４個のシンボルを用いて４x４の行列を構成して４個の時間区間の間に伝送する。前記４x４の行列はそれぞれ下記の数７のような４個の２x２行列として表現される。
Figure 2007166668
前記２x２行列はAlamouti schemeで構成されるべきであるが、これを満足する４x４行列の種類は２４個であり、その一部を次の数８に示す。
Figure 2007166668
ここで、ｓ1,ｓ2,ｓ3,ｓ4は伝送しようとする４個のシンボルである。
このように配列されたシンボルの一部は送信アンテナで伝送されるまえに所定の位相値だけ回転される。前記位相値はダイバシティ利得を最大化するようにエラー行列の最小符号化利得に応じて決定される。ここで、エラー行列とは受信機で誤検出されたシンボルと元の送信シンボルとの差を行列の形態に配列したものであり、最小符号化利得はエラー行列のすべての固有値の積をいう。
位相回転は伝送される３個又は４個のすべてのシンボルに対してそれぞれ一回ずつ適用され、各々のAlamouti２x２行列の列が互いに依然として直交するように適用されるべきである。かかる性質を満足する位相回転方式は１６種類があり、前記数８に示した１番目の行列に対して可能なすべての位相回転行列を示すと、下記の数９の通りである。
Figure 2007166668
上述したように伝送される４個のシンボルs1,s2,s3,s4の各々は特定時間区間で一回ずつνだけ位相回転された。このように位相回転された行列は送信符号化行列と称すると、本発明により生成されうる４x４送信符号化行列の総数は２４*１６個、すなわち、３８４個となる。
図３は本発明の一実施例に応じて数９の１番目のラインに示した送信符号化行列のうち、いずれか一つを４個の送信アンテナを通じて伝送する送信機の構成を示したブロック図であり、示したように、直/並列変換機１１０、符号化器１２０、位相回転器１３０ａ，１３０ｂ及び４個の送信アンテナ１４０ａ，１４０ｂ，１４０ｃ，１４０ｄで構成される。
図３を参照すれば、前記直/並列変換機１１０は入力される４個のシンボルｓ1,ｓ2,ｓ3,ｓ4を 一つのブロックとしてグルーピングして前記符号化器１２０に提供する。前記符号化器１２０は前記一つのブロックのシンボルを用いて前記数８の１番目の行列を構成して出力する。具体的には前記符号化器１２０はそれぞれ４個のシンボルを含む４個の組合せを生成し、前記組合せを４個の時間区間の間にそれぞれ出力する。ここで、前記４個の組合せは前記行列の４個の行に対応し、入力される複数のシンボルは各アンテナと各時間区間で一回ずつ伝送される。
前記位相回転器１３０ａ,１３０ｂは前記符号化器１２０から出力される４列のシンボルのうち、２列のシンボルを選択的にνだけ位相回転させる。具体的に前記数９の１番目の送信符号化行列が使用される場合、前記位相回転器１３０ａ,１３０ｂは１番目の時間区間と３番目の時間区間で入力シンボルをνだけ回転させ、残りの時間区間では入力シンボルをバイパスさせる。前記符号化器１２０から出力されるか、位相回転器１３０ａ,１３０ｂを通過したシンボルは前記送信アンテナ１４０ａ〜１４０ｄを通じて受信機に伝送される。
前記符号化器１２０と前記位相回転器１３０ａ,１３０ｂは送信符号化行列生成器としての機能を行う。ここでは、２個の位相回転器１３０ａ,１３０ｂを含む送信符号化行列生成器の構成を示したが、他の送信符号化行列が使用される場合、それ以上の位相回転器が該当する送信アンテナと前記符号化器１２０との間に連結されうる。
３個の送信アンテナのための４x３送信符号化行列は上述した４x４送信符号化行列を用いて生成される。すなわち、４x４送信符号化行列に対して任意に２個の列を選択し、前記選択された列の元素を線形結合した元素からなる新たな列を前記２個の選択された列の代わりに挿入すると、４x３送信符号化行列となる。４個の列のうち、２個を選択する方法は６種(4Ｃ2)が存在するため、前記数８に示した１番目の送信符号化行列を用いて生成した４x３送信符号化行列を示すと、次の数１０の通りである。
Figure 2007166668
同様に、数１０の行列には数９に示した方式に応じて位相回転が適用される。従って、本発明による４x３送信符号化行列の総数は１７２８個となる。
図４は本発明の一実施例に応じて３個の送信アンテナを通じてシンボルを伝送する送信機の構成を示したブロック図であり、示したように、直/並列変換機２１０、符号化器２２０、位相回転器２３０ａ，２３０ｂ、列置換機２４０及び３個の送信アンテナ２５０ａ，２５０ｂ，２５０ｃ構成され、ここでは数９の１番目の送信符号化行列を用いて生成した４x３送信符号化行列が使用される場合の構成を示した。
図４を参照すれば、前記直/並列変換機２１０は入力される４個のシンボルｓ1,ｓ2,ｓ3,ｓ4を一つのブロックにグルーピングして前記符号化器２２０に提供する。前記符号化器２２０は前記一つのブロックのシンボルを用いて数８の１番目の行列を構成して出力する。具体的に前記符号化器２２０はそれぞれ４個のシンボルを含む４個の組合せを生成し、前記組合せを４個の時間区間の間にそれぞれ出力する。ここで、前記４個の組合せは前記行列の４個の行に対応し、入力される複数のシンボルは各アンテナと各時間区間で一回ずつ伝送される。
前記位相回転器２３０ａ，２３０ｂは前記符号化器２２０から出力される４列のシンボルのうち、２列のシンボルを選択的にνだけ位相回転させる。前記位相回転器２３０ａ，２３０ｂは１番目の時間区間と３番目の時間区間で入力シンボルをνだけ回転させ、残りの時間区間では入力ンボルをバイパスさせる。
前記列置換機２４０は毎時間区間ごとに前記符号化器２２０から出力される２番目の列のシンボルと前記位相回転器２３０ａから出力されるシンボルを線形結合して送信アンテナ２５０ｂに出力する。前記符号化器２２０、前記列置換機２４０又は前記位相回転器２３０ｂを通過したシンボルは前記送信アンテナ２５０ａ〜２５０ｃを通じて受信機に伝送される。
同様に、前記符号化器２２０、前記位相回転器２３０ａ，２３０ｂ及び前記列置換機２４０は送信符号化行列の生成器としての機能を行う。ここでは２個の位相回転器２３０ａ，２３０ｂと、２番目及び３番目の列出力を結合する列置換機２４０とを含む送信符号化行列生成器の構成を示したが、他の送信符号化行列が使用される場合、それ以上の位相回転器と列置換機２４０との他の連結が使用されることができる。
以下、変調方式に応じて３個又は４個のアンテナのための送信符号化行列の好ましい例を次のように開示する。
まず、ＢＰＳＫシンボルを３個と４個のアンテナを通じて伝送するために使用される送信符号化行列Ｕ1とＵ2の例は下記の数１１の通りである。
Figure 2007166668
次に、ＱＰＳＫシンボルを３個と４個のアンテナを通じて伝送するために使用される送信符号化行列Ｕ3とＵ4の例は下記の数１２の通りである。
Figure 2007166668
ここで、νは、例えば、e-j2π/3として決められる。
８ＰＳＫシンボルを３個と４個のアンテナを通じて伝送するために使用される送信符号化行列Ｕ5とＵ6の例は下記の数１３の通りである。
Figure 2007166668
ここで、νは、例えば、ｅ-j5π/6として決められる。
１６ＱＡＭシンボルを３個と４個のアンテナを通じて伝送するために使用される送信符号化行列Ｕ7とＵ8の例は下記の数１４の通りである。
Figure 2007166668
ここで、νは、例えば、e-j5π/12として決められる。
６４ＱＡＭシンボルを３個と４個のアンテナを通じて伝送するために使用される送信符号化行列Ｕ9とＵ10の例は下記の数１５の通りである。
Figure 2007166668
ここで、 νは、例えば、e-j7π/48として決められる。
以上の送信符号化行列を通じて送信されたシンボルを受信機で復号するために本発明ではＭＬ復号化(Maximum Likelihood Decoding)(以下、復号化の第１実施例と称する)と、前記ＭＬ復号化をより効率的にするための超高速復号化(Super Fast Decoding)(以下、復号化の第２実施例と称する)、副-最適の復号化(Sub-optimum Decoding)(以下、復号化の第３実施例と称する)をそれぞれ使用する三種の実施例を開示する。
（復号化の第１実施例）
図５は本発明による復号化の第１実施例のための受信機の構成を示したブロック図であり、示した受信機は独立的に動作する２個の復号器３４０，３４５を含んで構成される。
図５を参照すれば、チャンネル推定器３２０は複数の送信アンテナから複数の受信アンテナ３１０へのチャンネル利得を示すチャンネル係数を推定し、シンボル配列器３３０は前記受信アンテナ３１０の各々を通じて複数の時間区間、すなわち、４個の時間区間の間に受信される信号を集める。これは図３又は図４に示した送信機により一つのブロックのシンボルが４個の時間区間の間に伝送されるからである。
前記シンボル配列器３３０は前記複数の受信アンテナ３１０を通じて受信される信号を集めて行列の形態に構成する。ここで、一つの行には一つの受信アンテナを通じて受信される信号を配置し、一つの列には一つの時間区間に受信される信号を配置する。ここでは複数の受信アンテナ３１０を使用する構造を示したが、以下は説明の便宜上、一つの受信アンテナに対する動作を説明する。
復元しようとする４個のシンボルをｘ1,ｘ2,ｘ3,ｘ4とすると、前記復号器３４０，３４５のうち、第１復号器３４０は前記チャンネル利得及び前記受信信号に応じてｘ1とｘ3を検出し、第２復号器３４５は同じ方式でｘ2とｘ4を検出する。これにより、前記復号器３４０，３４５により前記４個のシンボルが同時に検出される。
前記第１復号器３４０の動作について説明すると、前記第１復号器３４０でシンボル発生器３５０は可能なすべてのシンボル対を発生し、位相回転器３６０，３６２は前記発生されたシンボルのうち、少なくとも一つを送信機により使用されたものと同じ位相値ν又は1だけ回転させる。
メトリック計算機３７０は前記推定されたチャンネル利得と前記受信信号を用いて位相回転された可能なすべてのシンボル対に対してメトリック値を求める。ここで、前記可能なすべてのシンボル対の個数は使用される変調次数に応じてＢＰＳＫの場合は２*２個、ＱＰＳＫの場合は４*４個、８ＰＳＫの場合は８*８個、１６ＱＡＭの場合は１６*１６個、６４ＱＡＭの場合は６４*６４個なので、前記メトリック計算機３７０は前記シンボル対の個数だけのメトリック値を計算する。これにより、検出器３８０は前記メトリック値を用いて最小のメトリック値を有するようにするｘ1,ｘ3を検出する。
以上の動作は前記第２復号器３４５でも同じく行われる。このように前記第１復号器３４０ではｘ1とｘ3を検出し、前記第２復号器３４５ではｘ2とｘ4を検出すると、並列/直列変換機３９０は前記検出されたシンボルを順次に整列して復元されたシンボル組合せｘ1,ｘ2,ｘ3,ｘ4を出力する。
本発明による復号化の第１実施例を説明するために、まずＢＰＳＫ変調方式と３個のアンテナを用いてＵ1(数７)を送信する場合に対する復号化方法を説明する。以下、一つの受信アンテナを使用する場合を例として説明するが、複数の受信アンテナを使用する場合の動作も類似している。１番目の送信アンテナから受信機へのチャンネル利得をα、２番目の送信アンテナから受信機へのチャンネル利得をβ、３番目の送信アンテナから受信機へのチャンネル利得をγとするとき、４個の時間区間の間に受信された信号は理想的には以下の数１６の通りである。
Figure 2007166668
ここで、ｓ1〜ｓ4は送信機から伝送されたシンボルであり、n1〜n4は４個の時間区間の各々の雑音である。
数１６により、Ｕ1のための復号化は下記の数１７を最小化するシンボルを求める方式と同じである。
Figure 2007166668
ここで、ｘ1〜ｘ4は検出しようとするシンボルである。前記数１２はｘ1とｘ３に関連する１番目のメトリック計算式と、ｘ2とｘ4に関連する２番目のメトリック計算式として再配列されうる。図５に示した受信機はこのような観点を用いてｘ1とｘ3の対を復号化する第１復号器３４０と、ｘ2とｘ4の対を復号化する第２復号器３４５との二つの部分に分離して構成したものである。
上述した動作をＵ1乃至Ｕ10について詳細に説明すると次の通りである。
まず、送信アンテナが３個である場合、Ｕ1のＭＬ復号化のために受信機は下記の数１８のようなパラメータＲ1,Ｒ3,Ｒ13を計算する。
Figure 2007166668
Ｕ1のための第１復号器３４０は可能なすべてのシンボル対のうち、下記の数１９に示したメトリックを最小化するシンボル対ｘ1,ｘ3を検出する。
Figure 2007166668
さらに、受信機は下記の数２０のようなパラメータＲ2,Ｒ4,Ｒ24を計算する。
Figure 2007166668
同様に、Ｕ1のための第２復号器３４５は可能なすべてのシンボル対のうち、下記の数２１に示したメトリックを最小化するシンボル対ｘ2,ｘ4を検出する。
Figure 2007166668
次に、送信アンテナが３個である場合、Ｕ3又はＵ5のＭＬ復号化のために受信機は下記の数２２のようなパラメータＲ1,Ｒ3,Ｒ13を計算する。
Figure 2007166668
ここで、νは、上述したシンボルの位相遷移値である。例えば、Ｕ3の場合、νはｅ-j2π/3であり、Ｕ5の場合はｅ-j5π/6 である。Ｕ3又はＵ5のための第１復号器３４０は可能なすべてのシンボル対のうち、下記の数２３に示したメトリックを最小化するシンボル対ｘ1,ｘ3を検出する。
Figure 2007166668
さらに、受信機は下記の数２４のようなパラメータＲ2,Ｒ4,Ｒ24を計算する。
Figure 2007166668
同様に、Ｕ3又はＵ5のための第２復号器３４５は可能なすべてのシンボル対のうち、下記の数２５に示したメトリックを最小化するシンボル対ｘ2,ｘ4を検出する。
Figure 2007166668
さらに、受信機はＵ7又はＵ9のＭＬ復号化のために下記の数２６のようなパラメータＲ1,Ｒ3,Ｒ13を計算する。
Figure 2007166668
ここで、νは、例えば、Ｕ7の場合はｅ-j5π/12であり、Ｕ9の場合はｅ-j7π/48である。Ｕ7又はＵ9のための第１復号器３４０は可能なすべてのシンボル対のうち、下記の数２７に示したメトリックを最小化するシンボル対ｘ1,ｘ3を検出する。
Figure 2007166668
さらに、受信機は下記の数２８のようなパラメータＲ2,Ｒ4,Ｒ24を計算する。
Figure 2007166668
同様に、Ｕ7又はＵ9のための第２復号器３４５は可能なすべてのシンボル対のうち、シ下記の数２９に示したメトリックを最小化するシンボル対ｘ2,ｘ4を検出する。
Figure 2007166668
４個の送信アンテナを使用する場合の本発明による復号化の第１実施例を説明するために、１番目の送信アンテナから受信機へのチャンネル利得をα、2番目の送信アンテナから受信機へのチャンネル利得をβ、３番目の送信アンテナから受信機へのチャンネル利得をγ、４番目の送信アンテナから受信機へのチャンネル利得をζ(zeta)とする。
送信アンテナが４個である場合、Ｕ2のＭＬ復号化のために受信機は下記の数３０のようなパラメータＲ1,Ｒ3,Ｒ13を計算する。
Figure 2007166668
Ｕ2のための第１復号器３４０は可能なすべてのシンボル対のうち、下記の数３１に示したメトリックを最小化するシンボル対ｘ1,ｘ3を検出する。
Figure 2007166668
さらに、受信機は下記の数３２のようなパラメータＲ2,Ｒ4,Ｒ24を計算する。
Figure 2007166668
同様に、Ｕ2のための第２復号器３４５は可能なすべてのシンボル対のうち、下記の数３３に示したメトリックを最小化するシンボル対ｘ2,ｘ4を検出する。
Figure 2007166668
次に、送信アンテナが４個である場合、Ｕ4又はＵ6のＭＬ復号化のために受信機は下記の数３４のようなパラメータＲ1,Ｒ3,Ｒ13を計算する。
Figure 2007166668
ここで、νは、例えば、Ｕ4の場合はｅ-j2π/3であり、Ｕ5の場合はｅ-j5π/6 である。
Ｕ4又はＵ5のための第１復号器３４０は可能なすべてのシンボル対のうち、下記の数３５に示したメトリックを最小化するシンボル対ｘ1,ｘ3を検出する。
Figure 2007166668
さらに、受信機は下記の数３６のようなパラメータＲ2,Ｒ4,Ｒ24を計算する。
Figure 2007166668
同様に、Ｕ4又はＵ6のための第２復号器３４５は可能なすべてのシンボル対のうち、下記の数３７に示したメトリックを最小化するシンボル対ｘ2,ｘ4を検出する。
Figure 2007166668
さらに、Ｕ8又はＵ10のＭＬ復号化のために受信機は下記の数３８のようなパラメータＲ1,Ｒ3,Ｒ13を計算する。
Figure 2007166668
ここで、νは、例えば、Ｕ8の場合はｅ-j5π/12であり、Ｕ10の場合はｅ-j7π/48である。Ｕ8又はＵ10のための第１復号器３４０は可能なすべてのシンボル対のうち、下記の数３９に示したメトリックを最小化するシンボル対ｘ1,ｘ3を検出する。
Figure 2007166668
さらに、受信機は下記の数４０のようなパラメータＲ2,Ｒ4,Ｒ24を計算する。
Figure 2007166668
同様に、Ｕ8又はＵ10のための第２復号器３４５は可能なすべてのシンボル対のうち、下記の数４１に示したメトリックを最小化するシンボル対ｘ2,ｘ4を検出する。
Figure 2007166668
（復号化の第２実施例）
上述した復号化の第１実施例は所望のシンボルを検出するために可能なすべてのシンボル対に対してメトリック値を計算すべきである。このためには、８ＰＳＫの場合は８*８回のメトリック計算が必要であり、１６ＱＡＭの場合は１６*１６回のメトリック計算が必要である。後述するＰＳＫ方式とＱＡＭ方式の特性を用いると、メトリック計算の回数を減らしてより迅速な復号化が可能になる。
図６Ａ、図６Ｂ及び図６ＣはそれぞれＰＳＫ、ＱＰＳＫ及び８ＰＳＫ信号星状図を示す。示したように、ＰＳＫの場合はすべてのシンボルが単位円(unit circle)上に位置するが、これはすべてのシンボルのサイズが常に１であることを示す。
例えば、８ＰＳＫシンボルを４個の送信アンテナを通じて伝送する場合(すなわち、Ｕ6)を説明すると、ｘ1とｘ3のサイズは１なので、上述した数３５のメトリックを最小化することは下記の数４２を最小化することと同じである。
Figure 2007166668
この際、特定のｘ1に対して数４２を最小化することは下記の数４３を最小化することと同じである。
Figure 2007166668
ｘ1は特定値を使用するため、数４３を最小化することはＲ3＋ｘ1Ｒ13に最も近接なｘ3を探すことと同じである。これにより、可能なすべてのｘ1に対して対応する一つのｘ3を探すことができるため、受信機はこれら対のうち、第１実施例に示したＭＬ復号化のためのメトリックを最小とする対を受信しようとするシンボルとして検出する。ｘ2とｘ4を検出しようとする場合、同様に受信機は可能なすべてのｘ2に対してＲ4＋ｘ2Ｒ24に最も近接なｘ4の対を探し、これら対のうち、ＭＬ復号化のためのメトリックを最小とするシンボル対を検出する。さらに、これはＰＳＫを使用する他の送信符号化行列の受信時にも同じく適用される。
これは他の二つのシンボルｘ2, ｘ4及びＰＳＫを使用する他の送信符号化行列の受信時にも同じく適用される。
同様に、ＱＡＭのための復号化を説明すると、図７Ａ、７Ｂに示したように、１６ＱＡＭと６４ＱＡＭの場合はすべてのシンボルのサイズが同じでない。ＱＡＭ方式で使用するメトリックは上述した数３９に示した通りである。前記メトリックでｘ1を固定すると、可能なすべてのｘ3に対して前記数３９を最小化することは下記の数４４を最小化することと同じである。
Figure 2007166668
ここで、特定のｘ1に対して前記数４４を最小化することはＲ3＋ｘ1Ｒ13に最も近接なｘ3を探すことと同じである。受信機は可能なすべてのｘ1に対して対応する一つのｘ3からなる対を探し、これら対のうち、第１実施例に示したＭＬ復号化のためのメトリックを最小とする対を受信しようとするシンボルとして検出する。ｘ2とｘ4を検出しようとする場合、同様に受信機は可能なすべてのｘ2に対してＲ4＋ｘ2Ｒ24に最も近接なｘ4の対を探し、これら対のうち、ＭＬ復号化のためのメトリックを最小とするシンボル対を検出する。さらに、これはＱＡＭを使用する他の送信符号化行列の受信時にも同じく適用される。
図８は本発明による復号化の第２実施例を行うための動作を示した流れ図であり、ここでは一つのシンボル対を検出する動作のみを示したが、残りシンボル対を検出する動作もこれと類似している。
図８を参照すれば、ステップ４０２で基準値ｍ1,ｍ2は所定の小さい数、例えば、１０-10に設定され、シンボルインデックスｉは０に設定される。ステップ４０４で受信機は複数の時間区間の間に受信された信号と推定されたチャンネル利得とを用いてパラメータＲ1,Ｒ3,Ｒ13を計算する。ステップ４０６で１番目のシンボルｘ1はｓiに設定され、ステップ４０８で受信機はｇ(ｘ1)＝Ｒ3＋ｘ1Ｒ13を計算する。ステップ４１０ではｊを０に初期化した後、ステップ４１２で２番目のシンボルｘ3はｓjに設定され、ステップ４１４で受信機はＡ(ｘ3)＝|ｇ(ｘ1)−ｘ3|２を計算する。
ステップ４１６で前記計算されたＡ(ｘ3)が前記設定された小さい値ｍ1より小さくなければ、ステップ４２０へ進行し、小さければステップ４１８へ進行して前記ｍ1を前記Ａ(ｘ3)に更新し、ｙ(ｘ3)を前記２番目のシンボルに設定した後、前記ステップ４２０へ進行する。ステップ４２０では、前記２番目のシンボルが可能な最後のシンボルであれば、例えば、１６ＱＡＭの場合、ｉが１６に到達すると、１番目のシンボル(ｓi)に対して対応する２番目のシンボル(ｓｊ)を検出すると判断してステップ４２４へ進行し、そうでなければ、ステップ４２２へ進行してｊを１だけ増加させた後、前記ステップ４１２に戻る。
前記ステップ４２４で受信機は次式を計算する。
Figure 2007166668
ステップ４２６で前記計算されたＢ(ｘ3)が前記設定された小さい値ｍ2より小さくなければ、ステップ４３０へ進行し、そうでなければ、ステップ４２８へ進行して前記ｍ2をＢ(ｘ3)に更新し、ｙ(ｘ1)を前記１番目のシンボルｘ1に設定した後、前記ステップ４３０へ進行する。前記ステップ４３０で前記１番目のシンボルが可能な最後のシンボルであれば、例えば、１６ＱＡＭの場合、ｉが１６に到達すると、すべての１番目のシンボルに対して対応する２番目のシンボルを検出すると判断してステップ４３４へ進行し、そうでなければ、ステップ４３２へ進行してｉを１だけ増加させた後、前記ステップ４０６に戻る。前記ステップ４３４で受信機は最終的にｙ(ｘ1),ｙ(ｘ3)を検出する。
図９は本発明による復号化の第２実施例を行うための受信機のハードウェア構造を示したブロック図であり、示した受信機は独立的に動作する２個の復号器５４０，５４５からなる。
図９を参照すれば、チャンネル推定器５２０は複数の送信アンテナから複数の受信アンテナ５１０へのチャンネル利得を示すチャンネル係数を推定し、シンボル配列器５３０は前記受信アンテナ５１０の各々を通じて複数の時間区間、すなわち、４個の時間区間の間に受信される信号を集める。これは図３又は図４に示した送信機により一つのブロックのシンボルが４個の時間区間の間に伝送されるからである。
前記シンボル配列器５３０は前記複数の受信アンテナ５１０を通じて受信される信号を集めて行列の形態に構成する。ここで、一つの行には一つの受信アンテナを通じて受信される信号を配置し、一つの列には一つの時間区間に受信される信号を配置する。ここでは、複数の受信アンテナ５１０を使用する構造を示したが、下記の説明の便宜上、一つの受信アンテナに対する動作を説明する。
送信機から伝送された４個のシンボルｘ1,ｘ2,ｘ3,ｘ4を復元しようとする場合、前記復号器５４０，５４５のうち、第１復号器部分５４０は前記チャンネル利得及び前記受信信号に応じてｘ1とｘ3を検出し、第２復号器５４５は同様の方式でｘ2とｘ4を検出する。前記復号器５４０，５４５により前記４個のシンボルが同時に検出される。
前記第１復号器５４０の動作に対して説明すると、前記第１復号器５４０でシンボル発生器５５０はすべての可能なシンボル対を生成し、位相回転器５５２，５５４は前記発生されたシンボルのうち、少なくとも一つを送信機により使用されたものと同じ位相値ν又は１だけ回転させる。前記可能なすべてのシンボル対の個数は使用される変調次数の二乗と同じであり、例えば、１６ＱＡＭの場合は１６２個である。
シンボル選択器５６０は前記推定されたチャンネル利得と前記受信信号とを用いてパラメータＲ1,Ｒ3,Ｒ13を計算し、前記可能なすべてのシンボル対のうち、前記計算されたパラメータにより前記数４３又は数４４を最小化するシンボル対を選択する。前記選択されるシンボル対の個数は使用される変調次数と同じであり、例えば、１６ＱＡＭの場合は数４４により１６個のシンボル対が選択される。
メトリック計算機５７０は前記選択されたシンボル対に対して前記パラメータを用いて変調方式及び送信アンテナの個数に応じて上述したメトリック値を計算し、最小メトリック検出器５８０は前記計算されたメトリック値を用いて最小のメトリック値を有するようにする一つのシンボル対を検出する。ここで、前記メトリック計算は数１９、数２３、数２７、数３１、数３５又は数３９により行われる。
上述した動作は前記第２復号器５４５でも同じく行われる。このように前記第１復号器５４０ではｘ1とｘ3を検出し、前記第２復号器５４５ではｘ2とｘ4を検出すると、並列/直列変換機５９０は前記検出されたシンボルを順次に定理して復元されたシンボル組合せｘ1，ｘ2，ｘ3，ｘ4を出力する。
２b ＰＳＫ星状図を使用するとき、復号化の第２実施例のための計算量は次の通りである。Ｒ1,Ｒ3,Ｒ13が計算されているというとき、ｇ(ｘ1) はｂ回の加算と２ｂ回の乗算を通じて計算され、ｙ(ｘ3)は各ｇ(ｘ1)ごとに一回ずつ２ｂ回の比較演算を通じて計算され、すべてのｘ1に対するＢ(ｘ3)は３*２ｂ回の乗算と加算を通じて計算される。従って、復号化の第２実施例は総４*２ｂ回の加算と乗算、２ｂ回の比較演算だけで第１実施例に示したＭＬ復号化と同じシンボル検出性能を得る。
（復号化の第３実施例）
本発明による復号化の第３実施例はＱＰＳＫ又は８ＰＳＫに対して使用可能であり、復号化の第１実施例及び第２実施例よりシンボルの検出性能は良くないが、計算量を大幅に減らすことができる。
例えば、８ＰＳＫのシンボルを検出する場合、受信機はパラメータはパラメータＲ1,Ｒ3,Ｒ13を計算した後、可能なすべてのシンボルのうち、数３５のメトリックを参照してＲ1に最も近接なシンボルｑ1と、Ｒ3に最も近接なシンボルｑ3と、Ｒ13に最も近接なシンボルｑ13とを決定する。前記ｑ13がｑ1*ｑ3と同じであれば、前記ｑ1とｑ3を検出する。
そうでなければ、受信機は前記ｑ13と前記ｑ1*ｑ3との間の角度の1/2であるΦdを計算し、前記決定されたｑ1から前記Φd以内の範囲にある１番目の候補シンボル及び前記決定されたｑ3から前記Φd以内の範囲にある２番目の候補シンボルのＭＬ復号化のためのメトリック値を計算して所望のシンボルを検出する。
同様に、受信機はパラメータＲ2,Ｒ4,Ｒ24を計算した後、Ｒ2に最も近接なシンボルｑ2と、 Ｒ4に最も近接なシンボルｑ4と、Ｒ24に最も近接なシンボルｑ24とを決定する。前記ｑ24がｑ2*ｑ4と同じであれば、前記ｑ2とｑ4を検出する。
そうでなければ、受信機は前記ｑ24と前記ｑ2*ｑ4との間の角度の1/2であるΦd’を計算し、前記決定されたｑ2から前記Φd’以内の範囲にある１番目の候補シンボル及び前記決定されたｑ4から前記Φd’以内の範囲にある２番目の候補シンボルのＭＬ復号化のためのメトリック値を計算して所望のシンボルを検出する。
図１０は本発明による副-最適の復号化を説明するための図であり、ここでは一例として８ＰＳＫの星状図を示した。図１０Ａを参照すれば、Ｒ1に最も近接なシンボルｑ1はｅj(3π/4)であり、Ｒ3に最も近接なシンボルｑ3はｅj(-π/4)であり、Ｒ13に最も近接なシンボルｑ13はｅj(π/4)である。ｑ1*ｑ3はｅj(π)となり、Φd’は３π/８である。
図１０Ｂを参照すれば、受信機はｑ1から３π/８範囲以内にある候補シンボルｓ2,ｓ3,ｓ4とｑ3から３π/８範囲以内にある候補シンボルｓ0,ｓ6,ｓ7からなる可能なすべてのシンボル対に対して第１実施例に示したＭＬ復号化のためのメトリックを最小化するシンボル対を検出する。
前記説明はＵ6の他にもＰＳＫを使用する他の送信符号化行列の受信時にも同じく適用される。
図１１は本発明による復号化の第３実施例を行うための動作を示した流れ図であり、ここでは一つのシンボル対を検出する動作のみを示したが、残りシンボル対を検出する動作もこれと類似している。
図１１を参照すれば、受信機はステップ６０２でパラメータＲ1,Ｒ3,Ｒ13を計算した後、ステップ６０２で可能なすべてのシンボルのうち、前記Ｒ1に最も近接なシンボルｘ1と、前記Ｒ3に最も近接なシンボルｘ3と、前記Ｒ13に最も近接なシンボルｘ13とを決定する。ステップ６０６でｘ13がｘ1*ｘ3と同じであれば、受信機はステップ６１４へ進行して前記ｘ1とｘ3を検出する。
そうでなければ、受信機はステップ６０８で
Figure 2007166668
を計算し、ステップ６１０で前記決定されたｘ1から前記Φd以内の範囲にある１番目の候補シンボル及び前記決定されたｘ3から前記Φd以内の範囲にある２番目の候補シンボルを選択する。ステップ６１２で受信機は前記選択された１番目及び２番目の候補シンボルからなる可能なすべてのシンボル対に対して第１実施例に示したＭＬ復号化のためのメトリックを計算して最小のメトリック値を有する一つのシンボル対を検出する。
本発明による副-最適の復号化を行うための受信機のハードウェア構成は上述した図９と同じである。但し、図９のシンボル選択器５６０は前記推定されたチャンネル利得と前記受信信号を用いてパラメータＲ1,Ｒ3,Ｒ13を計算し、前記パラメータに近接なシンボルを決定した後、Φdを計算し、前記シンボルからΦd以内の範囲にある候補シンボルを選択する。前記選択された候補シンボルからなる候補シンボル対の個数はＱＰＳＫの場合は最大３*３個であり、８ＰＳＫの場合は最大５*５個である。
メトリック計算機５７０は前記選択された候補シンボルからなる可能なすべてのシンボル対に対して上述したメトリック値を計算し、最小メトリック検出器５８０は前記計算されたメトリック値を用いて最小のメトリック値を有するようにする一つのシンボル対を検出する。ここで、前記メトリックの計算は数１９、数２３、数２７、数３１、数３５又は数３９により行われる。
上述した動作は第２復号器５４５でも同じく適用される。このように前記第１復号器５４０ではｘ1とｘ3を検出し、前記第２復号器５４５ではｘ2とｘ4を検出すると、並列/直列変換機５９０は前記検出されたシンボルを順次に定理して復元されたシンボル組合せｘ1,ｘ2,ｘ3,ｘ4を出力する。
図１２乃至図１４はそれぞれＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、８ＰＳＫで本発明による復号化の第１実施例を使用する場合、２個乃至４個の送信アンテナから一つの受信アンテナへの受信信号対雑音比(Signal to Noise Ratio:ＳＮＲ)に対するシンボルエラー率(Symbol Error Rates:ＳＥＲ)を比較したものである。
図１２において、参照符号７００は２個のアンテナを使用する場合のシンボルエラー率であり、参照符号７０２は３個のアンテナを使用する場合のシンボルエラー率であり、参照符号７０４は４個のアンテナを使用する場合のシンボルエラー率である。図１３において、参照符号７１０は２個のアンテナを使用する場合のシンボルエラー率であり、参照符号７１２は３個のアンテナを使用する場合のシンボルエラー率であり、参照符号７１４は４個のアンテナを使用する場合のシンボルエラー率である。図１４において、参照符号７２０は２個のアンテナを使用する場合のシンボルエラー率であり、参照符号７２２は３個のアンテナを使用する場合のシンボルエラー率であり、７２４は４個のアンテナを使用する場合のシンボルエラー率である。
シンボルエラー率(ＳＥＲ)と信号対雑音比(ＳＮＲ)の関係は次の数４５のように表現される。
Figure 2007166668
ここで、Ｃは常数であり、ｄはダイバシティ利得である。したがって、図１２乃至図１４のようなログスケールのグラフはｌｏｇ(ＳＥＲ)＝−ｄ・ｌｏｇ(Ｃ・ＳＮＲ)の形態となる。ｌｏｇ(ＳＮＲ)をｘ軸とすれば、ｙ＝−ｄｘ、ｄは傾度となる。すなわち、ログスケールのＳＥＲとＳＮＲの関係グラフで傾度はダイバシティ利得である。したがって、示したように、本発明による送信ダイバシティは送信アンテナの個数だけの、すなわち、最大のダイバシティ利得を得ることができる。
図１５は４個の送信アンテナと８ＰＳＫを使用する場合、本発明による復号化の第３実施例と第１実施例をシンボルエラー率の観点から比較したものであり、参照符号７３０は第３実施例による副-最適の復号化を示したものであり、参照符号７３２は第１実施例によるＭＬ復号化を示したものである。示したように、本発明の第３実施例は第１実施例に比べてわずかの性能低下があるが、依然として最大のダイバシティ利得を得ることができる。
上述したように動作する本発明において開示される発明のうち、代表的なものにより得られる効果を簡単に説明すると、次の通りである。
本発明は、３個以上の送信アンテナを使用する空間−時間ブロック符号で最大のダイバシティ利得を得ることができ、伝送シンボルを検出する復号器の構造を簡単にしてデータ処理速度を向上させ、受信機の構造を簡単にしてシステムの開発費用を節約する効果がある。
一方、本発明の詳細な説明では具体的な実施例について説明したが、本発明の範囲を逸脱しない限り、各種の変形が可能である。したがって、本発明の範囲は前記実施例に限定されず、特許請求の範囲のみならず、この特許請求の範囲と均等なものにより決められるべきである。
従来の技術による空間−時間ブロック符号を使用する送信機の構成を示したブロック図である。 従来の技術に応じて図１の送信機から送信された信号を受信する受信機の構成を示したブロック図である。 本発明の一実施例に応じて４個の送信アンテナを通じてシンボルを伝送する送信機の構成を示したブロック図である。 本発明の一実施例に応じて３個の送信アンテナを通じてシンボルを伝送する送信機の構成を示したブロック図である。 本発明による復号化の第１実施例のための受信機の構成を示したブロック図である。 ＰＳＫのための星状図を示した図である。 ＱＡＭのための星状図を示した図である。 本発明による復号化の第２実施例を行うための動作を示した流れ図である。 本発明による復号化の第２実施例を行うための受信機のハードウェア構成を示したブロック図である。 本発明による副-最適の復号化を説明するための図である。 本発明による復号化の第３実施例を行うための動作を示した流れ図である。 ＢＰＳＫで本発明による復号化の第１実施例を使用する場合、２個乃至４個の送信アンテナから一つの受信アンテナへの受信信号対雑音比に対するシンボルエラー率を比較した図である。 ＱＰＳＫで本発明による復号化の第１実施例を使用する場合、２個乃至４個の送信アンテナから一つの受信アンテナへの受信信号対雑音比に対するシンボルエラー率を比較した図である。 ８ＰＳＫで本発明による復号化の第１実施例を使用する場合、２個乃至４個の送信アンテナから一つの受信アンテナへの受信信号対雑音比に対するシンボルエラー率を比較した図である。 ４個の送信アンテナと８ＰＳＫを使用する場合、本発明による復号化の第３実施例と第１実施例を受信信号対雑音比に対するシンボルエラー率の観点から比較した図である。
符号の説明
１１０ 直／並列変換機
１２０ 符号化器
１３０ａ，１３０ｂ 位相回転器
１４０ａ，１４０ｂ，１４０ｃ，１４０ｄ 送信アンテナ
３４０，３４５ 復号器
３２０ チャンネル推定器
３３０ シンボル配列器
３１０ 受信アンテナ
３９０ 並列／直列変換機

Claims (35)

  1. 多重送信アンテナを用いる少なくとも一つの変調方式に変調された複数のシンボルを送信する方法であって、
    前記複数のシンボルが各アンテナと各時間区間で一回ずつ伝送されるように前記複数のシンボルを複数の組合せで構成するステップと、
    前記組合せを複数の時間区間の間に送信アンテナに伝えるステップと、含み、
    ここで、前記複数の組合せは前記複数の時間区間に対応する行と前記複数の送信アンテナに対応する列とを有する送信符号化行列を形成し、
    前記送信符号化行列を形成する前記複数のシンボルそれぞれに反転と共役及び所定の位相値だけ位相回転することをのうち少なくともいずれか一つ以上前記送信符号化行列を構成することを特徴とするシンボル送信方法。
  2. 前記送信アンテナの個数が４個である場合、
    入力される４個のシンボル、前記４個のシンボルの反転シンボル及び前記４個のシンボルの共役シンボルを用いて４個の行と４個の列を有する行列を生成するステップと、
    前記少なくとも１個の変調シンボルを所定の位相値だけ位相回転させるステップと、をさらに含むことを特徴とする請求項１に記載のシンボル送信方法。
  3. 前記符号化器により生成される行列は次の行列のうち、いずれか一つであることを特徴とする請求項２に記載のシンボル送信方法。
    Figure 2007166668
     (ここで、ｓ1,ｓ2,ｓ3,ｓ4は前記入力されるシンボルである。)
  4. 前記入力されるシンボルがＢＰＳＫ(Binary Phase Shift Keying)シンボルである場合、前記送信符号化行列は次のＵ2の通りであることを特徴とする請求項２に記載のシンボル送信方法。
    Figure 2007166668
     (ここで、ｓ1,ｓ2,ｓ3,ｓ4は前記入力されるシンボルである。)
  5. 前記入力されるシンボルがＱＰＳＫ(Quadrature Phase Shift Keying)シンボルである場合、前記送信符号化行列は次のＵ4の通りであることを特徴とする請求項２に記載のシンボル送信方法。
    Figure 2007166668
     (ここで、ｓ1,ｓ2,ｓ3,ｓ4は前記入力されるシンボルであり、νは前記位相値である。)
  6. 前記νはｅ-j2π/3であることを特徴とする請求項５に記載のシンボル送信方法。
  7. 前記入力されるシンボルが８ＰＳＫ(8-ary Phase Shift Keying)シンボルである場合、前記送信符号化行列は次のＵ6の通りであることを特徴とする請求項２に記載のシンボル送信方法。
    Figure 2007166668
     (ここで、ｓ1,ｓ2,ｓ3,ｓ4は前記入力されるシンボルであり、νは前記位相値である。)
  8. 前記νはｅ-j5π/6であることを特徴とする請求項７に記載のシンボル送信方法。
  9. 前記入力されるシンボルが１６ＱＡＭ(16-ary Quadrature Amplitude Modulation)シンボルである場合、前記送信符号化行列は次のＵ8の通りであることを特徴とする請求項２に記載のシンボル送信方法。
    Figure 2007166668
     (ここで、ｓ1,ｓ2,ｓ3,ｓ4は前記入力されるシンボルであり、νは前記位相値である。)
  10. 前記νはｅ-j5π/12であることを特徴とする請求項９に記載のシンボル送信方法。
  11. 前記入力されるシンボルが６４ＱＡＭ(64-ary Quadrature Amplitude Modulation)シンボルである場合、前記送信符号化行列は次のＵ10の通りであることを特徴とする請求項２に記載のシンボル送信方法。
    Figure 2007166668
     (ここで、ｓ1,ｓ2,ｓ3,ｓ4は前記入力されるシンボルであり、νは前記位相値である。)
  12. 前記νはｅ-j7π/48であることを特徴とする請求項１１に記載のシンボル送信方法。
  13. 前記送信アンテナの数が３個である場合、 入力される４個のシンボル、前記４個のシンボルの反転シンボル及び前記４個のシンボルの共役シンボルを用いて４個の行と４個の列を有する送信符号化行列を生成するステップと、
    前記４個の行と４個の列を有する送信符号化行列で、２個の列を選択して新たな一つの列に置き換えるようにするステップとを、さらに含むことを特徴とする請求項１に記載のシンボル送信方法。
  14. 前記符号化器により生成される行列は下記の行列のうち、いずれか一つであることを特徴とする請求項１３に記載のシンボル送信方法。
    Figure 2007166668
     (ここで、ｓ1,ｓ2,ｓ3,ｓ4は前記入力されるシンボルである。)
  15. 前記入力されるシンボルがＢＰＳＫシンボルである場合、前記送信符号化行列は次のＵ1の通りであることを特徴とする請求項１３に記載のシンボル送信方法。
    Figure 2007166668
     (ここで、ｓ1,ｓ2,ｓ3,ｓ4は前記入力されるシンボルである。)
  16. 前記入力されるシンボルがＱＰＳＫシンボルである場合、前記送信符号化行列は次のＵ3の通りであることを特徴とする請求項１３に記載のシンボル送信方法。
    Figure 2007166668
     (ここで、ｓ1,ｓ2,ｓ3,ｓ4は前記入力されるシンボルであり、νは前記位相値である。)
  17. 前記νはｅ-j2π/3であることを特徴とする請求項１６に記載のシンボル送信方法。
  18. 前記入力されるシンボルが８ＰＳＫシンボルである場合、前記送信符号化行列は次のＵ5の通りであることを特徴とする請求項１３に記載のシンボル送信方法。
    Figure 2007166668
     (ここで、ｓ1,ｓ2,ｓ3,ｓ4は前記入力されるシンボルであり、νは前記位相値である。)
  19. 前記νはｅ-j5π/6であることを特徴とする請求項１８に記載のシンボル送信方法。
  20. 前記入力されるシンボルが１６ＱＡＭシンボルである場合、前記送信符号化行列は次のＵ7の通りであることを特徴とする請求項１３に記載のシンボル送信方法。
    Figure 2007166668
     (ここで、ｓ1,ｓ2,ｓ3,ｓ4は前記入力されるシンボルであり、νは前記位相値である。)
  21. 前記νはｅ-j5π/12であることを特徴とする請求項２０に記載のシンボル送信方法。
  22. 前記入力されるシンボルが６４ＱＡＭシンボルである場合、前記送信符号化行列は次のＵ9の通りであることを特徴とする請求項１３に記載のシンボル送信方法。
    Figure 2007166668
     (ここで、ｓ1,ｓ2,ｓ3,ｓ4は前記入力されるシンボルであり、νは前記位相値である。)
  23. 前記νはｅ-j7π/48であることを特徴とする請求項２２に記載のシンボル送信方法。
  24. 無線通信システムで送信機によりそれぞれ一回ずつ位相回転されて送信された変調シンボルを受信する方法であって、
    ３個の送信アンテナから４個の時間区間の間に受信アンテナで受信された信号と前記送信アンテナから前記受信アンテナへのチャンネル利得とを用いて可能なすべてのシンボル対に対してＭＬ(maximum likelihood)復号化のためのメトリック値を最小化する一つのシンボル対をそれぞれ検出するステップと
    前記変調シンボルがＢＰＳＫシンボルからなる場合、前記受信信号と前記チャンネル利得を用いて以下の数式に応じてＲ1,Ｒ3,Ｒ13,Ｒ2,Ｒ4,Ｒ24を計算するステップと、
    Figure 2007166668
     及び
    Figure 2007166668
     を最小化するシンボル対(ｘ1,ｘ3)と(ｘ2,ｘ4)をそれぞれ検出するステップと、含むことを特徴とするシンボル受信方法。
    Figure 2007166668
     (ここで、前記α,β,γは前記チャンネル利得であり、前記ｒ1〜ｒ4は前記受信信号である。)
  25. 無線通信システムで送信機によりそれぞれ一回ずつ位相回転されて送信された変調シンボルを受信する方法であって、
    ３個の送信アンテナから４個の時間区間の間に受信アンテナで受信された信号と前記送信アンテナから前記受信アンテナへのチャンネル利得とを用いて可能なすべてのシンボル対に対してＭＬ復号化のためのメトリック値を最小化する一つのシンボル対をそれぞれ検出するステップと、
    前記変調シンボルがＱＰＳＫ又は８ＰＳＫシンボルからなる場合、前記受信信号と前記チャンネル利得を用いて以下の数式に応じてＲ1,Ｒ3,Ｒ13,Ｒ2,Ｒ4,Ｒ24を計算するステップと、
    Figure 2007166668
     及び
    Figure 2007166668
     を最小化するシンボル対(ｘ1,ｘ3)と(ｘ2,ｘ4)をそれぞれ検出するステップと、を含むことを特徴とするシンボル受信方法。
    Figure 2007166668
     (ここで、前記α,β,γは前記チャンネル利得であり、前記ｒ1〜ｒ4は前記受信信号であり、前記νは送信機によるシンボルの位相回転に使用した位相値である。)
  26. 無線通信システムで送信機によりそれぞれ一回ずつ位相回転されて送信された変調シンボルを受信する方法であって、
    ３個の送信アンテナから４個の時間区間の間に受信アンテナで受信された信号と前記送信アンテナから前記受信アンテナへのチャンネル利得とを用いて可能なすべてのシンボル対に対してＭＬ復号化のためのメトリック値を最小化する一つのシンボル対をそれぞれ検出するステップと、
    前記変調シンボルが１６ＱＡＭ又は６４ＱＡＭシンボルからなる場合、前記受信信号と前記チャンネル利得を用いて以下の数式に応じてＲ1,Ｒ3,Ｒ13,Ｒ2,Ｒ4,Ｒ24を計算するステップと、
    Figure 2007166668
     及び
    Figure 2007166668
     を最小化するシンボル対(ｘ1,ｘ3)と(ｘ2,ｘ4)をそれぞれ検出するステップと、を含むことを特徴とするシンボル受信方法。
    Figure 2007166668
     (ここで、前記α,β,γは前記チャンネル利得であり、前記ｒ1〜ｒ4は前記受信信号であり、前記νは送信機によるシンボルの位相回転に使用した位相値である。)
  27. 無線通信システムで送信機によりそれぞれ一回ずつ位相回転されて送信された変調シンボルを受信する方法であって、
    ４個の送信アンテナから４個の時間区間の間に受信アンテナで受信された信号と前記送信アンテナから前記受信アンテナへのチャンネル利得とを用いて可能なすべてのシンボル対に対してＭＬ復号化のためのメトリック値を最小化する一つのシンボル対をそれぞれ検出するステップと、
    前記変調シンボルがＢＰＳＫシンボルからなる場合、前記受信信号と前記チャンネル利得を用いて以下の数式に応じてＲ1,Ｒ3,Ｒ13,Ｒ2,Ｒ4,Ｒ24を計算するステップと、
    Figure 2007166668
     及び
    Figure 2007166668
     を最小化するシンボル対(ｘ1,ｘ3)と(ｘ2,ｘ4)をそれぞれ検出するステップと、を含むことを特徴とするシンボル受信方法。
    Figure 2007166668
     (ここで、前記α,β,γ，ζは前記チャンネル利得であり、前記ｒ1〜ｒ4は前記受信信号である。)
  28. 無線通信システムで送信機によりそれぞれ一回ずつ位相回転されて送信された変調シンボルを受信する方法であって、
    ４個の送信アンテナから４個の時間区間の間に受信アンテナで受信された信号と前記送信アンテナから前記受信アンテナへのチャンネル利得とを用いて可能なすべてのシンボル対に対してＭＬ復号化のためのメトリック値を最小化する一つのシンボル対をそれぞれ検出するステップと、
    前記変調シンボルがＱＰＳＫ又は８ＰＳＫシンボルからなる場合、前記受信信号と前記チャンネル利得を用いて以下の数式に応じてＲ1,Ｒ3,Ｒ13,Ｒ2,Ｒ4,Ｒ24を計算するステップと、
    Figure 2007166668
     及び
    Figure 2007166668
     を最小化するシンボル対(ｘ1,ｘ3)と(ｘ2,ｘ4)をそれぞれ検出するステップと、を含むことを特徴とするシンボル受信方法。
    Figure 2007166668
     (ここで、前記α,β,γ，ζは前記チャンネル利得であり、前記ｒ1〜ｒ4は前記受信信号であり、前記νは送信機によるシンボルの位相回転に使用した位相値である。)
  29. 無線通信システムで送信機によりそれぞれ一回ずつ位相回転されて送信された変調シンボルを受信する方法であって
    ４個の送信アンテナから４個の時間区間の間に受信アンテナで受信された信号と前記送信アンテナから前記受信アンテナへのチャンネル利得とを用いて可能なすべてのシンボル対に対してＭＬ復号化のためのメトリック値を最小化する一つのシンボル対をそれぞれ検出するステップと、
    前記変調シンボルが１６ＱＡＭ又は６４ＱＡＭシンボルからなる場合、前記受信信号と前記チャンネル利得を用いて以下の数式に応じてＲ1,Ｒ3,Ｒ13,Ｒ2,Ｒ4,Ｒ24を計算するステップと、
    Figure 2007166668
     及び
    Figure 2007166668
     を最小化するシンボル対(ｘ1,ｘ3)と(ｘ2,ｘ4)をそれぞれ検出するステップと、を含むことを特徴とするシンボル受信方法。
    Figure 2007166668
     (ここで、前記α,β,γ，ζは前記チャンネル利得であり、前記ｒ1〜ｒ4は前記受信信号であり、前記νは送信機によるシンボルの位相回転に使用した位相値である。)
  30. 無線通信システムで送信機によりＰＳＫ(Phase Shift Keying)方式で変調され、それぞれ一回ずつ位相回転されて送信された変調シンボルを受信する方法であって、
    ３個の送信アンテナから４個の時間区間の間に受信アンテナで受信された信号と前記送信アンテナから前記受信アンテナへのチャンネル利得とを用いて可能なすべてのシンボル対のうち、候補シンボル対を選択し、前記選択された候補シンボル対に対してＭＬ復号化のためのメトリック値を最小化する一つのシンボル対をそれぞれ検出するステップと、
    前記受信信号と前記チャンネル利得を用いて以下の数式に応じてＲ1,Ｒ3,Ｒ13,Ｒ2,Ｒ4,Ｒ24を計算し、可能なすべてのシンボルｘ1とＲ3＋ｘ1Ｒ13 に最も近接なシンボルｘ3、可能なすべてのシンボルｘ2とＲ4＋ｘ2Ｒ24 に最も近接なシンボルｘ4からなる各シンボル対を前記候補シンボル対としてそれぞれ選択するステップと、を含むことを特徴とするシンボル受信方法。
    Figure 2007166668
     (ここで、前記α,β,γは前記チャンネル利得であり、前記ｒ1〜ｒ4は前記受信信号であり、前記νは送信機によるシンボルの位相回転に使用した位相値である。)
  31. 無線通信システムで送信機によりＱＡＭ(Quadrature Amplitude Modulation)方式で変調され、それぞれ一回ずつ位相回転されて送信された変調シンボルを受信する方法であって、
    ３個の送信アンテナから４個の時間区間の間に受信アンテナで受信された信号と前記送信アンテナから前記受信アンテナへのチャンネル利得とを用いて可能なすべてのシンボル対のうち、候補シンボル対を選択し、前記選択された候補シンボル対に対してＭＬ復号化のためのメトリック値を最小化する一つのシンボル対をそれぞれ検出するステップと、前記受信信号と前記チャンネル利得を用いて以下の数式に応じてＲ1,Ｒ3,Ｒ13,Ｒ2,Ｒ4,Ｒ24を計算し、可能なすべてのシンボルｘ1とＲ3＋ｘ1Ｒ13 に最も近接なシンボルｘ3、可能なすべてのシンボルｘ2とＲ4＋ｘ2Ｒ24 に最も近接なシンボルｘ4からなる各シンボル対を前記候補シンボル対としてそれぞれ選択するステップと、を含むことを特徴とするシンボル受信方法。
    Figure 2007166668
     (ここで、前記α,β,γ，ζは前記チャンネル利得であり、前記ｒ1〜ｒ4は前記受信信号であり、前記νは送信機によるシンボルの位相回転に使用した位相値である。)
  32. 無線通信システムで送信機によりＰＳＫ(Phase Shift Keying)方式で変調され、それぞれ一回ずつ位相回転されて送信された変調シンボルを受信する方法であって、
    ４個の送信アンテナから４個の時間区間の間に受信アンテナで受信された信号と前記送信アンテナから前記受信アンテナへのチャンネル利得とを用いて可能なすべてのシンボル対のうち、候補シンボル対を選択し、前記選択された候補シンボル対に対してＭＬ復号化のためのメトリック値を最小化する一つのシンボル対をそれぞれ検出するステップと
    前記受信信号と前記チャンネル利得を用いて以下の数式に応じてＲ1,Ｒ3,Ｒ13,Ｒ2,Ｒ4,Ｒ24を計算し、可能なすべてのシンボルｘ1とＲ3＋ｘ1Ｒ13 に最も近接なシンボルｘ3、可能なすべてのシンボルｘ2とＲ4＋ｘ2Ｒ24 に最も近接なシンボルｘ4からなる各シンボル対を前記候補シンボル対としてそれぞれ選択するステップと、を含むことを特徴とするシンボル受信方法。
    Figure 2007166668
     (ここで、前記α,β,γ，ζは前記チャンネル利得であり、前記ｒ1〜ｒ4は前記受信信号であり、前記νは送信機によるシンボルの位相回転に使用した位相値である。)
  33. 無線通信システムで送信機によりＱＡＭ(Quadrature Amplitude Modulation)方式で変調され、それぞれ一回ずつ位相回転されて送信された変調シンボルを受信する方法であって、
    ４個の送信アンテナから４個の時間区間の間に受信アンテナで受信された信号と前記送信アンテナから前記受信アンテナへのチャンネル利得とを用いて可能なすべてのシンボル対のうち、候補シンボル対を選択し、前記選択された候補シンボル対に対してＭＬ復号化のためのメトリック値を最小化する一つのシンボル対をそれぞれ検出するステップと、
    前記受信信号と前記チャンネル利得を用いて以下の数式に応じてＲ1,Ｒ3,Ｒ13,Ｒ2,Ｒ4,Ｒ24を計算し、可能なすべてのシンボルｘ1とＲ3＋ｘ1Ｒ13 に最も近接なシンボルｘ3、可能なすべてのシンボルｘ2とＲ4＋ｘ2Ｒ24 に最も近接なシンボルｘ4からなる各シンボル対を前記候補シンボル対としてそれぞれ選択するステップと、を含むことを特徴とするシンボル受信方法。
    Figure 2007166668
     (ここで、前記α,β,γ，ζは前記チャンネル利得であり、前記ｒ1〜ｒ4は前記受信信号であり、前記νは送信機によるシンボルの位相回転に使用した位相値である。)
  34. 無線通信システムで送信機によりＰＳＫ(Phase Shift Keying)方式で変調され、それぞれ一回ずつ位相回転されて送信された変調シンボルを受信する方法であって、
    ３個の送信アンテナから４個の時間区間の間に受信アンテナで受信された信号と前記送信アンテナから前記受信アンテナへのチャンネル利得とを用いて可能なすべてのシンボル対のうち、候補シンボル対を選択し、前記選択された候補シンボル対に対してＭＬ復号化のためのメトリック値を最小化する一つのシンボル対をそれぞれ検出するステップと、
    前記受信信号と前記チャンネル利得を用いて以下の数式に応じてＲ1,Ｒ3,Ｒ13を計算し、Ｒ1に最も近接なシンボルｘ1、Ｒ3に最も近接なシンボルｘ3及びＲ13に最も近接なシンボルｘ13に対してｘ1*ｘ3がｘ13と同じであれば、ｘ1及びｘ3の対を検出し、同じでなければ、ｘ13とｘ1*ｘ3との間の角度の1/2であるΦdを計算し、ｘ1からΦd範囲の以内にあるシンボルとｘ3からΦd範囲の以内にあるシンボルからなるシンボル対を前記候補シンボル対として選択するステップと、
    前記受信信号と前記チャンネル利得を用いて以下の数式に応じてＲ2,Ｒ4,Ｒ24を計算し、Ｒ2に最も近接なシンボルｘ2、Ｒ4に最も近接なシンボルｘ4及びＲ24に最も近接なシンボルｘ24に対してｘ2*ｘ4がｘ24と同じであれば、ｘ2及びｘ4の対を検出し、同じでなければ、ｘ24とｘ2*ｘ4との間の角度の1/2であるΦd’を計算し、ｘ2からΦd’範囲の以内にあるシンボルとｘ4からΦd’範囲の以内にあるシンボルからなるシンボル対を前記候補シンボル対として選択するステップと、を含むことを特徴とするシンボル受信方法。
    Figure 2007166668
     （ここで、前記α,β,γは前記チャンネル利得であり、前記ｒ1〜ｒ4は前記受信信号であり、前記νは送信機によるシンボルの位相回転に使用した位相値である。）
  35. 無線通信システムで送信機によりＰＳＫ(Phase Shift Keying)方式で変調され、それぞ一回ずつ位相回転されて送信された変調シンボルを受信する方法であって、
    ４個の送信アンテナから４個の時間区間の間に受信アンテナで受信された信号と前記送信アンテナから前記受信アンテナへのチャンネル利得とを用いて可能なすべてのシンボル対のうち、候補シンボル対を選択し、前記選択された候補シンボル対に対してＭＬ復号化のためのメトリック値を最小化する一つのシンボル対をそれぞれ検出するステップと、前記受信信号と前記チャンネル利得を用いて以下の数式に応じてＲ1,Ｒ3,Ｒ13を計算し、Ｒ1に最も近接なシンボルｘ1、Ｒ3に最も近接なシンボルｘ3及びＲ13に最も近接なシンボルｘ13に対してｘ1*ｘ3がｘ13と同じであれば、ｘ1及びｘ3の対を検出し、同じでなければ、ｘ13とｘ1*ｘ3との間の角度の1/2であるΦdを計算し、ｘ1からΦd範囲の以内にあるシンボルとｘ3からΦd範囲の以内にあるシンボルからなるシンボル対を前記候補シンボル対として選択するステップと、
    前記受信信号と前記チャンネル利得を用いて以下の数式に応じてＲ2,Ｒ4,Ｒ24を計算し、Ｒ2に最も近接なシンボルｘ2、Ｒ4に最も近接なシンボルｘ4及びＲ24に最も近接なシンボルｘ24に対してｘ2*ｘ4がｘ24と同じであれば、ｘ2及びｘ4の対を検出し、同じでなければ、ｘ24とｘ2*ｘ4との間の角度の1/2であるΦd’を計算し、ｘ2からΦd’範囲の以内にあるシンボルとｘ4からΦd’範囲の以内にあるシンボルからなるシンボル対を前記候補シンボル対として選択するステップと、を含むことを特徴とするシンボル受信方法。
    Figure 2007166668
     (ここで、前記α,β,γ,ζは前記チャンネル利得であり、前記ｒ1〜ｒ4は前記受信信号であり、前記νは送信機によるシンボルの位相回転に使用した位相値である。)
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