JP4413964B2 - 多重入力多重出力方式を使用する移動通信システムにおける時空間ブロック符号の符号化／復号化を遂行する装置及び方法 - Google Patents

Description

本発明は、符号の符号化／復号化を行う装置及び方法に関し、特に、多重入力多重出力方式を使用する移動通信システムにおいて、ダイバーシティ利得及びデータ送信率を最大化する時空間ブロック符号の符号化／復号化を行う装置及び方法に関する。

通信技術の主な関心は、選択されたチャンネルを介してどのくらい効率的であり、かつ信頼性よく（reliably）データを送信することができるかにある。最近、活発に研究されている次世代マルチメディア移動通信システムにおいては、初期の音声中心のサービスを抜け出して、無線データに基づいている多様なサービスを提供するための高速通信システムの要求に従って、システムに対する適切なチャンネル符号化方式を使用することによって、システム効率を向上させることが必須的である。

しかしながら、このような移動通信システムに存在する無線チャンネルの環境は、有線チャンネルの環境とは異なって、多重経路干渉（multi-path interference）、シャドーイング（shadowing）、電波減衰、時変雑音、及び干渉などのような多くの要因によって、避けられないエラーを発生させて、情報損失を引き起こす。
上記情報損失は、深刻な歪曲を発生させて、上記移動通信システム全体の性能を低下させる要因として作用する。一般に、このような情報損失を減少させるために、チャンネル性格に従って、多様なエラー制御技術（error-control technique）を用いて、システムの信頼度を向上させる。このようなエラー制御技術のうちのもっとも基本的な方式が、エラー訂正符号（error−correcting code）を使用する方式である。
また、上記フェージング現象による通信の不安定性を除去するために、ダイバーシティ（diversity）方式を使用し、上記ダイバーシティ方式は、時間ダイバーシティ（time diversity）方式と、周波数ダイバーシティ（frequency diversity）方式又はアンテナダイバーシティ（antenna diversity）方式のような空間ダイバーシティ（space diversity）方式とに大別される。

ここで、上記アンテナダイバーシティ方式は、多重アンテナ（multiple antenna）を使用する方式であって、複数の受信アンテナを備える受信アンテナダイバーシティ方式と、複数の送信アンテナを備える送信アンテナダイバーシティ方式と、複数の受信アンテナ及び複数の送信アンテナを備える多重入力多重出力（Multiple Input Multiple Output；以下、‘ＭＩＭＯ’と称する）方式とに分類される。
ここで、上記ＭＩＭＯ方式は、一種の時空間符号化（Space Time Coding；ＳＴＣ）方式であり、上記時空間符号化方式は、あらかじめ定められた符号化方式で符号化された信号を複数の送信アンテナを介して送信することによって、時間領域（time domain）での符号化方式を空間領域（space domain）に拡張して、さらに低いエラー率を達成する方式を示す。

一方、上記アンテナダイバーシティ方式を効率的に適用するために提案された方式のうちの１つの方式である時空間ブロック符号化（ＳＴＢＣ；Space time block coding）方式は、Ｖａｈｉｄ Ｔａｒｏｋｈによって提案され（Vahid Tarokh，“Space Time Block Coding From Orthogonal Design,” Institute of Electrical and Electronics Engineers（IEEE） Trans. on Info., Theory, Vol. 45, pp. 1456-1467, July 1999）、上記時空間ブロック符号化方式は、Ｓ．Ｍ．Ａｌａｍｏｕｔｉが提案した（S.M.Alamouti，“A simple transmitter diversity scheme for wireless communications、“IEEE Journal on Selected Area in Communications, Vol. 16, pp.1451-1458, Oct. 1998）送信アンテナダイバーシティ方式を少なくとも２本以上の送信アンテナに適用することができるように拡張された方式である。

以下、図１を参照して、Ｖａｈｉｄ Ｔａｒｏｋｈが提案した４本の送信アンテナ（Ｔｘ．ＡＮＴｓ）及びＳＴＢＣ方式を使用するＭＩＭＯ移動通信システムにおける送信器の構成を説明する。
図１は、Ｖａｈｉｄ Ｔａｒｏｋｈが提案した４本の送信アンテナ及び時空間ブロック符号化方式を使用するＭＩＭＯ移動通信システムにおける送信器の構成を示すブロック図である。
図１を参照すると、上記送信器は、変調器（modulator）１００と、直列／並列変換器（Serial to Parallel Converter；Ｓ／Ｐ）１０２と、時空間ブロック符号化器１０４と、４本の送信アンテナ、すなわち、第１の送信アンテナ（Ｔｘ．ＡＮＴ１）１０６から第４の送信アンテナ（Ｔｘ．ＡＮＴ４）１１２とを含む。

まず、情報データビット（information data bit）が変調器１００へ入力されると、変調器１００は、あらかじめ設定されている変調方式を通して上記入力情報データビットを変調することによって変調シンボルを生成した後、直列／並列変換器１０２へ出力する。ここで、上記変調方式は、ＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying；以下、‘ＢＰＳＫ’と称する）方式と、ＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying；以下、‘ＱＰＳＫ’と称する）方式と、ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation；以下、‘ＱＡＭ’と称する）方式と、ＰＡＭ（Pulse Amplitude Modulation；以下、‘ＰＡＭ’と称する）方式と、ＰＳＫ（Phase Shift Keying；以下、‘ＰＳＫ’と称する）方式などのような変調方式のうちのいずれか１つが使用されることができる。

直列／並列変換器１０２は、変調器１００から出力された直列変調シンボルを受信し、上記直列変調シンボルを並列変調シンボルに変換した後、変換された上記シンボルを時空間ブロック符号化器１０４へ出力する。ここで、変調器１００から出力された直列変調シンボルを‘s_１s_２s_３s_４’と仮定する。時空間ブロック符号化器１０４は、直列／並列変換器１０２から受信された４個の変調シンボル（s_１，s_２，s_３，s_４）を時空間符号化して、式１のように変調シンボルを出力する。

式１において、Ｇ_４は、４本の送信アンテナを介して送信されたシンボルに対する符号化行列（matrix）を示す。式１の行列において、各行のエレメント（element）は、タイムスロットに対応し、上記各列（column）のエレメントは、該当タイムスロットでの送信アンテナの各々に対応する。
すなわち、一番目のタイムスロットでは、第１の送信アンテナ１０６を介してs_１が送信され、第２の送信アンテナ１０８を介してs_２が送信され、第３の送信アンテナ１１０を介してs_３が送信され、第４の送信アンテナ１１２を介してs_４が送信される。このような方式にて、８番目のタイムスロットでは、第１の送信アンテナ１０６を介して-s₄ ^*が送信され、第２の送信アンテナ１０８を介して-s₃ ^*が送信され、第３の送信アンテナ１１０を介してs₂ ^*が送信され、第４の送信アンテナ１１２を介してs₁ ^*が送信される。

式１を参照して説明したように、時空間ブロック符号化器１０４は、時空間ブロック符号化器１０４へ入力される変調シンボルに対して反転（negative）演算及び共役（conjugate）演算を適用して、８つのタイムスロットで、上記４本の送信アンテナを介して送信されるように制御する。ここで、上記４本の送信アンテナを介して送信されたシンボルの各々が相互に直交することによって、ダイバーシティ次数（diversity order）だけのダイバーシティ利得（diversity gain）を得ることができる。
時空間ブロック符号化器１０４は、Ｖａｈｉｄ Ｔａｒｏｋｈが提案した４本の送信アンテナ及び時空間ブロック符号化方式を使用するＭＩＭＯ移動通信システムでの送信器の構成については、図１を参照して説明した。次いで、図２を参照して、図１に示した送信器の構成に対応する受信器の構成について説明する。

図２を参照すると、上記受信器は、複数の受信アンテナ（例えば、Ｐ個の受信アンテナ（Ｒｘ．ＡＮＴ）、すなわち、第１の受信アンテナ（Ｒｘ．ＡＮＴ １）２００乃至第Ｐの受信アンテナ（Ｒｘ．ＡＮＴ Ｐ）２０２と、チャンネル推定器（channel estimator）２０４と、信号結合器（signal combiner）２０６と、検出器（detector）２０８と、並列／直列変換器（Parallel to serial converter）２１０と、及び復調器（de-modulator）２１２とを含む。図２において、上記受信器の受信アンテナの個数が上記受信器に対応する送信器の送信アンテナの個数と相互に異なると仮定するとしても、上記送信アンテナの個数及び上記受信アンテナの個数が同一であることもある。

まず、図１を参照して説明したように、上記送信器で４本の送信アンテナを介して送信された信号は、第１の受信アンテナ２００乃至第Ｐの受信アンテナ２０２の各々を介して受信される。第１の受信アンテナ２００乃至第Ｐの受信アンテナ２０２の各々は、受信された上記信号をチャンネル推定器２０４及び信号結合器２０６の各々へ出力する。

チャンネル推定器２０４は、第１の受信アンテナ２００乃至第Ｐの受信アンテナ２０２の各々を介して入力された信号を受信して、チャンネル利得（channel gain）を示すチャンネル係数（channel coefficients）を推定して、上記信号を検出器２０８及び信号結合器２０６へ出力する。信号結合器２０６は、第１の受信アンテナ２００乃至第Ｐの受信アンテナ２０２の各々を介して入力された信号及びチャンネル推定器２０４から出力された信号を受信して、上記信号を受信シンボルを作るために結合した後、上記受信シンボルを検出器２０８へ出力する。

検出器２０８は、信号結合器２０６から出力された受信シンボルにチャンネル推定器２０４から出力されたチャンネル係数を乗じて、推定（hypotheses）シンボルを生成し、上記推定シンボルをもって上記送信器で送信可能なすべてのシンボルに対する決定統計量（decision statistic）を計算した後、しきい値検出（threshold detection）を通して上記送信器で送信した変調シンボルを検出し、上記変調シンボルを並列／直列変換器２１０へ出力する。

並列／直列変換器２１０は、検出器２０８から出力された並列変調シンボルを受信して直列変調シンボルへ変換した後に復調器２１２へ出力する。復調器２１２は、並列／直列変換器２１０から出力された直列変調シンボルを受信し、上記直列変調シンボルを送信器の変調器１００で適用した変調方式に相応する復調方式で復調して、元来の情報データビットを復元する。

上述したように、Ｓ．Ｍ．Ａｌａｍｏｕｔｉが提案した時空間ブロック符号化方式は、送信器が２本の送信アンテナを介して複素シンボル（complex symbols）を送信する場合にも、データレート（data rate）の損失を発生せず、上記送信アンテナの個数と同一の、すなわち、最大のダイバーシティ次数（diversity order）を得ることができる。
Ｓ．Ｍ．Ａｌａｍｏｕｔｉが提案した時空間ブロック符号化方式を拡張して、Ｖａｈｉｄ Ｔａｒｏｋｈが提案した、すなわち、図１及び図２を参照して説明したような送受信器の構成は、相互間に直交する列を有する行列形態の時空間ブロック符号を使用して、最大のダイバーシティ次数を提供することができる。また、図１及び図２を参照して説明したような送受信器の構成は、４個の複素シンボルを８個のタイムスロットの間に送信するので、データレートを１／２に減少させる。さらに、１個の信号ブロック、すなわち、４個のシンボルを送信するためには、８個のタイムスロットを必要とするので、高速フェージング（fast fading）チャンネル環境では、受信性能が劣化される。

上述したように、上記時空間ブロック符号化方式に基いて、少なくとも４本以上の送信アンテナを介して信号を送信する場合、Ｎ個のシンボルを送信するためには、２×ｎ個のタイムスロットを必要とするので、遅延時間（latency）が長くなり、データレートの損失が発生する、という問題点を有する。
一方、少なくとも３本以上の送信アンテナを介して信号を送信する多重アンテナ通信システムにおいて、最大のデータレートを有する方式を設計するために、Ｇｉａｎｎａｋｉｓグループは、複素フィールド（complex field）で、コンステレーション回転（constellation rotation）に基いて、４本の送信アンテナを使用する最大ダイバーシティ最大データレート（ＦＤＦＲ；full diversity full rate）時空間ブロック符号化方式を提案する。

以下、図３を参照して、Ｇｉａｎｎａｋｉｓグループで提案した４本の送信アンテナ及び時空間ブロック符号化方式を使用するＭＩＭＯ移動通信システムにおける送信器の構成について説明する。
図３において、上記送信器は、変調器３００と、先符号化器（pre-encoder）３０２と、時空間マッパー（space-time mapper）３０４と、４本の送信アンテナ、すなわち、第１の送信アンテナ（Ｔｘ．ＡＮＴ １）３０６乃至第４の送信アンテナ（Ｔｘ．ＡＮＴ ４）３１２とを含む。まず、情報データビットが入力されると、変調器３００は、あらかじめ設定されている変調方式に基づいて上記情報データビットを変調することによって、変調シンボルを生成した後に先符号化器３０２へ出力する。ここで、上記変調方式は、ＢＰＳＫ方式、ＱＰＳＫ方式、ＱＡＭ方式、ＰＡＭ方式、及びＰＳＫ方式などのような変調方式のうちのいずれか１つの方式が使用されることができる。

先符号化器３０２は、変調器３００から出力された信号、すなわち、４個の変調シンボル、すなわち、ｄ_１，ｄ_２，ｄ_３，ｄ_４を受信して、信号空間上で信号回転（rotation）が発生するように符号化し、符号化された上記信号を時空間マッパー３０４へ出力する。ここで、変調器３００から出力された４個の変調シンボルを含んでいる入力変調シンボル列を‘ｄ’と称すると仮定する。先符号化器３０２は、上記入力変調シンボル列ｄに対して式２のような演算動作を遂行することによって、複素ベクトル（complex vector）‘ｒ’を生成して、時空間マッパー３０４へ出力する。

式２において、Θは、先符号化行列を示す。Ｇｉａｎｎａｋｉｓグループで提案した時空間ブロック符号化方式は、上記先符号化行列として単一行列（unitary matrix）であるバンデルモンド（Ｖａｎｄｅｒｍｏｎｄｅ）行列を使用する。また、式２において、α_ｉは、式３のように表現される。

上述したように、Ｇｉａｎｎａｋｉｓグループで提案した時空間符号化方式は、４本の送信アンテナを使用する場合だけでなく、４本を超過する個数の送信アンテナを使用する場合にも容易に適用されることができる。時空間マッパー３０４は、先符号化器３０２から出力された信号を受信して時空間ブロック符号化した後に、上記信号を式４のような変調シンボルとして出力する。

式４において、Ｓは、４本の送信アンテナを介して送信されるシンボルに対する符号化行列を示す。式４の行列において、各行のエレメントは、上記送信アンテナの各々に対応し、上記各列のエレメントは、該当タイムスロットでの上記送信アンテナの各々に対応する。
すなわち、一番目のタイムスロットでは、第１の送信アンテナ３０６を介してシンボルｒ_１が送信され、残りの送信アンテナ、すなわち、第２の送信アンテナ３０８乃至第４の送信アンテナ３１２を介しては何の信号も送信されない。このような方法にて、４番目のタイムスロットでは、第４の送信アンテナ３１２を介してシンボルｒ_４が送信され、残りの送信アンテナ、すなわち、第１の送信アンテナ３０６乃至第３の送信アンテナ３１０を介しては、何の信号も送信されない。
式４に示すようなシンボルは、無線チャンネルを介して受信器（図示せず）で受信され、上記受信器は、ＭＬ（Maximum Likelihood）復号化方式を介して上記変調シンボル列を復元する。結果的に、上記受信器は、上記情報データビットを復元する。

また、Ｔａｅ−Ｊｉｎ ＪＥＯＮＧ及びＧｙｕｎｇ−Ｈｏｏｎ ＪＥＯＮ研究チームで、２００３年Ｇｉａｎｎａｋｉｓグループで提案した時空間ブロック符号化方式に比べて、符号化利得（coding gain）がさらに優秀な先符号化器及び連接符号（concatenated code）を提案した。すなわち、Ｔａｅ−Ｊｉｎ ＪＥＯＮＧ及びＧｙｕｎｇ−Ｈｏｏｎ ＪＥＯＮ研究チームは、Ｇｉａｎｎａｋｉｓグループで提案した対角行列（diagonal matrix）の代わりに、Ｓ．Ｍ．Ａｌａｍｏｕｔｉが提案した時空間ブロック符号に対する連接を遂行することによって、Ｇｉａｎｎａｋｉｓグループで提案した時空間符号化方式に比べて符号化利得を向上させる。

以下、図４を参照して、Ｔａｅ−Ｊｉｎ ＪＥＯＮＧ及びＧｙｕｎｇ−Ｈｏｏｎ ＪＥＯＮ研究チームで提案した４本の送信アンテナ及び時空間ブロック符号化方式を使用するＭＩＭＯ移動通信システムでの送信器の構成について説明する。
図４は、Ｔａｅ−Ｊｉｎ ＪＥＯＮＧ及びＧｙｕｎｇ−Ｈｏｏｎ ＪＥＯＮ研究チームで提案した４本の送信アンテナ及び時空間ブロック符号化方式を使用するＭＩＭＯ移動通信システムでの送信器の構成を示すブロック図である。
図４を参照すると、上記送信器は、先符号化器４００と、マッパー４０２と、遅延器４０４と、Ａｌａｍｏｕｔｉ符号化器４０６及び４０８と、第１の送信アンテナ（Ｔｘ．ＡＮＴ １）４１０乃至第４の送信アンテナ（Ｔｘ．ＡＮＴ ４）４１６と、を含む。まず、情報データビットが入力されると、先符号化器４００は、４個の変調シンボルを受信して、信号空間上で信号回転が発生するように符号化してマッパー４０２へ出力する。
ここで、上記４個の変調シンボルを含む入力変調シンボル列を‘ｄ’と称すると仮定する。先符号化器４００は、上記入力変調シンボル列ｄを受信して、式５に示すように、先符号化することができる。

式５において、‘α_i＝exp(j2π(i+1/4)/4),i＝0,1,2,3’である。マッパー４０２は、先符号化器４００から出力された信号を受信して、２個のエレメント（[r₁,r₂], [r₃,r₄]）に基づいて構成されたベクトルを出力する。すなわち、マッパー４０２は、[r₁,r₂]^T及び[r₃,r₄]^Tを出力する。
上記（[r₁,r₂]^T）は、Ａｌａｍｏｕｔｉ符号化器４０６へ入力され、上記（[r₃,r₄]^T）は、遅延器４０４へ入力される。遅延器４０４は、上記（[r₃,r₄]^T）を１タイムスロットの間に遅延した後、Ａｌａｍｏｕｔｉ符号化器４０８へ出力する。ここで、上記Ａｌａｍｏｕｔｉ符号化器とは、Ｓ．Ｍ．Ａｌａｍｏｕｔｉが提案した時空間ブロック符号化方式を使用する符号化器を示す。
Ａｌａｍｏｕｔｉ符号化器４０６は、マッパー４０２から出力された（[r₁,r₂]^T）を一番目のタイムスロットで、第１の送信アンテナ４１０及び第２の送信アンテナ４１２を介して送信されるように制御する。Ａｌａｍｏｕｔｉ符号化器４０８は、２番目のタイムスロットで、第３の送信アンテナ４１４及び第４の送信アンテナ４１６を介して送信されるように制御する。すなわち、Ａｌａｍｏｕｔｉ符号化器４０６及び４０８の出力信号を多重アンテナを介して送信するのに使用された符号化行列は、式６のように表現される。

式６に示すような符号化行列が式４に示したような符号化行列と相違した点は、上記符号化行列が対角行列の形態ではなく、Ａｌａｍｏｕｔｉ方式を通して実現される、ということである。すなわち、Ｔａｅ−Ｊｉｎ ＪＥＯＮＧ及びＧｙｕｎｇ−Ｈｏｏｎ ＪＥＯＮ研究チームで提案した時空間ブロック符号化方式は、Ａｌａｍｏｕｔｉ方式に基づいて送信形態を適用することによって、Ｇｉａｎｎａｋｉｓグループで提案した時空間ブロック符号化方式に比べて、符号化利得を増加させる。
しかしながら、 Ｔａｅ−Ｊｉｎ ＪＥＯＮＧ及びＧｙｕｎｇ−Ｈｏｏｎ ＪＥＯＮ研究チームで提案した時空間ブロック符号化方式を使用する場合に、受信器は、送信器から送信された情報データビットを復元するために、先符号化器から出力可能なすべての構成エレメントに対して演算を遂行しなければならない。例えば、送信アンテナの個数が４本である場合、１６個のエレメントのすべてに対して演算を遂行しなければならず、ゼロの値を有するエレメントは、存在しない。すなわち、上記受信器で、送信器から送信された情報データビットがＭＬ復号化方式を使用して復元するので、演算量によるロードが増加する、という問題点を有する。
従って、最大のダイバーシティ利得及び最大のデータレートを有しながらも、複雑度及び演算量を最小にする時空間ブロック符号化装置及び方法に対する必要性が要求されてきた。

上記背景に鑑みて、本発明の目的は、ＭＩＭＯ移動通信システムにおいて、最大のダイバーシティ利得及び最大のデータレートを有する時空間ブロック符号の符号化／復号化を遂行する装置及び方法を提供することにある。
本発明の他の目的は、ＭＩＭＯ移動通信システムにおいて、演算量及び複雑度を最小にする時空間ブロック符号の符号化／復号化を遂行する装置及び方法を提供することにある。

このような目的を達成するために、本発明の第１の見地によると、複数の送信アンテナを使用する送信器において、時空間ブロック符号を符号化する方法は、送信される信号が入力されると、上記送信信号をあらかじめ設定されている符号化方式に従って先符号化するステップと、先符号化された上記信号をあらかじめ設定されている時空間ブロック符号化方式を適用するために、上記送信アンテナの個数に従って時空間マッピングするステップと、あらかじめ設定されている上記時空間ブロック符号化方式を時空間マッピングされた上記信号に適用することによって、上記送信アンテナを介して時空間マッピングされた上記信号を送信するステップとを具備することを特徴とする。

本発明の第２の見地によると、第１の送信アンテナ、第２の送信アンテナ、第３の送信アンテナ、及び第４の送信アンテナを含む４本の送信アンテナを使用する送信器において、時空間ブロック符号を符号化する方法は、送信される入力シンボル列‘ｄ_１ ｄ_２ ｄ_３ ｄ_４’が入力されると、上記入力シンボル列‘ｄ_１ ｄ_２ ｄ_３ ｄ_４’をあらかじめ設定されている先符号化行列に対応して先符号化して、先符号化シンボル列‘r_１ r_２ r_３ r_４’を生成するステップと、上記先符号化シンボル列‘r_１ r_２ r_３ r_４’をあらかじめ設定されている時空間ブロック符号化方式を適用するために時空間マッピングして、時空間マッピングされた上記シンボル列‘r_１ r_２’及び‘r_３ r_４’を生成するステップと、時空間マッピングされた上記シンボル列‘r_１ r_２’及び‘r_３ r_４’にあらかじめ設定されている上記時空間ブロック符号化方式を適用して、上記送信アンテナを介して時空間マッピングされた上記シンボル列‘r_１ r_２’及び‘r_３ r_４’を送信するステップとを具備することを特徴とする。

本発明の第３の見地によると、複数の送信アンテナを使用する送信器において、時空間ブロック符号を符号化する装置は、送信される信号が入力されると、あらかじめ設定されている符号化方式に従って上記送信信号を先符号化する先符号化器と、あらかじめ設定されている時空間ブロック符号化方式を適用するために、上記送信アンテナの個数に従って先符号化された上記信号を時空間マッピングする時空間マッパーと、時空間マッピングされた上記信号にあらかじめ設定されている上記時空間ブロック符号化方式を適用して、上記送信アンテナを介して送信する複数の符号化器とを具備することを特徴とする。

本発明の第４の見地によると、第１の送信アンテナ、第２の送信アンテナ、第３の送信アンテナ、及び第４の送信アンテナを含む４本の送信アンテナを使用する送信器において、時空間ブロック符号を符号化する装置は、送信されるシンボル列‘ｄ_１ ｄ_２ ｄ_３ ｄ_４’が入力されると、上記入力シンボル列‘ｄ_１ ｄ_２ ｄ_３ ｄ_４’をあらかじめ設定されている先符号化行列に従って先符号化して、先符号化シンボル列‘r_１ r_２ r_３ r_４’を生成する先符号化器と、あらかじめ設定されている時空間ブロック符号化方式を適用するために、上記先符号化シンボル列‘r_１ r_２ r_３ r_４’を時空間マッピングして、時空間マッピングされた上記シンボル列‘r_１ r_２’及び‘r_３ r_４’を生成するマッパーと、時空間マッピングされた上記シンボル列‘r_１ r_２’及び‘r_３ r_４’にあらかじめ設定されている上記時空間ブロック符号化方式を適用することによって、上記送信アンテナを介して時空間マッピングされた上記シンボル列‘r_１ r_２’及び‘r_３ r_４’を送信する２個の符号化器とを具備することを特徴とする。

本発明の第５の見地によると、少なくとも１本以上の受信アンテナを使用する受信器において、送信器であらかじめ設定されている先符号化行列を使用して、複数の送信アンテナを介して送信される時空間ブロック符号を復号化する方法は、上記受信アンテナを介して信号が受信されると、上記受信信号に対してチャンネル推定を遂行することによって、チャンネル応答行列を生成するステップと、上記受信信号を上記チャンネル応答行列を参照して結合するステップと、上記チャンネル応答行列を参照して、結合された上記受信信号に基いて、上記送信器が送信した上記時空間ブロック符号を情報シンボルとして復元するステップとを具備することを特徴とする。

本発明の第６の見地によると、少なくとも１本以上の受信アンテナを使用する受信器において、送信器であらかじめ設定されている先符号化行列を使用して、複数の送信アンテナを介して送信される時空間ブロック符号を復号化する装置は、上記受信アンテナを介して信号が受信されると、上記受信信号に対してチャンネル推定を遂行することによって、チャンネル応答行列を生成するチャンネル応答行列生成器と、上記受信信号を上記チャンネル応答行列を参照して結合する信号結合器と、上記チャンネル応答行列を参照して、結合された上記受信信号に基いて、上記送信器が送信した上記時空間ブロック符号を情報シンボルとして復元する複数の信号決定器とを具備することを特徴とする。

本発明によると、ＭＩＭＯ移動通信システムにおいて、先符号化行列を新たに提案することによって、演算量及び複雑度を最小化させながらも、最大のダイバーシティ利得及び最大のデータレートを獲得することができる、という長所を有する。

以下、本発明の好適な一実施形態を添付図面を参照しつつ詳細に説明する。下記の説明において、本発明の要旨のみを明瞭にする目的で、関連した公知の機能又は構成に関する具体的な説明は省略する。そして、後述する用語は、本発明での機能を考慮して定義された用語であり、これは、使用者及び運用者の意図又は慣例に従って変わっても良い。従って、その用語は、本発明の全体の内容に基づいて定義されなければならない。

本発明は、多重入力多重出力（Multiple Input Multiple Output；以下、‘ＭＩＭＯ'と称する）方式を使用する移動通信システム（以下、‘ＭＩＭＯ移動通信システム’と称する）において、最大のダイバーシティ利得及び最大のデータレート（ＦＤＦＲ；full diversity full rate）を有する時空間ブロック符号化（ＳＴＢＣ；Space Time Block Coding）方式を提案する。特に、本発明は、最大のダイバーシティ利得及び最大のデータレートを有しながらも、演算量及び複雑度も最小化する時空間ブロック符号化／復号化のための装置及び方法を提案する。

図５は、本発明の実施形態による機能を遂行するための４本の送信アンテナ及び時空間ブロック符号化方式を使用するＭＩＭＯ移動通信システムにおける送信器の構成を示すブロック図である。
図５を説明するに先立って、本発明の実施形態に従って提案された４本の送信アンテナ及び時空間ブロック符号化方式を使用するＭＩＭＯ移動通信システムにおける送信器の構成は、上記従来技術で説明した、Ｔａｅ−Ｊｉｎ ＪＥＯＮＧ及びＧｙｕｎｇ−Ｈｏｏｎ ＪＥＯＮ研究チームで提案した４本の送信アンテナ及び時空間ブロック符号化方式を使用するＭＩＭＯ移動通信システムにおける送信器の構成と同一のダイバーシティ利得及びデータレートを有しながらも、演算量及び複雑度も最小化させる構成を有するように提案する。
すなわち、本発明の実施形態による送信器は、Ｔａｅ−Ｊｉｎ ＪＥＯＮＧ及びＧｙｕｎｇ−Ｈｏｏｎ ＪＥＯＮ研究チームで提案したＭＩＭＯ移動通信システムにおける送信器と同一のハードウェア構成を有する。しかしながら、本発明は、先符号化器の新たな動作を提案することによって、演算量及び複雑度も最小化させる。

図５を参照すると、上記送信器は、先符号化器５００と、マッパー５０２と、遅延器５０４と、Ａｌａｍｏｕｔｉ符号化器５０６及び５０８と、第１の送信アンテナ（Ｔｘ．ＡＮＴ １）５１０乃至第４の送信アンテナ（Ｔｘ．ＡＮＴ ４）５１６とを含む。まず、情報データビットが入力されると、先符号化器５００は、４個の変調シンボルを受信し、変調された上記シンボルを信号空間上で信号回転（rotation）が発生するように符号化してマッパー５０２へ出力する。
ここで、先符号化器５００へ入力された上記４個の変調シンボルは、ｄ_１，ｄ_２，ｄ_３，ｄ_４であり、上記４個の変調シンボルを含んでいる入力変調シンボル列は、‘ｄ’と称されると仮定する。先符号化器５００は、上記入力変調シンボル列ｄを受信して、本発明の実施形態による新たな先符号化行列に基いて先符号化することによって、複素ベクトル（complex vector）ｒを生成する。
以下、Ｔａｅ−Ｊｉｎ ＪＥＯＮＧ及びＧｙｕｎｇ−Ｈｏｏｎ ＪＥＯＮ研究チームで提案した先符号化行列に基づく動作は、本発明の実施形態による新たな先符号化行列を具体的に説明したので、ここでは、その詳細な説明を省略する。
すると、Ｔａｅ−Ｊｉｎ ＪＥＯＮＧ及びＧｙｕｎｇ−Ｈｏｏｎ ＪＥＯＮ研究チームで提案したＭＩＭＯ移動通信システムにおける送信器の構成において、先符号化器４００は、図４を参照して説明するように、Ｖａｎｄｅｒｍｏｎｄｅ行列に基いて、式７に示すように先符号化を遂行することによって、複素ベクトルｒを生成する。

式７において、Θは先符号化行列を示す。Ｔａｅ−Ｊｉｎ ＪＥＯＮＧ及びＧｙｕｎｇ−Ｈｏｏｎ ＪＥＯＮ研究チームで提案した時空間ブロック符号化方式は、上記先符号化行列として単一行列（unitary matrix）であるＶａｎｄｅｒｍｏｎｄｅ行列を使用する。また、式７において、α_ｉは、式８のように表現される。

マッパー４０２は、先符号化器４００から出力された信号を受信して、２個のエレメント（[r₁,r₂], [r₃,r₄]）に基づいて構成されたベクトルを出力する。すなわち、マッパー４０２は、（[r₁,r₂]^T）及び（[r₃,r₄]^T）を出力する。
上記（[r₁,r₂]^T）は、Ａｌａｍｏｕｔｉ符号化器４０６へ入力され、上記（[r₃,r₄]^T）は、遅延器４０４へ入力される。遅延器４０４は、上記（[r₃,r₄]^T）を１タイムスロットの間を遅延した後、Ａｌａｍｏｕｔｉ符号化器４０８へ出力する。ここで、上記Ａｌａｍｏｕｔｉ符号化器は、Ｓ．Ｍ．Ａｌａｍｏｕｔｉが提案した時空間ブロック符号化方式を使用する符号化器を示す。Ａｌａｍｏｕｔｉ符号化器４０６は、一番目のタイムスロットで、マッパー４０２から出力された（[r₁,r₂]^T）を第１の送信アンテナ４１０及び第２の送信アンテナ４１２を介して送信されるように制御し、Ａｌａｍｏｕｔｉ符号化器４０８は、二番目のタイムスロットで、第３の送信アンテナ４１４及び第４の送信アンテナ４１６を介して送信されるように制御する。すなわち、Ａｌａｍｏｕｔｉ符号化器４０６及び４０８の出力信号を多重アンテナを介して送信するのに使用された符号化行列Ｓは、式９のように表現される。

式９において、上記符号化行列Ｓのｉ番目の行（row）は、ｉ番目のタイムスロットで送信され、ｊ番目の列（column）は、ｊ番目の送信アンテナを介して送信される。
すなわち、一番目のタイムスロットでは、第１の送信アンテナ４１０及び第２の送信アンテナ４１２を介してシンボルｒ_１及びｒ_２が各々送信され、残りの送信アンテナ、すなわち、第３の送信アンテナ４１４及び第４の送信アンテナ４１６を介しては、何の信号も送信されない。２番目のタイムスロットでは、第１の送信アンテナ４１０及び第２の送信アンテナ４１２を介してシンボル-r₂ ^*及びr₁ ^*が各々送信され、残りの送信アンテナ、すなわち、第３の送信アンテナ４１４及び第４の送信アンテナ４１６を介しては、何の信号も送信されない。
三番目のタイムスロットでは、第３の送信アンテナ４１４及び第４の送信アンテナ４１６を介してｒ_３ ^*及びｒ_４ ^*が各々送信され、残りの送信アンテナ、すなわち、第１の送信アンテナ４１０及び第２の送信アンテナ４１２を介しては、何の信号も送信されない。四番目のタイムスロットでは、第３の送信アンテナ４１４及び第４の送信アンテナ４１６を介して、シンボル-r₄ ^*及びr₃ ^*が各々送信され、残りの送信アンテナ、すなわち、第１の送信アンテナ４１０及び第２の送信アンテナ４１２を介しては、何の信号も送信されない。

しかしながら、Ｔａｅ−Ｊｉｎ ＪＥＯＮＧ及びＧｙｕｎｇ−Ｈｏｏｎ ＪＥＯＮ研究チームで提案した方式を適用する上記ＭＩＭＯ移動通信システムの受信器は、式１０のように表現される。

式１０において、ｙは、４個のタイムスロットの間に、上記受信器で受信した信号及び受信された上記信号の共役（conjugate）を含むベクトルを示す。上記受信器が式１０に示す演算式の両辺に行列Ｈ^Ｈを乗じた後に変調シンボルを検出すると、上記変調シンボルを式１１のように表現することができる。ここで、上記Ｈは、チャンネル応答行列を示す。

式１１に示すように、すべてのシンボルが２本のチャンネルに遭うので、Ｓ．Ｍ．Ａｌａｍｏｕｔｉが提案したＦＤＦＲ時空間ブロック符号化方式を使用する場合、図４を参照して説明した先符号化器４００を使用する必要がないことが分かる。
本発明は、上述したように、先符号化器を使用しながら、Ｓ．Ｍ．Ａｌａｍｏｕｔｉが提案した時空間ブロック符号化方式を使用する従来のＭＩＭＯ移動通信システムに比べて、上記従来のＭＩＭＯ移動通信システムと同一の性能を提供しつつも、符号化及び復号化の演算量及び複雑度を最小にする先符号化方式を提案する。

以下、図６を参照して、図５の先符号化器５００の内部構成について説明する。図６は、図５の先符号化器５００の先符号化行列生成器の内部構成を示すブロック図である。
先符号化器５００は、あらかじめ設定されている先符号化行列を使用することによって、入力される変調シンボルを先符号化する。本発明は、上記先符号化行列を新たに提案することによって、最大のダイバーシティ利得及び最大のデータレートを提供しながらも、演算量及び複雑度を最小にする。また、図６では、先符号化行列生成器が先符号化器５００内に独立して構成されるとしても、図６に示すような同一の方式にて、先符号化器５００があらかじめ生成された先符号化行列をもって先符号化動作を遂行することができることは、勿論である。

図６を参照すると、先符号化器５００の先符号化行列生成器は、Ｖａｎｄｅｒｍｏｎｄｅ行列生成器６００と、パンクチュア（puncturing unit）６０２と、シフト器（shifting unit）６０４とを含む。Ｖａｎｄｅｒｍｏｎｄｅ行列生成器６００は、上記送信器の送信アンテナの個数、すなわち、４本の送信アンテナに相応するＶａｎｄｅｒｍｏｎｄｅ行列を生成した後、パンクチュア６０２へ出力する。
パンクチュア６０２は、Ｖａｎｄｅｒｍｏｎｄｅ行列生成器６００が生成したＶａｎｄｅｒｍｏｎｄｅ行列を受信して、連続した２個の列、すなわち、第３の列及び第４の列をパンクチュアリングした後に、シフト器６０４へ出力する。ここで、パンクチュア６０２のパンクチュアリング動作は、Ｖａｎｄｅｒｍｏｎｄｅ行列の該当する列のエレメント値を‘０’に置き換えることによってなされる。
シフト器６０４は、パンクチュア６０２から出力されたパンクチュアリングされたＶａｎｄｅｒｍｏｎｄｅ行列を受信して、偶数番目（even）の行をシフトする。ここで、上記シフト動作は、パンクチュアリングされた上記Ｖａｎｄｅｒｍｏｎｄｅ行列の該当する列のエレメント値を‘０’に置き換えることによってなされる。従って、同一の行で列を移動させる効果を有する。また、図６では、シフト器６０４がパンクチュア６０２から出力されたパンクチュアリングされた上記Ｖａｎｄｅｒｍｏｎｄｅ行列を受信して、偶数番目の行をシフトする場合を例に挙げて説明したが、奇数番目（odd）の行をシフトする場合もやはり同一の効果を得ることができる。

ここで、上記先符号化行列生成器の動作を整理すると、次のようである。

（１） Ｖａｎｄｅｒｍｏｎｄｅ行列生成
４ｘ４ Ｖａｎｄｅｒｍｏｎｄｅ行列を生成する。

（２） Ｖａｎｄｅｒｍｏｎｄｅ行列に対するパンクチュアリング
生成された上記４ｘ４Ｖａｎｄｅｒｍｏｎｄｅ行列で、

部分行列をパンクチュアリングする。

（３） パンクチュアリングされた４ｘ４Ｖａｎｄｅｒｍｏｎｄｅ行列の偶数番目の行のシフト
パンクチュアリングされた上記４ｘ４Ｖａｎｄｅｒｍｏｎｄｅ行列の偶数番目の行をシフトして先符号化行列を生成する。

ここで、α_０＝α_１及びα_２＝α_３の場合、同一の性能を得ることができる。
上述したように、送信アンテナの個数が４本である場合、先符号化器５００は、入力される４個の変調シンボルｄ_１，ｄ_２，ｄ_３，ｄ_４（すなわち、入力変調シンボル列ｄ）を受信して、式１６に示すように先符号化を遂行する。

式１６において、

である。式１６は、式１８のように表現されることができる。

式１８において、

である。

一方、マッパー５０２は、図６を参照して説明したような同一の先符号化行列に対応する先符号化シンボルを先符号化器５００から受信して、Ａｌａｍｏｕｔｉ方式を通して上記シンボルを送信するために、先符号化シンボルに対する時空間マッピングを遂行した後、Ａｌａｍｏｕｔｉ符号化器５０６及び５０８へ出力する。すなわち、マッパー５０２は、先符号化された上記シンボルをＡｌａｍｏｕｔｉ方式に従って送信するために、上記４本の送信アンテナを有する２個の送信アンテナグループ、すなわち、第１の送信アンテナ５１０と第２の送信アンテナ５１２とを含む第１の送信アンテナグループ及び第３の送信アンテナ５１４と第４の送信アンテナ５１６とを含む第２の送信アンテナグループの各々を介して送信されるシンボルに分類する。ここで、遅延器５０４とＡｌａｍｏｕｔｉ符号化器５０６及び５０８の動作は、図４を参照して説明した遅延器４０４とＡｌａｍｏｕｔｉ符号化器４０６及び４０８の動作と同一であるので、ここでは、その詳細な説明を省略する。

以下、図７を参照して図５に示した送信器の動作について説明する。図７は、送信器の動作手順を示すフローチャートである。
まず、ステップ７１１で、上記送信器は、図６を参照して説明したような同一の先符号化行列

を使用することによって、入力変調シンボル列ｄを先符号化する。ステップ７１３で、上記送信器は、先符号化された上記シンボルが第１の送信アンテナ乃至第４の送信アンテナを介して送信されるように、先符号化された上記シンボルに対する時空間マッピングを遂行する。
ステップ７１５で、上記送信器は、時空間マッピングされた上記信号が（[r₁,r₂]^T）であるかどうかを検査する。上記検査の結果、時空間マッピングされた上記信号が（[r₁,r₂]^T）ではない場合、すなわち、（[r₃,r₄]^T）である場合、ステップ７１７で、上記送信器は、１タイムスロットの間に時空間マッピングされた上記信号を遅延させる。ステップ７１５で、検査の結果、時空間マッピングされた上記信号が（[r₁,r₂]^T）である場合、上記送信器は、ステップ７１９へ進行する。ステップ７１９で、上記送信器は、Ａｌａｍｏｕｔｉ方式、すなわち、Ｓ．Ｍ．Ａｌａｍｏｕｔｉが提案した時空間ブロック符号化方式に対応して、時空間マッピングされた上記信号を該当送信アンテナを介して送信されるように制御し、上記動作手順を終了する。

図７を参照して、図５に示した送信器の動作手順について説明した。次いで、図８を参照して、図５の送信器の構成に対応する受信器の構成について説明する。図８は、図５の送信器の構成に対応する受信器の構成を示すブロック図である。
図８を参照すると、上記受信器は、複数の、例えば、Ｐ個の受信アンテナ（Ｒｘ．ＡＮＴ）、すなわち、一番目の受信アンテナ（Ｒｘ．ＡＮＴ １）８００乃至Ｐ番目の受信アンテナ（Ｒｘ．ＡＮＴ Ｐ）８０４と、チャンネル推定器（channel estimator）８０６と、チャンネル応答行列生成器８０８と、信号結合器（signal combiner）８１０と、信号決定器８１２及び８１４と、を含む。図８では、上記受信器の受信アンテナの個数が上記受信器に対応する送信器の送信アンテナの個数と相互に異なると仮定するとしても、上記受信器の受信アンテナの個数が上記送信器の送信アンテナの個数と同一なこともある。

まず、図５を参照して説明したように、上記送信器で、４本の送信アンテナを介して送信された信号は、一番目の受信アンテナ８００乃至Ｐ番目の受信アンテナ８０４の各々を介して受信される。一番目の受信アンテナ８００乃至Ｐ番目の受信アンテナ８０４の各々は、受信された上記信号をチャンネル推定器８０６及び信号結合器８１０へ出力する。
チャンネル推定器８０６は、一番目の受信アンテナ８００乃至Ｐ番目の受信アンテナ８０４の各々を介して信号を受信して、チャンネル利得を示すチャンネル係数（channel coefficients）を推定する。一方、上記受信器の受信アンテナの個数が１本であると仮定すると、上記１本の受信アンテナを介して受信された信号は、式２１のように表現されることができる。

式２１において、ｙは、受信アンテナを介して受信された信号を示し、Ｈは、チャンネル応答行列を示し、ｎは、雑音（noise）を示す。
チャンネル推定器８０６は、式２１に示したような信号を受信してチャンネル推定を遂行した後、チャンネル係数をチャンネル応答行列生成器８０８へ出力する。チャンネル応答行列生成器８０８は、チャンネル推定器８０６から出力されたチャンネル係数を受信して、式２２に示すようなチャンネル応答行列を生成した後、信号結合器８１０と信号決定器８１２及び８１４へ出力する。

式２２において、上記Ｈ_ｎｅｗは、チャンネル応答行列を示す。
信号結合器８１０は、一番目の受信アンテナ８００乃至Ｐ番目の受信アンテナ８０４の各々を介して受信された信号及びチャンネル応答行列生成器８０８で生成したチャンネル応答行列Ｈ_ｎｅｗを受信して、上記信号を受信シンボルを形成するように結合した後、信号決定器８１２及び８１４の各々へ出力する。
信号決定器８１２及び８１４の各々は、チャンネル応答行列生成器８０８から出力されたチャンネル応答行列Ｈ_ｎｅｗ及び信号結合器８１０から出力された信号を受信して、上記送信器で送信した入力変調シンボル列を推定して出力する。以下、信号決定器８１２及び８１４の動作について説明する。
まず、上記送信器で送信した入力変調シンボル列ｄ＝［ｄ_１，ｄ_２，ｄ_３，ｄ_４］を推定するために遂行されたH_new ^HとＨ_ｎｅｗとの乗算は、式２３のように表現される。

式２３において、Ａは、

であり、Ｂは、

である。従って、上記H_new ^Hを上記受信信号ｙと乗じると、式２６のように表現されることができる。

式２６に示すように、受信信号ｙとH_new ^Hを乗算した値y^’で、y₁ ^’及びy₂ ^’*に基いて上記ｄ_１及びｄ_２を推定することができ、ｙで、y₃ ^’及びy₄ ^’*に基いてｄ_３及びｄ_４を推定することができる。上記入力変調シンボルｄ_１，ｄ_２，ｄ_３，ｄ_４は、式２７に示すように推定されることができる。

式２７において、

である。従って、上記入力変調シンボルをｄ_１，ｄ_２，ｄ_３，ｄ_４に分類することによって、上記入力変調シンボルｄ_１，ｄ_２，ｄ_３，ｄ_４を推定することができる。
信号決定器８１２及び８１４の各々は、式２７に示すような信号を推定する。信号決定器８１２は、入力信号ｄ_１及びｄ_２に対する推定シンボル

を決定して出力し、信号決定器８１４は、入力信号ｄ_３及びｄ_４に対する推定シンボル

を決定して出力する。

以下、図９を参照して、図８に示した受信器の動作について説明する。図９は、図８の受信器の動作手順を示すフローチャートである。
ステップ９１１で、上記受信器は、上記Ｐ個の受信アンテナを介して信号を受信して、チャンネル推定を遂行することによってチャンネル利得を推定する。ステップ９１３で、上記送信器は、推定された上記チャンネル利得を参照して、チャンネル応答行列Ｈ_ｎｅｗを生成した後、ステップ９１５へ進行する。ステップ９１５で、上記受信器は、生成された上記チャンネル応答行列Ｈ_ｎｅｗを参照して、上記Ｐ個の受信アンテナを介して受信された信号を結合した後、ステップ９１７へ進行する。ステップ９１７で、上記受信器は、上記チャンネル応答行列Ｈ_ｎｅｗを参照して、結合された上記信号に基づいて送信器で送信した変調シンボルを推定して、推定された上記シンボル

を出力する。
上述したように、本発明の実施形態による先符号化行列は、上記Ｖａｎｄｅｒｍｏｎｄｅ行列を先符号化行列として使用する場合に比べて、サイズ４のＭＬ（Maximum Likelihood）復号化からサイズ２のＭＬ復号化へと複雑度を減少させ、これによって、必要とされる演算量を最小にすることができる。しかしながら、符号化利得を最大にするためには、サイズ２の先符号化器を最適化しなければならない。ここで、上記符号化利得を最大にするためのサイズ２の先符号化器の最適化は、シミュレーションを介して実現可能である。上記シミュレーションは、数論（number theory）又はコンピュータ調査（computer search）を介して実現可能である。

以下、図１０を参照して、上記先符号化行列の

に対して、θ₀及びθ₁を０゜から３６０゜までの範囲内で１゜ずつ変化させる場合の符号化利得について説明する。
図１０は、本発明の実施形態による先符号化行列の

に対して、θ₀及びθ₁を０゜から３６０゜までの範囲内で１゜ずつ変化させる場合の符号化利得をシミュレーションした結果を示すグラフである。
図１０を参照すると、ｘ軸は、θ₀の値を示し、ｙ軸は、θ₁の値を示し、ｚ軸は、符号化利得を示す。ここで、Ｚ軸の最大値に該当するθ₀及びθ₁で、もっとも大きい符号化利得を得ることができる。従って、図１０に示すように、符号化利得を最大にするためには、式３５の条件を満足しなければならない。

式３５において、ｎは、任意の整数を示す。従って、式３５の条件を満足するすべてのθ₀及びθ₁の値に対して、同一の性能を得ることができることが分かる。従って、本発明の実施形態による先符号化行列に基づく時空間ブロック符号の種類は、非常に多く生成されることができることが分かる。

次いで、図１１を参照して、本発明の実施形態による時空間ブロック符号化方式に対する性能を一般的な時空間ブロック符号化方式の性能と比較して説明する。
図１１は、本発明の実施形態による時空間ブロック符号化方式及び一般的な時空間ブロック符号化方式の性能を示すグラフである。
図１１は、本発明の実施形態による時空間ブロック符号化方式と、Ｓ．Ｍ．Ａｌａｍｏｕｔｉが提案した時空間ブロック符号化方式と、Ｔａｅ−Ｊｉｎ ＪＥＯＮＧ及びＧｙｕｎｇ−Ｈｏｏｎ ＪＥＯＮ研究チームで提案した （Ａ−ＳＴ−ＣＲ）時空間ブロック符号化方式との性能曲線を示す。また、図１１は、時空間ブロック符号化方式自体を適用しない場合（Ｎｏ Ｄｉｖ）の性能曲線も示す。
図１１に示す性能曲線は、変調方式としてＱＰＳＫ方式を使用する場合の性能曲線を示し、ｘ軸は、信号対雑音比（ＳＮＲ；Signal to Noise Ratio）を示し、ｙ軸は、ビットエラーレート（ＢＥＲ；Bit Error Rate）を示す。

以下、一般的な時空間ブロック符号化方式と本発明の実施形態による時空間ブロック符号化方式の復号化の複雑度を比較すると、次の通りである。
まず、２^ｍの複素信号を使用すると仮定する。Ｔａｅ−Ｊｉｎ ＪＥＯＮＧ及びＧｙｕｎｇ−Ｈｏｏｎ ＪＥＯＮ研究チームで提案した先符号化器は、（２^ｍ）^４の復号化複雑度を有する。しかしながら、本発明の実施形態による先符号化器は、２×（２^ｍ）^２の復号化複雑度を有する。従って、本発明の先符号化器がＴａｅ−Ｊｉｎ ＪＥＯＮＧ及びＧｙｕｎｇ−Ｈｏｏｎ ＪＥＯＮ研究チームで提案した先符号化器に比べて、復号化複雑度が格段に減少することが分かる。
例えば、上記送信器で変調方式として１６ＱＡＭ方式を使用すると仮定する場合、Ｔａｅ−Ｊｉｎ ＪＥＯＮＧ及びＧｙｕｎｇ−Ｈｏｏｎ ＪＥＯＮ研究チームで提案した先符号化器は、Ｃ_ｏｌｄ＝（２^４）^４＝２^１６の復号化複雑度を有し、本発明による先符号化器は、Ｃ_ｎｅｗ＝（２^４）^２＝２^８の復号化複雑度を有する。従って、

の関係を有するので、本発明による先符号化器の演算量が格段に減少されることが分かる。
結果的に、図１１に示すように、本発明による時空間ブロック符号化方式は、Ｔａｅ−Ｊｉｎ ＪＥＯＮＧ及びＧｙｕｎｇ−Ｈｏｏｎ ＪＥＯＮ研究チームで提案した時空間ブロック符号化方式の性能とほとんど同一でありつつも、演算量及び複雑度を最小にすることが分かる。また、本発明では、４本の送信アンテナを使用するＭＩＭＯ移動通信システムのみを一例にして説明したが、本発明で提案する時空間ブロック符号化方式を偶数本の送信アンテナを使用するＭＩＭＯ移動通信システムに適用することができることは、勿論である。

以上、本発明の詳細について具体的な実施形態に基づき説明してきたが、本発明の範囲を逸脱しない限り、各種の変形が可能なのは明らかである。従って、本発明の範囲は、上記実施形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲の記載及び該記載と同等なものにより定められるべきである。

Ｖａｈｉｄ Ｔａｒｏｋｈが提案した４本の送信アンテナ及び時空間ブロック符号化方式を使用するＭＩＭＯ移動通信システムにおける送信器の構成を示すブロック図である。 図１に示した送信器の構成に対応する受信器の構成を示すブロック図である。 Ｇｉａｎｎａｋｉｓグループで提案した４本の送信アンテナ及び時空間ブロック符号化方式を使用するＭＩＭＯ移動通信システムにおける送信器の構成を示すブロック図である。 Ｔａｅ−Ｊｉｎ ＪＥＯＮＧ及びＧｙｕｎｇ−Ｈｏｏｎ ＪＥＯＮ研究チームで提案した４本の送信アンテナ及び時空間ブロック符号化方式を使用するＭＩＭＯ移動通信システムにおける送信器の構成を示すブロック図である。 本発明の実施形態による機能を遂行するための４本の送信アンテナ及び時空間ブロック符号化方式を使用するＭＩＭＯ移動通信システムにおける送信器の構成を示すブロック図である。 図５の先符号化器での先符号化行列生成器の内部構成を示すブロック図である。 図５の送信器の動作手順を示すフローチャートである。 図５の送信器の構成に対応する受信器の構成を示すブロック図である。 図８の受信器の動作手順を示すフローチャートである。 本発明の実施形態による先符号化行列の

に対して、θ₀及びθ₁を０゜から３６０゜まで１°ずつ変化させる場合の符号化利得のシミュレーション結果を示すグラフである。
本発明の実施形態による時空間ブロック符号化方式の性能及び一般的な時空間ブロック符号化方式の性能を示すグラフである。

符号の説明

５００ 先符号化器
５０２ マッパー
５０４ 遅延器
５０６、５０８ Ａｌａｍｏｕｔｉ符号化器
８０６ チャンネル推定器
８０８ チャンネル応答行列生成器
８１０ 信号結合器
８１２、８１４ 信号決定器

Claims (28)

1. 複数の送信アンテナを使用する送信器において、時空間ブロック符号を符号化する方法であって、
   送信される信号が入力されると、前記送信信号をあらかじめ設定されている先符号化行列に従って先符号化するステップと、
   先符号化された前記信号をあらかじめ設定されている時空間ブロック符号化方式を適用するために、送信アンテナの個数に従って時空間マッピングするステップと、
   あらかじめ設定されている前記時空間ブロック符号化方式を時空間マッピングされた前記信号に適用することによって、前記送信アンテナを介して時空間マッピングされた前記信号を送信するステップと
   を具備し、
   先符号化された前記信号は、前記送信アンテナを分類した複数の送信アンテナグループ別に分類され、
   あらかじめ設定されている前記先符号化行列は、複数の送信アンテナの前記個数に対応するバンデルモンド行列を生成し、前記バンデルモンド行列の連続した任意の列をパンクチュアリングし、パンクチュアリングされた前記バンデルモンド行列のあらかじめ定められている行をシフトすることによって生成されることを特徴とする方法。
2. 前記送信アンテナの個数が４本である場合、前記先符号化行列は、
   

   

   で表されることを特徴とする請求項１記載の方法。
   ここで、Θは、先符号化行列を示し、
   

   

   である。
3. 前記送信アンテナの個数が４本である場合、前記先符号化行列は、
   

   

   で表されることを特徴とする請求項１記載の方法。
   ここで、Θは、先符号化行列を示し、
   

   

   であり、ここで、ｎは、任意の整数を示す。
4. 送信される入力シンボル列‘ｄ_１ ｄ_２ ｄ_３ ｄ_４’が入力されると、前記入力シンボル列‘ｄ_１ ｄ_２ ｄ_３ ｄ_４’をあらかじめ設定されている先符号化行列に対応して先符号化して、先符号化シンボル列‘r_１ r_２ r_３ r_４’を生成するステップと、
   前記先符号化シンボル列‘r_１ r_２ r_３ r_４’をあらかじめ設定されている時空間ブロック符号化方式を適用するために時空間マッピングして、時空間マッピングされた前記シンボル列‘r_１ r_２’及び‘r_３ r_４’を生成するステップと、
   時空間マッピングされた前記シンボル列‘r_１ r_２’及び‘r_３ r_４’にあらかじめ設定されている前記時空間ブロック符号化方式を適用して、前記送信アンテナを介して時空間マッピングされた前記シンボル列‘r_１ r_２’及び‘r_３ r_４’を送信するステップと
   をさらに具備することを特徴とする請求項１記載の方法。
5. 前記時空間マッピングするステップは、前記先符号化シンボル列‘r_１ r_２ r_３ r_４’を第１の送信アンテナ及び第２の送信アンテナを介して送信されるシンボル列‘r_１ r_２’と、第３の送信アンテナ及び第４の送信アンテナを介して送信されるシンボル列‘r_３ r_４’とに分類することを特徴とする請求項４記載の方法。
6. 前記入力シンボル列‘ｄ_１ ｄ_２ ｄ_３ ｄ_４’を先符号化するステップは、
   

   

   で表されることを特徴とする請求項５記載の方法。
   ここで、Θは、先符号化行列を示し、
   

   

   である。
7. 時空間マッピングされた前記シンボル列‘r_１ r_２’及び‘r_３ r_４’に前記時空間ブロック符号化方式を適用して、前記第１及び前記第２の送信アンテナと前記第３及び前記第４の送信アンテナとを介して時空間マッピングされた前記シンボル列‘r_１ r_２’及び‘r_３ r_４’の各々を送信するステップは、
   任意の第１のタイムスロットでは、前記第１の送信アンテナ及び前記第２の送信アンテナを介してシンボルｒ_１及びｒ_２を送信し、前記第１のタイムスロットに連続する第２のタイムスロットでは、前記第１の送信アンテナ及び前記第２の送信アンテナを介してシンボル-r₂ ^*及びr₁ ^*を送信し、前記第２のタイムスロットに連続する第３のタイムスロットでは、前記第３の送信アンテナ及び前記第４の送信アンテナを介して、シンボルr₃ ^*及びr₄ ^*を送信し、前記第３のタイムスロットに連続する第４のタイムスロットでは、前記第３の送信アンテナ及び前記第４の送信アンテナを介してシンボル-r₄ ^*及びr₃ ^*を送信し、
   ここで、“*”は共役演算を示すことを特徴とする請求項６記載の方法。
8. 前記入力シンボル列‘ｄ_１ ｄ_２ ｄ_３ ｄ_４’を先符号化するステップは、
   

   

   で表されることを特徴とする請求項５記載の方法。
   ここで、Θは、先符号化行列を示し、ｄは、前記入力シンボル列‘ｄ_１ ｄ_２ ｄ_３ ｄ_４’を示し、ｒは、前記先符号化シンボル列‘r_１ r_２ r_３ r_４’を示し、
   

   

   であり、ここで、ｎは、任意の整数を示す。
9. 時空間マッピングされた前記シンボル列‘r_１ r_２’及び‘r_３ r_４’に前記時空間ブロック符号化方式を適用して、前記第１及び前記第２の送信アンテナと前記第３及び前記第４の送信アンテナとを介して時空間マッピングされた前記シンボル列‘r_１ r_２’及び‘r_３ r_４’の各々を送信するステップは、
   任意の第１のタイムスロットでは、前記第１の送信アンテナ及び前記第２の送信アンテナを介してシンボルｒ_１及びｒ_２を送信し、前記第１のタイムスロットに連続する第２のタイムスロットでは、前記第１の送信アンテナ及び前記第２の送信アンテナを介してシンボル-r₂ ^*及びr₁ ^*を送信し、前記第２のタイムスロットに連続する第３のタイムスロットでは、前記第３の送信アンテナ及び前記第４の送信アンテナを介して、シンボルr₃ ^*及びr₄ ^*を送信し、前記第３のタイムスロットに連続する第４のタイムスロットでは、前記第３の送信アンテナ及び前記第４の送信アンテナを介してシンボル-r₄ ^*及びr₃ ^*を送信し、
   ここで、“*”は共役演算を示すことを特徴とする請求項８記載の方法。
10. 複数の送信アンテナを使用する送信器において、時空間ブロック符号を符号化する装置であって、
    送信される信号が入力されると、あらかじめ設定されている先符号化行列に従って前記送信信号を先符号化する先符号化器と、
    あらかじめ設定されている時空間ブロック符号化方式を適用するために、送信アンテナの個数に従って先符号化された前記信号を時空間マッピングする時空間マッパーと、
    時空間マッピングされた前記信号にあらかじめ設定されている前記時空間ブロック符号化方式を適用して、前記送信アンテナを介して時空間マッピングされた前記信号を送信する複数の符号化器と
    を具備し、
    先符号化された前記信号は、前記送信アンテナを分類した複数の送信アンテナグループ別に分類され、
    前記先符号化器は、複数の送信アンテナの前記個数に対応するバンデルモンド行列を生成し、前記バンデルモンド行列の連続した任意の列に対してパンクチュアリングし、パンクチュアリングされた前記バンデルモンド行列のあらかじめ定められている行をシフトすることによって、あらかじめ設定されている前記先符号化行列を生成することを特徴とする装置。
11. 前記送信アンテナの個数が４本である場合、前記先符号化行列は、
    

    

    で表されることを特徴とする請求項１０記載の装置。
    ここで、Θは、先符号化行列を示し、
    

    

    である。
12. 前記送信アンテナの個数が４本である場合、前記先符号化行列は、
    

    

    で表されることを特徴とする請求項１０記載の装置。
    ここで、Θは、先符号化行列を示し、
    

    

    であり、ここで、ｎは、任意の整数を示す。
13. 前記先符号化器は、送信されるシンボル列‘ｄ_１ ｄ_２ ｄ_３ ｄ_４’が入力されると、前記入力シンボル列‘ｄ_１ ｄ_２ ｄ_３ ｄ_４’をあらかじめ設定されている先符号化行列に従って先符号化して、先符号化シンボル列‘r_１ r_２ r_３ r_４’を生成し、
    前記時空間マッパーは、あらかじめ設定されている時空間ブロック符号化方式を適用するために、前記先符号化シンボル列‘r_１ r_２ r_３ r_４’を時空間マッピングして、時空間マッピングされたシンボル列‘r_１ r_２’及び‘r_３ r_４’を生成し、
    前記複数の符号化器のうち２個は、時空間マッピングされた前記シンボル列‘r_１ r_２’及び‘r_３ r_４’にあらかじめ設定されている前記時空間ブロック符号化方式を適用することによって、前記送信アンテナを介して時空間マッピングされた前記シンボル列‘r_１ r_２’及び‘r_３ r_４’を送信することを特徴とする請求項１０記載の装置。
14. 前記マッパーは、前記先符号化シンボル列‘r_１ r_２ r_３ r_４’を前記第１の送信アンテナ及び前記第２の送信アンテナを介して送信される信号‘r_１ r_２’と前記第３の送信アンテナ及び前記第４の送信アンテナを介して送信される信号‘r_３ r_４’とに分類することを特徴とする請求項１３記載の装置。
15. 前記先符号化器は、前記入力シンボル列‘ｄ_１ ｄ_２ ｄ_３ ｄ_４’を
    

    

    のように先符号化して、前記先符号化シンボル列‘r_１ r_２ r_３ r_４’を生成することを特徴とする請求項１４記載の装置。
    ここで、Θは、先符号化行列を示し、
    

    

    である。
16. 前記２個の符号化器は、第１の符号化器及び第２の符号化器を含み、前記第１の符号化器は、任意の第１のタイムスロットでは、前記第１の送信アンテナ及び前記第２の送信アンテナを介してシンボルr_１及びr_２を送信し、前記第１のタイムスロットに連続する第２のタイムスロットでは、前記第１の送信アンテナ及び前記第２の送信アンテナを介してシンボル-r₂ ^*及びr₁ ^*を送信し、前記第２の符号化器は、前記第２のタイムスロットに連続する第３のタイムスロットでは、前記第３の送信アンテナ及び前記第４の送信アンテナを介してシンボルr₃ ^*及びr₄ ^*を送信し、前記第３のタイムスロットに連続する第４のタイムスロットでは、前記第３の送信アンテナ及び前記第４の送信アンテナを介してシンボル-r₄ ^*及びr₃ ^*を送信し、
    ここで、“*”は共役演算を示すことを特徴とする請求項１５記載の装置。
17. 前記先符号化器は、前記入力シンボル列‘ｄ_１ ｄ_２ ｄ_３ ｄ_４’を
    

    

    のように先符号化することによって、前記先符号化シンボル列‘r_１ r_２ r_３ r_４’を生成することを特徴とする請求項１４記載の装置。
    ここで、Θは、先符号化行列を示し、ｄは、前記入力シンボル列‘ｄ_１ ｄ_２ ｄ_３ ｄ_４’を示し、ｒは、前記先符号化シンボル列‘r_１ r_２ r_３ r_４’を示し、
    

    

    であり、ここで、ｎは、任意の整数を示す。
18. 前記２個の符号化器は、第１の符号化器及び第２の符号化器を含み、前記第１の符号化器は、任意の第１のタイムスロットでは、前記第１の送信アンテナ及び前記第２の送信アンテナを介してシンボルr_１及びr_２を送信し、前記第１のタイムスロットに連続する第２のタイムスロットでは、前記第１の送信アンテナ及び前記第２の送信アンテナを介してシンボル-r₂ ^*及びr₁ ^*を送信し、前記第２の符号化器は、前記第２のタイムスロットに連続する第３のタイムスロットでは、前記第３の送信アンテナ及び前記第４の送信アンテナを介してシンボルr₃ ^*及びr₄ ^*を送信し、前記第３のタイムスロットに連続する第４のタイムスロットでは、前記第３の送信アンテナ及び前記第４の送信アンテナを介してシンボル-r₄ ^*及びr₃ ^*を送信し、
    ここで、“*”は共役演算を示すことを特徴とする請求項１７記載の装置。
19. 少なくとも１本以上の受信アンテナを使用する受信器において、時空間ブロック符号を復号化する方法であって、
    前記受信アンテナを介して信号が受信されると、前記受信信号に対してチャンネル推定を遂行することによって、チャンネル応答行列を生成するステップと、
    前記受信信号を前記チャンネル応答行列を参照して結合するステップと、
    前記チャンネル応答行列を参照して、結合された前記受信信号に基いて、送信器が送信した前記時空間ブロック符号を情報シンボルとして復元するステップと
    を具備し、
    前記時空間ブロック符号は、前記送信器であらかじめ設定されている先符号化行列を使用して、複数の送信アンテナを介して送信され、
    あらかじめ設定されている前記先符号化行列は、複数の送信アンテナの個数に対応するバンデルモンド行列を生成し、前記バンデルモンド行列の連続した任意の列をパンクチュアリングし、パンクチュアリングされた前記バンデルモンド行列のあらかじめ定められている行をシフトすることによって生成されることを特徴とする方法。
20. 前記送信アンテナの個数が４本である場合、前記先符号化行列は、
    

    

    で表されることを特徴とする請求項１９記載の方法。
    ここで、Θは、先符号化行列を示し、
    

    

    である。
21. 前記時空間ブロック符号を情報シンボルとして復元するステップは、結合された前記信号と前記チャンネル応答行列を乗じ、前記チャンネル応答行列が乗じられた結合信号のエレメントの各々を前記情報シンボルの各々として推定することを特徴とする請求項２０記載の方法。
22. 前記送信アンテナの個数が４本である場合、前記先符号化行列は、
    

    

    で表されることを特徴とする請求項１９記載の方法。
    ここで、Θは、先符号化行列を示し、
    

    

    であり、ここで、ｎは、任意の整数を示す。
23. 前記時空間ブロック符号を情報シンボルとして復元するステップは、結合された前記信号と前記チャンネル応答行列を乗じ、前記チャンネル応答行列が乗じられた結合信号のエレメントの各々を前記情報シンボルの各々として推定することを特徴とする請求項２２記載の方法。
24. 少なくとも１本以上の受信アンテナを使用する受信器において、時空間ブロック符号を復号化する装置であって、
    前記受信アンテナを介して信号が受信されると、前記受信信号に対してチャンネル推定を遂行することによって、チャンネル応答行列を生成するチャンネル応答行列生成器と、
    前記受信信号を前記チャンネル応答行列を参照して結合する信号結合器と、
    前記チャンネル応答行列を参照して、結合された前記受信信号に基いて、送信器が送信した前記時空間ブロック符号を情報シンボルとして復元する複数の信号決定器と
    を具備し、
    前記時空間ブロック符号は、前記送信器であらかじめ設定されている先符号化行列を使用して、複数の送信アンテナを介して送信され、
    あらかじめ設定されている前記先符号化行列は、複数の送信アンテナの個数に対応するバンデルモンド行列を生成し、前記バンデルモンド行列の連続した任意の列をパンクチュアリングし、前記パンクチュアリングされた前記バンデルモンド行列のあらかじめ定められている行をシフトすることによって生成されることを特徴とする装置。
25. 前記送信アンテナの個数が４本である場合、前記先符号化行列は、
    

    

    で表されることを特徴とする請求項２４記載の装置。
    ここで、Θは、先符号化行列を示し、
    

    

    である。
26. 前記信号決定器の各々は、結合された前記信号と前記チャンネル応答行列を乗じ、前記チャンネル応答行列が乗じられた結合信号のエレメントの各々を前記情報シンボルの各々として推定することを特徴とする請求項２５記載の装置。
27. 前記送信アンテナの個数が４本である場合、前記先符号化行列は、
    

    

    で表されることを特徴とする請求項２４記載の装置。
    ここで、Θは、先符号化行列を示し、
    

    

    であり、ここで、ｎは、任意の整数を示す。
28. 前記信号決定器の各々は、結合された前記信号と前記チャンネル応答行列を乗じ、前記チャンネル応答行列が乗じられた結合信号のエレメントの各々を前記情報シンボルの各々として推定することを特徴とする請求項２７記載の装置。

Images