KR100942249B1 - 다중 송신 다중 수신 안테나를 가진 무선통신시스템에서전송 다이버시티 이득을 얻기 위한 순환적 프리코딩 장치및 그 방법 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 다중 송신 다중 수신 안테나를 가진 무선통신시스템에서 전송 다이버시티 이득을 얻기 위한 순환적 프리코딩 장치 및 그 방법을 제공하기 위한 것으로, 프리코딩 벡터를 순환적으로 적용하여 채널 이득에 변화를 주고, 채널 코딩을 통해 다이버시티 이득을 얻어 송신하는 송신단과; 상기 송신단에서 송신한 신호를 수신하여 송신한 비트를 재생성하는 수신단;을 포함하여 구성함으로서, 프리코딩 벡터를 순환적으로 적용하여 채널 이득에 인위적인 변화를 주고, 여기에서 적용된 채널 코딩을 통해 다이버시티 이득을 얻어 송신 안테나의 개수에 상관없이 전송 다이버시티 이득을 얻고, 수신단에서의 낮은 복잡도를 보장하며, 한 번에 한 심벌을 전송할 수 있게 되는 것이다.
무선통신시스템, 다중 송신 다중 수신 안테나, 전송 다이버시티, 순환적 프리코딩, 송신단, 수신단

Description

다중 송신 다중 수신 안테나를 가진 무선통신시스템에서 전송 다이버시티 이득을 얻기 위한 순환적 프리코딩 장치 및 그 방법{Cyclic precoding apparatus and method for achieving transmit diversity in wireless communication systems with multiple input multiple output antennas}
본 발명은 다중 송신 다중 수신 안테나를 가진 무선통신시스템에 관한 것으로, 특히 프리코딩 벡터를 순환적으로 적용하여 채널 이득에 인위적인 변화를 주고, 여기에서 적용된 채널 코딩을 통해 다이버시티 이득을 얻어 송신 안테나의 개수와 상관없이 전체 전송 다이버시티 이득을 얻고, 수신단에서 낮은 복잡도를 보장하며, 한 번에 한 심벌을 전송하기에 적당하도록 한 다중 송신 다중 수신 안테나를 가진 무선통신시스템에서 전송 다이버시티 이득을 얻기 위한 순환적 프리코딩 장치 및 그 방법에 관한 것이다.
일반적으로 무선통신은 기본적으로 수신단에서만 채널 정보를 알 수 있는 개회로(open-loop) 시스템과 수신단과 송신단에서 모두 채널 정보를 가질 수 있는 폐 회로(closed-loop) 시스템이 있다.
여기서 폐회로 시스템은 개회로 시스템에 비해 높은 성능 이득을 가질 수 있지만, 실질적으로 송신단에서 채널 정보를 알기가 매우 어렵다는 데 그 단점이 있다.
따라서 개회로 시스템에서의 성능향상 방법은 실제 무선 통신에서 중요하다.
종래에 있었던 대표적인 개회로 송신 안테나 다이버시티 기술은 시공간 블록코드(space-time block code, STBC)이다.
도 1은 일반적인 무선통신시스템의 블록구성도이다.
여기서 참조번호 10은 무선통신시스템에서 신호를 송신하는 송신단이고, 20은 송신단에서 송신된 신호를 수신하는 수신단이다.
그래서 시공간 블록코드(STBC) 기술은 송신단(10)에서 2개의 송신 안테나를 가지는 경우에는 최적화된 다이버시티 성능과 수신단 복잡도를 가진다. 또한 한 번에 하나의 심벌을 전송할 수 있는 능력을 가졌다.
그러나 이러한 종래의 시공간 블록코드(STBC) 기술은 3개 이상의 안테나에서는 이 세 가지 장점 중 적어도 하나는 포기해야만 적용할 수 있다는 단점이 있었다.
그래서 송신 안테나의 개수가 늘어나면 송신단(10)의 구조도 바뀌고, 수신단(20)의 복잡도가 늘어나거나 전송하는 비율이 한 번에 하나의 심벌을 전송할 수 없게 되는 문제점이 있었다.
이에 본 발명은 상기와 같은 종래의 제반 문제점을 해결하기 위해 제안된 것으로, 본 발명의 목적은 프리코딩 벡터를 순환적으로 적용하여 채널 이득에 인위적인 변화를 주고, 여기에서 적용된 채널 코딩을 통해 다이버시티 이득을 얻어 송신 안테나의 개수에 상관없이 전송 다이버시티 이득을 얻고, 수신단에서의 낮은 복잡도를 보장하며, 한 번에 한 심벌을 전송할 수 있는 다중 송신 다중 수신 안테나를 가진 무선통신시스템에서 전송 다이버시티 이득을 얻기 위한 순환적 프리코딩 장치 및 그 방법을 제공하는데 있다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 의한 다중 송신 다중 수신 안테나를 가진 무선통신시스템에서 전송 다이버시티 이득을 얻기 위한 순환적 프리코딩 장치에서 송신단과 수신단의 구성을 보인 블록구성도이다.
이에 도시된 바와 같이, 프리코딩 벡터를 순환적으로 적용하여 채널 이득에 변화를 주고, 채널 코딩을 통해 다이버시티 이득을 얻어 송신하는 송신단(10)과; 상기 송신단(10)에서 송신한 신호를 수신하여 송신한 비트를 재생성하는 수신단(20);을 포함하여 구성된 것을 특징으로 한다.
상기 송신단(10)은, 보내고자 하는 정보 데이터 비트의 비트 스트림(bit stream)을 채널코딩으로 인코딩하여 복호화된 비트 정보로 변환시키는 인코 더(encoder)(11)와; 상기 인코더(11)에서 복호화된 비트 정보의 순서를 무작위로 변환하여 무작위로 변환된 복호 비트를 생성하는 인터리버(interleaver)(12)와; 상기 인터리버(12)에서 무작위로 변환된 복호 비트를 M-QAM 또는 M-PSK 복소 심벌로 송신할 수 있도록 심벌(Sk)로 변환하여 복소 심벌을 생성시키는 매퍼(mapper)(13)와; 프리코딩 벡터의 집합에서 벡터를 순환적으로 채택하여 상기 매퍼(13)에서 생성한 복소 심벌에 곱하여 복소 심벌 벡터를 생성시키는 송신 곱셈부(14)와; 상기 송신 곱셈부(14)에서 생성시킨 복소 심벌 벡터를 송신하는 송신 안테나(15);를 포함하여 구성된 것을 특징으로 한다.
또한 본 발명의 일 실시예에 의한 무선통신시스템에서 전송다이버시티 이득을 얻기 위한 순환적 프리코딩 장치는, 보내고자 하는 정보 데이터 비트의 비트 스트림(bit stream)을 채널코딩으로 인코딩하여 복호화된 비트 정보로 변환시키는 인코더(encoder)(11)와; 상기 인코더(11)에서 복호화된 비트 정보의 순서를 무작위로 변환하여 무작위로 변환된 복호 비트를 생성하는 인터리버(interleaver)(12)와; 상기 인터리버(12)에서 무작위로 변환된 복호 비트를 M-QAM 또는 M-PSK 복소 심벌로 송신할 수 있도록 심벌(Sk)로 변환하여 복소 심벌을 생성시키는 매퍼(mapper)(13)와; 프리코딩 벡터(precoding vector)의 집합에서 벡터를 순환적으로 채택하여 상기 매퍼(13)에서 생성한 복소 심벌에 곱하여 복소 심벌 벡터를 생성시키는 송신 곱셈부(14)와; 상기 송신 곱셈부(14)에서 생성시킨 복소 심벌 벡터를 송신하는 송신 안테나(15);를 포함하여 구성된 것을 특징으로 한다.
상기 송신 곱셈부(14)는, 프리코딩 벡터의 집합에서 심벌의 순서를 나타내는 k에 따라 벡터
Figure 112007073778531-pat00001
를 순환적으로 채택하는 것을 특징으로 한다.
상기 송신 곱셈부(14)는, 상기 송신 안테나(15)의 개수가 2인 경우,
Figure 112007073778531-pat00002
의 프리코딩 벡터를 채택하는 것을 특징으로 한다.
상기 송신 곱셈부(14)는, 상기 송신 안테나(15) Mt의 개수가 2 이상인 경우, 프리코딩 벡터
Figure 112007073778531-pat00003
들을 차례로
Figure 112007073778531-pat00004
의 0벡터의 첫째 행에서부터 대입하고, 4개의 벡터들이 모두 결정되면 행을 두 번째 행으로 바꾸어 대입하고, 이 과정을 모든 행에 대해 반복하는 것을 특징으로 한다.
상기 송신 곱셈부(14)는,
Figure 112007073778531-pat00005
인 경우,
Figure 112007073778531-pat00006
의 프리코딩 벡터를 채택하는 것을 특징으로 한다.
상기 수신단(20)은, 상기 송신단(10)에서 송신한 신호를 수신하여 수신 신호 벡터를 수신하는 수신 안테나(25)와; 상기 수신 안테나(25)에서 수신한 수신 신호 벡터에 최대 비율 결합(maximum ratio combining, MRC) 수신 벡터를 곱하여 복호신호를 생성하는 수신 곱셈부(24)와; 상기 수신 곱셈부(24)에서 생성한 복호 신호를 디매핑하여 소프트 비트(soft bit)로 변환시키는 디매퍼(demapper)(23)와; 상기 디매퍼(23)에서 변환시킨 소프트 비트를 상기 송신단(10)의 순서대로 재배열시키는 디인터리버(deinterleaver)(22)와; 상기 디인터리버(22)에서 재배열된 비트를 최대 우도(maximum likelihood) 디코딩하여 디코드된 비트를 출력하여 송신한 비트를 재생성시키는 디코더(decoder)(21);를 포함하여 구성된 것을 특징으로 한다.
또한 본 발명의 일 실시예에 의한 무선통신시스템에서 전송다이버시티 이득을 얻기 위한 순환적 프리코딩 장치는, 송신단(10)에서 송신한 신호를 수신하여 수신 신호 벡터를 수신하는 수신 안테나(25)와; 상기 수신 안테나(25)에서 수신한 수신 신호 벡터에 최대 비율 결합(maximum ratio combining, MRC) 수신 벡터를 곱하여 복호신호를 생성하는 수신 곱셈부(24)와; 상기 수신 곱셈부(24)에서 생성한 복호 신호를 디매핑하여 소프트 비트(soft bit)로 변환시키는 디매퍼(demapper)(23)와; 상기 디매퍼(23)에서 변환시킨 소프트 비트를 상기 송신단(10)의 순서대로 재배열시키는 디인터리버(deinterleaver)(22)와; 상기 디인터리버(22)에서 재배열된 비트를 최대 우도(maximum likelihood) 디코딩하여 디코드된 비트를 출력하여 송신한 비트를 재생성시키는 디코더(decoder)(21);를 포함하여 구성된 것을 특징으로 한다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 의한 다중 송신 다중 수신 안테나를 가진 무선통신시스템에서 전송 다이버시티 이득을 얻기 위한 순환적 프리코딩 방법을 보인 흐름도이다.
이에 도시된 바와 같이, 프리코딩 벡터를 순환적으로 적용하여 채널 이득에 변화를 주고, 채널 코딩을 통해 다이버시티 이득을 얻어 송신하는 제 1 단계(ST1)와; 상기 제 1 단계에서 송신한 신호를 수신하여 송신한 비트를 재생성하는 제 2 단계(ST2);를 포함하여 수행하는 것을 특징으로 한다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 의한 다중 송신 다중 수신 안테나를 가진 무선통신시스템에서 전송 다이버시티 이득을 얻기 위한 순환적 프리코딩 방법에서 송신단에서의 송신방법을 보인 흐름도이다.
이에 도시된 바와 같이, 상기 제 1 단계는, 보내고자 하는 정보 데이터 비트의 비트 스트림(bit stream)을 채널코딩으로 인코딩하여 복호화된 비트 정보로 변환시키는 제 11 단계(ST11)와; 상기 제 11 단계에서 복호화된 비트 정보의 순서를 무작위로 변환하여 무작위로 변환된 복호 비트를 생성하는 제 12 단계(ST12)와; 상기 제 12 단계에서 무작위로 변환된 복호 비트를 M-QAM 또는 M-PSK 복소 심벌로 송신할 수 있도록 심벌(Sk)로 변환하여 복소 심벌을 생성시키는 제 13 단계(ST13)와; 프리코딩 벡터의 집합에서 벡터를 순환적으로 채택하여 상기 제 13 단계에서 생성한 복소 심벌에 곱하여 복소 심벌 벡터를 생성시키는 제 14 단계(ST14)와; 상기 제 14 단계에서 생성시킨 복소 심벌 벡터를 송신 안테나(15)를 통해 송신하는 제 15 단계(ST15);를 포함하여 수행하는 것을 특징으로 한다.
또한 본 발명의 일 실시예에 의한 무선통신시스템에서 전송다이버시티 이득을 얻기 위한 순환적 프리코딩 방법은, 보내고자 하는 정보 데이터 비트의 비트 스트림(bit stream)을 채널코딩으로 인코딩하여 복호화된 비트 정보로 변환시키는 제 11 단계(ST11)와; 상기 제 11 단계에서 복호화된 비트 정보의 순서를 무작위로 변환하여 무작위로 변환된 복호 비트를 생성하는 제 12 단계(ST12)와; 상기 제 12 단계에서 무작위로 변환된 복호 비트를 M-QAM 또는 M-PSK 복소 심벌로 송신할 수 있도록 심벌(Sk)로 변환하여 복소 심벌을 생성시키는 제 13 단계(ST13)와; 프리코딩 벡터의 집합에서 벡터를 순환적으로 채택하여 상기 제 13 단계에서 생성한 복소 심벌에 곱하여 복소 심벌 벡터를 생성시키는 제 14 단계(ST14)와; 상기 제 14 단계에서 생성시킨 복소 심벌 벡터를 송신 안테나(15)를 통해 송신하는 제 15 단계(ST15);를 포함하여 수행하는 것을 특징으로 한다.
상기 제 14 단계는, 프리코딩 벡터의 집합에서 심벌의 순서를 나타내는 k에 따라 벡터
Figure 112007073778531-pat00007
를 순환적으로 채택하는 것을 특징으로 한다.
상기 제 14 단계는, 상기 송신 안테나(15)의 개수가 2인 경우,
Figure 112007073778531-pat00008
의 프리코딩 벡터를 채택하는 것을 특징으로 한다.
상기 제 14 단계는, 상기 송신 안테나(15) Mt의 개수가 2 이상인 경우, 프리코딩 벡터
Figure 112007073778531-pat00009
들을 차례로
Figure 112007073778531-pat00010
의 0벡터의 첫째 행에서부터 대입하고, 4개의 벡터들이 모두 결정되면 행을 두 번째 행으로 바꾸어 대입하고, 이 과정을 모든 행에 대해 반복하는 것을 특징으로 한다.
상기 제 14 단계는,
Figure 112007073778531-pat00011
인 경우,
Figure 112007073778531-pat00012
의 프리코딩 벡터를 채택하는 것을 특징으로 한다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 의한 다중 송신 다중 수신 안테나를 가진 무선통신시스템에서 전송 다이버시티 이득을 얻기 위한 순환적 프리코딩 방법에서 수신단에서의 수신방법을 보인 흐름도이다.
이에 도시된 바와 같이, 상기 제 2 단계는, 상기 제 1 단계에서 송신한 신호를 수신 안테나(25)를 통해 수신하여 수신 신호 벡터를 수신하는 제 21 단계(ST21)와; 상기 제 21 단계에서 수신한 수신 신호 벡터에 최대 비율 결합(maximum ratio combining, MRC) 수신 벡터를 곱하여 복호신호를 생성하는 제 22 단계(ST22)와; 상기 제 22 단계에서 생성한 복호 신호를 디매핑하여 소프트 비트(soft bit)로 변환시키는 제 23 단계(ST23)와; 상기 제 23 단계에서 변환시킨 소프트 비트를 송신단(10)의 순서대로 재배열시키는 제 24 단계(ST24)와; 상기 제 24 단계에서 재배열된 비트를 최대 우도(maximum likelihood) 디코딩하여 디코드된 비트를 출력하여 송신한 비트를 재생성시키는 제 25 단계(ST25);를 포함하여 수행하는 것을 특징으로 한다.
또한 본 발명의 일 실시예에 의한 무선통신시스템에서 전송다이버시티 이득을 얻기 위한 순환적 프리코딩 방법은, 송신단(10)에서 송신한 신호를 수신단(20) 의 수신 안테나(25)를 통해 수신하여 수신 신호 벡터를 수신하는 제 21 단계(ST21)와; 상기 제 21 단계에서 수신한 수신 신호 벡터에 최대 비율 결합(maximum ratio combining, MRC) 수신 벡터를 곱하여 복호신호를 생성하는 제 22 단계(ST22)와; 상기 제 22 단계에서 생성한 복호 신호를 디매핑하여 소프트 비트(soft bit)로 변환시키는 제 23 단계(ST23)와; 상기 제 23 단계에서 변환시킨 소프트 비트를 상기 송신단(10)의 순서대로 재배열시키는 제 24 단계(ST24)와; 상기 제 24 단계에서 재배열된 비트를 최대 우도(maximum likelihood) 디코딩하여 디코드된 비트를 출력하여 송신한 비트를 재생성시키는 제 25 단계(ST25);를 포함하여 수행하는 것을 특징으로 한다.
본 발명에 의한 다중 송신 다중 수신 안테나를 가진 무선통신시스템에서 전송 안테나 다이버시티 이득을 얻기 위한 순환적 프리코딩 장치 및 그 방법은 프리코딩 벡터를 순환적으로 적용하여 채널 이득에 인위적인 변화를 주고, 여기에서 적용된 채널 코딩을 통해 다이버시티 이득을 얻어 송신 안테나의 개수에 상관없이 전송 다이버시티 이득을 얻고, 수신단에서의 낮은 복잡도를 보장하며, 한 번에 한 심벌을 전송할 수 있는 효과가 있게 된다.
이와 같이 구성된 본 발명에 의한 다중 송신 다중 수신 안테나를 가진 무선 통신시스템에서 전송 다이버시티 이득을 얻기 위한 순환적 프리코딩 장치 및 그 방법의 바람직한 실시예를 첨부한 도면에 의거하여 상세히 설명하면 다음과 같다. 하기에서 본 발명을 설명함에 있어 관련된 공지 기능 또는 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 그 상세한 설명을 생략할 것이다. 그리고 후술되는 용어들은 본 발명에서의 기능을 고려하여 정의된 용어들로서, 이는 사용자, 운용자의 의도 또는 판례 등에 따라 달라질 수 있으며, 이에 따라 각 용어의 의미는 본 명세서 전반에 걸친 내용을 토대로 해석되어야 할 것이다.
먼저 본 발명은 프리코딩 벡터를 순환적으로 적용하여 채널 이득에 인위적인 변화를 주고, 여기에서 적용된 채널 코딩을 통해 다이버시티 이득을 얻어 송신 안테나의 개수에 상관없이 전송 다이버시티 이득을 얻고, 수신단에서의 낮은 복잡도를 보장하며, 한 번에 한 심벌을 전송하고자 한 것이다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 의한 다중 송신 다중 수신 안테나를 가진 무선통신시스템에서 전송 다이버시티 이득을 얻기 위한 순환적 프리코딩 장치에서 송신단과 수신단의 구성을 보인 블록구성도이다.
그래서 송신단(10)은 프리코딩 벡터를 순환적으로 적용하여 채널 이득에 변화를 주고, 채널 코딩을 통해 다이버시티 이득을 얻어 송신한다.
또한 수신단(20)은 송신단(10)에서 송신한 신호를 수신하여 송신한 비트를 재생성한다.
그리고 송신단(10)은 인코더(11), 인터리버(12), 매퍼(13), 송신 곱셈 부(14), 송신 안테나(15)를 포함하여 구성할 수 있다.
그래서 인코더(11)는 보내고자 하는 정보 데이터 비트의 비트 스트림(bit stream)을 채널코딩으로 인코딩하여 복호화된 비트 정보로 변환시킨다.
또한 인터리버(12)는 인코더(11)에서 복호화된 비트 정보의 순서를 무작위로 변환하여 무작위로 변환된 복호 비트를 생성한다.
또한 매퍼(13)는 인터리버(12)에서 무작위로 변환된 복호 비트를 M-QAM 또는 M-PSK 복소 심벌로 송신할 수 있도록 심벌(Sk)로 변환하여 복소 심벌을 생성시킨다.
또한 송신 곱셈부(14)는 프리코딩 벡터의 집합에서 벡터를 순환적으로 채택하여 매퍼(13)에서 생성한 복소 심벌에 곱하여 복소 심벌 벡터를 생성시킨다.
또한 송신 안테나(15)는 송신 곱셈부(14)에서 생성시킨 복소 심벌 벡터를 송신한다.
그리고 수신단(20)은 수신 안테나(25), 수신 곱셈부(24), 디매퍼(23), 디인터리버(22), 디코더(21)를 포함하여 구성할 수 있다.
그래서 수신 안테나(25)는 송신단(10)에서 송신한 신호를 수신하여 수신 신호 벡터를 수신한다.
또한 수신 곱셈부(24)는 수신 안테나(25)에서 수신한 수신 신호 벡터에 최대 비율 결합(MRC) 수신 벡터를 곱하여 복호신호를 생성한다.
또한 디매퍼(23)는 수신 곱셈부(24)에서 생성한 복호 신호를 디매핑하여 소프트 비트(soft bit)로 변환시킨다.
또한 디인터리버(22)는 디매퍼(23)에서 변환시킨 소프트 비트를 송신단(10)의 순서대로 재배열시킨다.
또한 디코더(21)는 디인터리버(22)에서 재배열된 비트를 최대 우도(maximum likelihood) 디코딩하여 디코드된 비트를 출력하여 송신한 비트를 재생성시킨다.
그래서 본 발명은 도 2에서와 같이 송신신호 Mt와 수신신호 Mr을 갖는 MIMO(Multiple Input Multiple Output) 시스템을 형성한다.
그리고 도 2는 BICM(Bit-Interleaved Coded Modulation) 구조를 채용한 것인데, 여기서 복소 심벌 K 로 이루어진 하나의 프레임을 가정할 수 있다. 또한 수신단(20)의 구조에서는 최대 비율 결합(Maximum Ration Combining, MRC)을 적용한다.
데이터 비트 스트림은 코드되고, 인터리브되고, 매핑되어 복소 데이터 심벌 스퀀스인 복소 심벌 sk(1 <= k <= K)를 생성한다.
k 번째 변조된 데이터 심벌 sk는 유닛 놈(unit-norm) 빔포밍(Beamforming, BF) 가중 벡터(weight vector)
Figure 112007073778531-pat00013
Figure 112007073778531-pat00014
에 의해 가중된다. 복소 신호 Mt는 신호 벡터
Figure 112007073778531-pat00015
로 송신된다. 즉, xk = wksk 이다. 여기서 wk는 Mt의 차원화된 복소 컬럼 벡터를 의미하고,
Figure 112007073778531-pat00016
는 행렬의 기하 놈(norm)이다. k 번째 신호 벡터 xk 의 요소는 Mt 의 송신 안테나로 분산된다.
또한 송신단(10)과 수신단(20)에서의 입출력 관계는 다음의 수학식 1과 같은 행렬식으로 표현할 수 있다.
Figure 112007073778531-pat00017
여기서
Figure 112007073778531-pat00018
는 수신 신호 벡터,
Figure 112007073778531-pat00019
는 송신 신호 벡터,
Figure 112007073778531-pat00020
는 송신 프리코딩 벡터,
Figure 112007073778531-pat00021
는 송신 심벌, 그리고
Figure 112007073778531-pat00022
는 화이트 노이즈 벡터를 나타낸다. 또한 H는 채널 응답 행렬로서, 다중송수신 채널을 나타내는 행렬이다. H는 다음의 수학식 2와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112007073778531-pat00023
여기서 hi는 채널 응답 행렬 H의 i 번째 행 벡터로서 정의된다.
수신단(20)에서 k 번째 결합 벡터 ck는 SNR(Signal to Noise Ratio)에서 최적의 MRC(Maximum Ration Combining)에 의해 다음의 수학식 3과 같이 주어진다.
Figure 112007073778531-pat00024
수신신호 yk를 벡터 ck와 결합시켜 일치하는 추정 심벌 zk를 구할 수 있다. 그래서 수신단(20)에서 수신 벡터
Figure 112007073778531-pat00025
에 의해 곱해진 결과식은 다음의 수학식 4와 같다.
Figure 112007073778531-pat00026
여기서 zk 는 수신단에서 수신 벡터를 거친 최종 수신 심벌을 나타내고,
Figure 112007073778531-pat00027
는 행렬의 기하 놈(norm)이고,
Figure 112007073778531-pat00028
는 행렬 또는 벡터의 콘주게이트 트랜스포즈 (conjugate transpose)를 나타낸다.
송신된 신호 sk 는 최대 우도(Maximum likelihood, ML) 추정에 의해 다음의 수학식 5와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112007073778531-pat00029
여기서 Qc 는 신호 컨스텔레이션(signal constellation)이고,
Figure 112007073778531-pat00030
는 (·)의 크기이다.
본 발명은 송신 프리코딩 벡터
Figure 112007073778531-pat00031
를 송신단(10)에서 순환적으로 바꾸어주는 것에 의해 수신단(20)에서 생기는 수신 채널의 값
Figure 112007073778531-pat00032
을 주기적으로 변화시키기 위한 것이다. 프리코딩 벡터
Figure 112007073778531-pat00033
를 잘 설계하면 수신 채널의 변화를 효과적으로 크게 일으킬 수 있고, 이렇게 인위적으로 만들어진 채널의 큰 변화도는 채널 코딩에 의해 다이버시티 이득을 얻을 수 있게 해준다.
본 발명에서는 송신 프리코딩 벡터를 구하기 위해 채널 정보가 송신단(10)에 있을 때인 폐회로시스템에서 최적화되어진 송신 프리코딩 벡터의 분포를 보고 선택한다. 이런 방법을 통해 다음과 같은 프리코딩 벡터 집합이 선택되어진다.
Figure 112007073778531-pat00034
Figure 112007073778531-pat00035
인 경우에는
Figure 112007073778531-pat00036
인 경우에 제안되어진 벡터
Figure 112007073778531-pat00037
Figure 112007073778531-pat00038
들을 차례로
Figure 112007073778531-pat00039
의 0벡터의 첫째 행에서부터 대입한다. 4개의 벡터들이 모두 결정되면 행을 두 번째 행으로 바꾸어 대입하고, 이 과정을 모든 행에 대해 반복한다.
즉,
Figure 112007073778531-pat00040
의 경우를 예로 들면 다음과 같은 프리코딩 벡터가 주어진다.
Figure 112007073778531-pat00041
이렇게 주어진 프리코딩 벡터집합의 각 요소 벡터들을 순환적으로 송신단(10)에서 송신 프리코딩 벡터로서 적용하여 결과적으로 수신단(20)에서 채널 이득값의 인위적인 크기 변화를 꾀하고, 이러한 인위적인 채널 크기의 변화는 본 발명에 적용되어 있는 채널 코딩을 통해 다이버시티 이득을 가져다 준다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 의한 다중 송신 다중 수신 안테나를 가진 무선통신시스템에서 전송 다이버시티 이득을 얻기 위한 순환적 프리코딩 방법을 보인 흐름도이다.
그래서 제 1 단계에서는 프리코딩 벡터를 순환적으로 적용하여 채널 이득에 변화를 주고, 채널 코딩을 통해 다이버시티 이득을 얻어 송신한다(ST1).
그리고 제 2 단계에서는 제 1 단계에서 송신한 신호를 수신하여 송신한 비트를 재생성한다(ST2).
도 4는 본 발명의 일 실시예에 의한 다중 송신 다중 수신 안테나를 가진 무선통신시스템에서 전송 다이버시티 이득을 얻기 위한 순환적 프리코딩 방법에서 송신단에서의 송신방법을 보인 흐름도이다.
그래서 보내고자 하는 정보 데이터 비트의 비트 스트림(bit stream)을 채널코딩으로 인코딩하여 복호화된 비트 정보로 변환시킨다(ST11).
그리고 복호화된 비트 정보의 순서를 무작위로 변환하여 무작위로 변환된 복호 비트를 생성한다(ST12).
또한 무작위로 변환된 복호 비트를 M-QAM 또는 M-PSK 복소 심벌로 송신할 수 있도록 심벌(Sk)로 변환하여 복소 심벌을 생성시킨다(ST13).
또한 프리코딩 벡터의 집합에서 벡터를 순환적으로 채택하여 생성한 복소 심벌에 곱하여 복소 심벌 벡터를 생성시킨다(ST14).
또한 생성시킨 복소 심벌 벡터를 송신 안테나(15)를 통해 송신한다(ST15).
도 5는 본 발명의 일 실시예에 의한 다중 송신 다중 수신 안테나를 가진 무선통신시스템에서 전송 다이버시티 이득을 얻기 위한 순환적 프리코딩 방법에서 수신단에서의 수신방법을 보인 흐름도이다.
그래서 송신한 신호를 수신 안테나(25)를 통해 수신하여 수신 신호 벡터를 수신한다(ST21).
그리고 수신한 수신 신호 벡터에 최대 비율 결합(MRC) 수신 벡터를 곱하여 복호신호를 생성한다(ST22).
또한 생성한 복호 신호를 디매핑하여 소프트 비트(soft bit)로 변환시킨다(ST23).
또한 변환시킨 소프트 비트를 송신단(10)의 순서대로 재배열시킨다(ST24).
또한 재배열된 비트를 최대 우도(maximum likelihood) 디코딩하여 디코드된 비트를 출력하여 송신한 비트를 재생성시킨다(ST25).
한편 본 발명에 의해 제안된 구조(proposed scheme)의 성능과 종래기술에 의한 STBC(Space-Time Block Code)와 안테나 호핑 구조(antenna hopping scheme)의 성능을 비교하면 다음과 같다.
먼저 컨스텔레이션(constellation)의 사용은 M 컨스텔레이션 포인트(constellation point)에서 M-QAM(M-ary quadrature amplitude modulation)에 의한다. 종래기술인 안테나 호핑의 스펙트럼 효율(spectral efficiency)은
Figure 112007073778531-pat00042
bps/Hz 인 반면에, 본 발명에 의한 스펙트럼 효율은
Figure 112007073778531-pat00043
bps/Hz 이다. 여기서
Figure 112007073778531-pat00044
는 컨벌루셔널 코드(convolution code)의 비율이고, T는 STBC를 위한 블록 주기를 나타낸다. 전체 속도(T = Mt)에서 STBC 시스템은 본 발명과 대비하면 오류를 발생시키는 것으로 여겨진다.
도 6은 네 개의 송신 안테나와 하나의 수신 안테나에 대한 종래 구조와 본 발명의 구조에서의 프레임 에러율 성능을 비교한 그래프이다.
그래서 도 6에서와 같이, 10-2의 프레임 에러율(frame error rate, FER)에서 본 발명에서 제안된 구조(proposed scheme)는 종래의 안테나 호핑(antenna hopping)에 비해 2dB 만큼 성능이 우수함을 알 수 있다. 여기서 안테나 호핑 구조는 본 발명에서 특별한 경우인 아이덴티티 행렬(identity matrix)이 프리코딩 행렬로 사용된 경우(즉,
Figure 112007073778531-pat00045
)로 고려될 수 있다.
또한 10-2의 프레임 에러율(frame error rate, FER)에서 본 발명에서 제안된 구조(proposed scheme)와 QO-STBC(Quasi Orthogonal STBC) 구조는 성능 차이가 없음을 알 수 있다. 그러나 QO-STBC는 전체 속도(full rate)이지만, 두 개의 심벌에 대한 최대 우도(ML) 검출과 연결되는 것이 필요하다. 이와 같이 컨스텔레이션 회전을 수행하는 QO-STBC는 본 발명에서 제안한 다이버시티 구조와 비교하여 훨씬 복잡한 디코딩 작업을 수행해야만 한다. 그래서 QO-STBC 시스템의 디매퍼(demapper)는 LLR(log-likelihood ratio)를 계산하기 위해 16-QAM 의 경우 162 = 256 개의 후보들을 탐색해야 하는데 반해, 본 발명에 의한 구조(proposed scheme)에서는 단지 16 개의 후보들을 탐색하면 된다.
도 7은 다양한 개수의 송신 안테나와 하나의 수신 안테나에 대한 종래 구조와 본 발명의 구조에서의 프레임 에러율 성능을 비교한 그래프이다.
그래서 송신 안테나의 수가 증가할 때, 본 발명에서 제안한 구조의 성능은 더욱 빛을 발휘하게 된다. 도 7에서 점선은 10log10Mt의 SNR 어레이 이득 패널티(penalty)를 고려한 MRC구조의 성능으로서, 송신 다이버시티 구조에서 최대 얻을 수 있는 한계성능을 보여준 것이다. 그래서 본 발명에서 제안된 구조의 송신 다이버시티 이득이 다른 개수의 수신 안테나를 위한 MRC의 이득과 일치하는 것을 알 수 있다.
이처럼 본 발명은 프리코딩 벡터를 순환적으로 적용하여 채널 이득에 인위적인 변화를 주고, 여기에서 적용된 채널 코딩을 통해 다이버시티 이득을 얻어 송신 안테나의 개수에 상관없이 전송 다이버시티 이득을 얻고, 수신단에서의 낮은 복잡도를 보장하며, 한 번에 한 심벌을 전송하게 되는 것이다.
이상에서 본 발명의 바람직한 실시예에 한정하여 설명하였으나, 본 발명은 이에 한정되지 않고 다양한 변화와 변경 및 균등물을 사용할 수 있다. 따라서 본 발명은 상기 실시예를 적절히 변형하여 응용할 수 있고, 이러한 응용도 하기 특허청구범위에 기재된 기술적 사상을 바탕으로 하는 한 본 발명의 권리범위에 속하게 됨은 당연하다 할 것이다.
도 1은 일반적인 무선통신시스템의 블록구성도이다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 의한 다중 송신 다중 수신 안테나를 가진 무선통신시스템에서 전송 다이버시티 이득을 얻기 위한 순환적 프리코딩 장치에서 송신단과 수신단의 구성을 보인 블록구성도이다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 의한 다중 송신 다중 수신 안테나를 가진 무선통신시스템에서 전송 다이버시티 이득을 얻기 위한 순환적 프리코딩 방법을 보인 흐름도이다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 의한 다중 송신 다중 수신 안테나를 가진 무선통신시스템에서 전송 다이버시티 이득을 얻기 위한 순환적 프리코딩 방법에서 송신단에서의 송신방법을 보인 흐름도이다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 의한 다중 송신 다중 수신 안테나를 가진 무선통신시스템에서 전송 다이버시티 이득을 얻기 위한 순환적 프리코딩 방법에서 수신단에서의 수신방법을 보인 흐름도이다.
도 6은 네 개의 송신 안테나와 하나의 수신 안테나에 대한 종래 구조와 본 발명의 구조에서의 프레임 에러율 성능을 비교한 그래프이다.
도 7은 다양한 개수의 송신 안테나와 하나의 수신 안테나에 대한 종래 구조와 본 발명의 구조에서의 프레임 에러율 성능을 비교한 그래프이다.
* 도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명 *
10 : 송신단
11 : 인코더
12 : 인터리버
13 : 매퍼
14 : 송신 곱셈부
15 : 송신 안테나
20 : 수신단
21 : 디코더
22 : 디인터리버
23 : 디매퍼
24 : 수신 곱셈부
25 : 수신 안테나

Claims (18)

  1. 프리코딩 벡터를 순환적으로 적용하여 채널 이득에 변화를 주고, 채널 코딩을 통해 다이버시티 이득을 얻어 송신하는 송신단과;
    상기 송신단에서 송신한 신호를 수신하여 송신한 비트를 재생성하는 수신단;
    을 포함하여 구성된 것을 특징으로 하는 다중 송신 다중 수신 안테나를 가진 무선통신시스템에서 전송 다이버시티 이득을 얻기 위한 순환적 프리코딩 장치.
  2. 청구항 1에 있어서,
    상기 송신단은,
    보내고자 하는 정보 데이터 비트의 비트 스트림을 채널코딩으로 인코딩하여 복호화된 비트 정보로 변환시키는 인코더와;
    상기 인코더에서 복호화된 비트 정보의 순서를 무작위로 변환하여 무작위로 변환된 복호 비트를 생성하는 인터리버와;
    상기 인터리버에서 무작위로 변환된 복호 비트를 M-QAM 또는 M-PSK 복소 심벌로 송신할 수 있도록 심벌로 변환하여 복소 심벌을 생성시키는 매퍼와;
    프리코딩 벡터의 집합에서 벡터를 순환적으로 채택하여 상기 매퍼에서 생성한 복소 심벌에 곱하여 복소 심벌 벡터를 생성시키는 송신 곱셈부와;
    상기 송신 곱셈부에서 생성시킨 복소 심벌 벡터를 송신하는 송신 안테나;
    를 포함하여 구성된 것을 특징으로 하는 다중 송신 다중 수신 안테나를 가진 무선통신시스템에서 전송 다이버시티 이득을 얻기 위한 순환적 프리코딩 장치.
  3. 보내고자 하는 정보 데이터 비트의 비트 스트림을 채널코딩으로 인코딩하여 복호화된 비트 정보로 변환시키는 인코더와;
    상기 인코더에서 복호화된 비트 정보의 순서를 무작위로 변환하여 무작위로 변환된 복호 비트를 생성하는 인터리버와;
    상기 인터리버에서 무작위로 변환된 복호 비트를 M-QAM 또는 M-PSK 복소 심벌로 송신할 수 있도록 심벌로 변환하여 복소 심벌을 생성시키는 매퍼와;
    프리코딩 벡터의 집합에서 벡터를 순환적으로 채택하여 상기 매퍼에서 생성한 복소 심벌에 곱하여 복소 심벌 벡터를 생성시키는 송신 곱셈부와;
    상기 송신 곱셈부에서 생성시킨 복소 심벌 벡터를 송신하는 송신 안테나;
    를 포함하여 구성된 것을 특징으로 하는 다중 송신 다중 수신 안테나를 가진 무선통신시스템에서 전송 다이버시티 이득을 얻기 위한 순환적 프리코딩 장치.
  4. 청구항 2 또는 청구항 3에 있어서,
    상기 송신 곱셈부는,
    프리코딩 벡터의 집합에서 심벌의 순서를 나타내는 k에 따라 벡터
    Figure 112007073778531-pat00046
    를 순환적으로 채택하는 것을 특징으로 하는 다중 송신 다중 수신 안테나를 가진 무선통신시스템에서 전송 다이버시티 이득을 얻기 위한 순환적 프리코딩 장치.
  5. 청구항 4에 있어서,
    상기 송신 곱셈부는,
    상기 송신 안테나의 개수가 2인 경우,
    Figure 112007073778531-pat00047
    의 프리코딩 벡터를 채택하는 것을 특징으로 하는 다중 송신 다중 수신 안테나를 가진 무선통신시스템에서 전송 다이버시티 이득을 얻기 위한 순환적 프리코딩 장치.
  6. 청구항 5에 있어서,
    상기 송신 곱셈부는,
    상기 송신 안테나 Mt의 개수가 2 이상인 경우, 프리코딩 벡터
    Figure 112007073778531-pat00048
    들을 차례 로
    Figure 112007073778531-pat00049
    의 0벡터의 첫째 행에서부터 대입하고, 4개의 벡터들이 모두 결정되면 행을 두 번째 행으로 바꾸어 대입하고, 이 과정을 모든 행에 대해 반복하는 것을 특징으로 하는 다중 송신 다중 수신 안테나를 가진 무선통신시스템에서 전송 다이버시티 이득을 얻기 위한 순환적 프리코딩 장치.
  7. 청구항 6에 있어서,
    상기 송신 곱셈부는,
    Figure 112007073778531-pat00050
    인 경우,
    Figure 112007073778531-pat00051
    의 프리코딩 벡터를 채택하는 것을 특징으로 하는 다중 송신 다중 수신 안테나를 가진 무선통신시스템에서 전송 다이버시티 이득을 얻기 위한 순환적 프리코딩 장치.
  8. 청구항 1에 있어서,
    상기 수신단은,
    상기 송신단에서 송신한 신호를 수신하여 수신 신호 벡터를 수신하는 수신 안테나와;
    상기 수신 안테나에서 수신한 수신 신호 벡터에 최대 비율 결합 수신 벡터를 곱하여 복호신호를 생성하는 수신 곱셈부와;
    상기 수신 곱셈부에서 생성한 복호 신호를 디매핑하여 소프트 비트로 변환시키는 디매퍼와;
    상기 디매퍼에서 변환시킨 소프트 비트를 상기 송신단의 순서대로 재배열시키는 디인터리버와;
    상기 디인터리버에서 재배열된 비트를 최대 우도 디코딩하여 디코드된 비트를 출력하여 송신한 비트를 재생성시키는 디코더;
    를 포함하여 구성된 것을 특징으로 하는 다중 송신 다중 수신 안테나를 가진 무선통신시스템에서 전송 다이버시티 이득을 얻기 위한 순환적 프리코딩 장치.
  9. 송신단에서 송신한 신호를 수신하여 수신 신호 벡터를 수신하는 수신 안테나와;
    상기 수신 안테나에서 수신한 수신 신호 벡터에 최대 비율 결합 수신 벡터를 곱하여 복호신호를 생성하는 수신 곱셈부와;
    상기 수신 곱셈부에서 생성한 복호 신호를 디매핑하여 소프트 비트로 변환시키는 디매퍼와;
    상기 디매퍼에서 변환시킨 소프트 비트를 상기 송신단의 순서대로 재배열시 키는 디인터리버와;
    상기 디인터리버에서 재배열된 비트를 최대 우도 디코딩하여 디코드된 비트를 출력하여 송신한 비트를 재생성시키는 디코더;
    를 포함하여 구성된 것을 특징으로 하는 다중 송신 다중 수신 안테나를 가진 무선통신시스템에서 전송 다이버시티 이득을 얻기 위한 순환적 프리코딩 장치.
  10. 프리코딩 벡터를 순환적으로 적용하여 채널 이득에 변화를 주고, 채널 코딩을 통해 다이버시티 이득을 얻어 송신하는 제 1 단계와;
    상기 제 1 단계에서 송신한 신호를 수신하여 송신한 비트를 재생성하는 제 2 단계;
    를 포함하여 수행하는 것을 특징으로 하는 다중 송신 다중 수신 안테나를 가진 무선통신시스템에서 전송 다이버시티 이득을 얻기 위한 순환적 프리코딩 방법.
  11. 청구항 10에 있어서,
    상기 제 1 단계는,
    보내고자 하는 정보 데이터 비트의 비트 스트림을 채널코딩으로 인코딩하여 복호화된 비트 정보로 변환시키는 제 11 단계와;
    상기 제 11 단계에서 복호화된 비트 정보의 순서를 무작위로 변환하여 무작 위로 변환된 복호 비트를 생성하는 제 12 단계와;
    상기 제 12 단계에서 무작위로 변환된 복호 비트를 M-QAM 또는 M-PSK 복소 심벌로 송신할 수 있도록 심벌로 변환하여 복소 심벌을 생성시키는 제 13 단계와;
    프리코딩 벡터의 집합에서 벡터를 순환적으로 채택하여 상기 제 13 단계에서 생성한 복소 심벌에 곱하여 복소 심벌 벡터를 생성시키는 제 14 단계와;
    상기 제 14 단계에서 생성시킨 복소 심벌 벡터를 송신 안테나를 통해 송신하는 제 15 단계;
    를 포함하여 수행하는 것을 특징으로 하는 다중 송신 다중 수신 안테나를 가진 무선통신시스템에서 전송 다이버시티 이득을 얻기 위한 순환적 프리코딩 방법.
  12. 보내고자 하는 정보 데이터 비트의 비트 스트림을 채널코딩으로 인코딩하여 복호화된 비트 정보로 변환시키는 제 11 단계와;
    상기 제 11 단계에서 복호화된 비트 정보의 순서를 무작위로 변환하여 무작위로 변환된 복호 비트를 생성하는 제 12 단계와;
    상기 제 12 단계에서 무작위로 변환된 복호 비트를 M-QAM 또는 M-PSK 복소 심벌로 송신할 수 있도록 심벌로 변환하여 복소 심벌을 생성시키는 제 13 단계와;
    프리코딩 벡터의 집합에서 벡터를 순환적으로 채택하여 상기 제 13 단계에서 생성한 복소 심벌에 곱하여 복소 심벌 벡터를 생성시키는 제 14 단계와;
    상기 제 14 단계에서 생성시킨 복소 심벌 벡터를 송신 안테나를 통해 송신하 는 제 15 단계;
    를 포함하여 수행하는 것을 특징으로 하는 다중 송신 다중 수신 안테나를 가진 무선통신시스템에서 전송 다이버시티 이득을 얻기 위한 순환적 프리코딩 방법.
  13. 청구항 11 또는 청구항 12에 있어서,
    상기 제 14 단계는,
    프리코딩 벡터의 집합에서 심벌의 순서를 나타내는 k에 따라 벡터
    Figure 112007073778531-pat00052
    를 순환적으로 채택하는 것을 특징으로 하는 다중 송신 다중 수신 안테나를 가진 무선통신시스템에서 전송 다이버시티 이득을 얻기 위한 순환적 프리코딩 방법.
  14. 청구항 13에 있어서,
    상기 제 14 단계는,
    상기 송신 안테나의 개수가 2인 경우,
    Figure 112007073778531-pat00053
    의 프리코딩 벡터를 채택하는 것을 특징으로 하는 다중 송신 다중 수신 안테 나를 가진 무선통신시스템에서 전송 다이버시티 이득을 얻기 위한 순환적 프리코딩 방법.
  15. 청구항 14에 있어서,
    상기 제 14 단계는,
    상기 송신 안테나 Mt의 개수가 2 이상인 경우, 프리코딩 벡터
    Figure 112007073778531-pat00054
    들을 차례로
    Figure 112007073778531-pat00055
    의 0벡터의 첫째 행에서부터 대입하고, 4개의 벡터들이 모두 결정되면 행을 두 번째 행으로 바꾸어 대입하고, 이 과정을 모든 행에 대해 반복하는 것을 특징으로 하는 다중 송신 다중 수신 안테나를 가진 무선통신시스템에서 전송 다이버시티 이득을 얻기 위한 순환적 프리코딩 방법.
  16. 청구항 15에 있어서,
    상기 제 14 단계는,
    Figure 112007073778531-pat00056
    인 경우,
    Figure 112007073778531-pat00057
    의 프리코딩 벡터를 채택하는 것을 특징으로 하는 다중 송신 다중 수신 안테나를 가진 무선통신시스템에서 전송 다이버시티 이득을 얻기 위한 순환적 프리코딩 방법.
  17. 청구항 10에 있어서,
    상기 제 2 단계는,
    상기 제 1 단계에서 송신한 신호를 수신 안테나를 통해 수신하여 수신 신호 벡터를 수신하는 제 21 단계와;
    상기 제 21 단계에서 수신한 수신 신호 벡터에 최대 비율 결합 수신 벡터를 곱하여 복호신호를 생성하는 제 22 단계와;
    상기 제 22 단계에서 생성한 복호 신호를 디매핑하여 소프트 비트로 변환시키는 제 23 단계와;
    상기 제 23 단계에서 변환시킨 소프트 비트를 송신단의 순서대로 재배열시키는 제 24 단계와;
    상기 제 24 단계에서 재배열된 비트를 최대 우도 디코딩하여 디코드된 비트를 출력하여 송신한 비트를 재생성시키는 제 25 단계;
    를 포함하여 수행하는 것을 특징으로 하는 다중 송신 다중 수신 안테나를 가진 무선통신시스템에서 전송 다이버시티 이득을 얻기 위한 순환적 프리코딩 방법.
  18. 송신한 신호를 수신 안테나를 통해 수신하여 수신 신호 벡터를 수신하는 제 21 단계와;
    상기 제 21 단계에서 수신한 수신 신호 벡터에 최대 비율 결합 수신 벡터를 곱하여 복호신호를 생성하는 제 22 단계와;
    상기 제 22 단계에서 생성한 복호 신호를 디매핑하여 소프트 비트로 변환시키는 제 23 단계와;
    상기 제 23 단계에서 변환시킨 소프트 비트를 송신단의 순서대로 재배열시키는 제 24 단계와;
    상기 제 24 단계에서 재배열된 비트를 최대 우도 디코딩하여 디코드된 비트를 출력하여 송신한 비트를 재생성시키는 제 25 단계;
    를 포함하여 수행하는 것을 특징으로 하는 다중 송신 다중 수신 안테나를 가진 무선통신시스템에서 전송 다이버시티 이득을 얻기 위한 순환적 프리코딩 방법.
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