KR101789819B1 - 채널 부호화를 이용하는 다중입력 다중출력 시스템을 위한 신호 검파 장치 및 그 방법 - Google Patents

채널 부호화를 이용하는 다중입력 다중출력 시스템을 위한 신호 검파 장치 및 그 방법 Download PDF

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Abstract

본 발명은 채널 부호화를 이용하는 다중입력 다중출력 시스템을 위한 신호 검파 장치 및 그 방법으로서, 보다 상세하게는 다중입력 다중출력 시스템에서 다수의 송신 안테나를 통해 송신된 신호들을 다수의 수신 안테나를 통해 수신받고 검파하는 장치 및 방법에 관련된다

Description

채널 부호화를 이용하는 다중입력 다중출력 시스템을 위한 신호 검파 장치 및 그 방법{SIGNAL DETECTION DEVICE AND METHOD FOR MULTIPLE INPUT MULTIPLE OUTPUT SYSTEM USING CHANNEL CODING}
아래 실시예들은 채널 부호화를 이용하는 다중입력 다중출력 시스템을 위한 신호 검파 장치 및 그 방법으로서, 보다 상세하게는 다중입력 다중출력 시스템에서 다수의 송신 안테나를 통해 송신된 신호들을 다수의 수신 안테나를 통해 수신받고 검파하는 장치 및 방법에 관련된다.
무선 통신에서 다중입력 다중출력 (multiple input multiple output) 시스템은 단일입력 단일출력 (single input single output) 시스템보다 주파수 효율이 높을 뿐 아니라, 대역폭이나 전송 전력을 늘리지 않고도 채널 용량을 (channel capacity) 높일 수 있다. 따라서, 다중 입력 다중 출력 시스템은 차세대 이동통신에서 중요한 기술들 가운데 하나로 꼽히고 있다.
예컨대, 다중입력 다중출력 시스템은, 설계 및 이용이 비교적 간단한 V-BLAST (vertical-Bell Laboratories layered space-time) 시스템이 있다.
V-BLAST 시스템은 전송 대상의 데이터를 하나 이상의 데이터로 분리하고, 분리된 수만큼의 송신 안테나를 통해 각각의 분리된 데이터를 송신한다. 이처럼, 송신 안테나를 여러 개로 사용하는 경우, 송신된 신호들 간의 간섭이 발생할 수 있다. 따라서, 다중입력 다중출력 시스템에서는, 이러한 간섭을 완화시키기 위한 검파 장치를 설계하는 것이 중요할 수 있다.
종래의 검파 장치에는 ML (maximum likelihood) 기준을 따라 신호를 검파하는 방법이 있다. 이 경우, 안테나가 많거나 신호 별자리(signal constellation)가 큰 시스템에서는 계산량이 많아질 수 있다.
이를 해결하기 위해, 종래에서는 송신을 위한 심볼 벡터의 모든 가능한 조합을 고려하지 않고, 기존의 SD나 QRD-M와 같은 경판정 복조 방법을 확장하여 송신된 가능성이 높은 심볼 벡터만을 후보 리스트로 (candidate list) 정하여 부호 비트의 LLR 값을 어림하여 얻는 준최적 검파기에 관한 연구들이 있다.
이러한 연구들 중 하나는 QRD-M 검파 알고리즘이 있다.
이 알고리즘은 채널 행렬을 QR 분해한 뒤, 나무 얼개 구조(tree structure)를 사용하여, 뿌리부터 한 층씩 내려오면서 층마다 마디(node metric) 길이가 작은 마디 개를 남기고, 첫째 층까지 내려오면 첫째 층에 있는 마디 길이가 작은 마디 개를 가지고 부호 비트의 LLR 값을 계산하는 방식이다.
QRD-M 검파 알고리즘은 하드웨어로 구현하기가 쉽고 계산량이 적다는 장점이 있지만, ML 성능에 가까운 성능을 얻기 위해서는 많은 계산량이 필요할 수 있다.
본 발명의 실시예에 의하면, QRD-M 검파 알고리즘의 복잡도를 줄이기 위하여 개선되고, 부분 DFE(partial Decision Feedback Equalizer)를 이용하는 MQRD-M-DFE 검파 방식을 제공한다.
또한, 본 발명의 실시예에 의하면, 채널 부호화를 사용하는 다중입력 다중출력 시스템에서 수신 신호를 효과적으로 검파할 수 있는 채널 부호화를 이용하는 다중입력 다중출력 시스템을 위한 신호 검파 방법을 제공한다.
본 발명의 일 실시예에 따른 신호 검파 방법은 채널 부호화를 이용하는 다중입력 다중출력 시스템에서, 복수의 송신 안테나를 통해 전송된 신호를 복수의 수신 안테나를 통해 수신한 후, 상기 수신된 신호를 검파하는 방법이며, 상기 수신된 신호의 채널 행렬 H를 QR 분해하는 단계와, 상기 QR 분해를 이용한 나무 얼개 구조를 기초로, 상기 수신된 신호의 각 부호 비트에 대한 LLR 값을 계산하는 단계와, 상기 계산된 LLR 값을 상기 채널 부호화를 위한 채널 복호기의 입력으로 결정하는 단계를 포함한다.
특히, 상기 각 부호 비트에 대한 LLR을 계산하는 단계는 상기 나무 얼개 구조에서 가장 좋은 가지를 먼저 이어서 살펴보고, 상기 나무 얼개 구조에서 신뢰도가 높은 마디의 부모 마디에 대해 가지를 모두 이어서 후보 리스트를 생성하고, 상기 생성된 후보 리스트를 기초로 상기 각 부호 비트에 대한 LLR 값을 계산한다.
본 발명의 실시예에 따르면, 다중입력 다중출력 시스템에서, 비트오류율 성능이 ML 성능에 가까우면서도 필요한 계산량이 적을 수 있다. 또한, 본 발명의 실시예에 따르면, 채널 환경 및 잡음 세기와는 별도로 계산량이 일정할 수 있기 때문에 실제 시스템의 구현이 쉬울 수 있다.
특히, 본 발명의 실시예는 검파 알고리즘에 있어, 나무 얼개 구조를 살피며 내려올 때 마디들에서 가장 좋은 가지를 하나씩만 이어 마디를 만들고, 그 마디의 길이를 견줌으로써 다른 검파 방법들에 비해 더 낮은 층에서 마디의 신뢰도를 고려할 수 있다. 이에 따라, 오직 신뢰도가 높은 마디의 부모 마디에서 모든 가지들을 이음으로써, 이전보다 정확한 후보 리스트를 선정할 수 있다.
또한, 본 발명의 실시예는 스마트 가지 제거 기법을 이용하여, 불필요한 가지 이음을 줄일 수 있다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 채널 부호화를 이용하는 다중입력 다중출력 시스템을 위한 신호 검파 방법이 적용될 수 있는 다중입력 다중출력 시스템의 구성을 간략히 보여주는 도면.
도 2는 도 1에 도시된 다중입력 다중출력 검파기(111)에서 동작할 수 있는 알고리즘을 설명하기 위한 도면.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 채널 부호화를 이용하는 다중입력 다중출력 시스템을 위한 신호 검파 방법을 설명하기 위한 도면.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 채널 부호화를 이용하는 다중입력 다중출력 시스템을 위한 신호 검파 방법에 따른 신호 별자리 예시를 보여주는 도면.
도 5a 내지 5c는 본 발명의 다른 실시예에 따른 채널 부호화를 이용하는 다중입력 다중출력 시스템을 위한 신호 검파 방법에 따른 신호 별자리 예시를 보여주는 도면.
도 6은 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 채널 부호화를 이용하는 다중입력 다중출력 시스템을 위한 신호 검파 방법의 동작을 설명하기 위한 도면.
이하, 본 발명의 실시예를 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다.
본 발명의 실시예에 따른 신호 검파 방법이 적용될 수 있는 다중입력 다중채널 시스템은 채널 부호화(channel coding)를 사용함으로써, 채널 용량에 근접한 전송률을 높은 신뢰도를 가지고 제공할 수 있다.
다시 말해, 다중입력 다중출력 시스템은 채널 부호화를 통해, 무선 채널에서 신호가 겪을 수 있는 감쇄, 간섭, 잡음 등에 의한 비트 오류 증가를 줄일 수 있다. 일반적으로 채널 부호화한 비트 스트림(bit stream)을 복호화하는 경우, 부호 비트(coded bits)의 경판정 (hard decision) 값보다 연판정 (soft decision) 값을 이용하는 것이 성능 효과가 높을 수 있으므로, 아래 실시예에서는 연판정을 위한 LLR값을 산출하는 신호 검파 방법을 설명한다.
따라서, 다중입력 다중출력 시스템에서 기존의 ML을 기준으로 부호 비트의 연판정 값인 LLR (log-likelihood ratio) 값을 정확히 계산하고자 한다면, 신호 검파 장치는 안테나에서 송신된 심볼 벡터의 모든 가능한 조합을 고려할 필요가 있다. 그러나, 이 경우 송신 안테나 수와 신호 별자리 크기에 비례하여 계산량이 지수적으로 증가할 수 있다.
본 발명은 QRD-M 검파기의 복잡도를 줄이기 위하여, 효과적으로 개선된 MQRD-M-DFE 검파기를 제안한다.
먼저, MQRD-M (modified QRD-M) 검파기란, 종래의 QRD-M 검파기와 같은 방법으로 나무 얼개 구조를 살피는데, 첫째 층에 있는 모든 마디를 가지고 부호 비트의 LLR 값을 계산한다. 따라서, MQRD-M 검파기는 QRD-M 검파기보다 더 많은 마디를 가지고 LLR 값을 계산하기 때문에 QRD-M 검파기보다 좋은 성능을 낼 수 있지만, 잘못된 정보를 이용하여 LLR 값을 계산하는 경우가 발생할 수 있으며, 이에 따라 성능이 떨어질 수 있다.
이를 해결하기 위하여, MQRD-M 검파기는 DFE를 이용한다. DFE를 이용하는 MQRD-M-DFE 검파기는 층마다 잘리는 마디를 버리지 않고 그 마디를 써서 DFE 해를 얻고 아래층으로 잇는다. 이에 따라, MQRD-M-DFE 검파기는 첫째 층에서, QRD-M 검파기보다 더 많은 마디를 얻을 수 있고, 이에 따라 더 정확한 LLR을 계산할 수 있다.
또한, MQRD-M-DFE 검파기는 나무 얼개 구조를 살피며 내려올 때, 각 마디들에서 가장 좋은 가지를 이어 마디를 만들고, 그 마디의 마디 길이를 견줌으로써, 마디의 신뢰도를 파악할 수 있다. 그리고, MQRD-M-DFE 검파기는 마디 길이가 짧은 마디를 신뢰도가 높은 마디로 선택하고, 상기 신뢰도가 높은 마디의 부모 마디에서만 모든 가지들을 이음으로써, LLR 계산을 위한 후보 리스트를 생성한다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 채널 부호화를 이용하는 다중입력 다중출력 시스템을 위한 신호 검파 방법이 적용될 수 있는 다중입력 다중출력 시스템의 구성을 간략히 보여주는 도면이다.
도 1을 참조하면, 다중입력 다중출력 시스템은
Figure 112011026727921-pat00001
개의 송신 안테나,
Figure 112011026727921-pat00002
개의 수신 안테나를 사용하고, 송신기(100) 및 수신기(110)를 포함한다.
송신기(100)는 이진 정보 소스(101)로부터 제공되는 이진 데이터 비트 u를 채널 부호기(102)로 전달하고, 채널 부호기(102)를 통해 부호 비트 스트림 c를 획득하고, 획득된 부호 비트 스트림 c를 신호 별자리/안테나 대응기(103)로 전달한다.
신호 별자리/안테나 대응기(103)는 부호 비트 스트림 c를
Figure 112011026727921-pat00003
비트씩 분리하고, 각각의 송신 안테나마다 동일한 직교진폭변조(quadrature amplitude modulation: QAM) 별자리 집합 Q를 기초로 상기 분리된 스트림을 신호 별자리 심볼로 대응시킨다. 그리고, 신호 별자리/안테나 대응기(103)는 상기 신호 별자리 심볼로 대응된 각 스트림들을
Figure 112011026727921-pat00004
개의 송신 안테나를 통해 수신기(110)로 송신한다.
여기서,
Figure 112011026727921-pat00005
는 송신 안테나마다 심볼로 대응하는 비트 수를 나타낸다. 그리고, 수신기(110)의 j번째 수신 안테나에서 받은 복소 신호를
Figure 112011026727921-pat00006
라 하면,
Figure 112011026727921-pat00007
개의 수신 안테나로 수신된 신호 벡터는 로 나타낼 수 있다. 여기서, 위첨자 T는 벡터 전치를 나타낸다.
한편, 수신기(110)는
Figure 112011026727921-pat00008
개의 수신 안테나를 통해 수신된 신호를 다중입력 다중출력 검파기(111)로 전달한다.
다중입력 다중출력 검파기(111)는 수신 신호 벡터 y로부터 각 부호 비트 스트림 c에 대한 LLR값인 L을 계산하고, 상기 계산된 L을 채널 복호기(112)로 전달한다.
채널 복호기(112)는 각 부호 비트 스트림 c에 대한 LLR값인 L을 기초로, 이진 데이터 비트에 대한 복호값
Figure 112011026727921-pat00009
를 출력한다.
이에 따라 수신기(110)는 상기 출력된 복호값을 통해, 송신기(100)에서 송신된 비트 스트림을 추정할 수 있다.
다중입력 다중출력 검파기(111)의 동작을 자세히 설명하자면, 다중입력 다중출력 검파기(111)는 한 심볼 구간에서의 수신 신호 벡터 y를 아래의 수학식 1과 같이 이산시간 바탕 대역 모형으로 정의할 수 있다.
[수학식 1]
Figure 112011026727921-pat00010
여기서,
Figure 112011026727921-pat00011
는 구성원의 평균이 0이고, 분산이 1이며 독립이고 분포가 같은 복소 정규 확률변수인
Figure 112011026727921-pat00012
채널 행렬을 나타낸다.
Figure 112011026727921-pat00013
는 송신 심볼 벡터를 나타내고,
Figure 112011026727921-pat00014
는 평균이 0이고 분산이
Figure 112011026727921-pat00015
이며 독립이고 분포가 같은 복소 정규 확률변수들이 이루는 벡터를 나타낸다. 여기서, 수신기(110)는 이러한 채널 행렬들을 미리 알고 있는 것으로 가정한다.
다중입력 다중출력 검파기(111)는 이러한 수신 신호 벡터 y를 이용하여, 부호 비트의 LLR(Log-Likelihood Ratio) 값을 계산한다. 특히, 다중입력 다중출력 검파기(111)는 기존의 ML을 기준으로 LLR을 계산하는 경우, LLR은 아래의 수학식 2와 같이 계산될 수 있다.
[수학식 2]
Figure 112011026727921-pat00016
여기서,
Figure 112011026727921-pat00017
이고,
Figure 112011026727921-pat00018
인 경우,
Figure 112011026727921-pat00019
는 i번째 심볼
Figure 112011026727921-pat00020
로 대응되는 b번째 비트를 나타낸다. 또한
Figure 112011026727921-pat00021
는 송신 안테나 심볼 벡터 s가 가질 수 있는 모든 심볼 벡터들의 집합 S에서,
Figure 112011026727921-pat00022
(a=0,1)인 벡터들의 집합을 나타낸다.
수학식 2를 통한 LLR의 계산은 다소 복잡할 수 있기 때문에, 다중입력 다중출력 검파기(111)는 아래의 수학식 3과 같이, 최대 로그 근사화(max-log approximation)을 이용할 수 있다.
[수학식 3]
Figure 112011026727921-pat00023
여기서,
Figure 112011026727921-pat00024
을 계산하기 위해서는 QR 분해를 이용한 나무 얼개 구조를 많이 이용한다.
즉, 채널 행렬 H=QR 로 분해하면, Q는
Figure 112011026727921-pat00025
인 m x m 단위 행렬(unitary matrix) 이고,
Figure 112011026727921-pat00026
는 m x m 위쪽 삼각 행렬(upper triangular matrix)이 된다. 따라서, 수학식 1의 양변에
Figure 112011026727921-pat00027
를 곱하면, 아래의 수학식 4를 얻을 수 있다.
[수학식 4]
Figure 112011026727921-pat00028
여기서,
Figure 112011026727921-pat00029
는
Figure 112011026727921-pat00030
이고,
Figure 112011026727921-pat00031
는 잡음 성분
Figure 112011026727921-pat00032
이다.
한편, Q가 단위행렬이므로, 수학식 4의 잡음성분
Figure 112011026727921-pat00033
는 수학식 1의 잡음 성분 v와 통계적인 특성이 같을 수 있으므로,
Figure 112011026727921-pat00034
가 될 수 있다. 따라서, 다중입력 다중출력 검파기(111)는
Figure 112011026727921-pat00035
대신 위쪽 삼각 행렬 R을 이용하여,
Figure 112011026727921-pat00036
를 나무 얼개로 계산할 수 있다.
여기서, 수학식 3의 결과를 정확하게 얻기 위해서는, 모든 가능한 안테나 심볼 벡터들의 집합 S를 고려해야 하기 때문에 계산량이 많이 필요할 수 있다. 이에 따라, 다중입력 다중출력 검파기(111)는 적은 수의 후보 리스트
Figure 112011026727921-pat00037
를 생성하여, LLR 값을 아래의 수학식 5와 같이 추정할 수 있다.
[수학식 5]
Figure 112011026727921-pat00038
여기서,
Figure 112011026727921-pat00039
이다.
나무 얼개 구조로 [수학식 5]를 얻기 위해서는 층 수가
Figure 112011026727921-pat00040
이고, 한 마디에서 아래층으로 이을 수 있는 가지 수가 |Q|인 나무 얼개 구조를 고려할 수 있다.
여기서, 뿌리는 가장 높은 층인
Figure 112011026727921-pat00041
째 층을 말한다. 그리고, 이 나무 얼개 구조의 (k+1)번째 층과 k번째 층 사이에 있는 가지(branch)는 송신 신호 벡터 s의 k번째 원소
Figure 112011026727921-pat00042
를 나타내고, 상기 나무 얼개 구조의 마디(node)는 해당 마디와 뿌리를 잇는 가지들이 이루는 벡터를 나타낸다. 또한, k번째 층에 있는 l번째 마디를
Figure 112011026727921-pat00043
차원 심볼 벡터의
Figure 112011026727921-pat00044
로 나타낸다면, k는
Figure 112011026727921-pat00045
이고, l은
Figure 112011026727921-pat00046
이고,
Figure 112011026727921-pat00047
는 상기 나무 얼개 구조의 뿌리를 나타낸다.
여기서, 마디
Figure 112011026727921-pat00048
과 그 부모 마디 사이에 있는 가지 길이는 branch metric로서, 아래의 수학식 6과 같이 산출할 수 있고, 마디
Figure 112011026727921-pat00049
의 마디 길이는 node metric로서, 아래의 수학식 7과 같이 산출할 수 있다.
[수학식 6]
Figure 112011026727921-pat00050
[수학식 7]
Figure 112011026727921-pat00051
도 2는 도 1에 도시된 다중입력 다중출력 검파기(111)에서 동작할 수 있는 알고리즘을 설명하기 위한 도면으로,
Figure 112011026727921-pat00052
=2이고, 가지 수가 |Q|=4인 나무 얼개 구조를 보여준다.
도 2를 참조하면, ○는 상기 나무 얼개 구조의 뿌리를 나타내고, 실선은 상기 나무 얼개 구조의 가지들을 나타내고, ●는 상기 나무 얼개 구조의 마디들을 나타낸다. 각각의 실선 옆에 표기된 숫자들은 각각의 가지들의 가지 길이를 나타내고, ● 옆에 표기된 숫자들은 각각의 마디들의 마디 길이를 나타낸다. 이때, 한 마디의 마디 길이는 뿌리와 해당 마디를 잇는 가지들의 길이를 모두 더한 것과 동일할 수 있다.
아래에서는 나무 얼개 구조에서, 하나의 뿌리가 존재하고, 가지들간 서로 이어진 부분이 없는 것으로 가정하고, 뿌리에서 각 가지들을 이어가며 나무 얼개 구조를 살피도록 한다.
또한, 다중입력 다중출력 검파기(111)는 본 발명의 일 실시예에 따라 너비를 우선적으로 살펴보는 방식(breadth-first search method)을 채택하고, 다음과 같은 단계를 통해 뿌리에서 한 층씩 내려오면서 나무 얼개 구조를 살핀다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 채널 부호화를 이용하는 다중입력 다중출력 시스템을 위한 신호 검파 방법을 설명하기 위한 도면으로, 다중입력 다중출력 검파기(111)가 나무 얼개 구조를 살피고, 부호 비트에 대한 LLR값을 계산하는 과정을 보여준다.
310 단계에서, 다중입력 다중출력 검파기(111)는 수신 안테나를 통해, H와, y,
Figure 112011026727921-pat00053
,
Figure 112011026727921-pat00054
를 입력받는다. 그리고, 다중입력 다중출력 검파기(111)는 상기 입력을 기초로, H를 QR 분해하고,
Figure 112011026727921-pat00055
를 계산한다. 여기서,
Figure 112011026727921-pat00056
인 경우,
Figure 112011026727921-pat00057
는
Figure 112011026727921-pat00058
인 정수이고,
Figure 112011026727921-pat00059
인 경우,
Figure 112011026727921-pat00060
는
Figure 112011026727921-pat00061
및
Figure 112011026727921-pat00062
에 만족하는 정수이다.
320 단계에서, 다중입력 다중출력 검파기(111)는 뿌리로부터 이을 수 있는 모든 가지들을 잇고,
Figure 112011026727921-pat00063
층에 새로 생긴 마디들의 마디 길이를 계산한다. 여기서, i는
Figure 112011026727921-pat00064
-1로 설정한다.
330 단계에서,
Figure 112011026727921-pat00065
개의 마디들의 가지들 중 가장 좋은 가지를 선택하고, 상기 선택된 가지에 대한 마디 길이를 산출한다.
다시 말해서, 다중입력 다중출력 검파기(111)는 (i+1)번째 층에 있는 마디들 중 마디 길이가 짧은
Figure 112011026727921-pat00066
개의 마디를 선택한다. 그리고, 다중입력 다중출력 검파기(111)는 상기
Figure 112011026727921-pat00067
개의 마디들 중 가장 좋은 가지(best branch)를 아래의 수학식 8과 같이 산출할 수 있다.
[수학식 8]
Figure 112011026727921-pat00068
여기서, 가장 좋은 가지는 하나의 마디에서 이을 수 있는 가지들 중 길이가 가장 짧은 가지를 말한다.
Figure 112011026727921-pat00069
는
Figure 112011026727921-pat00070
마디들 중 하나를 나타내고,
Figure 112011026727921-pat00071
가 된다. 그리고, D(a)는 신호 별자리 집합 Q에서 a에 가까운 심볼을 이어주는 심볼 역대응 함수를 나타낸다.
이후, 다중입력 다중출력 검파기(111)는 다음으로 가장 좋은 가지 및
Figure 112011026727921-pat00072
를 잇고, 상기 이음에 의한 새로운 마디인
Figure 112011026727921-pat00073
를 생성하고, 상기 생성된 마디에 대한 마디 길이를 아래의 수학식 9와 같이 산출할 수 있다.
[수학식 9]
Figure 112011026727921-pat00074
340 단계에서, 다중입력 다중출력 검파기(111)는
Figure 112011026727921-pat00075
개의 마디에 대응하는 형제 마디(sibling node)를 잇는다. 여기서, 형제 마디는 부모 마디가 같은 마디들을 말한다.
따라서, 다중입력 다중출력 검파기(111)는 단계 330에서 생성된 마디들 중 마디 길이가 작은
Figure 112011026727921-pat00076
개의 마디들을 선택한다. 다중입력 다중출력 검파기(111)는 상기 선택된
Figure 112011026727921-pat00077
개의 마디들과, 상기
Figure 112011026727921-pat00078
개의 마디들 각각의 형제 마디들을 모두 잇고, 상기 이음에 의해 생성되는 새로운 마디
Figure 112011026727921-pat00079
의 마디 길이를 산출할 수 있다. 상기 새로운 마디
Figure 112011026727921-pat00080
의 마디 길이는 아래의 수학식 10과 같이 산출될 수 있다.
[수학식 10]
Figure 112011026727921-pat00081
여기서,
Figure 112011026727921-pat00082
는
Figure 112011026727921-pat00083
의 부모 마디를 나타낸다.
350 단계에서, 다중입력 다중출력 검파기(111)는 i가 1인지에 따라 상기 알고리즘의 종료를 결정한다.
상기 판단 결과, i가 1보다 큰 경우, 다중입력 다중출력 검파기(111)는 상기 종료가 아님으로 간주하고, i=i-1로 설정한 후, 단계 2로 돌아간다.
상기 판단 결과, i가 1인 경우, 다중입력 다중출력 검파기(111)는 상기 알고리즘의 종료임을 판단한다. 그리고, 다중입력 다중출력 검파기(111)는 360단계에서, 첫번째 층에 있는 마디들을 후보 리스트 L로 선택하고, 수학식 5를 이용하여, 부호 비트의 LLR 값을 획득한다.
나아가, 다중입력 다중출력 검파기(111)는 본 발명의 다른 실시예로서, 계산량을 더 줄이기 위하여, 340 단계에서 두번째 층(i=2)에서 형제 마디들을 이을 때 스마트 가지 제거 기법을 이용할 수 있다. 다중입력 다중출력 검파기(111)는 스마트 가지 제거 기법을 이용하는 경우, 두번째 층에 있는 한 마디에서 첫번째 층으로 가지를
Figure 112011026727921-pat00084
개만 이으면서도, 상기 한 마디에서 모든 가지를 잇는 경우와 동일한 비트 오류율의 성능을 달성할 수 있다.
또한, 송신기(100)의 신호 별자리/안테나 대응기(103)는 본 발명의 일 실시예에 따라 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying)를 사용할 수 있다. 이 경우, 신호 별자리는 도 4와 같이 표현할 수 있다.
도 4를 참조하면, 두번째 층의 가지들(10, 00, 11, 01)을 보여준다.
먼저, 첫번째 층에서의 고친 받은 신호(transformed received signal)(410) 및 상기 고친 받은 신호와 가장 가까운 신호 별자리 점은 10(420)임을 알 수 있다. 그리고, 상기 10(420)는 수학식 8에 의해, 두번째 층에 있는 한 마디에서 이을 수 있는 가장 좋은 가지와 동일함을 알 수 있다.
한편, 다른 가지인 01(430)은 상기 고친 받은 신호로부터 또 다른 가지들 00(440), 11(450)에 비해 더 멀다. 그러나, 상기 다른 가지 01(430)을 나타내는 비트들은 상기 또 다른 가지들 00(440), 11(450)을 나타내는 비트들과 부분적으로 겹치므로, 다중입력 다중출력 검파기(111)는 상기 또 다른 가지들 00(440), 11(450)을 나타내는 비트들만으로도 부호 비트의 LLR 값을 산출할 수 있다. 따라서, 다중입력 다중출력 검파기(111)는 본 발명의 일 실시예에 따라, 신호 별자리에서 상기 고친 받은 신호
Figure 112011026727921-pat00085
에 가까운 3개의 점만 이용하고, 두번째 층에서는 한 마디에 3개의 가지를 잇도록 구현될 수 있다.
도 5a 내지 5c는 본 발명의 다른 실시예에 따른 채널 부호화를 이용하는 다중입력 다중출력 시스템을 위한 신호 검파 방법에 따른 신호 별자리 예시를 보여주는 도면으로, 송신기(100)의 신호 별자리/안테나 대응기(103)가 16QAM을 이용하는 경우를 보여준다. 즉, 도 5a 내지 5c는 상기 고친 받은 신호와 가장 가까운 신호 별자리 점의 위치에 따라 3가지 경우로 나누어 설명한다.
도 5a는 상기 가장 가까운 신호 별자리 점이 신호 별자리의 모퉁이에 있는 경우(510)이고, 도 5b는 상기 가장 가까운 신호 별자리 점이 신호 별자리의 모퉁이가 아닌 다른 가장자리에 있는 경우(520)이고, 도 5c는 상기 가장 가까운 신호 별자리 점이 신호 별자리의 중앙에 있는 경우(530)를 보여준다.
먼저, 상기 가장 가까운 신호 별자리 점(회색점)의 위치에 따라 다른 가까운 신호 별자리들(검정색점)의 위치가 다르다는 것을 알 수 있다. 또한, 다중입력 다중출력 검파기(111)는 상기 가장 가까운 신호 별자리 점 및 상기 다른 가까운 신호 별자리들만으로도, 모든 비트에 대한 정보를 알 수 있으므로, 부호 비트의 LLR 값을 계산하는데 문제가 없을 것이다. 즉, 16QAM의 경우에서는, 다중입력 다중출력 검파기는 다섯 개의 신호 점만을 이용하여, 모든 신호 점을 이용하는 경우와 동일한 LLR 값을 얻을 수 있다.
마찬가지로, 64QAM의 경우에는, 상기 가장 가까운 신호 별자리 점의 위치에 따라 신호 별자리에서 7개의 신호 점을 이용할 수 있다. 즉, 다중입력 다중출력 검파기(111)는 상기 고친 받은 신호에 가장 가까운 신호외, 적어도 하나 이상의 다른 가까운 신호들을 이용하여, LLR 값을 산출할 수 있다.
한편, 도 6은 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 채널 부호화를 이용하는 다중입력 다중출력 시스템을 위한 신호 검파 방법의 동작을 설명하기 위한 도면이다. 도 6에 도시된 나무 얼개 구조는
Figure 112011026727921-pat00086
이고, QPSK를 사용하는 시스템에서, 이고,
Figure 112011026727921-pat00087
인 경우의 검파 과정을 설명한다.
특히, 도 6을 참조하면, 각각의 마디 안에 표기된 숫자들은 각 마디들이 만들어지는 순서를 나타낸다. 다만, 이 순서들은 스마트 가지 제거 기법을 이용하는 경우에는 달라질 수 있다.
다중입력 다중출력 검파기(111)의 계산량을 살펴보기 위한 일반적인 방법은 곱셈량을 카운트하는 것이다. 아래에서는, 본 발명의 일 실시예에 따른 다중입력 다중출력 검파기(111)의 검파 방법에서 사용되는 곱셈량을 산출한다.
먼저, 다중입력 다중출력 검파기(111)의 단계별 곱셈량을 살펴보면, 단계 1에서 채널 행렬을 분해시 약
Figure 112011026727921-pat00088
번의 곱셈이 사용될 수 있고,
Figure 112011026727921-pat00089
를 산출하는 데에는 약
Figure 112011026727921-pat00090
번의 곱셈이 사용될 수 있다.
단계 2에서, 뿌리에서부터 가능한 모든 가지들을 잇고 새로 생긴 마디들의 마디 길이를 산출하는 데에는 4|Q|번의 곱셈이 사용될 수 있다.
단계 3에서,
Figure 112011026727921-pat00091
개의 마디들에서 가장 좋은 가지를 얻는데에는 수학식 8의 경우,
Figure 112011026727921-pat00092
번의 곱셈이 사용될 수 있고, 새로운 마디의 마디 길이를 산출하는 데에는 수학식 9의 경우,
Figure 112011026727921-pat00093
번의 곱셈이 사용될 수 있다.
단계 4에서,
Figure 112011026727921-pat00094
개의 마디에 대응하는 형제 마디들을 잇고 상기 형제 마디들의 마디 길이를 계산하는 데에는, 수학식 10의 경우,
Figure 112011026727921-pat00095
번의 곱셈이 사용될 수 있다. 만약, 단계 4가 스마트 가지 제거 기법을 이용한다면, 사용되는 곱셈의 수는
Figure 112011026727921-pat00096
가 될 수 있다.
이후, 단계 5에서의 부호 비트의 LLR 값을 산출하는 과정은 대부분의 검파기에서 동일한 량의 곱셈 수가 사용될 것으로 가정한다. 따라서, 스마트 가지 제거 기법을 이용하는 검파 방법은 전처리 단계를 고려하여 아래와 같은 곱셈량이 사용될 수 있다.
[수학식 12]
Figure 112011026727921-pat00097
결과적으로, 본 발명의 일 실시예에 따른 다중입력 다중출력 검파기(111)의 검파 방법은 ML 검파기에 비해 적은 량의 계산량이 소요될 수 있다. 또한, 다중입력 다중출력 검파기(111)는 스마트 가지 제거 기법을 이용하는 경우에는 ML뿐 아니라, (M)QRD-M 검파기 및 (M)QRD-M-DFE 검파기에 비해서도 계산량이 적어질 수 있다.
정리하자면, 본 발명의 일 실시예에 따른 널 부호화를 이용하는 다중입력 다중출력 시스템을 위한 신호 검파 방법의 검파 장치는 상기 수신된 신호의 채널 행렬 H를 QR 분해하고, 상기 QR 분해를 이용한 나무 얼개 구조를 기초로, 상기 수신된 신호의 각 부호 비트에 대한 LLR 값을 계산하고, 상기 계산된 LLR 값을 상기 채널 부호화를 위한 채널 복호기의 입력으로 결정한다.
특히, 상기 검파 장치는 상기 각 부호 비트에 대한 LLR을 계산하기 위하여, 상기 나무 얼개 구조에서 가장 좋은 가지를 먼저 이어서 살펴보고, 상기 나무 얼개 구조에서 신뢰도가 높은 마디의 부모 마디에 대해 가지를 모두 이어서 후보 리스트를 생성하고, 상기 생성된 후보 리스트를 기초로 상기 각 부호 비트에 대한 LLR 값을 계산한다.
보다 상세하게, 상기 검파 장치는 상기 나무 얼개 구조의 뿌리에서 이을 수 있는 모든 가지들을 이어서
Figure 112011026727921-pat00098
층에 새로 생긴 마디들의 마디 길이를 계산하고, 상기 계산 결과를 기초로 마디 길이가 짧은 복수의 마디들을 선택하고, 상기 선택된 마디들 각각에서 가지를 이어 새로운 마디들을 생성한 후 상기 생성된 마디들 중 마디 길이가 짧은 다른 복수의 마디들을 선택하고, 상기 선택된 다른 복수의 마디들 각각에 대응하는 형제 마디들을 잇는다. 상기 검파 장치는 이러한 과정을 반복하여 이어진 가지들을 기초로, 상기 후보 리스트를 생성하여 각 부호 비트에 대한 LLR 값을 계산한다.
여기서, 상기 검파 장치는
Figure 112011026727921-pat00099
층에 새로 생긴 마디들의 마디 길이를 계산시, 수학식 7을 사용할 수 있다. 또한, 상기 검파 장치는
Figure 112011026727921-pat00100
마디에서 가지를 하나씩 이을 때 수학식 8을 사용할 수 있다.
상기 검파 장치는
Figure 112011026727921-pat00101
마디에서 생성된 새로운 마디의 마디 길이는 수학식 9를 이용하여 산출할 수 있다. 또한, 상기 검파 장치는
Figure 112011026727921-pat00102
마디의 형제 마디들의 길이는 수학식 10을 이용하여 산출할 수 있다.
상기 검파 장치는 스마트 제거 기법을 적용할 수도 있으며, 고친 받은 신호를 수학식 11을 이용하여 획득할 수도 있다.
본 발명의 실시 예에 따른 방법들은 다양한 컴퓨터 수단을 통하여 수행될 수 있는 프로그램 명령 형태로 구현되어 컴퓨터 판독 가능 매체에 기록될 수 있다. 상기 컴퓨터 판독 가능 매체는 프로그램 명령, 데이터 파일, 데이터 구조 등을 단독으로 또는 조합하여 포함할 수 있다. 상기 매체에 기록되는 프로그램 명령은 본 발명을 위하여 특별히 설계되고 구성된 것들이거나 컴퓨터 소프트웨어 당업자에게 공지되어 사용 가능한 것일 수도 있다.
이상과 같이 본 발명은 비록 한정된 실시예와 도면에 의해 설명되었으나, 본 발명은 상기의 실시예에 한정되는 것은 아니며, 본 발명이 속하는 분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 이러한 기재로부터 다양한 수정 및 변형이 가능하다.
그러므로, 본 발명의 범위는 설명된 실시예에 국한되어 정해져서는 아니 되며, 후술하는 특허청구범위뿐 아니라 이 특허청구범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.

Claims (10)

  1. 채널 부호화를 이용하는 다중입력 다중출력 시스템에서, 복수의 송신 안테나를 통해 전송된 신호를 복수의 수신 안테나를 통해 수신한 후, 상기 수신된 신호를 검파하는 방법에 있어서,
    상기 수신된 신호의 채널 행렬 H를 QR 분해하는 단계;
    상기 QR 분해를 이용한 트리 구조(tree structure)를 기초로, 상기 수신된 신호의 각 부호 비트에 대한 LLR 값을 계산하는 단계; 및
    상기 계산된 LLR 값을 상기 채널 부호화를 위한 채널 복호기의 입력으로 결정하는 단계
    를 포함하고,
    상기 LLR을 계산하는 단계는,
    상기 트리 구조에서 신뢰도가 높은 마디의 부모 마디에 대해 가지를 모두 이어서 후보 리스트를 생성하는 단계; 및
    상기 생성된 후보 리스트를 기초로 상기 각 부호 비트에 대한 LLR 값을 계산하는 단계
    를 포함하고
    상기 후보 리스트를 생성하는 단계는,
    상기 트리의 루트(root)에서 이을 수 있는 모든 가지를 이은 각 층에 생긴 마디들의 마디 길이를 계산하는 단계;
    상기 계산된 마디 길이에 기초하여, 길이가 짧은 순서로 복수 개의 마디들을 선택하는 단계;
    상기 선택된 마디들 각각에 가지를 이어 새로운 마디들을 생성하는 단계;
    상기 생성된 마디들의 길이에 기초하여, 길이가 짧은 순서로 복수 개의 새로운 마디들을 선택하여 각각에 대응하는 형제 마디들을 잇는 단계; 및
    상기 이어진 형제 마디들을 기초하여 상기 후보 리스트를 생성하는 단계
    를 포함하는,
    채널 부호화를 이용하는 다중입력 다중출력 시스템의 신호 검파 방법.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 수신된 신호의 채널 행렬 H를 QR 분해하는 단계는,
    상기 채널 행렬 H, 상기 신호의 벡터
    Figure 112016049749734-pat00111
    ,
    Figure 112016049749734-pat00112
    ,
    Figure 112016049749734-pat00113
    를 입력 받는 단계 -
    Figure 112016049749734-pat00114
    는
    Figure 112016049749734-pat00115
    일 때
    Figure 112016049749734-pat00116
    인 정수이고,
    Figure 112016049749734-pat00117
    는
    Figure 112016049749734-pat00118
    일 때
    Figure 112016049749734-pat00119
    이며,
    Figure 112016049749734-pat00120
    인 정수이고,
    Figure 112016049749734-pat00121
    는
    Figure 112016049749734-pat00122
    인
    Figure 112016049749734-pat00123
    단위행렬임-;
    상기 채널 행렬 H를 QR 분해하는 단계; 및
    상기 신호의 벡터
    Figure 112016049749734-pat00124
    에 대해서
    Figure 112016049749734-pat00125
    를 계산하는 단계
    를 포함하는,
    채널 부호화를 이용하는 다중입력 다중출력 시스템의 신호 검파 방법.

  3. 삭제
  4. 삭제
  5. 삭제
  6. 제1항에 있어서,
    상기 트리 구조의 루트에서 이을 수 있는 모든 가지를 이은 각 층에 생긴 마디들의 마디 길이를 계산하는 단계는,
    하기의 수학식을 이용하여 상기 각 층에 생긴 마디들의 마디 길이를 계산하는 단계를 포함하는,
    채널 부호화를 이용하는 다중입력 다중출력 시스템의 신호 검파 방법.
    수학식:
    Figure 112017057757115-pat00126

    Figure 112017057757115-pat00127
    는 송신 신호 벡터 s의 상기 트리 구조의 k번째 층의 i번째 마디를 나타내고,ri,j는 행렬 R의 (i, j)번째 원소를 나타내고,
    Figure 112017057757115-pat00137
    는
    Figure 112017057757115-pat00138
    마디의 길이를 나타냄
  7. 제1항에 있어서,
    상기 계산된 마디 길이에 기초하여, 길이가 짧은 순서로 복수 개의 마디들을 선택하는 단계는,
    하기 수학식을 이용하여 상기 복수 개의 마디들을 선택하는 단계를 포함하는,
    채널 부호화를 이용하는 다중입력 다중출력 시스템의 신호 검파 방법.
    수학식:
    Figure 112017057757115-pat00128

    Figure 112017057757115-pat00129
    는
    Figure 112017057757115-pat00130
    마디들 중 하나를 나타내고,
    Figure 112017057757115-pat00131
    이고, ri,j는 행렬 R의 (i, j)번째 원소를 나타내고, D(a)는 신호 별자리 집합 Q에서 a에 가까운 심볼을 이어주는 심볼 역대응 함수이고,
    Figure 112017057757115-pat00139
    는
    Figure 112017057757115-pat00140
    마디에서 이을 수 있는 길이가 가장 짧은 가지를 나타내고, i는 트리 구조의 층을 나타내는 인덱스로 0보다 큰 정수임
  8. 제1항에 있어서,
    상기 생성된 마디들의 길이에 기초하여, 길이가 짧은 순서로 복수 개의 새로운 마디들을 선택하여 각각에 대응하는 형제 마디들을 잇는 단계는,
    하기의 수학식을 이용하여 상기 새로운 마디들의 길이를 획득하는 단계를 포함하는,
    채널 부호화를 이용하는 다중입력 다중출력 시스템의 신호 검파 방법.
    수학식:
    Figure 112017057757115-pat00132

    Figure 112017057757115-pat00133
    는
    Figure 112017057757115-pat00134
    의 부모 마디이고,
    Figure 112017057757115-pat00141
    는
    Figure 112017057757115-pat00142
    마디의 길이를 나타내고,
    Figure 112017057757115-pat00143
    이고, ,ri,j는 행렬 R의 (i, j)번째 원소를 나타내고, i는 트리 구조의 층을 나타내는 인덱스로 0보다 큰 정수임
  9. 제1항에 있어서,
    상기 생성된 마디들의 길이에 기초하여, 길이가 짧은 순서로 복수 개의 새로운 마디들을 선택하여 각각에 대응하는 형제 마디들을 잇는 단계는,
    하기 수학식을 이용하여 상기 형제 마디들의 길이를 획득하는 단계
    를 포함하는,
    채널 부호화를 이용하는 다중입력 다중출력 시스템의 신호 검파 방법.
    수학식:
    Figure 112017057757115-pat00135

    Figure 112017057757115-pat00144
    는
    Figure 112017057757115-pat00145
    의 부모 마디이고,
    Figure 112017057757115-pat00146
    는
    Figure 112017057757115-pat00147
    마디의 길이를 나타내고,
    Figure 112017057757115-pat00148
    이고, ri,j는 행렬 R의 (i, j)번째 원소를 나타내고, i는 트리 구조의 층을 나타내는 인덱스로 0보다 큰 정수임.
  10. 제1항에 있어서,
    상기 생성된 마디들의 길이에 기초하여, 길이가 짧은 순서로 복수 개의 새로운 마디들을 선택하여 각각에 대응하는 형제 마디들을 잇는 단계는,
    신호 별자리에서 상기 수신된 신호로부터 가장 가까운 점을 선택하는 단계; 및
    선택된 점의 위치에 따라 상기 트리 구조의 제1 층에 있는 하나의 마디에서 제1 층보다 낮은 제2 층으로
    Figure 112017057757115-pat00136
    개의 가지를 잇는 단계
    를 포함하는,
    채널 부호화를 이용하는 다중입력 다중출력 시스템의 신호 검파 방법.
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* Cited by examiner, † Cited by third party
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Haris P A 외 2인, "Performance of Combined Low Complexity QRD-M and DFE Detection in MIMO-OFDM Systems", IEEE 2011 ICCSP, 2011.02.10., pp.289-293.*

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