JP5086372B2 - 通信に関連する方法及び構成 - Google Patents

Description

本発明は、通信ネットワークに関し、特に、複数の送信及び受信アンテナが使用される通信ネットワークに関する。

既存の無線移動体通信システムは、様々なサービスの形態を提供し、その多くはチャネルの劣性を克服するためにチャネル符号化に依存する。しかしながら、例えば高品質のマルチメディアサービスについての、ユーザが時間と場所とによらず誰とでも通信できるというような要望の高まりのために、既存のサービスはデータ指向のサービスを発展させた。それに応じて、次世代無線伝送技術に対し、より低いエラーレートでより多くのデータ量を伝送することについての高度な要望が存在する。特に、要求されるデータ量が大きいリンクにおいて高いレートでデータを送信することは非常に重要である。

次世代の無線通信については、様々なアンテナシステムが提案されている。例えば、複数入力複数出力（Multiple Input Multiple Output（ＭＩＭＯ））システム、即ち、典型的なアンテナシステムは、周波数帯域を必要以上に使用することなく、全ての送信アンテナを通じてのスペクトラム効率を増加させる。一般的に、ＭＩＭＯは、その伝送構造と送信機のスキームに応じて、時空間符号化（Space-Time Coding（ＳＴＣ））、ダイバーシティ、ビーム形成（Beam Forming（ＢＦ））及び空間多重化（Spatial Multiplexing（ＳＭ））に分類され、その全ては高いデータレートと信頼性とを提供する。

ＭＩＭＯシステムは、送信機と受信機とにおいて、データを送受信するために、複数のアンテナ又はアレイアンテナを採用する。複数のアンテナは異なる空間的位置に異なるフェージング特性と共に供給され、それにより、ＭＩＭＯシステムにおける信号の送受信のための隣接するアンテナ間の間隔が十分大きい限り、隣接するアンテナの受信信号は相関しないものと近似することができる。ＭＩＭＯシステムは、空間ダイバーシティ型の送信及び受信のためのマルチパスの空間的な特徴の利点を最大限に活かすものである。

図１は、Ｍ個の送信（Ｔｘ）アンテナ１０３及びＮ個の受信（Ｒｘ）アンテナ１０４により構築される一例としての簡略化されたＭＩＭＯシステム１００を示している。上述したように、図１のＭＩＭＯシステムにおける送信アンテナと受信アンテナとの間のアンテナ間隔は、一般的に、信号の空間上の非相関（un-correlation）が十分保証される程度に大きいものである。図１に示しているように、送信機においては、ＭＩＭＯアーキテクチャユニット１０１は、まず、データストリームのチャネルを並列のサブデータストリームのＭ個のチャネルへと変換し；そして、多重アクセス変換ユニット１０２は、多重化処理を実行し；最後に、対応するＭ個の送信アンテナ１０３は、無線チャネルへと信号を同時に送信する。ＭＩＭＯアーキテクチャユニット１０１は、ＳＴＴＣ（Space Time Trellis Code）、時空間ブロック符号、時空間ターボ符号、ＢＬＡＳＴ符号などのようなＭＩＭＯ処理方式のいずれをも採用することができる。多重アクセス変換ユニット１０２は、ＴＤＤ、ＦＤＤ又はＣＤＭＡを実装することができる。そして、ＭＩＭＯの効率的な復調は些細なものではなく、現時点での研究上のホットトピックである。

多くの通信受信機において、クロストークが取り込まれたチャネルを原因とするミキシング（mixing）の影響を受けた複数のシンボルを分離する必要性が存在する。特に、伝播チャネルによりそのミキシングが取り込まれるＭＩＭＯ受信機については、これは重要な問題である。そうしたクロストークチャネルの一般的な数学的モデルは、次の通りである：

ここで、
・ｓは、送信ベクトル（長さｎ_ｔ）である。ベクトルｓは、送信機により有限個のアルファベットＳから選択された要素を有する（例えば、ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation））。
・Ｈは、ｎ_ｒ×ｎ_ｔ次元のチャネル行列であり、ｎ_ｒは受信アンテナの数、ｎ_ｔは送信アンテナの数である。
・ｅは、付加的な（additive）ガウス雑音である。

モデル（１）は、（必ずしも直交的でなくてよい）時空間ブロック符号（ＳＴＢＣ）を用いるＭＩＭＯシステムを、適切に構造化された行列Ｈを用いることで十分に表現できる程度に一般的なものである。

受信機は、観測されたｙからｓを検出しなくてはならない。どういった種類のチャネル符号化（畳み込み、ターボなど）を用いるシステムにおいても、ｓを構成する情報ビットｂ_ｋ，ｉ上で軟判定（soft decisions）（信頼性情報）を計算することに興味が注がれている。全てのシンボルが等しく先験的であろうという場合には、これは次式により計算できることが示されている（非特許文献１参照）。

ここで、Ｎ_ｏは雑音のパワースペクトル密度である。また、ｂ_ｋ，ｉ（ｓ）は、送信ベクトルｓのｋ番目の要素のｉ番目の情報ビットである。ｓ：ｂ_ｋ，ｉ（ｓ）＝βとの表記は、ｂ_ｋ，ｉ（ｓ）がβに等しい全てのベクトルの集合を意味している。

式（２）による評価は、結果として確率密度関数を無視することとなり、それは総当り的な手法で行われ得る。しかし、問題は、実際上それを有効なものとするにはその複雑性が大きすぎることである。より正確には、式（２）を評価することは、

の演算を必要とし、ここでｍはｓにおけるシンボルごとのビット数である。予測可能な未来におけるハードウェアであっても、適度な大きさのｎ_ｔについてさえこれを実装することは不可能である。

この問題に対するこれまでのアプローチは、式（２）に様々な近似を含めることである。以下に、いくつかの既知のアプローチが、それらの主な欠点についての検討と共に提示される。

・Ｌｏｇ−ｍａｘ近似：これは、式（２）における２つの総和をそれらの最大の項に近似する。

このアプローチに伴う問題は、以下を含む：
‐総和における１つの項を除く全てを破棄することに関連する性能のロスが存在する。
‐総和における最大の項を見つけるために、整数制約型の（integer constrained）最小二乗問題を解決しなければならない。これについての既知の最良の技術は、球面復号（sphere decoding）アルゴリズム（下記非特許文献２参照）及びその関連であり、その平均的な複雑性（complexity）はｎ_ｔと共に指数関数的に増大する（下記非特許文献３参照）。さらに、式（３）の計算に必要な演算の数が受信ベクトルｙごとに異なるという意味においては、その複雑性はランダムである。これは、最も難しい複雑性のために設計されるハードウェア、又は様々な種類のデータバッファを必要とすることから、実装についての深刻な問題を生じさせる。また、球面復号アルゴリズムのシーケンシャルな構造は、ＡＳＩＣにおいてアルゴリズムが実装される場合に達成することのできる並列化の量を著しく制限する。

・リスト化球面復号（List-sphere-decoding）（下記非特許文献４参照）：その考え方は、式（２）における総和を、複数の項のサブセット、即ち所謂球面復号アルゴリズムの際に遭遇した項にわたる総和に近似することである。

このアプローチに伴う問題は、以下の通りである：
‐総和における複数の項のサブセットを除く全てを破棄することに関連する性能のロスが存在する。
１．球面復号アルゴリズム及びその関連は、その予測される複雑性がｎ_ｔと共に指数関数的に増大する（下記非特許文献３参照）。さらに、その複雑性はランダムであり、リスト化球面復号器（list-sphere-decoder）は、オリジナルの球面復号器の実装上の課題を承継している。
２．（式（２）における総和の計算の対象となる）サブセットに常に少なくとも１つのメンバが含まれるようにアルゴリズムの様々なパラメータをいかに選択すべきかという課題がある。

・線形的なデータの前処理に基づくヒューリスティック近似：このアプローチに伴う問題は、低速フェージングチャネル上での受入れ難い性能についての相当な貧弱さである。

A.Stefanov and T.M.Duman, "Turbo-coded modulation for systems with transmit and receive antenna diversity over block fading Channels: System model, decoding approaches, and practical considerations," IEEE Journal on Selected Areas in Communications, vol. 19, pp. 958-968, May 2001. M.O.Damen, H.E.Gamal, and G.Caire, "On maximum-likelihood detection and the search for the closest lattice point," IEEE Transactions on Information Theory, vol. 49, pp. 2389-2401, Oct. 2003. J.Jalden and B.Ottersten, "On the complexity of sphere decoding in digital communications," IEEE Transactions on Signal Processing, vol. 53, pp. 1474-1484. Apr. 2005. B.M.Hochwald and S.Brink, "Achieving near-capacity on a multiple-antenna Channels," IEEE Transactions on Communication, vol. 51. pp. 389-399, Mar. 2003. J.Jalden, L.G.Barbero, J.S.Thompson, and B.Ottersten. "Full diversity detection in MIMO systems with a fixed-complexity sphere decoder," in Proc. IEEE ICASSP '07.（Hawaii, USA）, Apr. 2007. L.G.Barbero and J.S.Thompson, "A fixed-complexity MIMO detector based on the complex sphere decoder," in Proc. IEEE SPAWC06, （Cannes, France）, July 2006. P.W.Wolniansky, G.J.Foschini, G. D. Golden, and R. A. Valenzuela, "V-BLAST: An architecture for realizing very high data rates over the rich-scattering wireless Channel," in Proc. URSI International Symposium on Signals, Systems and Electronics, ISSSE, 1998. B.Hassibi and B.M.Hochwald, "High-rate codes that are linear in space and time." IEEE Transactions on Information Theory, vol. 48, pp. 1804-1824. June 2002.

本発明は、特にＭＩＭＯシステムにおける、高品質な軟判定を提供することの問題に対し、計算の面で簡易的な解決策を提示する。本発明に係る方法は、一定の（即ちランダムでない）複雑性を有し、即ち、受信ビットごとに必要となる演算の数は、チャネル又はノイズの実現に依存しない。それにより、他と比較して本技術は：
３．ランダムな復号遅延を回避し、
４．特にパラレル化されるハードウェアにおいて、実装に適したものとなり、及び
５．ランダムな複雑性を有する球面復号の様々な特徴に基づく競合する解決策に対して優位である。

これら目的は、通信ネットワークにおいて送信される情報ビット上に信頼度情報を提供するための方法を用いて達成される。送信ベクトルの構成要素である上記ビットは、有限個のアルファベットから送信機により選択された要素を含む。上記送信ベクトルは、対数尤度を提供する受信シンボルの観測されたベクトルから検知される。上記方法は、一定のサイズを有するビット項の数を定義することにより、上記対数尤度（Ｌ）を近似することと、ビットのサブセットを選択することと、上記ビットのサブセットの選択された部分を無視することと、を含む。

最も好適な実施形態において、上記近似は、次式を含む。

ここで、

である。
また、上記ベクトル（ｓ）における各ビットは、次式のように列挙される。

また、ｎ_ｔは送信アンテナの数であり、ｍは送信されるビット数であり、
ｒは区間１≦ｒ≦ｎ_ｔｍ−１のうちの固定の整数であり、
Ｉは、

がビットを信頼性の低い順に列挙することとなるような［１，…，ｎ_ｔｍ］上のインデックス順列であり、
ｋは、１≦ｋ≦ｎ_ｔｍを満たし、所与のｋについて、ｋ´はＩ_ｋ´＝ｋとなるように一意に定義される整数とされ、
ｓ（ｂ_０，…，ｂ_ｎｔｍ）は、上記ビット｛ｂ_１，…，ｂ_ｎｔｍ｝に対応する上記ベクトルｓであり、
Ｈは、ｎ_ｒ×ｎ_ｔ次元のチャネル行列であり、ｎ_ｒは受信アンテナ数であり、ｎ_ｔは送信アンテナ数であり、
Ｎ_０は、雑音パワースペクトル密度である。

好適には、μ（ｂ_０，…，ｂｎ_ｔｍ）の最大値は、クリッピングが後に続く線形受信機を用いて取得される。また、好適には、近似を単純化するために、劣悪なビットと見なされるｒ個のビットにわたって無視がなされる。また、最大値を簡易かつ一定の複雑性を有する評価値と置き換えることにより、さらなる近似が適用されてもよい。従って、上記評価値は、ゼロフォーシング受信機、又は、ヌル化とキャンセル、のうちの１つにより取得されてもよい。

さらに、ビットの順序Ｉは、候補となる全ての順序の総当り的な列挙に従って、シンボル内でビットを探索し、シンボルの順序

を選択することにより取得され、上記候補となる順序は：

であり、ここでｃｏｎｄ（．）は行列の条件数への言及である。そして、上記ビットの順序Ｉは、特定のビットのマッピング先となるシンボルを識別することにより、

から取得される。従って、

という手順で選択される。

さらに、等式１は、

が

をソートすることにより取得されるインデックスベクトルである、というように近似される。

一実施形態において、ｓを構成するビット上の先験的な情報に対応するペナルティ因子が挿入されてもよい。

上記ネットワークは、複数の送信及び受信アンテナを含み、複数入力複数出力（ＭＩＭＯ）の１つである。

また、本発明は、送信される情報ビット上に信頼度情報を提供するための計算装置を含む通信ネットワーク基盤構成とも関連する。送信ベクトル（ｓ）の構成要素である上記ビットは、有限個のアルファベット（Ｓ）から送信機により選択された要素を含む。上記送信ベクトルは、対数尤度（Ｌ）を提供する受信シンボル（ｙ）の観測されたベクトルから検知され得る。よって、上記装置は、受信シンボル（ｙ）の観測されたベクトルから上記送信ベクトルを検知するためのユニットと、一定のサイズを有するビット項の数を定義することにより近似を適用するための処理ユニットと、ビットのサブセットを選択するための選択手段と、上記ビットの上記サブセットの選択された部分を無視するための計算手段と、を備える。一実施形態では、上記装置は、クリッピングが後に続く線形受信機、又は最適な順序を伴う判定フィードバック型受信機、をさらに備える。上記線形受信機は、ゼロフォーシング（ＺＦ）又は最小平均二乗誤差（ＭＭＳＥ）のうちの１つを使用してもよい。

また、本発明は、通信データ及び通信制御情報を扱う処理ユニットと、メモリユニットと、インタフェースユニットと、それぞれ接続インタフェースを伴う通信ユニットと、送受信アンテナと、を備える通信装置とも関連する。上記装置は、送信される情報ビット上に信頼度情報を提供するための構成、をさらに備え、送信ベクトルの構成要素である上記ビットは、有限個のアルファベットから送信機により選択された要素を含む。上記送信ベクトルは、対数尤度を提供する受信シンボルの観測されたベクトルから検知される。上記通信ユニットは、受信シンボルの観測されたベクトルから上記送信ベクトルを検知するように動作するよう構成される。上記処理ユニット（５２０）は、一定のサイズを有するビット項の数を定義することにより近似を適用するように動作するよう構成され、選択手段はビットのサブセットを選択するためのものであり、計算手段は上記ビットの上記サブセットの選択された部分を無視するためのものである。

以下に、図面に示された複数の実施形態を参照しながら、本発明は例示的に説明される。

ＭＩＭＯシステムの概略的な図である。 ｎ_ｔ＝４本の送信アンテナ、ｎ_ｒ＝４本の受信アンテナ、ＱＰＳＫ変調、低速レイリー（Rayleigh）フェージングを伴うＭＩＭＯシステムについてのグラフを示している。各コードワードは、１００ビットからなり、１つのチャネル実装にわたる。 本発明に係るステップを示すフロー図である。 本発明を実装する構成を示すブロック図である。 本発明を実装するユーザ装置（user unit）を示すブロック図である。

本発明は、式（２）の以下の近似を計算する新たな手法を提供する。以下において、二重のインデックスを扱うことを避けるために、ｓ内の全てのビットは、次のように列挙される。なお、ｎ_ｔは送信アンテナ数、ｍは送信ビット数である。

まず、ｒを、区間１≦ｒ≦ｎ_ｔｍ−１のうちの固定の整数（ユーザパラメータ）とする。また、Ｉを、［１，…，ｎ_ｔｍ］のインデックスを信頼性の低い順に並べた順列とする。即ち、最も信頼性の低いビットが最初となる。そして、所与のｋ（１≦ｋ≦ｎ_ｔｍ）について、ｋ´を、Ｉ_ｋ´＝ｋとなるように一意に定義される整数とする。我々は、以下の近似を提案する。

ここで、ｓ（ｂ_０，…，ｂ_ｎｔｎ）は、ビット｛ｂ_０，…，ｂ_ｎｔｎ｝に対応するベクトルｓを表す。

単純にいうと、本発明は、一定のサイズを有する複数の項を定義し、ビットのサブセットを選択し、そして当該ビットの選択された部分を無視することを示唆する。よって、式（４）及び式（５）における近似の動機は、少ない空間次元においてＭＩＭＯチャネルが劣化する際に生じる検知プロセスにおいて直面する典型的なエラーである。（式（４）及び式（５）において行なわれる）その“最悪の（worst）”ｒ個のビットの無視により、この問題は効果的に除去される。さらに、多数のビットが同時に低品質となるある程度の可能性があるものの、そうした出来事が発生する頻度はより低く、全体としての性能には深刻な影響は与えない。同様の振る舞いは、非符号化（un-coded）通信システムの場合（上記非特許文献５参照）において観測され及び（理論的に厳密なやり方で）定量化されている。

なお、現状では、近似式（４）及び（５）は、式（４）及び式（５）における最大値の計算という固有の問題により、十分に計算可能ではない。着目すべきは、これは式（３）におけるＬｏｇ−ｍａｘ近似において直面した問題と同一であり、従って、式（４）及び式（５）を直接的に実装することによってはその問題は回避されない。よって、上記最大値を、例えばゼロフォーシング（zero forcing）（硬判定）受信機により取得される評価値などの簡易かつ一定の複雑性を有する評価値と置き換え、又はヌル化及びキャンセル（nulling and cancelling）することにより、式（４）及び式（５）をさらに近似する。

提案するアプローチのある重要な側面は、式（４）及び式（５）における最大値と簡易な（即ち、ゼロフォーシング（ＺＦ）又は最小平均二乗誤差（ＭＭＳＥ））受信機により取得される評価値との置き換えが正確に行なわれた場合には、性能は大きく劣化しないであろうということである。その理由は、この（準最適な（sub-optimal））近似が、準最適な検知器にとってさえ判定のより簡単な“最良の”ｎ_ｔｍ−ｒビットについてのみ行なわれるためである。ここで、ｒがシンボルごとのビット数の整数倍であって、全てのシンボルにわたって完全な無視（marginalization）が行なわれることが示唆されるものと仮定する。式（４）及び式（５）における最大値を取得するための準最適な方法の能力は、“最悪の”ｒ／ｍシンボルを除去した際に取得される有効チャネル行列の条件に決定的に依存する。従って、良好な方策は、最悪のｒ／ｍシンボル（あるいは同等にｒビット）を結果としてのチャネル行列の条件数を最小化するように見つけ出すことである。具体的には、

を［１，…，ｎ_ｔ］上のインデックス順列とすると、シンボルの順序（ordering）は次式に従って見出される：

ここで、ｃｏｎｄ（．）は、行列の条件数への言及である。そして、ビットの順序

は、特定のビットがマッピングされる先を特定することにより、

から取得される。さらに、式（６）における最大値は、候補としての順序

にわたる探索によって見つけ出されなければならないため、式（６）内の最大値のある形での近似の使用に意味がある場合が多い。

そうした近似は、次のステップを含み得る：

以下により与えられる（上で提案された、非特許文献６において硬判定のために使用される）アルゴリズムに従って、

が選択される３１０。

式（６）もまた近似されてもよく、その際、

は、

をソートすることにより取得されるインデックスベクトルである。

なお、他のどのような式（６）の近似がなされてもよい。

タイプの表現

は、恒等式

を再帰的に適用することにより評価することができ、ルックアップテーブルを用いて、関数

を解くことができる。同じことが、式（４）及び式（５）にも適用可能である。

分離可能なコンスタレーション（矩形の（rectangular）ＱＡＭ又はＱＰＳＫなど）の場合については、上記モデル（１）は、次式によって同等に定式化され得る。

ここで、

である。

式（７）において、全ての量は実数値となる。よって、ＱＰＳＫ変調では、ｓの要素はバイナリとなる（それらは、可能なスケーリング係数次第で±１となる）。これは、ｓの各要素が正確に１つの情報ビットに対応することを意味している。式（７）を用いることで、複素数の値をとる同等のモデルよりもｒの選択における高い柔軟性を得ることができる。また、ＱＰＳＫの場合には、ビット及び（実数値をとる）シンボルが式（７）において交換可能であることから、次の前提を置くことができる。

図２において、ＱＰＳＫ変調及びレート１／３の畳み込み符号化を用いる低速フェージング４×４ＭＩＭＯシステムについての、提案するソフト復調技術の性能が示されている。チャネルモデルは、式（７）に従って書き換えられる。ｒと得られる性能との間にはトレードオフが存在する。複雑性は、凡そ０（２^ｒｎ_ｔｎ_ｒ）である。当該結果は、ｒが小さい値であっても、総当りの（brute-force）最大事後検知器（maximum‐a posteriori detector）（２）に性能が近いことを示している。

本発明は、ハードウェア若しくはソフトウェアソリューション又はそれらの組合せとして実装され得る。

図４に示しているように、本発明は、信号処理のためのコンピュータユニット４００を含み得るネットワークノードにおいて実装されてもよい。当該ネットワークは、ｎ_Ｔ個のシンボルを送信する複数の送信アンテナを有するものと想定され、ｍ＝１…ｎ_Ｔとしてｘ_ｍは送信されるシンボルを表す。あるシンボルアルファベットは、Ｌ個のシンボルを含むと想定される。図４において概略的に示されているように、コンピュータユニット４００は、受信シンボルｙの観測ベクトルから送信ベクトルを検知するためのユニット４１０と、メモリ４３０内に記憶される一定のサイズを有するビット項の数を定義することにより近似を適用するための処理ユニット４２０と、ビットのサブセットを選択するための選択手段４４０と、当該ビットのサブセットの選択された部分にわたって無視をするための計算手段４５０とを含み得る。

特に、一実施形態に係るコンピューティングユニット４００は線形受信機４６０を備え、その出力はクリッパ４７０と連携される。当該線形受信機は、ゼロフォーシング（ＺＦ）又は最小平均二乗誤差（ＭＭＳＥ）を用いてもよい。他の実施形態において、最適な順序を有する判定フィードバック型の受信機４８０を使用することができる。

図５は、概略的なブロック図において、本発明の内容を実装したユーザ機器（ＵＥ）５００を示しており、処理ユニット５２０は通信データ及び通信制御情報を取り扱う。ＵＥ５００は、さらに、揮発性メモリ（例えばＲＡＭ）５３０及び／又は不揮発性メモリ（例えばハードディスク若しくはフラッシュメモリ）５４０、及びインタフェースユニット５５０を備える。ＵＥ５００は、さらに、それぞれ接続インタフェースを伴う移動体通信ユニット５６０を備えてもよい。ＵＥ内の全てのユニットは、処理ユニット５７０を通じて直接的に又は間接的に互いに通信することができる。本発明に係る方法を実装するためのソフトウェアは、ＵＥ５００内で実行され得る。ＵＥ５００は、識別ユニットとの間で通信するためのインタフェース５８０をも備えてもよく、識別ユニットとはＳＩＭカードなどであって、ネットワーク内でＵＥを一意に識別するために、及び“ＳＩＧＮ”の識別（即ち、トラフィックのカウント及びＵＥのデジタル署名）の際に使用される。図５において、ＵＥにしばしば現れる他の特徴が示されていないが、それらは所謂当業者により理解されるべきであり、例えば携帯電話については：ＭＩＭＯアンテナ５１０、カメラ、着脱可能なメモリ、画面及びボタンなどである。図４に従ったコンピュータユニットは、処理ユニットに追加される部分又はその一部として実装されてもよい。

本発明は、ＭＩＭＯシステムに限定されず、単数入力複数出力（ＳＩＭＯ）、複数入力単数出力（ＭＩＳＯ）などのいかなる複合的な送受信システムにおいて実装されてもよい。

本発明により解決される問題は、クロストークの存在における全ての復調の問題について重要であり、顕著な例としてＭＩＭＯがある。ＭＩＭＯについては、空間多重（例えば、Ｖ−ＢＬＡＳＴ）（非特許文献７参照）及び時空間符号化（例えば、線形拡散符号（非特許文献８参照）を使用する双方のシステムに適用可能である。そうしたシステムは、現在標準化の過程にある。

しかしながら、本発明自体は、いかなる特有の標準にも限定されない。

ここで、“備える（comprising）”という語は、列挙されたものとは異なる他の要素又はステップの存在を排除するものではなく、要素に先行する“ａ”又は“ａｎ”という語は、そうした要素の複数の存在を排除するものではない。本発明は、少なくとも部分的に、ソフトウェア又はハードウェアのいずれかにおいて実装され得る。さらに、いかなる参照符号も特許請求の範囲を限定するものではなく、複数の“手段”、“装置”及び“ユニット”が同一のハードウェアアイテムにより表現されてもよいことには留意すべきである。

上述し説明した実施形態は例として与えられたものであり、本発明を限定するものではない。以下に示される特許請求の範囲において請求される本発明の範囲内における他の解決策、使用、目的及び機能は、所謂当業者にとって明らかであろう。

Claims (21)

1. 通信ネットワークにおいて送信される情報ビット（ｂ_ｋ）についての信頼度を示す信頼度情報を提供するための方法であって、送信ベクトル（ｓ）の構成要素である前記ビットは、有限個のアルファベット（Ｓ）から送信機により選択された要素を含み、前記送信ベクトルは、対数尤度（Ｌ）を提供する受信シンボル（ｙ）の観測されたベクトルから検知され、前記方法は：
   前記ビットの数についての一定のサイズｒを定義することと、
   前記サイズｒを用いた近似式により、前記信頼度に相当する前記対数尤度（Ｌ）を近似することと、
   ｒ個のビットのサブセットを選択することと、
   前記近似式において、選択された前記ｒ個のビットのサブセットに対応する部分を無視することと、
   を含み、
   前記近似式は、次のように表され、
   

   

   ここで、
   

   

   であり、
   前記ベクトル（ｓ）における各ビットは、次式のように列挙され、
   

   

   ｎ _ｔ は送信アンテナの数であり、ｍは送信されるビット数であり、
   前記サイズｒは区間１≦ｒ≦ｎ _ｔ ｍ−１のうちの固定の整数であり、
   Ｉは、
   

   

   がビットを信頼性の低い順に列挙することとなるような［１，…，ｎ _ｔ ｍ］上のインデックス順列であり、
   ｋは、１≦ｋ≦ｎ _ｔ ｍを満たし、
   所与のｋについて、ｋ´はＩ _ｋ´ ＝ｋとなるように一意に定義される整数とされ、
   ｓ（ｂ _０ ，…，ｂ _ｎｔｍ ）は、前記ビット｛ｂ _１ ，…，ｂ _ｎｔｍ ｝に対応する前記ベクトルｓであり、
   Ｈは、ｎ _ｒ ×ｎ _ｔ 次元のチャネル行列であり、
   ｎ _ｒ は受信アンテナ数であり、ｎ _ｔ は送信アンテナ数であり、
   Ｎ _０ は、雑音パワースペクトル密度である、
   方法。
2. μ（ｂ_０，…，ｂｎ_ｔｍ）の最大値は、クリッピングが後に続く線形受信機を用いて取得される、請求項１に記載の方法。
3. 最適な順序を伴う判定フィードバック型受信機が使用される、請求項１に記載の方法。
4. 前記線形受信機は、ゼロフォーシング（ＺＦ）又は最小平均二乗誤差（ＭＭＳＥ）のうちの１つを使用する、請求項２に記載の方法。
5. 前記無視は、劣悪なビットとみなされるｒ個のビットにわたって行なわれる、請求項１に記載の方法。
6. 最大値を簡易かつ一定の複雑性を有する評価値と置き換えることによるさらなる近似を含む、請求項１に記載の方法。
7. 前記評価値は、ゼロフォーシング受信機、又は、ヌル化とキャンセル、のうちの１つにより取得される、請求項６に記載の方法。
8. ビットの順序Ｉは、候補となる全ての順序の総当り的な列挙に従って、シンボル内でビットを探索し、シンボルの順序
   

   

   を選択することにより取得され、
   上記候補となる順序は：
   

   

   であり、ここでｃｏｎｄ（．）は行列の条件数への言及である、
   請求項１に記載の方法。
9. さらに、前記ビットの順序Ｉは、特定のビットのマッピング先となるシンボルを識別することにより、
   

   

   から取得される、請求項８に記載の方法。
10. 

    という手順で選択される、請求項８に記載の方法。
11. 等式１は、
    

    

    が
    

    

    をソートすることにより取得されるインデックスベクトルである、というように近似される、請求項８に記載の方法。
12. ｓを構成するビット上の先験的な情報に対応するペナルティ因子を含む、請求項１に記載の方法。
13. 前記ネットワークは、複数の送信及び受信アンテナを含み、複数入力複数出力（ＭＩＭＯ）の１つである、請求項１〜１２のいずれか１項に記載の方法。
14. 送信される情報ビット（ｂ_ｋ）についての信頼度を示す信頼度情報を提供するための計算装置（４００）を含む通信ネットワーク基盤装置であって、送信ベクトル（ｓ）の構成要素である前記ビットは、有限個のアルファベット（Ｓ）から送信機により選択された要素を含み、前記送信ベクトルは、対数尤度（Ｌ）を提供する受信シンボル（ｙ）の観測されたベクトルから検知され、
    前記計算装置は、
    受信シンボル（ｙ）の観測されたベクトルから前記送信ベクトルを検知するためのユニット（４１０）と、
    前記ビットの数についての一定のサイズｒを定義し、前記サイズｒを用いた近似式により、前記信頼度に相当する前記対数尤度（Ｌ）を近似するための処理ユニット（４２０）と、
    ｒ個のビットのサブセットを選択するための選択手段（４４０）と、
    前記近似式において、選択された前記ｒ個のビットの前記サブセットに対応する部分を無視するための計算手段（４５０）と、
    を備え、
    前記近似式は、次のように表され、
    

    

    ここで、
    

    

    であり、
    前記ベクトル（ｓ）における各ビットは、次式のように列挙され、
    

    

    ｎ _ｔ は送信アンテナの数であり、ｍは送信されるビット数であり、
    前記サイズｒは区間１≦ｒ≦ｎ _ｔ ｍ−１のうちの固定の整数であり、
    Ｉは、
    

    

    がビットを信頼性の低い順に列挙することとなるような［１，…，ｎ _ｔ ｍ］上のインデックス順列であり、
    ｋは、１≦ｋ≦ｎ _ｔ ｍを満たし、
    所与のｋについて、ｋ´はＩ _ｋ´ ＝ｋとなるように一意に定義される整数とされ、
    ｓ（ｂ _０ ，…，ｂ _ｎｔｍ ）は、前記ビット｛ｂ _１ ，…，ｂ _ｎｔｍ ｝に対応する前記ベクトルｓであり、
    Ｈは、ｎ _ｒ ×ｎ _ｔ 次元のチャネル行列であり、
    ｎ _ｒ は受信アンテナ数であり、ｎ _ｔ は送信アンテナ数であり、
    Ｎ _０ は、雑音パワースペクトル密度である、
    ことを特徴とする、
    通信ネットワーク基盤装置。
15. クリッピングが後に続く線形受信機、をさらに備える、請求項１４に記載の通信ネットワーク基盤装置。
16. 最適な順序を伴う判定フィードバック型受信機、をさらに備える、請求項１４に記載の通信ネットワーク基盤装置。
17. 前記線形受信機は、ゼロフォーシング（ＺＦ）又は最小平均二乗誤差（ＭＭＳＥ）のうちの１つを使用する、請求項１５に記載の通信ネットワーク基盤装置。
18. 通信データ及び通信制御情報を扱う処理ユニット（５２０）と、メモリユニット（５３０）と、インタフェースユニット（５５０）と、それぞれ接続インタフェースを伴う通信ユニット（５６０）と、送受信アンテナ（５１０）と、送信される情報ビット（ｂ_ｋ）についての信頼度を示す信頼度情報を提供するための構成と、を備える通信装置（５００）であって、前記情報ビットは、対数尤度（Ｌ）を提供する受信シンボル（ｙ）の観測されたベクトルから検知される送信ベクトル（ｓ）の構成要素であり、
    前記通信ユニット（５６０）は、受信シンボル（ｙ）の観測されたベクトルから前記送信ベクトルを検知するように動作するよう構成され、
    前記処理ユニット（５２０）は、前記ビットの数についての一定のサイズｒを定義し、前記サイズｒを用いた近似式により、前記信頼度に相当する前記対数尤度（Ｌ）を近似するように動作するよう構成され、
    前記通信装置は、
    ｒ個のビットのサブセットを選択するための選択手段と、
    前記近似式において、選択された前記ｒ個のビットの前記サブセットに対応する部分を無視するための計算手段と、
    をさらに備え、
    前記近似式は、次のように表され、
    

    

    ここで、
    

    

    であり、
    前記ベクトル（ｓ）における各ビットは、次式のように列挙され、
    

    

    ｎ _ｔ は送信アンテナの数であり、ｍは送信されるビット数であり、
    前記サイズｒは区間１≦ｒ≦ｎ _ｔ ｍ−１のうちの固定の整数であり、
    Ｉは、
    

    

    がビットを信頼性の低い順に列挙することとなるような［１，…，ｎ _ｔ ｍ］上のインデックス順列であり、
    ｋは、１≦ｋ≦ｎ _ｔ ｍを満たし、
    所与のｋについて、ｋ´はＩ _ｋ´ ＝ｋとなるように一意に定義される整数とされ、
    ｓ（ｂ _０ ，…，ｂ _ｎｔｍ ）は、前記ビット｛ｂ _１ ，…，ｂ _ｎｔｍ ｝に対応する前記ベクトルｓであり、
    Ｈは、ｎ _ｒ ×ｎ _ｔ 次元のチャネル行列であり、
    ｎ _ｒ は受信アンテナ数であり、ｎ _ｔ は送信アンテナ数であり、
    Ｎ _０ は、雑音パワースペクトル密度である、
    ことを特徴とする、通信装置（５００）。
19. クリッピングが後に続く線形受信機、をさらに備える、請求項１８に記載の通信装置（５００）。
20. 最適な順序を伴う判定フィードバック型受信機、をさらに備える、請求項１８に記載の通信装置（５００）。
21. 前記線形受信機は、ゼロフォーシング（ＺＦ）又は最小平均二乗誤差（ＭＭＳＥ）のうちの１つを使用する、請求項１９に記載の通信装置（５００）。

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