JP2009519661A - 複雑性の低いｍｌ検出付きｍｉｍｏ受信機 - Google Patents

Abstract

ＭＩＭＯ受信機において、準最適な復号化アルゴリズムを用いて、複数の送信アンテナの各々から所定時刻に送信されるシンボルの初期解を決定する(100)。これらの初期解(ｓ_init1,...,ｓ_initNt)は、非常に近い可能な送信シンボル(ｓ_est1,...,ｓ_estNt)にハード・マッピングされる。非常に近い可能なシンボル毎に、コンスタレーション平面内の当該シンボルの周りに制限領域を規定する。そして、コンスタレーション平面内の制限領域内にあるシンボルのみを含む候補シンボルベクトルのリストを決定する。最後に、ＭＬ技術のような結合復号化技術を実現して、候補シンボルベクトルのうち最良のものを決定する。こうして、シンボルエラーレートに過度の悪影響を与えることなしに、計算の数を大幅に低減することができる。

Description

本発明は、ＭＩＭＯ（Multiple Input, Multiple Output：多入力多出力）通信システム、ＭＩＭＯ受信機、及びこうしたシステムにおいて使用するシンボル検出方法に関するものである。

ＭＩＭＯ通信システムは、空間多重を利用して無線帯域幅及び通信範囲を増加させる。具体的には、ＭＩＭＯ送信機は２つ以上のアンテナを用いて情報を送出し、この情報も複数のアンテナ経由で受信される。ＭＩＭＯシステムは、追加的な経路を使用してより多くの情報を伝送し、そして受信側で信号を再結合する。ＭＩＭＯシステムは、通常の信号アンテナシステム上で大きな能力の利得を、より信頼性のある通信と共に提供する。ＭＩＭＯベースのトランシーバは、例えばWLAN 802.11n、WiMax、及びセルラ通信システムにおいて用いることができる。

しかし、こうした能力の増加と共に、計算の複雑性の増加が到来する。各送信アンテナから送信されたシンボルを受信機内で分離抽出することは、解を得るために多数の計算の実行を必要とする最適な結合復号化技術を伴い、容易な作業ではない。さらに、送信機と受信機の間の信号伝送中に各信号に加わる、特に受信機のフロントエンド増幅器において大きく加わるノイズは、さらに問題を複雑にし、このことは、準最適ではあるがより急速なシンボル検出技術は大きなシンボルエラーレート（誤り率）を有し得ることを意味する。

ディジタル通信システムは信号空間図を用いて信号、例えば送信機から送信される信号を表現することが多い。例えば、直交信号変調（ＱＡＭ）を用いるシステムでは、信号の同相及び直交成分が送信されるデータを表現する。各点がシンボル（記号）、即ち１つ以上のユーザビットを受信機に搬送する変調方式の一意的な信号状態を表現する。すべての可能な伝送シンボルを示す信号空間図はコンスタレーション（星座）として知られている。ＭＩＭＯシステムでは、各送信アンテナがシンボルを送信し、任意時刻における送信シンボルの集合がシンボルベクトルを形成する。

ＭＩＭＯ受信機の仕事は、各期間中に送信されたシンボルベクトルを、検出したシンボルを用いて特定することである。

米国特許出願公開第２００４／００６６８６６号明細書

米国特許出願公開第２００４／００６６８６６号明細書は、複数の送信アンテナから送信された空間−時間符号化信号を復号化する方法を開示している。まず、別個の検出技術を用いて、複数の送信アンテナの各々から所定時刻に送信されたシンボルに対応する初期復号化解を決定する。初期解毎に、当該初期解についての限定領域を規定する。各限定領域は、初期解に近いコンスタレーション点を含む領域に相当する。初期解を用いて、限定された多次元空間を規定する。最後に、限定空間内で結合復号化技術を実現して最終解を見出す。

しかし、これらの初期解によって規定される多次元空間はまだ比較的大きく、このことは、結合復号化ステップにおいて比較的多数の計算を実行する必要があることを意味ずる。

本発明の目的は、復号化ステップにおいて必要な計算がより少数である、シンボル検出の方法を提供することにある。

本発明は、通信システムの一部として、送信されたシンボルベクトルを識別する方法を提供し、この通信システムでは、複数のアンテナの各々がある期間中にそれぞれのシンボルを送信し、各シンボルは複数の可能なシンボルから選択され、これら複数の送信アンテナによって送信される複数のシンボルはシンボルベクトルを形成し、上記方法は：上記複数のアンテナから生じるチャンネル上の信号を受信するステップと；受信信号に第１アルゴリズムを適用して、送信された複数シンボルの複数の初期値から成る送信シンボルベクトルの初期解を得るステップと；これらの初期値の各々を、コンスタレーション平面内の上記可能なシンボルの１つにハード・デマッピング（逆マッピング）して、それぞれの推定送信シンボルを形成するステップであって、これらの推定送信シンボルの集合が推定送信シンボルベクトルを構成するステップと；各推定送信シンボルについて、上記コンスタレーション平面内の選択領域を規定するステップと；候補シンボルベクトルのリストを生成するステップであって、各候補シンボルベクトルは、各推定送信シンボルを包囲するそれぞれの上記選択領域内にあるシンボルで構成され、各候補シンボルベクトルは、推定送信シンボルベクトルとは、シンボルの部分集合のみが異なるステップと；上記候補シンボルベクトルのリストに復号化技術を提供するステップとを具えている。

このことは、復号化ステップが必要とする計算がより少数である、という利点を有する。さらに、復号化ステップが必要とする計算はより少数であるが、受信機の復号化性能は大幅には悪影響されない。

本発明の第２の態様によれば、本発明の第１態様の方法により動作する受信機が提供される。

本発明の第３の態様によれば通信システムが提供され、この通信システムでは、受信機が本発明の第１態様の方法により動作する。

具体的には、探索空間を、限定数のシンボルにおいて送信シンボルベクトルの初期推定値とは異なるベクトルのみを含むように限定することによって、シンボルエラーレートに過度の影響を与えることなしに計算の数を大幅に低減することができる。

本発明のこれら及び他の態様は、以下に説明する実施例を参照すれば明らかになる。

図１に、本発明の態様によるＭＩＭＯ（Multiple Input, Multiple Output）通信システム１０の概略ブロック図を示す。通信システム１０は、送信システム１２及び受信システム１４を含む。図に示す本発明のこの実施例では、通信システムはＯＦＤＭシステムであり、データは異なる周波数の複数のサブキャリア（副搬送波）上に変調される。しかし、本発明は他のシステムにも同等に適用可能であることは当業者にとって明らかである。

送信システム１２は、第１ＲＦ回路１８を通して第１送信アンテナ２０に接続された第１送信回路１６を具えている。送信システム１２は、第２ＲＦ回路２４を通して第２送信アンテナ２６に接続された第２送信回路２２も具えている。送信システム１２は概ね従来型であり、ここではさらに説明しない。図１には２つの別個の送信回路ブロック１６、２２、及び２つの別個のＲＦ回路ブロック１８、２４を示しているが、これらは必要に応じて共用することができることは明らかである。

さらに、図１には２つの送信アンテナ２０、２６を示しているが、送信システム１２は所望数の送信アンテナを具えることができることは明らかである。

送信システム１２からの信号は、アンテナ２０、２６から空間インタフェース上で受信システム１４に送信される。

受信システム１４は２つの受信アンテナ２８、３０を具えている。ここでも、図１には２つの受信アンテナのみを示しているが、受信システム１４は所望数の受信アンテナを具えることができること明らかである。

第１受信アンテナ２８は第１受信回路３２に接続され、第１ＲＦ受信回路３２の出力端子は、第１受信アンテナ２８で受信した信号のディジタルサンプルを形成するための第１サンプリングブロック３４に接続されている。これらのディジタルサンプルは第１ＦＦＴブロック３６に渡されて周波数領域に変換される。上述したように、図に示すこの例では、本発明はＯＦＤＭシステムに適用され、従って、こうした周波数領域への変換が必要である。しかし、本発明は他の通信システムにも同等に適用可能である。

第１ＦＦＴブロック３６の出力はシンボル／ビット検出ブロック３８に渡される。ここで逆マッピングされたシンボルは、デインターリーバ（インターリーブを元に戻す装置）兼デコーダブロック４０に渡され、復号化された出力が形成される。

第２受信アンテナ３０は第２ＲＦ受信回路４２に接続され、第２ＲＦ受信回路４２の出力端子は、第２受信アンテナ３０で受信した信号のディジタルサンプルを形成するための第２サンプリングブロック４４に接続されている。これらのディジタルサンプルは第２ＦＦＴブロック４６に渡され、第２ＦＦＴブロック４６の出力はシンボル／ビット検出ブロック３８に渡される。ここで逆マッピングされたシンボルは、デインターリーバ兼デコーダブロック４０に渡される。

図２に、本発明の態様によるＭＩＭＯ受信システムにおけるシンボル／ビット検出ブロック３８の概略ブロック図を示す。

シンボル／ビット検出ブロック３８は、ゼロフォーシング検出ブロック１００を含む。ゼロフォーシング検出ブロック１００は、Ｎ_r個の入力ｒ₁,...,ｒ_Nrを受信してＮ_t個の出力ｓ_init1,...,ｓ_initNtを生成し、ここにＮ_rは受信アンテナの数であり、Ｎ_tは送信アンテナの数である。図２にはゼロフォーシング技術を示すが、最小二乗平均誤差のような他の技術も同等に適用可能であることは明らかである。ゼロフォーシング検出ブロック１００の各出力端子は別個のハード・デマッパ（逆マッピング装置）１０２₁,...,１０２_Ntに接続されているが、Ｎ_t個の全出力用の単一のハード・デマッピング（逆マッピング）装置も存在し得ることは明らかである。各ハード・デマッパ１０２₁,...,１０２_Ntは出力ｓ_est1,...,ｓ_estNtを生成し、これらの出力は、隣接シンボルリスト生成器１０４に渡される。隣接シンボルリスト生成器１０４は、単一の出力、即ち最近接ベクトル探索ブロック１０６に渡されるリストを作成する。最近接ベクトル探索ブロック１０６は、伝送されたシンボルベクトルの最終解、及びこれに対応する、受信ベクトルからのユークリッド距離を出力する。

以下に、シンボル／ビット検出ブロック３８内の各ブロックの動作を、さらに図３を参照しながら詳細に説明する

（Ｎ_t個の送信アンテナ及びＮ_r個の受信アンテナを有する）Ｎ_t×Ｎ_rのＭＩＭＯチャンネル上での無線通信のモデルは次式によって与えることができ：
ｒ＝Ｈ×ｓ＋ｎ
ここに、ｒは受信ベクトル（受信したベクトル）であり、Ｈは、Ｎ_r行Ｎ_t列のチャンネル行列であり、ｓは送信ベクトル（送信されるベクトル）であり、そしてｎはノイズである。

最も単純なシンボル検出技術はゼロフォーシング（ＺＦ）アルゴリズムを使用する。この方法は、チャンネル行列Ｈの逆行列を受信したベクトルｒに適用して、次式の出力ｓ_ZFを得る：
ｓ_ZF＝Ｈ^-1×ｒ＝ｓ＋Ｈ^-1×ｎ

ゼロフォーシングの問題は、チャンネル行列の逆行列が平均的に、受信機におけるノイズを増幅し、従ってシンボル検出をより誤りの多いものにする、ということである。ゼロフォーシングは実現が単純であるが、受信したシンボルベクトルのノイズを伴う推定値を与え、かつ準最適なアルゴリズムである。

最適なシンボル検出技術は最尤検出（ＭＬＤ：Maximum Likelihood Detection）法であるが、従来使用されていたものであり、そして計算的に高価である。この技術は、受信ベクトルｒと、チャンネル行列と可能な送信ベクトルｓ_iとの積との間のユークリッド距離を次式のように計算することによって機能する：

しかし、従来の方法は、Ｍ^Ｎt個の可能な送信ベクトルのすべてについてこの計算を実行した後に解が定まるものであり、ここにＭはコンスタレーションのサイズ、即ち送信シンボル毎に可能な値の数である。従って、１６ＱＡＭのコンスタレーション（即ち、送信シンボル毎に１６個の可能な値を有する）及び２つの送信アンテナについても、探索空間は２５６ベクトルであり、各ベクトルは多数の複雑な演算を必要とする。

本発明の方法を実行するための処理の流れを説明する。

まず、ゼロフォーシングまたは最小二乗平均誤差のような別個の検出技術を用いて、複数の送信アンテナから所定時刻に送信されるシンボルに対応する初期解ｓ_init1,...,ｓ_initNtを決定する。完結したシンボルの集合がシンボルベクトル（ｓ_init1,ｓ_init2,...,ｓ_initNt）に相当する。

次に、各初期解を、これに非常に近い可能な送信シンボルのうち当該初期解に隣接した１つにハード・デマッピング（逆マッピング）して、推定送信シンボルベクトルｓ_est＝(ｓ_est1,ｓ_est2,...,ｓ_estNt)を生成する。本発明の一実施例では、初期解を最も近い可能なシンボルにハード・デマッピングする。

次に、各シンボル推定値の周りに、コンスタレーション平面内の選択領域を規定して、当該シンボル推定値自体に加えて、隣接した可能な送信シンボルを囲い込む。

次に、可能な送信シンボルベクトルのリストを生成し、このリストは、推定した送信シンボルベクトル自体、及び当該送信シンボルベクトルとは特定数のシンボルだけが異なるすべての送信シンボルベクトルを含み、これにより、上記のように規定した選択領域内にある。

最後に、最尤検出（ＭＬＤ）法のような結合検出技術を上記リスト中のベクトルに適用して最終解を見出す。従って、初期解を用いて、その後の結合検出技術用に限定された探索空間を規定して、実現の複雑性を大幅に低減する。

本発明の方法の好適な実施例を図３に示して説明し、ここで用いる検出技術はＺＦ（ゼロフォーシング）及びＭＬＤであり、上記選択領域は、推定した送信シンボル及びこれに隣接する４つのシンボルのみを囲い込み、上記リスト中に含まれるシンボルベクトルは、推定した送信シンボルベクトルとは１シンボルだけが異なる。

従って、ＭＩＭＯチャンネル行列Ｈをまず決定する（ステップＳ２）。なお、ここではＨが正確であるものと仮定するが、こうすることは容易な作業ではなく、通常は、Ｈは推定値である。しかし、当業者は、Ｈを決定するための多くのチャンネル推定技術を知っており、従ってこのステップはさらに説明しない。上述したように、チャンネル行列ＨはＮ_t×Ｎ_r行列であり、ここにＮ_tは送信アンテナの数であり、Ｎ_rは受信アンテナの数である。

次に、ＭＩＭＯチャンネル行列の逆行列を計算する（ステップＳ４）。送信アンテナ数と受信アンテナ数とが異なるＭＩＭＯシステムについては、次式に定義する擬似逆行列pseudoinvを用いることが好ましい：
pseudoinv(Ｈ)＝(Ｈ^*×Ｈ)^-1×Ｈ

次に、ＺＦ法に従い、このチャンネル逆行列を受信ベクトルｒに、次式のように適用して、初期のＺＦ解のシンボルベクトルｓ_initを得る：
ｓ_init＝Ｈ^-1×ｒ＝Ｈ^-1×ｎ
ここに、ｓは実際に送信されたシンボルベクトルであり、ｎはノイズである（ステップＳ６）。

次に、初期解の各シンボルを、コンスタレーション平面内で当該シンボルに最も近い可能な送信シンボルにハード・デマッピングして（ステップＳ８）、推定送信シンボルを規定する（図４参照）。すべての推定送信シンボルの集合が推定送信シンボルベクトルを規定する。

図４に、２つの送信アンテナが存在する例を示す。従って、図４(a)は第１送信アンテナから送信される信号を表し、図４(b)は第２送信アンテナから送信される信号を表す。従って、２つの１６ＱＡＭ信号コンスタレーションを示し、送信アンテナから送信されるすべての可能なシンボルをドット（点）として示す。この場合には、水平及び垂直軸は、送信信号のそれぞれ同相及び直交成分を表し、複素数平面内にマッピングされている。各ドットの位置は、１つの可能なシンボルの同相及び直交成分の大きさを表し、従ってその大きさ及び位相を表す。

図３に示す処理のステップ６では、以上で説明したように、初期シンボルベクトルｓ_initはゼロフォーシング・アルゴリズムを適用することによって得られる。初期シンボルベクトルｓ_initは、それぞれ第１及び第２送信アンテナから送信されるシンボルの初期解ｓ_init1、ｓ_init2から形成される。

第１送信アンテナから送信されるシンボルの初期解ｓ_initは図４(a)中の×印１５０₁として表され、第２送信アンテナから送信されるシンボルの初期解ｓ_initは図４(b)中の×印１５０₂として表される。

図３に示す処理のステップＳ８におけるハード・デマッパの動作は、初期解１５０₁、１５０₂の各々を、最も近い可能な送信シンボルであるそれぞれ１５２₁、１５２₂にマッピングすることであり、各々を丸で囲んだドットとしてそれぞれ図４(a)及び４(b)に示す。そして、最も近い可能な送信シンボル１５２₁、１５２₂がそれぞれ推定送信シンボルｓ_est1、ｓ_est2になり、これらが一緒に推定送信シンボルベクトルｓ_estを規定する。

図３を参照すれば、次のステップＳ１０では、各推定送信シンボルの周りに選択領域を規定する。図に示すこの実施例では、選択領域は、推定送信シンボル自体、及びこれに非常に近い４つの隣接シンボル、即ち、コンスタレーション平面内の推定送信シンボルのすぐ上、すぐ下、すぐ左、及びすぐ右のシンボルを含む。

図５は、２つの送信アンテナが存在する例を構成する。従って、図５(a)は第１送信アンテナから送信される信号を表し、図５(b)は第２送信アンテナから送信される信号を表す。ここでも、２つの１６ＱＡＭ信号コンスタレーションを示し、送信アンテナから送信されるすべての可能な送信シンボルをドットとして示す。図５に示すように、複素数平面内で表現すれば、各ドットはコンスタレーション平面内の隣接する各ドットから距離ｅだけ離れている。

推定送信シンボルｓ_est1及びｓ_est2はそれぞれ、丸で囲んだドット１５２₁及び１５２₂として表す。図３のステップＳ１０で規定した領域内に含まれる４つのシンボルは、正方形で囲んだドットとして表す。

本発明の一実施例では、ｓ_estがコンスタレーション平面の隅にある場合には、隣接する２つのシンボルのみが選択領域内にあるものと考え、ｓ_estがコンスタレーション平面の端にある場合には、隣接する３つのシンボルのみが選択領域内にあるものと考える。しかし、他の可能性も存在する。例えば、コンスタレーション平面内のｓ_estの位置にかかわらず選択領域が同数のシンボルを含むように、他のシンボルを選択領域内に含めることができる。

図３を参照すれば、ステップＳ１２では、隣接シンボルリスト生成器（図２のブロック１０４）が候補送信シンボルベクトルのリストを生成する。この実施例では、候補送信シンボルベクトルのリストが、推定送信シンボルベクトル自体、及びこの推定送信シンボルベクトルと１シンボルだけが異なる他のシンボルベクトルを含み、このリストから送信シンボルベクトルの出力値を選択する。さらに、１つのシンボルが推定送信シンボルベクトル中のシンボルと異なる場合には、以上で規定したように、正しいシンボルは、誤って推定されたシンボルに隣接する４つのシンボルの１つであるものと仮定する。このようにして、候補送信シンボルベクトルのリストは、Ｍ^Nt個の可能な送信ベクトルから４Ｎ_t＋１個だけのベクトルを含み、ここにＭはコンスタレーションのサイズである。

従って、図に示す２つの送信アンテナを有する例では、推定送信シンボルｓ_est1及びｓ_est2がそれぞれｓ_j及びｓ_kで表され、候補送信シンボルベクトルのリストは次の通りである：
(ｓ_j,ｓ_k)，(ｓ_j＋ｅ,ｓ_k)，(ｓ_j−ｅ,ｓ_k)，(ｓ_j＋ｅｉ,ｓ_k)，(ｓ_j−ｅｉ,ｓ_k)，(ｓ_j,ｓ_k＋ｅ)，(ｓ_j,ｓ_k−ｅ)，(ｓ_j,ｓ_k＋ｅｉ)，(ｓ_j,ｓ_k−ｅｉ)
ここに

であり、ｅの加算または減算は、複素数平面内を水平方向に距離ｅだけ移動することを意味し、ｅｉの加算または減算は、複素数平面内を垂直方向に距離ｅだけ移動することを意味する。

図３に示す処理のステップＳ１４では、結合復号化処理、この場合には最尤決定（ＭＬＤ）復号化を、以上で規定した候補送信シンボルベクトルのリストに適用して、受信ベクトルｒと各候補送信シンボルベクトルｓ_iとの間のユークリッド距離ｄiを、次式により見出す：

従って、隣接シンボルリスト生成器（図２のブロック１０４）において生成される候補送信シンボルベクトルのリストは、最近接探索ブロック（図２のブロック１０６）に渡される。図６は、最尤検出（ＭＬＤ）復号化を実行するためのハードウェア実現を表す概略ブロック図である。なお、復号化はハードウェアまたはソフトウェアで行うことができ、計算は図６に示すように並列的に、あるいは直列的に実行することができる。具体的には、一緒に第１候補シンボルベクトルを形成する２つのシンボルｓ_j及びｓ_kが計算ブロック１６０₁に入力される。この第１候補シンボルベクトルは乗算器１６２₁において、推定チャンネル行列Ｈとの乗算演算を施される。そしてこのステップからの出力は加算器１６４₁において、受信ベクトルｒから減算される。そしてこの減算演算からの出力は、それ自体の共役複素数（アスタリスク*で示す）と乗算されて、第１候補シンボルベクトルのユークリッド距離のノルムｄ²が得られる。

同様に、一緒に第２候補シンボルベクトルを形成するシンボルｓ_j及びｓ_k＋ｅが第２計算ブロック１６０₂に入力され、等であり、一緒にｎ番目の候補ベクトルを形成するシンボルｓ_j−ｅｉ及びｓ_kがｎ番目の計算ブロック１６０_nに入力される。図６に示すように、計算ブロック１６０₂,...,１６０_nは第１計算ブロック１６０₁に相当する。

図３に示す処理のステップＳ１６では、候補送信シンボルベクトルのリストから、最小のユークリッド距離を有する可能な送信シンボルベクトルを選択することによって、最終解を見出す。従って、図６に戻って説明すれば、各計算ブロック１６０₁,...,１６０_nの出力は比較器（コンパレータ）ツリー１７０に入力され、比較器ツリー１７０は各結果を比較して、最小距離対（即ち、最小のｄ²を有する候補シンボルベクトル、及びｄの値自体）のシンボルベクトルを出力する。

上述したように、ステップＳ１４及びＳ１６は、送信シンボルであったことの最大尤度を有するシンボルを見出す。従って、上述した技術は最尤シンボル検出と考えることができる。

代案として、以下に説明する最尤ビット検出技術を用いることができる。具体的には、シンボル／ビット検出器３８は、図３の処理のステップＳ１２で得られた候補ベクトルのリストに基づいて、一組のビット行列をデインターリーバ兼デコーダブロック４０に渡す。

本発明の一実施例では、上記ビット行列は、シンボルのビット毎の対数尤度比（ＬＬＲ：log-Likelihood Ratios）から得ることができる。

従って、シンボルベクトル中の１つのビット位置について、送信シンボルがこのビット位置に「１」を含んでいた尤度の、送信シンボルがこのビット位置に「０」を含んでいた尤度に対する尺度を求める。ＬＬＲでは、Ｌは、送信ビットｂ_kが「０」であった確率（受信シンボルベクトルをｒとする）を、このビットが「１」であった確率（受信シンボルベクトルをｒとする）で除算した商であり、即ち次式の通りである：

本発明のこの実施例では、図３の処理のステップＳ１２で識別した候補ベクトルの集合中にある可能な送信シンボルベクトルのみを考えることによって、計算が簡略化される。そして、可能な送信シンボルベクトルの集合Ｘを部分集合に分割し、即ち所定ビット位置にビット０を有するすべての候補ベクトルの集合Ｘ０と、即ち所定ビット位置にビット１を有するすべての候補ベクトルの集合Ｘ１とに分割する。

各シンボルベクトルの事後確率は、
exp(−‖ｒ−Ｈs‖²)
に比例する。従って、送信ビットが「０」であった全確率は、この事後確率を集合Ｘ０内のすべてのベクトルについて合計した値に等しく、送信ビットが「１」であった全確率は、この事後確率を集合Ｘ１内のすべてのベクトルについて合計した値に等しい。即ち次式の通りである：

ここでも、上述したように候補ベクトルのリストを生成することによって探索空間のサイズを低減し、これらの計算の複雑性を大幅に低減し、しかも結果に対する悪影響はない。

こうして、ＭＩＭＯ受信機において受信信号を復号化する方法及び装置を説明してきた。本発明の方法及び装置は、結合復号化ステップにおいて必要な計算の数の意味で、そしてハードウェアでのシステムの実現の意味で非常に効率的であるが、これらの方法及び装置は、最適なＭＬＤシンボル検出器によって達成されるシンボルエラーレートに非常に近いシンボルエラーレートを達成する。

本発明の態様による通信システムの概略ブロック図である。 本発明の態様によるＭＩＭＯ受信機におけるシンボル検出器の概略ブロック図である。 本発明の態様によるシンボル検出の方法を示すフローチャートである。 図３の方法中の１ステップを例示するコンスタレーション図である。 図３の方法中の他のステップを例示するコンスタレーション図である。 図２のシンボル検出器における最寄りベクトル探索ブロックの概略ブロック図である。

Claims (20)

1. 複数の送信アンテナの各々が１つの期間中にそれぞれのシンボルを送信する通信システムの一部として、送信シンボルベクトルを識別する方法であって、前記シンボルの各々が、複数の可能な送信シンボルから選択され、前記複数の可能な送信シンボルはコンスタレーション平面内で表現され、前記複数の送信アンテナによって送信される前記複数の送信シンボルが前記送信シンボルベクトルを形成する方法において、
   ａ）前記複数の送信アンテナから生成されるチャンネル上の信号を受信するステップと；
   ｂ）前記受信した信号に第１アルゴリズムを適用して、前記複数の送信シンボルの複数の初期値から成る前記送信シンボルベクトルの初期解を得るステップと；
   ｃ）前記初期値の各々を、前記コンスタレーション平面内の前記可能な送信シンボルの１つにハード・デマッピングして、それぞれの推定送信シンボルを形成するステップであって、前記推定送信シンボルの集合が推定送信シンボルベクトルを形成するステップと；
   ｄ）前記コンスタレーション平面内で、前記推定送信シンボルの各々の周りに選択領域を規定するステップと；
   ｅ）前記推定送信ベクトルの各々を包囲するそれぞれの前記選択領域内にあるシンボルで形成される候補シンボルベクトルのリストを生成するステップであって、前記候補シンボルベクトルの各々を形成するシンボルの集合は、前記推定送信シンボルベクトルを形成するシンボルの集合とはシンボルの部分集合のみが異なるステップと；
   ｆ）前記候補シンボルベクトルのリストに復号化技術を適用するステップと
   を具えていることを特徴とする送信シンボルベクトルの識別方法。
2. 前記第１アルゴリズムがゼロフォーシングであることを特徴とする請求項１に記載の方法。
3. 前記第１アルゴリズムが最小二乗平均誤差復号化であることを特徴とする請求項１に記載の方法。
4. 前記第１アルゴリズムが前記チャンネルの推定値を使用することを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の方法。
5. 前記復号化技術が最尤復号化であることを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載の方法。
6. 前記復号化技術が、前記候補シンボルベクトルのリストからシンボルベクトルを前記送信シンボルベクトルの解として識別するための最尤シンボル検出を含むことを特徴とする請求項５に記載の方法。
7. 前記復号化技術が、前記候補シンボルベクトルのリストに基づいて、前記送信シンボルベクトルの各ビットが特定値をとる尤度を識別するビット行列を形成するための最尤ビット検出を含むことを特徴とする請求項５に記載の方法。
8. 前記選択領域の各々が、前記コンスタレーション平面内で前記推定送信シンボルに隣接する最大４つのシンボル、及び前記推定送信シンボル自体を含むことを特徴とする請求項１〜７のいずれかに記載の方法。
9. 前記生成したリスト中の前記候補シンボルベクトルが、前記推定送信シンボルベクトル、及び前記推定送信シンボルベクトルとは１シンボルのみが異なる複数のシンボルベクトルから成ることを特徴とする請求項１〜８のいずれかに記載の方法。
10. 前記初期値の各々を前記コンスタレーション平面内の前記可能な送信シンボルの１つにハード・デマッピングするステップが、前記初期値の各々を前記コンスタレーション平面内の前記可能な送信シンボルのうち当該初期値に最も近いシンボルにハード・デマッピングすることから成ることを特徴とする請求項１〜９のいずれかに記載の方法。
11. ａ）信号を受信して復号化するように構成された受信回路と；
    ｂ）復号化器とを具え、前記復号化器が、
    i）前記受信した信号にアルゴリズムを適用して、各送信アンテナから送信された信号の初期解を得て、
    ii）前記初期解の各々を１つの可能な送信シンボルにマッピングして、それぞれの推定送信シンボルを生成し、前記推定送信シンボルの集合が推定送信シンボルベクトルを形成し、
    iii）コンスタレーション平面内の前記推定送信シンボルの各々の周りに選択領域を規定し、
    iv）前記推定送信シンボルの各々を包囲する前記選択領域内にあるシンボルで形成される候補シンボルベクトルのリストを生成し、前記候補シンボルベクトルの各々を形成するシンボルは、当該推定送信シンボルベクトルを形成するシンボルとは特定数のシンボルのみが異なり、
    v）前記候補ベクトルのリストに復号化技術を適用するように構成されている
    ことを特徴とする信号受信装置。
12. 前記アルゴリズムがゼロフォーシングであることを特徴とする請求項１１に記載の装置。
13. 前記アルゴリズムが最小二乗平均誤差復号化であることを特徴とする請求項１１に記載の装置。
14. 前記復号化技術が最尤復号化を含むことを特徴とする請求項１１〜１３のいずれかに記載の装置。
15. 前記復号化技術が最尤ビット検出を含むことを特徴とする請求項１１〜１３のいずれかに記載の装置。
16. 前記選択領域が、前記コンスタレーション平面内で前記推定送信シンボルに隣接する最大４つのシンボル、及び前記推定送信シンボル自体を含むことを特徴とする請求項１１〜１５のいずれかに記載の装置。
17. 前記候補シンボルベクトルが、前記推定送信シンボルベクトルとは１シンボルのみが異なる複数のシンボルベクトル、または前記推定送信シンボルベクトル自体であることを特徴とする請求項１１〜１６のいずれかに記載の装置。
18. ａ）送信機と；
    ｂ）複数の送信アンテナと；
    ｃ）複数の受信アンテナと；
    ｄ）サンプリング装置と；
    ｅ）シンボル検出器と；
    ｆ）復号化器とを具えた通信システムにおいて、
    前記シンボル検出器が、
    i）前記受信アンテナによって受信した信号にアルゴリズムを適用して、前記送信アンテナの各々から送信された信号の初期解を得る検出器と；
    ii）前記初期解の各々を、可能な送信シンボルの１つにマッピングして、それぞれの推定送信シンボルを生成し、前記推定送信シンボルの集合が推定送信シンボルベクトルを形成するハード・デマッパと；
    iii）コンスタレーション平面内で前記推定送信シンボルの各々を包囲する選択領域内にあるシンボルで形成される候補シンボルベクトルのリストを生成する候補シンボルリスト生成器とを具え、前記候補シンボルベクトルの各々を形成するシンボルは、当該推定送信シンボルベクトルを形成するシンボルとは特定数のシンボルのみが異なり、
    前記復号化器が、前記候補シンボルリストに復号化技術を適用して、前記送信シンボルベクトルの最終推定解を得る
    ことを特徴とする通信システム。
19. 前記通信システムがＯＦＤＭシステムであることを特徴とする請求項１８に記載の通信システム。
20. 前記受信した信号を復調するためのＦＦＴプロセッサを具えていることを特徴とする請求項１９に記載の通信システム。

Images