CN1917494B - 无线通信系统、接收设备及其解调方法 - Google Patents

Abstract

一种接收设备，具有两根或多根接收天线、数据再生器以及似然信息发生器。所述接收设备根据从发射设备发射的信号的特征来选择性地工作在第一接收模式和第二接收模式中。在第一接收模式中，接收设备再生数据并生成似然信息。在第二接收模式中，接收设备使用在第一接收模式中生成的似然信息来再生数据。

Description

无线通信系统、接收设备及其解调方法

技术领域

本发明涉及一种无线通信系统，更具体地，涉及一种具有多根天线的接收设备。

背景技术

对于编码MIMO(多路输入多路输出)系统的接收处理的广泛研究和开发的努力正在进行中。这些接收处理的其中之一是基于已降低MLD过程的计算复杂度的复杂度降低MLD(最大似然检测)过程与软判决解码的组合的，用以获得简单、高性能的接收特性。下面将参照附图1来描述在Hiroyuki KAWAI、Kenichi HIGUCHI、NoriyukiMAEDA、Mamoru SAWAHASHI、Takumi ITO、YoshikazuKAKURA、Akihisa USHIROKAWA、Hiroyuki SEKI的″LikelihoodFunction for QRM-MLD Suitable for Soft-Detection Turbo Decoding andIts Performance for QFCDM MIMO Multiplexing in Multipath FadingChannel″，IEICE TRANS.Commun.，Vol.E88-B，No.1，Jan.2005中公开的方法进行描述。为了简洁，设定接收和发射设备之间的传输路径包括平滑衰落信道。

图1是用于执行上述文献中公开的方法的传统无线通信系统的结构框图。

如图1所示，发射设备11具有三根天线21-1、21-2、21-3，以及接收设备10具有三根天线11-1、11-2、11-3。接收设备10包括信道估计器3111、QR分解MLD设备3121、比特似然(likelihood)计算器101、以及解码器3123。

将三个信号d₁、d₂、d₃提供给发射设备11，其从提供的信号d₁、d₂、d₃中生成三个发射信号s₁、s₂、s₃，并通过各个天线21-1、21-2、21-3来发送生成的发射信号s₁、s₂、s₃。天线11-1、11-2、11-3接收各个信号r₁、r₂、r₃，并将接收信号r₁、r₂、r₃发送至接收设备10。

将接收信号r₁、r₂、r₃提供给信道估计器3111，其估计发射设备11和接收设备10之间的传输路径，并输出估计的信道值h₁₁、h₁₂、h₁₃、h₂₁、h₂₂、h₂₃、h₃₁、h₃₂、h₃₃，其中，h_ij表示由天线21-j和天线11-i提供的传输路径。

将接收的信号r₁、r₂、r₃和估计的信道值h₁₁、h₁₂、h₁₃、h₂₁、h₂₂、h₂₃、h₃₁、h₃₂、h₃₃提供给QR分解MLD设备3121，其计算符号候选和符号似然，并输出符号候选和似然对(S₁，e₁)...(S₂₅₆，e₂₅₆)，其中，S₁至S₂₅₆表示符号候选，e₁至e₂₅₆表示符号似然，符号候选数为256。

将符号候选和似然对(S₁，e₁)...(S₂₅₆，e₂₅₆)提供给比特似然计算器101，其计算比特似然对(L0₁、L1₁)、(L0₂、L1₂)、(L0₃，L1₃)，并输出计算的比特似然对(L0₁、L1₁)、(L0₂、L1₂)、(L0₃，L1₃)。

将比特似然对(L0₁、L1₁)、(L0₂、L1₂)、(L0₃，L1₃)提供给解码器3123，其解码比特似然对(L0₁、L1₁)、(L0₂、L1₂)、(L0₃，L1₃)，并输出解码数据d₁、d₂、d₃。

下面将详细描述比特似然计算器101。比特似然计算器101计算发送比特为0的似然以及发送比特为1的似然。

附图2是比特似然计算器101的结构框图。如图2所示，比特似然计算器101包括平均器1011、缓冲器1012、以及选择器3221-1、3221-2、3221-3。

将符号候选和似然对(S₁，e₁)...(S₂₅₆，e₂₅₆)提供给平均器1011.如果既能够选择包含在发送的三个信号中的每个比特是0的符号候选、又能够选择包含在发送的三个信号中的每个比特是1的符号候选，则平均器1011选择符号候选的最大似然，对比特为0的似然和比特为1的似然中的较小似然取平均，并输出平均值q.

将符号候选和似然对(S₁，e₁)...(S₂₅₆，e₂₅₆)提供给缓冲器1012用于缓冲，其存储提供的符号候选和似然对(S₁，e₁)...(S₂₅₆，e₂₅₆)，直到平均器1011中的平均过程完成。

将已被缓冲器1012缓冲的符号候选和似然对(S₁，e₁)...(S₂₅₆，e₂₅₆)以及平均值q提供给每一个选择器3221-1、3221-2、3221-3。为了计算比特似然，每个选择器选择每个比特都为0的符号候选及每个比特都为1的符号候选，选择符号候选的最大符号似然，并输出选择的最大符号似然作为比特似然。如果由于没有包括比特0或比特1的符号候选，因而每个选择器不能选择比特似然，则选择器使用提供的平均值q作为比特1的比特似然。

比特似然计算器101能够使平均器1011中的平均间隔变宽以提高平均的准确度。

然而，传统方案存在下列问题：

第一问题是，该方案由于数据缓冲持续到平均过程结束，所以引起了大的处理时延。此外，很难将该传统方案应用在对任何时延时间都有严格限制的无线通信系统中。

第二问题是，由于不可能提前确定在提供给平均处理的符号字符(characteristic)中会出现多少个有比特0和比特1的符号，所以不能提前确定用于平均的采样数。

发明内容

本发明的目的是提供一种装置，用于根据复杂度降低MLD和似然计算，在接收处理中不引起处理时延的情况下，计算比特似然。

根据本发明，提供了一种用于执行解调处理的接收设备。该接收设备具有N根天线(N为大于等于2的整数)，用于接收从具有M根天线(M为大于等于2的整数)的发射设备中发送的信号，其中，M根天线中的每根用于发送由最多M个空间复用(spatially multiplexed)信号组成的K种(K为大于等于2的整数)信号。接收设备包括：

数据再生装置，给其由提供N根天线接收的接收信号及比特似然信息，其检测在第k信号(k为大于等于2的整数)上空间复用的信号特征，以在第一接收模式和第二接收模式之间切换；工作在第一接收模式中，从接收信号中直接计算每个比特为1的似然和每个比特为0的似然，作为第一比特似然对，并输出再生比特串及第一比特似然对；以及工作在第二接收模式中，如果能够直接计算每个比特为1的似然和每个比特为0的似然，则直接计算每个比特为1的似然和每个比特为0的似然，以及，如果不能直接计算每个比特为1的似然和每个比特为0的似然，则从比特似然信息中计算似然，作为第二似然对，对第二似然对执行软判决解码，并输出再生比特串；以及

似然信息计算装置，给其提供接收信号和第一比特似然对，其计算关于第一似然对的较小比特似然的物理量，并输出计算的物理量作为比特似然信息。

如果在第k信号上空间复用的信号的调制多值数(modulationmulti-valued numbers)的乘积大于预定值P₁(P₁为2^M或更大)，则数据再生装置可以在第二接收模式中接收信号，否则，数据再生装置可以在第一接收模式中接收信号。

似然信息计算装置可以仅平均第一似然对中的较小比特似然，并使用发射信号的传送参数和天线间传输路径的参数中的至少一个，将平均值转换为比特似然信息.

似然信息计算装置可以使用星座点布局作为传送参数。

如果以d² _k，m，min表示从第m根天线发送的第k个信号的最小信号点之间的均方距离、以及如果在第一接收模式中接收K₁种信号(K₁大于等于1且小于K)并且在第二接收模式中接收(K-K₁)种信号，则似然信息计算装置可以生成比特似然信息Q：

$Q=q\frac{\underset{k=1}{\overset{K-K_1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{d}_{k,m,\min }^2}{\underset{k=1}{\overset{K_1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{d}_{k,m,\min }^2}$

其中，q表示第一比特似然对中的较小比特的平均值。

可选地，如果以d² _k，m，min表示从第m根天线中发送的第k个信号的最小信号点之间的均方距离、以及如果在第一接收模式中接收K₁种信号(K₁大于等于1且小于K)并且在第二接收模式中接收(K-K₁)种信号，则似然信息计算装置可以生成比特似然信息Q：

$Q=q\frac{1}{\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{hnm}\right|}^2\·\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}\frac{1}{\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{h}_{\mathrm{nm}}^2}}\·\frac{\underset{k=1}{\overset{K-K_1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{d}_{k,m,\min }^2}{\underset{k=1}{\overset{K_1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{d}_{k,m,\min }^2}$

其中，h_nm表示第n根接收天线和第m根发射天线之间的传输路径，以及q表示第一比特似然对中较小比特的平均值。

根据本发明的无线通信系统包括上面描述的接收设备，以及根据本发明的程序控制所述接收设备来执行上述过程。

根据本发明的第一无线通信系统具有两根或多根接收天线、数据再生器、以及似然信息发生器。接收设备根据从发射设备发送的信号的特征，选择性地工作在第一接收模式和第二接收模式中。在第一接收模式中，接收设备再生数据并生成似然信息。在第二接收模式中，接收设备使用在第一接收模式中生成的似然信息来再生数据。

根据上述设置，不会发生由于缓冲而引起的延时，并且能够迅速再生发送的数据。

根据本发明的第二无线通信系统根据发射设备和接收设备之间的传送路径参数来生成似然信息。根据上述设置，不会发生由于缓冲而引起的延时，并且能够高性能地接收发送的数据。此外，能够提前规定比特似然信息的准确性。

根据本发明，接收设备根据发送信号的特征，选择性地工作在接收模式中。使用在其中一种接收模式中计算的比特似然，在另一接收模式中，接收设备能够在不产生由于缓冲而引起的处理时延的情况下，迅速接收信号。

参照说明本发明示例的附图，本发明的上述和其它目的、特征及优点将变得显而易见。

附图说明

图1是传统无线通信系统的结构框图；

图2是图1中示出的传统无线通信系统的比特似然计算器的结构框图；

图3是根据本发明的无线通信系统的结构框图；

图4是图3中示出的无线通信系统的处理顺序流程图；

图5是根据本发明的第一实施例的无线通信系统的结构框图；

图6是示出了根据本发明的第一实施例的发送信号的结构框图；

图7是根据本发明的第一实施例的无线通信系统的处理顺序流程图；

图8是图5中示出的无线通信系统的转换器的结构框图；

图9是图8中示出的转换器的加法/平方电路的结构框图；

图10是图8中示出的转换器的平方/倒数发生电路的结构框图；

图11是图5中示出的无线通信系统的比特似然计算器的结构框图；

图12是根据本发明的第二实施例的无线通信系统的结构框图；

图13是示出了根据本发明的第二实施例的发送信号的结构框图；

图14是根据本发明的第二实施例的无线通信系统的处理顺序流程图；

图15是图12中示出的无线通信系统的第一数据再生器的结构框图；

图16是图12中示出的无线通信系统的似然信息发生器的结构框图；

图17是图16中示出的似然信息发生器的转换器的结构框图；

图18是根据本发明的第三实施例的似然信息发生器的结构框图；

图19是根据本发明的第四实施例的似然信息发生器的结构框图；

图20是根据本发明的第五实施例的比特似然计算器的结构框图；

图21是示出了最小信号点之间的均方距离的框图。

具体实施方式

图3以框图形式示出了根据本发明的无线通信系统。

如图3所示，根据本发明的无线通信系统包括：发射设备2，用于使用从各个天线21-1、21-2、…、21-M发射的发送信号s₁、s₂、…、s_M，来发送V个输入信号d₁、d₂、…、d_V(V为任意数字)；以及具有N根天线11-1、11-2、…、11-N的接收设备1。

接收设备1包括数据再生设备12、似然信息发生器13、以及记录介质14。数据再生设备12包括第一数据再生器121和第二数据再生器122。第二数据再生器122包括复杂度降低MLD设备1221、比特似然计算器1222、及解码器1223。当接收设备1处于第一接收模式时，第一数据再生器121和似然信息发生器13工作。当接收设备1处于第二接收模式时，第二数据再生器122工作。接收设备1使用接收信号中的控制信号和数据信号，在第一接收模式和第二接收模式之间进行切换。

图4是图3中示出的无线通信系统的处理顺序流程图。下面将参照图4对接收设备1的操作进行描述。由执行存储在接收设备1的记录介质14中的程序的处理器(未示出)来执行图4中示出的处理顺序。本发明的范围涵盖这种程序。

将由各个天线11-1、11-2、…、11-N接收的接收信号r₁、r₂、…、r_N发送至接收设备1。

在数据再生设备12中，将接收信号r₁、r₂、…、r_N提供给第一数据再生器121，在步骤S 101中，其从接收信号中包含的控制信号中再生信号d_U+1、d_U+2、…、d_U+V，并输出特定比特为0的似然和特定比特为1的似然作为比特似然对(L0_U+1、L1_U+1)、(L0_U+2、L1_U+2)、…、(L0_U+V、L1_U+V)。

将比特似然对(L0_U+1、L1_U+1)、(L0_U+2、L1_U+2)、…、(L0_U+V、L1_U+V)以及接收信号r₁、r₂、…、r_N提供给似然信息发生器13，在步骤S102中，其从接收信号的控制信号中生成比特似然信息Q₁、Q₂、...、Q_K1，并输出生成的比特似然信息Q₁、Q₂、...、Q_K1。

在第二数据再生器122中，将接收信号r₁、r₂、…、r_N提供给复杂度降低MLD设备1221，在步骤103中，其从接收信号的数据信号中计算K1种信号的符号候选(K1为任意数字)以及符号的似然，并输出符号候选和似然对(S1₁、e1₁)…(S1_J1、e1_J1)、(S2₁、e2₁)…(S2_J2、e2_J2)、…、(SK1₁、eK1₁)…(SK1_JK1、eK1_JK1)，其中，J1、J2、…、K1分别表示第一、第二、...、第K1个信号的符号候选和似然对的序号。

将符号候选和似然对(S1₁、e1₁)…(S1_J1、e1_J1)、(S2₁、e2₁)…(S2_J2、e2_J2)、…、(SK1₁、eK1₁)…(SK1_JK1、eK1_JK1)、以及比特似然信息Q₁、Q₂、...、Q_K1提供给比特似然计算器1222，在步骤104中，其计算比特似然对(L0₁、L1₁)、...、(L0_U、L1_U)，并输出计算的比特似然对(L0₁、L1₁)、...、(L0_U、L1_U)。

将比特似然对(L0₁、L1₁)、...、(L0_U、L1_U)提供给解码器1223，在步骤105中，其解码比特似然对(L0₁、L1₁)、...、(L0_U、L1_U)，并再生且输出U个数据信号d₁、d₂、…、d_U。

如上所述，从第一接收模式中计算的比特似然对中生成比特似然信息，并将生成的比特似然信息用于在第二接收模式中再生和输出信号。在上面的描述中，使用两个数据再生装置，并且分别工作在第一和第二接收模式中。然而，本发明并不局限于图3示出的设置。可以使用一个数据再生设备并且可以控制适用的解调参数，用以使数据再生设备选择性地工作在第一和第二接收模式中。

第一实施例：

图5以框图形式示出了根据本发明第一实施例的无线通信系统。根据第一实施例的无线通信系统具有与图3中示出的无线通信系统基本相同的结构。

如图5所示，根据第一实施例的无线通信系统包括具有三根天线21-1、21-2、21-3的发射设备4，以及具有三根天线11-1、11-2、11-3的接收设备3。

接收设备3包括数据再生设备31、似然信息发生器32、以及记录介质33。数据再生设备31包括第一数据再生器311和第二数据再生器312。

第一数据再生器311包括信道估计器3111、最大比率合并器3112、比特似然计算器3113、以及解码器3114。第二数据再生器312包括信道估计器3111’、QR分解MLD设备3121、比特似然计算器3122、以及解码器3123。似然信息发生器32包括比较器和平均器321以及转换器322。

图6示出了由发射设备4发射的信号的格式。如图6所示，发射设备4从天线21-1发射数据信号1和控制信号、从天线21-2发射数据信号2和控制信号、以及从天线21-3发射数据信号3和控制信号。因此，发送设备4发送两种类型的信号，或者换句话说，发送数据信号和控制信号。将数据信号以三个复用信号来发射，以及将控制信号以非复用信号来发射。设定调制数据信号1、2、3，即数据信号1、2、3具有根据16QAM排列的星座点；以及调制控制信号，即控制信号具有根据QPSK排列的星座点。

对于下面描述的所有实施例，设定接收和发射设备之间的传输路径包括平坦衰落信道，并且经过足够缓慢的变化.引入该设定仅出于示例性目的，并不意味着以任何方式限制本发明的范围.

还设定在接收设备中已知对于控制信号和数据信号的调制过程(星座图)。引入该设定也仅出于示例性目的。如果调制过程由诸如自适应调制过程之类的自适应控制过程所改变，则可以按如下所述的相同方式进行处理，即将再生关于调制过程改变的信息的功能赋予似然信息发生器。

在任何一个实施例中，存在两种类型的发送信号，一种是控制信号，另一种是数据信号。然而，仅出于示例性目的而给出这两种发送信号，而这并不应该限制本发明的范围。此外，尽管由不同装置实现两种接收模式，即，实施例中的第一数据再生器和第二数据再生器，但是这种设置不应限制本发明的范围。可以通过控制用于再生信号的参数来实现两种接收模式。

下面将对作为相同信号从各个天线发射的控制信号与作为不同信号从各个天线发射的数据信号之间的差异进行描述。

假设控制信号由s^c[t]表示。由于从各个天线发送相同的控制信号，所以由接收天线接收的信号表示为：

r₁ ^c[t]＝h₁₁s^c[t]+h₁₂s^c[t]+h₁₃s^c[t]+n₁[t]＝

             (h₁₁+h₁₂+h₁₃)s^c[t]+n₁[n]＝h₁s^c[t]+n₁[t]

r₂ ^c[t]＝h₂₁s^c[t]+h₂₂s^c[t]+h₂₃s^c[t]+n₂[t]＝

             (h₂₁+h₂₂+h₂₃)s^c[t]+n₂[n]＝h₂s^c[t]+n₂[t]

r₃ ^c[t]＝h₃₁s^c[t]+h₃₂s^c[t]+h₃₃s^c[t]+n₃[t]＝

             (h₃₁+h₃₂+h₃₃)s^c[t]+n₃[n]＝h₃s^c[t]+n₃[t]

其中，r₁ ^c[t]、r₂ ^c[t]、r₃ ^c[t]表示在各个接收天线处的接收信号，以及h_ij表示发射天线j和接收天线i之间的传输路径。假设传送路径波动足够地小于信号传送间隔。

上述等式表明，如果从多根发射天线发射相同信号，则这些信号能够作为从一根发射天线发射的信号来处理。诸多文献介绍了在这种情况下的接收处理。在这种接收处理中，如在该实施例中描述的，能够通过最大比率合并来获得最佳特性。

设定数据信号1、2、3分别由s^d ₁[t]、s^d ₂[t]、s^d ₃[t]来表示。在这种情况下，由接收天线接收的信号表示为：

r₁ ^c[t]＝h₁₁s₁ ^c[t]+h₁₂s₂ ^c[t]+h₁₃s₃ ^c[t]+n₁[t]

r₂ ^c[t]＝h₂₁s₁ ^c[t]+h₂₂s₂ ^c[t]+h₂₃s₃ ^c[t]+n₂[t]

r₃ ^c[t]＝h₃₁s₁ ^c[t]+h₃₂s₂ ^c[t]+h₃₃s₃ ^c[t]+n₃[t]

为了从接收的MIMO信号中解调和解码数据信号1、2、3，需要上述在非专利文献中公开的诸如QR分解MLD之类的接收处理。

图7是由根据第一实施例的接收设备3执行的解调过程的流程图。下面将参照图7对根据第一实施例的接收设备3的处理顺序进行描述。由执行存储在接收设备3的记录介质33中的程序的接收设备3中的处理器(未示出)来执行图7中示出的处理顺序。

将分别由三根天线11-1、11-2、11-3接收的接收信号r₁、r₂、r₃发送至接收设备3。

在第一数据再生器311中，将接收信号r₁、r₂、r₃和估计信道提供给信道估计器3111。具体地，在步骤S301中，信道估计器3111估计发射设备4的天线21-1、21-2、21-3与接收设备10的天线11-1、11-2、11-3之间的传送路径，并输出估计信道值h₁₁、h₁₂、h₁₃、h₂₁、h₂₂、h₂₃、h₃₁、h₃₂、h₃₃。

然后，在步骤S302中，最大比率合并器3112、比特似然计算器3113、以及解码器3113来解码控制信道。具体地，将接收信号r₁、r₂、r₃和估计信道值h₁₁、h₁₂、h₁₃、h₂₁、h₂₂、h₂₃、h₃₁、h₃₂、h₃₃提供给最大比率合并器3112，其生成解码信号z^c[t]，并输出生成的解码信号z^c[t]。解码信号z^c[t]表示为：

$Z^c\left[t\right]=\frac{(h_{11}+h_{12}+h_{13})*{r_1}^c\left[t\right]+(h_{211}+h_{22}+h_{23})*{r_2}^c\left[t\right]+(h_{31}+h_{32}+h_{33})*{r_{31}}^c\left[t\right]}{{|h_{11}+h_{12}+h_{13}|}^2+{|h_{211}+h_{22}+h_{23}|}^2+{|h_{31}+h_{32}+h_{33}|}^2}$

其中，r₁ ^c[t]、r₂ ^c[t]、r₃ ^c[t]表示在各个天线11-1、11-2、11-3处的接收信号。

将解调信号z^c[t]提供给比特似然计算器3113，其计算比特似然对(L0₄、L1₄)，并输出计算的比特似然对(L0₄、L1₄)。可以根据例如3GPP、TR25.848(HSDPA)、A1.4来计算比特似然对(L0₄、L1₄)。将比特似然对(L0₄、L1₄)提供给解码器3123，其对该似然对进行解码，并输出再生数据d₄。

下面将对似然信息发生器32进行描述。将比特似然对(L0₄、L1₄)和接收信号r₁、r₂、r₃提供给似然信息发生器32。

在似然信息发生器32中，将比特似然对(L0₄、L1₄)提供给比较器和平均器321，在步骤S303中，其比较每个比特为0的似然和每个比特为1的似然、选择较小似然，在步骤S304中，其平均选择的似然、并输出平均的似然作为平均第二似然q。

将平均第二似然q和接收信号r₁、r₂、r₃提给供转换器322，在步骤S305中，其生成比特似然信息Q₁，并输出生成的比特似然信息Q₁。

图8以框图形式示出了转换器322。如图8所示，转换器322包括信道估计器3111、多个加法/平方电路3221、一对加法电路3222、多个平方/倒数生成电路3223、一对乘法电路3224、以及倒数生成电路3225。

图9以框图形式示出了每个加法/平方电路3221。如图9所示，加法/平方电路3221包括加法电路3222和平方电路32211。

图10以框图形式示出了每个平方/倒数生成电路3223。如图10所示，平方/倒数生成电路3223包括平方电路32211、加法电路3222、以及倒数生成电路3225。

在转换器3122中，根据估计的信道值h₁₁、h₁₂、h₁₃、h₂₁、h₂₂、h₂₃、h₃₁、h₃₂、h₃₃，加法/平方电路3221和加法电路3222计算α＝|h₁₁+h₁₂+h₁₃|²+|h₂₁+h₂₂+h₂₃|²+|h₃₁+h₃₂+h₃₃|²，平方/倒数生成电路3223和加法电路3222计算

$\mathrm{\β}=\frac{1}{{\left|h_{11}\right|}^2+{\left|h_{21}\right|}^2+{\left|h_{31}\right|}^2}+\frac{1}{{\left|h_{12}\right|}^2+{\left|h_{22}\right|}^2+{\left|h_{32}\right|}^2}+\frac{1}{{\left|h_{13}\right|}^2+{\left|h_{23}\right|}^2+{\left|h3\right|}^2}.$

从这样计算出的α、β中，乘法电路3224和倒数生成电路(reciprocal generating circuit)3225生成比特似然信息Q₁如下：

$Q_1=q\frac{3}{\mathrm{\α\β}}\frac{d_{1.\min }^2}{d_{2.\min }^2}$

其中，d² _2.min、d² _1.min表示控制信号和数据信号的最小信号点之间的均方距离。最小信号点之间的均方距离是指从特定符号到与该特定符号有一比特不同的另一符号的最小信号点之间的距离平方的平均值。如果设定为格雷编码，则由于QPSK的星座点对称，所以d² _min等于最小信号转换距离的平方。

上述比特似然信息Q₁对于具有三根发射天线和三根接收天线的系统来说是特殊的。如果将由至多M个空间复用信号组成的K种信号(K为大于等于2的整数)发送至M根(M为大于等于2的整数)发射天线中的每根，并由N根(N为大于等于2的整数)天线接收，以及如果将从第m根天线发送的第k个信号的最小信号点之间的均方距离表示为d_k、m、min，以及如果在第一接收模式中接收K₁种信号(K₁大于等于1且小于K)并且在第二接收模式中接收(K-K₁)种信号，则总比特似然信息Q表示为：

$Q=q\frac{1}{\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{hnm}\right|}^2\·\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}\frac{1}{\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{h}_{\mathrm{nm}}^2}}\·\frac{\underset{k=1}{\overset{K-K_1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{d}_{k,m,\min }^2}{\underset{k=1}{\overset{K_1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{d}_{k,m,\min }^2}$

其中，h_nm表示第n根接收天线和第m根发射天线之间的传输路径，以及q表示第一比特似然对的较小比特的平均值。

根据16QAM，即使设定了格雷编码，还是基于星座点的位置生成平均值。

图21示出了根据16QAM的星座点图案仅在第一象限中的部分。在最靠近星座点1111的位置有四个与其有1比特不同的符号。在除了最靠近每个星座点1110、1011的位置之外的位置中存在一个这种符号，并且在除了最靠近星座点1010的位置之外的位置中存在两个这种符号。将这些符号平均以提供：

$d_{1.\min }^2=\{4d_{\min }^2+2(3d_{\min }^2+4d_{\min }^2)+2d_{\min }^2+8d_{\min }^2\}\·\frac{1}{16}=\frac{28}{16}{d}_{\min }^2$

其中，d² _min表示根据16QAM的最小信号间的距离。

下面将描述第二数据再生器312。将接收信号r₁、r₂、r₃以及比特似然信息Q₁提供给第二数据再生器312。

将接收信号r₁、r₂、r₃提供给信道估计器3111’，在步骤S306中，其估计信道、并输出估计的信道值h₁₁、h₁₂、h₁₃、h₂₁、h₂₂、h₂₃、h₃₁、h₃₂、h₃₃。从信道估计器3111’给QR分解MLD设备3121提供接收信号r1、r2、r3以及估计信道值h₁₁、h₁₂、h₁₃、h₂₁、h₂₂、h₂₃、h₃₁、h₃₂、h₃₃，在步骤S307中，其计算关于数据信号1、2、3的符号候选和符号似然，并输出符号候选和似然对(S1₁，e1₁)…(S1₂₅₆，e1₂₅₆)。在本发明中，符号候选数为256个。所需计算量远小于如果MLD过程用于计算4096个符号候选和似然对的情况。

将来自QR分解MLD设备3121的符号候选和似然对(S1₁，e1₁)…(S1₂₅₆，e1₂₅₆)以及来自转换器322的比特似然信息Q₁提供给比特似然计算器3122，在步骤S308中，其计算数据信号1、2、3的比特似然对(L0₁、L1₁)、(L0₂、L1₂)、(L0₃、L1₃)，并输出计算的比特似然对(L0₁、L1₁)、(L0₂、L1₂)、(L0₃、L1₃)。将比特似然对(L0₁、L1₁)、(L0₂、L1₂)、(L0₃、L1₃)提供给解码器3123，在步骤S309中，其解码似然对(L0₁、L1₁)、(L0₂、L1₂)、(L0₃、L1₃)，并输出解码数据d₁、d₂、d₃。

下面将对比特似然计算器3122进行描述。图11以框图形式示出了比特似然计算器3122。

如图11所示，比特似然计算器3122包括选择器31221-1、31221-2、31221-3。

将符号候选和似然对(S1₁，e1₁)…(S1₂₅₆，e1₂₅₆)和比特似然信息Q₁提供给每个选择器31221-1、31221-2、31221-3.每个选择器31221-1、31221-2、31221-3从256个符号中选择每个比特为0的符号候选和每个比特为1的符号候选，并在选择的符号候选中选择最大符号似然作为比特0或比特1的比特似然.如果没有比特0的符号候选、或没有比特1的符号候选，则每个选择器31221-1、31221-2、31221-3选择比特似然信息作为比特似然.因此，不管符号候选是否存在，比特似然计算器3122都能够可靠地计算每个比特0和每个比特1的似然.

根据该实施例，由于与复杂度降低的MLD设备连接的比特似然计算器不需要在计算比特似然中执行平均过程，所以比特似然计算器不会经受由于平均过程而引起的处理时延，因而能够迅速地计算比特似然。此外，由于由第一数据再生器来计算比特似然信息，所以由第一数据再生器来确定比特似然信息的平均精确度。因此，提前确定比特似然信息的平均精确度，直到第二数据再生器开始计算比特似然。

仅仅为了说明上述实施例，上面已对作为示例的似然信息发生器32的处理操作进行了描述。似然信息发生器32的特定操作细节并不局限于上面描述的处理操作。

第二实施例：

图12以框图形式示出了根据本发明第二实施例的无线通信系统。根据第二实施例的无线通信系统与图3中示出的无线通信系统在结构上是相似的。

如图12所示，根据第二实施例的无线通信系统包括具有三根天线21-1、21-2、21-3的发射设备6以及具有三根天线11-1、11-2、11-3的接收设备5。

接收设备5包括数据再生设备51、似然信息发生器53以及记录介质52。数据再生设备51包括第一数据再生器511和第二数据再生器512。

图13示出了由发射设备6发射的信号格式。如图13所示，发射设备从天线21-1发射数据信号1和控制信号、从天线21-2发射数据信号2和控制信号2、以及从天线21-3发射数据信号3和控制信号3。因此，发射设备6发送两种类型的信号，或者换句话说，发送数据信号和控制信号。将数据信号以三个复用信号来发射，并且也将控制信号以三个复用信号来发射。设定调制数据信号1、2、3，即数据信号1、2、3具有根据16QAM排列的星座点；以及调制控制信号1、2、3，即控制信号1、2、3具有根据QPSK排列的星座点。

图14是由根据第二实施例的接收设备5执行的解调过程的流程图。下面将参照图14，对根据第二实施例的接收设备5的处理顺序进行描述。图15中示出的处理顺序由执行存储在接收设备5的记录介质52中的程序的接收设备5中的处理器(未示出)来执行。

将分别由天线11-1、11-2、11-3接收的接收信号r₁、r₂、r₃发送至接收设备5。在接收设备5中，第一数据再生器511输出再生数据信号d₄、d₅、d₆和比特似然对(L0₄，L1₄)、(L0₅，L1₅)、(L0₆，L1₆)。将比特似然对(L0₄，L1₄)、(L0₅，L1₅)、(L0₆，L1₆)提供给似然信息发生器53，并在步骤S501中，其输出比特似然信息Q₁。

将接收信号r₁、r₂、r₃和比特似然信息Q₁提供给第二数据再生器312，在步骤S505中，其以与第一实施例相同的方式进行解码，并输出数据信号d₁、d₂、d₃。根据第二实施例的无线通信系统与根据第一实施例的无线通信系统的不同之处在于第一数据再生器511和似然信息生成器53。因此，下面将详细描述第一数据再生器511和似然信息生成器53。

图15以框图形式示出了第一数据再生器511。

如图15所示，第一数据再生器511包括信道估计器3111、最大似然估计器5111、比特似然计算器5112、以及解码器3123.

将接收信号r₁、r₂、r₃提供给信道估计器3111，其估计传送路径，并输出估计的信道值h₁₁、h₁₂、h₁₃、h₂₁、h₂₂、h₂₃、h₃₁、h₃₂、h₃₃。最大似然估计器5111根据在Ohgane，Nishimura，Ogawa“Space DivisionMultiplexing and its Basic Characteristics in MIMO Channels”，IEICETransactions B，J87-B，No.9，p.1162-1173，September 2004.中公开的最大似然估计方法，计算可能已被发射的所有符号候选的似然，计算符号的符号候选和似然，并输出符号候选和似然对(S2₁，e2₁)、…、(S2₆₄，e2₆₄)。

将符号候选和似然对(S2₁，e2₁)、…、(S2₆₄，e2₆₄)提供给比特似然计算器5112，其计算及输出比特似然对(L0₄，L1₄)、(L0₅，L1₅)、(L0₆，L1₆)。根据控制信号的调制处理的乘积是64，这足够地小于根据数据信号的调制过程的乘积4096。在这种情况下，通过使用最大似然估计方法，能够容易地接收高性能的信号。根据最大似然估计方法，由于输出所有符号候选的符号似然，所以无遗漏地包括了每个比特为0的似然和每个比特为1的似然。通过选择每个比特为0或1的符号候选的最大符号似然作为比特似然，能够直接计算比特似然。

将比特似然对(L0₄，L1₄)、(L0₅，L1₅)、(L0₆，L1₆)提供给解码器3123，其进行解码，并输出数据信号d₄、d₅、d₆。

图16以框图形式示出了似然信息发生器53。

如图16所示，似然信息发生器53包括比较器和平均器531、以及转换器532。

将比特似然对(L0₄，L1₄)、(L0₅，L1₅)、(L0₆，L1₆)提供给比较器和平均器531，在步骤S502中(图14)，其比较每个比特为0的似然和每个比特为1的似然，并选择较小似然，在步骤S503中，其平均选择的似然，并输出平均的似然作为平均第二似然q。

将平均第二似然q和接收信号r₁、r₂、r₃提供给转换器532，在步骤S504中，其生成比特似然信息Q₁，并输出生成的比特似然信息Q₁。

图17以框图形式示出了转换器532。

如图17所示，转换器532包括倒数生成电路3225和乘法电路3224。

将控制信号的最小信号点之间的均方距离d² _2，min提供给倒数生成电路3225，其输出该距离的倒数。乘法电路3224将该倒数、数据信号的最小信号点之间的均方距离d² _1，min以及平均第二似然q相乘，并输出乘积作为比特似然信息Q₁。比特似然信息Q₁表示为：

$Q_1=q\frac{d_{1.\min }^2}{d_{2.\min }^2}$

上面描述的比特似然信息Q₁对于具有三根发射天线和三根接收天线的系统来说是特殊的。如果将由最多M个空间复用信号组成的K种信号(K为大于等于2的整数)发送至M根(M为大于等于2的整数)发射天线中的每根，并由N根(N为大于等于2的整数)天线接收，以及如果将从第m根天线发送的第k个信号的最小信号点之间的均方距离表示为d² _k、m、min，以及如果在第一接收模式中接收K₁种信号(K₁为1或大于1小于K)并且在第二接收模式中接收(K-K₁)种信号，则总比特似然信息Q表示为：

$Q=q\frac{\underset{k=1}{\overset{K-K_1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{d}_{k,m,\min }^2}{\underset{k=1}{\overset{K_1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{d}_{k,m,\min }^2}$

其中，q表示第一比特似然对的较小比特的平均值。

在第一实施例中，基于估计的传输路径响应和星座点布局进行转换。根据该实施例，由于控制信号和数据信号均通过MIMO信道进行传送，所以仅基于星座点布局进行转换。

根据该实施例，即使通过MIMO信道传送控制信号，也能够通过使用能够可靠地计算比特似然的解调处理，来可靠地生成比特似然信息。因此，由于使用第二数据再生器计算比特似然不需要平均处理，所以第二数据再生不会经受由于平均处理而引起的处理时延，因而能够迅速地计算比特似然。

仅仅为了说明上述实施例，上面已对作为示例的似然信息发生器53的处理操作进行了描述。似然信息发生器53的特定操作细节并不局限于上面描述的处理操作。

第三实施例：

根据本发明的第三实施例，如在第二实施例中图13所示出的，发射三个数据信号和三个控制信号。该实施例中，设定根据一个调制处理来调制数据信号，以及根据各个不同调制处理来调制控制信号。

根据第三实施例，使用图18中示出的转换器732来替换图16中示出的转换器532。换句话说，根据第三实施例的接收设备与根据第二实施例的接收设备的不同仅在于转换器732。下面将对转换器732的细节进行描述。

图18以框图形式示出了转换器732。如图18所示，转换器732包括加法电路3222、倒数生成电路3225以及乘法电路3224。

将平均第二似然q提供给转换器732。在转换器732中，加法电路3222、倒数生成电路3225以及乘法电路3224计算比特似然信息Q₁如下：

$Q_1=3\frac{d_{1,\min }^2}{d_{4,\min }^2+d_{5,\min }^2+d_{6,\min }^2}q$

其中，d² _4，min、d² _5，min、d² _6，min分别表示控制信号1、2、3的最小信号点之间的均方距离，以及d² _1，min表示数据信号的最小信号点之间的均方距离。

根据该实施例，即使根据各个不同的调制处理来调制控制信号，也能够根据控制信号的星座点布局，通过由转换器732执行的加权处理，从平均第二似然中生成比特似然信息。

第四实施例：

根据本发明的第四实施例，如在第二实施例中图13所示出的，发射三个数据信号和三个控制信号。该实施例中，设定可以不必根据一个调制处理来调制数据信号和控制信号。

根据第四实施例，使用图19中示出的转换器832来替换图16中示出的转换器532。换句话说，根据第四实施例的接收设备与根据第二实施例的接收设备的不同仅在于转换器832。下面将对转换器832的细节进行描述。

图19以框图形式示出了转换器832。如图19所示，转换器832包括倒数生成电路3225、加法电路3222、以及乘法电路3224。

在转换器732中，倒数生成电路3225、加法电路3222、以及乘法电路3224根据下式，将平均第二似然q转换为比特似然信息Q₁：

$Q_1=\frac{d_{1,\min }^2+d_{2,\min }^2+d_{3,\min }^2}{3d_{4,\min }^2}q$

并输出计算的比特似然信息Q₁，其中，d² _1，min、d² _2，min、d² _3，min分别表示数据信号1、2、3的最小信号点之间的均方距离，d² _4，min表示控制信号的最小信号点之间的均方距离。

根据该实施例，即使数据信号的信号点的布局不恒定，也能够确定比特似然信息。

第五实施例：

根据第五实施例，如第一实施例所示，发射三个数据信号和一个控制信号。

根据第五实施例，使用图20中示出的比特似然计算器9122来替换图5中示出的比特似然计算器3122。换句话说，根据第五实施例的接收设备与根据第一实施例的接收设备的不同仅在于比特似然计算器9122。下面将对比特似然计算器9122的细节进行描述。

图20以框图形式示出了比特似然计算器9122。如图20所示，比特似然计算器9122包括平均器91221和选择器3221-1、3221-2、3221-3。

将符号候选和似然对(S₁，e₁)…(S₂₅₆，e₂₅₆)以及比特似然信息Q₁提供给平均器91221。

仅当从符号候选和似然对中能够同时选择比特0的似然和比特1的似然时，平均器91221才能够具有要被平均的较小似然，并随后使用比特似然信息Q₁作为初始值来平均较小似然，并输出平均值p。

将符号候选和似然对(S₁，e₁)…(S₂₅₆，e₂₅₆)以及平均值p提供给每个选择器3221-1、3221-2、3221-3。如果能够从符号候选和似然对中选择比特0和比特1的似然，则每个选择器3221-1、3221-2、3221-3选择符号似然的最大值作为比特似然。如果仅能从符号候选和似然对中选择比特0或比特1的似然，则每个选择器3221-1、3221-2、3221-3换而选择平均值p作为比特似然。

由于平均器91221接下来使用比特似然信息Q₁作为初始值来平均较小似然，所以在转换器中不需要缓冲器，因而消除了由图2中示出的传统比特似然计算器所引起的时延。

此外，在对图2中示出的传统比特似然计算器计算的平均值所进行的平均值方法中，第二实施例也是有利的。

在已使用特定术语对本发明的优选实施例进行了描述时，这样的描述仅出于示例性目的，并且将理解，在不偏离权利要求的精神和范围的情况下，可以作出改变和变化。

Claims (18)

1.一种无线通信系统，包括：

发射设备，具有M根天线，M为大于等于2的整数，其中，所述M根天线中的每根用于发送由最多M个空间复用信号组成的K种信号，K为大于等于2的整数；以及

接收设备，具有N根天线，用于接收从所述发射设备发射的信号，其中N为大于等于2的整数；

所述接收设备包括：

数据再生器，给其提供比特似然信息及由所述N根天线接收的接收信号，其检测在第k信号上空间复用的信号特征，用以在第一接收模式和第二接收模式之间切换，其中k为大于等于2的整数；工作在所述第一接收模式中，从所述接收信号中直接计算每个比特为1的似然和每个比特为0的似然，作为第一比特似然对，并输出再生比特串及所述第一比特似然对；以及工作在所述第二接收模式中，如果能够直接计算每个比特为1的似然和每个比特为0的似然，则直接计算每个比特为1的似然和每个比特为0的似然，以及，如果不能直接计算每个比特为1的似然和每个比特为0的似然，则从所述比特似然信息中计算似然，作为第二似然对，对所述第二似然对执行软判决解码，并输出再生比特串；以及

似然信息计算器，给其提供所述接收信号和所述第一比特似然对，其计算关于所述第一比特似然对的较小比特似然的物理量，并输出计算的物理量作为所述比特似然信息。

2.如权利要求1所述的无线通信系统，其中，如果在第k信号上空间复用的信号的调制多值数的乘积大于预定值P₁，其中P₁为2^M或更大，则所述数据再生器在所述第二接收模式中接收信号，否则，所述数据再生器在所述第一接收模式中接收信号。

3.如权利要求1所述的无线通信系统，其中，所述似然信息计算器仅平均所述第一比特似然对中的较小比特似然，并使用发射信号的传送参数和天线之间传输路径的参数中的至少一个，将平均值转换为所述比特似然信息。

4.如权利要求3所述的无线通信系统，其中，所述似然信息计算器使用星座点布局作为所述传送参数。

5.如权利要求3所述的无线通信系统，其中，如果以d² _k，m，min表示从第m根天线中发送的第k个信号的最小信号点之间的均方距离、以及如果在所述第一接收模式中接收K₁种信号并且在所述第二接收模式中接收(K-K₁)种信号，其中K₁大于等于1且小于K，则所述似然信息计算器生成所述比特似然信息Q为：

$Q=\frac{\underset{k=1}{\overset{K-K_1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{d}_{k,m,\min }^2}{\underset{k=1}{\overset{K_1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{d}_{k,m,\min }^2}$

其中，q表示所述第一比特似然对中的较小比特似然的平均值。

6.如权利要求3所述的无线通信系统，其中，如果以d² _k，m，min表示从第m根天线中发送的第k个信号的最小信号点之间的均方距离、以及如果在所述第一接收模式中接收K₁种信号并且在所述第二接收模式中接收(K-K₁)种信号，其中K₁大于等于1且小于K，则所述似然信息计算器生成所述比特似然信息Q为：

$Q=q\frac{1}{\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{h}_{\mathrm{nm}}\right|}^2\·\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}\frac{1}{\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{h}_{\mathrm{mn}}^2}}\·\frac{\underset{k=1}{\overset{K-K_1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{d}_{k,m,\min }^2}{\underset{k=1}{\overset{K_1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{d}_{k,m,\min }^2}$

其中，h_nm表示第n根接收天线和第m根发射天线之间的传输路径，以及q表示所述第一比特似然对中较小比特似然的平均值。

7.一种接收设备，具有N根天线，N为大于等于2的整数，用于接收从具有M根天线的发射设备中发射的信号，其中M为大于等于2的整数，其中，所述M根天线中的每根用于发送由最多M个空间复用信号组成的K种信号，其中K为大于等于2的整数，所述接收设备包括：

数据再生装置，给其提供比特似然信息及由所述N根天线接收的接收信号，其检测在第k个信号上空间复用的信号特征，以在第一接收模式和第二接收模式之间切换，其中k为大于等于2的整数；工作在所述第一接收模式中，从所述接收信号中直接计算每个比特为1的似然和每个比特为0的似然，作为第一比特似然对，并输出再生比特串及所述第一比特似然对；以及工作在所述第二接收模式中，如果能够直接计算每个比特为1的似然和每个比特为0的似然，则直接计算每个比特为1的似然和每个比特为0的似然，以及，如果不能直接计算每个比特为1的似然和每个比特为0的似然，则从所述比特似然信息中计算似然，作为第二似然对，对所述第二似然对执行软判决解码，并输出再生比特串；以及

似然信息计算装置，给其提供所述接收信号和所述第一比特似然对，其计算关于所述第一比特似然对的较小比特似然的物理量，并输出计算的物理量作为所述比特似然信息。

8.如权利要求7所述的接收设备，其中，如果在第k信号上空间复用的信号的调制多值数的乘积大于预定值P₁，其中P₁为2^M或更大，则所述数据再生装置在所述第二接收模式中接收信号，否则，所述数据再生装置在所述第一接收模式中接收信号。

9.如权利要求7所述的接收设备，其中，所述似然信息计算装置仅平均所述第一比特似然对中的较小比特似然，并使用发射信号的传送参数和天线之间传输路径的参数中的至少一个，将平均值转换为所述比特似然信息。

10.如权利要求9所述的接收设备，其中，所述似然信息计算装置使用星座点布局作为所述传送参数。

11.如权利要求9所述的接收设备，其中，如果以d² _k，m，min表示从第m根天线中发送的第k个信号的最小信号点之间的均方距离、以及如果在所述第一接收模式中接收K₁种信号并且在所述第二接收模式中接收(K-K₁)种信号，其中K₁大于等于1且小于K，则所述似然信息计算装置生成所述比特似然信息Q为：

$Q=q\frac{\underset{k=1}{\overset{K-K_1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{d}_{k,m,\min }^2}{\underset{k=1}{\overset{K_1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{d}_{k,m,\min }^2}$

其中，q表示所述第一比特似然对中的较小比特似然的平均值。

12.如权利要求9所述的接收设备，其中，如果以d² _k，m，min表示从第m根天线中发送的第k个信号的最小信号点之间的均方距离、以及如果在所述第一接收模式中接收K₁种信号并且在所述第二接收模式中接收(K-K₁)种信号，其中K₁大于等于1且小于K，则所述似然信息计算器生成所述比特似然信息Q为：

$Q=q\frac{1}{\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{h}_{\mathrm{nm}}\right|}^2\·\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}\frac{1}{\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{h}_{\mathrm{mn}}^2}}\·\frac{\underset{k=1}{\overset{K-K_1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{d}_{k,m,\min }^2}{\underset{k=1}{\overset{K_1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{d}_{k,m,\min }^2}$

其中，h_nm表示第n根接收天线和第m根发射天线之间的传输路径，以及q表示所述第一比特似然对中较小比特似然的平均值。

13.一种解调信号的方法，用于在具有N根天线的接收设备中，接收从具有M根天线的发射设备中发射的信号，其中N为大于等于2的整数，M为大于等于2的整数，其中，所述M根天线中的每根用于发送由最多M个空间复用信号组成的K种信号，其中K为大于等于2的整数，所述方法包括以下步骤：

提供比特似然信息及由所述N根天线接收的接收信号，检测在第k个信号上空间复用的信号特征，以在第一接收模式和第二接收模式之间切换，其中k为大于等于2的整数；工作在所述第一接收模式中，从所述接收信号中直接计算每个比特为1的似然和每个比特为0的似然，作为第一比特似然对，并输出再生比特串及所述第一比特似然对；以及工作在所述第二接收模式中，如果能够直接计算每个比特为1的似然和每个比特为0的似然，则直接计算每个比特为1的似然和每个比特为0的似然，以及，如果不能直接计算每个比特为1的似然和每个比特为0的似然，则从所述比特似然信息中计算似然，作为第二似然对，对所述第二似然对执行软判决解码，并输出再生比特串；以及

提供所述接收信号和所述第一比特似然对，计算关于所述第一比特似然对的较小比特似然的物理量，并输出计算的物理量作为所述比特似然信息。

14.如权利要求13所述的方法，其中，如果在第k信号上空间复用的信号的调制多值数的乘积大于预定值P₁，其中P₁为2^M或更大，则在所述第二接收模式中接收信号，否则，在所述第一接收模式中接收信号。

15.如权利要求要求13所述的方法，其中，仅平均所述第一比特似然对中的较小比特似然，并使用发射信号的传送参数和天线之间传输路径的参数中的至少一个，将平均值转换为所述比特似然信息。

16.如权利要求要求15所述的方法，其中，使用星座点布局作为所述传送参数。

17.如权利要求要求15所述的方法，其中，如果以d² _k，m，min表示从第m根天线中发送的第k个信号的最小信号点之间的均方距离、以及如果在所述第一接收模式中接收K₁种信号并且在所述第二接收模式中接收(K-K₁)种信号，其中K₁为1或大于1小于K，则生成所述比特似然信息Q为：

$Q=\frac{\underset{k=1}{\overset{K-K_1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{d}_{k,m,\min }^2}{\underset{k=1}{\overset{K_1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{d}_{k,m,\min }^2}$

其中，q表示所述第一比特似然对中的较小比特似然的平均值。

18.如权利要求15所述的方法，其中，如果以d² _k，m，min表示从第m根天线中发送的第k个信号的最小信号点之间的均方距离、以及如果在所述第一接收模式中接收K₁种信号并且在所述第二接收模式中接收(K-K₁)种信号，其中K₁为1或大于1小于K，则生成所述比特似然信息Q为：

$Q=q\frac{1}{\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{h}_{\mathrm{nm}}\right|}^2\·\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}\frac{1}{\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{h}_{\mathrm{mn}}^2}}\·\frac{\underset{k=1}{\overset{K-K_1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{d}_{k,m,\min }^2}{\underset{k=1}{\overset{K_1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{d}_{k,m,\min }^2}$

其中，h_nm表示第n根接收天线和第m根发射天线之间的传输路径，以及q表示所述第一比特似然对中较小比特似然的平均值。

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