JP4046694B2 - 時空間トレリスコードを使用する移動通信システムでパイロットシーケンス送受信装置及び方法 - Google Patents

Description

本発明は、移動通信システムに関し、特に、時空間トレリスコード(Space-Time Trellis Code；以下、“ＳＴＴＣ”と略称する。)を使用する移動通信システムで多重化利得(multiplex gain)及びダイバーシティ利得(diversity gain)を同時に獲得するためのデータ送受信装置及び方法に関する。

移動通信システム(Mobile Telecommunication System)が急速に発展するとともに、前記移動通信システムでサービスするデータ量も急速に増加している。最近では、高速のデータを伝送するための３世代移動通信システムが開発されている。このような３世代移動通信システムにおいて、ヨーロッパは、基地局間の非同期方式の広帯域符号分割多重接続(Wideband-Code Division Multiple Access；Ｗ−ＣＤＭＡ)方式を採択し、北アメリカは、基地局間の同期方式のＣＤＭＡ(Code Division Multiple Access；以下、“ＣＤＭＡ”と略称する。)−２０００方式を無線接続規格として採択している。一般的に、前記移動通信システムは、１つの基地局を通じて複数の端末機(Mobile Station；ＭＳ)が交信する形態で構成される。しかし、前記移動通信システムで高速データを伝送するとき、無線チャンネル上で発生するフェーディング(Fading)現象により受信信号の位相が歪曲される。前記フェーディングは、受信信号の振幅を数ｄＢから数十ｄＢまで減少させるので、このようなフェーディング現象により歪曲された受信信号の位相はデータの復調のときに補償を遂行しない場合、送信側から伝送された伝送データの情報エラーの原因になって移動通信サービスの品質を低下させるようになる。そこで、移動通信システムで高速データをサービス品質の低下を伴うことなく伝送するためにはフェーディングを克服すべきであり、このようなフェーディングを克服するためには多様なダイバーシティ(Diversity)技術が使用される。
一般的に、ＣＤＭＡ方式では、チャンネルの遅延拡散(delay spread)を利用してダイバーシティの受信を遂行するレーキ(Rake)受信器を採択している。前記レーキ受信器は、多重経路(multi-path)信号を受信するための受信ダイバーシティが適用されているが、前述した遅延拡散を利用するダイバーシティ技術を適用したレーキ受信器は、遅延拡散が設定値より小さい場合には動作しない問題点がある。また、インターリービング(Interleaving)とコーディング(Coding)を利用する時間ダイバーシティ(Time diversity)技術は、ドップラー拡散(Doppler spread)チャンネルで使用される。しかし、前記時間ダイバーシティ技術は、低速ドップラー拡散チャンネルで利用されることが難しい。

従って、室内チャンネルのように遅延拡散が小さいチャンネルと、歩行者チャンネルのようにドップラー拡散が低速であるチャンネルでは、フェーディングを克服するために空間ダイバーシティ(Space Diversity)技術が使用される。前記空間ダイバーシティ技術は、２個以上の送受信アンテナを利用する。すなわち、１個の送信アンテナを通じて伝送された信号がフェーディングによりその信号パワーが減少する場合、残りの送信アンテナを通じて伝送された信号を受信する。前記空間ダイバーシティは、受信アンテナを利用する受信アンテナダイバーシティ技術と送信アンテナを利用する送信ダイバーシティ技術とに分類することができる。しかし、前記受信アンテナダイバーシティ技術は端末機に適用されるので、端末機のサイズ及び費用側面で複数の受信アンテナを設置し難い。従って、基地局に複数の送信アンテナを設置する送信ダイバーシティ技術を使用することが勧められる。

特に、４世代(４Ｇ)移動通信システムでは、１０Ｍｂｐｓ乃至１５０Ｍｂｐｓ程度の情報送信速度を期待しており、エラー率(error rate)は、音声の場合、１０^−３のビットエラー率(Bit Error Rate；以下、“ＢＥＲ”と略称する。)、データの場合、１０^−６のＢＥＲ、映像(image)の場合、１０^−９のＢＥＲ程度を要求している。前記ＳＴＴＣは、多重アンテナとチャンネル符号化技術が結合されたもので、無線ＭＩＭＯ(Multi Input Multi Output)チャンネルでデータ率(data rate)及び信頼度(reliability)の大幅な改善を有する技術である。前記ＳＴＴＣは、送信器の送信信号の時空間次元を拡張することにより受信器の時空間ダイバーシティ利得を得、また、付加的な帯域幅(bandwidth)の必要なくコーディング利得(coding gain)を得ることができるので、チャンネル容量の向上にも役に立つ。

従って、前記送信ダイバーシティ技術を適用するにおいて、前記ＳＴＴＣを使用して、前記ＳＴＴＣを使用すると、前記複数の送信アンテナを使用するときフェーディングチャンネル(fading channel)により発生するチャンネル利得(channel gain)の低下に対応するダイバーシティ利得(diversity gain)とともに、送信電力を増幅させた効果を有するコーディング利得(coding gain)を得るようになる。前記ＳＴＴＣを使用して信号を伝送する方式は、Vahid Tarokh、N. Seshadri、及びA. Calderbankが１９９８年提案したＩＥＥＥ文書“Space Time Codes For High Data Rate Wireless Communication: Performance Criterion And Code Construction,”(IEEE Trans. on Info. Theory, pp. 744-765, Vol. 44, No. 2, March 1998)に開示されている。

図１は、一般的なＳＴＴＣを使用する送信器の構造を概略的に示す。図１を参照すると、まず、Ｐ個の情報データビット(information data bit)ｄ_１ 、ｄ_２ 、ｄ_３、…、ｄ_Ｐが前記送信器に入力されると、前記入力された情報データビットｄ_１ 、ｄ_２ 、ｄ_３、…、ｄ_Ｐは、直列／並列(Serial to Parallel;Ｓ／Ｐ)変換器１１１に入力される。ここで、前記インデックス(index)Ｐは、前記送信器で単位送信時間の間に伝送する情報データビットの数を示し、前記単位送信時間は、シンボル(symbol)単位などになることができる。前記直列／並列変換器１１１は、前記情報データビットｄ_１ 、ｄ_２ 、ｄ_３ 、…、ｄ_Pを並列に変換して第１エンコーダ(encoder)１２１−１乃至第Ｐエンコーダ１２１−Ｐのそれぞれに出力する。すなわち、前記直列／並列変換器１１１は、並列変換された情報データビットｄ_１を第１エンコーダ１２１−１に出力し、このように並列変換された情報データビットｄ_Ｐを第Ｐエンコーダ１２１−Ｐに出力する。そうすると、前記第１エンコーダ１２１−１乃至第Ｐエンコーダ１２１−Ｐのそれぞれは、前記直列／並列変換器１１１から出力された信号を入力して所定のエンコーディング方式にてエンコーディングした後に、第１変調器１３１−１乃至第Ｍ変調器１３１−Ｍに出力する。ここで、前記インデックスＭは、前記送信器に備えられている送信アンテナの個数を示し、前記エンコーディング方式はＳＴＴＣエンコーディング方式である。前記第１エンコーダ１２１−１乃至第Ｐエンコーダ１２１−Ｐの内部構造は、図２を参照して説明する。

そして、前記第１変調器１３１−１乃至第Ｍ変調器１３１−Ｍのそれぞれは、前記第１エンコーダ１２１−１乃至第Ｐエンコーダ１２１−Ｐから受信された信号を所定の変調方式にて変調する。前記第１変調器１３１−１乃至第Ｍ変調器１３１−Ｍのそれぞれは、入力される信号のみ相異であるだけその動作は類似しているので、ここで、前記第１変調器１３１−１のみを例にあげて説明する。前記第１変調器１３１−１は、前記第１エンコーダ１２１−１乃至第Ｐエンコーダ１２１−Ｐから出力された信号を入力して加算した後に前記第１変調器１３１−１が連結される送信アンテナ、すなわち、第１送信アンテナＡＮＴ＃１に適用される利得を乗じ、前記利得が乗じられた信号を所定の変調方式にて変調した後に第１多重化器(ＭＵＸ＃１)に出力する。ここで、前記変調方式には、ＢＰＳＫ(Binary Phase Shift Keying；以下、“ＢＰＳＫ”と略称する。)方式、ＱＰＳＫ(Quadrature Phase Shift Keying；以下、“ＱＰＳＫ”と略称する。)方式、ＱＡＭ(Quadrature Amplitude Modulation；以下、“ＱＡＭ”と略称する。)方式、ＰＡＭ(Pulse Amplitude Modulation；以下、“ＰＡＭ”と略称する。)方式、及びＰＳＫ(Phase Shift Keying；以下、“ＰＳＫ”と略称する。)方式などがある。図１では、エンコーダの個数がＰ個であるので２^Ｐ−ａｒｙ ＱＡＭ方式を使用すると仮定する。

前記第１変調器１３１−１乃至第Ｍ変調器１３１−Ｍは、変調された変調シンボルＳ_１乃至Ｓ_Ｍを前記第１多重化器１４１−１乃至第Ｍ多重化器１４１−Ｍのそれぞれに出力する。前記第１多重化器１４１−１は、前記第１変調器１３１−１から出力された変調シンボルＳ_１を受信し、トレーニングシーケンス生成器(training sequence generator)１５１から生成されたトレーニングシーケンスまたはパイロットシーケンスを入力して多重化した後に第１送信アンテナＡＮＴ＃１を通じて伝送する。ここで、前記トレーニングシーケンス生成器１５１は、送信器と受信器との間のチャンネル推定(channel estimation)のためのシーケンスを生成し、比較的長い長さのシーケンスと比較的短い長さのシーケンスとの２種類形態のシーケンスを発生する。前記比較的長い長さのシーケンスは、前記送信器と受信器との間の初期チャンネル推定のために伝送されるトレーニングシーケンスであり、前記比較的短い長さのシーケンスは、 通信中に前記送信器と受信器との間のチャンネル推定のために伝送されるパイロットシーケンス(pilot sequence)である。前記トレーニングシーケンス及びパイロットシーケンスが伝送される間には何の情報データも伝送されない。前記第１多重化器１４１−１と同様な方式にて、残りの多重化器、例えば、第Ｍ多重化器１４１−Ｍは前記第Ｍ変調器１３１−Ｍから出力された変調シンボルＳ_Ｍを受信し、前記トレーニングシーケンス生成器１５１が生成したトレーニングシーケンスまたはパイロットシーケンスを多重化した後に第Ｍ送信アンテナＡＮＴ＃Ｍを通じて伝送する。

図２は、図１の第１エンコーダ１２１−１乃至第Ｐエンコーダ１２１−Ｐの内部構造を示すブロック図である。説明の便宜上、前記第１エンコーダ１２１−１のみを例にあげて説明する。前記直列／並列変換器１１１から出力された情報データビットｄ_１は第１エンコーダ１２１−１に入力され、前記第１エンコーダ１２１−１は前記情報データビットｄ_１をtapped delay line（タップ付き遅延線）、すなわち、遅延器(Ｄ)２１１−１、２１１−２、…、２１１−(Ｋ−１)に出力する。ここで、前記tapped delay lineの遅延器は、前記第１エンコーダ１２１−１の拘束長Ｋより１個少ない個数で備えられる。前記遅延器２１１−１、２１１−２、…、２１１−(Ｋ−１)のそれぞれは、入力される信号を遅延して出力する。すなわち、前記遅延器２１１−１は前記情報データビットｄ_１を遅延して遅延器２１１−２に出力し、前記遅延器２１１−２は前記遅延器２１１−１の出力信号を遅延した後に出力する。また、前記遅延器２１１−１、２１１−２、…、２１１−(Ｋ−１)のそれぞれに提供される入力信号は、所定の利得が乗じられてモジュロ加算器(modulo adder)２２１−１、…、２２１−Ｍへ出力される。ここで、前記モジュロ加算器の個数は前記送信アンテナの個数と同一である。図１で送信アンテナの個数がＭであるので前記モジュロ加算器もＭ個備えられる。そして、前記遅延器２１１−１、２１１−２、…、２１１−(Ｋ−１)のそれぞれの入力信号に乗じられる利得はｇ_{ｉ、ｊ、ｔ}で表現されるが、前記ｇ_{ｉ、ｊ、ｔ}で、ｉはエンコーダインデックス、ｊはアンテナインデックス、ｔはメモリインデックスである。図１でＰ個のエンコーダが存在し、Ｍ個のアンテナが存在するので、前記エンコーダインデックスｉは１からＰまで増加し、アンテナインデックスｊは１からＭまで増加し、メモリインデックスｔは１から拘束長Ｋまで増加する。前記モジュロ加算器２２１−１、…、２２１−Ｍのそれぞれは、該当遅延器２１１−１、２１１−２、…、２１１−(Ｋ−１)の入力信号に前記利得が乗じられた信号をモジュロ加算して出力する。前記ＳＴＴＣエンコーディング方式も前記Vahid Tarokh、N. Seshadri、及びA. Calderbankが１９９８年提案したＩＥＥＥ文書“Space Time Codes For High Data Rate Wireless Communication: Performance Criterion And Code Construction,”(IEEE Trans. on Info. Theory, pp. 744-765, Vol. 44, No. 2, March 1998)に詳細に開示されている。

前述したように、送信器から伝送されたＳＴＴＣエンコーディングされた信号をデコーディングするためには、受信器は、前記複数の送信アンテナを通じて伝送された信号が前記受信器に伝達されるまで経るチャンネル特性に対する情報を有しなければならない。このように伝送された信号のチャンネル特性を判断するために、前記受信器はチャンネル推定過程を遂行する。一般的に、前記受信器がチャンネル推定を遂行できるようにするために、前記送信器は、トレーニングシーケンスまたはパイロットシーケンスを伝送する。そうすると、前記受信器が前記送信器から伝送されたトレーニングシーケンスまたはパイロットシーケンスを利用してチャンネル推定を遂行し、前記チャンネル推定結果に応じて受信される受信信号を前記送信器から伝送された送信信号にデコーディングするようになる。

このように、前記送信器は、チャンネル推定のためにトレーニングシーケンスまたはパイロットシーケンスを伝送し、前記トレーニングシーケンスまたはパイロットシーケンスを伝送する間には何の情報データも伝送されない。前記トレーニングシーケンスは、送信器と受信器との間の同期のために周期的に伝送される。一般的に、チャンネル環境が急激に変化しないときは、前記トレーニングシーケンスのみを利用してチャンネル推定することが可能である。しかし、比較的短い時間内に、例えば、１つのフレーム(frame)内でチャンネル特性が変わる程度でチャンネル変化速度が速くなると、前記送信器は、前記チャンネル推定のためにフレーム内にパイロットシーケンスを伝送する。そうすると、前記受信器は、前記パイロットシーケンスを検出して速く変化するチャンネル特性を正確に推定し、前記チャンネル推定結果に基づいて正確に受信信号をデコーディングすることができる。

図３は、図１の送信器が伝送するフレームフォーマットを概略的に示す。図３の説明において、図１の送信器に備えられた送信アンテナの個数が２である場合を仮定する。図３を参照すると、第１送信アンテナＡＮＴ＃１及び第２送信アンテナＡＮＴ＃２のそれぞれを通じて伝送されるフレームフォーマットは、トレーニングシーケンス送信区間(Training Sequence)３１１と、情報データ送信区間(Data)３１３、３１７、及び３２１と、パイロットシーケンス送信区間(Pilot)３１５、３１９、及び３３３とから構成される。前記トレーニングシーケンス送信区間３１１は、前記送信器と受信器との間の初期チャンネル推定のためのトレーニングシーケンスが伝送される時区間であり、前記情報データ送信区間３１３、３１７、及び３２１は実際情報データが伝送される時区間であり、パイロットシーケンス送信区間３１５、３１９、及び３３３は、実際情報データの送受信の中チャンネル推定のためのパイロットシーケンスが伝送される時区間である。ここで、前記トレーニングシーケンスが伝送される時区間を“Ｔ_Ｔ”と定義し、前記情報データが伝送される時区間を“Ｔ_Ｄ”と定義し、前記パイロットシーケンスが伝送される時区間を“Ｔ_Ｐ”と定義する。従って、前記送信器の第１多重化器１４１−１乃至第Ｍ多重化器１４１−Ｍは、(１) 前記Ｔ_Ｔ時区間では、所定のトレーニングシーケンスを伝送するように、すなわち、前記トレーニングシーケンス生成器１５１から出力されるトレーニングシーケンスを伝送するように制御し、(２) 前記Ｔ_Ｄ時区間では、情報データを伝送するように、すなわち、前記第１変調器１３１−１乃至第Ｍ変調器１３１−Ｍから出力される変調シンボルＳ₁乃至Ｓ_Ｍを伝送するように制御し、(３) 前記Ｔ_Ｐ時区間では、パイロットシーケンスを伝送するように、すなわち、前記トレーニングシーケンス生成器１５１から出力されるパイロットシーケンスを伝送するように制御する。

図４は、２個のエンコーダ及び３個の送信アンテナを有するＳＴＴＣ送信器の構造を概略的に示すブロック図である。図４を参照すると、まず、２個の情報データビットｄ_１、ｄ_２が前記送信器に入力されると、前記入力された情報データビットｄ_１、ｄ_２は直列／並列変換器４１１に入力される。前記直列／並列変換器４１１は、前記情報データビットｄ_１、ｄ_２を並列に変換して前記情報データビットｄ_１を第１エンコーダ４２１−１に出力し、前記情報データビットｄ_２を第２エンコーダ４２１−２に出力する。前記第１エンコーダ４２１−１の拘束長Ｋを４と仮定すると(拘束長Ｋ＝４)、前記第１エンコーダ４２１−１の内部構造は、図２で説明したように、前記拘束長Ｋ＝４より１少ない個数である３個の遅延器(１＋２Ｄ＋Ｄ^３)と３個のモジュロ加算器が備えられる。従って、前記第１エンコーダ４２１−１は、第１遅延器に入力された、すなわち、遅延されない情報データビットｄ_１と、第１遅延器で一回遅延されたビットに２を乗じたビットと、第３遅延器で三回遅延されたビットが第１送信アンテナＡＮＴ＃１の第１変調器４３１−１に連結される第１モジュロ加算器に出力される。このように前記第１エンコーダ４２１−１の３個のモジュロ演算器の出力は、それぞれ第１変調器４３１−１、第２変調器４３１−２、及び第３変調器４３１−３へ出力される。同様に、前記第２エンコーダ４２１−２は、前記直列／並列変換器４１１から出力された情報データビットｄ_２を前記第１エンコーダ４２１−１と同一の方式にてエンコーディングした後に前記第１変調器４３１−１、第２変調器４３１−２、及び第３変調器４３１−３のそれぞれに出力する。

前記第１変調器４３１−１は、前記第１エンコーダ４２１−１及び第２エンコーダ４２１−２から出力された信号を所定の変調方式にて変調して第１多重化器４４１−１に出力する。ここで、前記送信器に適用される変調方式をＱＰＳＫ方式であると仮定する。従って、前記第１エンコーダ４２１−１から出力された信号がｂ_１であり、前記第２エンコーダ４２１−２から出力された信号がｂ_２である場合、前記第１変調器４３１−１は、前記ＱＰＳＫ方式にて前記出力信号を変調して

を出力する。前記第１変調器４３１−１と同様な方式にて前記第２変調器４３１−２及び第３変調器４３１−３は、前記第１エンコーダ４２１−１及び第２エンコーダ４２１−２から出力された信号をＱＰＳＫ方式にて変調して第２多重化器４４１−２及び第３多重化器４４１−３に出力する。前記第１多重化器４４１−１乃至第３多重化器４４１−３のそれぞれは、前記第１変調器４３１−１乃至第３変調器４３１−３から出力された信号とトレーニングシーケンス生成器４５１から出力された信号を多重化して第１送信アンテナＡＮＴ＃１乃至第３送信アンテナＡＮＴ＃３に出力する。ここで、前記トレーニングシーケンスが伝送される時間Ｔ_Ｔを１０(Ｔ_Ｔ＝１０)、前記情報データが伝送される時間Ｔ_Ｄを１０(Ｔ_Ｄ＝１０)、前記パイロットシーケンスが伝送される時間Ｔ_Ｐを２(Ｔ_Ｐ＝２)であると仮定する。そうすると、前記第１多重化器４４１−１乃至第３多重化器４４１−３のそれぞれは、最初１０シンボルの間には、前記トレーニングシーケンス生成器４５１から出力されるトレーニングシーケンスを伝送し、前記最初１０シンボル以後の１０シンボルの間には前記第１変調器４３１−１乃至第３変調器４３１−３から出力される変調シンボルＳ_１乃至Ｓ_３を、すなわち、情報データ信号を伝送し、この後、２シンボルの間には、前記トレーニングシーケンス生成器４５１から出力されるパイロットシーケンスを伝送する。

図５は、図１の送信器の構造に相応する受信器の構造を概略的に示すブロック図である。図５を参照すると、まず、送信器がエア上に伝送した信号は、前記受信器の受信アンテナを通じて受信される。図５では、Ｎ個の受信アンテナが備えられていると仮定する。前記Ｎ個の受信アンテナのそれぞれは、エア上から受信される信号を処理するが、まず、第１受信アンテナＡＮＴ＃１を通じて受信された信号は、第１逆多重化器(ＤＥＭＵＸ)５１１−１に入力され、同様に、第Ｎ受信アンテナＡＮＴ＃Ｎを通じて受信された信号は、第Ｎ逆多重化器５１１−Ｎに入力される。前記第１逆多重化器５１１−１乃至第Ｎ逆多重化器５１１−Ｎは、前記第１受信アンテナＡＮＴ＃１乃至第Ｎ受信アンテナＡＮＴ＃Ｎから受信された信号を逆多重化してチャンネル推定器５１３またはメトリック計算機(Metric Calculator)５１５に出力する。ここで、前記第１逆多重化器５１１−１乃至第Ｎ逆多重化器５１１−Ｎは、入力される信号を情報データ、トレーニングシーケンス、またはパイロットシーケンスに逆多重化する。言い換えれば、前記第１逆多重化器５１１−１乃至第Ｎ逆多重化器５１１−Ｎは、図３で説明したように、 受信信号を送信器から伝送された該当送信区間に相応するように逆多重化する。すなわち、前記受信信号がトレーニングシーケンスが受信される区間に該当する場合、前記第１逆多重化器５１１−１乃至第Ｎ逆多重化器５１１−Ｎは、前記受信されるトレーニングシーケンスを前記チャンネル推定器５１３に出力する。前記受信信号が情報データが受信される区間に該当する場合、前記第１逆多重化器５１１−１乃至第Ｎ逆多重化器５１１−Ｎは、前記受信される情報データを前記メトリック計算機５１５に出力する。前記受信信号がパイロットシーケンスが受信される区間に該当する場合、前記第１逆多重化器５１１−１乃至第Ｎ逆多重化器５１１−Ｎは、前記受信されるパイロットシーケンスを前記チャンネル推定器５１３へ出力する。

前記チャンネル推定器５１３は、前記第１逆多重化器５１１−１乃至第Ｎ逆多重化器５１１−Ｎのそれぞれから出力された信号をトレーニングシーケンス生成器５１４から出力された信号を利用してチャンネル推定した後に、そのチャンネル推定結果をハイポセシス５１７に出力する。ここで、前記トレーニングシーケンス生成器５１４は、送信器で発生したトレーニングシーケンスまたはパイロットシーケンス、すなわち、図１で説明したように、トレーニングシーケンス生成器１５１で生成したトレーニングシーケンスまたはパイロットシーケンスと同一のトレーニングシーケンスまたはパイロットシーケンスを生成する。従って、前記チャンネル推定器５１３が前記トレーニングシーケンス受信区間で受信された前記第１逆多重化器５１１−１乃至第Ｎ逆多重化器５１１−Ｎの出力信号と前記トレーニングシーケンス生成器５１４から出力された信号とを比較して初期チャンネル推定を遂行するようになる。ここで、前記トレーニングシーケンスを利用して初期チャンネル推定を遂行する方式は、A.F.Naguib、V. Tarokh、N. Seshadri及びA.Calderbankが１９９８年提案したＩＥＥＥ文書“A Space Time Coding Modem For High Data Rate Wireless Communications”(IEEE Journal on selected areas in communications, pp. 1459-1478, Vol, No. 8. Oct. 1998)。に開示されている。

一方、可能シーケンス生成器(Possible Sequences Generator)５１９は、前記送信器で情報データビットに対して同時にエンコーディングされる可能性があるすべての種類のシーケンスを生成し、前記生成されたシーケンスを第１エンコーダ５２１−１乃至第Ｐエンコーダ５２１−Ｐに出力する。前記可能シーケンス生成器５１９は、前記送信器で情報データを伝送する単位がＰ個の情報ビットであるので、Ｐ個のビットで構成された可能シーケンス

を生成する。このように生成された可能シーケンスのＰ個のビットのそれぞれは、前記第１エンコーダ５２１−１乃至第Ｐエンコーダ５２１−Ｐに入力され、前記第１エンコーダ５２１−１乃至第Ｐエンコーダ５２１−Ｐは、入力されるビットのそれぞれを図２で説明したようなＳＴＴＣエンコーディング方式にてエンコーディングした後に第１変調器５３１−１乃至第Ｍ変調器５３１−Ｍに出力する。前記第１変調器５３１−１乃至第Ｍ変調器５３１−Ｍのそれぞれは、前記第１エンコーダ５２１−１乃至第Ｐエンコーダ５２１−Ｐから出力されるエンコーディングされたビットを所定の変調方式にて変調して前記ハイポセシス５１７に出力する。ここで、前記第１変調器５３１−１乃至第Ｍ変調器５３１−Ｍで適用する変調方式は、前述したＭ変調器５３１−Ｍに出力する。前記第１変調器５３１−１乃至第Ｍ変調器５３１−Ｍのそれぞれは、前記第１エンコーダ５２１−１乃至第Ｐエンコーダ５２１−Ｐから出力するエンコーディングされたビットを所定の変調方式にて変調して前記ハイポセシス５１７に出力する。ここで、前記第１変調器５３１−１乃至第Ｍ変調器５３１−Ｍで適用する変調方式は、前述したＢＰＳＫ方式、ＱＰＳＫ方式、ＱＡＭ方式、ＰＡＭ方式、ＰＳＫ方式などのような変調方式のうちいずれか１つの方式にて設定される。図１の第１変調器１４１−１乃至第Ｍ変調器１４１−Ｍで適用した変調方式が２^Ｐ−ａｒｙ ＱＡＭ方式であるので、前記第１変調器５３１−１乃至第Ｍ変調器５３１−Ｍも前記２^Ｐ−ａｒｙ ＱＡＭ変調方式にて入力される信号を変調する。

前記ハイポセシス５１７は、前記第１変調器５３１−１乃至第Ｍ変調器５３１−Ｍのそれぞれから出力された変調シンボル

と、前記チャンネル推定器５１３から出力されたチャンネル推定値とを受信し、前記第１変調器５３１−１乃至第Ｍ変調器５３１−Ｍのそれぞれから出力された信号でなされたシーケンスが前記チャンネル推定結果に該当するチャンネルを通過したときの仮想チャンネル出力を生成して前記メトリック計算機５１５に出力する。前記メトリック計算機５１５は、前記ハイポセシス５１７から出力された仮想チャンネル出力と前記第１逆多重化器５１１−１乃至第Ｎ逆多重化器５１１−Ｎから出力された信号を受信し、前記仮想チャンネル出力と前記第１逆多重化器５１１−１乃至第Ｎ逆多重化器５１１−Ｎから出力された信号との間の距離を計算する。ここで、前記メトリック計算機５１５は、前記距離を計算するときユークリッド距離(Euclidean distance)を使用する。

このように、前記メトリック計算機５１５は、前記送信器が伝送することができるすべての可能なシーケンスに対してユークリッド距離を計算した後に最小距離選択器(minimum distance selector)５２３に出力する。前記最小距離選択器５２３は、前記メトリック計算機５１５から出力されるユークリッド距離のうち最小距離を有するユークリッド距離を選択し、前記選択されたユークリッド距離に該当する情報ビットを前記送信器が伝送した情報ビットとして決定して並列／直列変換器(Parallel to Serial Converter；Ｐ／Ｓ)５２５に出力する。前記最小距離選択器５２３が最小距離を有するユークリッド距離に該当する情報ビットを決定するとき使用するアルゴリズムには複数のアルゴリズムが存在することができるが、ここで、ビタビアルゴリズムを使用すると仮定する。また、前記ビタビアルゴリズムを使用して最小距離を有する情報ビットを抽出する過程は、前記Vahid Tarokh、N. Seshadri、及びA. Calderbankが１９９８年提案したＩＥＥＥ文書“Space Time Codes For High Data Rate Wireless Communication: Performance Criterion And Code Construction,”(IEEE Trans. on Info. Theory, pp. 744-765, Vol. 44, No. 2, March 1998)に詳細に説明されているので、その詳細な説明を省略する。

ここで、前記最小距離選択器５２３は、前記可能シーケンス生成器５１９が生成したすべてのシーケンスに対して最小距離を有するユークリッド距離に該当する情報ビットを決定するので、結果的に、Ｐ個の情報ビット、すなわち、

を出力する。そうすると、前記並列／直列変換器５２５は、前記最小距離選択器５２３から出力されたＰ個の情報ビットを直列変換して受信情報データシーケンス

を出力する。

図１乃至図５で説明したように、ＳＴＴＣを使用する送信器は、初期チャンネル推定と通信の中のチャンネル推定のためにトレーニングシーケンス及びパイロットシーケンスを伝送するが、前記トレーニングシーケンス及びパイロットシーケンスを伝送する間には、前記送信器のすべての送信アンテナを通じて前記トレーニングシーケンス及びパイロットシーケンスの以外の何の情報データも伝送しない。このようにトレーニングシーケンス及びパイロットシーケンスを伝送する間何の情報データも伝送されないから送信器のデータ伝送率(data rate)は低下される。例えば、前記送信器が２個の送信アンテナを備える場合、前記トレーニングシーケンス及びパイロットシーケンスを伝送する区間では、前記２個の送信アンテナのすべてを通じてトレーニングシーケンス及びパイロットシーケンスが伝送される。従って、前記トレーニングシーケンス及びパイロットシーケンスを伝送する区間では、情報データを伝送することは不可能である。このように情報データを伝送することが不可能であるので、前記送信器のデータ伝送率が低下され、１個のフレームの間すべてＬ個のパイロットシーケンス送信区間及び情報データ送信区間が存在すると、全体のオーバーヘッド(overhead)は、(ＬＴ_Ｐ＋Ｔ_Ｔ)／(ＬＴ_Ｐ＋ＬＴ_Ｄ＋Ｔ_Ｔ)になる。例えば、前記情報データを伝送する区間Ｔ_Ｄが前記パイロットシーケンスを伝送する区間Ｔ_Ｐの長さより３倍長いと仮定する場合、前記Ｌが比較的大きい値で設定されると、前記送信器のオーバーヘッドは全体のオーバーヘッドの２５％である。すなわち、送信器のデータ伝送率の低下は、結果的にシステム性能の低下をもたらす問題点がある。

以上の背景に鑑みて、本発明の目的は、ＳＴＴＣを使用する移動通信システムでパイロットシーケンスを送受信する装置及び方法を提供することにある。
本発明の他の目的は、ＳＴＴＣを使用する移動通信システムでデータ伝送率を最大にするパイロットシーケンス送受信装置及び方法を提供することにある。

このような目的を達成するために、本発明によれば、Ｍ個の送信アンテナを有し、Ｐ個の情報ビット列のそれぞれを受信し、前記受信されたＰ個の情報ビット列を時空間トレリスコードでエンコーディングするＰ個のエンコーダと、前記Ｐ個のエンコーダのそれぞれから出力される情報ビット列を所定の変調方式にて変調して変調シンボル列を出力するＭ個の変調器とを有する移動通信システムでチャンネル推定のためのシーケンスを伝送するための装置において、前記チャンネル推定のためのシーケンスを生成するシーケンス生成器と、 前記Ｍ個の変調器から出力される変調シンボル列のそれぞれに対して所定の位置での少なくとも１つの変調シンボルをパンクチュアリングするＭ個のパンクチュアと、前記Ｍ個の送信アンテナにそれぞれ連結され、前記Ｍ個のパンクチュアのそれぞれから出力される信号と前記パンクチュアリングされた変調シンボルに挿入された前記シーケンスとを多重化するＭ個の多重化器と、を備えることを特徴とする。

また、本発明によれば、送信器がＭ個の送信アンテナのそれぞれを通じて伝送される変調シンボル列をＮ個の受信アンテナを通じて受信する移動通信システムでチャンネル推定のためのシーケンスを受信する装置において、前記Ｎ個の受信アンテナにそれぞれ連結され、前記Ｎ個の受信アンテナから出力される受信シンボル列のそれぞれに対して少なくとも１つの所定の位置での受信シンボルを前記チャンネル推定のためのシーケンスとして出力するＮ個の逆多重化器と、前記Ｎ個の逆多重化器から出力されるチャンネル推定のためのシーケンスを利用してチャンネル推定を遂行するチャンネル推定器と、を備えることを特徴とする。

さらに、本発明によれば、Ｍ個の送信アンテナを有し、Ｐ個の情報ビット列のそれぞれを受信し、前記受信されたＰ個の情報ビット列を時空間トレリスコードでエンコーディングするＰ個のエンコーダと、前記Ｐ個のエンコーダのそれぞれから出力される情報ビット列を所定の変調方式にて変調して変調シンボル列を出力するＭ個の変調器を有する移動通信システムでチャンネル推定のためのシーケンスを伝送するための方法において、前記チャンネル推定のためのシーケンスを生成するステップと、前記Ｍ個の変調器から出力される変調シンボル列のそれぞれに対して所定の位置での少なくとも１つの変調シンボルを前記シーケンスと置き換えて前記Ｍ個の送信アンテナを通じて伝送するステップと、を備えることを特徴とする。

さらに、本発明によれば、送信器がＭ個の送信アンテナのそれぞれを通じて伝送される変調シンボル列をＮ個の受信アンテナを通じて受信する移動通信システムでチャンネル推定のためのシーケンスを受信する方法において、前記Ｎ個の受信アンテナから出力される受信シンボル列のそれぞれに対して少なくとも１つの所定の位置での受信シンボルを前記チャンネル推定のためのシーケンスとして出力するステップと、前記チャンネル推定のためのシーケンスを利用してチャンネル推定を遂行するステップと、を備えることを特徴とする。

本発明は、ＳＴＴＣを使用する移動通信システムで送信アンテナ別に伝送される情報データシンボルを周期的にパンクチュアリングして前記パンクチュアリングされたデータシンボルの送信区間の間パイロットシーケンスを伝送し、これにより、パイロットシーケンスの送信によるデータ損失を防止する。従って、前記ＳＴＴＣを使用する移動通信システムでパイロットシーケンスを伝送する間にも情報データを伝送し、これにより、データ伝送率が向上し、結果的に、システム性能が向上する。

以下、本発明の好適な一実施形態について添付図を参照しつつ詳細に説明する。下記説明において、本発明の要旨のみを明瞭にするために公知の機能又は構成に対する詳細な説明は省略する。
図６は、本発明の一実施例による時空間トレリスコード(Space Time Trellis Code；以下、“ＳＴＴＣ”と略称する。)を使用する送信器の構造を概略的に示すブロック図である。図６を参照すると、まず、Ｐ個の情報データビットｄ_１ 、ｄ_２ 、ｄ_３、…、ｄ_Ｐが前記送信器に入力されると、前記入力された情報データビットｄ_１ 、ｄ_２ 、ｄ_３、…、ｄ_Ｐは、直列／並列変換器６１１に入力される。ここで、前記インデックスＰは、前記送信器が単位送信時間の間に伝送する情報データビットの数を示し、前記単位送信時間は、シンボル単位などになることができる。前記直列／並列変換器６１１は、前記情報データビットｄ_１、ｄ_２ 、ｄ_３、…、ｄ_Ｐを並列に変換して第１エンコーダ６２１−１乃至第Ｐエンコーダ６２１−Ｐのそれぞれに出力する。すなわち、前記直列／並列変換器６１１は、並列変換された情報データビットｄ_１を第１エンコーダ６２１−１に出力し、このように並列変換された情報データビットｄ_Ｐを第Ｐエンコーダ６２１−Ｐに出力する。そうすると、前記第１エンコーダ６２１−１は、前記情報データビットｄ_１を所定のエンコーディング方式にてエンコーディングした後に第１変調器６３１−１乃至第Ｍ変調器６３１−Ｍに出力する。ここで、前記インデックスＭは、前記送信器に備えられている送信アンテナの個数を示し、前記エンコーディング方式はＳＴＴＣエンコーディング方式である。このように前記第Ｐエンコーダ６２１−Ｐは、前記情報データビットｄ_Ｐを前記ＳＴＴＣエンコーディング方式にてエンコーディングした後に前記第１変調器６３１−１乃至第Ｍ変調器６３１−Ｍに出力する。前記第１エンコーダ６２１−１乃至第Ｐエンコーダ６２１−Ｐの内部構造は、図２に示した構造と同一であるので、その詳細な説明を省略する。

そして、前記第１変調器６３１−１乃至第Ｍ変調器６３１−Ｍのそれぞれは、前記第１エンコーダ６２１−１乃至第Ｐエンコーダ６２１−Ｐから出力された信号を所定の変調方式にて変調する。前記第１変調器６３１−１乃至第Ｍ変調器６３１−Ｍのそれぞれは、入力される信号のみ相異するだけでその動作は類似しているので、ここでは、前記第１変調器６３１−１のみを例にあげて説明する。前記第１変調器６３１−１は、前記第１エンコーダ６２１−１乃至第Ｐエンコーダ６２１−Ｐから出力された信号を加算し、前記加算結果と前記第１変調器６３１−１が連結される送信アンテナに適用される利得を乗じた後に、前記乗算結果を所定の変調方式にて変調して第１パンクチュア(Puncture)６４１−１に出力する。ここで、前記変調方式には、ＢＰＳＫ(Binary Phase Shift Keying；以下、“ＢＰＳＫ”と略称する。)方式、ＱＰＳＫ(Quadrature Phase Shift Keying；以下、“ＱＰＳＫ”と略称する。)方式、ＱＡＭ(Quadrature Amplitude Modulation；以下、“ＱＡＭ”と略称する。)方式、ＰＡＭ(Pulse Amplitude Modulation；以下、“ＰＡＭ”と略称する。)方式、及びＰＳＫ(Phase Shift Keying；以下、“ＰＳＫ”と略称する。)方式のような変調方式などがあり、図６では、エンコーダの個数がＰ個であるので２^Ｐ−ａｒｙ ＱＡＭの変調方式を使用すると仮定する。

前記第１変調器６３１−１乃至第Ｍ変調器６３１−Ｍは、それぞれ変調された変調シンボルＳ_１乃至Ｓ_Ｍを第１パンクチュア６４１−１乃至第Ｍパンクチュア６４１−Ｍに出力する。ここで、前記第１パンクチュア６４１−１乃至第Ｍパンクチュア６４１−Ｍは、前記第１変調器６３１−１乃至第Ｍ変調器６３１−Ｍから受信された変調シンボルＳ_１乃至Ｓ_Ｍを所定のパンクチュアリングマトリックス(puncturing matrix)に相応するようにパンクチュアリングした後に第１多重化器６５１−１乃至第Ｍ多重化器６５１−Ｍに出力する。本発明において、前記第１パンクチュア６４１−１乃至第Ｍパンクチュア６４１−Ｍのそれぞれは、前記第１変調器６３１−１乃至第Ｍ変調器６３１−Ｍのそれぞれから出力された変調シンボルＳ_１乃至Ｓ_Ｍを送信アンテナに従って周期的にパンクチュアリングする。

それでは、前記第１パンクチュア６４１−１乃至第Ｍパンクチュア６４１−Ｍが前記パンクチュアリングマトリックスに従って、前記第１変調器６３１−１乃至第Ｍ変調器６３１−Ｍのそれぞれから出力された変調シンボルＳ_１乃至Ｓ_Ｍをパンクチュアリングする過程を具体的に説明する。
例えば、前記送信器に備えられている送信アンテナの個数が２個であると仮定する場合、前記２個の送信アンテナを通じて単位送信区間の間４個のシンボルを伝送するとき下記式１のようなパンクチュアリングマトリックスを適用する。

前記式１において、Ｐ_１はパンクチュアリングマトリックスを示し、前記パンクチュアリングマトリックスＰ_１で列(column)は送信区間、すなわち、シンボル区間を示し、行(row)は送信アンテナを示す。前記パンクチュアリングマトリックスＰ_１で、エレメント(element)“１”は入力されるシンボルをパンクチュアリングせずにそのまま通過させることを意味し、エレメント“０”は、入力されるシンボルをパンクチュアリングして該当する区間の間はシンボルを伝送しないことを意味する。すなわち、前記パンクチュアリングマトリックスＰ_１で、一番目列では、すなわち、第１シンボル区間では、第１送信アンテナに連結された第１変調器から出力される信号と第２送信アンテナに連結された第２変調器から出力される信号とをパンクチュアリングせずそのままに通過させる。しかし、前記パンクチュアリングマトリックスＰ_１で、二番目列では、すなわち、第２シンボル区間では、第１送信アンテナに連結された第１変調器から出力される信号はパンクチュアリングせずそのままに通過させる一方、第２送信アンテナに連結された第２変調器から出力される信号はパンクチュアリングする。従って、前記パンクチュアリングマトリックスＰ_１を適用しない場合に比べて前記パンクチュアリングマトリックスＰ_１を適用する場合、コードレート(code rate)が４／３倍に増加する。
他の例として、前記送信器に備えられている送信アンテナの個数が２個であると仮定する場合、前記２個の送信アンテナを通じて単位送信区間の間６個のシンボルを伝送するとき、下記式２のようなパンクチュアリングマトリックスを適用することができる。

前記式２において、Ｐ_２はパンクチュアリングマトリックスを示し、前記パンクチュアリングマトリックスＰ_２で列は送信区間、すなわち、シンボル区間を示し、行は送信アンテナを示す。前記パンクチュアリングマトリックスＰ_２でエレメント“１”は入力されるシンボルをパンクチュアリングせずそのままに通過させることを意味し、エレメント“０”は入力されるシンボルをパンクチュアリングして該当する区間の間、シンボルを伝送しないことを意味する。

このように、前記第１パンクチュア６４１−１乃至第Ｍパンクチュア６４１−Ｍは、パンクチュアリングマトリックスに相応するように入力されるシンボルをそのままに通過させるかまたはパンクチュアリングして第１多重化器６５１−１乃至第Ｍ多重化器６５１−Ｍに出力する。前記第１多重化器６５１−１乃至第Ｍ多重化器６５１−Ｍは、前記第１パンクチュア６４１−１乃至第Ｍパンクチュア６４１−Ｍから出力される信号を多重化した後に第１送信アンテナＡＮＴ＃１乃至第Ｍ送信アンテナＡＮＴ＃Ｍに出力する。ここで、前記第１多重化器６５１−１乃至第Ｍ多重化器６５１−Ｍの動作に対して説明すると次のようである。

前記第１多重化器６５１−１乃至第Ｍ多重化器６５１−Ｍのそれぞれは、その動作過程が類似しているので、便宜上前記第１多重化器６５１−１のみを例に挙げて説明する。前記第１多重化器６５１−１は、前記パンクチュアリングマトリックスに相応するように前記第１パンクチュア６４１−１から出力された信号を多重化する。すなわち、前記パンクチュアリングマトリックスの該当エレメントが“１”である場合、前記第１多重化器６５１−１は、前記第１パンクチュア６４１−１から出力される信号をそのままに前記第１送信アンテナＡＮＴ＃１を通じて伝送する。その一方、前記パンクチュアリングマトリックスの該当エレメントが“０”である場合、前記第１パンクチュア６４１−１から出力される信号がないので、 前記第１多重化器６５１−１は、トレーニングシーケンス生成器６６１から出力される信号、すなわち、トレーニングシーケンスまたはパイロットシーケンスを多重化した後に前記第１送信アンテナＡＮＴ＃１を通じて伝送する。このように、第Ｍ多重化器６５１−Ｍは、前記第Ｍパンクチュア６４１−Ｍから出力された信号を前記パンクチュアリングマトリックスに相応するようにトレーニングシーケンス生成器６６１から出力される信号を多重化した後に第Ｍ送信アンテナＡＮＴ＃Ｍを通じて伝送する。ここで、前記パンクチュアリングマトリックスが適用される送信区間は前記パイロットシーケンスが伝送される区間であり、前記トレーニングシーケンスは既存の方式と同様に伝送される。

結果的に、前記第１送信アンテナＡＮＴ＃１乃至第Ｍ送信アンテナＡＮＴ＃Ｍを通じて伝送されるシンボルは周期的にパイロットシーケンスを含み、パイロットシーケンスを伝送するために、前記第１送信アンテナＡＮＴ＃１乃至第Ｍ送信アンテナＡＮＴ＃Ｍのすべてが情報データを伝送する代わりに、前記パイロットシーケンスを伝送する送信アンテナのみが情報データを伝送しないのでデータ伝送率(data rate)が増加するようになる。図６において、前記パンクチュアリングマトリックスに相応するように第１パンクチュア６４１−１乃至第Ｍパンクチュア６４１−Ｍが該当するシンボルをパンクチュアリングする。その代わりに、前記第１パンクチュア６４１−１乃至第Ｍパンクチュア６４１−Ｍで該当シンボルをパンクチュアリングせず前記第１多重化器６５１−１乃至第Ｍ多重化器６５１−Ｍが直接前記パンクチュアリングマトリックスに従って該当信号を多重化して伝送することもできる。この場合、前記第１パンクチュア６４１−１乃至第Ｍパンクチュア６４１−Ｍは除去されることができる。
図６を参照して説明したように、本発明は、送信器の送信アンテナのすべてを通じてパイロットシーケンスを伝送することではなく、周期的に１個の送信アンテナを通じてパイロットシーケンスを伝送するので、データ伝送率が増加するようになる。

図７は、図６に示した送信器が伝送するフレームフォーマットを概略的に示す。図７は、図６に示した送信器に備えられた送信アンテナの個数が２個である場合を仮定する。図７を参照すると、第１送信アンテナＡＮＴ＃１及び第２送信アンテナＡＮＴ＃２を通じて伝送されるフレームフォーマットのそれぞれは、トレーニングシーケンス送信区間(Ｔｒａｉｎｉｎｇ＿Ｓｅｑｕｅｎｃｅ)８１１、情報データ送信区間(Ｄ)８１３、及びパイロットシーケンス送信区間(Ｐ)８１５で構成される。前記トレーニングシーケンス送信区間８１１は、前記送信器と受信器との間の初期チャンネル推定のためのトレーニングシーケンスが伝送される時区間であり、前記情報データ送信区間８１３は実際情報データが伝送される時区間であり、パイロットシーケンス送信区間８１５は、実際情報データの送受信のうちチャンネル推定のためのパイロットシーケンスが伝送される時区間である。また、前記トレーニングシーケンスが伝送される時間を“Ｔ_Ｔ”と定義し、前記情報データが伝送される時間を“Ｔ_Ｄ”と定義し、前記パイロットシーケンスが伝送される時間を“Ｔ_Ｐ”と定義する。従来技術で、図３で説明したように、送信器は、(１) 前記Ｔ_Ｔ時区間ではトレーニングシーケンスのみを伝送するように制御し、(２) 前記Ｔ_Ｄ時区間では情報データを伝送するように制御し、(３) 前記Ｔ_Ｐ時区間ではパイロットシーケンスのみを伝送するように制御する。従来技術のような方式にてパイロットシーケンスを伝送する場合、前記パイロットシーケンスを伝送する区間では、何の情報データも伝送することができないので、データ伝送率が低下する問題点がある。しかし、本発明は、図７に示すように、フレームフォーマットに従って情報データを伝送しつつパンクチュアリングマトリックスに相応するように周期的に情報データをパンクチュアリングし、前記情報データがパンクチュアリングされた部分にパイロットシーケンスを挿入して伝送する。従って、パイロットシーケンスを伝送しつつも情報データを伝送することができるのでデータ伝送率が増加される。

図８は、図６に示した送信器の構造に該当する受信器の構造を概略的に示す。図８を参照すると、まず、送信器がエア(air)上に伝送した信号は、前記受信器の受信アンテナを通じて受信される。図８では、受信アンテナがＮ個備えられていると仮定する。前記Ｎ個の受信アンテナのそれぞれは、エア上から受信される信号を処理する。特に、第１受信アンテナＡＮＴ＃１を通じて受信された信号は、第１逆多重化器(ＤＥＭＵＸ)９１１−１に入力され、このように第Ｎ受信アンテナＡＮＴ＃Ｎを通じて受信された信号は、第Ｎ逆多重化器９１１−Ｎに入力される。前記第１逆多重化器９１１−１乃至第Ｎ逆多重化器９１１−Ｎは、前記第１受信アンテナＡＮＴ＃１乃至第Ｎ受信アンテナＡＮＴ＃Ｎから受信された信号を逆多重化してチャンネル推定器９１３またはメトリック計算機９１５に出力する。ここで、前記第１逆多重化器９１１−１乃至第Ｎ逆多重化器９１１−Ｎは、入力される信号を情報データ、トレーニングシーケンス、またはパイロットシーケンスに逆多重化する。言い換えれば、図７で説明したように、前記第１逆多重化器９１１−１乃至第Ｎ逆多重化器９１１−Ｎは、受信信号を送信器が伝送した送信区間に相応するように逆多重化する。

すなわち、前記受信信号がトレーニングシーケンスが受信される区間に該当する場合、前記第１逆多重化器９１１−１乃至第Ｎ逆多重化器９１１−Ｎは、前記受信されるトレーニングシーケンスを前記チャンネル推定器９１３に出力する。前記受信信号が情報データが受信される区間に該当する場合、前記第１逆多重化器９１１−１乃至第Ｎ逆多重化器９１１−Ｎは、前記受信される情報データを前記メトリック計算機９１５に出力し、前記受信信号がパイロットシーケンスが受信される区間に該当する場合、前記第１逆多重化器９１１−１乃至第Ｎ逆多重化器９１１−Ｎは、前記受信されるパイロットシーケンスを前記チャンネル推定器９１３へ出力する。本発明では、パンクチュアリングマトリックスを適用して情報データ、トレーニングシーケンス、またはパイロットシーケンスを伝送するので、前記第１逆多重化器９１１−１乃至第Ｎ逆多重化器９１１−Ｎは、前記パンクチュアリングマトリックスに相応するように前記受信信号を情報データ、トレーニングシーケンス、またはパイロットシーケンスに逆多重化する。すなわち、前記パンクチュアリングマトリックスのエレメントが“１”である場合、前記第１逆多重化器９１１−１乃至第Ｎ逆多重化器９１１−Ｎは受信信号を前記メトリック計算機９１５に出力し、前記パンクチュアリングマトリックスのエレメントが“０”である場合、前記第１逆多重化器９１１−１乃至第Ｎ逆多重化器９１１−Ｎは受信信号を前記チャンネル推定器９１３に出力する。

前記チャンネル推定器９１３は、トレーニングシーケンス生成器９１４から出力された信号を利用して前記第１逆多重化器９１１−１乃至第Ｎ逆多重化器９１１−Ｎのそれぞれから出力された信号をチャンネル推定した後に、そのチャンネル推定結果をハイポセシス９１７に出力する。ここで、前記トレーニングシーケンス生成器９１４は、送信器が生成したトレーニングシーケンスまたはパイロットシーケンス、すなわち、図６で説明したトレーニングシーケンス生成器６６１が生成したトレーニングシーケンスまたはパイロットシーケンスと同一のトレーニングシーケンスまたはパイロットシーケンスを生成する。従って、前記チャンネル推定器９１３は、前記パンクチュアリングマトリックスのエレメントが“１”である区間で受信された前記第１逆多重化器９１１−１乃至第Ｎ逆多重化器９１１−Ｎの出力信号と前記トレーニングシーケンス生成器９１４から出力された信号とを比較して初期チャンネル推定を遂行する。ここで、前記トレーニングシーケンスまたはパイロットシーケンスを利用してチャンネル推定を遂行する過程は、Vahid Tarokh、N. Seshadri、及びA. Calderbankが１９９８年提案したＩＥＥＥ文書“Space Time Codes For High Data Rate Wireless Communication: Performance Criterion And Code Construction,”(IEEE Trans. on Info. Theory, pp. 744-765, Vol. 44, No. 2, March 1998)に開示されているので、その詳細な説明は省略する。

一方、可能シーケンス生成器(Possible Sequences Generator)９１９は、前記送信器が伝送した情報データビットに対して同時にエンコーディングされる可能性があるすべての種類のシーケンスを生成し、前記生成されたシーケンスを第１エンコーダ９２１−１乃至第Ｐエンコーダ９２１−Ｐに出力する。前記送信器が情報データを伝送する単位がＰ個の情報ビットであるので、前記可能シーケンス生成器９１９は、Ｐ個のビットで構成された可能シーケンス

を生成する。このように生成された可能シーケンスのＰ個のビットは、前記第１エンコーダ９２１−１乃至第Ｐエンコーダ９２１−Ｐに入力され、前記第１エンコーダ９２１−１乃至第Ｐエンコーダ９２１−Ｐは、図２で説明したように、入力されるビットをＳＴＴＣエンコーディング方式にてエンコーディングした後に第１変調器９３１−１乃至第Ｍ変調器９３１−Ｍに出力する。前記第１変調器９３１−１乃至第Ｍ変調器９３１−Ｍのそれぞれは、前記第１エンコーダ９２１−１乃至第Ｐエンコーダ９２１−Ｐから出力されるエンコーディングされたビットを所定の変調方式にて変調して第１パンクチュア９４１−１乃至第Ｍパンクチュア９４１−Ｍへ出力する。ここで、前記第１変調器９３１−１乃至第Ｍ変調器９３１−Ｍで適用する変調方式は、前述したＢＰＳＫ方式、ＱＰＳＫ方式、ＱＡＭ方式、ＰＡＭ方式、及びＰＳＫ方式などのような変調方式のうちいずれか１つの方式にて設定される。図６に示した第１変調器６３１−１乃至第Ｍ変調器６３１−Ｍで適用した変調方式が２^Ｐ−ａｒｙ ＱＡＭ方式であるので、前記第１変調器９３１−１乃至第Ｍ変調器９３１−Ｍも前記２^Ｐ−ａｒｙ ＱＡＭの変調方式にて入力される信号を変調する。

前記第１変調器９３１−１乃至第Ｍ変調器９３１−Ｍは、前記第１エンコーダ９２１−１乃至第Ｐエンコーダ９２１−Ｐから出力された信号を前記２^Ｐ−ａｒｙ ＱＡＭの変調方式にて変調した後に、前記第１パンクチュア９４１−１乃至第Ｍパンクチュア９４１−Ｍに出力する。前記第１パンクチュア９４１−１乃至第Ｍパンクチュア９４１−Ｍは、前記第１変調器９３１−１乃至第Ｍ変調器９３１−Ｍから出力された変調シンボルを図６に示した第１パンクチュア６４１−１乃至第Ｍパンクチュア６４１−Ｍで適用したパンクチュアリングマトリックスと同一のパンクチュアリングマトリックスに相応するようにパンクチュアリングした後に前記ハイポセシス９１７に出力する。前記ハイポセシス９１７は、前記第１パンクチュア９４１−１乃至第Ｍパンクチュア９４１−Ｍのそれぞれから出力された信号と前記チャンネル推定器９１３から出力されたチャンネル推定結果とを受信し、前記第１パンクチュア９４１−１乃至第Ｍパンクチュア９４１−Ｍのそれぞれから出力された信号で構成されたシーケンスが前記チャンネル推定結果に該当するチャンネルを通過したときの仮想チャンネル出力を生成して前記メトリック計算機９１５に出力する。ここで、前記パンクチュアリングマトリックスに相応するように第１パンクチュア９４１−１乃至第Ｍパンクチュア９４１−Ｍがパンクチュアリング動作を遂行する場合、任意の１つのパンクチュアから出力される信号は存在しない。しかし、本発明では、前記第１パンクチュア９４１−１乃至第Ｍパンクチュア９４１−Ｍが前記パンクチュアリングマトリックスに相応するようにパンクチュアリング動作を遂行し、そのパンクチュアリングされた区間にパイロットシーケンスを挿入するので、前記パイロットシーケンスを挿入する効果を考慮すべきである。

従って、前記メトリック計算機９１５は、受信信号、すなわち、前記第１逆多重化器９１１−１乃至第Ｎ逆多重化器９１１−Ｎから出力された信号から前記パイロットシーケンスを前記パイロットシーケンスが伝送されたチャンネル特性に乗じた値を減算した後にメトリックを計算しなければならない。そして、前記パイロットシーケンスは、送信側及び受信側のすべてですでに認知しているシーケンスであるので、デコーディングするとき前記パイロットシーケンスによるデコーディング利得の減少はまったくない。前記メトリック計算機９１５は、前記ハイポセシス９１７から出力された仮想チャンネル出力と前記第１逆多重化器９１１−１乃至第Ｎ逆多重化器９１１−Ｎから出力された信号とを受信し、前記仮想チャンネル出力と前記第１逆多重化器９１１−１乃至第Ｎ逆多重化器９１１−Ｎから出力された信号との間の距離を計算する。前記メトリック計算機９１５は、前記距離を計算するときユークリッド距離を使用する。

このように、前記メトリック計算機９１５は、前記送信器が伝送することができるすべての可能なシーケンスに対してユークリッド距離を計算した後に最小距離選択器(minimum distance selector)９２３に出力する。前記最小距離選択器９２３は、前記メトリック計算機９１５から出力されるユークリッド距離のうち最小距離を有するユークリッド距離を選択し、前記選択されたユークリッド距離に該当する情報ビットを前記送信器が伝送した情報ビットとして決定して並列／直列変換器９２５に出力する。前記最小距離選択器９２３が最小距離を有するユークリッド距離に該当する情報ビットを決定するとき使用するアルゴリズムには複数のアルゴリズムが存在することができるが、ここで、ビタビアルゴリズムを使用すると仮定する。また、前記ビタビアルゴリズムを使用して最小距離を有する情報ビットを抽出する過程は、Vahid Tarokh、N. Seshadri、及びA. Calderbankが１９９８年提案したＩＥＥＥ文書“Space Time Codes For High Data Rate Wireless Communication: Performance Criterion And Code Construction,”(IEEE Trans. on Info. Theory, pp. 744-765, Vol. 44, No. 2, March 1998)に開示されているので、その詳細な説明は省略する。

ここで、前記最小距離選択器９２３は、前記可能シーケンス生成器９１９が生成したすべてのシーケンスに対して最小距離を有するユークリッド距離に該当する情報ビットを決定するので、結果的にＰ個の情報ビット、すなわち、

を出力する。そうすると、前記並列／直列変換器９２５は、前記最小距離選択器９２３から出力されたＰ個の情報ビットを直列変換して受信情報データシーケンス

を出力する。
それでは、前述した送信器の構造及び受信器の構造を参照して本発明の動作過程を説明する。
まず、前記送信器は２個の送信アンテナを備え、前記受信器は１個の受信アンテナを有すると仮定する。前記送信器がエア上に伝送した信号は、前記受信器で下記式３のような信号として受信される。

前記式３において、ｒ_ｉはｉ番目時点で受信された信号を示し、ｓ_ｊ、ｉはｉ番目時点でｊ番目送信アンテナを通じて伝送された信号を示し、ｎ_ｉはｉ番目時点での雑音成分を示し、ｈ_ｊはｊ番目送信アンテナを通じて伝送された信号が経るチャンネル特性を示す。
例えば、前記送信器が変調方式としてＢＰＳＫ方式を使用し、ＳＴＴＣエンコーディングの拘束長がＫ(constraint length＝Ｋ)である場合を仮定すると、前記送信器に該当する受信器で受信した信号ｓ_１、_ｉ及びｓ_２、_ｉのそれぞれは、情報データビットｄ_ｔ−Ｋ、…、ｄ_ｔの線形組合せ(linear combination)で表される。従って、受信器は、前記情報データビットｄ_ｔ−Ｋ、…、ｄ_ｔの可能なすべての組合せを考慮して前記受信信号ｓ_１、_ｉ及びｓ_２、_ｉの可能な値をすべて生成する。これは、図８で説明したように、前記可能シーケンス生成器９１９で生成する。また、前記チャンネル特性ｈ_１及びｈ_２を利用して仮想の受信信号を生成しなければならないが、実際に受信された信号から前記仮想の受信信号を減算した値をメトリックとして計算するようになる。このように前記メトリックを計算するためには、前記チャンネル特性ｈ_１及びｈ_２を判断しなければならない。そのために、前記受信器が前記チャンネル特性ｈ_１及びｈ_２を検出することができるように送信器がトレーニングシーケンスを伝送する。

一般的に、前記トレーニングシーケンスは、フレームの一番前部分に挿入して伝送されるので、送信器と受信器との間の初期チャンネル推定が可能になる。しかし、１つのフレーム内でチャンネル特性が変化する程度でチャンネル変化が速く発生すると、フレームエラー率(frame error rate)が増加するようになる。従って、送信器は、このようなフレームエラー率を減少させるためにフレームの内にパイロットシーケンスを挿入して伝送する。しかし、前記パイロットシーケンスが伝送される場合、情報データはまったく伝送されないのでデータ伝送率が減少する。

例えば、従来技術で説明したように、１個のフレームの間すべてＬ個のパイロットシーケンス送信区間及び情報データ送信区間が存在すると、全体のオーバーヘッド(overhead)は、(ＬＴ_Ｐ ＋Ｔ_Ｔ)／(ＬＴ_Ｐ＋ＬＴ_Ｄ＋Ｔ_Ｔ)になる。例えば、前記情報データを伝送する区間Ｔ_Ｄが前記パイロットシーケンスを伝送する区間Ｔ_Ｐより３倍長い長さを有すると仮定する場合、前記Ｌが比較的大きい値で設定される場合、前記送信器のオーバーヘッドは全体のオーバーヘッドの２５％である。このように、送信器のデータ伝送率の低下は、結果的にシステム性能の低下をもたらす。しかし、本発明は、パイロットシーケンスを伝送する区間を別途に定める代わりに、情報データを伝送する区間を周期的にパンクチュアリングしてそのパンクチュアリングされた送信区間の間パイロットシーケンスを伝送する。結局、本発明は、データ伝送率を低下せずパイロットシーケンスを伝送することができる。これにより、システムのデータ伝送率を保持することができる。すなわち、ＳＴＴＣを使用する既存の送信器は、１つのフレームにＬＴ_Ｄビットの情報データを伝送することができるのに反して、本発明は、ＬＴ_Ｐ＋ＬＴ_Ｄビットの情報データを伝送することができる。また、前記パイロットシーケンスを挿入するためにパンクチュアリングするデータ送信区間をアンテナ別に周期的に設定してダイバーシティ利得(diversity gain)をそのままに保持させることができる。

図９は、本発明のシミュレーション結果を概略的に示すグラフである。図９を参照すると、まず、送信器に備えられている送信アンテナは２個であり、ＳＴＴＣエンコーディングで適用する拘束長Ｋは５(Ｋ＝５)であり、変調方式としてＢＰＳＫ方式を適用し、１つのフレームは２０シンボルで構成され、１５個の情報データシンボル区間と５個のパイロットシーケンスシンボル区間を有し、受信器に備えられている受信アンテナは１個であると仮定する。また、前記２個の送信アンテナを通じて伝送された信号が独立のレーリーフェーディング(rayleigh fading)チャンネルを経、チャンネル推定の性能が１００％であると仮定する。

図９に示すように、フレームエラー率が０．１であると仮定するとき、本発明では、一般的なＳＴＴＣ送信器、すなわち、パイロットシーケンスを伝送する間情報データを伝送しない場合に比べて約２ｄＢ程度の性能劣化が発生することが分かる。このようにフレームエラー率の点で若干の性能劣化は発生するが、本発明は、データ伝送率の点で性能改善を有する。すなわち、一般的なＳＴＴＣ送信器の場合、すべての送信アンテナがパイロットシーケンスを伝送するとき情報データを伝送することができないので、結局、受信器は、１つのフレームに１５個の情報データシンボルを受信する。しかし、本発明によるＳＴＴＣ送信器の場合、パイロットシーケンスを伝送する間にも情報データを伝送することができるので、結局、受信器は、１つのフレームに２０個の情報データシンボルを受信することができる。送信器を比較してみると、本発明のＳＴＴＣ送信器は、既存のＳＴＴＣ送信器のデータ伝送率より約４／３倍高いデータ伝送率を有する。

以上、本発明の詳細について具体的な実施形態に基づき説明してきたが、本発明の範囲を逸脱しない限り、各種の変形が可能なのは明らかである。従って、本発明の範囲は、上記実施形態に限るものでなく、特許請求の範囲のみならず、その範囲と均等なものにより定められるべきである。

従来のＳＴＴＣを使用する送信器の構造を概略的に示すブロック図である。 図１に示した第１エンコーダ１２１−１乃至第Ｐエンコーダ１２１−Ｐの詳細構造を示すブロック図である。 図１に示した送信器が伝送するフレームフォーマットを概略的に示す図である。 ２個のエンコーダ及び３個の送信アンテナを有するＳＴＴＣ送信器の構造を概略的に示すブロック図である。 図１に示した送信器の構造に該当する受信器の構造を概略的に示すブロック図である。 本発明の一実施例によるＳＴＴＣを使用する送信器の構造を概略的に示すブロック図である。 図６の送信器が伝送するフレームフォーマットを概略的に示す図である。 図６の送信器の構造に該当する受信器の構造を概略的に示すブロック図である。 本発明のシミュレーション結果を概略的に示すグラフである。

符号の説明

６１１ 直列／並列変換器
６２１−１ 第１エンコーダ
６２１−Ｐ 第Ｐエンコーダ
６３１−１ 第１変調器
６３１−Ｐ 第Ｐ変調器
６４１−１ 第１パンクチュア
６４１−Ｐ 第Ｐパンクチュア
６５１−１ 第１多重化器
６５１−Ｍ 第Ｍ多重化器
６６１ トレーニングシーケンス生成器

Claims (20)

1. Ｍ個の送信アンテナを有し、Ｐ個の情報ビット列のそれぞれを受信し、前記受信されたＰ個の情報ビット列を時空間トレリスコードでエンコーディングするＰ個のエンコーダと、前記Ｐ個のエンコーダのそれぞれから出力される情報ビット列を所定の変調方式にて変調して変調シンボル列を出力するＭ個の変調器とを有する移動通信システムでチャンネル推定のためのシーケンスを伝送するための装置において、
   前記チャンネル推定のためのシーケンスを生成するシーケンス生成器と、
   前記Ｍ個の変調器から出力される変調シンボル列を所定のパンクチュアリングマトリックスに基づいて送信アンテナ別にパンクチュアリングするＭ個のパンクチュアと、
   前記Ｍ個の送信アンテナにそれぞれ連結され、前記Ｍ個のパンクチュアのそれぞれから出力される信号と前記パンクチュアリングされた変調シンボルの位置に挿入された前記シーケンスとを多重化するＭ個の多重化器と、を備え、
   前記送信アンテナ別パンクチュアリング位置は同一の時点で少なくとも一つは異なることを特徴とする装置。
2. 前記Ｍ個のパンクチュアのそれぞれは、前記Ｍ個の変調器のそれぞれから出力された変調シンボル列に対して前記シーケンスが挿入される変調シンボルの個数を同一の個数に設定する請求項１記載の装置。
3. 前記Ｍ個のパンクチュアのそれぞれは、前記Ｍ個の変調器のそれぞれから出力された変調シンボル列に対して前記シーケンスが挿入される位置が周期的に反復されるように設定する請求項１記載の装置。
4. 前記シーケンスは、パイロットシーケンスである請求項１記載の装置。
5. 前記Ｍ個の送信アンテナのそれぞれを通じて伝送されるフレームフォーマットは、前記パイロットシーケンスが挿入される位置が前記Ｍ個の送信アンテナ別に相異であるように設定される請求項４記載の装置。
6. 前記Ｍが２であり、前記変調シンボル列を構成するシンボルの個数が４個である場合、下記式の前記パンクチュアリングマトリックスＰ_１に相応するように前記シーケンスが挿入される位置を決定する請求項１記載の装置。
   

   

   ここで、列(column)は送信区間に対応し、行(row)は送信アンテナに対応し、前記シーケンスは、エレメント“０”の位置に挿入される。
7. 前記Ｍが２であり、前記変調シンボル列を構成するシンボルの個数が６個である場合、下記式の前記パンクチュアリングマトリックスＰ_２に相応するように前記シーケンスが挿入される位置を決定する請求項１記載の装置。
   

   

   ここで、列(column)は送信区間に対応し、行(row)は送信アンテナに対応し、前記シーケンスは、エレメント“０”の位置に挿入される。
8. Ｍ個の送信アンテナを有し、Ｐ個の情報ビット列のそれぞれを受信し、前記受信されたＰ個の情報ビット列を時空間トレリスコードでエンコーディングするＰ個のエンコーダと、前記Ｐ個のエンコーダのそれぞれから出力される情報ビット列を所定の変調方式にて変調して変調シンボル列を出力するＭ個の変調器を有する移動通信システムでチャンネル推定のためのシーケンスを伝送するための方法において、
   前記チャンネル推定のためのシーケンスを生成するステップと、
   前記Ｍ個の変調器から出力される変調シンボル列を所定のパンクチュアリングマトリックスに基づいて送信アンテナ別にパンクチュアリングするステップと、
   前記パンクシュアリングされた少なくとも一つの変調信号の位置に前記シーケンスを挿入して前記Ｍ個の送信アンテナを通じて伝送するステップと、を備え、
   前記送信アンテナ別パンクチュアリング位置は同一の時点で少なくとも一つは異なることを特徴とする方法。
9. 前記Ｍ個の変調器のそれぞれから出力された変調シンボル列に挿入されたシーケンスの個数が同一である請求項８記載の方法。
10. 前記シーケンスが挿入される所定の位置は、前記Ｍ個の変調器のそれぞれから出力された変調シンボル列に対して周期的に反復されるように設定される請求項８記載の方法。
11. 前記シーケンスは、パイロットシーケンスである請求項８記載の方法。
12. 前記Ｍが２であり、前記変調シンボル列を構成するシンボルの個数が４個である場合、下記式の前記パンクチュアリングマトリックスＰ_１に相応するように前記シーケンスが挿入される位置を決定する請求項８記載の方法。
    

    

    ここで、列(column)は送信区間に対応し、行(row)は送信アンテナに対応し、前記シーケンスは、エレメント“０”の位置に挿入される。
13. 送信器がＭ個の送信アンテナのそれぞれを通じて伝送される変調シンボル列をＮ個の受信アンテナを通じて受信する移動通信システムでチャンネル推定のためのシーケンスを受信する装置において、
    前記Ｎ個の受信アンテナにそれぞれ連結され、前記Ｎ個の受信アンテナを通じて受信される受信シンボル列のそれぞれに対して所定のパンクチュアリングマトリックスに基づいて少なくとも１つの所定の位置での受信シンボルを前記チャンネル推定のためのシーケンスとして出力するＮ個の逆多重化器と、
    前記Ｎ個の逆多重化器から出力されるチャンネル推定のためのシーケンスを利用してチャンネル推定を遂行するチャンネル推定器と、を備え、
    前記変調シンボル列は、送信アンテナ別にパンクチュアリング位置が同一の時点で少なくとも一つは異なるようにパンクチュアリングされることを特徴とする装置。
14. 前記Ｎ個の逆多重化器のそれぞれは、前記受信シンボル列に対して前記シーケンスとして出力するシンボルの個数を同一の個数に設定する請求項１３記載の装置。
15. 前記Ｎ個の逆多重化器のそれぞれは、前記受信シンボル列に対して前記シーケンスとして出力するシンボルの位置が周期的に反復されるように設定する請求項１３記載の装置。
16. 前記シーケンスは、パイロットシーケンスである請求項１３記載の装置。
17. 送信器がＭ個の送信アンテナのそれぞれを通じて伝送される変調シンボル列をＮ個の受信アンテナを通じて受信する移動通信システムでチャンネル推定のためのシーケンスを受信する方法において、
    前記Ｎ個の受信アンテナを通じて受信される受信シンボル列のそれぞれに対して所定のパンクチュアリングマトリックスに基づいて少なくとも１つの所定の位置での受信シンボルを前記チャンネル推定のためのシーケンスとして出力するステップと、
    前記チャンネル推定のためのシーケンスを利用してチャンネル推定を遂行するステップと、を備え、
    前記変調シンボル列は、送信アンテナ別にパンクチュアリング位置が同一の時点で少なくとも一つは異なるようにパンクチュアリングされることを特徴とする方法。
18. 前記受信シンボル列に対して前記シーケンスとして出力されるシンボルの個数は、同一の個数に設定される請求項１７記載の方法。
19. 前記受信シンボル列に対して前記シーケンスとして出力されるシンボルの所定の位置は、周期的に反復されるように設定される請求項１７記載の方法。
20. 前記シーケンスは、パイロットシーケンスである請求項１７記載の方法。

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