JP4958565B2 - 無線通信装置 - Google Patents

Description

本発明は、マルチキャリア変調方式及びマルチアンテナ送信方式を用いて空間多重伝送された信号を受信復調する無線通信装置に関し、特に残留キャリア周波数誤差や位相雑音に起因する位相回転を補償する位相補償技術に関する。

近年、無線通信の大容量化及び高速化の要求が非常に高まっており、かつ、有限な周波数資源の有効利用効率を更に向上させる方法の研究がさかんになっている。その一つの方法として、空間領域を利用する手法が注目を集めている。空間領域利用技術のひとつとして、アダプティブアレーアンテナ（適応アンテナ）がある。

この技術は、受信信号に乗算する重み付け係数（以下、この重み付け係数を「重み」という）によって振幅と位相を調整する。これにより、所望方向から到来する所望信号を強く受信することができるので、マルチパス干渉や同一チャネル干渉といった干渉成分信号を抑圧することができる。このような干渉抑圧効果により、通信システムの通信容量を改善することが可能となる。

また、空間領域を利用した別な技術として、伝搬路における空間的な直交性を利用することで、同一時刻、同一周波数、同一符号の物理チャネルを用いて、異なるデータ系列を、同一の端末装置に対して伝送する空間多重技術がある。空間多重技術は、例えば非特許文献１において開示されている。

空間多重技術では、送信機及び受信機共に複数のアンテナ素子を設けるようになっている。そして、空間多重技術を用いれば、アンテナ間での受信信号の相関性が低い伝搬環境下において空間多重伝送を実現できる。

この場合、送信機の備える複数のアンテナから、アンテナ素子毎に同一時刻、同一周波数、同一符号の物理チャネルを用いて異なるデータ系列を送信する。受信機は、複数アンテナで受信した受信信号を、伝送路特性の推定値を基に分離する。

これにより、空間多重チャネルを複数用いることで、多値変調を用いなくとも、高速化が可能となる。空間多重伝送を行う場合、十分なＳ／Ｎ（信号対雑音比）条件下での送受信機間に多数の散乱体が存在する環境下では、送信機と受信機が同数のアンテナを備える場合、アンテナ数に比例した通信容量の拡大が可能となる。

このような空間多重伝送を行う場合、直交周波数分割多重（OFDM：Orthogonal frequency division multiplexing）を用いたマルチキャリア変調方式がよく用いられる。これは、マルチキャリア変調方式においては、無線伝搬路のマルチパス遅延がガードインターバル時間内であれば、各サブキャリアが受ける伝搬路変動はフラットフェージングとして扱えるため、マルチパス等価処理が不要となり、空間多重伝送された信号の分離処理が軽減されるためである。

ここで、マルチキャリア変調方式は、複数のサブキャリアを用いる伝送方式である。各サブキャリアへの入力データ信号は、Ｍ値ＱＡＭ変調等で変調されサブキャリア信号とされる。ＯＦＤＭは、マルチキャリア変調方式のうち、各サブキャリアの周波数が直交関係にあるものである。ＯＦＤＭは、高速フーリエ変換回路を用いて周波数の異なるサブキャリア信号を一括変換することで時間軸の信号に変換し、これをキャリア周波数帯に周波数変換してアンテナより送信する。

一方、受信装置は、アンテナで受信した信号をベースバンド信号に周波数変換した後、ＯＦＤＭ復調処理を行う。このような周波数変換操作の際に、位相雑音が受信信号に加わる。送受信間のキャリア周波数誤差については、自動周波数制御（ＡＦＣ）回路により抑えることができるが、その誤差成分である残留キャリア周波数誤差が残る。Ｍ値ＱＡＭをサブキャリア変調に用いる場合、復調時に絶対位相を基準に判定回路によりデータ判定を行うので、残留キャリア周波数誤差があったり、位相雑音による位相回転を受けると、判定誤りを引き起こし、受信特性が劣化する。

このような位相回転を補償する方法として、送信装置によって、既知であるパイロットサブキャリア信号を送信し、受信装置によって、パイロットサブキャリア（ＰＳＣ）の位相回転量を検出し、その検出結果を基に位相補償を行う位相トラッキングが一般的に行われている。なお、以下の説明では、パイロットサブキャリアのことを、単にＰＳＣと略記することもある。

図１７に、パイロットサブキャリア信号を含む送信フレーム構成の一例を示す。図１７に示すように、送信フレーム構成は、トレーニング信号部Ａ１、シグナリング部Ａ２及びデータ部Ａ３から構成されている。また、データ部Ａ３は、特定のサブキャリアにパイロットサブキャリア信号（ＰＳＣ信号）Ａ４が含まれる。

図１８に、特許文献１で開示されている位相トラッキング回路を有する無線通信装置の構成を示す。図１８において、無線通信装置は、図１７のような送信フレーム構成でＯＦＤＭ変調されて送信された信号に対し、以下のような受信動作を行う。まず、トレーニング信号部Ａ１の受信信号を用いて、ＡＧＣ部Ｂ１にて自動利得制御（ＡＧＣ）を行うことで、受信信号レベルを適正にする。続いて、ＡＦＣ部Ｂ２にて自動周波数制御（ＡＦＣ）を行って周波数誤差を補正した後、ＦＦＴ部Ｂ３にてＦＦＴ処理を行う。そして、チャネル等化部Ｂ４にて、伝搬路変動を示すチャネル推定値を算出し、チャネル等化処理を行う。続いて、シグナリング部Ａ２の信号を検出する。シグナリング部Ａ２の信号は、誤り訂正符号の符号化率及び変調多値数等の情報を含む。

次に、サブキャリア位相トラッキング回路Ｂ５は、チャネル等化されたデータ部Ａ３の信号を入力として、以下のような動作を行う。まず、ＰＳＣ信号抽出部Ｂ６は、等化されたデータ部Ａ３のサブキャリア信号からＰＳＣ信号Ａ４を抽出する。続いて、位相回転検出部Ｂ７は、抽出されたＰＳＣ信号Ａ４と、ＰＳＣ信号のレプリカ信号とに基づき、チャネル等化後のサブキャリア信号の位相回転を検出する。位相補償部Ｂ８は、チャネル等化されたデータ部Ａ３のサブキャリア信号に対し、検出された位相回転を補償し、後続する復号部Ｂ９に出力する。

復号部Ｂ９は、シグナリング部Ａ２で得られた情報、すなわち、送信ストリームの符号化変調情報に基づき、所定変調方式で変調されたシンボルデータ列をビットデータ列に変換するデマッピング処理、送信側のインターリーブ処理と逆の処理であるデインタリーブ処理、ビットデータ列に対する誤り訂正復号処理などを施すことで、送信ビット系列を復元する。

このようにすることで、ＡＦＣ誤差による残留キャリア周波数誤差、あるいはアナログデジタル変換器（Ａ／Ｄ）におけるサンプリングクロック誤差等に起因して生じる、時間的に変化する位相回転を、位相トラッキング回路Ｂ５を用いることで、補償することができる。すなわち、位相回転に追従した位相補償が可能となり、同期検波を安定的に行うことができる。これにより、無線通信装置の受信品質の向上を図ることができる。
特開２００１−５３７１２号公報 G.J.Foschini, " Layered space-time architecture for wireless communication in a fading environment when using multi-element antennas," Bell Labs Tech. J., pp.41-59, Autumn 1996

ところで、従来の位相トラッキング回路を空間多重伝送に適用する場合には、以下の課題があった。

すなわち、複数のアンテナから送信されるパイロットサブキャリアが時間軸または周波数軸で分離されて送信される場合には、各アンテナからのパイロットサブキャリアを分離抽出し、パイロットサブキャリア信号のレプリカ信号を位相基準信号として、抽出したパイロットサブキャリア信号とレプリカ信号とを比較することで、時間的に変動する位相回転を検出することが可能なので、従来の位相トラッキング回路を変更することなく適用することができる。

しかしながら、パイロットサブキャリアを時間軸または周波数軸で分離して送信すると、その分だけデータを送信する周波数または時間領域が減るため、伝送効率が低下するといった欠点がある。

これに対して、例えば図１７の送信フォーマットのように、複数のアンテナから送信されるパイロットサブキャリアが、時間軸あるいは周波数軸で分離されずに、つまり空間多重されて、同一のＯＦＤＭシンボル内で、同一のサブキャリアを用いて送信される場合には、伝送効率は良い。

しかしながら、パイロットサブキャリア信号を空間多重して送信すると、複数のアンテナから送信されるパイロットサブキャリア信号が、それぞれの異なる伝搬路応答を受けて混合されて受信されるため、パイロットサブキャリア信号のレプリカ信号を位相基準信号として用いることができない。このため、従来の位相トラッキング回路では位相回転検出ができないという課題があった。

かかる課題を解決する一つの方法として、チャネル推定値を用いた逆行列演算を行うことで、空間多重されて受信されたパイロットサブキャリア信号を、各送信アンテナから送信されたパイロットサブキャリア信号に分離する方法が考えられる。しかしながら、この方法は、逆行列演算を行うための複雑な回路が必要となるため、構成が複雑化するといった欠点がある。

本発明は、かかる点に鑑みてなされたものであり、パイロットサブキャリア信号が空間多重して伝送された場合でも、簡易な構成で位相誤差検出及び位相補償を行うことができる無線通信装置を提供することを目的とする。

本発明の無線通信装置は、参照信号として、空間多重される受信パイロットサブキャリア信号を予め生成する参照信号生成手段と、マルチキャリア変調された受信信号から、空間多重されたパイロットサブキャリア信号を抽出する空間多重パイロットサブキャリア抽出手段と、前記参照信号生成手段により得られた参照信号と、前記空間多重パイロットサブキャリア抽出手段により得られた空間多重されたパイロットサブキャリア信号とを比較することで受信信号の位相誤差を検出し当該位相誤差を補償する位相補償手段と、を具備しており、前記参照信号生成手段は、空間多重されたパイロットサブキャリア信号のレプリカ信号を生成する空間多重パイロットサブキャリアレプリカ生成手段と、受信信号に含まれる既知のパイロット信号を用いてパイロットサブキャリアのチャネル推定値を算出するパイロットサブキャリアチャネル推定手段と、を具備し、前記位相補償手段は、前記パイロットサブキャリアチャネル推定手段の出力及び前記パイロットサブキャリアレプリカ生成手段の出力を基に、前記空間多重されたパイロットサブキャリアから１つのパイロットサブキャリア以外の他の空間多重パイロットサブキャリア成分を干渉成分として除去し、当該干渉成分を除去したパイロットサブキャリアに対して、前記パイロットサブキャリアレプリカ生成手段の出力を参照信号とした位相誤差補償を行う干渉除去パイロットサブキャリア位相補償手段である、構成を採る。

本発明によれば、予め空間多重された受信パイロットサブキャリア信号に対応する参照信号を用意しておき、位相補償部によって、その参照信号と実際に受信された空間多重パイロットサブキャリア信号とを比較することで、実際に受信された空間多重パイロットサブキャリア信号の位相誤差を検出し位相誤差を補償するので、パイロットサブキャリア信号が空間多重して伝送された場合でも、簡易な構成で位相誤差検出及び位相補償を行うことができるようになる。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。

（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１に係る無線通信装置１の構成を示す図である。本実施の形態では、マルチキャリア伝送方式としてＯＦＤＭを用いた無線通信装置１の受信部の構成を示す。なお、ＯＦＤＭ変調及びＯＦＤＭ復調に関しては、例えば文献（尾知、“ＯＦＤＭシステム技術とＭＡＴＬＡＢシミュレーション解説“、トリケップス刊）等に開示された既知の技術なので、ここではその詳細説明は省略する。また、無線通信装置１は受信系の構成のみを示しており、送信系の構成は省略している。なお、以下の説明は、無線ＬＡＮ等で用いられるパケット伝送を仮定して行う。図２は、そのパケット構成の一例を示す図である。

図２において、パケットは、既知の信号系列からなるトレーニング信号部２０、シグナリング部２１及びデータ部２２からなる。トレーニング信号部２０におけるトレーニング信号は、受信部３−１〜３−Ｍでの、増幅処理時の自動利得制御（ＡＧＣ）、周波数同期、シンボルタイミング同期及び伝送路歪みの等化などに用いられる。シグナリング部２１は、後続するデータ部２２の送信元及び送信先の無線通信装置１の固有識別信号、誤り訂正符号の符号化率、変調多値数等の情報を含む。

ＯＦＤＭ復調部４―１〜４−Ｍは、それぞれ、時間及び周波数同期処理、ＧＩ（ガードインターバル）除去、ＩＦＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｆｏｒｍ）、直列並列変換等を行うことで、入力された各々のベースバンド信号に対しＯＦＤＭ復調を施し、Ｎｃ個のサブキャリア毎のシンボルデータ系列をＯＦＤＭ復調信号Ｓ１として出力する。

なお、以下では、受信開始時から第ｋ番目のＯＦＤＭシンボル受信時の、第ｆｓ番目のサブキャリア毎のシンボルデータ系列をＹ（ｋ、ｆｓ）と表記する。ここで、Ｙ（ｋ、ｆｓ）は受信に用いたＭ個のアンテナ２―１〜２−Ｍで受信された信号を要素として含む列ベクトルである。すなわち、アンテナ２−ｍで受信された信号を入力とするＯＦＤＭ復調部４−ｍから出力される信号ｙ_ｍ（ｋ、ｆｓ）を第ｍ番目の要素とする。ただし、ｋ＝１〜Ｎｇ、ｆｓ＝１〜Ｎｃである。ここで、Ｎｇは送信されたパケット信号におけるデータ部２２のＯＦＤＭシンボル数である。なお、データ部２２におけるＮｃ個のサブキャリアのうち、データサブキャリアがＮｄ個、位相回転検出用の予め既知の信号であるパイロットサブキャリアがＮｐ個含まれるものとする。ここで、Ｎｄ＋Ｎｐ＝Ｎｃである。

チャネル推定部５は、伝送されたパケットのプリアンブル（トレーニング信号部２１＋シグナリング部２１）に含まれるトレーニング信号部２０の信号を用いて、振幅及び位相変動を含む複素振幅として、サブキャリア毎の伝搬路変動を推定する（以下この推定値をチャネル推定値と呼ぶ）。

ここで、複数の送信アンテナを有する送信側の無線通信装置において、当該複数の送信アンテナを用いて、Ｎｔ個の空間多重ストリームを送信する空間多重伝送を行う場合、各送信アンテナから送信される第ｋ番目のＯＦＤＭシンボルにおける第ｆｓサブキャリアの送信系列ｘ_ｎ（ｋ、ｆｓ）を要素とする送信系列ベクトルＸ（ｋ、ｆｓ）を、Ｘ（ｋ、ｆｓ）＝[ｘ_１（ｋ、ｆｓ）、．．．、ｘ_Ｎｔ（ｋ、ｆｓ）]^Ｔと表す。ここで、上付き添え字Ｔは、ベクトル転置演算子を表す。

伝搬路上におけるマルチパスの先行波からの相対的な遅延時間が、ガードインターバル（ＧＩ）範囲内であれば、電波伝搬路が周波数選択性フェージング環境であっても、サブキャリア単位ではフラットフェージング伝搬環境として扱うことができる。そのような場合、無線通信装置１で周波数同期が理想的に行うことができ、送受信間でのサンプリングクロックのジッタが存在しない時の、第ｋ番目のＯＦＤＭシンボルを受信したサブキャリアｆｓの受信信号ベクトルＹ（ｋ、ｆｓ）は、次式のように示される。

ここで、Ｙ（ｋ、ｆｓ）は、受信に用いるＭ個のアンテナ２―１〜２−Ｍでの受信信号を要素として含む列ベクトルであり、アンテナ２−ｍで受信されたサブキャリアｆｓの信号ｙ_ｍ（ｋ、ｆｓ）を第ｍ番目の要素とする。また、Ｈ（ｋ、ｆｓ）は、伝搬路にて送信系列Ｘ（ｋ、ｆｓ）が受ける伝搬路変動を示すチャネル応答行列である。

ここで、Ｈ（ｋ、ｆｓ）は、（無線通信装置１の受信アンテナ数Ｍ）行×（送信側の無線通信装置における送信アンテナ数Ｎｔ）列からなる行列であり、そのｉ行ｊ列の行列要素ｈ_ｉｊは、送信側の無線通信装置における第ｊ番目の送信アンテナから送信された信号Ｘ_ｊ（ｋ、ｆｓ）が、受信側の無線通信装置１における第ｉ番目のアンテナ２−ｉで受信される場合の伝搬路変動を示す。

また、ｎ（ｋ、ｆｓ）は、無線通信装置１のＭ個の受信アンテナ２での受信時に、それぞれ付加されるサブキャリアｆｓの雑音成分ベクトルである。伝搬路変動が十分に緩やかであるという条件で、チャネル推定部５がプリアンブル部において伝搬路変動Ｈ（ｋ、ｆｓ）を推定した結果であるチャネル推定値Ｈ_ｅ（ｆｓ）を用いて、空間多重伝送された受信信号の検波処理（信号分離、等化処理）を行うことができる。

一方、無線通信装置１において、受信部３における周波数同期処理による誤差（残留キャリア周波数誤差Δｆｃ）が含まれる場合、又は、送受信間でサンプリングクロックのジッタ（サンプリングクロック誤差Δｆａ）が含まれる場合、それらの誤差成分により、位相回転が生じる。この場合、サブキャリアｆｓの受信信号ベクトルＹｅ（ｋ、ｆｓ）は、次式のように示される。

ここで位相回転行列Ｅ（ｋ、ｆｓ）は、次式で表せる。

ここでＴｓはＯＦＤＭシンボル長、ＴｅはＯＦＤＭシンボル長からＧＩ時間を除いた時間間隔を示す。また、ＰＯＳ（ｆｓ）は第ｆｓ番目のサブキャリアのサブキャリア位置を表す番号を示し、直流成分に相当するサブキャリア番号を０として正側を＋（プラス）、負側を−（マイナス）にする。なお、送信側の無線通信装置及び受信側の無線通信装置１は、同一特性の局部発信器を用いて、複数アンテナにおける周波数変換を行う構成となっていることを前提としている。また、Ｎ_ＦＦＴはＦＦＴ処理を行うサブキャリア数（ＦＦＴサイズ）、Ｉ_ＭはＭ次の単位行列を示す。

以上のように、（２）式で示すように、無線通信装置１においては、伝搬路変動が十分に緩やかな場合でも、ＯＦＤＭシンボル毎に位相回転が加わった信号を受信することになるので、同期検波により、シンボルデータをデマッピング処理する際には、位相回転を補償する位相トラッキングの機構が必要となる。

パイロットサブキャリア（ＰＳＣ）レプリカ生成部６は、特定のサブキャリア（以下、第ｍ番目のＯＦＤＭシンボルにおける第ｆｎ番目のサブキャリアとする）を用いて伝送されるパイロットサブキャリアレプリカ信号Ｘ_ＰＳＣ（ｍ、ｆｎ）（図中のＳ２）を生成する。

参照信号生成部７は、チャネル推定部５により得られたチャネル推定信号Ｈ_ｅ（ｆｎ）（図中のＳ３）及びＰＳＣレプリカ生成部６により得られたパイロットサブキャリアレプリカ信号Ｓ２を用いて、次式のようにして参照信号Ｓ_ＰＳＣ（ｍ、ｆｎ）（図中のＳ４）を生成する。

このように、参照信号生成部７は、第ｍ番目のＯＦＤＭシンボルにおける、第ｆｎ番目のサブキャリア信号を用いて空間多重伝送されるパイロットサブキャリアＸ_ＰＳＣ（ｍ、ｆｎ）が、位相回転Ｅによる位相回転を受けずに、伝搬路変動を受けて受信される信号に相当する参照信号Ｓ_ＰＳＣ（ｍ、ｆｎ）を生成する。

空間多重パイロットサブキャリア（ＰＳＣ）抽出部８は、（２）式で示される受信信号Ｙｅ（ｋ、ｆｓ）から、次式で示される、特定のサブキャリア（第ｍ番目のＯＦＤＭシンボルにおける第ｆｎ番目のサブキャリア）を用いて空間多重伝送されたパイロットサブキャリア信号Ｙｅ（ｍ、ｆｎ）（図中のＳ５）を抽出する。

位相補償部９は、参照信号生成部７からの参照信号Ｓ４及び空間多重ＰＳＣ抽出部８からのパイロットサブキャリア信号Ｓ５を用いて、パイロットサブキャリア信号Ｓ５の位相回転を検出し、当該位相回転を用いて、残留キャリア周波数誤差Δｆｃ及びサンプリングクロック誤差Δｆａ等に起因する位相誤差を補償する位相トラッキングを行う。具体的には、次式で示すように、位相回転の検出は、参照信号Ｓ４（Ｓ_ＰＳＣ（ｍ、ｆｎ））を基準とした、パイロットサブキャリア信号Ｓ５（Ｙｅ（ｍ、ｆｎ））の位相回転Ｅ_ｅｓｔ（ｍ、ｆｎ）を検出することで行う。

ここで、ａｎｇｌｅ[x]は複素数の変数ｘの位相算出する演算子を示す。

残留キャリア周波数誤差Δｆｃを補正するにあたっては、残留キャリア周波数誤差Δｆｃは、同一のＯＦＤＭシンボルにおいて同じ量だけ位相が回転していることから、サブキャリア共通に検出された位相回転Ｅ_ｅｓｔ（ｍ、ｆｎ）を基に、次式で示すように同一ＯＦＤＭシンボル内に含まれるパイロットサブキャリアｆｎに対し、重み付け平均化した位相を算出することで位相誤差Ｌｃ（ｍ）を求め、これを基に行う。

ここでａ（ｆｎ）は次式を満たすＭ次の対角行列（対角成分除く要素が０）である。重み付けは、サブキャリア信号Ｙｅ（ｍ、ｆｎ）の受信電力あるいは受信振幅に比例配分した重み付け係数を用いて行う。また、ＰＳＣ（ｍ）は第ｍ番目のＯＦＤＭシンボルシンボル内に含まれるパイロットサブキャリアのサブキャリア番号を示す。

なお、別な位相誤差Ｌｃ（ｍ）の算出方法として、次式を適用することもできる。この場合、複数のパイロットサブキャリアにて検出される位相回転は、受信電力に比例した重み付けをされて合成される。ここで、（９）式における記号「.^＊」はベクトルの（同じ位置にある）要素毎の乗算を示す。

サンプリングクロック誤差Δｆａは、異なるＯＦＤＭシンボル間での同一のサブキャリアにおけるパイロットサブキャリアの位相回転を比較することで、時間的な位相回転量Ｌｓ（ｍ、ｆｎ）として推定する。

さらに、（７）式あるいは（９）式による位相誤差Ｌｃ（ｍ）の算出時において、パイロットサブキャリアレプリカ信号Ｘ_ＰＳＣ（ｍ、ｆｎ）における位相関係に応じて重み付けをしてもよい。

例えば、２つの送信アンテナを用いた空間多重送信が行われる場合において、第ｍ番目のＯＦＤＭシンボルにおける第ｎ番目のサブキャリアのパイロットサブキャリアレプリカ信号Ｘ_ＰＳＣ（ｍ、ｆｎ）が同じ要素を持つ場合（異なるアンテナから同相の信号が送信される場合）には、その重み付け係数を小さくする。

一方、パイロットサブキャリアレプリカ信号Ｘ_ＰＳＣ（ｍ、ｆｎ）が、お互いに符号反転した要素を持つ場合（異なるアンテナから逆相に信号が送信される場合）には、その重み付け係数を大きくする。

このように、位相補償部９において、空間多重されたパイロットサブキャリア信号の位相関係を基に、位相誤差の重み係数を変えるようにしたことにより、位相トラッキング性能を一段と向上させることができる。

これは、チャネル推定用のプリアンブル信号が、複数のＯＦＤＭシンボルから構成される場合には、残留ＡＦＣ誤差が大きいと、チャネル推定値に位相誤差が無視できない程度に含まれ、これが位相トラッキング性能劣化の要因となるが、上記重み付け処理を加えることで、その劣化を抑えることができるためである。

位相補償部９は、以上によって算出されたＯＦＤＭシンボル毎またはサブキャリア毎の位相回転量Ｌ（ｋ、ｆｓ）＝Ｌｃ（ｋ）＋Ｌｓ（ｋ、ｆｓ）を補正する位相回転を、データ部２２のサブキャリアｆｓの受信信号ベクトルＹｅ（ｋ、ｆｓ）に、次式で示すように乗算することで位相回転誤差を補償する。

なお、Ｌ（ｋ、ｆｓ）は、ブランチ毎の位相回転量Ｌ^ｒ（ｋ、ｆｓ）を第ｒ番目の要素とするＭ次列ベクトルを示しており、ブランチ個別に算出した位相回転量を適用している。

あるいは、別な手法として、ブランチ毎の位相回転量Ｌ^ｒ（ｋ、ｆｓ）をさらに平均化することで、すべてのブランチに共通の位相回転を検出して、補償する手法を適用してもよい。

前者の補償手法を用いれば、送信側における周波数変換部、あるいは受信側における受信部３において、異なる特性の局部発振器を用いる場合や、アンテナ毎にアンテナ指向性が異なり、異なるドップラー変動をうけた受信信号となる場合でも、特性劣化が少ない受信性能を得ることができる。

一方、後者の補償手法を用いれば、複数のアンテナで受信されたブランチの位相回転量の平均化効果を高めることができ、特に低ＳＮＲでの位相回転量の検出性能の向上効果を得ることができる。また、パイロットサブキャリアが存在しないＯＦＤＭシンボルに対しては、前後の位相回転量を用いた補間処理によって位相補償を行うことで対応する。

信号分離部１０は、位相補償部９の出力Ｓ６に対して、チャネル推定信号Ｓ３を用いた信号分離処理を施すことで、空間多重伝送された空間多重ストリームを分離する。空間多重ストリームの分離処理については、例えば非特許文献１等で開示されている既知の技術なのでここでは詳述しない。例えば、ＺＦ（Zero Forcing）法により分離する場合、チャネル推定部５で得られたサブキャリア毎のチャネル推定値Ｈｅ（ｆｓ）に対し、次式に示すように、その逆行列を算出することで、送信シンボル系列Ｘ_ｄ（ｋ，ｆｓ）を分離する。なお、信号分離部１０での分離処理はＺＦ法に限らず、ＭＭＳＥ（Minimum Mean Square Error）法、ＭＬＤ（Maximum likelihood Detection）法等の他の手法を用いてもよい。

復号処理部１１は、信号分離部１０から出力される分離信号Ｓ７から、シグナリング部２１の情報を読みとって送信ストリームの符号化変調情報を検出し、その符号化変調情報に基づいて、分離信号Ｓ７のデータ部２２に対して所定変調方式で変調されたシンボルデータ列をビットデータ列に変換するデマッピング処理、送信側のインターリーブ処理と逆の処理であるデインタリーブ処理、ビットデータ列に対する誤り訂正復号処理などを施すことで、送信ビット系列を復元する。このようにして、復号処理部１１は、復号データＳ８を得る。

以上説明したように、本実施の形態によれば、マルチキャリア変調された受信信号から、空間多重された既知のパイロットサブキャリア信号Ｓ５を抽出する空間多重パイロットサブキャリア（ＰＳＣ）抽出部８と、空間多重されたパイロットサブキャリア信号の参照信号Ｓ４を生成する参照信号生成部７と、空間多重パイロットサブキャリア抽出部８によって抽出されたパイロットサブキャリア信号Ｓ５と参照信号Ｓ４とに基づいて受信信号Ｓ１の位相誤差を補償する位相補償部９とを設けたことにより、パイロットサブキャリア信号が空間多重して伝送された場合でも、パイロットサブキャリア信号を分離するための専用の回路を必要とせず、簡易な構成で位相補償を行うことができる無線通信装置１を実現できる。

また、空間多重されたパイロットサブキャリア信号のレプリカを生成する空間多重パイロットサブキャリアレプリカ生成部６と、既知のパイロット信号を用いてパイロットサブキャリアのチャネル推定値Ｓ３を算出するチャネル推定部５とを設け、空間多重されたパイロットサブキャリアレプリカ信号Ｓ２に対してチャネル推定値Ｓ３分のチャネル変動（伝搬路変動）を与えた信号を参照信号Ｓ４としたことにより、位相回転を受けず伝搬路変動のみを受けた参照信号Ｓ４を得ることができる。この結果、位相補償部９では、参照信号Ｓ４と、空間多重パイロットサブキャリア抽出部８から抽出された実際の空間多重パイロットサブキャリア信号Ｓ５とを比較することにより、位相回転を良好に検出できるようになる。

なお、本実施の形態では、位相補償部９による位相補償を、ＯＦＤＭ復調部４の出力に対して行った場合について述べたが、チャネル推定値Ｓ３に対して位相補償を行うようにしてもよい。

図１との対応部分に同一符号を付して示す図３に、そのような処理を行う無線通信装置１ａの構成例を示す。なお、図３は、図１の受信部３−１〜３−Ｍ及びＯＦＤＭ復調部４−１〜４−Ｍは省略して示している。

図３において、無線通信装置１ａは、チャネル推定更新部３０を有する。無線通信装置１ａは、チャネル推定更新部３０に、位相補償部９の出力Ｓ１１及びチャネル推定部５の出力（チャネル推定値）Ｓ３を入力する。チャネル推定更新部３０は、サブキャリア毎、ＯＦＤＭシンボル毎のチャネル推定値Ｓ３を、位相補償部９の出力値Ｓ１１に基づいて更新する。すなわち、チャネル推定更新部３０は、チャネル推定部５で得られたサブキャリア毎のチャネル推定値Ｈｅ（ｆｓ）に対し、次式に示すように、位相回転量Ｌ（ｋ、ｆｓ）を乗算することで、チャネル推定値Ｈｂ（ｋ、ｆｓ）を算出する。

チャネル推定値更新部３０の出力Ｓ１２は、信号分離部１０に入力される。信号分離部１０は、更新されたチャネル推定値Ｈｂ（ｋ、ｆｓ）を基に、空間多重ストリームに対する分離処理（検波処理）を行う。

図３の構成により、図１の構成と同一の効果を得ることができる。しかしながら、図３の構成を用いた場合には、チャネル推定値Ｓ３をＯＦＤＭシンボル毎に変動させるため、信号分離部１０によってＺＦ手法やＭＭＳＥ手法を用いて空間多重ストリームに対する分離処理を行う場合、ＯＦＤＭシンボル毎にチャネル推定値Ｈｂが異なるため、それぞれに対する逆行列演算を施す必要がある。

一方、図１の構成では、チャネル推定値Ｓ３は、サブキャリア毎には異なるが、すべてのＯＦＤＭシンボル毎に対しては共通となるため、逆行列演算はサブキャリアに対し１回のみでよく、計算量削減及び処理遅延の低減が図れる。また、同様に、図１の構成では、信号分離部１０によってＭＬＤ手法を用いて分離処理を行う場合、次式で示すように、チャネル推定値Ｈｅ(ｆｓ)がすべてのＯＦＤＭシンボルに対して共通であるため、空間多重時のサブキャリア毎のシンボルデータ系列の候補点Ｘｓの演算をＯＦＤＭシンボル毎に行う必要がなくなる。この結果、処理量削減と処理遅延の低減を図ることができる。

また、本実施の形態における構成は、サブキャリア毎のＯＦＤＭ復調信号Ｓ１に対し位相補償を行うか、あるいは、チャネル推定値Ｓ３に対し位相補償を加える構成であり、信号分離部１０の構成に依存しない。そのため、信号分離部１０における空間多重ストリームの分離手法を、適応的に変更することも可能である。すなわち、変調多値数が小さい場合はＭＬＤ手法を用い、６４ＱＡＭ等の変調多値数が大きい場合はＺＦ手法を用いて６４ＱＡＭでの回路規模の削減を図ることもできる。

（実施の形態２）
図１との対応部分に同一符号を付して示す図４に、実施の形態２の無線通信装置の構成を示す。図４でも、図１と同様に、無線通信装置１ｂは受信構成のみを示しており、送信構成の図示は省略している。

本実施の形態の無線通信装置１ｂは、位相補償部９の後段に干渉除去ＰＳＣ位相補償部４０を有する点が、実施の形態１と異なる。

干渉除去ＰＳＣ位相補償部４０は、位相補償部９で位相回転を補正された（１０）式で示されるサブキャリア信号Ｚ（ｍ、ｆｎ）（図中のＳ６）、ＰＳＣレプリカ生成部６から出力されたパイロットサブキャリアレプリカ信号Ｓ２、及びチャネル推定部５から出力されたチャネル推定信号Ｓ３を入力し、位相補償部９で除去できなかった位相誤差を取り除くようになっている。

図５に、干渉除去ＰＳＣ位相補償部４０の詳細な構成を示す。ＰＳＣ干渉キャンセル部５１は、位相補償部９で位相補償された出力Ｓ６におけるパイロットサブキャリア成分Ｚ_ＰＳＣ（ｍ、ｆｎ）を抽出し、そこから、所望の第ｒ番目のＰＳＣを除く他の空間多重ＰＳＣを干渉信号とみなしてそれを除去し、干渉除去後の第ｒ番目のＰＳＣの複数アンテナでの受信結果を最大比合成した信号ｖ_ｒ（ｍ、ｆｎ）（図中のＳ３１）を出力する。すなわち、次式に示すようにして、ｖ_ｒ（ｍ、ｆｎ）を算出する。

ここで、ｈ_ｒ（ｆｎ）は第ｆｎ番目のサブキャリアのチャネル推定値Ｈｅ（ｆｎ）における第ｒ番目の列ベクトル、上付きの添え字Ｔはベクトル転置演算子、ＧｒはＮｔ次の単位行列からｒ行ｒ列の対角成分を０にした行列を示す。また、ｒは１からＮｔまでの正数値をとる。干渉除去ＰＳＣ位相補償部４０は、以上の干渉キャンセルの動作をすべての空間多重ストリーム数Ｎｔに対して行う。

位相誤差検出部５２は、ＰＳＣレプリカ生成部６から出力されたパイロットサブキャリアレプリカ信号Ｓ２を基準として、干渉除去後の信号ｖ_ｒ（ｍ、ｆｎ）の位相回転を検出する。すなわち次式に示すようにして、第ｒ番目の空間多重ストリームにおいて特定のサブキャリア（第ｍ番目のＯＦＤＭシンボルにおける第ｆｎ番目のサブキャリアとする）を用いて伝送されるパイロットサブキャリア信号Ｘ^ｒ _ＰＳＣ（ｍ、ｆｎ）を基準として、干渉除去後の信号ｖ_ｒ（ｍ、ｆｎ）の位相回転Ｅ^ｒ _ｅｓｔ（ｍ、ｆｎ）を算出する。

ここで、ａｎｇｌｅ[x]は複素数の変数ｘの位相算出する演算子を示す。

位相誤差検出部５２は、サブキャリア共通に検出された位相回転Ｅ_ｅｓｔ（ｍ、ｆｎ）に対し、位相誤差補正部９でとりきれなかった残留キャリア周波数誤差がΔｆｃと見なせる場合、以下のような誤差検出を行う。すなわち、残留キャリア周波数誤差Δｆｃは、同一のＯＦＤＭシンボルにおいて、共通な位相回転で与えられることから、検出された位相回転Ｅ_ｅｓｔ（ｍ、ｆｎ）に対し、次式で示すように同一ＯＦＤＭシンボル内に含まれるパイロットサブキャリア（ｆｎ）に対し重み付け平均化した位相を算出することで、位相誤差Ｌｃ（ｍ）を求める。

ここでａ（ｆｎ）は、（８）式を満たすＭ次の対角行列（対角成分除く要素が０）である。重み付けは、干渉除去された信号ｖ_ｒ（ｍ、ｆｎ）の受信電力あるいは受信振幅に比例配分した重み付け係数を用いて行う。また、ＰＳＣ（ｍ）は第ｍ番目のＯＦＤＭシンボルシンボル内に含まれるパイロットサブキャリアのサブキャリア番号を示す。

なお、位相誤差の検出の仕方はこれに限らず、サブキャリア毎で異なるサンプリングクロック誤差に起因する位相誤差の検出を行っても良い。

また、位相誤差Ｌｃ（ｍ）の別な算出方法として、次式を適用することもできる。

この場合、複数のパイロットサブキャリアにて検出される位相回転は、受信電力に比例して重み付けされて合成される。ここで、記号「.＊」はベクトルの（同じ位置にある）要素毎の乗算を示す。またｖ（ｍ、ｆｎ）は、第ｒ番目の要素として干渉除去された信号ｖ_ｒ（ｍ、ｆｎ）からなるＭ次の列ベクトルである。

乗算部５３は、位相誤差検出部５２により得られた位相誤差Ｌｃ（ｋ）を用いて、次式のようにして位相補償を行う。

なお、（１８）式は、ブランチ毎の位相回転量Ｌｃ（ｒ）（ｋ、ｆｓ）を示しており（ただし、ｒ＝１，．．．，Ｍ）、算出された値をブランチ個別に適用してもよい。あるいは、ブランチ毎の値をさらに平均化することで、すべてのブランチに共通の位相回転を検出して、補償する手法を適用してもよい。

前者の補償手法を用いた場合、送信側における周波数変換部、あるいは受信側における受信部３で、異なる特性の局部発振器を用いた構成の無線通信機でも、特性の劣化を抑えた受信特性を得ることができる。また、前者の補償手法を用いた場合、アンテナ毎にアンテナ指向性が異なり、異なるドップラー変動を受けた受信信号となる場合でも、特性の劣化を抑えた受信特性を得ることができる。

一方、後者の補償手法を用いた場合には、複数のブランチの位相回転量の平均化効果を高めることができ、特に低ＳＮＲでの位相回転量の検出を安定化させる効果が得られる。

以上説明したように、本実施の形態によれば、実施の形態１の構成に加えて、干渉除去ＰＳＣ位相補償部４０を設け、ＰＳＣ干渉キャンセル部５１によって、空間多重された他のＰＳＣ信号を干渉成分として除去し、更に、最大比合成することで、ＰＳＣ信号のＳＩＮＲを改善した。その後に、位相誤差検出部５２によって、位相回転を検出するようにしたことにより、位相補償部９で除去できなかった位相誤差を取り除くことができるようになる。

すなわち、位相補償部９では、熱雑音やチャネル推定誤差が原因となってＰＳＣ信号間に干渉成分が生じるため、位相補償部９の出力Ｓ６にはこれに起因する残留位相誤差が含まれるが、干渉除去ＰＳＣ位相補償部４０を用いることで、この残留位相誤差を低減することができ、受信特性の改善を図ることができる。

なお、上述した実施の形態では、位相補償部９に加えて干渉除去ＰＳＣ位相補償部４０を設けた場合について述べたが、本発明はこれに限らず、図６に示すように、位相補償部９を省略した構成を用いてもよい。

図４との対応部分に同一符号を付して示す図６の無線通信装置１ｃは、図４の無線通信装置１ｂと比較して、位相補償部９をなくし、干渉除去ＰＳＣ位相補償部４０にＯＦＤＭ復調信号Ｓ１を入力する構成を有する。干渉除去ＰＳＣ位相補償部４０は、入力信号として位相補償部９の出力Ｓ６の代わりにＯＦＤＭ復調信号Ｓ１を用いる点が異なるだけであり、詳細動作は上述したのと同様である。この構成によっても、上述したのと同様に干渉除去ＰＳＣ位相補償部４０において、空間多重された他のＰＳＣ信号を除去し、最大比合成を行ってＰＳＣ信号のＳＩＮＲを改善した後に、位相回転を検出するので、受信特性の改善を図ることができる。

また、上述した実施の形態では、干渉除去ＰＳＣ位相補償部４０において、空間多重された他のＰＳＣ信号を除去し、最大比合成を行ってＰＳＣ信号のＳＩＮＲを改善した後に、位相回転を検出することで、位相補償精度を高めた場合について述べた。

ところで、アンテナ毎の位相回転が共通でない場合（アンテナの指向性が異なりドップラー変動が異なる場合、あるいは、送信側又は受信側の周波数変換部の局部発振器がアンテナ毎に共通でない場合など）には、合成した結果を用いると特性が劣化することが予想される。これを考慮して、そのような場合は、干渉除去ＰＳＣ位相補償部４０において、空間多重された他のＰＳＣ信号を除去した信号に対し、最大比合成を行うことなく、アンテナ毎に個別に位相回転の検出を行い、位相補償を行うようにすると良い。

（実施の形態３）
図１との対応部分に同一符号を付して示す図７に、実施の形態３の無線通信装置の構成を示す。図７でも、図１と同様に、無線通信装置１ｄは受信構成のみを示しており、送信構成の図示は省略している。

本実施の形態の無線通信装置１ｄは、実施の形態１で説明した無線通信装置１（図１）と比較して、復号処理部１１が復号データ（以下これを復号ビット列と呼ぶこともある）Ｓ８に加えて復号ビット列Ｓ８についてのビット毎の尤度情報Ｓ３０を出力することと、復号ビット列Ｓ８及び尤度情報Ｓ３０を用いて、データ部２２の空間多重信号についてのデータ部参照信号Ｓ３１を生成するデータ部レプリカ生成部６１及びデータ部参照信号生成部６２を有することと、位相補償部９ｂがデータ部参照信号Ｓ３１を用いて位相補償を行う点が異なる。

復号処理部１１は、実施の形態１で説明したような所定の復号処理を行うことにより、復号ビット列ｂ（ｋ）（図中のＳ８）及び復号ビット毎の尤度情報系列をＬＩ（ｋ）（図中のＳ３０）を得る。

データ部レプリカ生成部６１は、復号ビット列ｂ（ｋ）を基に再変調処理を行う。すなわち、送信時に用いられた誤り訂正符号化方式、符号化率及び変調多値数で、誤り訂正符号化処理、パンクチャ処理及びインターリーブ処理を施したビットデータ列を生成し、変調多値数に応じたシンボルマッピング処理を施し、最終的に、複数アンテナから送信されるＯＦＤＭシンボルデータ列Ｘｄ（ｍ、ｆｎ）に相当するデータ列を生成する。

またデータ部レプリカ生成部６１は、ビット毎の尤度情報系列ＬＩ（ｋ）（図中のＳ３０）に対しても、同様に、パンクチャ処理及びインターリーブ処理を施す。さらに、データ部レプリカ生成部６１は、シンボルマッピングを行うビット単位毎に、ビット毎の尤度情報系列ＬＩ（ｋ）をグルーピングし、グループ化されたビット毎の尤度情報系列から、シンボルデータ全体の尤度情報Ｌｄ（ｍ、ｆｎ）を得る。シンボルデータ全体の尤度情報Ｌｄ（ｍ、ｆｎ）を得る方法としては、ビット毎の尤度の平均値、重み付け平均値、又は最大値もしくは最小値を用いる。ここで、Ｘｄ（ｍ、ｆｎ）及びＬｄ（ｍ、ｆｎ）は送信ストリーム数Ｎｔに等しいＮｔ次の列ベクトルを示し、それらの要素は、各アンテナから送信されるＯＦＤＭシンボルデータを示す。またｍはＯＦＤＭシンボルデータ番号、ｆｎはサブキャリア番号を示す。

データ部参照信号生成部６２は、チャネル推定部５の出力Ｈｅ（ｆｎ）（図中のＳ３）及びデータ部レプリカ生成部６１の出力を用いて、ＡＦＣ（Automatic Frequency Control）の残留周波数誤差に起因する位相回転Ｅを受けずに、伝搬路変動Ｈｅのみを受けて空間多重伝送された場合の受信信号を、データ部参照信号Ｓ３１として生成する。すなわち、データ部レプリカ生成部６１は、第ｍ番目のＯＦＤＭシンボルにおける第ｆｎ番目のサブキャリアのデータ部参照信号Ｘｄ（ｍ、ｆｎ）（図中のＳ３１）を、次式に示すようにして生成する。

位相補償部９ｂは、データ部参照信号Ｓ３１を参照しながら、ＯＦＤＭ復調信号Ｓ１を位相補償する。このとき、データ部参照信号Ｓ３１は、ＯＦＤＭ復調信号Ｓ１に対して信号分離部１０、復号処理部１１、データレプリカ生成部５１及びデータ部参照信号生成部６２の処理時間だけ遅延することになるので、ＯＦＤＭ復調信号Ｓ１をこの遅延分だけ遅延させて位相補償を行う。

位相補償部９ｂは、ＯＦＤＭ復調信号Ｓ１とデータ部参照信号Ｓ３１を比較することで、ＯＦＤＭ復調信号Ｓ１の位相回転を検出し、この検出結果に基づいて、残留キャリア周波数誤差及びサンプリングクロック誤差等に起因する位相誤差を補償する位相トラッキングを行う。すなわち、位相補償部９ｂは、次式で示すようにして、データ部参照信号生成部６２の出力Ｓ_ｄ（ｍ、ｆｎ）を基準としてＯＦＤＭ復調部４の出力Ｙｅ（ｍ、ｆｎ）の位相回転Ｅ_ｅｓｔ（ｍ、ｆｎ）を検出する。

ここで、ａｎｇｌｅ[x]は複素数の変数ｘの位相を算出する演算子を示す。

また位相補償部９ｂは、残留キャリア周波数誤差Δｆｃの補正するにあたっては、同一のＯＦＤＭシンボルにおいて同じ量だけ位相が回転していることから、サブキャリア共通に検出された位相回転Ｅ_ｅｓｔ（ｍ、ｆｎ）を基に、次式で示すように同一ＯＦＤＭシンボル内に含まれるパイロットサブキャリアｆｎに対し重み付け平均化した位相を算出することで位相誤差Ｌｃ（ｍ）を求め、これを基に行う。

ここでａ（ｆｎ）は次式を満たす係数である。重み付けは、送信されるシンボルデータ全体の尤度情報Ｌｄ（ｍ、ｆｎ）に基づいた重み付け係数を用いて行う。

一方、位相補償部９ｂは、サンプリングクロック誤差Δｆａの補正については、異なるＯＦＤＭシンボルシンボル間（第ｍ１シンボル、第ｍ２シンボル）での同一のサブキャリアにおける位相回転Ｅ_ｅｓｔ（ｍ_２、ｆｎ）―Ｅ_ｅｓｔ（ｍ_１、ｆｎ）を比較することで、時間的な位相回転量Ｌｓ（ｍ、ｆｎ）を推定することで行う。

位相補償部９ｂは、以上によって算出されたＯＦＤＭシンボル毎及びサブキャリア毎の位相回転量Ｌ（ｋ、ｆｓ）＝Ｌｃ（ｋ）＋Ｌｓ（ｋ、ｆｓ）を補正するための位相回転を、次式で示すように、ＯＦＤＭ復調信号Ｙｅ（ｋ、ｆｓ）（図中のＳ１）に乗算することで位相トラッキングの動作を行う。

ここで、Ｌ（ｋ、ｆｓ）は、ブランチ毎の位相回転量Ｌ^ｒ（ｋ、ｆｓ）を第ｒ番目の要素とするＭ次列ベクトルを示しており、ブランチ個別に算出した位相回転量を適用している。

あるいは、別な手法として、ブランチ毎の位相回転量Ｌ^ｒ（ｋ、ｆｓ）をさらに平均化することで、すべてのブランチに共通の位相回転を検出して、補償する手法を適用してもよい。

前者の補償手法を用いる場合、送信側における周波数変換部、あるいは受信側における受信部３で、異なる特性の局部発振器を用いた無線通信機でも、特性の劣化を抑えた受信特性を得ることができる。また、前者の補償手法を用いる場合、アンテナ毎にアンテナ指向性が異なり、異なるドップラー変動を受けた受信信号となる場合でも、特性の劣化が少ない受信特性を得ることができる。

一方、後者の補償手法を用いる場合には、複数のブランチの位相回転量の平均化効果を高めることができ、特に低ＳＮＲでの位相回転量の検出を安定化させる効果が得られる。

以上説明したように、本実施の形態によれば、実施の形態１の構成に加えて、データレプリカ生成部６１及びデータ部参照信号生成部６２を設け、復号データＳ８から尤度情報Ｓ３０で重み付けたデータ部参照信号Ｓ３１を生成し、位相補償部９ｂによってデータ部参照信号Ｓ３１を用いて位相補償を行うようにしたことにより、実施の形態１よりも一段と位相回転検出精度を向上させることができ、一段と受信特性の改善を図ることができる。

なお、上述した本実施の形態では、位相補償部９ｂが、データレプリカ生成部６１及びデータ部参照信号生成部６２によって生成されたデータ部参照信号Ｓ３１を用いて、位相補償を行う場合について述べたが、参照信号生成部７によって生成された参照信号Ｓ４も併用するようにしてもよい。この場合、例えば、データ部参照信号Ｓ３１を用いて得た検出結果と、参照信号Ｓ４を用いて得た検出結果とを、重み付け合成し、この重み付け合成結果を用いて位相補償を行うようにすればよい。

（実施の形態４）
図１との対応部分に同一符号を付して示す図８に、実施の形態４の無線通信装置の構成を示す。図８でも、図１と同様に、無線通信装置１ｅは受信構成のみを示しており、送信構成の図示は省略している。

本実施の形態の無線通信装置１ｅは、ＯＦＤＭ復調部４の出力の後段に、空間多重された信号を空間多重前の信号に分離する信号分離部７０が設けられ、信号分離部７０の後段に、分離後の信号に対して位相補償を行う位相補償部７３が設けられている。

信号分離部７０は、ＯＦＤＭ復調信号Ｓ１に対して、チャネル推定信号Ｓ３を用いた信号分離処理を施すことで、空間多重伝送された空間多重ストリームを分離した分離信号Ｓ４０を得る。具体的には、信号分離部７０は、例えばＺＦ、ＭＭＳＥといった空間的な線形フィルタを用いて分離処理を行う。例えば、ＺＦにより分離処理を行う場合、次式に示すように、チャネル推定部５で得られたサブキャリア毎のチャネル推定値Ｈｅ（ｆｓ）の逆行列を用いた演算を行う。

このようにして、次式で示される位相回転行列Ｅ（ｋ、ｆｓ）が加わった送信シンボル系列Ｚｄ（ｋ、ｆｓ）を分離する。

ここで、Ｚｄ（ｋ、ｆｓ）は列ベクトルであり、その第ｒ番目の要素は第ｒ番目の送信ストリームの送信シンボル系列Ｚｄ（ｋ、ｆｓ）^（ｒ）を表す。

パイロットサブキャリア（ＰＳＣ）抽出部７１は、分離した送信シンボル系列Ｚｄ（ｋ、ｆｓ）（図中の分離信号Ｓ４０）から、特定の送信ストリーム（第ｒ番目）のサブキャリア（第ｍ番目のＯＦＤＭシンボルにおける第ｆｎ番目のサブキャリア）を用いて伝送されたパイロットサブキャリア信号Ｚ_ｐｓｃ（ｍ、ｆｎ）^（ｒ）を抽出する。

パイロットサブキャリア（ＰＳＣ）レプリカ生成部７２は、特定のサブキャリア（以下、第ｍ番目のＯＦＤＭシンボルにおける第ｆｎ番目のサブキャリアとする）を用いて伝送されるパイロットサブキャリアレプリカ信号Ｘ_ＰＳＣ（ｍ、ｆｎ）（図中のＳ４２）を生成する。

位相補償部７３は、ＰＳＣレプリカ生成部７２からのＰＳＣレプリカ信号Ｓ４２及びＰＳＣ抽出部７１からのパイロットサブキャリア信号Ｓ４１を用いて位相回転を検出し、残留キャリア周波数誤差及びサンプリングクロック誤差等に起因する位相誤差を補償する位相トラッキングを行う。

具体的には、（２５）式で示したように、位相回転の検出は、ＰＳＣレプリカ生成部７２のＰＳＣレプリカ信号Ｓ４２（Ｘ_ＰＳＣ（ｍ、ｆｎ））を基準とした、ＰＳＣ抽出部７１からのＰＳＣ信号Ｓ４１（Ｚ_ｐｓｃ（ｍ、ｆｎ））の位相回転Ｅ_ｅｓｔ（ｍ、ｆｎ）を検出することで行う。

残留キャリア周波数誤差Δｆｃを補正するにあたっては、残留キャリア周波数誤差Δｆｃは、同一のＯＦＤＭシンボルにおいて同じ量だけ位相が回転していることから、サブキャリア共通に検出された位相回転Ｅ_ｅｓｔ（ｍ、ｆｎ）を基に、（７）式で示したように同一ＯＦＤＭシンボル内に含まれるパイロットサブキャリア（ｆｎ）に対し重み付け平均化した位相を算出することで位相誤差Ｌｃ（ｍ）求め、これを基に行う。

ここで、（７）式におけるａ（ｆｎ）は（８）式を満たす係数である。重み付けは、ＰＳＣ抽出部７１の出力Ｚ_ｐｓｃ（ｍ、ｆｎ）の受信電力あるいは受信振幅に比例配分した重み付け係数を用いて行う。

一方、位相補償部７３は、サンプリングクロック誤差Δｆａの補正については、異なるＯＦＤＭシンボルシンボル間での同一のサブキャリアにおけるパイロットサブキャリアの位相回転を比較することで、時間的な位相回転量Ｌｓ（ｍ、ｆｎ）を推定することで行う。

位相補償部７３は、以上によって算出されたＯＦＤＭシンボル毎及びサブキャリア毎の位相回転量Ｌ（ｍ、ｆｎ）＝Ｌｃ（ｍ）＋Ｌｓ（ｍ、ｆｎ）を補正するための位相回転を、信号分離部７０の出力信号Ｓ４０に対して乗算することで、位相トラッキングを行う。

あるいは、別な手法として、ブランチ毎の位相回転量Ｌ^ｒ（ｍ、ｆｎ）をさらに平均化することで、すべてのブランチに共通の位相回転を検出して、補償する手法を適用してもよい。

前者の補償手法を用いる場合、送信側における周波数変換部、あるいは受信側における受信部３で、異なる特性の局部発振器を用いた構成の無線通信機でも、特性の劣化を抑えた受信特性を得ることができる。また、前者の補償手法を用いる場合、アンテナ毎にアンテナ指向性が異なり、異なるドップラー変動を受けた受信信号となる場合でも、特性の劣化を抑えた受信特性を得ることができる。

一方、後者の補償手法を用いる場合には、複数のブランチの位相回転量の平均化効果を高めることができ、特に低ＳＮＲでの位相回転量の検出を安定化させる効果が得られる。

復号処理部７４は、位相補償部７３の出力信号Ｓ４３に対して、復号処理部１１と同様の処理を施すことで、復号データＳ８を得る。

以上説明したように、本実施の形態によれば、既知のパイロット信号を用いてパイロットサブキャリアのチャネル推定値Ｓ３を算出するチャネル推定部５と、チャネル推定部５により得られたチャネル推定値Ｓ３を用いて、空間多重された信号を分離する信号分離部７０と、分離信号Ｓ４０から既知のパイロットサブキャリア信号Ｓ４１を抽出するＰＳＣ抽出部７１と、パイロットサブキャリアレプリカ信号Ｓ４２を生成するＰＳＣレプリカ生成部７２と、分離信号Ｓ４０から抽出されたパイロットサブキャリア信号Ｓ４１とパイロットサブキャリアレプリカ信号Ｓ４２とを比較することで位相回転を検出し、当該検出結果に基づいて分離信号Ｓ４０を位相補償する位相補償部７３と、を設けたことにより、パイロットサブキャリア信号が空間多重して伝送された場合でも、パイロットサブキャリア信号を分離するための専用の回路を必要とせずに、簡易な構成で位相補償を行うことができる無線通信装置１ｅを実現できる。

すなわち、信号分離部７０によって、空間多重された各ストリームを空間多重前のストリームに分離した後に、ＰＳＣ抽出部７１によって、分離されたストリーム中のパイロットサブキャリア信号を抽出したので、パイロットサブキャリア信号を分離するための専用の回路が無くても、パイロットサブキャリア信号を抽出することができる。

なお、上述した実施の形態においては、信号分離部７０が、空間多重伝送されたデータサブキャリアに対しても、ＺＦ法やＭＭＳＥ法を用いて信号分離を行う場合を例に取って説明したが、データサブキャリアを分離する方法とパイロットサブキャリアを分離する方法とが異なるように構成してもよい。

例えば、信号分離部７０は、先ず、空間多重伝送されたパイロットサブキャリアのみをＺＦ法やＭＭＳＥ法を用いて各ストリームに分離する。位相補償部７３は分離されたパイロットサブキャリアを用いて位相誤差検出を行い、データサブキャリアに対して位相補償を行う。

続いて、信号分離部７０は、位相補償されたデータサブキャリアを用いてＭＬＤといった別な信号分離手法を用いて、空間多重伝送された送信ストリームを分離する。これにより、位相補償部７３を、データサブキャリアの信号分離手法に依存しない構成とすることができるため、信号分離部７０におけるデータサブキャリアの空間多重ストリームの分離手法を、適応的に変更することも可能となる。

すなわち、変調多値数が小さい場合はＭＬＤ手法を用い、６４ＱＡＭ等の変調多値数が大きい場合はＺＦ手法を用いて、６４ＱＡＭでの回路規模の削減を図ることもできる。

（実施の形態５）
図８との対応部分に同一符号を付して示す図９に、実施の形態５の無線通信装置の構成を示す。図９でも、図８と同様に、無線通信装置１ｆは受信構成のみを示しており、送信構成の図示は省略している。

本実施の形態の無線通信装置１ｆは、実施の形態４で説明した無線通信装置１ｅの構成に加えて、反復復号処理部９０を有する。反復復号処理部９０は、第１の復号処理部７４の出力である誤り訂正復号されたビット系列を用いて再度変調を行う再変調部９１と、チャネル推定部５によるチャネル推定結果Ｓ３（実際には、チャネル推定値更新部８０によって更新された信号Ｓ５１）に基づき、空間多重伝送された信号から他の空間多重ストリームを干渉信号として減算処理を行う干渉キャンセラル部９２と、第２の復号処理部９３と、を有する。

ここで、反復復号処理を行うための構成としては、パラレル型と逐次型がある。パラレル型は、干渉信号がある場合、それらを一括して除去して復号処理を行う動作を繰り返し行うものである。逐次型は、受信品質の高い空間多重ストリームから順番に復号し、受信信号から復号した信号を除去して反復復号処理を行うものである。本実施の形態では、パラレル型の干渉キャンセル処理を用いた場合を例にとって説明するが、逐次型干渉キャンセル処理を適用することもできる。

再変調部９１は、復号ビット列ｂ（ｋ）に基づいて送信シンボルデータを生成する。すなわち、復号ビット列に対し、送信に用いられた誤り訂正符号化方式、変調多値数及び符号化率で、誤り訂正符号化処理、パンクチャ処理及びインターリーブ処理を施すことで、送信された空間多重ストリーム数分の空間多重ストリームビットデータ列を生成し、さらに、それぞれを変調多値数に応じたシンボルマッピング処理を施すことで、サブキャリア毎の空間多重シンボルデータ列Ｄ_ｊ（ｋ、ｆｓ）を生成する。

ここで、Ｄ_ｊ（ｋ、ｆｓ）は、第ｊ番目の空間多重シンボルデータ列、第ｋ番目のＯＦＤＭシンボル、第ｆｓ番目のサブキャリアにおける空間多重シンボルデータ列を示す。ここでｊ＝１〜Ｎｔ，ｆｓ＝１〜Ｎｃである。また、Ｄ（ｋ、ｆｓ）は、Ｄ_ｊ（ｋ、ｆｓ）を第ｊ番目の要素とするＮｔ次の列ベクトルとする。

チャネル推定値更新部８０は、位相補償部７３により検出された位相回転量Ｌ（ｋ、ｆｓ）を、チャネル推定部５で得られたチャネル推定値Ｓ３を反映したものに更新する。ここで、信号分離部７０においてＺＦ法を用いた信号分離を行った場合の位相補償部７３の出力信号は、次式のように表すことができ、簡単な式変形を行うと、位相補償による位相回転を含めた新たなチャネル推定値Ｂ（ｋ、ｆｓ）に対して、ＺＦ法を適用（すなわち、Ｂ（ｋ、ｆｓ）の逆行列をＹe（ｋ，ｆｓ）に乗算）していると見なせる。

従って、チャネル推定値更新部８０は、次式に示すＢ（ｋ、ｆｓ）を新なチャネル推定値Ｓ５１として形成する。

干渉キャンセル部９２は、ＯＦＤＭ復調部４の出力Ｙｅ（ｋ、ｆｓ）から、所望の第ｒ番目の空間多重ストリームを除く他の空間多重ストリームを干渉信号とみなしてそれを除去し、干渉除去後の第ｒ番目の空間多重ストリームの複数アンテナでの受信結果を最大比合成した信号ｖ_ｒ（ｋ、ｆｓ）（図中のＳ５２）を出力する。すなわち、次式に示すようにして、ｖ_ｒ（ｋ、ｆｓ）を算出する。

ここで、ｂ_ｒ（ｋ、ｆｓ）は、第ｋ番目のＯＦＤＭシンボルの第ｆｓ番目のサブキャリアについてのチャネル推定値Ｂ（ｋ、ｆｓ）における第ｒ番目の列ベクトルを示す。上付きの添え字Ｔはベクトル転置演算子を示し、Ｇ_ｒはＮｔ次の単位行列からｒ行ｒ列の対角成分を０にした行列を示す。また、ｒは１からＮｔまでの正数値をとる。Ｄ（ｋ、ｆｓ）は再変調部９１の出力信号である。干渉キャンセル部９２は、以上の干渉キャンセル動作をすべての空間多重ストリーム数Ｎｔに対して行う。

第２の復号処理部９３は、干渉キャンセル部９２の出力信号に対して、デマッピング処理、デインタリーブ処理及び誤り訂正復号処理などを施すことで、送信ビット系列を復元する。このようにして、第２の復号処理部９３は、復号データＳ５３を得る。

以上説明したように、本実施の形態によれば、実施の形態４の構成に加えて、位相補償部７３で検出された位相回転量を用いて、チャネル推定部５で推定されたチャネル推定値Ｓ３を更新するチャネル推定値更新部８０と、更新されたチャネル推定値Ｓ５１を用いて反復復号処理を行う反復復号処理部９０とを設け、更新された高精度のチャネル推定値Ｓ５１を用いた反復復号を行うようにしたことにより、実施の形態４の効果に加えて、一段と誤り率特性の良い復号データＳ５３を得ることができる。

すなわち、反復復号処理部９０は、干渉キャンセル部９２において、更新されたチャネル推定値Ｓ５１を用いて、ＯＦＤＭ復調信号Ｓ１から他の空間多重信号を干渉成分として除去するので、残留位相誤差成分が含まれるＯＦＤＭ復調信号Ｓ１に対しても、干渉成分としての他の空間多重信号を効果的に除去することができ、この結果反復復号処理を受信特性の改善を損なうことなく行うことができるようになる。

また、本実施の形態において、実施の形態３で説明したように、復号結果を用いてレプリカ再生した信号を、位相補償部７３での位相誤差検出のための基準信号としてもよい。このようにすれば、上述した効果に実施の形態３で説明した効果が付加される。

なお、本実施の形態では、図９の構成とは、別の構成として、図１０、図１１、図１２、図１３の構成を提示する。

図９との対応部分に同一符号を付して示す図１０の無線通信装置１ｇは、図９の無線通信装置１ｆと比較して、反復復号処理部９０ａの構成が異なる。無線通信装置１ｇの反復復号処理部９０ａは、干渉除去ＰＳＣ位相補償部１００を有する。この構成は、干渉キャンセル部９２でパイロットサブキャリア（ＰＳＣ）を含めて干渉除去動作を行う場合に適用して好適である。

干渉除去ＰＳＣ位相補償部１００は、干渉キャンセル部９２の出力Ｓ５２から、干渉除去後のＰＳＣを抽出し、それに対応するＰＳＣレプリカ生成部７２の出力Ｓ４２を基準として、干渉除去後の信号ｖ_ｒ（ｍ、ｆｎ）の位相回転を検出する。すなわち、次式に示すようにして、第ｒ番目の空間多重ストリームにおいて特定のサブキャリア（第ｍ番目のＯＦＤＭシンボルにおける第ｆｎ番目のサブキャリアとする）を用いて伝送されるパイロットサブキャリア信号Ｘ^ｒ _ＰＳＣ（ｍ、ｆｎ）を基準として、干渉除去後の信号ｖ_ｒ（ｍ、ｆｎ）の位相回転Ｅ^ｒ _ｅｓｔ（ｍ、ｆｎ）を算出する。

さらに、干渉除去ＰＳＣ位相補償部１００は、位相誤差検出の結果をサブキャリア間及びＯＦＤＭシンボル間で平均化することで位相誤差検出量Ｌ（ｍ、ｆｎ）を算出し、干渉キャンセル部９２の出力Ｓ５２におけるデータ信号部に対し次式のような位相補償を行った信号ｑ（ｍ、ｆｎ）を第２の復号処理部９３に出力する。

干渉除去ＰＳＣ位相補償部１００は、空間多重された他のＰＳＣ信号を除去し、最大比合成を行うことで、ＰＳＣ信号のＳＩＮＲを改善し、この信号を用いて位相回転を検出し、位相補償を行う。

これにより、図１０の構成によれば、図９の構成によって得られる効果に加え、位相補償部７３で除去できなかった位相誤差を取り除くことができるようになる。すなわち、位相補償部７３では、熱雑音やチャネル推定誤差が原因となってＰＳＣ信号間に干渉成分が生じるため、位相補償部７３の出力Ｓ４３にはこれに起因する残留位相誤差が含まれるが、干渉除去ＰＳＣ位相補償部１００を用いることで、この残留位相誤差を低減することができ、受信特性の改善を図ることができる。

次に、本実施の形態における別な構成である図１１の無線通信装置１ｈについて説明する。図１０との対応部分に同一符号を付して示す図１１において、無線通信装置１ｈは、図１０の構成から、チャネル推定値更新部８０を除き、その代わりに、乗算部１３０を加えた構成となっている。乗算部１３０は、位相補償部１１０の位相誤差検出結果Ｓ６０に基づいて、位相誤差を補償するための位相回転を、ＯＦＤＭ復調信号Ｓ１に与える。すなわち、図１０の構成では、チャネル推定値Ｓ３に位相補償の結果を反映することでチャネル推定値Ｓ３を更新するチャネル推定値更新部８０を設け、更新されたチャネル推定値Ｓ５１を用いて反復復号処理を行ったが、図１１の構成では、位相補償をＯＦＤＭ復調信号Ｓ１に対して行い、位相補償後のＯＦＤＭ復調信号を用いて反復復号処理を行うようになっている。

位相補償部１１０は、図１０の位相補償部７３と同様に、ＰＳＣレプリカ生成部７２の出力Ｓ４２及びＰＳＣ抽出部７１の出力Ｓ４１を用いて位相回転を検出し、残留キャリア周波数誤差及びサンプリングクロック誤差等に起因する位相誤差を補償する位相トラッキングを行う。

さらに、位相補償部１１０は、算出されたＯＦＤＭシンボル毎及びサブキャリア毎の位相誤差検出量Ｌ（ｍ、ｆｎ）（図中のＳ６０）を乗算部１３０に送出する。乗算部１３０は、ＯＦＤＭ復調信号Ｓ１（Ｙｅ（ｍ、ｆｎ））に対して、次式のような乗算を行うことで、位相回転誤差を補償されたＯＦＤＭ復調信号Ｙｃ（ｍ、ｆｎ）を出力する。

反復復号処理部９０ｂにおける干渉キャンセル部９２は、位相回転誤差を補償されたＯＦＤＭ復調信号Ｙｃ（ｍ、ｆｎ）を用いて、図１０の構成で説明したのと同様の処理を行なう。すなわち、干渉キャンセル部９２は、次式で示す干渉除去処理を、位相回転誤差を補償されたＯＦＤＭ復調信号Ｙｃ（ｍ、ｆｎ）から、所望の第ｒ番目の空間多重ストリームを除く空間多重ストリームを干渉信号とみなして除去することで行う。

次に、干渉キャンセル部９２は、干渉除去後の第ｒ番目の空間多重ストリームの複数アンテナでの受信結果を最大比合成した信号ｖ_ｒ（ｍ、ｆｎ）を出力する。

図１１の構成によれば、図１０の構成によって得られる効果に加え、ＯＦＤＭ復調信号Ｙｅ（ｍ、ｆｎ）に対して、位相補償のための複素乗算を行うので、チャネル推定値を補償する場合に比べ、演算量を低減することができる。例えば、Ｎｔ個の空間多重ストリームが送信され、これをＭ個のアンテナで受信する場合、サブキャリア毎のチャネル推定値の要素数がＮｔ×Ｍ個であるのに対して、ＯＦＤＭ復調信号Ｙｅ（ｍ、ｆｎ）の要素は受信アンテナ数Ｍ個分ですむため、乗算回数はチャネル推定値を補償する場合と比較して（１／Ｎｔ）に低減される。この結果、無線通信装置１ｈにおいては、ハードウエア規模を削減したり、処理遅延を低減することができる。

次に、本実施の形態における別な構成である図１２の無線通信装置１ｉについて説明する。図１０との対応部分に同一符号を付して示す図１２において、無線通信装置１ｉは、図１０の構成と比較して、干渉除去ＰＳＣ位相補償部１００に代わりに、干渉除去ＰＳＣ位相誤差検出部１２０を有する。反復復号処理部９０ｃの動作は、次の通りである。反復復号処理部９０ｃは、まず、空間多重ＰＳＣ信号の干渉キャンセル動作をデータ部２２のサブキャリアよりも先に行い、干渉除去ＰＳＣ位相誤差検出部１２０において、干渉キャンセル部９２の出力Ｓ５２から、干渉除去されたＰＳＣを抽出し、それに対応するＰＳＣレプリカ生成部７２の出力Ｓ４２を基準として、干渉除去された信号ｖ_ｒ（ｍ、ｆｎ）の位相回転を検出し、位相補償に必要な位相誤差検出量Ｌ（ｍ、ｆｎ）を算出する。

無線通信装置１ｉは、図１０の無線通信装置１ｈが、算出された位相誤差検出量Ｌ（ｍ、ｆｎ）を用いて干渉キャンセル部９２の出力Ｓ５２におけるデータ信号部のデータサブキャリアを位相補償するのと異なり、チャネル推定更新部１２１に、位相誤差検出量Ｌ（ｍ、ｆｎ）（図中のＳ７０）を渡し、再度、チャネル推定値の更新を行う。そして、無線通信装置１ｉは、再度、更新されたチャネル推定値Ｓ５１を用いて、データ部のデータサブキャリアに対し反復復号動作を行う。

ここで、チャネル推定更新部１２１は、２回目のチャネル推定値の更新時には、次式に示すようにして、１回目のチャネル推定値更新により得られたＢ（ｍ、ｆｎ）から、位相誤差検出量Ｌ（ｍ、ｆｎ）を用いて、新たなチャネル推定値Ｃ（ｍ、ｆｎ）を算出する。

以降、反復復号処理部９０ｃは、Ｂ（ｍ、ｆｎ）の代わりに新たなチャネル推定値Ｃ（ｍ、ｆｎ）を用いて、図１０で説明した動作と同様の動作を行う。

図１２の構成によれば、干渉除去ＰＳＣ位相誤差検出部１２０で得られた高精度の位相誤差検出結果Ｓ７０を用いてチャネル推定値を更新し、更新したチャネル推定値Ｓ５１を用いてデータ部のデータサブキャリア信号を反復復号処理するようにしたので、図１０の構成によって得られる効果に加え、位相誤差がより多く含まれる１回目のチャネル推定値を用いて干渉キャンセル動作を行うことで生じる同一チャネル干渉成分を低減することができるため、受信特性をより高めることできるといった効果を得ることができる。

次に、本実施の形態における別な構成である図１３の無線通信装置１ｊについて説明する。図１２との対応部分に同一符号を付して示す図１３において、無線通信装置１ｊは、図１２の構成と比較して、チャネル推定値更新部１２１を除き、その代わりに、乗算部１３０を加えた構成となっている。乗算部１３０は、干渉除去ＰＳＣ位相誤差検出部１２０の位相誤差検出結果に含まれる位相誤差を補償する位相回転を、ＯＦＤＭ復調信号Ｓ１に与える。すなわち、図１２の構成では、位相補償の結果をチャネル推定値に反映するチャネル推定値更新１２１を設け、更新したチャネル推定値Ｓ５１を用いて反復復号処理を行ったのに対して、無線通信装置１ｊは、位相補償をＯＦＤＭ復調信号Ｓ１に対して行い反復復号処理を行うようになっている。

反復復号処理部９０ｄは、図１２の反復復号処理部９０ｃと同様に、まず、空間多重ＰＳＣ信号の干渉キャンセル動作をデータ部２２のサブキャリアよりも先に行い、干渉除去ＰＳＣ位相誤差検出部１２０において、干渉キャンセル部９２の出力Ｓ５２から、干渉除去されたＰＳＣを抽出し、それに対応するＰＳＣレプリカ生成部７２の出力Ｓ４２を基準として、干渉除去された信号ｖ_ｒ（ｍ、ｆｎ）の位相回転を検出し、位相補償に必要な位相誤差検出量Ｌｘ（ｍ、ｆｎ）を算出する。

乗算部１３０は、ＯＦＤＭ復調部４の出力Ｙｃ（ｍ、ｆｎ）に位相補償部１１０で検出された位相回転を与えると共に、この位相回転が与えられた信号に対して、反復復号処理部９０ｄの干渉除去ＰＳＣ位相誤差検出部１２０で算出されたＯＦＤＭシンボル毎及びサブキャリア毎の位相回転量Ｌｘ（ｍ、ｆｎ）を次式のように乗算する。その結果、乗算部１３０は、干渉キャンセル部９２の出力信号Ｓ５２における位相回転誤差が予め補償されたＯＦＤＭ復調信号Ｙｘ（ｍ、ｆｎ）を出力する。

このように、反復復号処理部９０ｄの干渉キャンセル部９２は、ＯＦＤＭ復調部４の出力Ｙｃ（ｍ、ｆｎ）をそのまま用いるのではなく、乗算部１３０によって位相回転誤差を補償されたＯＦＤＭ復調信号Ｙｘ（ｍ、ｆｎ）を用いて、図１０で説明したのと同様の動作を行なう。すなわち、干渉キャンセル部９２は、次式で示す干渉除去処理を、位相回転誤差を補償されたＯＦＤＭ復調信号Ｙｘ（ｍ、ｆｎ）から、所望の第ｒ番目の空間多重ストリームを除く空間多重ストリームを干渉信号とみなして除去することで行う。

次に、干渉キャンセル部９２は、干渉除去後の第ｒ番目の空間多重ストリームの複数アンテナでの受信結果を最大比合成した信号ｖ_ｒ（ｍ、ｆｎ）を出力する。

図１３の構成によれば、図１１の構成によって得られる効果に加え、干渉キャンセル部９２の出力信号を位相補償するための演算に相当する複素乗算を、ＯＦＤＭ復調信号Ｙｃ（ｍ、ｆｎ）に対して予め行うようにしたので、チャネル推定値を補償する場合に比べ、演算量を低減することができる。例えば、Ｎｔ個の空間多重ストリームが送信され、これをＭ個のアンテナで受信する場合、サブキャリア毎のチャネル推定値の要素数がＮｔ×Ｍ個であるのに対して、ＯＦＤＭ復調信号Ｙｅ（ｍ、ｆｎ）の要素は受信アンテナ数Ｍ個分ですむため、乗算回数を（１／Ｎｔ）に低減することができる。この結果、無線通信装置１ｊにおいては、ハードウエア規模を削減したり、処理遅延を低減することができる。

（実施の形態６）
図１４に、実施の形態６の無線通信装置の構成を示す。なお、図１４では、実施の形態１で説明した図１との対応部分には同一符号を付し、実施の形態１で説明した構成と同様の構成部分については、説明を省略する。

図１５に、図１４の無線通信装置１Ｋが受信するパケットのフレーム構成例を示す。すなわち、無線通信装置１Ｋの通信相手である無線通信装置は、図１５に示すようなフレーム構成のパケットを送信する。

図１５のフレーム構成について説明する。１つのフレームは、複数のＮｓ個のサブフレームからなり、一つのサブフレームには、Ｎｆ個のＯＦＤＭシンボルが含まれる。サブフレームは、予め既知であるリファレンス信号部と、それ以外の制御信号を含むデータ信号部とから構成される。なお、制御信号には、送信される信号の誤り訂正符号の符号化率、変調多値数等の情報が含まれる。サブフレーム中において、黒塗りで示したのは第１のアンテナから送信されるリファレンス信号であり、網掛けで示したのは第２のアンテナから送信されるリファレンス信号である。空白で示したのはデータ信号部である。

リファレンス信号は、チャネル推定用に用いる目的で、サブキャリア方向及びＯＦＤＭシンボル方向にそれぞれ間欠的に挿入されている。１つのＯＦＤＭシンボルには、複数のＮｃ個のサブキャリアが含まれる。空間多重伝送を行う際には、異なるアンテナから送信されるリファレンス信号は、サブキャリア挿入位置が互いにずらされて配置される。

そして、ある送信アンテナによってあるサブキャリアを用いてリファレンス信号が送信されている場合には、他の送信アンテナにおいてはそのサブキャリアをヌルキャリアとして送信を行う（つまりそのサブキャリアを用いた送信を行わない）ようになっている。

このように、空間多重時には、異なるアンテナからのリファレンス信号は異なるサブキャリアを用いて送信することで、リファレンス信号を周波数分割多重（ＦＤＭ）して伝送でき、受信時にそれぞれ分離することができる。

なお、本実施の形態では、空間多重時のリファレンス信号の多重方法としてＦＤＭを用いた場合について説明するが、本実施の形態が適用可能なリファレンス信号の多重方法はこれに限定されない。例えば、異なるＯＦＤＭシンボルを用いた時間分割多重（ＴＤＭ）や、異なる符号系列を用いた符号分割多重（ＣＤＭ）が用いられた場合でも、同様に適用が可能である。

以下、図１４を用いて、本実施の形態の無線通信装置１Ｋについて説明する。無線通信装置１Ｋは、複数Ｍ個の受信アンテナ２―１〜２−Ｍによって、所望のキャリア周波数帯の高周波信号を受信する。受信部３―１〜３−Ｍは、複数の受信アンテナ２―１〜２−Ｍで受信された各々の高周波信号に、増幅処理、帯域制限処理及び周波数変換処理を施し、同相（Ｉｎｐｈａｓｅ）信号及び直交（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ）信号からなる複素のベースバンド信号を出力する。

ＯＦＤＭ復調部４―１〜４−Ｍは、それぞれ、時間及び周波数同期処理、ＧＩ（ガードインターバル）除去、ＩＦＦＴ処理及び直列並列変換等を行うことで、入力された各々のベースバンド信号に対しＯＦＤＭ復調を施し、Ｎｃ個のサブキャリア毎のシンボルデータ系列をＯＦＤＭ復調信号として出力する。

なお、以下では、第ｋ番目のＯＦＤＭシンボル受信時の、第ｆｓ番目のサブキャリア毎のシンボルデータ系列をＹ（ｋ、ｆｓ）と表記する。ここで、Ｙ（ｋ、ｆｓ）は受信に用いたＭ個のアンテナ２―１〜２−Ｍで受信された信号を要素として含む列ベクトルである。すなわち、アンテナ２−ｍで受信された信号を入力とするＯＦＤＭ復調部４−ｍから出力される信号ｙ_ｍ（ｋ、ｆｓ）を第ｍ番目の要素とする。

第１のチャネル推定部２０１は、伝送されたサブフレーム中でリファレンス信号が含まれる最初のＯＦＤＭシンボルを用いて、振幅及び位相変動を含む複素振幅として、サブキャリア毎の伝搬路変動を推定する（以下この推定値をチャネル推定値と呼ぶ）。以下、サブフレーム中でリファレンス信号が含まれる最初のＯＦＤＭシンボルを第ｕ_１番目とする（図３においてはｕ_１＝１の場合を示す）。ここで、リファレンス信号がサブキャリア方向（周波数方向）に間欠的に挿入されている場合には、サブキャリア方向での補間処理を用いることで、リファレンス信号が挿入されていないサブキャリアのチャネル推定値を得る。補間処理に関しては、例えば特許文献（特表2006-515481号公報）に記載されている既知の技術であるため、ここでは詳細説明を省略する。

レプリカ生成部２０２は、サブフレーム中の第２番目のリファレンス信号が含まれるＯＦＤＭシンボル（サブフレーム中では第ｕ_２番目のＯＦＤＭシンボル）を用いて、特定のサブキャリア（以下、第ｕ_２番目のＯＦＤＭシンボルにおける第ｆｎ番目のサブキャリアとする）を用いて伝送される予め既知であるリファレンス信号のレプリカ信号Ｘ_ＰＳＣ（ｕ_２、ｆｎ）を生成する。ここで、レプリカ信号Ｘ_ＰＳＣ（ｕ_２、ｆｎ）は、各送信アンテナから送信される第ｕ_２番目のＯＦＤＭシンボルにおける第ｆｎサブキャリアのリファレンス信号の送信系列ｘ_ｎ（ｕ_２、ｆｎ）を要素とする送信系列ベクトルＸ_ＰＳＣ（ｕ_２、ｆｎ）＝[ｘ_１（ｕ_２、ｆｎ）、．．．、ｘ_Ｎｔ（ｕ_２、ｆｎ）]^Ｔである。ここで、送信が行われないヌルキャリアは、送信系列の要素を０とする。

参照信号生成部２０３は、第１のチャネル推定部２０１により得られたチャネル行列Ｈ（ｕ_１、ｆｎ）の推定値Ｈｅ（ｕ_１，ｆｎ）及びレプリカ生成部２０２により得られたレプリカ信号Ｘ_ＰＳＣ（ｕ_２、ｆｎ）を用いて、次式のようにして参照信号Ｓ_ＰＳＣ（ｕ_２、ｆｎ）を生成する。

このように、参照信号生成部２０３は、第ｕ_２番目のＯＦＤＭシンボルにおける、第ｆｎ番目のサブキャリア信号を用いて伝送されるパイロットサブキャリアＸ_ＰＳＣ（ｕ_２、ｆｎ）が、位相回転Ｅによる位相回転を受けずに、伝搬路変動を受けて受信される信号に相当する参照信号Ｓ_ＰＳＣ（ｕ_２、ｆｎ）を生成する。

リファレンス信号抽出部２０４は、（２）式で示される受信信号Ｙｅ（ｋ、ｆｓ）から、次式で示すように、サブフレーム中の第２番目のリファレンス信号が含まれるＯＦＤＭシンボル（サブフレーム中では第ｕ_２番目のＯＦＤＭシンボル）の特定のサブキャリア（第ｕ_２番目のＯＦＤＭシンボルにおける第ｆｎ番目のサブキャリア）の受信信号Ｙｅ（ｕ_２、ｆｎ）を抽出する。

位相誤差検出部２０５は、参照信号生成部２０３によって生成された参照信号及びリファレンス信号抽出部２０４によって抽出された受信リファレンス信号を用いて、受信リファレンス信号の位相回転を検出する。具体的には、次式で示すように、位相回転の検出は、参照信号（Ｓ_ＰＳＣ（ｕ_２、ｆｎ））を基準とした、受信リファレンス信号（Ｙｅ（ｕ_２、ｆｎ））の位相回転Ｅ_ｅｓｔ（ｍ、ｆｎ）を検出することで行う。

ここで、ａｎｇｌｅ[x]は複素数の変数ｘの位相算出する演算子を示し、ｘが列ベクトルの場合、その要素毎に位相算出を行う。

残留キャリア周波数誤差Δｆｃは、同一のＯＦＤＭシンボルにおいて同じ量だけ位相が回転している。よって、位相誤差検出部２０５は、サブキャリア共通に検出された位相回転Ｅ_ｅｓｔ（ｕ_２、ｆｎ）を基に、次式で示すように同一ＯＦＤＭシンボル内に含まれるパイロットサブキャリアｆｎに対し重み付け平均化した位相を算出することで、位相誤差Ｌｃ（ｍ）を求める。

ここで、ａ（ｆｎ）は、次式を満たすＭ次の対角行列（対角成分除く要素が０）である。重み付けは、サブキャリア信号Ｙｅ（ｕ_２、ｆｎ）の受信電力あるいは受信振幅に比例配分した重み付け係数を用いて行う。また、ＰＳＣ（ｕ_２）は、第ｕ_２番目のＯＦＤＭシンボル内に含まれるリファレンス信号を送信しているサブキャリアのサブキャリア番号を要素とする集合を示す。

なお、別な位相誤差Ｌｃ（ｕ_２）の算出方法として、次式を適用することもできる。この場合、複数のパイロットサブキャリアにて検出される位相回転は、受信電力に比例した重み付けをされて合成される。ここで、次式における記号「.＊」はベクトルの（同じ位置にある）要素毎の乗算を示す。

位相誤差推定部２０６は、以上によって算出されたＯＦＤＭシンボル共通の位相回転量Ｌｃ（ｕ_２）を基に、全てのＯＦＤＭシンボルに対する位相回転量を算出する。ここで、リファレンス信号が含まれていないＯＦＤＭシンボルについての位相回転量は、リファレンス信号が含まれているＯＦＤＭシンボルにおける位相回転量Ｌｃ（ｕ_２）を用いて、内挿あるいは外挿補間を行うことで求める。例えば、線形補間処理を行う場合、次式を用いてサブフレーム内の第ｋ番目のＯＦＤＭシンボルに対する位相回転量Ｌ（ｋ）を算出する。ここで、ｋ＝１〜Ｎｆである。

バッファ部２０７は、伝送されたパケット中のサブフレームに含まれる第２番目のリファレンス信号が含まれる、第ｕ_２番目のＯＦＤＭシンボルより前のＯＦＤＭシンボルにおけるサブキャリア信号を、サブキャリア毎に一時的に記憶し、記憶された順番に出力する。これにより、第ｕ_２番目のＯＦＤＭシンボルにおける位相回転量Ｌｃ（ｕ_２）の検出結果を用いてそれより以前のＯＦＤＭシンボルに対する位相回転量Ｌ（ｋ_０）が検出されるまでの、時間差を吸収する。

位相補償部２１０は、位相誤差推定部２０６によって推定されたＯＦＤＭシンボル毎の位相回転量Ｌ（ｋ）を補正する位相回転を、データ信号が含まれるサブキャリアｆｓの受信信号ベクトルＹｅ（ｋ、ｆｓ）に、次式で示すように乗算することで位相回転誤差を補償する。

なお、Ｌ（ｋ）は、ブランチ毎の位相回転量Ｌ^ｒ（ｋ）を第ｒ番目の要素とするＭ次列ベクトルを示しており、ブランチ個別に算出した位相回転量を適用している。

あるいは、別な手法として、ブランチ毎の位相回転量Ｌ^ｒ（ｋ、ｆｎ）をさらに平均化することで、すべてのブランチに共通の位相回転を検出して、補償する手法を適用してもよい。

前者の位相回転誤差を補償する手法を用いれば、送信側における周波数変換部、あるいは受信側における受信部３において、異なる特性の局部発振器を用いる場合や、アンテナ毎にアンテナ指向性が異なり、異なるドップラー変動をうけた受信信号となる場合でも、特性劣化が少ない受信性能を得ることができる。

一方、後者の位相回転誤差を補償する手法を用いれば、複数のアンテナで受信されたブランチの位相回転量の平均化効果を高めることができ、特に低ＳＮＲでの位相回転量の検出性能の向上効果を得ることができる。

リファレンス信号位相補償部２０８は、位相誤差検出部２０５で検出された、リファレンス信号が含まれているＯＦＤＭシンボルにおける位相回転量Ｌｃ（ｕ_２）を用いて、受信リファレンス信号の位相回転を補償する。すなわち、（３７）式で示される、特定のサブキャリア（第ｕ_２番目のＯＦＤＭシンボルにおける第ｆｎ番目のサブキャリア）を用いて伝送されたリファレンス信号の受信信号Ｙｅ（ｕ_２、ｆｎ）に対し、次式で示す位相補償を施す。

第２のチャネル推定部２０９は、リファレンス信号位相補償部２０８により位相補償されたリファレンス信号を用いて、サブキャリア毎のチャネル推定値Ｈｅ（ｕ，ｆｓ）を算出する。更に、第２のチャネル推定部２０９は、求めたチャネル推定値と、第１のチャネル推定部２０１で算出されたチャネル推定値とを用いて、リファレンス信号が含まれていないＯＦＤＭシンボルのサブキャリア毎のチャネル推定値Ｈｅ（ｋ，ｆｓ）を、補間処理によって算出する。ここで、ｋ＝１〜Ｎｆである。

信号分離部２１１は、位相補償部２１０の出力に対して、第２のチャネル推定部２０９からのチャネル推定結果Ｈｅ（ｋ，ｆｓ）を用いた信号分離処理を施すことで、空間多重伝送された空間多重ストリームを分離する。

空間多重ストリームの分離処理については、例えば非特許文献１等で開示されている既知の技術なのでここでは詳述しない。例えば、ＺＦ（Zero Forcing）法により分離する場合、第２のチャネル推定部２０９で得られたＯＦＤＭシンボル毎、サブキャリア毎のチャネル推定値Ｈｅ（ｋ、ｆｓ）に対し、次式に示すように、その逆行列を算出することで、送信シンボル系列Ｘｄ（ｋ，ｆｓ）を分離する。

なお、信号分離部２１１での分離処理はＺＦ法に限らず、ＭＭＳＥ（Minimum Mean Square Error）法、ＭＬＤ（Maximum likelihood Detection）法等の他の手法を用いてもよい。また、空間多重伝送されていない場合は、等化処理を行えばよい。

以上説明したように、本実施の形態の無線通信装置１Ｋは、マルチキャリア変調された受信信号から、受信信号に含まれる既知の第１のリファレンス信号を用いてチャネル推定値を算出する第１のチャネル推定部２０１と、第１のリファレンス信号と異なる時間に含まれる第２のリファレンス信号のレプリカ信号を生成するレプリカ生成部２０２と、レプリカ信号に対して、前記チャネル推定値に応じたチャネル変動を付与して参照信号を生成する参照信号生成部２０３と、マルチキャリア変調された受信信号から、第２のリファレンス信号を抽出するリファレンス信号抽出部２０４と、参照信号生成部２０３により得られた参照信号と、リファレンス信号抽出部２０４により得られた信号を比較することで受信信号の位相誤差を検出する位相誤差検出部２０５と、位相誤差検出部２０５の出力を基に受信信号の位相誤差を補償する位相補償部２１０とを具備する。

これにより、本実施の形態によれば、マルチキャリア変調されたサブキャリア中に、チャネル推定用のリファレンス信号が間欠的に挿入されている場合でも、ＡＦＣの残留周波数誤差に起因する位相誤差を補償できる。

また、本実施の形態の無線通信装置１Ｋは、リファレンス信号抽出部２０４により得られた信号の位相誤差を、位相誤差検出部２０５の検出結果に基づいて補償するリファレンス信号位相補償部２０８と、リファレンス信号位相補償部２０８によって位相誤差が補償されたリファレンス信号を用いてチャネル推定値を算出する第２のチャネル推定部２０９とを具備する。

さらに、本実施の形態の無線通信装置１Ｋは、第１のチャネル推定部２０１のチャネル推定結果と、位相誤差が補償されたリファレンス信号とを用いて、チャネル推定値を補間するようにした。

本実施の形態では、この補間処理を第２のチャネル推定部２０９で行う場合について説明したが、第２のチャネル推定部２０９とは別に、チャネル推定補間部を設けるようにしてもよい。

これにより、本実施の形態によれば、時間軸方向の補間により算出されるチャネル推定値の推定精度を向上できるという効果を得ることができる。これは、時間軸方向の補間処理の前に、リファレンス信号位相補償部２０８によってＡＦＣの残留周波数誤差に起因する位相回転を予め取り除いているので、リファレンス信号には伝搬チャネルの変動成分のみが残ることになるからである。そして、このように変動成分を減少した上で、時間軸方向の補間処理を行ようにしているので、補間精度を高くできる。

なお、本実施の形態では、位相補償部２１０による位相補償を、ＯＦＤＭ復調部４の出力に対して行った場合について述べたが、第２のチャネル推定部２０９で算出されたチャネル推定値に対して位相誤差を反映するようにしてもよい。

図１６に、そのような処理を行う無線通信装置の構成例を示す。図１４との対応部分に同一符号を付して示す図１６において、無線通信装置１Ｌは、無線通信装置１Ｋから位相補償部２１０を除き、チャネル推定値更新部３００を追加した構成でなる。

無線通信装置１Ｌは、チャネル推定値更新部３００に、第２のチャネル推定部２０９の出力及び位相誤差推定部２０６の出力を入力する。

チャネル推定値更新部３００は、位相誤差推定部２０６の出力である位相回転量Ｌ（ｋ、ｆｓ）を用いることで、第２のチャネル推定部２０９により得られたサブキャリア毎、ＯＦＤＭシンボル毎のチャネル推定値Ｈｅ（ｋ、ｆｓ）に、位相誤差を加えたチャネル推定値を算出する。

すなわち、チャネル推定値更新部３００は、第２のチャネル推定部２０９で得られたサブキャリア毎のチャネル推定値Ｈｅ（ｋ、ｆｓ）に対し、次式に示すように、位相回転量Ｌ（ｋ、ｆｓ）を乗算することで、位相誤差が加えられたチャネル推定値Ｈｂ（ｋ、ｆｓ）を算出する。

チャネル推定値更新部３００の出力は、信号分離部３０１に送出される。信号分離部３０１は、更新されたチャネル推定値Ｈｂ（ｋ、ｆｓ）を基に、バッファ部２０７から出力されるサブキャリア信号に対し分離等化処理（検波処理）を行う。更新されたチャネル推定値Ｈｂ（ｋ、ｆｓ）は、ＡＦＣ誤差に起因する位相回転を含むチャネル推定値であるため、信号分離部３０１では、受信されたサブキャリア信号の位相回転を含めた分離等化処理が可能となる。

このように、図１６の無線通信装置１Ｌは、マルチキャリア変調された受信信号から、受信信号に含まれる既知の第１のリファレンス信号を用いてチャネル推定値を算出する第１のチャネル推定部２０１と、第１のリファレンス信号と異なる時間に含まれる第２のリファレンス信号のレプリカ信号を生成するレプリカ生成部２０２と、レプリカ信号に対して、前記チャネル推定値に応じたチャネル変動を付与して参照信号を生成する参照信号生成部２０３と、マルチキャリア変調された受信信号から、第２のリファレンス信号を抽出するリファレンス信号抽出部２０４と、参照信号生成部２０３により得られた参照信号と、リファレンス信号抽出部２０４により得られた信号を比較することで受信信号の位相誤差を検出する位相誤差検出部２０５と、位相誤差検出部２０５の出力を基に、チャネル推定値を更新するチャネル推定値更新部３００とを具備する。これにより、図１４の無線通信装置１Ｋと同様の効果を得ることができる。

なお、本実施の形態における構成は、サブキャリア毎のＯＦＤＭ復調信号に対し位相補償を行うか、あるいは、チャネル推定値に対し位相補償を加える構成であり、信号分離部２１１（３０１）の構成に依存しない。そのため、信号分離部２１１（３０１）における空間多重ストリームの分離手法を、適応的に変更することも可能である。すなわち、変調多値数が小さい場合はＭＬＤ手法を用い、６４ＱＡＭ等の変調多値数が大きい場合はＺＦ手法を用いて６４ＱＡＭでの回路規模の削減を図ることもできる。

なお、上述した実施の形態１〜６では、各ＯＦＤＭ復調部４―１〜４−Ｍにおいて、周波数同期処理を行う場合を想定して説明したが、送信側及び受信側の無線通信装置の周波数精度が十分高い場合には、ＯＦＤＭシンボル復調部４における周波数同期を省略してもよい。その場合には、上述した実施の形態と同様の考え方で、周波数同期（ＡＦＣ処理）と位相同期処理を同時に行うようにすればよい。

本発明に係る無線通信装置は、パイロットサブキャリア信号を空間多重して伝送する伝送フォーマットを用いる無線通信システムに適用して好適である。

本発明の実施の形態１に係る無線通信装置の構成を示すブロック図 実施の形態におけるパケット構成例を示す図 実施の形態１の無線通信装置の別の構成例を示すブロック図 実施の形態２の無線通信装置の構成を示すブロック図 干渉除去パイロットサブキャリア（ＰＳＣ）位相補償部の構成を示すブロック図 実施の形態２の無線通信装置の別の構成例を示すブロック図 実施の形態３の無線通信装置の構成を示すブロック図 実施の形態４の無線通信装置の構成を示すブロック図 実施の形態５の無線通信装置の構成を示すブロック図 実施の形態５の無線通信装置の別の構成例を示すブロック図 実施の形態５の無線通信装置の別の構成例を示すブロック図 実施の形態５の無線通信装置の別の構成例を示すブロック図 実施の形態５の無線通信装置の別の構成例を示すブロック図 実施の形態６の無線通信装置の構成を示すブロック図 実施の形態６のパケット構成例を示す図 実施の形態６の無線通信装置の別の構成例を示すブロック図 パイロットサブキャリア信号を空間多重して伝送する伝送フォーマット例を示す図 位相トラッキング回路を有する従来の無線通信装置の構成例を示すブロック図

符号の説明

１、１ｂ、１ｃ、１ｄ、１ｅ、１ｆ、１ｇ、１ｈ、１ｉ、１ｊ、１Ｋ、１Ｌ 無線通信装置
５ チャネル推定部
６、７２ パイロットサブキャリア（ＰＳＣ）レプリカ生成部
７ 参照信号生成部
８ 空間多重パイロットサブキャリア（ＰＳＣ）抽出部
９、９ｂ、７３、１１０ 位相補償部
１０、７０ 信号分離部
１１ 復号処理部
３０ チャネル推定更新部
４０、１００ 干渉除去パイロットサブキャリア（ＰＳＣ）位相補償部
５１ パイロットサブキャリア（ＰＳＣ）干渉キャンセル部
５２ 位相誤差検出部
５３、１３０ 乗算部
６１ データ部レプリカ生成部
６２ データ部参照信号生成部
７１ パイロットサブキャリア（ＰＳＣ）抽出部
７４、９３ 復号処理部
８０ チャネル推定値更新部
９０、９０ａ 反復復号部
９１ 再変調部
９２ 干渉キャンセル部
１２０ 干渉除去パイロットサブキャリア（ＰＳＣ）位相誤差検出部

Claims (9)

1. 参照信号として、空間多重される受信パイロットサブキャリア信号を予め生成する参照信号生成手段と、
   マルチキャリア変調された受信信号から、空間多重されたパイロットサブキャリア信号を抽出する空間多重パイロットサブキャリア抽出手段と、
   前記参照信号生成手段により得られた参照信号と、前記空間多重パイロットサブキャリア抽出手段により得られた空間多重されたパイロットサブキャリア信号とを比較することで受信信号の位相誤差を検出し当該位相誤差を補償する位相補償手段と、
   を具備しており、
   前記参照信号生成手段は、
   空間多重されたパイロットサブキャリア信号のレプリカ信号を生成する空間多重パイロットサブキャリアレプリカ生成手段と、
   受信信号に含まれる既知のパイロット信号を用いてパイロットサブキャリアのチャネル推定値を算出するパイロットサブキャリアチャネル推定手段と、
   を具備し、
   前記位相補償手段は、
   前記パイロットサブキャリアチャネル推定手段の出力及び前記パイロットサブキャリアレプリカ生成手段の出力を基に、前記空間多重されたパイロットサブキャリアから１つのパイロットサブキャリア以外の他の空間多重パイロットサブキャリア成分を干渉成分として除去し、当該干渉成分を除去したパイロットサブキャリアに対して、前記パイロットサブキャリアレプリカ生成手段の出力を参照信号とした位相誤差補償を行う干渉除去パイロットサブキャリア位相補償手段である、
   無線通信装置。
2. 前記参照信号生成手段は、
   前記レプリカ信号に対して、前記チャネル推定値に応じたチャネル変動を付与して前記参照信号を生成する
   請求項１に記載の無線通信装置。
3. 前記位相補償手段は、前記パイロットサブキャリアチャネル推定手段により得られたチャネル推定値を補償し、
   前記位相補償手段により補償されたチャネル推定を用いて、空間多重された受信信号を分離する
   請求項２に記載の無線通信装置。
4. 前記位相補償手段は、前記空間多重されたパイロットサブキャリア信号の位相関係に応じて、前記位相誤差を重み付けして求める
   請求項１に記載の無線通信装置。
5. 空間多重されたパイロットサブキャリア信号のレプリカ信号を生成する空間多重パイロットサブキャリアレプリカ生成手段と、
   受信信号に含まれる既知のパイロット信号を用いてパイロットサブキャリアのチャネル推定値を算出するパイロットサブキャリアチャネル推定手段と、
   を具備しており、
   参照信号として、空間多重される受信パイロットサブキャリア信号を予め生成する参照信号生成手段と、
   前記チャネル推定値を用いて、空間多重された受信信号を分離する信号分離手段と、
   前記信号分離手段によって得られた分離信号から既知のパイロットサブキャリア信号を抽出し、抽出したパイロットサブキャリア信号と前記レプリカ信号とを比較することで位相回転を検出し補償する位相補償手段と、
   前記位相補償手段により検出された位相回転を基に前記チャネル推定値を更新するチャネル推定値更新手段と、
   復号処理により得られた復号結果に対して、前記更新されたチャネル推定値を用いて反復復号処理を施す反復復号処理手段と、
   を具備し、
   前記位相補償手段は、
   前記パイロットサブキャリアチャネル推定手段の出力及び前記パイロットサブキャリアレプリカ生成手段の出力を基に、前記空間多重されたパイロットサブキャリアから１つのパイロットサブキャリア以外の他の空間多重パイロットサブキャリア成分を干渉成分として除去し、当該干渉成分を除去したパイロットサブキャリアに対して、前記パイロットサブキャリアレプリカ生成手段の出力を参照信号とした位相誤差補償を行う干渉除去パイロットサブキャリア位相補償手段である、
   無線通信装置。
6. 前記反復復号処理手段は、
   前記復号処理の出力を再変調する再変調手段と、
   前記再変調手段により得られた信号に対して前記チャネル推定値更新手段により更新されたチャネル推定値に応じたチャネル変動を付与し、当該チャネル変動を付与した再変調信号を用いて受信信号から干渉成分を除去する干渉キャンセル手段と、
   を具備する請求項５に記載の無線通信装置。
7. 前記反復復号処理手段は、
   前記パイロットサブキャリアレプリカ生成手段により得られたパイロットサブキャリアレプリカ信号を基準として、前記干渉キャンセル手段の出力信号に含まれるパイロットサブキャリア信号の位相回転を検出し、当該検出結果に基づいて、前記干渉キャンセル手段の出力信号に含まれるデータサブキャリア信号を位相補償する干渉除去パイロットサブキャリア位相補償手段を、さらに具備する
   請求項６に記載の無線通信装置。
8. 前記位相補償手段により検出された位相回転に基づく位相回転を受信信号に与えることで受信信号を位相補償する乗算手段を、さらに具備し、
   前記反復復号処理手段は、前記復号処理により得られた復号結果と、前記乗算手段により位相補償された受信信号とを用いて、反復復号処理を行う、
   請求項５に記載の無線通信装置。
9. 前記反復復号手段は、
   初回復号時において、
   前記再変調手段が、前記復号処理の出力に含まれるパイロットサブキャリア信号を再変調し、
   前記干渉キャンセル手段が、前記再変調手段により得られたパイロットサブキャリア信号に対して前記チャネル推定値更新手段により更新されたチャネル推定値に応じたチャネル変動を付与し、当該チャネル変動を付与したパイロットサブキャリア信号の再変調信号を用いて受信パイロットサブキャリア信号から干渉成分を除去し、
   前記干渉除去パイロットサブキャリア位相補償手段が、前記パイロットサブキャリアレプリカ生成手段により得られたパイロットサブキャリアレプリカ信号を基準として、前記干渉キャンセル手段により得られたパイロットサブキャリア信号の位相回転を検出し、当該検出結果を前記チャネル推定値更新手段に送出して当該検出結果に応じてチャネル推定値を更新させ、
   反復復号時において、
   前記再変調手段が、前記復号処理の出力に含まれるデータサブキャリア信号を再変調し、
   前記干渉キャンセル手段が、前記再変調手段により得られたデータサブキャリア信号に対して前記チャネル推定値更新手段により更新されたチャネル推定値に応じたチャネル変動を付与し、当該チャネル変動を付与したデータサブキャリア信号の再変調信号を用いて受信データサブキャリア信号から干渉成分を除去する
   請求項７に記載の無線通信装置。

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