JP3715282B2 - Ｏｆｄｍ受信装置及びｏｆｄｍ信号の補正方法 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はＯＦＤＭ受信装置及びＯＦＤＭ信号の補正方法に関し、例えば送信時にピーククリップ処理が施されたＯＦＤＭ信号の歪みを補正する場合に適用し得る。
【０００２】
【従来の技術】
近年、ＯＦＤＭ(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)方式が高速通信を実現できる方式として注目を集めている。ＯＦＤＭ方式は多数のサブキャリアを互いに直交するように配置して伝送するマルチキャリア伝送方式の一種である。ＯＦＤＭ方式は、多数のサブキャリアを効率良く扱えることからシンボル長を長く取ることができ、遅延波や同期ずれの影響に対して強い。このため、ＯＦＤＭ方式や、ＯＦＤＭ方式にＣＤＭＡ（Code Division Multiple Access）方式を組み合わせたＯＦＤＭ−ＣＤＭＡ方式が、将来の高速伝送方式として利用される可能性が高いと考えられる。
【０００３】
ところが、ＯＦＤＭ方式やＯＦＤＭ−ＣＤＭＡ方式では多数のサブキャリアを使用するために、ピーク電力が大きくなる問題がある。これを、図２４を用いて簡単に説明する。図２４はＯＦＤＭ被変調波のスペクトルを複素ベクトル座標上で概念的に示したものであり、Ｎ個（図ではＮ＝４）のサブキャリアが等間隔に配列されて、各サブキャリアの電力が等しい場合の例である。
【０００４】
ＯＦＤＭ被変調波の各サブキャリアは、例えばＱＡＭ信号の位相及び振幅によって変調を受けたものである。図２４（ａ）はＯＦＤＭ被変調波の４つのサブキャリア１〜４の位相が９０度間隔になった場合を示している。なお、各サブキャリアの周波数は相互に異なるので、実際にはサブキャリアは相互に異なる角周波数で回転しており、図２４（ａ）は所定の時間において観測したものである。この場合には、各サブキャリア１〜４は打消し合い、サブキャリア１〜４の合成ベクトルはキャンセルされて振幅０となる。
【０００５】
一方、図２４（ｂ）は４つのサブキャリア１〜４が全て同位相に揃った場合を示している。この場合には、各サブキャリア１〜４の合成ベクトルは、同一位相で加算されたものとなり、合成ベクトル振幅は１つのサブキャリアの４倍となる。このように、送信するデータによっては、ＯＦＤＭ被変調波のサブキャリアの位相が一致し、ＯＦＤＭ被変調波に大振幅のピークが生じることになる。
【０００６】
このような大振幅のピーク電力はパワーアンプに影響を与えることになる。例えば大振幅のピーク電力を許容できるようなパワーアンプを実現しようとすると、パワーアンプの構成が複雑になりかつ消費電力も増大することになる。またＡ／Ｄ変換回路等の回路構成の複雑化にもつながる。さらに大振幅のピーク電力をそのまま増幅して送信すると、他の信号の妨害になるといった本質的な問題もある。
【０００７】
従来、これを解決するために種々の方法が提案されている。その中の最も実用的な方法として、ピークをクリップするといった方法がある。ピーククリップ処理を用いたＯＦＤＭ送受信系の構成を図２５に示す。送信装置１０において、送信データはシンボルマッパ１１によって、各搬送波を変調するための複素シンボル列に変換される。シンボルマッパ１１は複数ビットのデータを対応する複素シンボルに変換するためのものであり、シンボルの変調方式に応じた構成となっている。
【０００８】
生成された複素シンボル列はシリアルパラレル変換部（Ｓ／Ｐ）１２に蓄積される。蓄積されたＮ個のシンボルは逆高速フーリエ変換部（ＩＦＦＴ）１３によって変換され、ＯＦＤＭシンボルの標本値が生成される。得られた標本値はパラレルシリアル変換部（Ｐ／Ｓ）１４によって時系列の信号に変換され、複素ベースバンドＯＦＤＭ信号が生成される。次にピーククリップ部１５において、データの瞬時パワーがある閾値を超えた場合には、それをクリップする。次に送信装置１０は、直交変調部１６によって、ピーククリップ後の複素ベースバンド信号の実部に対して搬送波を掛け合わせ、搬送帯域のＯＦＤＭ信号を形成する。形成されたＯＦＤＭ信号はパワーアンプ１７で増幅された後、アンテナ１８から放射される。
【０００９】
受信装置２０では、アンテナ２１で受信した受信信号をアンプ２２で増幅した後に直交検波部２３に入力する。直交検波部２３により検波処理が施された信号はサンプリング部２４においてサンプリングされ、複素信号列が生成される。生成された複素信号列は、シリアルパラレル変換部（Ｓ／Ｐ）２５によりＮサンプル分蓄積される。高速フーリエ変換部（ＦＦＴ）２６は蓄積されたＮ個の標本に対して高速フーリエ変換処理を施すことにより、各搬送波を変調した複素シンボル列を出力する。各搬送波毎の複素シンボルは復調部（ＤＥＭ）２７により復調され、続く復号部（ＤＥＣ）２８により硬判定されることにより、データビットとされる。そして各搬送波毎のデータビットがパラレルシリアル変換部（Ｐ／Ｓ）２９により直列の受信データとされて出力される。
【００１０】
【特許文献１】
特許第３１３０７１６号公報
【特許文献２】
特開２０００−２１６７４９号公報
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、上述したように送信側で送信信号に対してピーククリップ処理を施すと、当然ピーククリップされた信号は歪んだ信号となるため、受信側で得られる信号の品質が劣化することになる。
【００１２】
図２６に、送信側においてピーククリップ処理が施された場合の送信波形の一例を示す。図２６において、実線はピーククリップ前のＯＦＤＭ信号（１６サンプルの例）を示し、振幅が閾値７を越えた場合にピーククリップ処理を行った例である。この例の場合には、２番目、５番目、１０番目のサンプルが閾値を越えているので、それらの振幅値が７となるようにクリップされる。そうすると、実部及び虚部のデータは各々下の図のようになり、受信側では実線で示される実際のデータとは異なる点線で示されるデータが受信される。このため、実線と点線の差が歪みとなり受信品質が劣化することになる。
【００１３】
ここでは、一例として送信側でピーククリップ処理が施されたＯＦＤＭ信号の受信品質が劣化する場合について説明したが、ＯＦＤＭ方式の通信では、多数のデータを１つのＯＦＤＭシンボルにより伝送するようになっているため、一般に、一旦ＯＦＤＭ信号にノイズが重畳されるとそのノイズを的確に除去することが困難な問題がある。
【００１４】
本発明はかかる点に鑑みてなされたものであり、例えばピーククリップ処理等に起因した歪みのあるＯＦＤＭ信号を受信した場合でも、この歪み等を良好に補正して品質の良い受信信号を得ることができるＯＦＤＭ受信装置及びＯＦＤＭ信号の補正方法を提供することを目的とする。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
かかる課題を解決するため本発明は、以下の構成を採る。
【００１６】
本発明のＯＦＤＭ受信装置は、受信ＯＦＤＭ信号からサンプリングしたサンプリング信号を可変ゲインとすると共にフーリエ変換の既知の係数を入力とするＦＩＲフィルタと、当該ＦＩＲフィルタの出力をシリアルパラレル変換することにより各サブキャリアに重畳されたサンプリング信号を形成するシリアルパラレル変換部と、を備えるフーリエ変換処理手段と、フーリエ変換処理手段により得られた各サブキャリアのサンプリング信号から受信ディジタル信号を得るディジタル信号形成手段と、ディジタル信号形成手段により得られた受信ディジタル信号から各サブキャリアのサンプリング信号のレプリカ信号を生成するレプリカ信号生成手段と、フーリエ変換処理手段により得られたフーリエ変換処理後の信号とレプリカ信号との間の対応するサブキャリアの信号同士の誤差値を算出する誤差算出手段と、誤差値に応じて、ＦＩＲフィルタの可変ゲインとして用いられるサンプリング信号の値を適応的に補正することにより、誤差値を小さくする適応アルゴリズム処理を行う補正手段と、を具備する構成を採る。
【００１７】
この構成によれば、フーリエ変換処理手段に、受信ＯＦＤＭ信号からサンプリングされたサンプリング信号を各サブキャリアに重畳された信号に変換するといった本来のフーリエ変換処理の機能をもたせることができると共に、レプリカ信号とフーリエ変換後の信号の誤差値として現れるピーククリップ処理等による歪みやノイズ成分を除去するフィルタとしての機能をもたせることができる。そして補正手段による適応アルゴリズム処理により、フーリエ変換処理手段のＦＩＲフィルタの可変ゲイン（受信ＯＦＤＭ信号からサンプリングされたサンプリング信号）を適応的に補正することにより、受信ＯＦＤＭ信号に含まれる歪みやノイズを有効に除去することができる。
【００１８】
本発明のＯＦＤＭ受信装置は、サンプリング信号の中から、補正対象のサンプリング信号と補正対象でないサンプリング信号をそれぞれ選択する選択手段を、さらに具備し、フーリエ変換処理手段は、補正対象のサンプリング信号に対してフーリエ変換処理を行う第１のフーリエ変換処理手段と、補正対象でないサンプリング信号に対してフーリエ変換処理を行う第２のフーリエ変換処理手段と、第１及び第２のフーリエ変換処理手段により形成された各サブキャリアの信号を対応するサブキャリアの信号同士で加算する加算手段と、を具備し、第１のフーリエ変換処理手段を、補正対象のサンプリング信号を可変ゲインとすると共にフーリエ変換の既知の係数を入力とするＦＩＲフィルタと、当該ＦＩＲフィルタの出力をシリアルパラレル変換することにより各サブキャリアに重畳されたサンプリング信号を形成するシリアルパラレル変換部と、を備える構成とする。
【００１９】
この構成によれば、フーリエ変換処理手段を第１及び第２のフーリエ変換処理手段に分け、そのうち補正対象のサンプリング信号をフーリエ変換処理する第１のフーリエ変換処理手段をＦＩＲフィルタを備える構成とし、補正対象のサンプリング信号に対してのみ適応アルゴリズム処理を用いた適応フィルタリングを行うようにしたことにより、実際に歪みやノイズが重畳されているサンプリング信号のみを補正できるので、適応アルゴリズムによる演算処理量を少なくできる。この結果、歪みやノイズ成分を一段と短時間かつ効率的に除去することができるようになる。
【００２０】
本発明のＯＦＤＭ受信装置は、サンプリング信号の中から、送信側でピーククリップされたサンプリング信号とピーククリップされなかったサンプリング信号をそれぞれ選択する選択手段を、さらに具備し、フーリエ変換処理手段は、ピーククリップされたサンプリング信号に対してフーリエ変換処理を行う第１のフーリエ変換処理手段と、ピーククリップされなかったサンプリング信号に対してフーリエ変換処理を行う第２のフーリエ変換処理手段と、第１及び第２のフーリエ変換処理手段により形成された各サブキャリアの信号を対応するサブキャリアの信号同士で加算する加算手段と、を具備し、第１のフーリエ変換処理手段を、ピーククリップされたサンプリング信号を可変ゲインとすると共にフーリエ変換の既知の係数を入力とするＦＩＲフィルタと、当該ＦＩＲフィルタの出力をシリアルパラレル変換することにより各サブキャリアに重畳されたサンプリング信号を形成するシリアルパラレル変換部と、を備える構成とする。
【００２１】
この構成によれば、フーリエ変換処理手段を第１及び第２のフーリエ変換処理手段に分け、そのうちピーククリップされたサンプリング信号をフーリエ変換処理する第１のフーリエ変換処理手段をＦＩＲフィルタを備える構成とし、ピーククリップされたサンプリング信号に対してのみ適応アルゴリズム処理を用いた適応フィルタリングを行うようにしたことにより、実際にピークリップによる歪み成分が重畳されているサンプリング信号のみを補正できるので、適応アルゴリズムによる演算処理量を少なくできる。この結果、ピーククリップに起因する歪み成分を一段と短時間かつ効率的に除去することができるようになる。
【００２２】
本発明のＯＦＤＭ受信装置は、選択手段は、各サンプリング信号を所定の閾値と比較し、閾値以上のサンプリング信号をピーククリップされたサンプリング信号として選択する構成を採る。
【００２３】
この構成によれば、比較的容易にピーククリップされたサンプリング信号を選択することができる。
【００２４】
本発明のＯＦＤＭ受信装置は、選択手段は、サンプリング信号に対してフーリエ変換処理を施すフーリエ変換処理手段と、フーリエ変換処理後のデータを仮判定する仮判定手段と、当該仮判定手段により得られた仮判定データに対して逆フーリエ変換処理を施すことにより送信波系を再生する逆フーリエ変換処理手段と、再生波形中で所定の閾値以上のサンプリング信号をピーククリップされたサンプリング信号として選択する構成を採る。
【００２５】
この構成によれば、一旦仮判定した仮判定データから送信波系を再生し、再生した送信波形のサンプリング信号に基づいてピーククリップされたサンプリング信号を推定して選択するので、精度良くピーククリップされたサンプリング信号を選択することができるようになる。
【００２６】
本発明のＯＦＤＭ受信装置は、前記閾値を、送信側でピーククリップのために用いた閾値よりも小さい値に設定する構成を採る。
【００２７】
この構成によれば、ピーククリップされたサンプリング信号を逃さずに選択できるようになる。
【００２８】
本発明のＯＦＤＭ受信装置は、補正手段が、サンプリング信号の値を適応アルゴリズムに従って適応的に補正するにあたって、当該サンプリング信号の位相成分は補正せずに振幅成分のみを補正する構成を採る。
【００２９】
この構成によれば、送信側でのピーククリップ処理に起因して受信信号に実際に誤差（歪み）が生じるのはサンプリング信号の振幅成分のみなので、振幅成分のみを補正することで、少ない適応アルゴリズムの演算回数でピーククリップによる歪みのみを有効に除去できるようになる。
【００３０】
本発明のＯＦＤＭ受信装置は、補正手段が、補正前のサンプリング信号の実部をＡ、虚部をＢとして複素数Ａ＋ｊＢで表しかつ当該複素数の位相をａとすると共に、このサンプリング信号を補正するための修正ベクトルの実部をＣ、虚部をＢとして複素数Ｃ＋ｊＤで表しかつ当該複素数の位相をｃとしたとき、補正後のサンプリング信号の実部Ｉ、虚部Ｑを次式により求める構成を採る。
【００３１】
Ｉ＝Ａ＋ｓｑｒｔ（Ｃ2＋Ｄ2）×ｃｏｓ（ｃ−ａ）×ｃｏｓ（ａ）
Ｑ＝Ｂ＋ｓｑｒｔ（Ｃ2＋Ｄ2）×ｃｏｓ（ｃ−ａ）×ｓｉｎ（ａ）
但し、ｓｑｒｔ（ ）は、（ ）の平方根を示す。
【００３２】
この構成によれば、修正ベクトルにおけるサンプリング信号の振幅方向の成分Ｆ＝ｓｑｒｔ（Ｃ2＋Ｄ2）×ｃｏｓ（ｃ−ａ）に基づいて、補正後のサンプリング信号の実部Ｉ、虚部Ｑを求めるようにしたので、適応アルゴリズムにおいて、振幅成分のみを補正するといった拘束条件をつけた演算を良好に行うことができるようになる。
【００３３】
本発明のＯＦＤＭ受信装置は、補正手段が、補正前のサンプリング信号の実部をＡ、虚部をＢとして複素数Ａ＋ｊＢで表しかつ当該複素数の位相をａとすると共に、このサンプリング信号を補正するための修正ベクトルの実部をＣ、虚部をＢとして複素数Ｃ＋ｊＤで表しかつ当該複素数の位相をｃとしたとき、補正後のサンプリング信号の実部Ｉ、虚部Ｑを次式により求める構成を採る。
【００３４】
Ｉ＝ｓｑｒｔ（（Ａ＋Ｃ）2＋（Ｂ＋Ｄ）2）×ｃｏｓ（ａ）
Ｑ＝ｓｑｒｔ（（Ａ＋Ｃ）2＋（Ｂ＋Ｄ）2）×ｓｉｎ（ａ）
但し、ｓｑｒｔ（ ）は、（ ）の平方根を示す。
【００３５】
この構成によれば、サンプリング信号のベクトルを修正ベクトルで修正した後の修正後のベクトルの長さｓｑｒｔ（（Ａ＋Ｃ）2＋（Ｂ＋Ｄ）2）に基づき、補正後のサンプリング信号の実部Ｉ、虚部Ｑを求めるようにしたので、適応アルゴリズムにおいて、振幅成分のみを補正するといった拘束条件をつけた演算を良好に行うことができるようになる。
【００３６】
本発明のＯＦＤＭ受信装置は、補正手段が、サンプリング信号の値を適応アルゴリズムに従って適応的に補正するにあたって、サンプリング信号の振幅成分のみを補正した後、サンプリングの位相成分を補正する構成を採る。
【００３７】
この構成によれば、ピーククリップに起因する振幅方向の歪みによる誤差に加えて、位相方向にも変動が存在する場合に、この位相方向の変動も有効に補正することができるようになる。具体的には、先ずサンプリング信号の振幅成分のみを補正すると、伝搬路変動によって生じた位相誤差はそのまま残るので、振幅が大きくなる分誤差の絶対値が増大する。そこで次にその誤差を修正するために位相方向の補正を行うことにより、振幅を大きくすることで増大する位相方向の変動成分を有効に補正できるようになる。
【００３８】
本発明のＯＦＤＭ受信装置は、受信ＯＦＤＭのマルチパスに起因する変動を補償するパス補償手段をさらに具備し、フーリエ変換処理手段は、当該パス補償手段により補償したサンプリング信号をＦＩＲフィルタの可変ゲインとする構成を採る。
【００３９】
この構成によれば、マルチパス環境下での補正精度を向上させることができるようになる。
【００４０】
本発明のＯＦＤＭ受信装置は、パス補償手段は、受信ＯＦＤＭ信号からサンプリングしたサンプリング信号に対してフーリエ変換処理を施すことにより各サブキャリアに重畳されたサンプリング信号を抽出するフーリエ変換処理手段と、各サブキャリアのサンプリング信号に対して周波数軸等化処理を施す周波数軸等化手段と、周波数軸等化処理が施された各サブキャリアのサンプリング信号に対して逆フーリエ変換処理を施す逆フーリエ変換処理手段とを具備し、逆フーリエ変換処理後のサンプリング信号をＦＩＲフィルタの可変ゲインとして出力する構成を採る。
【００４１】
この構成によれば、周波数軸等化により各サブキャリア毎にマルチパスによる振幅や位相の変動が除去されて１パスの信号が形成され、この１パスの信号に対してフーリエ変換処理手段、ディジタル信号形成手段、レプリカ信号生成手段、誤差算出手段及び補正手段による補正処理が行われるので、マルチパス環境下での補正精度を良好に向上させることができるようになる。
【００４２】
本発明のＯＦＤＭ受信装置は、受信ＯＦＤＭ信号からマルチパスに起因する各サブキャリアの信号の変動を検出する変動検出手段と、当該検出結果に基づいて補正するサブキャリアの信号を選択する選択手段と、をさらに具備する構成を採る。
【００４３】
この構成によれば、全てのサブキャリアの信号を補正対象とする場合と比較して、例えば実際に補正対象としてふさわしいサブキャリアの信号のみを補正対象として選択することができ、一段と補正精度を向上させることができるようになる。
【００４４】
本発明のＯＦＤＭ受信装置は、変動検出手段は、各サブキャリアの受信パワーを検出し、選択手段は、受信パワーの大きい方から所定数のサブキャリアの信号のみを選択する構成を採る。
【００４５】
本発明のＯＦＤＭ受信装置は、変動検出手段は、各サブキャリアの受信ＳＮ比を検出し、選択手段は、受信ＳＮ比の大きい方から所定数のサブキャリアの信号のみを選択する構成を採る。
【００４６】
これらの構成によれば、マルチパスによって落ち込んでいるサブキャリアをあえて使用しないで補正ができるので、一段と補正精度を向上させることができるようになる。
【００４７】
本発明のＯＦＤＭ信号の補正方法は、受信ＯＦＤＭ信号からサンプリングしたサンプリング信号を可変ゲインとすると共にフーリエ変換の既知の係数を入力としたＦＩＲフィルタ演算を行うことにより、受信ＯＦＤＭ信号に対してフーリエ変換処理を施すフーリエ変換処理ステップと、フーリエ変換処理ステップにより得られた各サブキャリアに対応するサンプリング信号から受信ディジタル信号を得るディジタル信号形成ステップと、ディジタル信号形成ステップにより得られた受信ディジタル信号から各サブキャリアのサンプリング信号のレプリカ信号を生成するレプリカ信号生成ステップと、フーリエ変換処理ステップにより得られたフーリエ変換処理後の信号とレプリカ信号との間の対応するサブキャリアの信号同士の誤差値を算出する誤差算出ステップと、誤差値に応じて、ＦＩＲフィルタ演算の可変ゲインとして用いられる受信ＯＦＤＭ信号のサンプリング信号の値を適応的に補正することにより、誤差値を小さくする適応アルゴリズム処理ステップと、を含むようにする。
【００４８】
この方法によれば、フーリエ変換処理ステップにおいて、受信ＯＦＤＭ信号からサンプリングされたサンプリング信号を各サブキャリアに重畳された信号に変換するといった本来のフーリエ変換処理を行うことができると共に、レプリカ信号とフーリエ変換後の信号の誤差値として現れる歪みやノイズ成分を除去するフィルタとしての機能をもたせることができる。そして適応アルゴリズム処理ステップにおいて、フーリエ変換処理ステップで用いる可変ゲイン（受信ＯＦＤＭ信号からサンプリングされたサンプリング信号）を適応的に補正することで、歪みやノイズ成分を有効に除去することができる。
【００４９】
本発明のＯＦＤＭ信号の補正方法は、受信ＯＦＤＭ信号からサンプリングしたサンプリング信号の中から、補正対象のサンプリング信号と補正対象でないサンプリング信号をそれぞれ選択する選択ステップを、さらに含み、フーリエ変換処理ステップでは、補正対象とされたサンプリング信号に対して当該サンプリング信号を可変ゲインとすると共にフーリエ変換の既知の係数を入力としたＦＩＲフィルタ演算を行う一方、補正対象でないサンプリング信号に対しては当該サンプリング信号の値を０としたフーリエ変換処理を行い、ＦＩＲフィルタ演算後の信号とフーリエ変換処理後の信号とを加算して出力する。
【００５０】
この方法によれば、補正対象のサンプリング信号に対してのみ適応アルゴリズム処理を用いた適応フィルタリングを行うことができ、実際に歪みやノイズ成分が重畳されているサンプリング信号のみを補正できるので、適応アルゴリズムによる演算処理量を少なくできる。この結果、歪みやノイズ成分を一段と短時間かつ効率的に除去することができるようになる。
【００５１】
本発明のＯＦＤＭ信号の補正方法は、受信ＯＦＤＭのマルチパスに起因する変動を補償するパス補償ステップをさらに含み、フーリエ変換処理ステップでは、当該パス補償ステップにより補償したサンプリング信号を前記ＦＩＲフィルタ演算の可変ゲインとするようにする。
【００５２】
この方法によれば、マルチパス環境下での補正精度を向上させることができるようになる。
【００５３】
【発明の実施の形態】
本発明の骨子は、フーリエ変換処理回路を、受信ＯＦＤＭ信号からサンプリングしたサンプリング信号を可変ゲインとすると共にフーリエ変換の既知の係数を入力とするＦＩＲフィルタ構成とし、補正対象であるサンプリング信号をＦＩＲフィルタの可変ゲインとして選択し、当該サンプリング信号の値を適応アルゴリズムにより歪みやノイズ成分が小さくなるように最適値に収束させるようにしたことである。
【００５４】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。
【００５５】
（実施の形態１）
先ず、本実施の形態の構成を説明する前に、図１を用いて、ＯＦＤＭ信号を復調及び復号する際の一般的な流れを説明する。ここで図１のＦＦＴ１００に入力されるサンプリング信号ｒ（ｉ，ｊ）は、上述した図２５のシリアルパラレル変換部（Ｓ／Ｐ）２５から出力される受信ＯＦＤＭ信号のサンプリング信号とする。
【００５６】
図１において、ｒ(ｉ,ｊ)はｉ番目のＯＦＤＭシンボルにおけるｊサンプル目の受信信号を示し、ｓ(ｉ,ｋ)はｉ番目のＯＦＤＭシンボルにおけるＦＦＴ後のｋ番目のサブキャリアの信号を示し、ｄ(ｉ,ｋ)はｉ番目のＯＦＤＭシンボルにおけるｋ番目のサブキャリアの同期検波後の信号を示し、ｆ(ｉ,ｋ)はｉ番目のＯＦＤＭシンボルにおけるｋ番目のサブキャリアの信号の硬判定値を示す。
【００５７】
すなわち、まずＦＦＴ１００により受信信号ｒ(ｉ,ｊ)に対してＦＦＴ処理を施すことで時間領域の信号を周波数領域の信号に変換する。復調部（ＤＥＭ）１０１は各サブキャリアの信号ｓ(ｉ,ｋ)に対して同期検波（又は遅延検波）を行なうことにより同期検波後の信号ｄ(ｉ,ｋ)を得る。復号部（ＤＥＣ）１０２は同期検波後の信号ｄ(ｉ,ｋ)を硬判定することで、受信データｆ(ｉ,ｋ)を得る。
【００５８】
次に、この実施の形態の原理について説明する。この実施の形態では、ピーククリップされたサンプリング信号とピーククリップされなかったサンプリング信号をフーリエ変換するＦＦＴ処理部を別々に設けるようにする。具体的には、図２に示すように、ピーククリップされたサンプリング信号ｒ（ｉ，０）、ｒ（ｉ，１）、ｒ（ｉ，４）とピーククリップされなかったサンプリング信号ｒ（ｉ，２）、ｒ（ｉ，３）、ｒ（ｉ，５）、ｒ（ｉ，６）、ｒ（ｉ，７）を別々のＦＦＴ２００及びＦＦＴ２０１により、それぞれ相手側のサンプリング信号を０としてＦＦＴ処理を施した後、フーリエ変換後の対応するサブキャリアの同士の信号を複数の加算器２０２で加算する。
【００５９】
ここで、図中、ｔ(ｉ,ｋ)はｉ番目のＯＦＤＭシンボルのうちピーククリップされたサンプリング信号からのみ求めたｋ番目のサブキャリアの信号を示し、ｕ(ｉ,ｋ)はｉ番目のＯＦＤＭシンボルのうちピーククリップされなかったサンプリング信号からのみ求めたｋ番目のサブキャリアの信号を示す。ここでｖ(ｉ,ｋ)を、ｉ番目のＯＦＤＭシンボルにおいて、ｔ(ｉ,ｋ)とｕ(ｉ,ｋ)を周波数成分毎に加えたｋ番目のサブキャリアの信号とすると、線形演算であるためｖ(ｉ,ｋ)＝ｓ(ｉ,ｋ)である。
【００６０】
つまり、図２のように、ＯＦＤＭ信号をピーククリップされたサンプリング信号とピーククリップされなかったサンプリング信号とに分けて、それぞれ別々にフーリエ変換処理を行い、フーリエ変換後の対応するサブキャリアの同士の信号を加算した場合でも、図１のようにＯＦＤＭ信号を単純にそのままフーリエ変換処理した場合と同様の処理結果を得ることができる。
【００６１】
図２のピーククリップされたサンプリング信号の方のＦＦＴ２００に着目すると、ＦＦＴ２００の処理は、ＦＦＴの既知の係数ｗ(ｊ,ｋ)を用いて、次式のように表すことができる。
【００６２】
【数１】
（１）式は、図３に示すような回路構成により実現できる。つまり、図２のピーククリップされたサンプリング信号をフーリエ変換処理するＦＦＴ２００の具体的な処理は、図３に示すような回路により実現できる。
【００６３】
さらに、図３の回路は、図４に示すようなＦＩＲフィルタ４００と等価である。すなわちＦＦＴ２００は、ＦＦＴ２００の既知の係数ｗ(ｊ,ｋ)を入力とする可変ゲインｒ(ｉ,ｊ)によるＦＩＲフィルタ４００とみなすことができる。
【００６４】
具体的には、既知の係数ｗ(ｊ,ｋ)の値を順次変更して乗算器４０２に入力させるとともに遅延素子４０１を介して乗算器４０３に入力させ、乗算器４０２、４０３により、ピーククリップされたサンプル信号を可変ゲインとして乗算する。乗算後の信号は加算器４０４で加算された後、スイッチ４０５を介して出力される。因みに、この実施の形態の場合には、サブキャリア数が８の場合を想定しているので、図中のｍは０〜１５の値をとるようにしている。またスイッチ４０５はｍが奇数のときのみ、加算出力をそのまま出力するようになっている。
【００６５】
このように本発明の発明者は、ＦＦＴ処理はＦＦＴの既知の係数を入力とし、サンプル信号を可変ゲインとするＦＩＲフィルタにより実現できることを見出した。ここでピーククリップされなかった信号には雑音以外の歪は含まれていないので、もしピーククリップされた信号の時間波形を歪みがない波形に変更することができれば、ピーククリップ等による歪みのないＯＦＤＭ信号を得ることができる。これは、図４のＦＩＲフィルタ４００の可変ゲインｒ（ｉ，１）、ｒ（ｉ，０）を最適値に収束させることと等価である。そこで、可変ゲイン（つまりピーククリップされたサンプリング信号）を適応アルゴリズムを用いながら順次補正して最適値に収束させることを考えた。
【００６６】
図５に、本実施の形態のＯＦＤＭ受信装置におけるＯＦＤＭ信号補正部の構成を示す。ここで選択部５０１には、図２５のシリアルパラレル変換部（Ｓ／Ｐ）２５から出力されたサンプリング信号ｒ（ｉ，０）〜ｒ（ｉ，７）が入力される。選択部５０１は、補正対象とするサンプリング信号と補正対象としないサンプリング信号を選択する選択手段としてのタップ選択部５０２からの選択信号に基づいて、サンプリング信号ｒ（ｉ，０）〜ｒ（ｉ，７）のうち、送信側でピーククリップされたサンプリング信号をＦＩＲフィルタ５０３に送出し、ピーククリップされなかったサンプリング信号をＦＦＴ５０５に送出する。
【００６７】
つまり、タップ選択部５０２は、入力されたサンプリング信号ｒ（ｉ，０）〜ｒ（ｉ，７）のうち、どのサンプリング信号がピーククリップされたサンプリング信号かを検出するために設けられている。この実施の形態の場合、タップ選択部５０２は、ピーククリップされたサンプリング信号の位置を推定するにあたって、各サンプリング信号において、平均電力との比を取り、この比がある閾値以上となったサンプリング信号をピーククリップされたサンプリング信号と見なすようになっている。
【００６８】
図６を参照してさらに詳しく説明する。図６において、点線は送信信号の波形を示し、実線は受信信号の波形を示す。受信波形は伝搬時の変動が加わるので送信波形とは若干異なるものとなっている。一点鎖線は、送信時のピーククリップ処理に用いられた閾値（＝７）を示し、二点差線はタップ選択部においてピーククリップされたサンプリング信号を推定するための閾値（＝６．５）を示す。
【００６９】
ここでもしも伝搬路変動がなければ、送信側で設定された閾値（＝７）とほぼ同じ振幅で受信されたサンプルは、クリップされた可能性が高い。この実施の形態では、送信側の閾値×α（αは１より小さい正の数）を受信側の閾値として設定し、この閾値を超えたサンプリング信号をピーククリップされたサンプリング信号と見なすようになされている。
【００７０】
このようにタップ選択部５０２では、送信側のピーククリップの閾値よりも小さい閾値を設定してピーククリップされたサンプリング信号を推定するようにしたことにより、ピーククリップされたサンプリング信号を見逃すことなく選択できるようになる。図６の例では、サンプル番号が４、５、６、１０、１３番のサンプリング信号がピーククリップされたサンプリング信号として選択されるようになる。このうちサンプリング番号が６、１３番のサンプリング信号は実際にはピーククリップされていないサンプリング信号であるが、このサンプリング信号をＦＩＲフィルタ５０３に送出してしまったとしても動作上問題はない。換言すれば、ピーククリップされたサンプリング信号を見逃して、ＦＦＴ５０５に入力させるよりも、受信品質改善の点で有利である。
【００７１】
図５に戻って、ＯＦＤＭ信号補正部の構成についての説明を続ける。ＦＩＲフィルタ５０３には、固定入力としてＦＦＴの既知の係数が順次入力されるとともに、タップ係数初期値としてピーククリップされたと推定されたサンプリング信号が入力される。ＦＩＲフィルタ５０３の出力信号ｔ（ｉ，ｋ）はシリアルパラレル変換部（Ｓ／Ｐ変換）５０４を介して加算器５０６に送出される。
【００７２】
一方、ピーククリップされなかったと推定されたサンプリング信号はＦＦＴ５０５によりＦＦＴ処理が施された後、加算器５０６に送出される。加算器５０６により得られた各サブキャリアにおけるＦＦＴ後の信号ｖ(ｉ,ｋ)は、ディジタル信号形成手段としての復調部（ＤＥＭ）５０７及び復号部（ＤＥＣ）５０８に順次入力され、復調部（ＤＥＭ）５０７による同期検波処理（又は遅延検波）、復号部（ＤＥＣ）５０８による硬判定処理が順次施されることにより、硬判定値ｆ（ｉ，ｋ）、つまり受信ディジタル信号が形成される。
【００７３】
かかる構成に加えて、ＯＦＤＭ信号補正部にはレプリカ生成部５０９が設けられている。レプリカ生成部５０９は硬判定値ｆ(ｉ,ｋ)に各サブキャリア毎に回線の振幅と位相を乗じる（つまり復調部（ＤＥＭ）５０７と逆の処理を施す）ことで、各サブキャリアにおけるＦＦＴ後の信号ｖ(ｉ,ｋ)に対するレプリカ信号ｘ(ｉ,ｋ)を生成する。この回線の振幅と位相の情報は、単純にパイロット信号の振幅値と位相回転量に基づいて得るようにしても良く、またインパルス応答を検出して得るようにしても良い。
【００７４】
減算器５１０では、ＦＦＴ後の信号ｖ(ｉ,ｋ)とレプリカ信号ｘ(ｉ,ｋ)との差分値が得られ、この差分値がＦＦＴ後の信号ｖ(ｉ,ｋ)とレプリカ信号ｘ(ｉ,ｋ)の誤差ｅ(ｉ,ｋ)として適応アルゴリズム部５１１に送出される。
【００７５】
適応アルゴリズム部５１１はＬＭＳ（Least Mean Square）やＲＬＳ（Recursive Least Squares）やＧＡ(Generic Algorithm)などにより構成されており、誤差ｅ(ｉ,ｋ)が小さくなるように、ＦＩＲフィルタ５０３での可変ゲインとして用いられるピーククリップされたサンプリング信号ｒ（ｉ，ｊ）を修正することを指示する信号をＦＩＲフィルタ５０３に送出する。
【００７６】
次に、ＯＦＤＭ信号補正部の動作について説明する。ここで、もし硬判定値ｆ(ｉ,ｋ)が正しければ、レプリカ生成部５０９によりｖ(ｉ,ｋ)から歪み等の変動を除いた波形が再現されたことになる。この結果、もし硬判定値ｆ(ｉ,ｋ)が正しければ、誤差ｅ(ｉ,ｋ)を最小にするようにピーククリップされたサンプリング信号ｒ(ｉ,ｊ)(但しｊはタップ選択部５０２により選択されたサンプリング番号である)を収束させれば、ピーククリップによる歪が修正された復調信号ｖ(ｉ,ｋ)が求まるはずである。たとえ硬判定値ｆ(ｉ,ｋ)に誤りが混じっていても、その誤り率がある程度小さければＤＦＥ（Decision Feedback Equalizer）等化器と同じようにパラメータをうまく選べば適応アルゴリズムによって収束が可能である。
【００７７】
この実施の形態では、ＯＦＤＭ信号補正部は、図７に示すような受信処理を行うことにより、受信ＯＦＤＭ信号に含まれるピーククリップによる歪み成分を有効に除去する。適応アルゴリズムは何回か繰り返すことで収束するので、図７では図５における各信号の記述を繰り返し数ｍを含めて書きなおす。また図７と図５の変数は大文字と小文字の関係で対応していて、例えば図７のＶ(ｉ,ｋ,ｍ)は図５のｖ(ｉ,ｋ)のｍ回目の繰り返し時の値である。ｍ回目の繰り返しにおける誤差をＥ(ｉ,ｋ,ｍ)とし、それを用いて更新したピーククリップされたサンプリング番号ｊの受信信号をＲ(ｉ,ｊ,ｋ,ｍ)とする。
【００７８】
ＯＦＤＭ信号補正部は、ステップＳ０でｉ番目のＯＦＤＭシンボルについての受信処理を開始すると、ステップＳ１で、図示しない回線推定部によって、復調部５０７での検波とレプリカ生成部５０９でのレプリカ信号ｘ（ｉ，ｋ）を生成するためのサブキャリア毎の回線を推定する。続くステップＳ２では、ＦＦＴ５０５がピーククリップされていないサンプリング信号をフーリエ変換処理することにより、ピーククリップされていないサンプリング信号のみから各サブキャリアの信号Ｕ（ｉ，ｐ）を形成する。ステップＳ３では、ＯＦＤＭ信号補正部の繰り返しカウンタ（例えばＯＦＤＭ信号補正部が搭載されたＯＦＤＭ受信装置の制御部に設けるようにする）のカウント値ｍをリセットし、続くステップＳ４ではサブキャリア番号ｋをリセットする。ここではサブキャリア数８の例を示すので、ｋは０から７の値をとる。
【００７９】
ステップＳ５では、ＦＩＲフィルタ５０３がＦＦＴの既知の係数を入力とし、ピーククリップされたサンプル信号を可変ゲインとした演算を行うことにより、ピーククリップされたサンプリング信号のみから各サブキャリアの信号Ｔ（ｉ，ｑ，ｍ）を順次形成する。ステップＳ６では、ＦＩＲフィルタ５０３により順次得られた各サブキャリアの信号Ｔ（ｉ，ｑ，ｍ）をシリアルパラレル変換部５０４によりシリアルパラレル変換する。
【００８０】
ステップＳ７では、加算器５０６により、ステップＳ５及びＳ６で得たピーククリップされたサンプリング信号のサブキャリアごとの信号Ｔ（ｉ，ｋ，ｍ）とステップＳ２で得たピーククリップされなかったサンプリング信号のサブキャリアごとの信号Ｕ（ｉ，ｋ）とを対応するサブキャリア同士で加算することにより加算信号Ｖ（ｉ，ｋ，ｍ）を得る。
【００８１】
ステップＳ８では復調部５０７により検波を行うことにより復調信号Ｄ（ｉ，ｋ，ｍ）を得、続くステップＳ９では復号部５０８により硬判定を行うことにより硬判定値Ｆ（ｉ，ｋ，ｍ）を得る。
【００８２】
ステップＳ１０では、今回適応アルゴリズムの処理対象となるサブキャリア番号が８(サブキャリア数)未満か否か判断し、８未満の場合にはステップＳ１１に移ってサブキャリア番号ｋをインクリメントする。そしてステップＳ１４においてレプリカ生成部５０９によってｋ番目のサブキャリアのレプリカ信号ｘ（ｉ，ｋ，ｍ）を生成し、ステップＳ１５において減算器５１０によりｋ番目のサブキャリアのレプリカ信号Ｘ（ｉ，ｋ，ｍ）と加算信号Ｖ（ｉ，ｋ，ｍ）との差を求めることにより、誤差値Ｅ（ｉ，ｋ，ｍ）を求める。
【００８３】
ステップＳ１６では、適応アルゴリズム部５１１が誤差値Ｅ（ｉ，ｋ，ｍ）を小さくするようにＦＩＲフィルタ５０３の可変ゲイン（すなわちピーククリップされたサンプリング信号）Ｒ（ｉ，ｊ，ｍ）を修正し、これをＦＩＲフィルタ５０３に送出する。ステップＳ１６の処理の後、ステップＳ５に戻って、ＦＩＲフィルタ５０３が修正された可変ゲインＲ（ｉ，ｊ，ｍ）を用いた演算を実行する。
【００８４】
このようにＯＦＤＭ信号補正部は、サブキャリア番号が８になるまで、ステップＳ５−Ｓ６−Ｓ７−Ｓ８−Ｓ９−Ｓ１０−Ｓ１１−Ｓ１４−Ｓ１５−Ｓ１６−Ｓ５の処理ループを繰り返す。これにより、サブキャリア番号ｋが増加するに従って誤差値Ｅ（ｉ，ｋ，ｍ）を小さくすることができ、サブキャリア番号ｋが大きいほど歪み成分が除去され、ステップＳ９で誤り率の小さい硬判定値Ｆ（ｉ，ｋ，ｍ）を出力することができるようになる。
【００８５】
やがて、８個のサブキャリアの処理が終了すると、ステップＳ１０で否定結果が得られ、ステップＳ１２に移ってサブキャリア番号ｋを０に戻すとともに繰り返しカウント値ｍをインクリメントする。続くステップＳ１３では、繰り返しカウント値ｍが設定された最大値Ｍmax未満か否か判断し、Ｍmax未満の場合にはステップＳ１４に移る。そして上述したのと同様にサブキャリア番号が８になるまで、ステップＳ５−Ｓ６−Ｓ７−Ｓ８−Ｓ９−Ｓ１０−Ｓ１１−Ｓ１４−Ｓ１５−Ｓ１６−Ｓ５の処理ループを繰り返す。やがて、繰り返し回数がＭmaxになるとステップＳ１７に移ってｉ番目のＯＦＤＭ信号の受信処理を終了する。
【００８６】
このようにＯＦＤＭ信号補正部は、繰り返し回数ｍとサブキャリア番号ｋによる２重ループを組んで、逐次、可変ゲインＲ(ｉ,ｊ,ｋ,ｍ)を収束させて行く。こうすることで、誤差Ｅ(ｉ,ｋ,ｍ)は徐々に小さくなってゆき、それに伴って硬判定値Ｆ(ｉ,ｋ,ｍ)の誤り数が減少してゆき、更に誤差Ｅ(ｉ,ｋ,ｍ)を小さくして行くことができる。この結果、ピーククリップによる歪み成分が含まれた受信信号を歪みのない波形に近づけることができる。
【００８７】
またＯＦＤＭ信号補正部においては、ピーククリップされたサンプリング信号のみ修正するので、ピーククリップされなかったサンプリング信号はＲ(ｉ,ｊ,ｋ,ｍ)＝Ｒ(ｉ,ｊ,ｋ,０)のまま不変とすることができる。この結果、ピーククリップされたサンプリング信号のみを修正して歪み成分を除去することができるので、適応アルゴリズム部５１１での演算処理量を少なくでき、ピーククリップによる歪み成分を短時間かつ効率的に除去することができるようになる。
【００８８】
このように、本実施の形態によれば、受信ＯＦＤＭ信号からサンプリングしたサンプリング信号をピーククリップされたサンプリング信号とピーククリップされなかったサンプリング信号とに分け、ピーククリップされたサンプリング信号とピーククリップされなかったサンプリング信号とを別々にフーリエ変換処理するようにし、かつ適応アルゴリズムを用いて、復号後の信号から生成したレプリカ信号ｘ（ｉ，ｋ）と復調前の信号ｖ（ｉ，ｋ）との誤差を収束させるようにピーククリップされたサンプリング信号を修正するようにしたことにより、ピーククリップによる歪み成分を有効に除去できるようになる。
【００８９】
なおこの実施の形態では、ピーククリップされたサンプリング信号に対してフーリエ変換処理を行う第１のフーリエ変換処理手段としてＦＩＲフィルタ５０３及びシリアルパラレル変換部５０４を設け、ピーククリップされなかったサンプリング信号に対してフーリエ変換処理を行う第２のフーリエ変換処理手段としてＦＦＴ５０５を設けた場合について述べたが、本発明はこれに限らず、ピーククリップされたサンプリング信号とピーククリップされなかったサンプリング信号を一括してＦＩＲフィルタの可変ゲインとして入力して、当該ＦＩＲフィルタの可変ゲインを適応アルゴリズムにより修正するようにしても良い。
【００９０】
このようにすれば、フーリエ変換処理手段に、サンプリングされた受信信号を複数サブキャリアの信号に分割するといった本来のフーリエ変換処理の機能をもたせることができるとともに、レプリカ信号とフーリエ変換後の信号との誤差値として現れる歪み成分（硬判定誤差成分）を除去するフィルタとしての機能をもたせることができる。
【００９１】
（実施の形態２）
上述した実施の形態１では、ピーククリップされたサンプリング信号を推定するにあたって、受信ＯＦＤＭ信号からサンプリングした各サンプリング信号において、平均電力との比を取り、この比がある閾値以上となったサンプリング信号をピーククリップされたサンプリング信号と見なす場合について説明した。
【００９２】
これに対して、この実施の形態では、受信ＯＦＤＭ信号を一旦仮判定し、仮判定データをＩＦＦＴ処理することで送信波形を再生し、再生した送信波系の中で所定の閾値を超えた位置のサンプリング信号をピーククリップされたサンプリング信号として選択する。これにより、一段と的確にピーククリップされたサンプリング信号を選択できるようになる。この結果、実際上修正が必要なサンプリング信号のみを適応アルゴリズムにより修正できるようになるので、適応アルゴリズムの収束時間を短くすることができる。
【００９３】
図８に、この実施の形態におけるタップ選択部８００の構成を示す。なお図８では、図２５との対応部分に同一符号を付して示しその説明は省略する。タップ選択部８００は、受信ＯＦＤＭ信号からサンプリングされたサンプリング信号をＦＦＴ８０１により各サブキャリアの信号に変換する。各サブキャリアの信号は、復調部８０２により検波処理されたのち硬判定部８０３により硬判定されて仮判定データとされる。仮判定データはＩＦＦＴ８０４により逆フーリエ変換処理される。これにより送信波形が再生され、この再生波形がピーク判定部８０５に送出される。
【００９４】
またピーク判定部８０５には、乗算器８０６から送信側の閾値×βである閾値Ｔｈが入力される。ここでβは必ずしも１より小さくなくてよい。各ピーク判定部８０５は対応するサンプル点の振幅と閾値Ｔｈとを比較する。そして閾値ｔｈを超えたサンプル番号を選択結果として選択部５０１（図５）に出力する。
【００９５】
(実施の形態３)
この実施の形態では、ピーククリップは、基本的にはサンプルごとの位相が保持され、振幅方向のみ補正すればよいことに着目した。これを考慮して、適応アルゴリズム部５１１（図５）における処理において、受信したサンプリング信号の振幅方向のみを修正するといった拘束条件をつける。これにより、適応アルゴリズムを実際のピーククリップによる歪み除去に適したものとすることができると共に、収束時間を短くすることができる。
【００９６】
一般にＬＭＳやＲＬＳでは、タップ係数として複素数を扱い、これを収束させる。その場合には実部と虚部の修正量には相関がないが、この実施の形態の場合には、実部と虚部の修正量に相関を持たせる。
【００９７】
例えば図９において、受信したサンプリング信号の実部をＡ、虚部をＢとすると、このサンプリング信号のベクトルは複素数Ａ＋ｊＢで表すことができる。そして適応アルゴリズムにより、このサンプリング信号に対して修正ベクトルＣ＋ｊＤを加える修正を行うことになったと仮定する。
【００９８】
この場合、Ｃ／Ａ＝Ｄ／Ｂであれば位相は保持されるが、そうでない場合は位相は保持されない(図の修正後のベクトル)。つまり、図９の修正後のベクトルのようになると、位相が保持されなくなるので好ましくない。そこで位相を保持するようにする。振幅方向の補償は正しいものとして考えると、以下の方法が考えられる。
【００９９】
補正前のサンプリング信号の実部をＡ、虚部をＢとして複素数Ａ＋ｊＢで表しかつ当該複素数の位相をａとすると共に、このサンプリング信号を補正するための修正ベクトルの実部をＣ、虚部をＢとして複素数Ｃ＋ｊＤで表しかつ当該複素数の位相をｃとしたとき、修正ベクトルの成分のうち、補正前のベクトルの振幅方向の大きさＦは、Ｆ＝ｓｑｒｔ（Ｃ2＋Ｄ2）ｃｏｓ（ｃ−ａ）と表すことができる。
【０１００】
この修正ベクトルの振幅方向の大きさＦのうち、実部方向成分Ｇ及び虚部方向成分Ｈはそれぞれ、Ｇ＝Ｆｃｏｓ（ａ）、Ｈ＝Ｆｓｉｎ（ａ）なので、補正後の新しいサンプリング点Ｐ１を、（Ａ＋Ｇ）＋ｊ（Ｂ＋Ｈ）とする。つまり新しいサンプリング点Ｐ１の実部Ｉ、虚部Ｑを次式により求める。
【０１０１】
Ｉ＝ｓｑｒｔ（（Ａ＋Ｃ）2＋（Ｂ＋Ｄ）2）×ｃｏｓ（ａ）
Ｑ＝ｓｑｒｔ（（Ａ＋Ｃ）2＋（Ｂ＋Ｄ）2）×ｓｉｎ（ａ）
但し、ｓｑｒｔ（ ）は、（ ）の平方根を示す ………（２）
この結果、適応アルゴリズム部５１１（図５）における処理において、受信したサンプリング信号の振幅方向のみを修正することができるので、適応アルゴリズムを実際のピーククリップによる歪み除去に適したものとすることができると共に、収束時間を短くすることができる。
【０１０２】
（実施の形態４）
この実施の形態では、実施の形態３と同様に、適応アルゴリズムにおいて振幅成分のみを補正するといった拘束条件をつける。ただし実施の形態３では修正ベクトルのうち、補正前のサンプルのベクトル（受信されているサンプルのベクトル）方向の成分のみを修正に使用したのに対して、この実施の形態では、図１０に示すように、先ず補正前のベクトルに修正ベクトルを加えてサンプル点Ｐ２’を求め、サンプル点Ｐ２’の振幅を保持しながら位相のみを補正前のサンプルのベクトルの方向に戻すことにより、新たなサンプリング点Ｐ２を求める。
【０１０３】
ここで補正前のベクトルに修正ベクトルを加えて求めたサンプル点Ｐ２’までの長さ（図中、修正後のベクトルの長さ）Ｋは、Ｋ＝ｓｑｒｔ（（Ａ＋Ｃ）2＋（Ｂ＋Ｄ）2）なので、新たなサンプリング点Ｐ２までの長さをＫに等しくする。このとき、実部方向成分Ｌ及び虚部方向成分Ｍはそれぞれ、Ｌ＝Ｋｃｏｓ（ａ）、Ｍ＝Ｋｓｉｎ（ａ）なので、補正後の新しいサンプリング点Ｐ２を、Ｌ＋ｊＭとする。つまり新しいサンプリング点Ｐ２の実部Ｉ、虚部Ｑを次式により求める。
【０１０４】
Ｉ＝ｓｑｒｔ（（Ａ＋Ｃ）2＋（Ｂ＋Ｄ）2）×ｃｏｓ（ａ）
Ｑ＝ｓｑｒｔ（（Ａ＋Ｃ）2＋（Ｂ＋Ｄ）2）×ｓｉｎ（ａ）
但し、ｓｑｒｔ（ ）は、（ ）の平方根を示す ………（３）
この結果、実施の形態３と同様に、適応アルゴリズム部５１１（図５）における処理において、受信したサンプリング信号の振幅方向のみを修正することができるので、適応アルゴリズムを実際のピーククリップによる歪み除去に適したものとすることができると共に、収束時間を短くすることができる。
【０１０５】
（実施の形態５）
上述した実施の形態３及び実施の形態４では、振幅方向のみにしか修正を行わない場合について説明したが、この実施の形態では、サンプリング信号の振幅成分のみを補正した後にサンプリングの位相成分を補正する方法を提案する。
【０１０６】
実際上、受信ＯＦＤＭ信号には雑音が重畳しているために、位相方向にも誤差が残っている。ただしこの位相方向の雑音はピーククリップによって生じたものではない。そのため、振幅を大きい方に修正すると、雑音によって生じた位相誤差はそのままなので、振幅が大きくなる分だけ誤差の絶対値が増大する。
【０１０７】
これを考慮して、振幅方向の修正を行ったのちに位相方向の修正を行う。ただし振幅方向の修正とは異なる重みをつけて位相方向の修正を行う。その様子を、図１１に示す。先ず、実施の形態４と同様の方法により振幅方向のみ修正したサンプリング点Ｐ３を求める。
【０１０８】
次に、サンプリング点Ｐ３を、修正後のベクトルとの位相差（ｄ）に定数Γを乗じた位相だけ回転させることで新たなサンプリング点Ｐ４を求める。ここでΓは１より小さい正の数である。こうすることで、振幅を大きくする修正を施したことによって増大した、位相方向の雑音成分を抑圧することができる。因みにΓ＝０の場合が実施の形態３や実施の形態４と同じになる。
【０１０９】
（実施の形態６）
この実施の形態では、伝搬路上でマルチパスが存在する場合に、一段と補正精度を向上させることができるＯＦＤＭ信号の補正方法を提案する。
【０１１０】
ここで送信側で図１２に示すようにＯＦＤＭ信号がピーククリップされたとする。横軸はサンプルで、縦軸はそのサンプルにおける信号波形を示す。黒い三角はピーククリップされたサンプルを示す。実線は元の波形、点線はピーククリップされた波形である。
【０１１１】
このような場合に、１パスであれば受信側ではこのまま受信される(位相や振幅は変動を受けるが、この波形がそのまま相似形で伝送される)ので、実施の形態１〜４の構成によりピーククリップの補正を良好に行うことができる。しかし、マルチパスが存在すると図１３のようになる。図１３は３パスの条件であり、各パスが１,１,−１の振幅で到来した例である。１パス目は太線で、２パス目は細線、３パス目は点線で示す。
【０１１２】
これらを合成した波形を図１４に示す。このような場合、ピーククリップされたシンボルによって受ける波形歪みは、１パスでは３サンプルのみであったのに、７サンプルに増えてしまっていることがわかる(黒い三角印の数が増えている)。しかも、どのサンプルが影響を受けているかは、時間領域での回線インパルス応答を求めなければわからない。さらに、より多くのパスが存在する場合には、より多くのサンプルを更新しなければならなくなるし、時間領域のインパルス応答の精度もパスが増えると低下するので、補正精度が低下すると考えられる。
【０１１３】
この実施の形態では、これらの点に着目して、マルチパス環境に適用した場合でも、ＯＦＤＭ信号を精度良く補正できる方法を提案する。ここで本発明の発明者らは、１パスであれば実施の形態１〜５の構成を用いて精度良くＯＦＤＭ信号を補正できるのであるから、マルチパスが生じた際にそれを１パスに戻すような等化を行ってから実施の形態１〜５の補正を行えば良いと考えた。
【０１１４】
この実施の形態では、その一例として、マルチパス信号に対して周波数軸等化を行うことにより、マルチパス信号を１パスの信号に戻すことを提案する。
【０１１５】
図５との対応部分に同一符号を付して示す図１５に、実施の形態６のＯＦＤＭ信号補正部の構成を示す。この実施の形態のＯＦＤＭ信号補正部はパス補償部１０００を有し、このパス補償部１０００によって受信ＯＦＤＭのマルチパスに起因する影響を補償するようになされている。
【０１１６】
パス補償部１０００は、サンプリング信号ｒ（ｉ，０）〜ｒ（ｉ，７）をフーリエ変換処理手段としてのＦＦＴ１００１に入力する。ＦＦＴ１００１はサンプリング信号ｒ（ｉ，０）〜ｒ（ｉ，７）に対してフーリエ変換処理を施すことにより、各サブキャリアに重畳されたサンプリング信号を抽出する。抽出された各サブキャリアの信号は、周波数軸等化部１００２に送出される。
【０１１７】
周波数軸等化部１００２は、各サブキャリアの信号を、サブキャリア毎の回線推定値で複素除算することにより、サブキャリア毎にマルチパスの影響を除去する。ここで周波数軸等化は既知の技術であるため詳述しないが、例えば各サブキャリアに重畳された既知信号に基づいて各サブキャリアの振幅及び位相の変動を推定し、この推定値に基づいて、図１６に示すように、マルチパスによる周波数選択性フェージングによって落ち込んだサブキャリアの信号を元に戻すようにすればよい。
【０１１８】
周波数軸等化部１００２によりマルチパスの影響が除去された、つまり１パス信号に補償された各サブキャリアの信号は、逆フーリエ変換処理手段としてのＩＦＦＴ（逆高速フーリエ変換部）１００３によって受信ＯＦＤＭ信号から得られるサンプリング信号と同じ形に戻された後、選択部５０１及びタップ選択部５０２に送出され、以下、実施の形態１〜実施の形態５と同様の処理が施される。
【０１１９】
因みに、この実施の形態のＯＦＤＭ信号補正部においては、図１５に示すように、実施の形態１〜５で必要であった復調部（ＤＥＭ）５０８（図５）を省略することもできる。これは、周波数軸等化部１００２によりマルチパスの影響を除去する際に、各サブキャリアの信号の振幅及び位相の補償を行っているためである。また、周波数軸上の等化は位相も補正するので、サンプリング点が送受信間でずれたことの影響(各サブキャリアがサブキャリア番号に比例した位相変動を受けたように見える)をも除去できる。
【０１２０】
かくして以上の構成によれば、マルチパス信号を１パスの信号に戻すパス補償部１０００を設け、補償後の信号に対して実施の形態１〜５で説明した補正処理を行うようにしたことにより、実施の形態１〜５の効果に加えて、マルチパス環境下での補正精度を向上させることができる。
【０１２１】
（実施の形態７）
図１５との対応部分に同一符号を付して示す図１７に、実施の形態７のＯＦＤＭ信号補正部の構成を示す。この実施の形態のＯＦＤＭ信号補正部は、各サブキャリアの信号の受信パワーを検出するパワー検出部１１００を有する。パワー検出部１１００は、各サブキャリアに重畳されている既知信号に基づいて各サブキャリアの受信パワーを検出し、検出結果を選択部１１０１に送出する。
【０１２２】
選択部１１０１は、入力した各サブキャリアｋの誤差ｅ（ｉ，ｋ）の中から、受信パワーの大きい方から所定数のサブキャリアに対応する誤差ｅ（ｉ，ｋ）のみを選択する。具体的には、受信パワーの大きい方から所定数のサブキャリアｋについては誤差ｅ（ｉ，ｋ）をそのまま出力し、それよりも受信パワーの小さいサブキャリアｋについては値０を出力するようになっている。このように、受信パワーの小さいサブキャリアは適応アルゴリズムの対象から除外することにより、マルチパス環境下での補正精度を一段と向上させることができる。
【０１２３】
つまり、マルチパスによる周波数選択性フェージングによって、ほとんど信号振幅が０に近いサブキャリアも存在し、そのようなサブキャリアは周波数等化を行うと多大な増幅率で増幅することとなり、しかもそれは雑音を増幅しただけに過ぎなくなる。この結果、ＩＦＦＴ１００３によって再生された１パスの波形に、多大な雑音が混入されてしまう。この実施の形態によれば、そのような雑音の混入を有効に防止して適応アルゴリズムによる補正精度を向上させることができる。
【０１２４】
かくして以上の構成によれば、サブキャリアの信号パワーを検出し、その検出結果に応じて適応アルゴリズムの対象とするサブキャリアの信号を選択し、マルチパスによって落ち込んでいるサブキャリアをあえて使用しないで補正するようにしたことにより、実施の形態６の効果に加えて、一段と補正精度を向上させることができるようになる。
【０１２５】
なおこの実施の形態では、サブキャリアの信号パワーを検出し、その検出結果に応じて適応アルゴリズムの対象とするサブキャリアの信号を選択した場合について述べたが、本発明はこれに限らず、図１８に示すように、パワー検出部１１００に換えてＳＮ比検出部１２００を設け、選択部１１０１により受信ＳＮ比の大きい方から所定数のサブキャリアの信号のみを選択し、ＳＮ比の悪いサブキャリアは使用しないようにしてもよい。
【０１２６】
またこの実施の形態では、減算器５１０の後段に選択部１１０１を設け、受信パワーの小さいサブキャリアの信号の誤差値として０を選択することで、受信パワーの小さいサブキャリアの信号を補正対象から除外する場合について述べたが、選択の仕方はこれに限らず、例えばパワー検出部１１００による検出結果を適応アルゴリズム部５１１に入力し、適応アルゴリズム部５１１により適応アルゴリズムに反映させないサブキャリアの信号を選択するようにしてもよい。
【０１２７】
さらに、単純に選択するのではなく、パワーやＳＮ比に応じた重みをつけることで、確からしいキャリアをより大きな重みで、確からしくないキャリアは小さな重みで反映させるようにしてもよい。
【０１２８】
（他の実施の形態）
なお上述した実施の形態では、ピーククリップによる歪みを除去することにより、受信品質を向上させる場合について述べたが、本発明はこれに限らず、図５に示す本発明の構成は、受信ＯＦＤＭ信号に歪みや雑音が重畳している場合に広く適用できる。その中のいくつかの例を以下に示す。
【０１２９】
（１）他ユーザの信号による干渉除去
パケット伝送のように信号をオンオフ制御して伝送する場合には、受信した自分の信号の一部にだけ他ユーザの信号が干渉を与えることがある。このような状況は、例えば自分の信号と他ユーザの信号が非同期の場合に生じる。またユーザ間で同期していても、ランダムアクセス送信時にユーザの位置によって基地局までの到達時間に差がある場合に生じる可能性がある。
【０１３０】
このように、受信したＯＦＤＭ信号の一部にだけ他のユーザの信号が干渉を与えている場合に、本発明を適用すれば、干渉を受けている部分のみを修正することで干渉を除去するができるようになるので、受信信号の品質を向上できるようになる。
【０１３１】
この場合には、図５のタップ選択部５０２で、他のユーザの信号による干渉を受けているサンプリング信号を選択し、選択したサンプリング信号をＦＩＲフィルタ５０３に送出すると共に干渉を受けていないサンプリング信号をＦＦＴ５０５に送出するようにすればよい。この選択は、例えばサンプリング信号の電力を検出することで実現できる。
【０１３２】
図１９に、修正領域（干渉除去対象として選択するサンプリング信号）の一例を示す。受信ＯＦＤＭ信号からサンプリングしたサンプリング信号ｒ（ｉ，０）〜ｒ（ｉ，７）のうち、他ユーザの信号と時間的に重なっているサンプリング信号ｒ（ｉ，０）〜ｒ（ｉ，３）をＦＩＲフィルタ５０３に送出し、他のサンプリング信号ｒ（ｉ，４）〜ｒ（ｉ，７）をＦＦＴ５０５に送出するようにすればよい。
【０１３３】
（２）ＴＤＤ（Time Division Duplex）送受信の際の上り信号と下り信号間の干渉除去
ＴＤＤ方式では、同じ周波数を時間で分割して上り信号と下り信号を送信している。その際に上り信号と下り信号が時間的に重なることがある。例えば、端末が遠いと電波の伝送遅延によって信号が遅れる場合である。
【０１３４】
このように、受信したＯＦＤＭ信号の一部にだけ上り信号と下り信号間の干渉が存在する場合に、本発明を適用すれば、干渉を受けている部分のみを修正して干渉を除去するができるようになるので、受信信号の品質を向上できるようになる。
【０１３５】
この場合にも、図５のタップ選択部５０２で、上り信号と下り信号間で干渉を受けているサンプリング信号を選択し、選択したサンプリング信号をＦＩＲフィルタ５０３に送出すると共に干渉を受けていないサンプリング信号をＦＦＴ５０５に送出するようにすればよい。この選択は、例えばサンプリング信号の電力を検出することで実現できる。
【０１３６】
図２０に、修正領域の一例を示す。受信ＯＦＤＭ信号からサンプリングしたサンプリング信号ｒ（ｉ，０）〜ｒ（ｉ，７）のうち、上り信号と下り信号間で時間的に重なっているサンプリング信号ｒ（ｉ，０）〜ｒ（ｉ，３）をＦＩＲフィルタ５０３に送出し、他のサンプリング信号ｒ（ｉ，４）〜ｒ（ｉ，７）をＦＦＴ５０５に送出するようにすればよい。
【０１３７】
（３）インパルス性雑音の除去
雑音がインパルス的に発生することがある。そのような場合には、図２１に示すように、干渉信号に対応するサンプリング信号ｒ（ｉ，２）のみを修正すればよい。例えば、他のシステムが同じ周波数を使用し、そのシステムがスパイク雑音を発生している場合(このスパイク雑音はＵＷＢ（ウルトラワイドバンド）等で特に発生し易い)、一部のサンプリング信号のみが劣化するおそれがある。
【０１３８】
この劣化したサンプリング信号を、パワー検出やサンプルを総当たりなどの方法によって検出して、図５のＦＩＲフィルタ５０３に選択的に送出すれば、インパルス性の雑音を良好に除去することができるようになる。
【０１３９】
（４）白色雑音の除去
本発明のＯＦＤＭ受信装置を用いれば、受信ＯＦＤＭ信号に白色雑音が雑音成分として重畳している場合でも、これを除去することができる。その一例について説明する。まず図２２（ａ）に示す全部のサンプリング信号ｒ（ｉ，０）〜ｒ（ｉ，７）を一つずつＦＩＲフィルタ５０３に入力させて修正を行う。そして修正後の復調信号のＳＮ比や自乗誤差和を求め、その値を参照して雑音の大きいサンプリング信号を順位付ける。
【０１４０】
つまり、最初にサンプリング信号ｒ（ｉ，０）のみをＦＩＲフィルタ５０３に入力させ、次にサンプリング信号ｒ（ｉ，１）のみをＦＩＲフィルタ５０３に入力させるといったように、いずれか一つのサンプリング信号だけをＦＩＲフィルタ５０３に入力させ他のサンプリング信号をＦＦＴ５０５に入力させる。このとき、各サンプリング信号をＦＩＲフィルタ５０３に入力させたときの修正時の復調信号のＳＮ比や自乗誤差和を求める。ここであるサンプリング信号を修正したときのＳＮ比や自乗誤差和が小さくなるということは、そのサンプリング信号の雑音が大きかったことを意味する。このようにして、図２２（ｂ）に示すように、各サンプリング信号ｒ（ｉ，０）〜ｒ（ｉ，７）の雑音の大きさを順位付ける。
【０１４１】
次に、図２３に示すように、雑音が大きいと判断したサンプリング信号から順にＦＩＲフィルタ５０３に入力させて、白色雑音を除去していく。すなわち先ず、ステップ１において、雑音の一番大きいと判断されたサンプリング信号ｒ（ｉ，０）をＦＩＲフィルタ５０３に入力させることでこのサンプリング信号ｒ（ｉ，０）の雑音成分を除去する。
【０１４２】
次にステップ２において、二番目に雑音の大きいと判断されたサンプリング信号（ｉ，２）をＦＩＲフィルタ５０３に入力させることでこのサンプリング信号ｒ（ｉ，２）の雑音成分を除去する。このように、雑音の大きいと判断されたサンプリング信号から順に順次ＦＩＲフィルタ５０３に入力させて雑音を除去していくことにより、白色雑音が雑音として重畳された受信ＯＦＤＭ信号から白色雑音を良好に除去することができるようになる。
【０１４３】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、フーリエ変換処理回路を、受信ＯＦＤＭ信号からサンプリングしたサンプリング信号を可変ゲインとすると共にフーリエ変換の既知の係数を入力とするＦＩＲフィルタ構成とし、ＦＩＲフィルタの可変ゲインであるサンプリング信号の値を、歪みやノイズによる誤差が小さくなるように最適値に収束させるようにしたことにより、受信ＯＦＤＭ信号の歪みやノイズ成分を除去して品質の良い受信ディジタル信号を得ることができるＯＦＤＭ受信装置及びＯＦＤＭ信号の補正方法を実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】ＯＦＤＭ信号を復調及び復号する際の一般的な処理の流れを示す図
【図２】ＦＦＴ処理部を２つに分けた場合の説明に供する図
【図３】サンプリング信号をフーリエ変換する具体的な回路構成を示す図
【図４】ＦＦＴと同じ処理を行うＦＩＲフィルタの構成を示す図
【図５】本発明のＯＦＤＭ受信装置のＯＦＤＭ信号補正部の構成を示すブロック図
【図６】ピーククリップされたサンプリング信号の推定処理の説明に供する図
【図７】実施の形態のピーククリップ補償動作の説明に供するフローチャート
【図８】実施の形態２におけるタップ選択部の構成を示すブロック図
【図９】実施の形態３の適応アルゴリズムにおけるサンプリング信号の修正動作の説明に供する図
【図１０】実施の形態４の適応アルゴリズムにおけるサンプリング信号の修正動作の説明に供する図
【図１１】実施の形態５の適応アルゴリズムにおけるサンプリング信号の修正動作の説明に供する図
【図１２】ピーククリップされたＯＦＤＭシンボルの例を示す図
【図１３】３パスでの波形の重なりの例を示す図
【図１４】３パスの場合の受信波系（３パスが重なった波形）を示す図
【図１５】実施の形態６のＯＦＤＭ信号補正部の構成を示すブロック図
【図１６】周波数軸等化の説明に供する図
【図１７】実施の形態７のＯＦＤＭ信号補正部の構成を示すブロック図
【図１８】他の実施の形態のＯＦＤＭ信号補正部の構成を示すブロック図
【図１９】本発明のＯＦＤＭ受信装置を他ユーザの信号による干渉除去に用いる場合の説明に供する図
【図２０】本発明のＯＦＤＭ受信装置をＴＤＤ送受信の際の上り信号と下り信号間の干渉除去に用いる場合の説明に供する図
【図２１】本発明のＯＦＤＭ受信装置をインパルス性雑音の除去に用いる場合の説明に供する図
【図２２】本発明のＯＦＤＭ受信装置を白色雑音の除去に用いる場合の説明に供する図
【図２３】本発明のＯＦＤＭ受信装置を白色雑音の除去に用いる場合の説明に供する図
【図２４】ＯＦＤＭにおけるピーク電力の説明に供する図
【図２５】ＯＦＤＭ送信装置及びＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図
【図２６】ピーククリップされた信号波形の説明に供する図
【符号の説明】
１０ 送信装置
１２、２５、５０４ シリアルパラレル変換部（Ｓ／Ｐ）
１３、８０４、１００３ 逆高速フーリエ変換部（ＩＦＦＴ）
１４、２９ パラレルシリアル変換部（Ｐ／Ｓ）
１５ ピーククリップ部
１６ 直交変調部
１７ パワーアンプ
１８、２１ アンテナ
２０ 受信装置
２２ アンプ
２３ 直交検波部
２４ サンプリング部
２６、１００、２００、２０１、５０５、８０１、１００１ 高速フーリエ変換部（ＦＦＴ）
２７、１０１、５０７、８０２ 復調部（ＤＥＭ）
２８、１０２、５０８ 復号部（ＤＥＣ）
５０１、１１０１ 選択部
５０２、８００ タップ選択部
５０３ ＦＩＲフィルタ
５０６ 加算部
５０９ レプリカ生成部
５１０ 減算部
５１１ 適応アルゴリズム部
８０３ 硬判定部
８０５ ピーク判定部
１０００ パス補償部
１００２ 周波数軸等化部
１１００ パワー検出部
１２００ ＳＮ比検出部
【発明の属する技術分野】
本発明はＯＦＤＭ受信装置及びＯＦＤＭ信号の補正方法に関し、例えば送信時にピーククリップ処理が施されたＯＦＤＭ信号の歪みを補正する場合に適用し得る。
【０００２】
【従来の技術】
近年、ＯＦＤＭ(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)方式が高速通信を実現できる方式として注目を集めている。ＯＦＤＭ方式は多数のサブキャリアを互いに直交するように配置して伝送するマルチキャリア伝送方式の一種である。ＯＦＤＭ方式は、多数のサブキャリアを効率良く扱えることからシンボル長を長く取ることができ、遅延波や同期ずれの影響に対して強い。このため、ＯＦＤＭ方式や、ＯＦＤＭ方式にＣＤＭＡ（Code Division Multiple Access）方式を組み合わせたＯＦＤＭ−ＣＤＭＡ方式が、将来の高速伝送方式として利用される可能性が高いと考えられる。
【０００３】
ところが、ＯＦＤＭ方式やＯＦＤＭ−ＣＤＭＡ方式では多数のサブキャリアを使用するために、ピーク電力が大きくなる問題がある。これを、図２４を用いて簡単に説明する。図２４はＯＦＤＭ被変調波のスペクトルを複素ベクトル座標上で概念的に示したものであり、Ｎ個（図ではＮ＝４）のサブキャリアが等間隔に配列されて、各サブキャリアの電力が等しい場合の例である。
【０００４】
ＯＦＤＭ被変調波の各サブキャリアは、例えばＱＡＭ信号の位相及び振幅によって変調を受けたものである。図２４（ａ）はＯＦＤＭ被変調波の４つのサブキャリア１〜４の位相が９０度間隔になった場合を示している。なお、各サブキャリアの周波数は相互に異なるので、実際にはサブキャリアは相互に異なる角周波数で回転しており、図２４（ａ）は所定の時間において観測したものである。この場合には、各サブキャリア１〜４は打消し合い、サブキャリア１〜４の合成ベクトルはキャンセルされて振幅０となる。
【０００５】
一方、図２４（ｂ）は４つのサブキャリア１〜４が全て同位相に揃った場合を示している。この場合には、各サブキャリア１〜４の合成ベクトルは、同一位相で加算されたものとなり、合成ベクトル振幅は１つのサブキャリアの４倍となる。このように、送信するデータによっては、ＯＦＤＭ被変調波のサブキャリアの位相が一致し、ＯＦＤＭ被変調波に大振幅のピークが生じることになる。
【０００６】
このような大振幅のピーク電力はパワーアンプに影響を与えることになる。例えば大振幅のピーク電力を許容できるようなパワーアンプを実現しようとすると、パワーアンプの構成が複雑になりかつ消費電力も増大することになる。またＡ／Ｄ変換回路等の回路構成の複雑化にもつながる。さらに大振幅のピーク電力をそのまま増幅して送信すると、他の信号の妨害になるといった本質的な問題もある。
【０００７】
従来、これを解決するために種々の方法が提案されている。その中の最も実用的な方法として、ピークをクリップするといった方法がある。ピーククリップ処理を用いたＯＦＤＭ送受信系の構成を図２５に示す。送信装置１０において、送信データはシンボルマッパ１１によって、各搬送波を変調するための複素シンボル列に変換される。シンボルマッパ１１は複数ビットのデータを対応する複素シンボルに変換するためのものであり、シンボルの変調方式に応じた構成となっている。
【０００８】
生成された複素シンボル列はシリアルパラレル変換部（Ｓ／Ｐ）１２に蓄積される。蓄積されたＮ個のシンボルは逆高速フーリエ変換部（ＩＦＦＴ）１３によって変換され、ＯＦＤＭシンボルの標本値が生成される。得られた標本値はパラレルシリアル変換部（Ｐ／Ｓ）１４によって時系列の信号に変換され、複素ベースバンドＯＦＤＭ信号が生成される。次にピーククリップ部１５において、データの瞬時パワーがある閾値を超えた場合には、それをクリップする。次に送信装置１０は、直交変調部１６によって、ピーククリップ後の複素ベースバンド信号の実部に対して搬送波を掛け合わせ、搬送帯域のＯＦＤＭ信号を形成する。形成されたＯＦＤＭ信号はパワーアンプ１７で増幅された後、アンテナ１８から放射される。
【０００９】
受信装置２０では、アンテナ２１で受信した受信信号をアンプ２２で増幅した後に直交検波部２３に入力する。直交検波部２３により検波処理が施された信号はサンプリング部２４においてサンプリングされ、複素信号列が生成される。生成された複素信号列は、シリアルパラレル変換部（Ｓ／Ｐ）２５によりＮサンプル分蓄積される。高速フーリエ変換部（ＦＦＴ）２６は蓄積されたＮ個の標本に対して高速フーリエ変換処理を施すことにより、各搬送波を変調した複素シンボル列を出力する。各搬送波毎の複素シンボルは復調部（ＤＥＭ）２７により復調され、続く復号部（ＤＥＣ）２８により硬判定されることにより、データビットとされる。そして各搬送波毎のデータビットがパラレルシリアル変換部（Ｐ／Ｓ）２９により直列の受信データとされて出力される。
【００１０】
【特許文献１】
特許第３１３０７１６号公報
【特許文献２】
特開２０００−２１６７４９号公報
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、上述したように送信側で送信信号に対してピーククリップ処理を施すと、当然ピーククリップされた信号は歪んだ信号となるため、受信側で得られる信号の品質が劣化することになる。
【００１２】
図２６に、送信側においてピーククリップ処理が施された場合の送信波形の一例を示す。図２６において、実線はピーククリップ前のＯＦＤＭ信号（１６サンプルの例）を示し、振幅が閾値７を越えた場合にピーククリップ処理を行った例である。この例の場合には、２番目、５番目、１０番目のサンプルが閾値を越えているので、それらの振幅値が７となるようにクリップされる。そうすると、実部及び虚部のデータは各々下の図のようになり、受信側では実線で示される実際のデータとは異なる点線で示されるデータが受信される。このため、実線と点線の差が歪みとなり受信品質が劣化することになる。
【００１３】
ここでは、一例として送信側でピーククリップ処理が施されたＯＦＤＭ信号の受信品質が劣化する場合について説明したが、ＯＦＤＭ方式の通信では、多数のデータを１つのＯＦＤＭシンボルにより伝送するようになっているため、一般に、一旦ＯＦＤＭ信号にノイズが重畳されるとそのノイズを的確に除去することが困難な問題がある。
【００１４】
本発明はかかる点に鑑みてなされたものであり、例えばピーククリップ処理等に起因した歪みのあるＯＦＤＭ信号を受信した場合でも、この歪み等を良好に補正して品質の良い受信信号を得ることができるＯＦＤＭ受信装置及びＯＦＤＭ信号の補正方法を提供することを目的とする。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
かかる課題を解決するため本発明は、以下の構成を採る。
【００１６】
本発明のＯＦＤＭ受信装置は、受信ＯＦＤＭ信号からサンプリングしたサンプリング信号を可変ゲインとすると共にフーリエ変換の既知の係数を入力とするＦＩＲフィルタと、当該ＦＩＲフィルタの出力をシリアルパラレル変換することにより各サブキャリアに重畳されたサンプリング信号を形成するシリアルパラレル変換部と、を備えるフーリエ変換処理手段と、フーリエ変換処理手段により得られた各サブキャリアのサンプリング信号から受信ディジタル信号を得るディジタル信号形成手段と、ディジタル信号形成手段により得られた受信ディジタル信号から各サブキャリアのサンプリング信号のレプリカ信号を生成するレプリカ信号生成手段と、フーリエ変換処理手段により得られたフーリエ変換処理後の信号とレプリカ信号との間の対応するサブキャリアの信号同士の誤差値を算出する誤差算出手段と、誤差値に応じて、ＦＩＲフィルタの可変ゲインとして用いられるサンプリング信号の値を適応的に補正することにより、誤差値を小さくする適応アルゴリズム処理を行う補正手段と、を具備する構成を採る。
【００１７】
この構成によれば、フーリエ変換処理手段に、受信ＯＦＤＭ信号からサンプリングされたサンプリング信号を各サブキャリアに重畳された信号に変換するといった本来のフーリエ変換処理の機能をもたせることができると共に、レプリカ信号とフーリエ変換後の信号の誤差値として現れるピーククリップ処理等による歪みやノイズ成分を除去するフィルタとしての機能をもたせることができる。そして補正手段による適応アルゴリズム処理により、フーリエ変換処理手段のＦＩＲフィルタの可変ゲイン（受信ＯＦＤＭ信号からサンプリングされたサンプリング信号）を適応的に補正することにより、受信ＯＦＤＭ信号に含まれる歪みやノイズを有効に除去することができる。
【００１８】
本発明のＯＦＤＭ受信装置は、サンプリング信号の中から、補正対象のサンプリング信号と補正対象でないサンプリング信号をそれぞれ選択する選択手段を、さらに具備し、フーリエ変換処理手段は、補正対象のサンプリング信号に対してフーリエ変換処理を行う第１のフーリエ変換処理手段と、補正対象でないサンプリング信号に対してフーリエ変換処理を行う第２のフーリエ変換処理手段と、第１及び第２のフーリエ変換処理手段により形成された各サブキャリアの信号を対応するサブキャリアの信号同士で加算する加算手段と、を具備し、第１のフーリエ変換処理手段を、補正対象のサンプリング信号を可変ゲインとすると共にフーリエ変換の既知の係数を入力とするＦＩＲフィルタと、当該ＦＩＲフィルタの出力をシリアルパラレル変換することにより各サブキャリアに重畳されたサンプリング信号を形成するシリアルパラレル変換部と、を備える構成とする。
【００１９】
この構成によれば、フーリエ変換処理手段を第１及び第２のフーリエ変換処理手段に分け、そのうち補正対象のサンプリング信号をフーリエ変換処理する第１のフーリエ変換処理手段をＦＩＲフィルタを備える構成とし、補正対象のサンプリング信号に対してのみ適応アルゴリズム処理を用いた適応フィルタリングを行うようにしたことにより、実際に歪みやノイズが重畳されているサンプリング信号のみを補正できるので、適応アルゴリズムによる演算処理量を少なくできる。この結果、歪みやノイズ成分を一段と短時間かつ効率的に除去することができるようになる。
【００２０】
本発明のＯＦＤＭ受信装置は、サンプリング信号の中から、送信側でピーククリップされたサンプリング信号とピーククリップされなかったサンプリング信号をそれぞれ選択する選択手段を、さらに具備し、フーリエ変換処理手段は、ピーククリップされたサンプリング信号に対してフーリエ変換処理を行う第１のフーリエ変換処理手段と、ピーククリップされなかったサンプリング信号に対してフーリエ変換処理を行う第２のフーリエ変換処理手段と、第１及び第２のフーリエ変換処理手段により形成された各サブキャリアの信号を対応するサブキャリアの信号同士で加算する加算手段と、を具備し、第１のフーリエ変換処理手段を、ピーククリップされたサンプリング信号を可変ゲインとすると共にフーリエ変換の既知の係数を入力とするＦＩＲフィルタと、当該ＦＩＲフィルタの出力をシリアルパラレル変換することにより各サブキャリアに重畳されたサンプリング信号を形成するシリアルパラレル変換部と、を備える構成とする。
【００２１】
この構成によれば、フーリエ変換処理手段を第１及び第２のフーリエ変換処理手段に分け、そのうちピーククリップされたサンプリング信号をフーリエ変換処理する第１のフーリエ変換処理手段をＦＩＲフィルタを備える構成とし、ピーククリップされたサンプリング信号に対してのみ適応アルゴリズム処理を用いた適応フィルタリングを行うようにしたことにより、実際にピークリップによる歪み成分が重畳されているサンプリング信号のみを補正できるので、適応アルゴリズムによる演算処理量を少なくできる。この結果、ピーククリップに起因する歪み成分を一段と短時間かつ効率的に除去することができるようになる。
【００２２】
本発明のＯＦＤＭ受信装置は、選択手段は、各サンプリング信号を所定の閾値と比較し、閾値以上のサンプリング信号をピーククリップされたサンプリング信号として選択する構成を採る。
【００２３】
この構成によれば、比較的容易にピーククリップされたサンプリング信号を選択することができる。
【００２４】
本発明のＯＦＤＭ受信装置は、選択手段は、サンプリング信号に対してフーリエ変換処理を施すフーリエ変換処理手段と、フーリエ変換処理後のデータを仮判定する仮判定手段と、当該仮判定手段により得られた仮判定データに対して逆フーリエ変換処理を施すことにより送信波系を再生する逆フーリエ変換処理手段と、再生波形中で所定の閾値以上のサンプリング信号をピーククリップされたサンプリング信号として選択する構成を採る。
【００２５】
この構成によれば、一旦仮判定した仮判定データから送信波系を再生し、再生した送信波形のサンプリング信号に基づいてピーククリップされたサンプリング信号を推定して選択するので、精度良くピーククリップされたサンプリング信号を選択することができるようになる。
【００２６】
本発明のＯＦＤＭ受信装置は、前記閾値を、送信側でピーククリップのために用いた閾値よりも小さい値に設定する構成を採る。
【００２７】
この構成によれば、ピーククリップされたサンプリング信号を逃さずに選択できるようになる。
【００２８】
本発明のＯＦＤＭ受信装置は、補正手段が、サンプリング信号の値を適応アルゴリズムに従って適応的に補正するにあたって、当該サンプリング信号の位相成分は補正せずに振幅成分のみを補正する構成を採る。
【００２９】
この構成によれば、送信側でのピーククリップ処理に起因して受信信号に実際に誤差（歪み）が生じるのはサンプリング信号の振幅成分のみなので、振幅成分のみを補正することで、少ない適応アルゴリズムの演算回数でピーククリップによる歪みのみを有効に除去できるようになる。
【００３０】
本発明のＯＦＤＭ受信装置は、補正手段が、補正前のサンプリング信号の実部をＡ、虚部をＢとして複素数Ａ＋ｊＢで表しかつ当該複素数の位相をａとすると共に、このサンプリング信号を補正するための修正ベクトルの実部をＣ、虚部をＢとして複素数Ｃ＋ｊＤで表しかつ当該複素数の位相をｃとしたとき、補正後のサンプリング信号の実部Ｉ、虚部Ｑを次式により求める構成を採る。
【００３１】
Ｉ＝Ａ＋ｓｑｒｔ（Ｃ2＋Ｄ2）×ｃｏｓ（ｃ−ａ）×ｃｏｓ（ａ）
Ｑ＝Ｂ＋ｓｑｒｔ（Ｃ2＋Ｄ2）×ｃｏｓ（ｃ−ａ）×ｓｉｎ（ａ）
但し、ｓｑｒｔ（ ）は、（ ）の平方根を示す。
【００３２】
この構成によれば、修正ベクトルにおけるサンプリング信号の振幅方向の成分Ｆ＝ｓｑｒｔ（Ｃ2＋Ｄ2）×ｃｏｓ（ｃ−ａ）に基づいて、補正後のサンプリング信号の実部Ｉ、虚部Ｑを求めるようにしたので、適応アルゴリズムにおいて、振幅成分のみを補正するといった拘束条件をつけた演算を良好に行うことができるようになる。
【００３３】
本発明のＯＦＤＭ受信装置は、補正手段が、補正前のサンプリング信号の実部をＡ、虚部をＢとして複素数Ａ＋ｊＢで表しかつ当該複素数の位相をａとすると共に、このサンプリング信号を補正するための修正ベクトルの実部をＣ、虚部をＢとして複素数Ｃ＋ｊＤで表しかつ当該複素数の位相をｃとしたとき、補正後のサンプリング信号の実部Ｉ、虚部Ｑを次式により求める構成を採る。
【００３４】
Ｉ＝ｓｑｒｔ（（Ａ＋Ｃ）2＋（Ｂ＋Ｄ）2）×ｃｏｓ（ａ）
Ｑ＝ｓｑｒｔ（（Ａ＋Ｃ）2＋（Ｂ＋Ｄ）2）×ｓｉｎ（ａ）
但し、ｓｑｒｔ（ ）は、（ ）の平方根を示す。
【００３５】
この構成によれば、サンプリング信号のベクトルを修正ベクトルで修正した後の修正後のベクトルの長さｓｑｒｔ（（Ａ＋Ｃ）2＋（Ｂ＋Ｄ）2）に基づき、補正後のサンプリング信号の実部Ｉ、虚部Ｑを求めるようにしたので、適応アルゴリズムにおいて、振幅成分のみを補正するといった拘束条件をつけた演算を良好に行うことができるようになる。
【００３６】
本発明のＯＦＤＭ受信装置は、補正手段が、サンプリング信号の値を適応アルゴリズムに従って適応的に補正するにあたって、サンプリング信号の振幅成分のみを補正した後、サンプリングの位相成分を補正する構成を採る。
【００３７】
この構成によれば、ピーククリップに起因する振幅方向の歪みによる誤差に加えて、位相方向にも変動が存在する場合に、この位相方向の変動も有効に補正することができるようになる。具体的には、先ずサンプリング信号の振幅成分のみを補正すると、伝搬路変動によって生じた位相誤差はそのまま残るので、振幅が大きくなる分誤差の絶対値が増大する。そこで次にその誤差を修正するために位相方向の補正を行うことにより、振幅を大きくすることで増大する位相方向の変動成分を有効に補正できるようになる。
【００３８】
本発明のＯＦＤＭ受信装置は、受信ＯＦＤＭのマルチパスに起因する変動を補償するパス補償手段をさらに具備し、フーリエ変換処理手段は、当該パス補償手段により補償したサンプリング信号をＦＩＲフィルタの可変ゲインとする構成を採る。
【００３９】
この構成によれば、マルチパス環境下での補正精度を向上させることができるようになる。
【００４０】
本発明のＯＦＤＭ受信装置は、パス補償手段は、受信ＯＦＤＭ信号からサンプリングしたサンプリング信号に対してフーリエ変換処理を施すことにより各サブキャリアに重畳されたサンプリング信号を抽出するフーリエ変換処理手段と、各サブキャリアのサンプリング信号に対して周波数軸等化処理を施す周波数軸等化手段と、周波数軸等化処理が施された各サブキャリアのサンプリング信号に対して逆フーリエ変換処理を施す逆フーリエ変換処理手段とを具備し、逆フーリエ変換処理後のサンプリング信号をＦＩＲフィルタの可変ゲインとして出力する構成を採る。
【００４１】
この構成によれば、周波数軸等化により各サブキャリア毎にマルチパスによる振幅や位相の変動が除去されて１パスの信号が形成され、この１パスの信号に対してフーリエ変換処理手段、ディジタル信号形成手段、レプリカ信号生成手段、誤差算出手段及び補正手段による補正処理が行われるので、マルチパス環境下での補正精度を良好に向上させることができるようになる。
【００４２】
本発明のＯＦＤＭ受信装置は、受信ＯＦＤＭ信号からマルチパスに起因する各サブキャリアの信号の変動を検出する変動検出手段と、当該検出結果に基づいて補正するサブキャリアの信号を選択する選択手段と、をさらに具備する構成を採る。
【００４３】
この構成によれば、全てのサブキャリアの信号を補正対象とする場合と比較して、例えば実際に補正対象としてふさわしいサブキャリアの信号のみを補正対象として選択することができ、一段と補正精度を向上させることができるようになる。
【００４４】
本発明のＯＦＤＭ受信装置は、変動検出手段は、各サブキャリアの受信パワーを検出し、選択手段は、受信パワーの大きい方から所定数のサブキャリアの信号のみを選択する構成を採る。
【００４５】
本発明のＯＦＤＭ受信装置は、変動検出手段は、各サブキャリアの受信ＳＮ比を検出し、選択手段は、受信ＳＮ比の大きい方から所定数のサブキャリアの信号のみを選択する構成を採る。
【００４６】
これらの構成によれば、マルチパスによって落ち込んでいるサブキャリアをあえて使用しないで補正ができるので、一段と補正精度を向上させることができるようになる。
【００４７】
本発明のＯＦＤＭ信号の補正方法は、受信ＯＦＤＭ信号からサンプリングしたサンプリング信号を可変ゲインとすると共にフーリエ変換の既知の係数を入力としたＦＩＲフィルタ演算を行うことにより、受信ＯＦＤＭ信号に対してフーリエ変換処理を施すフーリエ変換処理ステップと、フーリエ変換処理ステップにより得られた各サブキャリアに対応するサンプリング信号から受信ディジタル信号を得るディジタル信号形成ステップと、ディジタル信号形成ステップにより得られた受信ディジタル信号から各サブキャリアのサンプリング信号のレプリカ信号を生成するレプリカ信号生成ステップと、フーリエ変換処理ステップにより得られたフーリエ変換処理後の信号とレプリカ信号との間の対応するサブキャリアの信号同士の誤差値を算出する誤差算出ステップと、誤差値に応じて、ＦＩＲフィルタ演算の可変ゲインとして用いられる受信ＯＦＤＭ信号のサンプリング信号の値を適応的に補正することにより、誤差値を小さくする適応アルゴリズム処理ステップと、を含むようにする。
【００４８】
この方法によれば、フーリエ変換処理ステップにおいて、受信ＯＦＤＭ信号からサンプリングされたサンプリング信号を各サブキャリアに重畳された信号に変換するといった本来のフーリエ変換処理を行うことができると共に、レプリカ信号とフーリエ変換後の信号の誤差値として現れる歪みやノイズ成分を除去するフィルタとしての機能をもたせることができる。そして適応アルゴリズム処理ステップにおいて、フーリエ変換処理ステップで用いる可変ゲイン（受信ＯＦＤＭ信号からサンプリングされたサンプリング信号）を適応的に補正することで、歪みやノイズ成分を有効に除去することができる。
【００４９】
本発明のＯＦＤＭ信号の補正方法は、受信ＯＦＤＭ信号からサンプリングしたサンプリング信号の中から、補正対象のサンプリング信号と補正対象でないサンプリング信号をそれぞれ選択する選択ステップを、さらに含み、フーリエ変換処理ステップでは、補正対象とされたサンプリング信号に対して当該サンプリング信号を可変ゲインとすると共にフーリエ変換の既知の係数を入力としたＦＩＲフィルタ演算を行う一方、補正対象でないサンプリング信号に対しては当該サンプリング信号の値を０としたフーリエ変換処理を行い、ＦＩＲフィルタ演算後の信号とフーリエ変換処理後の信号とを加算して出力する。
【００５０】
この方法によれば、補正対象のサンプリング信号に対してのみ適応アルゴリズム処理を用いた適応フィルタリングを行うことができ、実際に歪みやノイズ成分が重畳されているサンプリング信号のみを補正できるので、適応アルゴリズムによる演算処理量を少なくできる。この結果、歪みやノイズ成分を一段と短時間かつ効率的に除去することができるようになる。
【００５１】
本発明のＯＦＤＭ信号の補正方法は、受信ＯＦＤＭのマルチパスに起因する変動を補償するパス補償ステップをさらに含み、フーリエ変換処理ステップでは、当該パス補償ステップにより補償したサンプリング信号を前記ＦＩＲフィルタ演算の可変ゲインとするようにする。
【００５２】
この方法によれば、マルチパス環境下での補正精度を向上させることができるようになる。
【００５３】
【発明の実施の形態】
本発明の骨子は、フーリエ変換処理回路を、受信ＯＦＤＭ信号からサンプリングしたサンプリング信号を可変ゲインとすると共にフーリエ変換の既知の係数を入力とするＦＩＲフィルタ構成とし、補正対象であるサンプリング信号をＦＩＲフィルタの可変ゲインとして選択し、当該サンプリング信号の値を適応アルゴリズムにより歪みやノイズ成分が小さくなるように最適値に収束させるようにしたことである。
【００５４】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。
【００５５】
（実施の形態１）
先ず、本実施の形態の構成を説明する前に、図１を用いて、ＯＦＤＭ信号を復調及び復号する際の一般的な流れを説明する。ここで図１のＦＦＴ１００に入力されるサンプリング信号ｒ（ｉ，ｊ）は、上述した図２５のシリアルパラレル変換部（Ｓ／Ｐ）２５から出力される受信ＯＦＤＭ信号のサンプリング信号とする。
【００５６】
図１において、ｒ(ｉ,ｊ)はｉ番目のＯＦＤＭシンボルにおけるｊサンプル目の受信信号を示し、ｓ(ｉ,ｋ)はｉ番目のＯＦＤＭシンボルにおけるＦＦＴ後のｋ番目のサブキャリアの信号を示し、ｄ(ｉ,ｋ)はｉ番目のＯＦＤＭシンボルにおけるｋ番目のサブキャリアの同期検波後の信号を示し、ｆ(ｉ,ｋ)はｉ番目のＯＦＤＭシンボルにおけるｋ番目のサブキャリアの信号の硬判定値を示す。
【００５７】
すなわち、まずＦＦＴ１００により受信信号ｒ(ｉ,ｊ)に対してＦＦＴ処理を施すことで時間領域の信号を周波数領域の信号に変換する。復調部（ＤＥＭ）１０１は各サブキャリアの信号ｓ(ｉ,ｋ)に対して同期検波（又は遅延検波）を行なうことにより同期検波後の信号ｄ(ｉ,ｋ)を得る。復号部（ＤＥＣ）１０２は同期検波後の信号ｄ(ｉ,ｋ)を硬判定することで、受信データｆ(ｉ,ｋ)を得る。
【００５８】
次に、この実施の形態の原理について説明する。この実施の形態では、ピーククリップされたサンプリング信号とピーククリップされなかったサンプリング信号をフーリエ変換するＦＦＴ処理部を別々に設けるようにする。具体的には、図２に示すように、ピーククリップされたサンプリング信号ｒ（ｉ，０）、ｒ（ｉ，１）、ｒ（ｉ，４）とピーククリップされなかったサンプリング信号ｒ（ｉ，２）、ｒ（ｉ，３）、ｒ（ｉ，５）、ｒ（ｉ，６）、ｒ（ｉ，７）を別々のＦＦＴ２００及びＦＦＴ２０１により、それぞれ相手側のサンプリング信号を０としてＦＦＴ処理を施した後、フーリエ変換後の対応するサブキャリアの同士の信号を複数の加算器２０２で加算する。
【００５９】
ここで、図中、ｔ(ｉ,ｋ)はｉ番目のＯＦＤＭシンボルのうちピーククリップされたサンプリング信号からのみ求めたｋ番目のサブキャリアの信号を示し、ｕ(ｉ,ｋ)はｉ番目のＯＦＤＭシンボルのうちピーククリップされなかったサンプリング信号からのみ求めたｋ番目のサブキャリアの信号を示す。ここでｖ(ｉ,ｋ)を、ｉ番目のＯＦＤＭシンボルにおいて、ｔ(ｉ,ｋ)とｕ(ｉ,ｋ)を周波数成分毎に加えたｋ番目のサブキャリアの信号とすると、線形演算であるためｖ(ｉ,ｋ)＝ｓ(ｉ,ｋ)である。
【００６０】
つまり、図２のように、ＯＦＤＭ信号をピーククリップされたサンプリング信号とピーククリップされなかったサンプリング信号とに分けて、それぞれ別々にフーリエ変換処理を行い、フーリエ変換後の対応するサブキャリアの同士の信号を加算した場合でも、図１のようにＯＦＤＭ信号を単純にそのままフーリエ変換処理した場合と同様の処理結果を得ることができる。
【００６１】
図２のピーククリップされたサンプリング信号の方のＦＦＴ２００に着目すると、ＦＦＴ２００の処理は、ＦＦＴの既知の係数ｗ(ｊ,ｋ)を用いて、次式のように表すことができる。
【００６２】
【数１】
【００６３】
さらに、図３の回路は、図４に示すようなＦＩＲフィルタ４００と等価である。すなわちＦＦＴ２００は、ＦＦＴ２００の既知の係数ｗ(ｊ,ｋ)を入力とする可変ゲインｒ(ｉ,ｊ)によるＦＩＲフィルタ４００とみなすことができる。
【００６４】
具体的には、既知の係数ｗ(ｊ,ｋ)の値を順次変更して乗算器４０２に入力させるとともに遅延素子４０１を介して乗算器４０３に入力させ、乗算器４０２、４０３により、ピーククリップされたサンプル信号を可変ゲインとして乗算する。乗算後の信号は加算器４０４で加算された後、スイッチ４０５を介して出力される。因みに、この実施の形態の場合には、サブキャリア数が８の場合を想定しているので、図中のｍは０〜１５の値をとるようにしている。またスイッチ４０５はｍが奇数のときのみ、加算出力をそのまま出力するようになっている。
【００６５】
このように本発明の発明者は、ＦＦＴ処理はＦＦＴの既知の係数を入力とし、サンプル信号を可変ゲインとするＦＩＲフィルタにより実現できることを見出した。ここでピーククリップされなかった信号には雑音以外の歪は含まれていないので、もしピーククリップされた信号の時間波形を歪みがない波形に変更することができれば、ピーククリップ等による歪みのないＯＦＤＭ信号を得ることができる。これは、図４のＦＩＲフィルタ４００の可変ゲインｒ（ｉ，１）、ｒ（ｉ，０）を最適値に収束させることと等価である。そこで、可変ゲイン（つまりピーククリップされたサンプリング信号）を適応アルゴリズムを用いながら順次補正して最適値に収束させることを考えた。
【００６６】
図５に、本実施の形態のＯＦＤＭ受信装置におけるＯＦＤＭ信号補正部の構成を示す。ここで選択部５０１には、図２５のシリアルパラレル変換部（Ｓ／Ｐ）２５から出力されたサンプリング信号ｒ（ｉ，０）〜ｒ（ｉ，７）が入力される。選択部５０１は、補正対象とするサンプリング信号と補正対象としないサンプリング信号を選択する選択手段としてのタップ選択部５０２からの選択信号に基づいて、サンプリング信号ｒ（ｉ，０）〜ｒ（ｉ，７）のうち、送信側でピーククリップされたサンプリング信号をＦＩＲフィルタ５０３に送出し、ピーククリップされなかったサンプリング信号をＦＦＴ５０５に送出する。
【００６７】
つまり、タップ選択部５０２は、入力されたサンプリング信号ｒ（ｉ，０）〜ｒ（ｉ，７）のうち、どのサンプリング信号がピーククリップされたサンプリング信号かを検出するために設けられている。この実施の形態の場合、タップ選択部５０２は、ピーククリップされたサンプリング信号の位置を推定するにあたって、各サンプリング信号において、平均電力との比を取り、この比がある閾値以上となったサンプリング信号をピーククリップされたサンプリング信号と見なすようになっている。
【００６８】
図６を参照してさらに詳しく説明する。図６において、点線は送信信号の波形を示し、実線は受信信号の波形を示す。受信波形は伝搬時の変動が加わるので送信波形とは若干異なるものとなっている。一点鎖線は、送信時のピーククリップ処理に用いられた閾値（＝７）を示し、二点差線はタップ選択部においてピーククリップされたサンプリング信号を推定するための閾値（＝６．５）を示す。
【００６９】
ここでもしも伝搬路変動がなければ、送信側で設定された閾値（＝７）とほぼ同じ振幅で受信されたサンプルは、クリップされた可能性が高い。この実施の形態では、送信側の閾値×α（αは１より小さい正の数）を受信側の閾値として設定し、この閾値を超えたサンプリング信号をピーククリップされたサンプリング信号と見なすようになされている。
【００７０】
このようにタップ選択部５０２では、送信側のピーククリップの閾値よりも小さい閾値を設定してピーククリップされたサンプリング信号を推定するようにしたことにより、ピーククリップされたサンプリング信号を見逃すことなく選択できるようになる。図６の例では、サンプル番号が４、５、６、１０、１３番のサンプリング信号がピーククリップされたサンプリング信号として選択されるようになる。このうちサンプリング番号が６、１３番のサンプリング信号は実際にはピーククリップされていないサンプリング信号であるが、このサンプリング信号をＦＩＲフィルタ５０３に送出してしまったとしても動作上問題はない。換言すれば、ピーククリップされたサンプリング信号を見逃して、ＦＦＴ５０５に入力させるよりも、受信品質改善の点で有利である。
【００７１】
図５に戻って、ＯＦＤＭ信号補正部の構成についての説明を続ける。ＦＩＲフィルタ５０３には、固定入力としてＦＦＴの既知の係数が順次入力されるとともに、タップ係数初期値としてピーククリップされたと推定されたサンプリング信号が入力される。ＦＩＲフィルタ５０３の出力信号ｔ（ｉ，ｋ）はシリアルパラレル変換部（Ｓ／Ｐ変換）５０４を介して加算器５０６に送出される。
【００７２】
一方、ピーククリップされなかったと推定されたサンプリング信号はＦＦＴ５０５によりＦＦＴ処理が施された後、加算器５０６に送出される。加算器５０６により得られた各サブキャリアにおけるＦＦＴ後の信号ｖ(ｉ,ｋ)は、ディジタル信号形成手段としての復調部（ＤＥＭ）５０７及び復号部（ＤＥＣ）５０８に順次入力され、復調部（ＤＥＭ）５０７による同期検波処理（又は遅延検波）、復号部（ＤＥＣ）５０８による硬判定処理が順次施されることにより、硬判定値ｆ（ｉ，ｋ）、つまり受信ディジタル信号が形成される。
【００７３】
かかる構成に加えて、ＯＦＤＭ信号補正部にはレプリカ生成部５０９が設けられている。レプリカ生成部５０９は硬判定値ｆ(ｉ,ｋ)に各サブキャリア毎に回線の振幅と位相を乗じる（つまり復調部（ＤＥＭ）５０７と逆の処理を施す）ことで、各サブキャリアにおけるＦＦＴ後の信号ｖ(ｉ,ｋ)に対するレプリカ信号ｘ(ｉ,ｋ)を生成する。この回線の振幅と位相の情報は、単純にパイロット信号の振幅値と位相回転量に基づいて得るようにしても良く、またインパルス応答を検出して得るようにしても良い。
【００７４】
減算器５１０では、ＦＦＴ後の信号ｖ(ｉ,ｋ)とレプリカ信号ｘ(ｉ,ｋ)との差分値が得られ、この差分値がＦＦＴ後の信号ｖ(ｉ,ｋ)とレプリカ信号ｘ(ｉ,ｋ)の誤差ｅ(ｉ,ｋ)として適応アルゴリズム部５１１に送出される。
【００７５】
適応アルゴリズム部５１１はＬＭＳ（Least Mean Square）やＲＬＳ（Recursive Least Squares）やＧＡ(Generic Algorithm)などにより構成されており、誤差ｅ(ｉ,ｋ)が小さくなるように、ＦＩＲフィルタ５０３での可変ゲインとして用いられるピーククリップされたサンプリング信号ｒ（ｉ，ｊ）を修正することを指示する信号をＦＩＲフィルタ５０３に送出する。
【００７６】
次に、ＯＦＤＭ信号補正部の動作について説明する。ここで、もし硬判定値ｆ(ｉ,ｋ)が正しければ、レプリカ生成部５０９によりｖ(ｉ,ｋ)から歪み等の変動を除いた波形が再現されたことになる。この結果、もし硬判定値ｆ(ｉ,ｋ)が正しければ、誤差ｅ(ｉ,ｋ)を最小にするようにピーククリップされたサンプリング信号ｒ(ｉ,ｊ)(但しｊはタップ選択部５０２により選択されたサンプリング番号である)を収束させれば、ピーククリップによる歪が修正された復調信号ｖ(ｉ,ｋ)が求まるはずである。たとえ硬判定値ｆ(ｉ,ｋ)に誤りが混じっていても、その誤り率がある程度小さければＤＦＥ（Decision Feedback Equalizer）等化器と同じようにパラメータをうまく選べば適応アルゴリズムによって収束が可能である。
【００７７】
この実施の形態では、ＯＦＤＭ信号補正部は、図７に示すような受信処理を行うことにより、受信ＯＦＤＭ信号に含まれるピーククリップによる歪み成分を有効に除去する。適応アルゴリズムは何回か繰り返すことで収束するので、図７では図５における各信号の記述を繰り返し数ｍを含めて書きなおす。また図７と図５の変数は大文字と小文字の関係で対応していて、例えば図７のＶ(ｉ,ｋ,ｍ)は図５のｖ(ｉ,ｋ)のｍ回目の繰り返し時の値である。ｍ回目の繰り返しにおける誤差をＥ(ｉ,ｋ,ｍ)とし、それを用いて更新したピーククリップされたサンプリング番号ｊの受信信号をＲ(ｉ,ｊ,ｋ,ｍ)とする。
【００７８】
ＯＦＤＭ信号補正部は、ステップＳ０でｉ番目のＯＦＤＭシンボルについての受信処理を開始すると、ステップＳ１で、図示しない回線推定部によって、復調部５０７での検波とレプリカ生成部５０９でのレプリカ信号ｘ（ｉ，ｋ）を生成するためのサブキャリア毎の回線を推定する。続くステップＳ２では、ＦＦＴ５０５がピーククリップされていないサンプリング信号をフーリエ変換処理することにより、ピーククリップされていないサンプリング信号のみから各サブキャリアの信号Ｕ（ｉ，ｐ）を形成する。ステップＳ３では、ＯＦＤＭ信号補正部の繰り返しカウンタ（例えばＯＦＤＭ信号補正部が搭載されたＯＦＤＭ受信装置の制御部に設けるようにする）のカウント値ｍをリセットし、続くステップＳ４ではサブキャリア番号ｋをリセットする。ここではサブキャリア数８の例を示すので、ｋは０から７の値をとる。
【００７９】
ステップＳ５では、ＦＩＲフィルタ５０３がＦＦＴの既知の係数を入力とし、ピーククリップされたサンプル信号を可変ゲインとした演算を行うことにより、ピーククリップされたサンプリング信号のみから各サブキャリアの信号Ｔ（ｉ，ｑ，ｍ）を順次形成する。ステップＳ６では、ＦＩＲフィルタ５０３により順次得られた各サブキャリアの信号Ｔ（ｉ，ｑ，ｍ）をシリアルパラレル変換部５０４によりシリアルパラレル変換する。
【００８０】
ステップＳ７では、加算器５０６により、ステップＳ５及びＳ６で得たピーククリップされたサンプリング信号のサブキャリアごとの信号Ｔ（ｉ，ｋ，ｍ）とステップＳ２で得たピーククリップされなかったサンプリング信号のサブキャリアごとの信号Ｕ（ｉ，ｋ）とを対応するサブキャリア同士で加算することにより加算信号Ｖ（ｉ，ｋ，ｍ）を得る。
【００８１】
ステップＳ８では復調部５０７により検波を行うことにより復調信号Ｄ（ｉ，ｋ，ｍ）を得、続くステップＳ９では復号部５０８により硬判定を行うことにより硬判定値Ｆ（ｉ，ｋ，ｍ）を得る。
【００８２】
ステップＳ１０では、今回適応アルゴリズムの処理対象となるサブキャリア番号が８(サブキャリア数)未満か否か判断し、８未満の場合にはステップＳ１１に移ってサブキャリア番号ｋをインクリメントする。そしてステップＳ１４においてレプリカ生成部５０９によってｋ番目のサブキャリアのレプリカ信号ｘ（ｉ，ｋ，ｍ）を生成し、ステップＳ１５において減算器５１０によりｋ番目のサブキャリアのレプリカ信号Ｘ（ｉ，ｋ，ｍ）と加算信号Ｖ（ｉ，ｋ，ｍ）との差を求めることにより、誤差値Ｅ（ｉ，ｋ，ｍ）を求める。
【００８３】
ステップＳ１６では、適応アルゴリズム部５１１が誤差値Ｅ（ｉ，ｋ，ｍ）を小さくするようにＦＩＲフィルタ５０３の可変ゲイン（すなわちピーククリップされたサンプリング信号）Ｒ（ｉ，ｊ，ｍ）を修正し、これをＦＩＲフィルタ５０３に送出する。ステップＳ１６の処理の後、ステップＳ５に戻って、ＦＩＲフィルタ５０３が修正された可変ゲインＲ（ｉ，ｊ，ｍ）を用いた演算を実行する。
【００８４】
このようにＯＦＤＭ信号補正部は、サブキャリア番号が８になるまで、ステップＳ５−Ｓ６−Ｓ７−Ｓ８−Ｓ９−Ｓ１０−Ｓ１１−Ｓ１４−Ｓ１５−Ｓ１６−Ｓ５の処理ループを繰り返す。これにより、サブキャリア番号ｋが増加するに従って誤差値Ｅ（ｉ，ｋ，ｍ）を小さくすることができ、サブキャリア番号ｋが大きいほど歪み成分が除去され、ステップＳ９で誤り率の小さい硬判定値Ｆ（ｉ，ｋ，ｍ）を出力することができるようになる。
【００８５】
やがて、８個のサブキャリアの処理が終了すると、ステップＳ１０で否定結果が得られ、ステップＳ１２に移ってサブキャリア番号ｋを０に戻すとともに繰り返しカウント値ｍをインクリメントする。続くステップＳ１３では、繰り返しカウント値ｍが設定された最大値Ｍmax未満か否か判断し、Ｍmax未満の場合にはステップＳ１４に移る。そして上述したのと同様にサブキャリア番号が８になるまで、ステップＳ５−Ｓ６−Ｓ７−Ｓ８−Ｓ９−Ｓ１０−Ｓ１１−Ｓ１４−Ｓ１５−Ｓ１６−Ｓ５の処理ループを繰り返す。やがて、繰り返し回数がＭmaxになるとステップＳ１７に移ってｉ番目のＯＦＤＭ信号の受信処理を終了する。
【００８６】
このようにＯＦＤＭ信号補正部は、繰り返し回数ｍとサブキャリア番号ｋによる２重ループを組んで、逐次、可変ゲインＲ(ｉ,ｊ,ｋ,ｍ)を収束させて行く。こうすることで、誤差Ｅ(ｉ,ｋ,ｍ)は徐々に小さくなってゆき、それに伴って硬判定値Ｆ(ｉ,ｋ,ｍ)の誤り数が減少してゆき、更に誤差Ｅ(ｉ,ｋ,ｍ)を小さくして行くことができる。この結果、ピーククリップによる歪み成分が含まれた受信信号を歪みのない波形に近づけることができる。
【００８７】
またＯＦＤＭ信号補正部においては、ピーククリップされたサンプリング信号のみ修正するので、ピーククリップされなかったサンプリング信号はＲ(ｉ,ｊ,ｋ,ｍ)＝Ｒ(ｉ,ｊ,ｋ,０)のまま不変とすることができる。この結果、ピーククリップされたサンプリング信号のみを修正して歪み成分を除去することができるので、適応アルゴリズム部５１１での演算処理量を少なくでき、ピーククリップによる歪み成分を短時間かつ効率的に除去することができるようになる。
【００８８】
このように、本実施の形態によれば、受信ＯＦＤＭ信号からサンプリングしたサンプリング信号をピーククリップされたサンプリング信号とピーククリップされなかったサンプリング信号とに分け、ピーククリップされたサンプリング信号とピーククリップされなかったサンプリング信号とを別々にフーリエ変換処理するようにし、かつ適応アルゴリズムを用いて、復号後の信号から生成したレプリカ信号ｘ（ｉ，ｋ）と復調前の信号ｖ（ｉ，ｋ）との誤差を収束させるようにピーククリップされたサンプリング信号を修正するようにしたことにより、ピーククリップによる歪み成分を有効に除去できるようになる。
【００８９】
なおこの実施の形態では、ピーククリップされたサンプリング信号に対してフーリエ変換処理を行う第１のフーリエ変換処理手段としてＦＩＲフィルタ５０３及びシリアルパラレル変換部５０４を設け、ピーククリップされなかったサンプリング信号に対してフーリエ変換処理を行う第２のフーリエ変換処理手段としてＦＦＴ５０５を設けた場合について述べたが、本発明はこれに限らず、ピーククリップされたサンプリング信号とピーククリップされなかったサンプリング信号を一括してＦＩＲフィルタの可変ゲインとして入力して、当該ＦＩＲフィルタの可変ゲインを適応アルゴリズムにより修正するようにしても良い。
【００９０】
このようにすれば、フーリエ変換処理手段に、サンプリングされた受信信号を複数サブキャリアの信号に分割するといった本来のフーリエ変換処理の機能をもたせることができるとともに、レプリカ信号とフーリエ変換後の信号との誤差値として現れる歪み成分（硬判定誤差成分）を除去するフィルタとしての機能をもたせることができる。
【００９１】
（実施の形態２）
上述した実施の形態１では、ピーククリップされたサンプリング信号を推定するにあたって、受信ＯＦＤＭ信号からサンプリングした各サンプリング信号において、平均電力との比を取り、この比がある閾値以上となったサンプリング信号をピーククリップされたサンプリング信号と見なす場合について説明した。
【００９２】
これに対して、この実施の形態では、受信ＯＦＤＭ信号を一旦仮判定し、仮判定データをＩＦＦＴ処理することで送信波形を再生し、再生した送信波系の中で所定の閾値を超えた位置のサンプリング信号をピーククリップされたサンプリング信号として選択する。これにより、一段と的確にピーククリップされたサンプリング信号を選択できるようになる。この結果、実際上修正が必要なサンプリング信号のみを適応アルゴリズムにより修正できるようになるので、適応アルゴリズムの収束時間を短くすることができる。
【００９３】
図８に、この実施の形態におけるタップ選択部８００の構成を示す。なお図８では、図２５との対応部分に同一符号を付して示しその説明は省略する。タップ選択部８００は、受信ＯＦＤＭ信号からサンプリングされたサンプリング信号をＦＦＴ８０１により各サブキャリアの信号に変換する。各サブキャリアの信号は、復調部８０２により検波処理されたのち硬判定部８０３により硬判定されて仮判定データとされる。仮判定データはＩＦＦＴ８０４により逆フーリエ変換処理される。これにより送信波形が再生され、この再生波形がピーク判定部８０５に送出される。
【００９４】
またピーク判定部８０５には、乗算器８０６から送信側の閾値×βである閾値Ｔｈが入力される。ここでβは必ずしも１より小さくなくてよい。各ピーク判定部８０５は対応するサンプル点の振幅と閾値Ｔｈとを比較する。そして閾値ｔｈを超えたサンプル番号を選択結果として選択部５０１（図５）に出力する。
【００９５】
(実施の形態３)
この実施の形態では、ピーククリップは、基本的にはサンプルごとの位相が保持され、振幅方向のみ補正すればよいことに着目した。これを考慮して、適応アルゴリズム部５１１（図５）における処理において、受信したサンプリング信号の振幅方向のみを修正するといった拘束条件をつける。これにより、適応アルゴリズムを実際のピーククリップによる歪み除去に適したものとすることができると共に、収束時間を短くすることができる。
【００９６】
一般にＬＭＳやＲＬＳでは、タップ係数として複素数を扱い、これを収束させる。その場合には実部と虚部の修正量には相関がないが、この実施の形態の場合には、実部と虚部の修正量に相関を持たせる。
【００９７】
例えば図９において、受信したサンプリング信号の実部をＡ、虚部をＢとすると、このサンプリング信号のベクトルは複素数Ａ＋ｊＢで表すことができる。そして適応アルゴリズムにより、このサンプリング信号に対して修正ベクトルＣ＋ｊＤを加える修正を行うことになったと仮定する。
【００９８】
この場合、Ｃ／Ａ＝Ｄ／Ｂであれば位相は保持されるが、そうでない場合は位相は保持されない(図の修正後のベクトル)。つまり、図９の修正後のベクトルのようになると、位相が保持されなくなるので好ましくない。そこで位相を保持するようにする。振幅方向の補償は正しいものとして考えると、以下の方法が考えられる。
【００９９】
補正前のサンプリング信号の実部をＡ、虚部をＢとして複素数Ａ＋ｊＢで表しかつ当該複素数の位相をａとすると共に、このサンプリング信号を補正するための修正ベクトルの実部をＣ、虚部をＢとして複素数Ｃ＋ｊＤで表しかつ当該複素数の位相をｃとしたとき、修正ベクトルの成分のうち、補正前のベクトルの振幅方向の大きさＦは、Ｆ＝ｓｑｒｔ（Ｃ2＋Ｄ2）ｃｏｓ（ｃ−ａ）と表すことができる。
【０１００】
この修正ベクトルの振幅方向の大きさＦのうち、実部方向成分Ｇ及び虚部方向成分Ｈはそれぞれ、Ｇ＝Ｆｃｏｓ（ａ）、Ｈ＝Ｆｓｉｎ（ａ）なので、補正後の新しいサンプリング点Ｐ１を、（Ａ＋Ｇ）＋ｊ（Ｂ＋Ｈ）とする。つまり新しいサンプリング点Ｐ１の実部Ｉ、虚部Ｑを次式により求める。
【０１０１】
Ｉ＝ｓｑｒｔ（（Ａ＋Ｃ）2＋（Ｂ＋Ｄ）2）×ｃｏｓ（ａ）
Ｑ＝ｓｑｒｔ（（Ａ＋Ｃ）2＋（Ｂ＋Ｄ）2）×ｓｉｎ（ａ）
但し、ｓｑｒｔ（ ）は、（ ）の平方根を示す ………（２）
この結果、適応アルゴリズム部５１１（図５）における処理において、受信したサンプリング信号の振幅方向のみを修正することができるので、適応アルゴリズムを実際のピーククリップによる歪み除去に適したものとすることができると共に、収束時間を短くすることができる。
【０１０２】
（実施の形態４）
この実施の形態では、実施の形態３と同様に、適応アルゴリズムにおいて振幅成分のみを補正するといった拘束条件をつける。ただし実施の形態３では修正ベクトルのうち、補正前のサンプルのベクトル（受信されているサンプルのベクトル）方向の成分のみを修正に使用したのに対して、この実施の形態では、図１０に示すように、先ず補正前のベクトルに修正ベクトルを加えてサンプル点Ｐ２’を求め、サンプル点Ｐ２’の振幅を保持しながら位相のみを補正前のサンプルのベクトルの方向に戻すことにより、新たなサンプリング点Ｐ２を求める。
【０１０３】
ここで補正前のベクトルに修正ベクトルを加えて求めたサンプル点Ｐ２’までの長さ（図中、修正後のベクトルの長さ）Ｋは、Ｋ＝ｓｑｒｔ（（Ａ＋Ｃ）2＋（Ｂ＋Ｄ）2）なので、新たなサンプリング点Ｐ２までの長さをＫに等しくする。このとき、実部方向成分Ｌ及び虚部方向成分Ｍはそれぞれ、Ｌ＝Ｋｃｏｓ（ａ）、Ｍ＝Ｋｓｉｎ（ａ）なので、補正後の新しいサンプリング点Ｐ２を、Ｌ＋ｊＭとする。つまり新しいサンプリング点Ｐ２の実部Ｉ、虚部Ｑを次式により求める。
【０１０４】
Ｉ＝ｓｑｒｔ（（Ａ＋Ｃ）2＋（Ｂ＋Ｄ）2）×ｃｏｓ（ａ）
Ｑ＝ｓｑｒｔ（（Ａ＋Ｃ）2＋（Ｂ＋Ｄ）2）×ｓｉｎ（ａ）
但し、ｓｑｒｔ（ ）は、（ ）の平方根を示す ………（３）
この結果、実施の形態３と同様に、適応アルゴリズム部５１１（図５）における処理において、受信したサンプリング信号の振幅方向のみを修正することができるので、適応アルゴリズムを実際のピーククリップによる歪み除去に適したものとすることができると共に、収束時間を短くすることができる。
【０１０５】
（実施の形態５）
上述した実施の形態３及び実施の形態４では、振幅方向のみにしか修正を行わない場合について説明したが、この実施の形態では、サンプリング信号の振幅成分のみを補正した後にサンプリングの位相成分を補正する方法を提案する。
【０１０６】
実際上、受信ＯＦＤＭ信号には雑音が重畳しているために、位相方向にも誤差が残っている。ただしこの位相方向の雑音はピーククリップによって生じたものではない。そのため、振幅を大きい方に修正すると、雑音によって生じた位相誤差はそのままなので、振幅が大きくなる分だけ誤差の絶対値が増大する。
【０１０７】
これを考慮して、振幅方向の修正を行ったのちに位相方向の修正を行う。ただし振幅方向の修正とは異なる重みをつけて位相方向の修正を行う。その様子を、図１１に示す。先ず、実施の形態４と同様の方法により振幅方向のみ修正したサンプリング点Ｐ３を求める。
【０１０８】
次に、サンプリング点Ｐ３を、修正後のベクトルとの位相差（ｄ）に定数Γを乗じた位相だけ回転させることで新たなサンプリング点Ｐ４を求める。ここでΓは１より小さい正の数である。こうすることで、振幅を大きくする修正を施したことによって増大した、位相方向の雑音成分を抑圧することができる。因みにΓ＝０の場合が実施の形態３や実施の形態４と同じになる。
【０１０９】
（実施の形態６）
この実施の形態では、伝搬路上でマルチパスが存在する場合に、一段と補正精度を向上させることができるＯＦＤＭ信号の補正方法を提案する。
【０１１０】
ここで送信側で図１２に示すようにＯＦＤＭ信号がピーククリップされたとする。横軸はサンプルで、縦軸はそのサンプルにおける信号波形を示す。黒い三角はピーククリップされたサンプルを示す。実線は元の波形、点線はピーククリップされた波形である。
【０１１１】
このような場合に、１パスであれば受信側ではこのまま受信される(位相や振幅は変動を受けるが、この波形がそのまま相似形で伝送される)ので、実施の形態１〜４の構成によりピーククリップの補正を良好に行うことができる。しかし、マルチパスが存在すると図１３のようになる。図１３は３パスの条件であり、各パスが１,１,−１の振幅で到来した例である。１パス目は太線で、２パス目は細線、３パス目は点線で示す。
【０１１２】
これらを合成した波形を図１４に示す。このような場合、ピーククリップされたシンボルによって受ける波形歪みは、１パスでは３サンプルのみであったのに、７サンプルに増えてしまっていることがわかる(黒い三角印の数が増えている)。しかも、どのサンプルが影響を受けているかは、時間領域での回線インパルス応答を求めなければわからない。さらに、より多くのパスが存在する場合には、より多くのサンプルを更新しなければならなくなるし、時間領域のインパルス応答の精度もパスが増えると低下するので、補正精度が低下すると考えられる。
【０１１３】
この実施の形態では、これらの点に着目して、マルチパス環境に適用した場合でも、ＯＦＤＭ信号を精度良く補正できる方法を提案する。ここで本発明の発明者らは、１パスであれば実施の形態１〜５の構成を用いて精度良くＯＦＤＭ信号を補正できるのであるから、マルチパスが生じた際にそれを１パスに戻すような等化を行ってから実施の形態１〜５の補正を行えば良いと考えた。
【０１１４】
この実施の形態では、その一例として、マルチパス信号に対して周波数軸等化を行うことにより、マルチパス信号を１パスの信号に戻すことを提案する。
【０１１５】
図５との対応部分に同一符号を付して示す図１５に、実施の形態６のＯＦＤＭ信号補正部の構成を示す。この実施の形態のＯＦＤＭ信号補正部はパス補償部１０００を有し、このパス補償部１０００によって受信ＯＦＤＭのマルチパスに起因する影響を補償するようになされている。
【０１１６】
パス補償部１０００は、サンプリング信号ｒ（ｉ，０）〜ｒ（ｉ，７）をフーリエ変換処理手段としてのＦＦＴ１００１に入力する。ＦＦＴ１００１はサンプリング信号ｒ（ｉ，０）〜ｒ（ｉ，７）に対してフーリエ変換処理を施すことにより、各サブキャリアに重畳されたサンプリング信号を抽出する。抽出された各サブキャリアの信号は、周波数軸等化部１００２に送出される。
【０１１７】
周波数軸等化部１００２は、各サブキャリアの信号を、サブキャリア毎の回線推定値で複素除算することにより、サブキャリア毎にマルチパスの影響を除去する。ここで周波数軸等化は既知の技術であるため詳述しないが、例えば各サブキャリアに重畳された既知信号に基づいて各サブキャリアの振幅及び位相の変動を推定し、この推定値に基づいて、図１６に示すように、マルチパスによる周波数選択性フェージングによって落ち込んだサブキャリアの信号を元に戻すようにすればよい。
【０１１８】
周波数軸等化部１００２によりマルチパスの影響が除去された、つまり１パス信号に補償された各サブキャリアの信号は、逆フーリエ変換処理手段としてのＩＦＦＴ（逆高速フーリエ変換部）１００３によって受信ＯＦＤＭ信号から得られるサンプリング信号と同じ形に戻された後、選択部５０１及びタップ選択部５０２に送出され、以下、実施の形態１〜実施の形態５と同様の処理が施される。
【０１１９】
因みに、この実施の形態のＯＦＤＭ信号補正部においては、図１５に示すように、実施の形態１〜５で必要であった復調部（ＤＥＭ）５０８（図５）を省略することもできる。これは、周波数軸等化部１００２によりマルチパスの影響を除去する際に、各サブキャリアの信号の振幅及び位相の補償を行っているためである。また、周波数軸上の等化は位相も補正するので、サンプリング点が送受信間でずれたことの影響(各サブキャリアがサブキャリア番号に比例した位相変動を受けたように見える)をも除去できる。
【０１２０】
かくして以上の構成によれば、マルチパス信号を１パスの信号に戻すパス補償部１０００を設け、補償後の信号に対して実施の形態１〜５で説明した補正処理を行うようにしたことにより、実施の形態１〜５の効果に加えて、マルチパス環境下での補正精度を向上させることができる。
【０１２１】
（実施の形態７）
図１５との対応部分に同一符号を付して示す図１７に、実施の形態７のＯＦＤＭ信号補正部の構成を示す。この実施の形態のＯＦＤＭ信号補正部は、各サブキャリアの信号の受信パワーを検出するパワー検出部１１００を有する。パワー検出部１１００は、各サブキャリアに重畳されている既知信号に基づいて各サブキャリアの受信パワーを検出し、検出結果を選択部１１０１に送出する。
【０１２２】
選択部１１０１は、入力した各サブキャリアｋの誤差ｅ（ｉ，ｋ）の中から、受信パワーの大きい方から所定数のサブキャリアに対応する誤差ｅ（ｉ，ｋ）のみを選択する。具体的には、受信パワーの大きい方から所定数のサブキャリアｋについては誤差ｅ（ｉ，ｋ）をそのまま出力し、それよりも受信パワーの小さいサブキャリアｋについては値０を出力するようになっている。このように、受信パワーの小さいサブキャリアは適応アルゴリズムの対象から除外することにより、マルチパス環境下での補正精度を一段と向上させることができる。
【０１２３】
つまり、マルチパスによる周波数選択性フェージングによって、ほとんど信号振幅が０に近いサブキャリアも存在し、そのようなサブキャリアは周波数等化を行うと多大な増幅率で増幅することとなり、しかもそれは雑音を増幅しただけに過ぎなくなる。この結果、ＩＦＦＴ１００３によって再生された１パスの波形に、多大な雑音が混入されてしまう。この実施の形態によれば、そのような雑音の混入を有効に防止して適応アルゴリズムによる補正精度を向上させることができる。
【０１２４】
かくして以上の構成によれば、サブキャリアの信号パワーを検出し、その検出結果に応じて適応アルゴリズムの対象とするサブキャリアの信号を選択し、マルチパスによって落ち込んでいるサブキャリアをあえて使用しないで補正するようにしたことにより、実施の形態６の効果に加えて、一段と補正精度を向上させることができるようになる。
【０１２５】
なおこの実施の形態では、サブキャリアの信号パワーを検出し、その検出結果に応じて適応アルゴリズムの対象とするサブキャリアの信号を選択した場合について述べたが、本発明はこれに限らず、図１８に示すように、パワー検出部１１００に換えてＳＮ比検出部１２００を設け、選択部１１０１により受信ＳＮ比の大きい方から所定数のサブキャリアの信号のみを選択し、ＳＮ比の悪いサブキャリアは使用しないようにしてもよい。
【０１２６】
またこの実施の形態では、減算器５１０の後段に選択部１１０１を設け、受信パワーの小さいサブキャリアの信号の誤差値として０を選択することで、受信パワーの小さいサブキャリアの信号を補正対象から除外する場合について述べたが、選択の仕方はこれに限らず、例えばパワー検出部１１００による検出結果を適応アルゴリズム部５１１に入力し、適応アルゴリズム部５１１により適応アルゴリズムに反映させないサブキャリアの信号を選択するようにしてもよい。
【０１２７】
さらに、単純に選択するのではなく、パワーやＳＮ比に応じた重みをつけることで、確からしいキャリアをより大きな重みで、確からしくないキャリアは小さな重みで反映させるようにしてもよい。
【０１２８】
（他の実施の形態）
なお上述した実施の形態では、ピーククリップによる歪みを除去することにより、受信品質を向上させる場合について述べたが、本発明はこれに限らず、図５に示す本発明の構成は、受信ＯＦＤＭ信号に歪みや雑音が重畳している場合に広く適用できる。その中のいくつかの例を以下に示す。
【０１２９】
（１）他ユーザの信号による干渉除去
パケット伝送のように信号をオンオフ制御して伝送する場合には、受信した自分の信号の一部にだけ他ユーザの信号が干渉を与えることがある。このような状況は、例えば自分の信号と他ユーザの信号が非同期の場合に生じる。またユーザ間で同期していても、ランダムアクセス送信時にユーザの位置によって基地局までの到達時間に差がある場合に生じる可能性がある。
【０１３０】
このように、受信したＯＦＤＭ信号の一部にだけ他のユーザの信号が干渉を与えている場合に、本発明を適用すれば、干渉を受けている部分のみを修正することで干渉を除去するができるようになるので、受信信号の品質を向上できるようになる。
【０１３１】
この場合には、図５のタップ選択部５０２で、他のユーザの信号による干渉を受けているサンプリング信号を選択し、選択したサンプリング信号をＦＩＲフィルタ５０３に送出すると共に干渉を受けていないサンプリング信号をＦＦＴ５０５に送出するようにすればよい。この選択は、例えばサンプリング信号の電力を検出することで実現できる。
【０１３２】
図１９に、修正領域（干渉除去対象として選択するサンプリング信号）の一例を示す。受信ＯＦＤＭ信号からサンプリングしたサンプリング信号ｒ（ｉ，０）〜ｒ（ｉ，７）のうち、他ユーザの信号と時間的に重なっているサンプリング信号ｒ（ｉ，０）〜ｒ（ｉ，３）をＦＩＲフィルタ５０３に送出し、他のサンプリング信号ｒ（ｉ，４）〜ｒ（ｉ，７）をＦＦＴ５０５に送出するようにすればよい。
【０１３３】
（２）ＴＤＤ（Time Division Duplex）送受信の際の上り信号と下り信号間の干渉除去
ＴＤＤ方式では、同じ周波数を時間で分割して上り信号と下り信号を送信している。その際に上り信号と下り信号が時間的に重なることがある。例えば、端末が遠いと電波の伝送遅延によって信号が遅れる場合である。
【０１３４】
このように、受信したＯＦＤＭ信号の一部にだけ上り信号と下り信号間の干渉が存在する場合に、本発明を適用すれば、干渉を受けている部分のみを修正して干渉を除去するができるようになるので、受信信号の品質を向上できるようになる。
【０１３５】
この場合にも、図５のタップ選択部５０２で、上り信号と下り信号間で干渉を受けているサンプリング信号を選択し、選択したサンプリング信号をＦＩＲフィルタ５０３に送出すると共に干渉を受けていないサンプリング信号をＦＦＴ５０５に送出するようにすればよい。この選択は、例えばサンプリング信号の電力を検出することで実現できる。
【０１３６】
図２０に、修正領域の一例を示す。受信ＯＦＤＭ信号からサンプリングしたサンプリング信号ｒ（ｉ，０）〜ｒ（ｉ，７）のうち、上り信号と下り信号間で時間的に重なっているサンプリング信号ｒ（ｉ，０）〜ｒ（ｉ，３）をＦＩＲフィルタ５０３に送出し、他のサンプリング信号ｒ（ｉ，４）〜ｒ（ｉ，７）をＦＦＴ５０５に送出するようにすればよい。
【０１３７】
（３）インパルス性雑音の除去
雑音がインパルス的に発生することがある。そのような場合には、図２１に示すように、干渉信号に対応するサンプリング信号ｒ（ｉ，２）のみを修正すればよい。例えば、他のシステムが同じ周波数を使用し、そのシステムがスパイク雑音を発生している場合(このスパイク雑音はＵＷＢ（ウルトラワイドバンド）等で特に発生し易い)、一部のサンプリング信号のみが劣化するおそれがある。
【０１３８】
この劣化したサンプリング信号を、パワー検出やサンプルを総当たりなどの方法によって検出して、図５のＦＩＲフィルタ５０３に選択的に送出すれば、インパルス性の雑音を良好に除去することができるようになる。
【０１３９】
（４）白色雑音の除去
本発明のＯＦＤＭ受信装置を用いれば、受信ＯＦＤＭ信号に白色雑音が雑音成分として重畳している場合でも、これを除去することができる。その一例について説明する。まず図２２（ａ）に示す全部のサンプリング信号ｒ（ｉ，０）〜ｒ（ｉ，７）を一つずつＦＩＲフィルタ５０３に入力させて修正を行う。そして修正後の復調信号のＳＮ比や自乗誤差和を求め、その値を参照して雑音の大きいサンプリング信号を順位付ける。
【０１４０】
つまり、最初にサンプリング信号ｒ（ｉ，０）のみをＦＩＲフィルタ５０３に入力させ、次にサンプリング信号ｒ（ｉ，１）のみをＦＩＲフィルタ５０３に入力させるといったように、いずれか一つのサンプリング信号だけをＦＩＲフィルタ５０３に入力させ他のサンプリング信号をＦＦＴ５０５に入力させる。このとき、各サンプリング信号をＦＩＲフィルタ５０３に入力させたときの修正時の復調信号のＳＮ比や自乗誤差和を求める。ここであるサンプリング信号を修正したときのＳＮ比や自乗誤差和が小さくなるということは、そのサンプリング信号の雑音が大きかったことを意味する。このようにして、図２２（ｂ）に示すように、各サンプリング信号ｒ（ｉ，０）〜ｒ（ｉ，７）の雑音の大きさを順位付ける。
【０１４１】
次に、図２３に示すように、雑音が大きいと判断したサンプリング信号から順にＦＩＲフィルタ５０３に入力させて、白色雑音を除去していく。すなわち先ず、ステップ１において、雑音の一番大きいと判断されたサンプリング信号ｒ（ｉ，０）をＦＩＲフィルタ５０３に入力させることでこのサンプリング信号ｒ（ｉ，０）の雑音成分を除去する。
【０１４２】
次にステップ２において、二番目に雑音の大きいと判断されたサンプリング信号（ｉ，２）をＦＩＲフィルタ５０３に入力させることでこのサンプリング信号ｒ（ｉ，２）の雑音成分を除去する。このように、雑音の大きいと判断されたサンプリング信号から順に順次ＦＩＲフィルタ５０３に入力させて雑音を除去していくことにより、白色雑音が雑音として重畳された受信ＯＦＤＭ信号から白色雑音を良好に除去することができるようになる。
【０１４３】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、フーリエ変換処理回路を、受信ＯＦＤＭ信号からサンプリングしたサンプリング信号を可変ゲインとすると共にフーリエ変換の既知の係数を入力とするＦＩＲフィルタ構成とし、ＦＩＲフィルタの可変ゲインであるサンプリング信号の値を、歪みやノイズによる誤差が小さくなるように最適値に収束させるようにしたことにより、受信ＯＦＤＭ信号の歪みやノイズ成分を除去して品質の良い受信ディジタル信号を得ることができるＯＦＤＭ受信装置及びＯＦＤＭ信号の補正方法を実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】ＯＦＤＭ信号を復調及び復号する際の一般的な処理の流れを示す図
【図２】ＦＦＴ処理部を２つに分けた場合の説明に供する図
【図３】サンプリング信号をフーリエ変換する具体的な回路構成を示す図
【図４】ＦＦＴと同じ処理を行うＦＩＲフィルタの構成を示す図
【図５】本発明のＯＦＤＭ受信装置のＯＦＤＭ信号補正部の構成を示すブロック図
【図６】ピーククリップされたサンプリング信号の推定処理の説明に供する図
【図７】実施の形態のピーククリップ補償動作の説明に供するフローチャート
【図８】実施の形態２におけるタップ選択部の構成を示すブロック図
【図９】実施の形態３の適応アルゴリズムにおけるサンプリング信号の修正動作の説明に供する図
【図１０】実施の形態４の適応アルゴリズムにおけるサンプリング信号の修正動作の説明に供する図
【図１１】実施の形態５の適応アルゴリズムにおけるサンプリング信号の修正動作の説明に供する図
【図１２】ピーククリップされたＯＦＤＭシンボルの例を示す図
【図１３】３パスでの波形の重なりの例を示す図
【図１４】３パスの場合の受信波系（３パスが重なった波形）を示す図
【図１５】実施の形態６のＯＦＤＭ信号補正部の構成を示すブロック図
【図１６】周波数軸等化の説明に供する図
【図１７】実施の形態７のＯＦＤＭ信号補正部の構成を示すブロック図
【図１８】他の実施の形態のＯＦＤＭ信号補正部の構成を示すブロック図
【図１９】本発明のＯＦＤＭ受信装置を他ユーザの信号による干渉除去に用いる場合の説明に供する図
【図２０】本発明のＯＦＤＭ受信装置をＴＤＤ送受信の際の上り信号と下り信号間の干渉除去に用いる場合の説明に供する図
【図２１】本発明のＯＦＤＭ受信装置をインパルス性雑音の除去に用いる場合の説明に供する図
【図２２】本発明のＯＦＤＭ受信装置を白色雑音の除去に用いる場合の説明に供する図
【図２３】本発明のＯＦＤＭ受信装置を白色雑音の除去に用いる場合の説明に供する図
【図２４】ＯＦＤＭにおけるピーク電力の説明に供する図
【図２５】ＯＦＤＭ送信装置及びＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図
【図２６】ピーククリップされた信号波形の説明に供する図
【符号の説明】
１０ 送信装置
１２、２５、５０４ シリアルパラレル変換部（Ｓ／Ｐ）
１３、８０４、１００３ 逆高速フーリエ変換部（ＩＦＦＴ）
１４、２９ パラレルシリアル変換部（Ｐ／Ｓ）
１５ ピーククリップ部
１６ 直交変調部
１７ パワーアンプ
１８、２１ アンテナ
２０ 受信装置
２２ アンプ
２３ 直交検波部
２４ サンプリング部
２６、１００、２００、２０１、５０５、８０１、１００１ 高速フーリエ変換部（ＦＦＴ）
２７、１０１、５０７、８０２ 復調部（ＤＥＭ）
２８、１０２、５０８ 復号部（ＤＥＣ）
５０１、１１０１ 選択部
５０２、８００ タップ選択部
５０３ ＦＩＲフィルタ
５０６ 加算部
５０９ レプリカ生成部
５１０ 減算部
５１１ 適応アルゴリズム部
８０３ 硬判定部
８０５ ピーク判定部
１０００ パス補償部
１００２ 周波数軸等化部
１１００ パワー検出部
１２００ ＳＮ比検出部
Claims (18)
- 受信ＯＦＤＭ信号からサンプリングしたサンプリング信号を可変ゲインとすると共にフーリエ変換の既知の係数を入力とするＦＩＲフィルタと、当該ＦＩＲフィルタの出力をシリアルパラレル変換することにより各サブキャリアに重畳されたサンプリング信号を形成するシリアルパラレル変換部と、を備えるフーリエ変換処理手段と、
前記フーリエ変換処理手段により得られた各サブキャリアのサンプリング信号から受信ディジタル信号を得るディジタル信号形成手段と、
前記ディジタル信号形成手段により得られた受信ディジタル信号から各サブキャリアのサンプリング信号のレプリカ信号を生成するレプリカ信号生成手段と、
前記フーリエ変換処理手段により得られたフーリエ変換処理後の信号と前記レプリカ信号との間の対応するサブキャリアの信号同士の誤差値を算出する誤差算出手段と、
前記誤差値に応じて、前記ＦＩＲフィルタの可変ゲインとして用いられるサンプリング信号の値を適応的に補正することにより、前記誤差値を小さくする適応アルゴリズム処理を行う補正手段と、
を具備することを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。 - 前記ＯＦＤＭ受信装置は、前記サンプリング信号の中から、補正対象のサンプリング信号と補正対象でないサンプリング信号をそれぞれ選択する選択手段を、さらに具備し、
前記フーリエ変換処理手段は、前記補正対象のサンプリング信号に対してフーリエ変換処理を行う第１のフーリエ変換処理手段と、前記補正対象でないサンプリング信号に対してフーリエ変換処理を行う第２のフーリエ変換処理手段と、前記第１及び第２のフーリエ変換処理手段により形成された各サブキャリアの信号を対応するサブキャリアの信号同士で加算する加算手段と、を具備し、
前記第１のフーリエ変換処理手段を、前記補正対象のサンプリング信号を可変ゲインとすると共にフーリエ変換の既知の係数を入力とするＦＩＲフィルタと、当該ＦＩＲフィルタの出力をシリアルパラレル変換することにより各サブキャリアに重畳されたサンプリング信号を形成するシリアルパラレル変換部と、を備える構成とする
ことを特徴とする請求項１に記載のＯＦＤＭ受信装置。 - 前記ＯＦＤＭ受信装置は、前記サンプリング信号の中から、送信側でピーククリップされたサンプリング信号とピーククリップされなかったサンプリング信号をそれぞれ選択する選択手段を、さらに具備し、
前記フーリエ変換処理手段は、ピーククリップされたサンプリング信号に対してフーリエ変換処理を行う第１のフーリエ変換処理手段と、ピーククリップされなかったサンプリング信号に対してフーリエ変換処理を行う第２のフーリエ変換処理手段と、前記第１及び第２のフーリエ変換処理手段により形成された各サブキャリアの信号を対応するサブキャリアの信号同士で加算する加算手段と、を具備し、
前記第１のフーリエ変換処理手段を、ピーククリップされたサンプリング信号を可変ゲインとすると共にフーリエ変換の既知の係数を入力とするＦＩＲフィルタと、当該ＦＩＲフィルタの出力をシリアルパラレル変換することにより各サブキャリアに重畳されたサンプリング信号を形成するシリアルパラレル変換部と、を備える構成とする
ことを特徴とする請求項１に記載のＯＦＤＭ受信装置。 - 前記選択手段は、各サンプリング信号を所定の閾値と比較し、閾値以上のサンプリング信号をピーククリップされたサンプリング信号として選択する
ことを特徴とする請求項３に記載のＯＦＤＭ受信装置。 - 前記選択手段は、前記サンプリング信号に対してフーリエ変換処理を施すフーリエ変換処理手段と、フーリエ変換処理後のデータを仮判定する仮判定手段と、当該仮判定手段により得られた仮判定データに対して逆フーリエ変換処理を施すことにより送信波系を再生する逆フーリエ変換処理手段と、再生波形中で所定の閾値以上のサンプリング信号をピーククリップされたサンプリング信号として選択する
ことを特徴とする請求項３に記載のＯＦＤＭ受信装置。 - 前記閾値は、送信側でピーククリップのために用いた閾値よりも小さい値に設定する
ことを特徴とする請求項４又は請求項５に記載のＯＦＤＭ受信装置。 - 前記補正手段は、前記サンプリング信号の値を適応アルゴリズムに従って適応的に補正するにあたって、当該サンプリング信号の位相成分は補正せずに振幅成分のみを補正する
ことを特徴とする請求項１に記載のＯＦＤＭ受信装置。 - 前記補正手段は、補正前のサンプリング信号の実部をＡ、虚部をＢとして複素数Ａ＋ｊＢで表しかつ当該複素数の位相をａとすると共に、このサンプリング信号を補正するための修正ベクトルの実部をＣ、虚部をＢとして複素数Ｃ＋ｊＤで表しかつ当該複素数の位相をｃとしたとき、補正後のサンプリング信号の実部Ｉ、虚部Ｑを次式により求める
Ｉ＝Ａ＋ｓｑｒｔ（Ｃ2＋Ｄ2）×ｃｏｓ（ｃ−ａ）×ｃｏｓ（ａ）
Ｑ＝Ｂ＋ｓｑｒｔ（Ｃ2＋Ｄ2）×ｃｏｓ（ｃ−ａ）×ｓｉｎ（ａ）
但し、ｓｑｒｔ（ ）は、（ ）の平方根を示す
ことを特徴とする請求項７に記載のＯＦＤＭ受信装置。 - 前記補正手段は、補正前のサンプリング信号の実部をＡ、虚部をＢとして複素数Ａ＋ｊＢで表しかつ当該複素数の位相をａとすると共に、このサンプリング信号を補正するための修正ベクトルの実部をＣ、虚部をＢとして複素数Ｃ＋ｊＤで表しかつ当該複素数の位相をｃとしたとき、補正後のサンプリング信号の実部Ｉ、虚部Ｑを次式により求める
Ｉ＝ｓｑｒｔ（（Ａ＋Ｃ）2＋（Ｂ＋Ｄ）2）×ｃｏｓ（ａ）
Ｑ＝ｓｑｒｔ（（Ａ＋Ｃ）2＋（Ｂ＋Ｄ）2）×ｓｉｎ（ａ）
但し、ｓｑｒｔ（ ）は、（ ）の平方根を示す
ことを特徴とする請求項７に記載のＯＦＤＭ受信装置。 - 前記補正手段は、前記サンプリング信号の値を適応アルゴリズムに従って適応的に補正するにあたって、前記サンプリング信号の振幅成分のみを補正した後、前記サンプリングの位相成分を補正する
ことを特徴とする請求項１に記載のＯＦＤＭ受信装置。 - 前記受信ＯＦＤＭのマルチパスに起因する変動を補償するパス補償手段をさらに具備し、前記フーリエ変換処理手段は、当該パス補償手段により補償したサンプリング信号を前記ＦＩＲフィルタの可変ゲインとする、ことを特徴とする請求項１から請求項１０のいずれかに記載のＯＦＤＭ受信装置。
- 前記パス補償手段は、
前記受信ＯＦＤＭ信号からサンプリングしたサンプリング信号に対してフーリエ変換処理を施すことにより、各サブキャリアに重畳されたサンプリング信号を抽出するフーリエ変換処理手段と、
前記各サブキャリアのサンプリング信号に対して周波数軸等化処理を施す周波数軸等化手段と、
周波数軸等化処理が施された各サブキャリアのサンプリング信号に対して逆フーリエ変換処理を施す逆フーリエ変換処理手段と
を具備し、逆フーリエ変換処理後のサンプリング信号を前記ＦＩＲフィルタの可変ゲインとして出力する、ことを特徴とする請求項１１に記載のＯＦＤＭ受信装置。 - 受信ＯＦＤＭ信号からマルチパスに起因する各サブキャリアの信号の変動を検出する変動検出手段と、当該検出結果に基づいて補正するサブキャリアの信号を選択する選択手段と、をさらに具備する請求項１１又は請求項１２に記載のＯＦＤＭ受信装置。
- 前記変動検出手段は、各サブキャリアの受信パワーを検出し、前記選択手段は、受信パワーの大きい方から所定数のサブキャリアの信号のみを選択する、ことを特徴とする請求項１３に記載のＯＦＤＭ受信装置。
- 前記変動検出手段は、各サブキャリアの受信ＳＮ比を検出し、前記選択手段は、受信ＳＮ比の大きい方から所定数のサブキャリアの信号のみを選択する、ことを特徴とする請求項１３に記載のＯＦＤＭ受信装置。
- 受信ＯＦＤＭ信号からサンプリングしたサンプリング信号を可変ゲインとすると共にフーリエ変換の既知の係数を入力としたＦＩＲフィルタ演算を行うことにより、前記受信ＯＦＤＭ信号に対してフーリエ変換処理を施すフーリエ変換処理ステップと、
フーリエ変換処理ステップにより得られた各サブキャリアに対応するサンプリング信号から受信ディジタル信号を得るディジタル信号形成ステップと、
前記ディジタル信号形成ステップにより得られた受信ディジタル信号から各サブキャリアのサンプリング信号のレプリカ信号を生成するレプリカ信号生成ステップと、
前記フーリエ変換処理ステップにより得られたフーリエ変換処理後の信号と前記レプリカ信号との間の対応するサブキャリアの信号同士の誤差値を算出する誤差算出ステップと、
前記誤差値に応じて、前記ＦＩＲフィルタ演算の可変ゲインとして用いられる受信ＯＦＤＭ信号のサンプリング信号の値を適応的に補正することにより、前記誤差値を小さくする適応アルゴリズム処理ステップと、
を含むＯＦＤＭ信号の補正方法。 - 前記受信ＯＦＤＭ信号からサンプリングしたサンプリング信号の中から、補正対象のサンプリング信号と補正対象でないサンプリング信号をそれぞれ選択する選択ステップを、さらに含み、
前記フーリエ変換処理ステップでは、補正対象とされたサンプリング信号に対して当該サンプリング信号を可変ゲインとすると共にフーリエ変換の既知の係数を入力としたＦＩＲフィルタ演算を行う一方、補正対象でないサンプリング信号に対しては当該サンプリング信号の値を０としたフーリエ変換処理を行い、ＦＩＲフィルタ演算後の信号とフーリエ変換処理後の信号とを加算して出力する
ことを特徴とする請求項１６に記載のＯＦＤＭ信号の補正方法。 - 前記受信ＯＦＤＭのマルチパスに起因する変動を補償するパス補償ステップをさらに含み、前記フーリエ変換処理ステップでは、当該パス補償ステップにより補償したサンプリング信号を前記ＦＩＲフィルタ演算の可変ゲインとする、ことを特徴とする請求項１７に記載のＯＦＤＭ信号の補正方法。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2003001438A JP3715282B2 (ja) | 2002-06-20 | 2003-01-07 | Ｏｆｄｍ受信装置及びｏｆｄｍ信号の補正方法 |
| AU2003242452A AU2003242452A1 (en) | 2002-06-20 | 2003-06-18 | Ofdm receiving apparatus and ofdm signal correcting method |
| US10/494,685 US20040247038A1 (en) | 2002-06-20 | 2003-06-18 | Ofdm receiving apparatus and ofdm signal correction method |
| CN03801259.6A CN1568594A (zh) | 2002-06-20 | 2003-06-18 | 正交频分复用接收装置以及正交频分复用信号的校正方法 |
| PCT/JP2003/007707 WO2004002035A1 (ja) | 2002-06-20 | 2003-06-18 | Ｏｆｄｍ受信装置及びｏｆｄｍ信号の補正方法 |
| EP03733476A EP1515468A4 (en) | 2002-06-20 | 2003-06-18 | APPARATUS RECEIVING OF OFDM SIGNALS AND METHOD OF CORRECTING OF OFDM SIGNALS |
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002180204 | 2002-06-20 | ||
| JP2003001438A JP3715282B2 (ja) | 2002-06-20 | 2003-01-07 | Ｏｆｄｍ受信装置及びｏｆｄｍ信号の補正方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2004080731A JP2004080731A (ja) | 2004-03-11 |
| JP3715282B2 true JP3715282B2 (ja) | 2005-11-09 |
Family
ID=30002251
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2003001438A Expired - Fee Related JP3715282B2 (ja) | 2002-06-20 | 2003-01-07 | Ｏｆｄｍ受信装置及びｏｆｄｍ信号の補正方法 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US20040247038A1 (ja) |
| EP (1) | EP1515468A4 (ja) |
| JP (1) | JP3715282B2 (ja) |
| CN (1) | CN1568594A (ja) |
| AU (1) | AU2003242452A1 (ja) |
| WO (1) | WO2004002035A1 (ja) |
Families Citing this family (20)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7550924B2 (en) | 2003-02-27 | 2009-06-23 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | High-pressure discharge lamp having a metal exhaust tube |
| EP1797690A1 (en) * | 2004-10-06 | 2007-06-20 | Nokia Corporation | Receiver-site restoration of clipped signal peaks |
| KR100635011B1 (ko) * | 2004-11-16 | 2006-10-16 | 한국전자통신연구원 | 부채널수 변화에 따른 이득값 조절이 가능한직교주파수분할다중접속 시스템의 송신장치 및 그장치에서의 데이터 송신방법 |
| US8169890B2 (en) * | 2005-07-20 | 2012-05-01 | Qualcomm Incorporated | Systems and method for high data rate ultra wideband communication |
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| US8478204B2 (en) | 2008-07-14 | 2013-07-02 | Samsung Electronics Co., Ltd. | System and method for antenna training of beamforming vectors having reuse of directional information |
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| JP2011049766A (ja) * | 2009-08-26 | 2011-03-10 | Sharp Corp | 無線受信装置、無線受信方法、及び無線受信プログラム |
| US9712276B2 (en) | 2009-11-10 | 2017-07-18 | Lantiq Beteiligungs-GmbH & Co. KG | Error reporting in multi-carrier signal communication |
| JP5371722B2 (ja) * | 2009-12-11 | 2013-12-18 | シャープ株式会社 | 受信装置、受信方法、及び受信プログラム |
| JP5335134B2 (ja) | 2010-04-16 | 2013-11-06 | 日本電信電話株式会社 | 周波数オフセット推定方法および周波数オフセット推定装置 |
| US8804862B2 (en) * | 2012-01-09 | 2014-08-12 | King Fahd University Of Petroleum And Minerals | Method of performing peak reduction and clipping mitigation |
| US9608851B2 (en) | 2013-03-15 | 2017-03-28 | Jonathan Kanter | Turbo decoding techniques |
| US20140344648A1 (en) * | 2013-03-15 | 2014-11-20 | Jonathan Kanter | Turbo decoding techniques |
| US9803470B2 (en) * | 2014-02-12 | 2017-10-31 | Rockwell Automation Asia Pacific Business Center Pte. Ltd. | Multi-use data processing circuitry for well monitoring |
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| CN106691439A (zh) * | 2015-07-28 | 2017-05-24 | 新加坡国立大学 | 多载波无线射频能量传输系统及方法 |
| CN111490954B (zh) * | 2020-04-03 | 2021-08-10 | 武汉大学 | 信道脉冲响应的重要时延抽头选择方法及系统 |
Family Cites Families (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2732178A1 (fr) * | 1995-03-22 | 1996-09-27 | Philips Electronique Lab | Systeme de transmission numerique muni d'un recepteur a egaliseurs cascades |
| JP3462373B2 (ja) * | 1996-08-30 | 2003-11-05 | 株式会社東芝 | マルチキャリア伝送装置 |
| EP0912023A1 (en) * | 1997-10-27 | 1999-04-28 | Alcatel | Demodulation and equalisation of multicarrier signals |
| US6898235B1 (en) * | 1999-12-10 | 2005-05-24 | Argon St Incorporated | Wideband communication intercept and direction finding device using hyperchannelization |
| KR20010108283A (ko) * | 1999-12-30 | 2001-12-07 | 추후제출 | 유한 정밀 산술 응용에서 통신 채널로부터 수신된데이타를 처리하는 방법 |
| US6507606B2 (en) * | 2000-03-29 | 2003-01-14 | Symmetrican, Inc. | Asymmetric digital subscriber line methods suitable for long subscriber loops |
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| US6868114B2 (en) * | 2001-01-18 | 2005-03-15 | The Titan Corporation | Interference suppression in a spread spectrum communications system using non-linear frequency domain excision |
| EP1422850A4 (en) * | 2001-08-28 | 2006-04-05 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | TROUBLESHOOTING DEVICE AND METHOD WITH SEVERAL PASSAGES |
| US7113559B2 (en) * | 2001-09-24 | 2006-09-26 | Atheros Communications, Inc. | Efficient methods for filtering to avoid inter-symbol interference and processing digital signals having large frequency guard bands |
| US7088791B2 (en) * | 2001-10-19 | 2006-08-08 | Texas Instruments Incorporated | Systems and methods for improving FFT signal-to-noise ratio by identifying stage without bit growth |
-
2003
- 2003-01-07 JP JP2003001438A patent/JP3715282B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 2003-06-18 WO PCT/JP2003/007707 patent/WO2004002035A1/ja not_active Application Discontinuation
- 2003-06-18 US US10/494,685 patent/US20040247038A1/en not_active Abandoned
- 2003-06-18 CN CN03801259.6A patent/CN1568594A/zh active Pending
- 2003-06-18 EP EP03733476A patent/EP1515468A4/en not_active Withdrawn
- 2003-06-18 AU AU2003242452A patent/AU2003242452A1/en not_active Abandoned
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US20040247038A1 (en) | 2004-12-09 |
| CN1568594A (zh) | 2005-01-19 |
| EP1515468A4 (en) | 2006-01-18 |
| JP2004080731A (ja) | 2004-03-11 |
| AU2003242452A1 (en) | 2004-01-06 |
| EP1515468A1 (en) | 2005-03-16 |
| WO2004002035A1 (ja) | 2003-12-31 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
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|
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|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
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|
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|
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