JP5868509B2 - 受信機および通信方法 - Google Patents

Description

本発明は、通信システム用の同期方式および差動変調時の位相変動成分の推定方式の改善により性能向上を図った受信機および通信方法に関する発明である。

従来の同期方式としては、プリアンブルにおけるトレーニングシンボルやパイロット信号を用いた既知の同期用変調波を複数送信して、その既知の同期信号を用いて同期をとっていた。また、位相変動が著しい場合には、差動変調などにより位相変動量の影響を低減していた（例えば、特許文献１参照）。

図１４は、従来の光通信システムの回路構成図である。送信機側では、ＦＥＣ（Ｆｏｒｗａｒｄ Ｅｒｒｏｒ Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ）符号化部において送信情報に対して誤り訂正符号化を施し、光変調部においてＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）等の変調信号を生成して送信する。この際、高速の光通信においては、位相変動が大きいという特徴がある。このため、一般に、送信機側では、シンボル（変復調信号の単位）間の位相差に情報をマッピングして変調し、受信機側では、受信したシンボル間の位相差を検出する差動検波あるいは差動同期検波等を用いて復調する。

たとえば、長いシンボルＬ個の区間に位相がθ変動したとしても、差動変調の場合、平均θ／Ｌの変動で済む。このため、位相変動の影響を受けにくく、安定的な復調性能を維持できるという特徴がある。

一方で、完全にシンボルの同期をとって復調する同期検波において、長いシンボルＬ個の区間に位相が線形にθ変動した場合、シンボルの順番をｉ＝０，１，２，・・・，Ｌ−１で表現すると、ｉ番目のシンボルは、ｉ×θ／Ｌ位相の変動を受ける。このため、位相変動において受ける影響が大きくなり、復調性能も大きく劣化する。

しかしながら、位相変動を無視した場合のＡＷＧＮ（加法性ガウス雑音）上での復調性能（復調後の誤り率）に関して、差動検波および差動同期検波は、同期検波に対して、復号後のＢＥＲ＝１．Ｅ−５点以下等ではそれぞれ３ｄＢおよび１．４ｄＢ程度の劣化が発生することが知られている。

次に、一般的な位相補償部の説明を行う。図１４に示した回路は、４乗法による位相補償方式のブロック図である。線形ひずみ、および非線形チャネル間ひずみが補償されたと仮定した場合、ＱＰＳＫ復調器を想定した場合のｋ番目のシンボルは、
ｅｘｐ（ｊφ_d、k＋ｊφ_k）＋ｎ_k
と表現することができる。

ここで、φ_d、kは、ｋ番目のデータの位相を示しており、±π／４、±３π／４のいずれかの値をとる。また、φ_kは、レーザによる位相ノイズや非線形位相シフトによって発生する位相シフトを表している。

次に、図１４に基づいて、位相補償部１００について説明する。
（１）まず最初に、受信シンボルを４乗する（図１４中の符号１０１に相当）。ここで、φ_d、kは、±π／４、±３π／４のいずれかの値であるため、ｅｘｐ（ｊφ_d、k）の４乗は、常に−１となる。結果として、変調されたデータ成分は、４乗計算によって除去できる。

（２）次に、ガウス雑音ｎ_kは平均化（図１４中の符号１０２に相当）によって除去できる。
（３）また、ｅｘｐ（ｊφ_d、k）の４乗は、常にｅｘｐ（ｊ４φ_d、k）＝−１であるので、反転補償（図１４中の１０３に相当）し、原理上、ｅｘｐ（ｊ４φ_k）だけを抽出する。

（４）最後に、ｅｘｐ（ｊ４φ_k）に対し、角度関数Ａｒｇ（）により、角度を抽出し４で割ることにより、推定位相シフト値

が得られる（図１４中の１０４に相当）。この値を

に変換し（図１４中の１０５に相当）、受信シンボルに乗算する（図１４中の１０６に相当）ことで、位相シフト成分を除去する。

以上のような動作により、位相補償回路は、位相シフトによる補正をかけ、適切なシンボルの信号点で受信ができるように動作する。しかしながら、この４乗法による問題点は、平均化後のφ_kが、±π／４以内の場合にのみ機能し、これを超える変動があった場合には、±π／２、πずれたところにロックするように動作してしまう点にある。

このように、位相が±π／２、πずれたところにロックされてしまうことによる連続する位相のズレ（換言すると、通信において同期ずれが±π／２およびπに顕著に発生し、一度同期がずれると同期ずれの状態が継続すること）を、位相スリップと表現する。この現象により、同期検波の場合、位相スリップが発生した箇所に関しては、バースト状の誤りが発生し、ＦＥＣ復号部にて誤りを訂正することが困難になる。このため、光通信機器においては、この方式を使った同期検波は困難である。

一方、差動検波および差動同期検波の場合、位相スリップによる誤りは、高々１ビット（実際に位相スリップ現象が複数シンボルかかって徐々に変動した場合には、その変動区間に含まれるビット数の一部）である。したがって、差動検波および差動同期検波は、位相スリップ現象に対しては、比較的頑強である。以上のような理由より、従来方式では、差動変調による光通信システム構成が採られていた。

Zhenning T. et al. "Improvements to Digital Carrier Phase Recovery Algorithm for High-Performance Optical Coherent Receivers", IEEE Jornal of Selected Topics in Quantum Electronics, VOL.16, No.5, September/ Octorber 2010.

しかしながら、従来技術には、以下のような課題がある。
プリアンブルやパイロット信号で十分な同期が取れない場合、あるいは同期を取った時点からの変動があった場合には、位相誤差が生じ、性能の劣化を招く課題がある。また、位相変動が著しい場合には、同期検波が困難となるため、位相変動に強い差動変調により送信し、受信側では、差動検波を行う場合がある。しかしながら、この場合には、差動検波が同期検波より、ある検波後のビット誤り率（ＢＥＲ）に対するＳＮＲ比で約３ｄＢの劣化を生じる問題がある。

本発明は、前記のような課題を解決するためになされたものであり、位相スリップ発生時においても、同期検波に近い性能を発揮する受信機および通信方法を得ることを目的とする。

本発明に係る受信機は、位相スリップあるいは位相変動が発生する環境下で用いられ、複数のパイロット系列からなる信号を一部に含み、誤り訂正符号化後に変調が施された送信信号を受信信号として受信する受信機であって、受信信号の同期をとって復調する位相補償部、および復調後の受信データを復号処理する誤り訂正復号部を含み、複数のパイロット系列を利用することにより、位相補償部にて位相スリップを推定し、誤り訂正復号部にて位相差成分を推定することで受信データの位相を補正する位相スリップ推定処理機能を有するものである。

さらに、本発明に係る通信方法は、誤り訂正符号化後に変調を施した送信信号を送信する送信機と、送信機から送信された送信信号を受信信号として受信し、同期をとって復調する位相補償部、および復調後の受信データを復号処理する誤り訂正復号部を含む受信機とを備え、位相スリップあるいは位相変動が発生する環境下で用いられる通信装置に適用される通信方法であって、送信機において、複数のパイロット系列からなる信号を送信信号の一部として送信するステップと、受信機において、複数のパイロット系列を利用するとともに、誤り訂正符号の軟判定繰り返し復号または硬判定繰り返し復号を用いて、復号後あるいは復号過程において出力される判定情報に基づいて位相差成分を推定し、推定した位相差成分により受信データの位相を補正する位相スリップ推定処理機能を実行するステップを備えるものである。

本発明によれば、複数のパイロットシンボルを含む誤り訂正符号の判定繰り返し復号を行い、復号後あるいは復号過程で出力される判定情報を用いて位相差成分を推定し、推定した位相差成分により受信データの位相を補正し、補正後の値を元に繰り返し復号を継続することにより、位相スリップ発生時においても、同期検波に近い性能を発揮する受信機および通信方法を得ることができる。

本発明の実施の形態１における通信システムの構成図である。 従来の４乗法による位相補償後にパイロットシンボルの補正を行った場合の位相スリップの様子を示した図である。 本発明の実施の形態１における通信システムに用いられるフレーム構造を示す図である。 本発明の実施の形態１における通信システムで、位相誤差を有限な位相スリップに抑制できる状況を示した図である。 本発明の実施の形態１における受信機で用いられる位相スリップ推定・補正ＬＤＰＣ復号方式のフローチャートである。 本発明の実施の形態１において、受信信号ｙ_kの位相から送信信号の位相を引いた「正味の位相誤差」と、受信信号ｙ_kの位相から、ＬＤＰＣ復号後の一時推定信号から推定した位相を引いて平均化したΔθ_k ^Aの関係示す図である。 本発明の実施の形態１における通信装置に関する実際の計算機シミュレーションによる評価結果を示した図である。 本発明の実施の形態２における多数決位相推定方式の復号前のＱ値特性を示す図である。 本発明の実施の形態２における最尤系列位相推定方式の復号前Ｑ値特性を示す図である。 本発明の実施の形態２における最尤系列位相推定方式を適用した後、尤度回転を行いＬＤＰＣ復号したＢＥＲ特性を示す図である。 本発明の実施の形態３におけるＦＥＣからの判定帰還を行う以前の提案推定器の初期ＢＥＲ特性を示す図である。 本発明の実施の形態３における繰り返し処理による特性利得を示す図である。 本発明の実施の形態５における同時推定方式のＢＥＲ特性を示す図である。 従来の光通信システムの回路構成図である。

以下、本発明の受信機および通信方法の好適な実施の形態につき図面を用いて説明する。

実施の形態１．
本実施の形態１では、位相スリップ発生時においても同期検波に近い性能を発揮する通信システムを構築することを目的として、ＦＥＣとしてＬＤＰＣ（Ｌｏｗ−Ｄｅｎｓｉｔｙ Ｐａｒｉｔｙ−Ｃｈｅｃｋ）符号を一例として用いた場合について説明する。なお、本実施の形態１では、ＬＤＰＣ符号を例として用いるが、ＬＤＰＣ符号に限らず、ターボ符号、積符号、連接符号、ＢＣＨ（Ｂｏｓｅ−Ｃｈａｕｄｈｕｒｉ−Ｈｏｃｑｕｅｎｇｈｅｍ）符号、ＲＳ（Ｒｅｅｄ−Ｓｏｌｏｍｏｎ）符号、あるいは畳込み符号など、全ての誤り訂正符号に関しても、同様の手順で適用することができる。

図１は、本発明の実施の形態１における通信システムの構成図である。図１に示した通信システムは、送信機１０、受信機２０、および両者を接続する通信路３０で構成されている。なお、図１には図１４にあるＡＤＣ部、等化部、フレーム同期部は含まれていないが、本発明に直接関連しないため省略しているだけであり、これらが従来例のように存在しても問題ない。

ここで、送信機１０は、送信情報生成部１１、ＬＤＰＣ符号化部１２、パイロット挿入部１３、および光変調部１４を備えて構成されている。また、受信機２０は、光復調部２１、位相補償部２２、尤度補正部２３、ＬＤＰＣ復号部２４、および位相誤差検出・補正部２５を備えて構成されている。さらに、受信機２０内の位相誤差検出・補正部２５は、位相差検出テーブル２５１、平均算出部２５２、回転角判定部２５３、および受信点回転部２５４を含んでいる。

また、図２は、従来の４乗法による位相補償後にパイロットシンボルの補正を行った場合の位相スリップの様子を示した図である。横軸は、シンボル数であり、縦軸は、位相角を示している。

また、図３は、本発明の実施の形態１における通信システムに用いられるフレーム構造を示す図である。図３に示すように、本実施の形態１に適用されるフレーム構造は、既知のパイロットシンボルが、一定シンボル間隔で挿入されているものとする。

図２のような位相スリップ発生に対し、図３に示したフレーム構造を適用し、パイロットシンボルの検出を行うことで位相スリップを検出し、有限な位相スリップに位相誤差を抑制することができる。図４は、本発明の実施の形態１における通信システムで、位相誤差を有限な位相スリップに抑制できる状況を示した図である。

次に、図１に示した本実施の形態１における通信システムの動作について説明する。
送信情報生成部１１で生成された２値の情報系列ｂ_i∈｛０、１｝、ｉ＝１、２、・・・、Ｋが、ＬＤＰＣ符号化部１２に入力される。ここで、Ｋは、情報系列の長さである。

ＬＤＰＣ符号化部１２は、符号語系列（ｂ₁、ｂ₂、・・・、ｂ_K、ｐ₁、ｐ₂、・・・、ｐ_N-K）を生成する。ここで、Ｎは、符号語長、（ｐ₁、ｐ₂、・・・、ｐ_N-K）は、パリティ系列である。

次に、パイロット挿入部１３は、ＬＤＰＣ符号化部１２により生成された符号語系列に対して、先の図３で示したように、一定シンボル間隔でパイロットシンボルを挿入する。さらに、光変調部１４は、以下の手順により、符号語を送信信号ｕ_iにマッピングするものとする。

次に、送信信号ｕ_iをＱＰＳＫ変調した複素表現の符号語系列ｃ_k、ｋ＝１、２、・・・、Ｎ／２を、以下のように表現する。なお、本方式はＱＰＳＫ以外の他の変調方式でも同等の効果を奏する。

受信機２０側では、通信路３０中において、複素の加法性白色ガウス（ＡＷＧＮ）雑音ｎ_kを受けるものとする。ここで、ｎ_kは、
Ｅ［｜ｎ_k｜²］＝２σ₀ ²
とする。また、σ₀ ²は、ガウス雑音の分散値である。

また、通信路３０中のレーザによる位相ノイズあるいは非線形位相シフト、および４乗法等による位相推定補正によって発生する位相シフトをφ_kとすると、以下のように、ＱＰＳＫ変調した複素表現の受信符号語系列ｙ_kを得る。

ここで、ｒ_2k-1とｒ_2kは、受信符号語系列の複素成分である。上式（３）に示す受信符号語系列ｙ_kを入力する仮定で、復号アルゴリズムについてフローチャートを用いて以下に説明する。図５は、本発明の実施の形態１における受信機２０で用いられる位相スリップ推定・補正ＬＤＰＣ復号方式のフローチャートである。なお、図５中のＬＬＲは、対数尤度比（Ｌｏｇ Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ Ｒａｔｉｏ）を意味する。

通信路３０中のレーザによる位相ノイズ、あるいは非線形位相シフト、および４乗法等による位相推定補正によって発生する位相シフトによる同期性能の劣化のリカバリのために、本実施の形態１では、ＬＤＰＣ復号法からの硬判定出力ビットを使って、位相誤差を推定する方法を提案する。ただし、本実施の形態１における位相誤差推定方法は、硬判定情報の代わりに、軟判定情報を使っても、推定値の算出が可能である。

本実施の形態１では、平均化（Ａｖｅｒａｇｉｎｇ）を用いたフィルタリングによる位相誤差検出・補正を採用したＬＤＰＣ復号アルゴリズムを提案する。このアルゴリズムは、繰り返し復号において、以下のＡ〜Ｄの４つのステップを有するプロセスが実行される。
（Ａ）ＳＴＥＰ１１：ＬＤＰＣ復号部２４による、位相誤差検出用ＬＤＰＣ復号処理
（Ｂ）ＳＴＥＰ１２：位相誤差検出・補正部２５による、シンボル毎の位相差検出および補正処理
（Ｃ）ＳＴＥＰ１３、ＳＴＥＰ１４：尤度補正部２３による、位相差補正後の事後ＬＬＲの更新処理
（Ｄ）ＳＴＥＰ１５：ＬＤＰＣ復号部２４による、位相誤差補正後の事後ＬＬＲを用いたＬＤＰＣ復号処理

次に、各ＳＴＥＰの詳細を説明する。
（Ａ）ＳＴＥＰ１１：ＬＤＰＣ復号部２４による、位相誤差検出用ＬＤＰＣ復号処理について
（Ａ−１）：初期化
今、図５のＳＴＥＰ１１〜ＳＴＥＰ１３の処理を終えて、ＳＴＥＰ１４において判断されるＯｕｔｅｒ ｌｏｏｐ カウンタの値がｌ_outとしたときに、ｌ_out回目の繰り返し復号後のｕ_jに対する事後対数尤度比（以降、事後ＬＬＲと呼ぶ）を、下式とする。

ただし、下式で示される初期値のみは、ＡＷＧＮ通信路から得られる対数尤度比とする。

従って、この初期値は、下式（４）となる。なお、ＡＷＧＮ通信路は、一例であり、これ以外の通信路でも、初期値を得ることは可能である。なお、初期値は、尤度補正部２３から取得する。また、初期値は、補正は行わない。

ここで、上式（４）におけるσ₀ ²は、ＡＷＧＮ雑音の分散値とし、ｒは、受信シンボルのブロックで、ｒ＝（ｒ₁、ｒ₂、・・・、ｒ_N）とする。また、初期のＯｕｔｅｒ ｌｏｏｐ カウンタの変数を、ｌ_out＝０に、最大繰り返し数の変数は、

に設定する。

（Ａ−２）：ＬＤＰＣ復号
ＬＤＰＣ復号部２４は、

を入力値として、ＬＤＰＣ復号を実行する（内部の繰り返し回数は、ｌ_A回実行）。

（Ｂ）ＳＴＥＰ１２：位相誤差検出・補正部２５による、シンボル毎の位相差検出および補正処理について
（Ｂ−１）：硬判定ビット出力
上述した（Ａ−２）におけるＬＤＰＣ復号において、ＬＤＰＣ復号部２４は、ｌ_A回繰り返し後の一時推定信号

を出力する。

（Ｂ−２）：受信信号と一時推定信号の位相差を導出
この一時推定信号に対して、位相誤差検出・補正部２５は、以下の処理により受信信号と一時推定信号の位相差Δθ_kを導出する。

なお、実装上は、ｔａｎ^-1の計算などは、テーブル参照などにより、簡易実装が可能となる。例えば、図１中の位相差検出Ｔａｂｌｅ２５１などで参照すればよい。

（Ｂ−３）：位相差成分の平均化
位相誤差検出・補正部２５は、下式により、Ｓ個分の連続するシンボルの位相差成分を平均化する。

たとえば、Ｓ＝８〜１６等が効果があるが、このようなＳの値は、通信状況によって調整するものとする。この平均化処理は、図１中の平均算出部２５２によって行われる処理に相当する。なお、Ｓは、例えば、８、１６等の２のべき乗の整数であると、Ｓ個の加算器とシフトレジスタで実装できるため、回路削減効果がある。

（Ｂ−４）：位相スリップ判定
さらに、位相誤差検出・補正部２５は、受信信号ｙ_k＝ｅｘｐ（ｊφ_k）・ｃ_k＋ｎ_kに対して（Ｂ−３）で求めたΔθ_k ^Aを用いて、位相スリップ判定と位相誤差補正を以下の手順で行い、補正受信信号

を得る。

なお、上記補正受信信号における±π／２＝±９０°、π＝１８０°の修正のための閾値として用いているπ／４＝４５°および３π／４＝１３５°は、調整可能な値であり、これらの値以外も取り得る。このような補正受信信号を得る処理は、図１中の回転角判定部２５３、および受信点回転部２５４によって行われる処理に相当する。なお、閾値比較は、比較器であり、９０°、１８０度回転は、同相成分と直交成分の選択と符号の選択のみでできるので、簡易に実装可能である。

図６は、本発明の実施の形態１において、受信信号ｙ_kの位相から送信信号の位相を引いた「正味の位相誤差」と、受信信号ｙ_kの位相から、ＬＤＰＣ復号後の一時推定信号から推定した位相を引いて平均化したΔθ_k ^Aの関係を示す図である。なお、図６に示す正味の位相差成分は、位相スリップが発生し、その期間が、１００シンボルに渡っている状況を示している。

（Ｃ）ＳＴＥＰ１３、ＳＴＥＰ１４：尤度補正部２３による、位相差補正後の事後ＬＬＲの更新処理について
尤度補正部２３は、Ｏｕｔｅｒ ｌｏｏｐ カウンタの変数を
ｌ_OUT＝ｌ_OUT＋１
とする。

硬判定ビットによる一時的な位相誤差の訂正により更新されるＯｕｔｅｒ ｌｏｏｐ カウンタｌ_OUT回目の事後ＬＬＲ

は、下式で与えられる。

ここで

は、推定受信シンボルのブロックであり、

である。

尤度補正部２３は、ＳＴＥＰ１４において、ｌ_OUT＜ｌ_OUT ^maxであると判断した場合には、処理を（Ａ−１）に戻す。一方、尤度補正部２３は、ｌ_OUT＝ｌ_OUT ^maxであると判断した場合には、次のＳＴＥＰとして、（Ｄ）ＳＴＥＰ１５の処理に進む。

（Ｄ）ＳＴＥＰ１５：ＬＤＰＣ復号部２４による、位相誤差補正後の事後ＬＬＲを用いたＬＤＰＣ復号について
（Ｄ−１）：ＬＤＰＣ復号
ＬＤＰＣ復号部２４は、

を入力値として、ＬＤＰＣ復号を実行する（内部の繰り返し回数は、ｌ_D回実行）。

（Ｄ−２）：パリティ検査
ＬＤＰＣ復号部２４は、（Ｄ−１）のＬＤＰＣ復号が出力する推定語

が下式（５）

を満たす場合には、誤りはすべて訂正されたと判断し、その一方で、満たさない場合には、誤りが残留すると判断する。

この情報は、参考情報として使用される場合がある。また、上式（５）におけるＨは、ＬＤＰＣ符号の検査行列で、（）^Tは転置を表す。

なお、上述した実施の形態１では、（Ａ）のＳＴＥＰ１１と、（Ｄ）のＳＴＥＰ１５のそれぞれのＬＤＰＣ復号において、繰り返し数をそれぞれｌ_Aおよびｌ_Dと固定していた。しかしながら、繰り返し途中で出力される一時推定語を用いて、上式（５）の計算で、誤りがすべて訂正されたか否かを観測し、上式（５）を満たしていたら、計算を終了する構成にしてもよい。その場合には、計算量を減らせる効果がある。

以上の操作により、位相誤差推定を、繰り返し復号により、高い精度で推定できる。このため、差動変調を適用せざるを得なかった通信路でも、同期検波を適用でき、差動検波および差動同期検波、それぞれに対し、最大３ｄＢ程度および最大１．４ｄＢ程度の利得を得ることができる。

図７は、本発明の実施の形態１における通信装置に関する実際の計算機シミュレーションによる評価結果を示した図である。シミュレーション条件は、ＡＷＧＮノイズ環境下のＳＮＲ（図７中の横軸として、Ｅｓ／Ｎ０を表記）において、位相スリップを１符号語中１度発生させて、連続するシンボル誤りを２００シンボルとしたものである。変調は、ＱＰＳＫを用いている。

図７中には、上から順番に、以下の５種類の結果が示されている。
（１）実線で示されたＵｎｃｏｄｅｄ ＢＥＲ（ＱＰＳＫ）は、無符号化時の性能を表している。
（２）○と点線で示されたＰｈａｓｅ Ｅｒｒｏｒ：２００ｓｙｍ．ｅｒｒ．は、位相スリップ２００シンボル誤りが発生した際に、特に位相補正せず、通常のＬＤＰＣ復号処理を行ったものである。
（３）□と点線で示されたＰｈａｓｅ Ｅｒｒｏｒ：０ｓｙｍ．ｅｒｒ．は、位相スリップが発生しない場合の、通常のＬＤＰＣ復号処理を行ったものである。

（４）黒三角と実線で示され、（２）の線の下側にあるＰｈａｓｅ Ｃｏｒｒｅｃｔ ＴＢ ｏｕｔ−ｌｏ５，ｐｒｅ−ｉｔｅ１，ｉｔｅ １１：２００ ｓｙｍ．ｅｒｒ．は、本実施の形態１の方式を適用した性能であり、ｏｕｔ−ｌｏ５は、最大Ｏｕｔｅｒ ｌｏｏｐ カウンタｌ_OUT ^maxが、５回という意味であり、ｐｒｅ−ｉｔｅ１は、ｌ_A＝１、ｉｔｅ１１は、ｌ_D＝１１を示している。

（５）黒三角と実線で示され、（４）の線の下側にあるＰｈａｓｅ Ｃｏｒｒｅｃｔ ＴＢ ｏｕｔ−ｌｏ１０，ｐｒｅ−ｉｔｅ２，ｉｔｅ １０：２００ ｓｙｍ．ｅｒｒ．は、本実施の形態１の方式を適用した性能であり、ｏｕｔ−ｌｏ１０は、最大Ｏｕｔｅｒ ｌｏｏｐ カウンタｌ_OUT ^maxが、１０回という意味であり、ｐｒｅ−ｉｔｅ２は、ｌ_A＝２、ｉｔｅ１６は、ｌ_D＝１６を示している。

図７からもわかるように、ｌ_OUT ^max、ｌ_A、ｌ_Dのぞれぞれの繰り返し回数を増やすほど、性能は改善し、位相スリップが発生していない性能である（３）の線に近づく傾向にあることがわかる。

なお、図５を用いて説明した構成は、（Ａ）ＳＴＥＰ１１、（Ｂ）ＳＴＥＰ１２、（Ｃ）ＳＴＥＰ１３を順次実行するものであり、（Ａ）ＳＴＥＰ１１でＬＤＰＣ復号をｌ_A回繰り返し、得られた硬判定ビットを用いて（Ｂ）ＳＴＥＰ１２、（Ｃ）ＳＴＥＰ１３の処理を行っていた。

従って、このような構成の場合には、ＳＴＥＰ１１〜ＳＴＥＰ１３のそれぞれは、実行された後、他のＳＴＥＰが終了するまで待つ必要がある。例えば、本構成を回路実装した場合、（Ａ）ＳＴＥＰ１１の機能をもつ回路ブロックは、一旦（Ａ）ＳＴＥＰ１１の処理が終了すると、（Ｂ）ＳＴＥＰ１２、（Ｃ）ＳＴＥＰ１３が終了するまで、処理を行わない状態になる。

しかしながら、このような構成は一例であり、一部のデータに対して、（Ａ）ＳＴＥＰ１１、（Ｂ）ＳＴＥＰ１２、（Ｃ）ＳＴＥＰ１３を並列に実行してもよい。例えば、本構成では、（Ａ）ＳＴＥＰ１１において内部繰り返し数ｌ_A回の復号を実行した後に、ＬＤＰＣ符号語すべての硬判定ビットを出力するのではなく、毎回の繰り返し後に、ＬＤＰＣ符号語の一部分に該当する硬判定ビットを（Ｂ）ＳＴＥＰ１２に出力する。

次の時刻では、出力された硬判定ビットデータに対し（Ｂ）ＳＴＥＰ１２、（Ｃ）ＳＴＥＰ１３を実行し、さらに、それと同時に（Ａ）ＳＴＥＰ１１でのＬＤＰＣ復号を行って、前回の出力とは異なる部分の硬判定ビットを（Ｂ）ＳＴＥＰ１２に出力する。さらに、次の時刻で、（Ｃ）ＳＴＥＰ１３で一部が更新された位相差補正後の事後ＬＬＲを用いて、（Ａ）ＳＴＥＰ１１でのＬＤＰＣ復号を行い、（Ｂ）ＳＴＥＰ１２、（Ｃ）ＳＴＥＰ１３は、前の時刻に出力された硬判定ビットを用いて処理を行う。

このような構成にすることで、前のＳＴＥＰが終了次第、順次、次のＳＴＥＰを実行する構成よりも、効率よく（Ａ）ＳＴＥＰ１１、（Ｂ）ＳＴＥＰ１２、（Ｃ）ＳＴＥＰ１３を実行することができ、本発明を実装した回路のスループットを向上させることができる。

以上のように、実施の形態１によれば、誤り訂正符号の判定繰り返し復号を用いて、その復号後あるいは復号過程に出力される判定情報を用いて位相差成分を推定し、その推定値から復号回路の入力判定値に対して位相誤差の修正を行い、修正後の値を元に繰り返し復号を継続していく。このことにより、繰り返し復号の回数を重ねるごとに位相誤差を訂正していき、最終的な復号結果の誤り確率を低減していく。

この結果、位相誤差の影響を大幅に取り除いた復号が可能になり、位相変動が著しい通信路であっても、同期検波に近い復号性能を得ることが可能になる。より具体的には、差動変調を適用せざるを得なかった通信路でも、同期検波を適用でき、差動検波に対して最大３ｄＢ程度、差動同期検波に対して最大１．４ｄＢ程度の利得を得ることができる。

実施の形態２．
本実施の形態２では、先の図１に示した位相補償部２２によるスリップ確率を考慮した高精度な位相スリップ検出を行う具体例について説明する。位相補償部２２において位相スリップが発生する確率は、ＳＮＲや非線形位相シフトおよび光源の位相雑音・波長オフセットに依存する。本実施の形態２では、位相スリップの発生過程をマルコフモデルで記述する。

最も単純な４状態マルコフモデルでは、ｋシンボル目における位相補償後の位相φ_kは、前シンボルの位相φ_k-1にのみ依存する。ここで、位相φ_kは、ｓ_kπ／２であり、ｓ_kは０、１、２、３の４状態のうち、いずれかの値を取る。状態ｓ_k-1から状態ｓ_kへの遷移確率を

と表すと、マルコフ状態遷移確率行列Ｑは、下式のようになる。

上式の遷移確率行列は、一般的に、次のような巡回行列で表すことができる。

遷移確率行列を用いれば、複数シンボル離れた位相状態間の条件付き確率も、Ｑの冪乗で容易に求まる。なお、上記の巡回行列は、以下のフーリエ直交基底で対角化できるため、遷移確率行列の冪乗を、容易に算出できることとなる。

また、位相補償部２２の挙動をより精度よくモデル化するために、複数シンボルに渡る条件付き確率を用いた高次のマルコフモデルを利用することも可能である。実際の通信システム構成に応じた適切な状態遷移確率

を、レジスタに初期設定することで、本方式は動作する。

本実施の形態２で提案する方式は、次のステップを有するプロセスが実行される。
（Ａ）ＳＴＥＰ２１：位相補償部２２による、パイロット信号における位相検出処理
（Ｂ）ＳＴＥＰ２２：尤度補正部２３による、位相検出に応じた尤度回転・補正処理
（Ｃ）ＳＴＥＰ２３：ＬＤＰＣ復号部２４による、誤り訂正復号処理
（Ｄ）ＳＴＥＰ２４：位相誤差検出・補正部２５による、硬判定値を用いた位相検出更新処理

次に、各ＳＴＥＰの詳細を説明する。
（Ａ）ＳＴＥＰ２１：位相補償部２２による、パイロット信号における位相検出処理について
先の図１に示した送信機１０内のパイロット挿入部１３によって、先の図３のように、少数シンボル長の既知系列信号が周期的に挿入されることを想定する。ここでは、簡単のために、ＱＰＳＫ変調化された単一シンボル長のパイロット系列を仮定して説明する。

第ｍ周期目の既知パイロット複素送信シンボルをｃ’_m、受信シンボルをｙ’_mとする。また，パイロットの挿入間隔をＫで表すと、パイロット挿入による冗長度の増加は、１／（Ｋ−１）であり、送信信号系列は、

となる。

本ＳＴＥＰ２１において、受信機２０側では、送信データ系列がはじめは未知であるため、既知パイロット信号のみを用いて、Ｋシンボル間隔おきに位相スリップの検出を行う。第ｍパイロット信号の受信信号は、ブラインド位相補償部を経由した後に、上式（３）と同様に、下式（６）のように表される。

位相スリップ状態ｓ_kを推定する最も簡易な方法は、下式（７）の単一パイロット最尤推定解である。

ここでｘ^*およびＲｅ［ｘ］、Ｉｍ［ｘ］は、それぞれ複素引数の共役・実数部・虚数部を表す。上記のように単一パイロット系列のみで位相スリップを検出する場合には、雑音ｎ’_mの影響を大きく受けるため、位相スリップの推定誤りが頻繁に発生する。雑音の影響を低減するためには、パイロット系列長を長く設定する必要があるものの、長いパイロット系列の挿入は、冗長度の増加を招く。そこで、本実施の形態２では、位相スリップのマルコフ遷移確率をもとに、複数のパイロット系列を利用した位相検出を行う。

前述の通り、パイロット挿入間隔であるＫシンボル離れた位相状態間の遷移確率は、マルコフモデルを用いてＱ^Kで記述できる。パイロット間隔が大きくなると、別の位相状態に遷移する確率が高まり、指数関数的に定常的等確率状態に漸近する。位相推定に有効な近傍のパイロット系列数は、定常確率状態に漸近する以前のシンボル間隔で決定できる。以下、実装可能な演算量の大きさに応じた３通りの高精度位相スリップ検出方法を提案する。

（Ａ−１）同相間隔に応じた多数決判定による高精度位相スリップ検出方法
マルコフモデルを用いて、高い確率で同位相に居続ける最大のシンボル長を、あらかじめ算出する。すなわち、Ｑ^KMの対角成分が、あるしきい値（たとえば０．９）を上回る最大のパイロット系列数Ｍを事前に求めておく。まず、全てのパイロット系列単体に対して、上式（７）の最尤推定を一時的に行う。

そして、第ｍ周期目のパイロットシンボル位置における最終的な位相推定値は、その前後Ｍパイロットシンボルの一時推定値の多数決により判定する。本方式は、事前に多数決を取るパイロット系列の数Ｍを設定でき、演算量の低い多数決処理を利用できるため、最尤推定と同程度の演算量でありながら、スリップ検出誤りを大きく低減できる。

（Ａ−２）最小平均二乗誤差に基づく線形フィルタ位相推定による高精度位相スリップ検出方法
方式（Ａ−１）と同様に、第ｍ周期目のパイロットシンボル位置における位相推定を、その前後Ｍパイロットシンボルを用いて行うことを考える。ただし、方式（Ａ−１）と異なり、Ｍ（ここではスライディング窓サイズと呼ぶ）の設定に制限はなく、十分に大きい値を用いて雑音をより強く低減することができる。

ここで、前後Ｍパイロットシンボルの受信信号をサイズ２Ｍ＋１のベクトル

で表現すると、上式（６）は、下式（８）のように書き直せる。

ここで、ｅｘｐ［Ｘ］は、行列要素ごとの指数関数を表し、

は、行列要素ごとの積（アダマール積）を表す。また、ベクトルμ’_m、ｃ’_m、ｎ’_mは、それぞれ、下式のように定義する。

スライディング窓の中心ｍにおける位相推定は、下式のように行う。

ここで、Ｘ^Hは、行列のエルミート転置であり、線形フィルタの重みは、最小平均二乗誤差規範により、下式（９）のように表せる。

行列Ｒ_mとベクトルｂ_mは、それぞれ受信信号の自己相関行列および位相との相互相関ベクトルを表し、次式で記述できる。

ここで、ｄｉａｇ［ｘ］は、ベクトル引数を対角要素に並べた対角正方行列、Ｉ_Nは、サイズＮの単位行列、１_Nは、サイズＮの全要素１で構成されるベクトルである。本実施の形態２では、マルコフモデルを利用することで、上記の自己相関・相互相関に関わる平均処理Ｅ［Ｘ］が、あらかじめ解析的に求まる。具体的には、次式（１０）のようになる。

ここで、ｑ^[Kl] _m、nは、マルコフ遷移確率行列のＫｌ乗であるＱ^Klのｍ行ｎ列目の要素である。一般的には、巡回行列になるため、上式（１０）は、

のように書ける。さらに、通常は、位相スリップの方向は対称であるため、

が成り立ち、相関値は、実部のみとなる。

位相状態の相関は、上記の通りあらかじめ算出でき、線形フィルタの重み式（９）は、
Ｗ_m＝ｄｉａｇ［ｃ’_m］Ｗ
のように、時不変の相関重みベクトルＷとパイロットシンボル系列ｃ’_mに分解することができる。

この（Ａ−２）の方式は、線形フィルタが必要になるため、先の方式（Ａ−１）よりも演算量が大きくなるものの、マルコフモデルによる位相スリップと雑音の影響を同時に考慮しているため、位相検出性能は、大きく改善する。

（Ａ−３）最尤系列推定による高精度位相スリップ検出方法
ここでは、演算量が最も大きいものの、マルコフモデルに従う位相スリップを推定する上で最適な系列推定方法について説明する。位相推定を行う全てのパイロット系列の数を、便宜上、２Ｍ＋１として、上式（８）と同様に、受信信号系列を記述する。先の方式（Ａ−２）では、系列の中心位相を推定することに主眼がおかれていたが、ここでは、系列全体の位相遷移を推定する。

このとき、位相スリップ状態系列ｓ’_mを与えたときに系列ｙ’_mを受信する条件付き確率は、尤度と呼ばれ、位相スリップが直前の位相状態にのみ依存することを考慮すると、下式のように表される。

すなわち、対数尤度は、受信シンボル単体の対数尤度と、位相遷移確率の対数との系列全体の和となる。ガウス雑音下では、マルコフ遷移確率行列のＫ乗であるＱ^Kの要素ｑ^[K] _m、nを用いて、下式（１１）のように書ける。

上式（１１）の通り、最尤の系列は、各対数要素の和が最小となるパスであり、最短ルート探索アルゴリズムとして効率のよいダイクストラのアルゴリズムなどを利用することで、最尤系列推定が可能である。なお、４状態マルコフモデルでは、４状態トレリス線図に書き下すことができるため、ビタビアルゴリズムを利用した固定メモリ長の最短ルート探索が可能である。

（Ｂ）ＳＴＥＰ２２：尤度補正部２３による、位相検出に応じた尤度回転・補正処理について
ＳＴＥＰ２１で推定したパイロット位置での位相状態に応じて、ＳＴＥＰ２２では、尤度補正部２３により、情報シンボル区間の尤度を補正する。ＱＰＳＫ変調において、位相同期が完全にとれている場合には、上式（４）の通り、受信信号の複素成分に２／σ₀ ²を乗じることで、対数尤度比を算出することができる。

ＳＴＥＰ２１で推定した位相状態が、第ｍ番目のパイロットにおいて

であった場合、その前後Ｋ／２シンボルの対数尤度を、下式のように回転する。

すなわち、位相状態に応じてＬＬＲの符号を反転ないし実部・虚部の置換を行う。そのため、特別な演算は必要ない。

初回の位相推定は、パイロット位置のみで行われるため、実際に情報シンボル区間のどのシンボルで位相遷移が生じたのかを判定することはできない。そこで、回転した尤度に重み付けをして、ＬＬＲを補正することにより、特性を向上させる方法を提案する。以下に、３通りの異なる重み付け方法を記載する。

（Ｂ−１）指数重み補正
マルコフモデルでは、同じ位相状態になる確率がシンボル長に対しておよそ指数関数的に減少することを考慮すると、パイロット位置から離れた情報尤度を低くする重み付けを要する。そこで、最近接パイロット位置からのシンボル距離ｋに対する指数関数重みｅｘｐ（−αｋ）を、ＬＬＲに乗じる。ここで、指数αは、実際の通信システムに応じて適切に設定する。

（Ｂ−２）マルコフ遷移相関重み補正
マルコフ遷移確率を利用して、より正確にＬＬＲの補正を行う。上式（１０）に示した通り、ｋシンボル離れた位相スリップ状態間の相関は、

で与えられる。この相関値が低いほど、同位相状態である確信度は、低くなるため、最近接パイロットからのシンボル距離ｋに対するこの相関関数重みを、ＬＬＲに乗じる。

（Ｂ−３）位相軟判定重み補正
先の方式（Ｂ−１）と（Ｂ−２）は、パイロット位置から離れた情報シンボルの尤度を低くする方法であるが、ＳＴＥＰ２１において推定した位相に誤りが生じる可能性を考慮に入れていない。位相推定値の軟判定出力は、推定値の誤差から近似的に求めることができる。

ただし、（Ａ−３）の最尤系列推定を行う場合には、軟判定出力ビタビアルゴリズムを用いることで、より正確な軟判定値を求めることができる。そこで、指数重み（Ｂ−１）もしくは相関重み（Ｂ−２）を乗じた後、さらに最隣接パイロットの軟判定値の絶対値を乗じる。

（Ｃ）ＳＴＥＰ２３：ＬＤＰＣ復号部２４による、誤り訂正復号処理について
ＳＴＥＰ２２で復号器へのＬＬＲ入力の補正を行った後、先の実施の形態１のＳＴＥＰ１１（Ａ−２）と同様の復号を行う。

（Ｄ）ＳＴＥＰ２４：位相誤差検出・補正部２５による、硬判定値を用いた位相検出更新処理について
ＳＴＥＰ２２において、情報シンボルの較判定値を得た後、既知パイロット信号だけでなく、情報シンボル区間もパイロット信号として、位相スリップ状態の再推定を行うことができる。すなわち、パイロット挿入間隔Ｋを１と設定して、ＳＴＥＰ２１からＳＴＥＰ２４までを、ある規定回数、もしくはパリティ検査が通るまで繰り返す。

図８は、本発明の実施の形態２におけるＳＴＥＰ２１の多数決位相推定方式（Ａ−１）の復号前のＱ値特性を示す図である。波長多重された光通信伝搬路において、入力電力の増加は、非線形シフトや位相雑音を増大させ、Ｑ値が劣化する。パイロット信号や差動変調を用いなければ、０ｄＢｍ以上の入力電力で頻繁に位相スリップが発生し、差動変調よりも特性が極端に悪くなる（図８中の「プロット１」参照）。これに対して、パイロット信号の挿入間隔を１００シンボル程度にした場合、多数決位相推定により、４ｄＢｍの高い電力においても差動変調より特性をよくすることができる（図８中の「プロット２」参照）。

図９は、本発明の実施の形態２における最尤系列位相推定方式（Ａ−３）の復号前Ｑ値特性を示す図である。ＡＷＧＮ環境下で位相スリップがＢＥＲの１／１０の確率で発生すると仮定している。このとき、シャノン限界に近い５．２ｄＢのＳＮＲにおいても、差動変調（図９中の「プロット１」参照）より、特性が優れることが分かる。

図１０は、本発明の実施の形態２における最尤系列位相推定方式（Ａ−３）を適用した後、尤度回転を行いＬＤＰＣ復号したＢＥＲ特性を示す図である。ＡＷＧＮ環境下で位相スリップがＢＥＲの１／１０から１／１０００の確率で発生すると仮定している。ＬＤＰＣ復号後のＢＥＲは、パイロット挿入区間を５０程度にして、位相スリップ頻度がＢＥＲの１／１００程度であれば（図１０中の「プロット１」参照）、従来の差動復号よりも特性が優れることが分かる。さらに、推定を繰り返す事で、先の実施の形態１と同様に、特性劣化を抑えることができる。

以上のように、実施の形態２によれば、３通りの具体例で示したような、高精度位相スリップ検出方法を適用することで、位相補償器によるスリップ確率を考慮した上で、高精度な位相スリップ検出が可能となる。

実施の形態３．
本実施の形態３では、ＦＥＣの軟判定帰還情報を用いて、位相補償部２２のスリップ確率を考慮した、位相スリップと送信データの同時推定方式について説明する。先の実施の形態１、２では、既知のパイロット信号が挿入された位置のみで、初期位相推定を行い、復号の硬判定結果を利用して再推定することにより、特性を改善することができる。情報シンボル区間のデータ系列の推定と位相スリップ状態の推定を同時に行うことができれば特性をさらに改善することができる。

そこで、本実施の形態３の方式では、以下のＡ〜Ｃの３つのステップを有するプロセスが実行される。
（Ａ）ＳＴＥＰ３１：尤度補正部２３による、同時位相・データ推定処理
（Ｂ）ＳＴＥＰ３２：ＬＤＰＣ復号部２４による、ＬＤＰＣ復号処理
（Ｃ）ＳＴＥＰ３３：位相誤差検出・補正部２５による、軟判定値の繰り返し処理

次に、各ＳＴＥＰの詳細を説明する。
（Ａ）ＳＴＥＰ３１：尤度補正部２３による、同時位相・データ推定処理について
ここでは、先の実施の形態２の最尤系列推定方式（Ａ−３）と同様の定義に従う。パイロット信号を挿入したデータシンボル系列に関して、上式（１１）と同様の系列尤度を考える。ただし、本実施の形態３では、受信信号が与えられたときのデータ系列と位相状態系列の同時事後確率を最大化する。すなわち、対数事後確率は、下式で与えられる。

ここで、ＣおよびＣ’は、推定系列に依存しない固定値である。また、位相状態系列ｓおよび送信系列ｕ、受信系列ｙは、全てパイロットシンボルと符号化シンボルの両区間を含む。復号器からの軟判定出力を得る以前の初期状態では、情報シンボル区間の事前情報ＬＬＲは、０となる。一方、パイロット挿入位置での事前情報は、既知であるため、無限大となる。

先の実施の形態２における最尤系列推定方式（Ａ−３）と同様に、上記の最大事後確率を探索する場合には、マルコフモデルによる４状態トレリス線図に書き下すことが簡便である。前述した最尤系列推定方式との大きな違いは、位相状態系列ｓと送信系列ｕを同時に探索することと、送信系列の事前情報を用いることにある。

このとき、４状態トレリス線図は、位相状態の４×４＝１６通りの分岐と、送信シンボルの４通りの分岐を合わせた、合計１６×４＝６４通りの遷移を有する。このトレリス線図に沿って、Ｌｏｇ−ＭＡＰ、Ｍａｘ−Ｌｏｇ−ＭＡＰ、および軟判定出力ビタビアルゴリズムなどを利用することで、全ての分岐に対して、上式のように、対数確率を積算し系列全体に渡る位相状態とデータの推定を同時に行うことができる。

（Ｂ）ＳＴＥＰ３２：ＬＤＰＣ復号部２４による、ＬＤＰＣ復号処理について
ＳＴＥＰ３１により、符号化データ系列ｕに対するＬＬＲを生成した後、先の実施の形態１および２と同様に、復号を実行する。

（Ｃ）ＳＴＥＰ３３：位相誤差検出・補正部２５による、軟判定値の繰り返し処理について
ＳＴＥＰ３２において、パリティ検査の誤りが認められる場合、もしくは、規定の繰り返し回数に至るまで、復号の軟判定出力をＳＴＥＰ３１の最大事後確率同時推定器へ帰還し、ＳＴＥＰ３３までのプロセスを繰り返す。先の実施の形態１および２では、復号結果の硬判定出力を繰り返し時に用いたが、本方式では、軟判定出力の外部値を繰り返し時に用いる。

すなわち、ＬＤＰＣ復号部２４の事後ＬＬＲ出力から復号器への入力ＬＬＲを減算した外部情報を、同時推定器に事前値として帰還する。同様に、同時推定器の出力である事後ＬＬＲを入力ＬＬＲから減算した外部情報を新たに復号器へ入力する。この際、ＬＤＰＣ復号部２４は、それまでに伝搬させて得た確信度を保持しておくことで、繰り返し利得を高めることができる。

図１１は、本発明の実施の形態３におけるＦＥＣからの判定帰還を行う以前の提案推定器の初期ＢＥＲ特性を示す図である。位相スリップとデータを同時に推定することで、自動的にＬＬＲの補正が行われるため（一例として、図１１中の「プロット１」参照）、パイロットシンボルのみを用いた最尤系列位相推定方式（一例として、図１１中の「プロット２」参照）よりも、１．５ｄＢ近い特性改善があることが分かる。

図１２は、本発明の実施の形態３における繰り返し処理による特性利得を示す図である。１００シンボル間隔のパイロット挿入では、０．３ｄＢ程度の改善効果しか見られないが（一例として、図１２中の「プロット１」参照）、５０シンボル間隔のパイロット挿入では、大きな改善が見られる（一例として、図１２中の「プロット２」参照）。

１６回の繰り返しを行った場合（一例として、図１２中の「プロット２」参照）、位相スリップが発生しない理想的な特性（一例として、図１２中の「プロット３」参照）から０．３ｄＢの劣化に抑えることができ、従来の差動変調方式（一例として、図１２中の「プロット４」参照）よりも１ｄＢ程度優れた性能を実現できる。

以上のように、実施の形態３によれば、ＦＥＣの軟判定帰還情報を用いて、位相補償部のスリップ確率を考慮した上で、位相スリップと送信データの同時推定を実現できる。この結果、従来の差動変調方式よりも、耐ノイズ性の優れた性能を得ることができる。

実施の形態４．
本実施の形態４では、ＦＥＣの軟判定帰還情報のみならず、位相補償部２２からの補償量信号を用いて、位相スリップと送信データの同時推定を行う方式について説明する。従来の図１４における位相補償部では、信号ｙ_kを生成する際に

の位相回転補償を行っている。

これに対して、本実施の形態４では、この補償量も同時位相推定器へ入力することで、さらに位相スリップ状態の推定精度を向上させることができる。このとき、受信信号系列ｙと位相補償系列

の同時確率を利用する。また、位相補償系列

と位相スリップ確率の同時確率を統計的に解析することで、時変マルコフモデルを構築できる。

以上のように、実施の形態４によれば、ＦＥＣの軟判定帰還情報に加えて、位相補償部からの補償量信号を用いて、位相補償部のスリップ確率を考慮した上で、位相スリップと送信データの同時推定を実現できる。この結果、位相スリップ状態の推定精度をさらに向上させることができる。

実施の形態５．
先の実施の形態３、４における位相スリップと送信データの同時推定方式は、差動変調方式にも適用することが可能である。位相スリップの影響を軽減するために、差動変調を用いる場合には、差動検波や差動同期検波により、特性が劣化する。

差動変調方式を用いた場合には、ＦＥＣの軟判定情報を帰還することで、特性劣化を抑えることが可能であるが、従来方式は、実際の位相スリップ状態を考慮に入れていない。これに対して、本実施の形態３、４に記載した同時推定の発明を、差動変調方式における繰り返し推定に利用することで、位相スリップ状態系列を考慮しない場合よりも、特性を大きく改善することができる。

図１３は、本発明の実施の形態５における同時推定方式のＢＥＲ特性を示す図である。１６回の繰り返しにより、本実施の形態５で提案する方式（一例として、図１３中の「プロット１」に対する図１２の「プロット４」参照）は、０．８ｄＢ程度の改善を実現することがわかる。

以上のように、実施の形態５によれば、差動変調方式における繰り返し推定に本発明を利用することで、位相スリップ状態系列を考慮しない場合よりも、特性を大きく改善することができる。

なお、本発明の通信装置は、光通信装置、無線通信装置、有線通信装置、衛星通信装置など、いかなる通信装置にも搭載できる。

また、上述した実施の形態１〜５では、位相スリップに対する対策を説明したが、それ以外の位相変動に関しても、本願は同様の効果を得ることができる。

Claims (11)

1. 位相スリップあるいは位相変動が発生する環境下で用いられ、複数のパイロット系列からなる信号を一部に含み、誤り訂正符号化後に変調が施された送信信号を受信信号として受信する受信機であって、
   前記受信信号の同期をとって復調する位相補償部、および復調後の受信データを復号処理する誤り訂正復号部を含み、
   前記複数のパイロット系列を利用することにより、前記位相補償部にて位相スリップを推定し、前記誤り訂正復号部にて位相差成分を推定することで前記受信データの位相を補正する位相スリップ推定処理機能を有する
   受信機。
2. 請求項１に記載の受信機において、
   前記位相補償部は、前記位相スリップが発生する状態をマルコフモデルによってモデル化し、前記マルコフモデルの状態遷移確率に従って、前記複数のパイロット系列に基づく特定の時点での位相スリップ確率を求める復号法を用いることにより、前記位相スリップ推定処理機能を実行する
   受信機。
3. 請求項２に記載の受信機において、
   前記位相補償部は、前記マルコフモデルを用いた前記位相スリップ推定処理機能のアルゴリズムとして、ビタビ復号による最尤復号法、あるいは最小平均二乗誤差法を用いる
   受信機。
4. 請求項１に記載の受信機において、
   前記誤り訂正復号部は、誤り訂正符号の軟判定繰り返し復号、または硬判定繰り返し復号を用いて、復号後あるいは復号過程において出力される判定情報に基づいて位相差成分を推定し、推定した位相差成分により受信データの位相を補正することにより、前記位相スリップ推定処理機能を実行する
   受信機。
5. 請求項４に記載の受信機において、
   前記誤り訂正復号部は、前記復号処理を行った結果として生成した硬判定情報または軟判定情報のいずれかの判定情報を用いて、復号後の前記判定情報から再生した変調波と前記受信信号との位相差を検出し、フィルタを用いて前記送信信号を受信するための通信路のノイズによる位相差成分のばらつきを低減した後の位相差から位相差成分を推定し、推定した前記位相差成分に閾値を設けることにより＋９０°、−９０°、＋１８０°の推定位相差を検出し、検出した前記推定位相差の逆方向に前記受信データの位相を補正することにより、前記位相スリップ推定処理機能を実行する
   受信機。
6. 請求項５に記載の受信機において、
   前記フィルタは、複数個の連続するシンボルからなる前記受信信号と、前記判定情報から再生した変調波との位相差の平均値を求めることで、前記通信路のノイズによる位相差成分のばらつきを低減した後の位相差を算出する
   受信機。
7. 請求項４ないし６のいずれか１項に記載の受信機において、
   前記誤り訂正復号部は、
   前記復号処理をあらかじめ設定されたＸ（Ｘは１以上の整数）回実行することで、前記判定情報を生成する第１の繰り返し処理と、
   前記第１の繰り返し処理により生成された前記判定情報に基づいて前記位相スリップ推定処理機能を実行することで前記位相差成分による補正が施された後の受信データを生成し、生成した前記受信データを用いて前記第１の繰り返し処理を再度実行することをあらかじめ設定されたＹ（Ｙは１以上の整数）回実行する第２の繰り返し処理と、
   前記第２の繰り返し処理が前記Ｙ回終了した後に、前記Ｙ回目における前記第２の繰り返し処理により生成された、前記位相差成分による補正が施された後の前記受信データに対して、復号処理をあらかじめ設定されたＺ（Ｚは１以上の整数）回実行する第３の繰り返し処理と
   を実行することで、前記受信信号の復号を行う
   受信機。
8. 請求項２または３に記載の受信機において、
   前記誤り訂正復号部は、誤り訂正符号の軟判定繰り返し復号、または硬判定繰り返し復号を用いて、復号後あるいは復号過程において出力される判定情報に基づいて位相差成分を推定し、推定した位相差成分により受信データの位相を補正することで、前記位相スリップ推定処理機能を実行する
   受信機。
9. 請求項８に記載の受信機において、
   前記誤り訂正復号部は、前記復号処理を行った結果として硬判定情報または軟判定情報のいずれかの判定情報を生成し、
   前記位相補償部は、前記誤り訂正復号部で生成された前記判定情報を事前値として採用し、前記マルコフモデルを用いた前記位相スリップ推定処理機能のアルゴリズムを実行する
   受信機。
10. 請求項９に記載の受信機において、
    前記誤り訂正復号部は、
    前記復号処理をあらかじめ設定されたＸ（Ｘは１以上の整数）回実行することで、前記判定情報を生成する第１の繰り返し処理と、
    前記第１の繰り返し処理により生成された前記判定情報に基づいて前記マルコフモデルを用いた前記位相スリップ推定処理機能を実行することで前記位相差成分による補正が施された後の受信データを生成し、生成した前記受信データを用いて前記第１の繰り返し処理を再度実行することをあらかじめ設定されたＹ（Ｙは１以上の整数）回実行する第２の繰り返し処理と、
    前記第２の繰り返し処理が前記Ｙ回終了した後に、前記Ｙ回目における前記第２の繰り返し処理により生成された、前記位相差成分による補正が施された後の前記受信データに対して、復号処理をあらかじめ設定されたＺ（Ｚは１以上の整数）回実行する第３の繰り返し処理と
    を実行することで、前記受信信号の復号を行う
    受信機。
11. 誤り訂正符号化後に変調を施した送信信号を送信する送信機と、
    前記送信機から送信された前記送信信号を受信信号として受信し、同期をとって復調する位相補償部、および復調後の受信データを復号処理する誤り訂正復号部を含む受信機と
    を備え、位相スリップあるいは位相変動が発生する環境下で用いられる通信装置に適用される通信方法であって、
    前記送信機において、複数のパイロット系列からなる信号を前記送信信号の一部として送信するステップと、
    前記受信機において、前記複数のパイロット系列を利用するとともに、誤り訂正符号の軟判定繰り返し復号または硬判定繰り返し復号を用いて、復号後あるいは復号過程において出力される判定情報に基づいて位相差成分を推定し、推定した前記位相差成分により前記受信データの位相を補正する位相スリップ推定処理機能を実行するステップと
    を備える通信方法。

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