JP5833945B2 - 受信装置及びプログラム - Google Patents

Description

本発明は、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：直交周波数分割多重）を受信する受信装置及びプログラムに関するものである。

日本の地上デジタル放送方式であるＩＳＤＢ−Ｔ（Integrated Services Digital Broadcasting - Terrestrial）は、固定受信機向けにハイビジョン放送（又は複数標準画質放送）を実現している。次世代の地上デジタル放送方式では、従来のハイビジョンに変わり、３Ｄハイビジョン放送やハイビジョンの１６倍の解像度を持つスーパーハイビジョンなど、さらに情報量の多いサービスを提供することが求められている。

近年、無線によるデータ伝送容量を拡大するための手法として、複数の送受信アンテナを用いるＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）システムが提案されている。ＭＩＭＯを用いる伝送システムでは、空間分割多重（ＳＤＭ：Space Division Multiplexing）や、時空間符号（ＳＴＣ：Space Time Codes）が行われる。ＳＤＭの実現例としては、水平偏波及び垂直偏波の両偏波を同時に用いる偏波ＭＩＭＯ方式などが提案されている。

また、デジタル伝送に用いられる誤り訂正技術として、ターボ符号やＬＤＰＣ(Low Density Parity Check)符号が優れた誤り訂正能力を持ち、多くの伝送方式に採用されている。これらの符号の復号処理は、対数尤度比（ＬＬＲ：Log Likelihood Ratio)と呼ばれるパラメータを用いて、各ビットが０又は１である確率推定を行い、算出した対数尤度比を用いて復号処理を繰り返し行う。この対数尤度比は一般的には更新されないが、対数尤度比を更新する手法も知られている（例えば、非特許文献１参照）。非特許文献１には、ｎ回目の推定結果を用いて直交振幅変調多重のシンボル点のうちの２点を決定し、決定した２点のシンボル点と実際の受信シンボル点（送信信号の推定値）との２乗ユークリッド距離を算出して尤度比を更新する手法が示されている。

Wadayama, "A Coded Modulation Scheme Based on Low Density Parity Check Codes", IEICE TRANS.FUNDAMENTALS,Vol.E84-A,No.10,Oct.2001

非特許文献１に示されている対数尤度比を更新する手法では、誤り訂正の推定語ｃに基づく更新後の対数尤度比（以下、「更新対数尤度比」ともいう）λ’は、受信シンボル点座標（送信信号の推定値）ｘ＾、雑音分散σ＾^２を用いて、式（１）で表される。ここで、Ｐ（・｜・）は条件付確率であり、式（２）（３）で表される。なお、雑音分散σ＾^２は、全帯域で一定の値としている。

ｃ_０，ｃ_１はマッピング処理によってデータがグレー符号化される場合、１シンボルのデータ内のｋ番目のビット（０≦ｋ≦μ−１）のみ異なり、式（４）で表される。μは変調方式に対応するビット数であり、例えば１０２４ＱＡＭの場合はμ＝１０である。

式（２）において従来、雑音分散σ^^２は帯域全体で算出されるため、一定値を用いている。しかし、ＭＩＭＯ伝送においては受信アンテナ間のレベル差やマルチパスといった要因から、雑音分散はキャリア毎に異なるため、更新対数尤度比に誤差が生じることがある。復号過程において更新対数尤度比を出来るだけ正確に求めることが誤り訂正の性能を左右するため、更新対数尤度比の誤差が誤り訂正効果を妨げているという問題があった。

本発明の目的は、上記問題を解決するため、キャリア単位でのＣ／Ｎ情報を活用し、更新対数尤度比の精度を高めることにより、誤り訂正能力を向上させることが可能な受信装置及びプログラムを提供することにある。

上記課題を解決するため、本発明に係る受信装置は、ＳＩＳＯシステムにおいて、ＬＤＰＣ符号により符号化されたＯＦＤＭ信号を受信する受信装置であって、受信したＯＦＤＭ信号をフーリエ変換して複素ベースバンド信号を生成する入力処理部と、前記複素ベースバンド信号に含まれる既知のパイロット信号をもとに各キャリアの伝送路応答を算出する伝送路応答算出部と、前記複素ベースバンド信号を前記伝送路応答で除算して送信信号の推定値を生成する等化部と、受信したＯＦＤＭ信号の帯域雑音分散を算出し、該帯域雑音分散に対してキャリアごとに重み係数を乗じ、各キャリアの雑音分散であるキャリア雑音分散を算出する雑音分散算出部と、前記キャリア雑音分散及び前記送信信号の推定値を用いて、送信された各ビットの尤度比を算出する尤度比算出部と、前記送信信号の推定値を、送信信号の変調方式に対応するようにビット配列を変更する受信信号ビット再配列部と、前記キャリア雑音分散からビット単位の雑音分散を生成するビット雑音分散生成部と、前記尤度比算出部により算出された尤度比、前記受信信号ビット再配列部により生成されたビット再配列後の送信信号の推定値、及び前記ビット雑音分散生成部により生成されたビット単位の雑音分散を用いて繰り返し演算することにより、送信されたビットの推定値である推定語を算出する誤り訂正復号部と、を備えることを特徴とする。

また、上記課題を解決するため、本発明に係る受信装置は、ＭＩＭＯシステムにおいて、ＬＤＰＣ符号により符号化されたＯＦＤＭ信号を受信する受信装置であって、複数の受信アンテナから受信したＯＦＤＭ信号をフーリエ変換して、複数の受信アンテナに対応する複数の複素ベースバンド信号を生成する入力処理部と、前記複素ベースバンド信号にウェイト行列を乗算することにより送信信号の推定値を生成するＭＩＭＯ検出部と、前記伝送路応答を用いて前記複素ベースバンド信号から送信信号の推定値を生成するＭＩＭＯ検出部と、受信したＯＦＤＭ信号の帯域雑音分散を算出し、該帯域雑音分散に対してキャリアごとに重み係数を乗じ、各キャリアの雑音分散であるキャリア雑音分散を算出する雑音分散算出部と、前記キャリア雑音分散及び前記送信信号の推定値を用いて、送信された各ビットの尤度比を算出する尤度比算出部と、前記送信信号の推定値を、送信信号の変調方式に対応するようにビット配列を変更する受信信号ビット再配列部と、前記キャリア雑音分散からビット単位の雑音分散を生成するビット雑音分散生成部と、前記尤度比算出部により算出された尤度比、前記受信信号ビット再配列部により生成されたビット再配列後の送信信号の推定値、及び前記ビット雑音分散生成部により生成されたビット単位の雑音分散を用いて繰り返し演算することにより、送信されたビットの推定値を復号する誤り訂正復号部と、を備えることを特徴とする。

さらに、上記受信装置において、前記雑音分散算出部は、前記帯域雑音分散に対してキャリアごとに重み係数を乗じ、前記伝送路応答の振幅又は前記ウェイト行列の要素の値が大きいキャリアほど小さくなるように前記各キャリアの雑音分散を算出することを特徴とする。

さらに、上記受信装置において、前記誤り訂正復号部は、尤度比を用いて繰り返し演算することにより推定語を算出する軟判定復号部と、前記受信信号ビット再配列部により生成されたビット再配列後の送信信号の推定値、及び前記ビット雑音分散生成部により生成されたビット単位の雑音分散を用いて、前記軟判定復号部により算出された推定語の尤度比を算出する尤度比最適化部と、を備え、前記軟判定復号部は、尤度比の初期値として前記尤度比算出部により算出された尤度比を用い、繰り返し演算をする際にはその都度、前記尤度比最適化部により算出された尤度比を用いて前記推定語を算出することを特徴とする。

さらに、上記受信装置において、前記尤度比算出部により算出された尤度比をビット単位でデインターリーブ処理するビットデインターリーブ部を更に備え、前記誤り訂正復号部は、前記軟判定復号部により算出された推定語をビット単位でインターリーブ処理する再ビットインターリーブ部と、前記尤度比最適化部により算出された尤度比をビット単位でデインターリーブ処理する再ビットデインターリーブ部と、を更に備え、前記ＯＦＤＭ信号がビット単位でインターリーブ処理されている場合には、前記尤度比最適化部は、前記再ビットインターリーブ部によりインターリーブ部処理された推定語の尤度比を算出し、前記軟判定復号部は、前記ＯＦＤＭ信号がビット単位でインターリーブ処理されている場合には、尤度比の初期値として前記尤度比算出部により算出された尤度比を用い、繰り返し演算をする際にはその都度、前記再ビットデインターリーブ部によりデインターリーブ処理された尤度比を用いて前記推定語を算出することを特徴とする。

また、上記課題を解決するため、本発明に係るプログラムは、コンピュータを、上記受信装置として機能させることを特徴とする。

本発明によれば、ＯＦＤＭ信号を受信する受信装置において、キャリア単位でのＣＮ比情報を活用し、更新対数尤度比の精度を高めることにより、誤り訂正能力を向上させることができる。

本発明の実施例１に係る受信装置の構成例を示すブロック図である。 本発明の実施例１に係る受信装置における雑音分散算出部の構成例を示すブロック図である。 本発明の実施例１に係る受信装置における誤り訂正復号部の構成例を示すブロック図である。 本発明の実施例２に係る受信装置の構成例を示すブロック図である。 本発明の実施例２に係る受信装置における誤り訂正復号部の構成例を示すブロック図である。 本発明の実施例３に係る受信装置の構成例を示すブロック図である。 本発明の実施例３に係る受信装置における雑音分散算出部の構成例を示すブロック図である。 本発明の実施例３に係る受信装置における誤り訂正復号部の構成例を示すブロック図である。 本発明の実施例４に係る受信装置の構成例を示すブロック図である。 ＢＥＲ特性のシミュレーション結果の第１の例を示すグラフである。 ＢＥＲ特性のシミュレーション結果の第２の例を示すグラフである。

以下、本発明の実施形態について、図面を参照して詳細に説明する。また、以下の説明において、添え字のｉはＯＦＤＭ信号のキャリア番号を意味する。添え字のｉは、適宜省略するものとする。

実施例１では、ＳＩＳＯシステムにおいて、軟判定復号により復号可能な誤り訂正符号により符号化されたＯＦＤＭ信号を受信する受信装置について説明する。軟判定復号により復号可能な誤り訂正符号とは、ＬＤＰＣ符号やターボ符号などである。ＬＤＰＣ符号やターボ符号の復号は、軟判定値を元に繰り返し復号を行う。

図１は、本発明の実施例１に係る受信装置の構成例を示すブロック図である。図１に示すように、受信装置１−１は、受信アンテナ１１と、入力処理部１２と、伝送路応答算出部１３と、等化部１４と、第１周波数デインターリーブ部１５と、雑音分散算出部１６と、第２周波数デインターリーブ部１７と、尤度比算出部１８と、受信信号ビット再配列部１９と、ビット雑音分散生成部２０と、誤り訂正復号部２１と、を備える。なお、受信装置１−１に対して送信信号を送信する送信装置が周波数インターリーブ処理を行わない場合には、第１周波数デインターリーブ部１５及び第２周波数デインターリーブ部１７を備える必要はない。

入力処理部１２は、送信装置から送信される信号を、受信アンテナ１１を介して受信する。図１に示すように、入力処理部１２は、ＧＩ（Guard interval）除去部１２１と、フーリエ変換部１２２と、パイロット信号抽出部１２３と、を備える。

ＧＩ除去部１２１は、受信アンテナ１１を介して受信したＯＦＤＭ信号を直交復調処理してベースバンド信号を生成する。そして、ＧＩ除去部１２１は、ガードインターバルを除去して有効シンボル信号を抽出し、フーリエ変換部１２２に出力する。

フーリエ変換部１２２は、ＧＩ除去部１２１により抽出された有効シンボル信号に対して、離散フーリエ変換処理を施して周波数領域の複素ベースバンド信号ｙ_ｉを生成し、パイロット信号抽出部１２３、等化部１４、及び雑音分散算出部１６に出力する。

パイロット信号抽出部１２３は、フーリエ変換部１２２により生成された複素ベースバンド信号ｙ_ｉから既知のＳＰ（Scattered Pilot）と呼ばれるパイロット信号を抽出し、伝送路応答算出部１３に出力する。

伝送路応答算出部１３は、パイロット信号抽出部１２３により抽出されたパイロット信号をもとに各キャリアの伝送路応答Ｈ_ｉを算出し、等化部１４及び雑音分散算出部１６に出力する。

等化部１４は、フーリエ変換部１２２により生成された複素ベースバンド信号ｙ_ｉを伝送路応答算出部１３により算出された伝送路応答Ｈ_ｉで複素除算し、伝送路歪みを除去して送信信号の推定値

を生成し、尤度比算出部１８に出力する。

第１周波数デインターリーブ部１５は、等化部１４により生成された送信信号の推定値に対し、周波数方向にデインターリーブ処理（送信装置の周波数インターリーブ処理により並べ替えられたデータを元の順序に戻す処理）を行い、デインターリーブ処理されたデータを尤度比算出部１８に出力する。

受信装置１−１は、ＬＤＰＣ復号に必要な対数尤度比を算出するために、雑音分散を算出する必要がある。第１周波数デインターリーブ部１５によりデインターリーブ処理されたデータキャリアから帯域全体の雑音分散を算出してもよいが、より精度の高い雑音分散を算出するには、後述するように、データキャリアでないキャリア、例えばＡＣ（Auxiliary Channel）やＴＭＣＣ（Transmission and Multiplexing Configuration Control）と呼ばれるキャリアを用いて帯域全体の雑音分散を推定し、各キャリアに対して雑音分散の重み付けを行う必要がある。したがって、図１に示す受信装置１−１では、雑音分散算出部１６を、第１周波数デインターリーブ部１５と尤度比算出部１８との間ではなく、第１周波数デインターリーブ部１５の前に配置している。

雑音分散算出部１６は、キャリアごとの雑音分散（以下、「キャリア雑音分散」という）

を算出し、第２周波数デインターリーブ部１７に出力する。詳細については後述する。

第２周波数デインターリーブ部１７は、雑音分散算出部１６により生成されたキャリア雑音分散に対してデインターリーブ処理を行い、デインターリーブ処理されたデータを尤度比算出部１８及びビット雑音分散生成部２０に出力する。

尤度比算出部１８は、第１周波数デインターリーブ部１５によりデインターリーブ処理された送信信号の推定値ｘ＾_ｉ、及び第２周波数デインターリーブ部１７によりデインターリーブ処理されたキャリア雑音分散σ＾_ｉ ^２を用いて送信信号の推定値の各ビットの尤度比λ_ｎを算出し、誤り訂正復号部２１に出力する。

尤度比としては、一般的に対数尤度比（ＬＬＲ：Log-Likelihood Ratio）が用いられる。ｎ番目のビットの対数尤度比λ_ｎは、ｎ番目のビットのビット値ｂ_ｎが０となる尤度関数とｎ番目のビットのビット値ｂ_ｎが１となる尤度関数との比の対数で表される。つまり、対数尤度比λ_ｎは、雑音分散σ^２と、理想シンボル点ｓ及び送信信号の推定値ｘ＾の間の２乗ユークリッド距離とを用いて式（５）（６）（７）により表される。

受信信号ビット再配列部１９は、第１周波数デインターリーブ部１５によりデインターリーブ処理された送信信号の推定値ｘ＾_ｉを、送信信号の変調方式に対応するようにビット配列を変更し、ビット再配列後の送信信号の推定値

を誤り訂正復号部２１に出力する。

ビット雑音分散生成部２０は、第２周波数デインターリーブ部１７によりデインターリーブ処理されたキャリア雑音分散σ＾_ｉ ^２からビット単位のキャリア雑音分散

を生成して誤り訂正復号部２１に出力する。例えば、変調方式が１０２４ＱＡＭのあるシンボルのキャリア雑音分散σ＾_ｉ ^２の値がＡであり、次のシンボルのキャリア雑音分散σ＾_ｉ ^２の値がＢである場合には、ビット単位のキャリア雑音分散σ＾_ｉｋ ^２の値は、１０ビット連続Ａであり、続いて１０ビット連続ｂとなる。

誤り訂正復号部２１は、尤度比算出部１８により算出された尤度比λｎ、受信信号ビット再配列部１９により生成されたビット再配列後の送信信号の推定値ｘ＾_ｉ’、及びビット雑音分散生成部２０により生成されたビット単位のキャリア雑音分散σ_ｉｋ＾^２を用いて、送信されたビットの推定値ｃを復号する。詳細は後述する。

［雑音分散算出部］
次に、雑音分散算出部１６について詳細に説明する。図２は、雑音分散算出部１６の構成例を示すブロック図である。図２に示すように、雑音分散算出部１６は、帯域雑音分散算出部１６１と、キャリア雑音分散算出部１６２と、を備える。

帯域雑音分散算出部１６１は、受信したＯＦＤＭ信号の帯域雑音分散（ＯＦＤＭ信号の帯域全体における平均雑音分散）

を算出し、キャリア雑音分散算出部１６２に出力する。

帯域雑音分散の算出方法としては、ＭＥＲ（Modulation Error Ratio）の値から算出する方法などが知られている。変調多値数が大きいキャリアのＭＥＲの値は、低ＣＮ比（Carrier to Noise Ratio）領域において信頼できる値が得られず、ＭＥＲの値から算出した雑音分散も信頼できる値とはならない。そのため、送信信号が地上デジタルテレビジョン放送の伝送方式のように６４ＱＡＭ、ＱＰＳＫ、ＢＰＳＫなどで変調されているキャリアが混在するＯＦＤＭ信号の場合には、変調多値数の小さいキャリア（この場合ＢＰＳＫ）のＭＥＲの値から雑音分散を算出するほうが良い精度を得られる。例えば、地上デジタル放送ＩＳＤＢ−Ｔの場合、ＡＣ（Auxiliary Channel）、ＴＭＣＣ（Transmission and Multiplexing Configuration Control）と呼ばれるキャリアはＢＰＳＫ変調されるため、これらのキャリアのそれぞれに雑音分散を求め、帯域雑音分散を算出するのが好適である。なお、帯域雑音分散σ−^２は、等化部１４により生成された送信信号の推定値ｘ＾_ｉを用いて算出してもよいし、フーリエ変換部１２２により生成された複素ベースバンド信号ｙ_ｉを用いて算出してもよい。

キャリア雑音分散算出部１６２は、帯域雑音分散算出部１６１により算出された帯域雑音分散σ−^２に対して、式（８）に示すようにキャリアごとに重み係数Ｃを乗じ、伝送路応答Ｈ_ｉの振幅が大きいキャリアほど小さくなるようにキャリア雑音分散σ＾_ｉ ^２を算出（推定）する。重み係数Ｃは式（９）に示すα_ｉと式（１０）に示すα−との比で求まる。Ｅ［・］は消失キャリアではない判定フラグＴ_ｉ＝０のキャリアについての相加平均を表す。α_ｉの逆数はキャリアの信頼度を表すため、信頼度が大きいキャリアほど雑音分散を小さくすることができる。

［誤り訂正復号部］
次に、誤り訂正復号部２１について詳細に説明する。図３は、誤り訂正復号部２１の構成例を示すブロック図である。図３に示すように、誤り訂正復号部２１は、一般的な軟判定復号部２１０と、尤度比最適化部２１５と、を備える。

軟判定復号部２１０は、既知の復号アルゴリズム（例えば、sum-product復号法）により、尤度比算出部１８により算出された尤度比λ_ｎを用いて繰り返し演算することにより、送信されたビットの推定値である推定語ｃを算出する。図３ではＬＤＰＣ符号の復号を行う場合を示しており、軟判定復号部２１０は、行処理部２１１と、列処理部２１２と、推定語算出部２１３と、パリティチェック部２１４と、を備える。

行処理部２１１は、ｍ＝１，２,・・・Ｍ（＝Ｎ−Ｋ）の順にＨ_ｍｎ＝１を満たす全ての組（ｍ,ｎ）に対して式（１１）の更新式により外部値α_ｍｎを更新する。事前値β_ｍｎの初期値は０である。ここで、ｓｉｇｎ（ｘ）は式（１２）で表される関数であり、ｆ（ｘ）は式（１３）で表される関数である。

ここで、Ａ（ｍ）は検査行列Ｈのｍ行目において１のある列インデックスの集合を表す。積計算、和計算の範囲としている集合

は、集合Ａ（ｍ）からｎを除いた集合を表す。

列処理部２１２は、ｎ＝１，２,・・・Ｎの順にＨ_ｍｎ＝１を満たす全ての組（ｍ,ｎ）に対して、式（１４）を利用して事前値β_ｍｎを更新する。

ここで、Ｂ（ｎ）は検査行列Ｈのｎ列目において１のある行インデックスの集合を表す。和計算の範囲としている集合

は、集合Ｂ（ｎ）からｍを除いた集合を表す。

推定語算出部２１３は、式（１５）により、推定語ｃ＝｛ｃ_１，…，ｃ_ｎ，…，ｃ_Ｎ｝を算出する。

パリティチェック部２１４は、推定語算出部２１３により生成された推定語ｃが符号語になっているか否かを検査し、推定語ｃが式（１６）を満たす場合には推定語ｃを復号結果として出力する。推定語ｃが式（１６）を満たしていない場合には、パリティチェック部２１４は、繰り返し処理を行うために、推定語算出部２１３により生成された推定語ｃを、尤度比最適化部２１５に出力する。

尤度比最適化部２１５は、受信信号ビット再配列部１９により生成されたビット再配列後の送信信号の推定値ｘ＾_ｉ’、及びビット雑音分散生成部２０により生成されたビット単位の雑音分散σ＾_ｉｋ ^２を用いて、パリティチェック部２１４により生成された推定語ｃの各ビットについて、式（１７）により更新対数尤度比λ_ｎ’を算出する。マッピング処理によってデータがグレー符号化される場合、Ｃ_０，Ｃ_１の２点のシンボル点のみについて尤度比を算出する。Ｃ_０，Ｃ_１はそれぞれ１シンボルのデータであり、尤度比の算出対象となるビットの値のみそれぞれ０，１で異なり、他のビットの値は同一である。

尤度比最適化部２１５により算出された更新対数尤度比λ_ｎ’は行処理部２１１に入力される。つまり、軟判定復号部２１０は、尤度比の初期値として尤度比算出部１８により算出された尤度比λ_ｎを用い、繰り返し演算をする際にはその都度、尤度比最適化部２１５により算出された尤度比λ_ｎ’を用いて推定語ｃを算出する。

上述したように、実施例１の受信装置１は、入力処理部１２により、受信したＯＦＤＭ信号をフーリエ変換して複素ベースバンド信号ｙ_ｉを生成し、伝送路応答算出部１３により、複素ベースバンド信号ｙ_ｉに含まれる既知のパイロット信号をもとに各キャリアの伝送路応答Ｈ_ｉを算出し、等化部１４により、複素ベースバンド信号ｙ_ｉを伝送路応答Ｈ_ｉで除算して送信信号の推定値ｘ＾_ｉを生成する。そして、雑音分散算出部１６により、受信したＯＦＤＭ信号の帯域雑音分散σ−^２を算出し、該帯域雑音分散に対してキャリアごとに重み係数Ｃを乗じてキャリア雑音分散σ＾_ｉ ^２を算出し、尤度比算出部１８により、キャリア雑音分散σ＾_ｉ ^２及び送信信号の推定値ｘ＾_ｉを用いて、送信された各ビットの尤度比λ_ｎを算出する。そして、受信信号ビット再配列部１９により、送信信号の推定値ｘ＾_ｉを、送信信号の変調方式に対応するようにビット配列を変更し、ビット雑音分散生成部２０により、キャリア雑音分散σ＾_ｉ ^２からビット単位のキャリア雑音分散σ＾_ｉｋ ^２を生成し、誤り訂正復号部２１により、尤度比算出部１８により算出された尤度比λ_ｎ、受信信号ビット再配列部１９により生成されたビット再配列後の送信信号の推定値ｘ＾_ｉ’、及びビット雑音分散生成部２０により生成されたビット単位のキャリア雑音分散σ＾_ｉｋ ^２を用いて、送信されたビットの推定値である推定語ｃを算出する。このように、ＳＩＳＯシステムにおける受信装置１は、ビット単位のキャリア雑音分散σ＾_ｉｋ ^２を用いるため、より正確な尤度比を求めることができ、誤り訂正能力を向上させることができるようになる。

雑音分散算出部１６は、帯域雑音分散σ−^２に対してキャリアごとに重み係数Ｃを乗じ、伝送路応答Ｈ_ｉの振幅が大きいキャリアほど小さくなるようにキャリア雑音分散σ＾_ｉ ^２を算出するのが好適である。これにより、伝送路応答Ｈ_ｉの振幅が大きい、すなわち信頼度が大きいキャリアほどキャリア雑音分散を小さくすることができ、キャリア雑音分散σ＾_ｉ ^２を適切に求めることができる。

誤り訂正復号部２１は、より詳細には、軟判定復号部２１０により、尤度比λ_ｎを用いて繰り返し演算することにより推定語ｃを算出し、尤度比最適化部２１５により、受信信号ビット再配列部１９により生成されたビット再配列後の送信信号の推定値ｘ＾_ｉ’、及びビット雑音分散生成部２０により生成されたビット単位のキャリア雑音分散σ＾_ｉｋ ^２を用いて、軟判定復号部２１０により算出された推定語ｃの更新尤度比λ_ｎ’を算出する。 軟判定復号部２１０は、尤度比の初期値として尤度比算出部１８により算出された尤度比λ_ｎを用い、繰り返し演算をする際にはその都度、尤度比最適化部２１５により算出された尤度比λ_ｎ’を用いて推定語ｃを算出する。これにより、推定語ｃの精度を向上させることができるとともに、復号アルゴリズムの収束速度を速め、繰り返し演算の回数を減らすことができる。

次に、ＳＩＳＯシステムにおいて、送信装置がビットインターリーブ処理を行う場合の受信装置について説明する。図４は、本発明の実施例２に係る受信装置の構成例を示すブロック図である。図４に示すように、受信装置１−２は、受信アンテナ１１と、入力処理部１２と、伝送路応答算出部１３と、等化部１４と、第１周波数デインターリーブ部１５と、雑音分散算出部１６と、第２周波数デインターリーブ部１７と、尤度比算出部１８と、受信信号ビット再配列部１９と、ビット雑音分散生成部２０と、誤り訂正復号部２１−２と、ビットデインターリーブ部２２と、を備える。図４に示す受信装置１−２は、図１に示した実施例１の受信装置１−１と比較して、ビットデインターリーブ部２２を更に備え、それに伴い、誤り訂正復号部の処理内容が相違する。その他の構成については実施例１と同様であるため、説明を省略する。

ビットデインターリーブ部２２は、尤度比算出部１８により算出された尤度比λ_ｎについてビット単位でデインターリーブ処理し、送信装置側のビット単位のインターリーブ処理により並べ替えられたデータを、元の順序に戻す。

誤り訂正復号部２１−２は、ビットデインターリーブ部２２によりデインターリーブ処理された尤度比λ_ｎを用いて、送信されたビットの推定値ｃを算出する。図５は、実施例２の誤り訂正復号部２１−２の構成例を示すブロック図である。図５に示すように、誤り訂正復号部２１−２は、行処理部２１１と、列処理部２１２と、推定語算出部２１３と、パリティチェック部２１４とを有する軟判定復号部２１０と、尤度比最適化部２１５と、再ビットインターリーブ部２１６と、再ビットデインターリーブ部２１７と、を備える。誤り訂正復号部２１−２は、図３に示した実施例１の誤り訂正復号部２１と比較して、再ビットインターリーブ部２１６と、再ビットデインターリーブ部２１７と、を更に備える点が相違する。

パリティチェック部２１４は、推定語ｃが上述した式（１６）を満たしていない場合には、推定語算出部２１３により生成された推定語ｃを、再ビットインターリーブ部２１６に出力する。

尤度比最適化部２１５は、送信信号の推定値ｘ＾_ｉと、キャリア雑音分散σ＾_ｉｋ ^２と、推定語ｃを用いて更新対数尤度比λ_ｎ’を算出するが、送信信号の推定値ｘ＾_ｉ及びキャリア雑音分散σ＾_ｉｋ ^２はビットインターリーブ処理された送信信号と対応する配置になっており、推定語ｃはビットデインターリーブ処理された送信信号と対応する配置になっている。尤度比最適化部２１５で更新尤度比を算出するには、配置を統一する必要がある。

そのため、再ビットインターリーブ部２１６は、パリティチェック部２１４から入力された推定語ｃに対して、送信装置側と同じビット単位のインターリーブ処理を行い、尤度比最適化部２１５に出力する。これにより、尤度比最適化部２１５は、ビットインターリーブ処理された送信信号と対応する配置の推定値ｘ＾_ｉ、キャリア雑音分散σ＾_ｉｋ ^２、及び推定語ｃを用いて更新対数尤度比λ_ｎ’を算出することができる。尤度比最適化部２１５は、算出した更新対数尤度比λ_ｎ’を再ビットデインターリーブ部２１７に出力する。

一方で、復号処理は、ビットデインターリーブ部２２によりビットデインターリーブ処理された尤度比λ_ｎを初期値として繰り返し演算することにより行われる。そのため、再ビットデインターリーブ部２１７は、尤度比最適化部２１５から入力された更新対数尤度比λ_ｎ’を再度、ビットデインターリーブ部２２と同様にビット単位でデインターリーブ処理する。そして、ビットデインターリーブ処理した更新対数尤度比λ_ｎ’を行処理部２１１に出力する。

上述したように、実施例２の受信装置１−２は、受信装置１に対して、更に尤度比算出部１８により算出された尤度比λ_ｎをビット単位でデインターリーブ処理するビットデインターリーブ部２２を備える。この場合、誤り訂正復号部２１−２は、ビットデインターリーブ部２２によりデインターリーブ処理された尤度比λ_ｎ、受信信号ビット再配列部１９により生成されたビット再配列後の送信信号の推定値ｘ＾_ｉ、及びビット雑音分散生成部２０により生成されたビット単位のキャリア雑音分散σ＾_ｉｋ ^２を用いて、推定語ｃを算出することになる。そのため、誤り訂正復号部２１−２は、再ビットインターリーブ部２１６により、軟判定復号部２１０により算出された推定語ｃをビット単位でインターリーブ処理し、再ビットデインターリーブ部２１７により、尤度比最適化部２１５により算出された尤度比λ_ｎ’をビット単位でデインターリーブ処理する。尤度比最適化部２１５は、再ビットインターリーブ部２１６によりインターリーブ部処理された推定語の尤度比を算出し、軟判定復号部２１０は、尤度比の初期値として尤度比算出部１８により算出された尤度比を用い、繰り返し演算をする際にはその都度、再ビットデインターリーブ部２１７によりデインターリーブ処理された尤度比を用いて推定語ｃを算出する。これにより、ＳＩＳＯシステムにおいて、送信装置側でＯＦＤＭ信号がビット単位でインターリーブ処理されている場合であっても、推定語ｃを正しく算出することができる。

次に、ＭＩＭＯシステムにおける受信装置について、受信アンテナ数が２である場合を例に説明する。図６は、本発明の実施例３に係る受信装置の構成例を示すブロック図である。図６に示すように、実施例３の受信装置１−３は、受信アンテナ１１（１１ａ及び１１ｂ）と、入力処理部１２−３（１２−３ａ及び１２−３ｂ）と、伝送路応答算出部１３−３と、ＭＩＭＯ検出部２３と、第１周波数デインターリーブ部１５−３と、雑音分散算出部１６−３と、第２周波数デインターリーブ部１７−３と、尤度比算出部１８−３と、受信信号ビット再配列部１９−３と、ビット雑音分散生成部２０−３と、誤り訂正復号部２１−３と、を備える。なお、受信装置１−３に対して送信信号を送信する送信装置が周波数インターリーブ処理を行わない場合には、第１周波数デインターリーブ部１５−３及び第２周波数デインターリーブ部１７−３を備える必要はない。入力処理部１２−３は、ＧＩ除去部１２１−３（１２１−３ａ及び１２１−３ｂ）と、フーリエ変換部１２２−３（１２２−３ａ及び１２２−３ｂ）と、パイロット信号抽出部１２３−３（１２３−３ａ及び１２３−３ｂ）と、を備える。

ＧＩ除去部１２１−３は、複数の受信アンテナ１１を介して受信したＯＦＤＭ信号を直交復調処理してベースバンド信号を生成する。そして、ＧＩ除去部１２１−３は、ガードインターバルを除去して有効シンボル信号を抽出し、フーリエ変換部１２２−３に出力する。

フーリエ変換部１２２−３は、複数の受信アンテナ１１から受信したＯＦＤＭ信号を離散フーリエ変換して、複数の受信アンテナに対応する周波数領域の複素ベースバンド信号を生成する。つまり、フーリエ変換部１２２−３ａは、受信アンテナ１１ａから受信したＯＦＤＭ信号を離散フーリエ変換して周波数領域の複素ベースバンド信号ｙ_ｉ１を生成し、ＭＩＭＯ検出部２３及び雑音分散算出部１６−３に出力する。フーリエ変換部１２２−３ｂは、受信アンテナ１１ｂから受信したＯＦＤＭ信号を離散フーリエ変換して周波数領域の複素ベースバンド信号ｙ_ｉ２を生成し、ＭＩＭＯ検出部２３及び雑音分散算出部１６−３に出力する。

パイロット信号抽出部１２３−３は、フーリエ変換部１２２−３により生成された複素ベースバンド信号ｙ_ｉから既知のパイロット信号（ＳＰ信号）を抽出し、伝送路応答算出部１３−３に出力する。

伝送路応答算出部１３−３は、パイロット信号抽出部１２３−３により抽出されたパイロット信号ｙ_ｉを用いて伝送路応答Ｈ_ｉを算出し、ＭＩＭＯ検出部２３に出力する。２×２ＭＩＭＯ伝送の伝送路応答Ｈ_ｉは式（２０）で表される。

ここで、伝送路応答Ｈ_ｉの各要素ｈ_ｉ１１，ｈ_ｉ１２，ｈ_ｉ２１，ｈ_ｉ２２は複素数である。ｈ_ｉ１１は送信アンテナ１０ａ（図示せず）から受信アンテナ１１ａへの伝送路の状態を表し、ｈ_ｉ１２は送信アンテナ１０ｂ（図示せず）から受信アンテナ１１ａへの伝送路の状態を表し、ｈ_ｉ２１は送信アンテナ１０ａから受信アンテナ１１ｂへの伝送路の状態を表し、ｈ_ｉ２２は送信アンテナ１０ｂから受信アンテナ１１ｂへの伝送路の状態を表す。

ＭＩＭＯ検出部２３は、ＺＦ（Zero Forcing）やＭＭＳＥ（Minimum Mean Squared Error）などの既知の手法により、フーリエ変換部１２２−３により生成された複素ベースバンド信号にウェイト行列Ｗ_ｉを乗算することにより送信信号の推定値

を生成し、第１周波数デインターリーブ部１５−３及び雑音分散算出部１６−３に出力する。

ＺＦによりＭＩＭＯ検出を行う場合、ウェイト行列Ｗ_ｉは、式（２１）により算出される。

また、ＭＭＳＥによりＭＩＭＯ検出を行う場合、ウェイト行列Ｗ_ｉは、式（２２）により算出される。ここで、Ｉは受信アンテナ数をＮｒとするとＮｒ×Ｎｒの単位行列である。また、γはＳＮ比（Signal to Noise Ratio）であり、Ｎｔは送信アンテナ数である。

第１周波数デインターリーブ部１５−３は、ＭＩＭＯ検出部２３により生成された送信信号の推定値ｘ＾_ｉ１，ｘ＾_ｉ２を１つのストリームにした後、周波数方向及び受信アンテナ間でデインターリーブ処理（送信装置の周波数方向及び送信アンテナ間のインターリーブ処理により並べ替えられたデータを元の順序に戻す処理）を行い、デインターリーブ処理されたデータを尤度比算出部１８−３に出力する。

雑音分散算出部１６−３は、キャリア雑音分散

を算出し、第２周波数デインターリーブ部１７−３に出力する。詳細については後述する。

第２周波数デインターリーブ部１７−３は、雑音分散算出部１６−３により生成されたキャリア雑音分散σ＾_ｉ１ ^２，σ＾_ｉ２ ^２を１つのストリームにした後、周波数方向及び受信アンテナ間でデインターリーブ処理を行い、尤度比算出部１８−３及びビット雑音分散生成部２０−３に出力する。

尤度比算出部１８−３は、第１周波数デインターリーブ部１５−３によりデインターリーブ処理された送信信号の推定値ｘ＾_ｉ１，ｘ＾_ｉ２について、第２周波数デインターリーブ部１７−３によりデインターリーブ処理されたキャリア雑音分散σ＾_ｉ１ ^２，σ＾_ｉ２ ^２を用いて送信信号の推定値の各ビットの尤度比λ_ｎを算出し、誤り訂正復号部２１−３に出力する。

受信信号ビット再配列部１９−３は、第１周波数デインターリーブ部１５−３によりデインターリーブ処理された送信信号の推定値ｘ＾_ｉ１，ｘ＾_ｉ２を、送信信号の変調方式に対応するようにビット配列を変更し、ビット再配列後の送信信号の推定値

を誤り訂正復号部２１−３に出力する。

ビット雑音分散生成部２０−３は、第２周波数デインターリーブ部１７−３によりデインターリーブ処理されたキャリア雑音分散σ＾_ｉ１ ^２，σ＾_ｉ２ ^２からビット単位のキャリア雑音分散

を生成して、誤り訂正復号部２１−３に出力する。

誤り訂正復号部２１−３は、尤度比算出部１８−３により生成された尤度比λ_ｎ、受信信号ビット再配列部１９−３によりビット再配列された送信信号の推定値ｘ＾_ｉ１’，ｘ＾_ｉ２’、及びビット雑音分散生成部２０−３により生成されたビット単位のキャリア雑音分散σ＾_ｉ１ ^２，σ＾_ｉ２ ^２を用いて、送信されたビットの推定値である推定語ｃを復号する。

［雑音分散算出部］
次に、雑音分散算出部１６−３について詳細に説明する。図７は、雑音分散算出部１６−３の構成例を示すブロック図である。図７に示すように、雑音分散算出部１６−３は、帯域雑音分散算出部１６１−３ａ，１６１−３ｂと、キャリア雑音分散算出部１６２−３ａ，１６２−３ｂと、を備える。

帯域雑音分散算出部１６１−３ａは、受信したＯＦＤＭ信号の帯域雑音分散（ＯＦＤＭ信号の帯域全体における平均雑音分散）

を算出し、キャリア雑音分散算出部１６２−３ａに出力する。同様に、帯域雑音分散算出部１６１−３ｂは、受信したＯＦＤＭ信号の帯域雑音分散

を算出し、キャリア雑音分散算出部１６２−３ｂに出力する。

キャリア雑音分散算出部１６２−３ａは、帯域雑音分散算出部１６１−３ａにより算出された帯域雑音分散σ−_１ ^２に対して、ウェイト行列Ｗ_ｉから導出される重み係数Ｃ_ｉを乗じ、キャリア雑音分散

を算出する。キャリア雑音分散σ＾_ｉ1 ^２は、ＭＩＭＯ検出部２３において複素ベースバンド信号ｙ_ｉに乗算される要素、つまりウェイト行列Ｗ_ｉの要素の値が大きいほど大きくなるように算出される。

具体的には、キャリア雑音分散算出部１６２−３ａは、帯域雑音分散算出部１６１−３ａにより算出された帯域雑音分散σ−_１ ^２に対して、式（２４）に示すようにキャリアごとに重み係数Ｃ_ｉ１を乗じ、キャリア雑音分散σ＾_ｉ１ ^２を算出する。ウェイト行列は式（２３）で表されるが、ＭＩＭＯ検出をＺＦにより行う場合には上述した式（２１）により算出され、ＭＩＭＯ検出をＭＭＳＥにより行う場合には上述した式（２２）により算出される。重み係数Ｃ_ｉ１は式（２５）に示すα_ｉと式（２６）に示すα−との比で求まる。ここで、Ｅ［・］は相加平均を表す。α_ｉの逆数はキャリアの信頼度を表すため、信頼度が大きいキャリアほどキャリア雑音分散が小さくなる。

同様に第２キャリア雑音分散算出部１６２−３ｂは、帯域雑音分散算出部１６１−３ｂにより算出された帯域雑音分散σ−_２ ^２に対して、式（２７）に示すようにキャリアごとに重み係数Ｃ_ｉ２を乗じ、キャリア雑音分散

を算出する。重み係数Ｃ_ｉ２は式（２８）に示すβ_ｉと式（２９）に示すβ−との比で求まる。

図８は、誤り訂正復号部２１−３の構成例を示すブロック図である。誤り訂正復号部２１−３は、実施例１の誤り訂正復号部２１と比較して、受信信号ビット再配列部１９−３から送信信号の推定値ｘ＾_ｉ１’，ｘ＾_ｉ２’が尤度比最適化部２１５−３に入力され、ビット雑音分散生成部２０−３からビット単位のキャリア雑音分散σ＾_ｉｋ１ ^２，σ＾_ｉｋ２ ^２が尤度比最適化部２１５−３に入力される点が相違する。尤度比最適化部２１５−３は、尤度比最適化部２１５と同様に更新対数尤度比λ_ｎ’を算出する。すなわち、上述した式（１７）（１８）（１９）において、ｘ＾_ｉ’の代わりにｘ＾_ｉ１’又はｘ＾_ｉ２’を用い、σ＾_ｉｋ ^２の代わりにσ＾_ｉｋ１ ^２，σ＾_ｉｋ２ ^２を用いて、更新対数尤度比λ_ｎ’を算出する。

上述したように、実施例３の受信装置１−３は、入力処理部１２−３により、受信したＯＦＤＭ信号をフーリエ変換して複素ベースバンド信号ｙ_ｉ１，ｙ_ｉ２を生成し、伝送路応答算出部１３−３により、複素ベースバンド信号ｙ_ｉ１，ｙ_ｉ２に含まれる既知のパイロット信号をもとに各キャリアの伝送路応答Ｈ_ｉを算出し、ＭＩＭＯ検出部２３により、複素ベースバンド信号ｙ_ｉ１，ｙ_ｉ２にウェイト行列Ｗ_ｉを乗じて送信信号の推定値ｘ＾_ｉ１，ｘ＾_ｉ２を生成する。そして、雑音分散算出部１６−３により、受信したＯＦＤＭ信号の帯域雑音分散σ−_１ ^２，σ−_２ ^２を算出し、該帯域雑音分散に対してキャリアごとに重み係数Ｃを乗じてキャリア雑音分散σ＾_ｉ1 ^２，σ＾_ｉ２ ^２を算出し、尤度比算出部１８−３により、キャリア雑音分散σ＾_ｉ１ ^２，σ＾_ｉ２ ^２及び送信信号の推定値ｘ＾_ｉ１，ｘ＾_ｉ２を用いて、送信された各ビットの尤度比λ_ｎを算出する。そして、受信信号ビット再配列部１９−３により、送信信号の推定値ｘ＾_ｉ１，ｘ＾_ｉ２を、送信信号の変調方式に対応するようにビット配列を変更し、ビット雑音分散生成部２０−３により、キャリア雑音分散σ＾_ｉ１ ^２，σ＾_ｉ２ ^２からビット単位のキャリア雑音分散σ＾_ｉｋ１ ^２，σ＾_ｉｋ２ ^２を生成し、誤り訂正復号部２１−３により、尤度比算出部１８−３により算出された尤度比λ_ｎ、受信信号ビット再配列部１９−３により生成されたビット再配列後の送信信号の推定値ｘ＾_ｉ１’，ｘ＾_ｉ２’、及びビット雑音分散生成部２０−３により生成されたビット単位のキャリア雑音分散σ＾_ｉｋ１ ^２，σ＾_ｉｋ２ ^２を用いて、送信されたビットの推定値である推定語ｃを算出する。このように、ＭＩＭＯシステムにおける受信装置１−３は、ビット単位のキャリア雑音分散σ＾_ｉｋ１ ^２，σ＾_ｉｋ２ ^２を用いるため、より正確な尤度比を求めることができ、誤り訂正能力を向上させることができるようになる。

雑音分散算出部１６−３は、帯域雑音分散σ−_１ ^２，σ−_２ ^２に対してキャリアごとに重み係数Ｃを乗じ、ウェイト行列Ｗ_ｉの要素の値が大きいほど大きくなるようにキャリア雑音分散σ＾_ｉ１ ^２，σ＾_ｉ２ ^２を算出するのが好適である。これにより、信頼度が大きいキャリアほどキャリア雑音分散を小さくすることができ、キャリア雑音分散σ＾_ｉ１ ^２，σ＾_ｉ２ ^２を適切に求めることができる。

誤り訂正復号部２１−３は、尤度比λ_ｎを用いて繰り返し演算することにより推定語ｃを算出する軟判定復号部２１０と、受信信号ビット再配列部１９−３により生成されたビット再配列後の送信信号の推定値ｘ＾_ｉ１’，ｘ＾_ｉ２’、及びビット雑音分散生成部２０−３により生成されたビット単位のキャリア雑音分散σ＾_ｉｋ１ ^２，σ＾_ｉｋ２ ^２を用いて、軟判定復号部２１０により算出された推定語ｃの更新尤度比λ_ｎ’を算出する尤度比最適化部２１５−３と、を備える構成とすることができる。軟判定復号部２１０は、尤度比の初期値として尤度比算出部１８−３により算出された尤度比λ_ｎを用い、繰り返し演算をする際にはその都度、尤度比最適化部２１５−３により算出された尤度比λ_ｎ’を用いて推定語ｃを算出する。これにより、推定語ｃの精度を向上させることができるとともに、復号アルゴリズムの収束速度を速め、繰り返し演算の回数を減らすことができる。

次に、ＭＩＭＯシステムにおいて、送信装置がビットインターリーブ処理を行う場合の受信装置について説明する。図９は、本発明の実施例４に係る受信装置の構成例を示すブロック図である。図４に示すように、受信装置１−４は、受信アンテナ１１と、入力処理部１２−３と、伝送路応答算出部１３−３と、ＭＩＭＯ検出部２３と、第１周波数デインターリーブ部１５−３と、雑音分散算出部１６−３と、第２周波数デインターリーブ部１７−３と、尤度比算出部１８−３と、受信信号ビット再配列部１９−３と、ビット雑音分散生成部２０−３と、ビットデインターリーブ部２２と、誤り訂正復号部２１−４と、を備える。図９に示す受信装置１−４は、実施例３の図６に示した受信装置１−３と比較して、ビットデインターリーブ部２２を更に備え、それに伴い、誤り訂正復号部の処理内容が相違する。その他の構成については実施例３と同様であるため、説明を省略する。

ビットデインターリーブ部２２は、尤度比算出部１８−３により算出された尤度比λ_ｎについてデインターリーブ処理し、送信装置側のインターリーブ処理により並べ替えられたデータを、元の順序に戻す。

誤り訂正復号部２１−４は、ビットデインターリーブ部２２によりデインターリーブ処理された尤度比λ_ｎを用いて、送信されたビットの推定値ｃを算出する。誤り訂正復号部２１−４は、構成図は省略するが、実施例２で説明したように、再ビットインターリーブ部２１６と、再ビットデインターリーブ部２１７と、を備える。

実施例２で説明したように、再ビットインターリーブ部２１６は、パリティチェック部２１４から入力された推定語ｃに対して、送信装置側と同じビット単位のインターリーブ処理を行い、尤度比最適化部２１５に出力する。再ビットデインターリーブ部２１７は、尤度比最適化部２１５から入力された更新対数尤度比λ_ｎ’を再度ビット単位でデインターリーブ処理し、行処理部２１１に出力する。

上述したように、実施例４の受信装置１−４は、受信装置１−３に対して、更に尤度比算出部１８−３により算出された尤度比λ_ｎをビット単位でデインターリーブ処理するビットデインターリーブ部２２を備える。この場合、誤り訂正復号部２１−４は、ビットデインターリーブ部２２によりデインターリーブ処理された尤度比λ_ｎ、受信信号ビット再配列部１９−３により生成されたビット再配列後の送信信号の推定値ｘ＾_ｉ１’，ｘ＾_ｉ２’、及びビット雑音分散生成部２０−３により生成されたビット単位のキャリア雑音分散σ＾_ｉｋ１ ^２，σ＾_ｉｋ２ ^２を用いて、推定語ｃを算出することになる。そのため、誤り訂正復号部２１−４は、再ビットインターリーブ部２１６により、軟判定復号部２１０により算出された推定語ｃをビット単位でインターリーブ処理し、再ビットデインターリーブ部２１７により、尤度比最適化部２１５により算出された尤度比をビット単位でデインターリーブ処理する。尤度比最適化部２１５は、再ビットインターリーブ２１６部によりインターリーブ部処理された推定語の尤度比を算出し、軟判定復号部２１０は、尤度比の初期値として尤度比算出部１８−３により算出された尤度比を用い、繰り返し演算をする際にはその都度、再ビットデインターリーブ部２１７によりデインターリーブ処理された尤度比を用いて推定語ｃを算出する。これにより、ＭＩＭＯシステムにおいて、送信装置側でＯＦＤＭ信号がビット単位でインターリーブ処理されている場合であっても、推定語ｃを正しく算出することができる。

図１０は、受信アンテナ間１１ａ及び１１ｂの間で６ｄＢのレベル差がついているＭＩＭＯ伝送路において、従来の受信装置と、本発明に係る受信装置のビット誤り率（ＢＥＲ）特性のシミュレーション結果を示すグラフである。図１１は、遅延量が１．２［ｕｓ］、ＤＵ比（Desired to Undesired signal ratio）が６ｄＢ、受信アンテナ間１１ａ及び１１ｂの間で（水平偏波と垂直偏波の）位相差が１８０°の１波マルチパスが存在するＭＩＭＯ伝送路において、従来の受信装置と、本発明に係る受信装置のＢＥＲ特性のシミュレーション結果を示すグラフである。

菱形印でプロットされた線は従来の受信装置のＢＥＲ特性を示し、四角印でプロットされた線は受信装置１−３又は１−４のＢＥＲ特性を示す。ここで、従来の受信装置とは、尤度比算出部が一定値の雑音分散を用いて尤度比を算出し、誤り訂正部が軟判定復号部２１０のみからなり、尤度比の更新を行わない受信装置のことをいう。シミュレーション条件は、変調方式を１０２４ＱＡＭ、符号化率を３／４、ＧＩ比を１／８、sum-product復号法による繰り返し演算回数を２０回とし、その他のパラメータはＩＳＤＢ−Ｔのモード３に準拠している。ＢＥＲが１×１０^−７の点におけるＣＮ比（Carrier to Noise Ratio）を所要ＣＮとして読み取ると、図１０，１１に示すいずれのシミュレーション結果においても、所要ＣＮが０．３５〜０．４ｄＢ程度改善していることが分かる。

なお、上述した受信装置１，１−２，１−３，１−４として機能させるためにコンピュータを好適に用いることができ、そのようなコンピュータは、受信装置１，１−２，１−３，１−４の各機能を実現する処理内容を記述したプログラムを、当該コンピュータの記憶部に格納しておき、当該コンピュータのＣＰＵによってこのプログラムを読み出して実行させることで実現することができる。

上述の実施形態は、代表的な例として説明したが、本発明の趣旨及び範囲内で、多くの変更及び置換ができることは当業者に明らかである。したがって、本発明は、上述の実施形態によって制限するものと解するべきではなく、特許請求の範囲から逸脱することなく、種々の変形や変更が可能である。例えば、尤度比算出部１８，１８−３は、上述した実施例では対数尤度比を算出しているが、尤度比を算出するようにしてもよい。

このように、本発明は、ＯＦＤＭ信号を受信する任意の用途に有用である。

１，１−２，１−３，１−４ 受信装置
１１，１１ａ，１１ｂ 受信アンテナ
１２，１２−３ａ，１２−３ｂ 入力処理部
１３，１３−３ 伝送路応答算出部
１４ 等化部
１５，１５−３ 第１周波数デインターリーブ部
１６，１６−３ 雑音分散算出部
１７，１７−３ 第２周波数デインターリーブ部
１８，１８−３ 尤度比算出部
１９，１９−３ 受信信号ビット再配列部
２０，２０−３ ビット雑音分散生成部
２１，２１−２，２１−３，２１−４ 誤り訂正復号部
２３ ＭＩＭＯ検出部
１２１，１２１−３ａ，１２１−３ｂ ＧＩ除去部
１２２，１２２−３ａ，１２２−３ｂ フーリエ変換部
１２３，１２３−３ａ，１２３−３ｂ パイロット信号抽出部
１６１，１６１−３ａ，１６１−３ｂ 帯域雑音分散算出部
１６２，１６２−３ａ，１６２−３ｂ キャリア雑音分散算出部
２１０ 軟判定復号部
２１１ 行処理部
２１２ 列処理部
２１３ 推定語算出部
２１４ パリティチェック部
２１５，２１５−３ 尤度比最適化部
２１６ 再ビットインターリーブ部
２１７ 再ビットデインターリーブ部

Claims (9)

1. ＳＩＳＯシステムにおいて、ＬＤＰＣ符号により符号化されたＯＦＤＭ信号を受信する受信装置であって、
   受信したＯＦＤＭ信号をフーリエ変換して複素ベースバンド信号を生成する入力処理部と、
   前記複素ベースバンド信号に含まれる既知のパイロット信号をもとに各キャリアの伝送路応答を算出する伝送路応答算出部と、
   前記複素ベースバンド信号を前記伝送路応答で除算して送信信号の推定値を生成する等化部と、
   受信したＯＦＤＭ信号の帯域雑音分散を算出し、該帯域雑音分散に対してキャリアごとに重み係数を乗じ、各キャリアの雑音分散であるキャリア雑音分散を算出する雑音分散算出部と、
   前記キャリア雑音分散及び前記送信信号の推定値を用いて、送信された各ビットの尤度比を算出する尤度比算出部と、
   前記送信信号の推定値を、送信信号の変調方式に対応するようにビット配列を変更する受信信号ビット再配列部と、
   前記キャリア雑音分散からビット単位の雑音分散を生成するビット雑音分散生成部と、
   前記尤度比算出部により算出された尤度比、前記受信信号ビット再配列部により生成されたビット再配列後の送信信号の推定値、及び前記ビット雑音分散生成部により生成されたビット単位の雑音分散を用いて繰り返し演算することにより、送信されたビットの推定値である推定語を算出する誤り訂正復号部と、
   を備えることを特徴とする受信装置。
2. 前記雑音分散算出部は、前記帯域雑音分散に対してキャリアごとに重み係数を乗じ、前記伝送路応答の振幅が大きいキャリアほど小さくなるように前記キャリア雑音分散を算出することを特徴とする、請求項１に記載の受信装置。
3. 前記誤り訂正復号部は、尤度比を用いて繰り返し演算することにより推定語を算出する軟判定復号部と、
   前記受信信号ビット再配列部により生成されたビット再配列後の送信信号の推定値、及び前記ビット雑音分散生成部により生成されたビット単位の雑音分散を用いて、前記軟判定復号部により算出された推定語の尤度比を算出する尤度比最適化部と、
   を備え、
   前記軟判定復号部は、尤度比の初期値として前記尤度比算出部により算出された尤度比を用い、繰り返し演算をする際にはその都度、前記尤度比最適化部により算出された尤度比を用いて前記推定語を算出することを特徴とする、請求項１又は２に記載の受信装置。
4. 前記尤度比算出部により算出された尤度比をビット単位でデインターリーブ処理するビットデインターリーブ部を更に備え、
   前記誤り訂正復号部は、前記軟判定復号部により算出された推定語をビット単位でインターリーブ処理する再ビットインターリーブ部と、前記尤度比最適化部により算出された尤度比をビット単位でデインターリーブ処理する再ビットデインターリーブ部と、を更に備え、
   前記ＯＦＤＭ信号がビット単位でインターリーブ処理されている場合には、前記尤度比最適化部は、前記再ビットインターリーブ部によりインターリーブ部処理された推定語の尤度比を算出し、前記軟判定復号部は、前記ＯＦＤＭ信号がビット単位でインターリーブ処理されている場合には、尤度比の初期値として前記尤度比算出部により算出された尤度比を用い、繰り返し演算をする際にはその都度、前記再ビットデインターリーブ部によりデインターリーブ処理された尤度比を用いて前記推定語を算出することを特徴とする、請求項３に記載の受信装置。
5. ＭＩＭＯシステムにおいて、ＬＤＰＣ符号により符号化されたＯＦＤＭ信号を受信する受信装置であって、
   複数の受信アンテナから受信したＯＦＤＭ信号をフーリエ変換して、複数の受信アンテナに対応する複数の複素ベースバンド信号を生成する入力処理部と、
   前記複素ベースバンド信号に含まれる既知のパイロット信号をもとに各キャリアの伝送路応答を算出する伝送路応答算出部と、
   前記複素ベースバンド信号にウェイト行列を乗算することにより送信信号の推定値を生成するＭＩＭＯ検出部と、
   受信したＯＦＤＭ信号の帯域雑音分散を算出し、該帯域雑音分散に対してキャリアごとに重み係数を乗じ、各キャリアの雑音分散であるキャリア雑音分散を算出する雑音分散算出部と、
   前記キャリア雑音分散及び前記送信信号の推定値を用いて、送信された各ビットの尤度比を算出する尤度比算出部と、
   前記送信信号の推定値を、送信信号の変調方式に対応するようにビット配列を変更する受信信号ビット再配列部と、
   前記キャリア雑音分散からビット単位の雑音分散を生成するビット雑音分散生成部と、
   前記尤度比算出部により算出された尤度比、前記受信信号ビット再配列部により生成されたビット再配列後の送信信号の推定値、及び前記ビット雑音分散生成部により生成されたビット単位の雑音分散を用いて繰り返し演算することにより、送信されたビットの推定値を復号する誤り訂正復号部と、
   を備えることを特徴とする受信装置。
6. 前記雑音分散算出部は、前記帯域雑音分散に対してキャリアごとに重み係数を乗じ、前記ウェイト行列の要素の値が大きいほど大きくなるように前記各キャリアの雑音分散を算出することを特徴とする、請求項５に記載の受信装置。
7. 前記誤り訂正復号部は、尤度比を用いて繰り返し演算することにより推定語を算出する軟判定復号部と、
   前記受信信号ビット再配列部により生成されたビット再配列後の送信信号の推定値、及び前記ビット雑音分散生成部により生成されたビット単位の雑音分散を用いて、前記軟判定復号部により算出された推定語の尤度比を算出する尤度比最適化部と、
   を備え、
   前記軟判定復号部は、尤度比の初期値として前記尤度比算出部により算出された尤度比を用い、繰り返し演算をする際にはその都度、前記尤度比最適化部により算出された尤度比を用いて前記推定語を算出することを特徴とする、請求項５又は６に記載の受信装置。
8. 前記尤度比算出部により算出された尤度比をビット単位でデインターリーブ処理するビットデインターリーブ部を更に備え、
   前記誤り訂正復号部は、前記軟判定復号部により算出された推定語をビット単位でインターリーブ処理する再ビットインターリーブ部と、前記尤度比最適化部により算出された尤度比をビット単位でデインターリーブ処理する再ビットデインターリーブ部と、を更に備え、
   前記ＯＦＤＭ信号がビット単位でインターリーブ処理されている場合には、前記尤度比最適化部は、前記再ビットインターリーブ部によりインターリーブ部処理された推定語の尤度比を算出し、前記軟判定復号部は、前記ＯＦＤＭ信号がビット単位でインターリーブ処理されている場合には、尤度比の初期値として前記尤度比算出部により算出された尤度比を用い、繰り返し演算をする際にはその都度、前記再ビットデインターリーブ部によりデインターリーブ処理された尤度比を用いて前記推定語を算出することを特徴とする、請求項７に記載の受信装置。
9. コンピュータを、請求項１から８のいずれか一項に記載の受信装置として機能させるためのプログラム。

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