KR101040605B1 - 공간 변조 방법과 장치, 그리고 공간 변조된 신호의 복조 방법과 장치 - Google Patents

공간 변조 방법과 장치, 그리고 공간 변조된 신호의 복조 방법과 장치 Download PDF

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Abstract

본 발명은 다중 안테나 시스템에서의 공간 변조 방법과 장치, 그리고 공간 변조된 신호의 복조 방법과 장치를 개시한다. 본 발명의 공간 변조된 신호의 복조 방법은 수신 신호와 반복 복호를 통한 이전 단계 신호의 안테나 비트에 대한 LLR 을 이용하여 상기 수신 신호의 안테나 비트에 대한 LLR을 계산하는 단계; 상기 반복 복호를 통한 이전 단계 신호의 안테나 비트에 대한 LLR을 이용하여 안테나 인덱스를 결정하는 단계; 안테나 인덱스를 이용하여 데이터 비트에 대한 LLR을 계산하는 단계; 및 안테나 비트에 대한 LLR과 데이터 비트에 대한 LLR을 이용하여 수신 신호를 복원하는 단계를 포함한다. 본 발명에 따르면, 실제로 직교성이 보장되지 않는 채널 환경을 고려하여 안테나 비트 복원시 이전의 LLR값을 이용하는 반복 복호 방식을 도입함으로써, 수신 성능을 개선시킬 수 있다.
Figure R1020090017276
다중 안테나 시스템, 공간 변조

Description

공간 변조 방법과 장치, 그리고 공간 변조된 신호의 복조 방법과 장치{Spatial modulation method and apparatus in multiple antenna system, and demodulation method and apparatus of spatial-modulated signal}
본 발명은 공간 변조 방법과 장치, 공간 변조된 신호의 복조 방법과 장치에 관한 것이다. 본 발명은 다중 안테나를 사용하는 OFDM 시스템을 위한 개선된 공간 변조 방법, 특히 반복 복호 기법을 이용한 공간 변조 및 복조 방법에 관한 것이다.
다중 입출력 시스템은 SISO 무선 시스템에 비하여 용량측면에서 효율성과 품질이 우수하다. 다중 입출력 시스템은 송신 및 수신 안테나의 공간적 배치에 따라 수신 품질이 크게 좌우되고, 채널간 간섭과 다중 경로에 따른 신호 왜곡의 문제가 발생하였다.
신호 왜곡을 개선하기 위한 종래의 알고리즘으로는 BLAST(Bell Labs Layered Space-Time Architecture)가 있다. 가장 대표적인 BLAST으로는 V-BLAST이 있는데, 이 경우 스팩트럼 효율이 높아질수록 왜곡이 심해지는 문제가 있었다.
도 1은 종래의 공간 변조 시스템을 나타내는 구성도이다. 도 1에 도시된 공간 변조 시스템(1)은 송신측 구성으로서 공간 변조부(10), OFDM 변조부(22), 송신 안테나(24)를 포함하며, 수신측 구성으로서 수신 안테나(32), OFDM복원부(34), MMRC(40) 및 공간 복원부(50)를 포함한다. 공간 변조부(10)는
Figure 112009012524490-pat00001
바이너리 행렬 형태의 Q(k)를 입력 받는다. 여기에서,
Figure 112009012524490-pat00002
은 서브 채널별 심볼당 전체 비트수이고, n은 OFDM 서브 채널의 전체 개수이다. 공간 변조부(10)는 공간 변조 맵핑 테이블을 이용하여 입력된 행렬을 다른 행렬 X(k)에 맵핑시킨다. 여기에서 X(k)는 Nt × n 이고, Nt는 전송 안테나의 개수이다. 공간 변조 맵핑 테이블은 Q(k)에 있는 각각의 컬럼들을 바이너리 위상 편이 키잉(BPSK) 성상 지점과 네 개의 안테나 셋으로부터 단일의 전송 안테나 번호에 매핑시킨다. OFDM변조부(22)는 매핑된 신호에 대한 OFDM 변조를 수행한다.
도 1과 같은 공간 변조 시스템은 안테나 인덱스 신호에 따라 한 부반송파 입장에서 다수의 송신안테나 중 하나의 송신 안테나를 선택하여 데이터 신호를 전송하는 시스템이다. 수신기에서 선택된 안테나에 대한 정보가 완벽하게 검출될 경우, SIMO 시스템에서 신호를 보내는 상황과 동일하게 되므로, 수신안테나 수의 다이버시티 이득을 얻을 수 있다. 또한, 채널이 공간 상관도를 겪더라도 송수신 과정은 SIMO 시스템과 유사하기 때문에, 송신기에서 발생하는 상관도 문제를 피할 수 있다. 그러나, 이상적으로 고려되는 채널 환경과 달리, 실제로는 채널 행렬의 직교성이 보장되지 않는다. 채널 행렬의 직교성이 보장되지 않으면, 안테나 인덱스 정보에 대한 검출성능이 현저히 떨어지고, 데이터 신호의 검출이 부정확해지는 문제가 있다. 또한, 기존의 공간 변조 시스템은 채널 부호화를 적용하는데 있어, 경판 정(hard decision) 방식만을 취하고 있으며, 그 성능에 한계가 있다.
상술한 종래 기술의 한계를 고려하여, 본 발명은 터보 부호화나 LDPC 부호화를 사용하는 실제의 다중 안테나 시스템에 적합하도록, 입력 데이터를 안테나 비트와 데이터 비트로 분할하고, 각각 분할된 비트에 대하여 독립적인 부호화를 수행하는 공간 변조 방법 및 장치를 제공하는 것을 목적으로 한다. 또한, 본 발명은 소프트 디맵퍼와 반복 복호를 통해 수신 성능을 향상시킬 수 있는 공간 변조 신호의 복조 방법 및 장치를 제공하는 것을 목적으로 한다.
상술한 본 발명의 과제를 달성하기 위하여, 본 발명의 다중 안테나 시스템에서의 공간 변조 방법은 송신하고자 하는 입력 데이터를 안테나 비트와 데이터 비트로 분할하는 단계; 상기 안테나 비트를 채널 인코딩하여 제1 부호 심볼들을 생성하고, 상기 제1 부호 심볼을 인터리빙시키는 단계; 상기 데이터 비트를 채널 인코딩하여 제2 부호 심볼을 생성하고, 상기 제2 부호 심볼을 인터리빙시키는 단계; 상기 인터리빙된 제2 부호 심볼을 심볼 맵핑하고, 상기 심볼 맵핑에 따른 복소 신호를 생성하는 단계; 및 상기 인터리빙된 제1 부호 심볼에 따라 특정된 안테나 측으로 상기 복소 신호를 전달하는 단계를 포함한다.
상술한 본 발명의 또 다른 과제를 달성하기 위하여, 본 발명의 공간 변조된 신호의 복조 방법은, 수신 안테나를 통해 수신되어 푸리에 변환된 수신 신호와 반복 복호를 통한 이전 단계 신호의 안테나 비트에 대한 LLR(log likelihood ratio) 을 이용하여 상기 수신 신호의 안테나 비트에 대한 LLR을 계산하는 단계; 상기 반복 복호를 통한 이전 단계 신호의 안테나 비트에 대한 LLR을 이용하여 상기 수신 신호의 안테나 인덱스를 결정하는 단계; 상기 결정된 안테나 인덱스를 이용하여 상기 수신 신호의 데이터 비트에 대한 LLR을 계산하는 단계; 및 상기 안테나 비트에 대한 LLR과 상기 데이터 비트에 대한 LLR을 이용하여 상기 수신 신호를 복원하는 단계를 포함한다.
상술한 본 발명의 또 다른 과제를 달성하기 위하여, 본 발명의 다중 안테나 시스템에서의 공간 변조 장치는 송신하고자 하는 입력 데이터를 안테나 비트와 데이터 비트로 분할하는 분할부; 상기 안테나 비트를 채널 인코딩하여 제1 부호 심볼을 생성하는 제1 채널 인코딩부; 상기 채널 인코딩된 제1 부호 심볼을 인터리빙시키는 제1 인터리빙부; 상기 데이터 비트를 채널 인코딩하여 제2 부호 심볼을 생성하는 제2 채널 인코딩부; 상기 채널 인코딩된 제2 부호 심볼을 인터리빙시키는 제2 인터리빙부; 상기 인터리빙된 데이터 비트를 심볼 맵핑하고, 상기 심볼 맵핑에 따른 복소 신호를 생성하는 심볼 맵핑부; 상기 인터리빙된 제1 부호 심볼에 따라 특정된 안테나 측으로 상기 복소 신호를 전달하는 개폐부를 포함한다.
상술한 본 발명의 또 다른 과제를 달성하기 위하여, 본 발명의 공간 변조된 신호의 복원 장치는 수신 안테나를 통해 수신되어 푸리에 변환된 수신 신호와 반복 복호를 통한 이전 단계 신호의 안테나 비트에 대한 LLR(log likelihood ratio)을 이용하여 상기 수신 신호의 안테나 비트에 대한 LLR을 계산하는 제1 소프트 디맵퍼; 상기 반복 복호를 통한 이전 단계 신호의 안테나 비트에 대한 LLR을 이용하여 상기 수신 신호의 안테나 인덱스를 결정하는 안테나 인덱스 결정부; 상기 결정된 안테나 인덱스를 이용하여 상기 수신 신호의 데이터 비트에 대한 LLR을 계산하는 제2 소프트 디맵퍼; 상기 수신 신호의 안테나 비트에 대한 LLR를 이용하여 안테나 비트를 복원하는 안테나 비트 복원부; 및 상기 수신 신호의 데이터 비트에 대한 LLR을 이용하여 데이터 비트를 복원하는 데이터 비트 복원부를 포함한다.
본 발명에 따르면, 실제로 직교성이 보장되지 않는 채널 환경을 고려하여 안테나 비트 복원시 이전의 LLR값을 이용하는 반복 복호 방식을 도입함으로써, SNR 이 높은 경우 발생하는 BER의 열화를 억제하는 효과가 있다. 또한, 소프트 디맵퍼를 도입함으로써 기존의 경판정(hard decision) 방식에 비하여 수신 품질을 향상시키는 효과가 있다. 또한, 본 발명에 따르면 다수의 송신 안테나 중에서 선택되는 하나의 송신 안테나를 통해 데이터 신호를 전송하므로, SIMO 시스템과 같이 수신 안테나 수의 다이버시티 이득을 얻을 수 있다.
이하에서는 첨부된 도면과 실시예를 참고하여 본 발명의 다중 안테나 시스템의 공간 변조 방법과 장치, 공간 변조된 신호의 복조 방법과 장치에 대하여 상세히 설명한다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 공간 변조 장치를 포함하는 부호화 시스템을 나타내는 블록도이다. 도 2에 도시된 부호화 시스템(100)은 분할부(110), 제1 채널 인코딩부(122), 제1 인터리빙부(124), 제2 채널 인코딩부(132), 제2 인터리빙 부(134), 심볼 맵핑부(136), 개폐부(140) 및 송출부(150)를 포함하여 구성된다.
상기 부호화 시스템에서 공간 신호 부호화 장치는 분할부, 제1 채널 인코딩부, 제1 인터리빙부, 제2 채널 인코딩부, 제2 인터리빙부, 심볼 맵핑부를 포함한다. 기존의 공간 변조 방식과 달리 안테나 인덱스 신호에 대한 검출 성능을 개선하기 위해 안테나 인덱스 신호와 데이터 신호에 채널 부호화가 별개로 적용되도록 구성된다.
분할부(110)는 송신하고자 하는 입력 데이터를 안테나 비트와 데이터 비트로 분할하고, 분할된 안테나 비트와 데이터 비트를 제1 채널 인코딩부와 제2 채널 인코딩부 측으로 전달한다.
제1 채널 인코딩부(122)는 안테나 비트를 입력 받아 채널 인코딩을 통해 제1 부호 심볼을 생성한다. 제1 채널 인코딩부는 전송할 안테나 비트를 미리 주어진 부호율로 부호화하여, 안테나 비트에 대한 제1 부호 심볼을 출력한다. 제1 채널 인코딩부는 예를 들어, 길쌈 부호기(convolutional encoder), 터보 부호기(turbo encoder), LDPC(low density parity check) 등이 있다.
제1 인터리빙부(124)는 제1 채널 인코딩부에서 부호화된 제1 부호 심볼들을 미리 결정된 규칙에 따라 인터리빙시킨다. 특히 심볼들이 연집 에러에 강하도록 미리 결정된 규칙에 따라 인터리빙하는 것이 바람직하다.
제2 채널 인코딩부(132)는 데이터 비트를 입력 받고, 미리 주어진 부호율로 부화하여 데이터 비트에 대한 제2 부호 심볼들을 출력한다. 제2 인터리빙부(134)는 제2 채널 인코딩부에서 부호화된 심볼들을 미리 결정된 규칙에 따라 비트 인터리빙 시킨다.
심볼 맵핑부(136)는 비트 인터리빙된 심볼들에 대한 심볼 맵핑을 수행한다. 즉, 심볼 맵핑부는 심볼들을 미리 결정된 사상 방식에 따른 성상도(constellation) 상에 맵핑을 통해 매핑된 또는 변조된 복소 신호를 출력한다. 변조 방식은 예를 들어, 1개의 비트를 하나의 복소 신호에 맵핑하는 BPSK(Binary Phase Shift Keying), 2개의 비트를 하나의 복소 신호에 맵핑하는 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying), 3개의 비트를 하나의 복소 신호에 맵핑하는 8PSK(Phase Shift Keying), 4개의 비트를 하나의 복소 신호에 맵핑하는 16QAM(Quadrature Amplitude Modulation) 등이 있다.
개폐부(140)는 심볼 맵핑부(136)로 부터의 복소 신호들을 인터리빙된 제1 부호 심볼에 따라 특정된 안테나 측으로 전달한다. 예를 들어, OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiple) 방식에 따라 신호 변조를 수행할 경우, 개폐부로 부터 전달되는 비트열은 각각 OFDM 변조 과정을 거친 후 안테나를 통해 외부로 송출된다.
송신부(150)는 M개의 IFFT처리부(152), CP삽입부(154)와 송신 안테나(156)를 포함한다. IFFT처리부(152)는 개폐부(140)로부터 전달된 신호들에 대한 고속 푸리에 역변환을 수행한다. CP삽입부(154)는 역 고속 푸리에 역변환된 신호들에 CP(cyclic prefix)를 삽입한다. 안테나(156)는 CP가 삽입된 데이터 심볼들을 외부로 송출한다. 예를 들어, M개의 송신 안테나에 대해 k번째 부반송파로 송신되는 다 중 입력 신호 x k 는 다음과 같이 표현된다.
[수학식1]
Figure 112009012524490-pat00003
여기서, m 은 안테나 인덱스 신호에 의해 선택된 송신안테나 번호(십진수 표현)이고, Sk는 심볼 맵핑부에서 출력된 복소 신호이며 0l는
Figure 112009012524490-pat00004
의 영벡터(zero vector)를 나타낸다. 즉 M 개의 송신 안테나 중 하나의 안테나만을 통해 신호가 전송된다.
도 3는 본 발명의 일 실시예에 따른 공간 변조된 신호의 복조 장치를 포함하는 복호화 시스템(200)을 나타내는 블록도이다. 도 2에 도시된 복호화 시스템(200)은 수신부(210), 개폐부(220), 제1 소프트 디맵퍼(230), 제2 소프트 디맵퍼(240), 제1 복원부(250), 제2 복원부(260), 인터리빙부(270), 안테나 인덱스 결정부(280) 및 병렬/직렬 처리부(290)를 포함한다. 여기에서, 공간 변조된 신호의 복조 장치는 제1 소프트 디맵퍼, 제2 소프트 디맵퍼, 제1 복원부, 제2 복원부, 인터리빙부, 안테나 인덱스 결정부, 병렬/직렬 처리부를 포함한다.
수신부(210)는 송신부(150)로 부터 송출된 신호를 수신하고, 수신 신호에 대한 OFDM복조를 수행한 후 개폐부에 전달한다. 수신부(210)는 수신 안테나(212), CP 제거부(214) 및 FFT 처리부(216)를 포함한다. 수신 안테나(212)는 공간 채널을 통해 신호를 수신한다. CP제거부(214)는 수신 신호에서 CP를 제거하고, FFT처리 부(216)는 CP가 제거된 수신 신호에 대한 고속 푸리에 변환을 수행한다.
고속 푸리에 변환을 통해 주파수 영역으로 변환된 수신 신호는 다음과 같이 표현된다.
[수학식2]
Figure 112009012524490-pat00005
여기에서, y는 수신된 수신 신호를 나타내는 벡터로서, 예를들어
Figure 112009012524490-pat00006
크기를 갖는 벡터이고, n은 채널 노이즈를 나타내는 벡터이다. 수신 신호(y)는 개폐부(220)를 통해 소프트 디맵퍼(240, soft demapper)에 전달된다.
개폐부(220)는 고속 푸리에 변환된 수신 신호를 전달 받고, 전달된 수신 신호를 스위칭 동작에 따라 제2 소프트 디맵퍼(240)측으로 전달한다.
제1 소프트 디맵퍼(230)는 수신 안테나를 통해 수신되어 푸리에 변환된 수신 신호와 반복 복호를 통한 이전 단계 신호의 안테나 비트에 대한 LLR(log likelihood ratio)을 이용하여 상기 수신 신호의 안테나 비트에 대한 LLR을 계산한다.
여기에서, LLR은 비트열을 구성하는 각 비트의 외부 정보(extrinsic information)에 대한 확률 비율을 의미한다. 본 실시예에서 LLR은 안테나 비트에 대한 LLR과 데이터 비트에 대한 LLR로 구분한다. 본 실시예에서는 안테나 인덱스를 검출하기 위하여 터보 원리(Trubo principle or Turbo equalization)를 이용하고 있는데, 이를 통해 복조된 신호의 검출 성능을 향상시킬 수 있다.
구체적으로 설명하면, 복조하고자 하는 현재 수신 신호의 안테나 비트에 대한 LLR은 제1 디인터리빙부, 제1 채널 디코딩부, 인터리빙부를 거치며, 인터리빙된 LLR은 최대 사후(maximum a posterior) 검출 방식 기반으로 동작하는 소프트 디맵퍼의 사전 정보(a priori information)로서 입력된다. 상기 사전 정보로 입력되는 인터리빙된 LLR은 다음에 수신되는 다음 수신 신호에 따른 안테나 비트의 LLR을 계산하는 과정에서 이전의 LLR로 사용된다. 상기 LLR은 채널 디코딩을 통해 채널과 잡음에 의한 오류가 정정된 LLR이다.
복조하고자 하는 즉 현재의 안테나 인덱스에 대한 LLR을 얻기 위해서는 우선 안테나 인덱스 별로 LLR값을 구해야 한다. 예를 들어, 송신 안테나는 4개이고 QPSK 변조를 한다고 가정하였을 때, i(i=1 또는 2) 번째 안테나 비트에 대한 사후 LLR(mi)은 다음과 같이 표현된다.
[수학식3]
Figure 112009012524490-pat00007
Figure 112009012524490-pat00008
Figure 112009012524490-pat00009
여기서, mi 1 과 mi 0는 각각 i 번째 안테나 비트가 1과 0을 갖는 안테나 신호 벡터이고,
Figure 112009012524490-pat00010
는 안테나 인덱스의 채널 벡터이며, X는 QPSK 성상도 집합으로서,
X =
Figure 112009012524490-pat00011
이고,
Figure 112009012524490-pat00012
는 잡음 성분의 분산을 나타낸다. 비트 인터리버에 의해 안테나 비트들은 서로 독립적이라고 가정할 수 있다. 또한 반복 수신의 초기에는 안테나 신호 비트의 0 또는 1일 발생 확률이 1/2로 동일하다고 가정할 수 있으므로, 이에 대한 최초의 LLR값은 0으로 처리할 수 있다.
안테나 비트 복원부(250)는 제1 디인터리빙부(252)와 제1 채널 디코딩부(254)를 포함한다. 제1 디인터리빙부(252)는 제1 소프트 디맵퍼(230)로부터 현재 수신 신호의 안테나 비트에 대한 LLR을 전달받고, 디인터리빙을 수행한다.
제1 채널 디코딩부(254)는 디인터리빙된 LLR을 전달 받고 채널 디코딩을 수행한다. 또한, 제1 채널 디코딩부(254)는 채널 디코딩된 결과에 대한 경판정 또는 연판정을 통해 현재의 수신 신호에 대한 안테나 비트를 결정한다. 제1 채널 디코딩부(254)는 채널과 잡음에 따른 LLR값의 오류를 수정하기 위한 오류 정정부(미도시)를 더 포함하는 것이 바람직하다.
인터리빙부(270)는 제1 채널 디코딩부(254)로부터 오류가 수정된 LLR값을 전 달 받고, 전달된 LLR을 미리 결정된 규칙에 따라 인터리빙시킨다. 인터리빙된 LLR은 반복 수신을 위해 되먹임(feedback)되기도 하며, 데이터 신호에 대한 LLR을 구하기 위해 안테나 인덱스를 통해 경판정된 후, 개폐기로 전달된다.
안테나 인덱스 결정부(280)는 인터리빙된 LLR을 이용하여 상기 수신 신호에 후행하는 다음 수신 신호의 안테나 인덱스를 예측한다. 안테나 인덱스 결정부는 LLR에 대한 경판정을 통해 다음 수신 신호의 안테나 인덱스를 예측할 수 있다.
제2 소프트 디맵퍼(240)는 안테나 인덱스 결정부(280)에서 결정된 안테나 인덱스와 개폐부(220)로 부터 전달된 현재의 수신 신호를 이용하여, 현재 수신 신호의 데이터 비트에 대한 LLR을 계산한다. 제2 소프트 디맵퍼는 안테나 인덱스를 고려하여 미리 결정된 규칙에 따라 송신 채널 벡터를 추정하고, 추정된 송신 채널 벡터를 이용하여 최대 우도 방식으로 데이터 비트에 대한 LLR을 계산한다.
안테나 인덱스 결정부가 결정한 안테나 인덱스를 벡터
Figure 112009012524490-pat00013
로 표현할 때, 데이터 비트열을 구성하는 q 번째 데이터 비트에 대한 LLR은 다음과 같이 표현할 수 있다.
[수학식4]
Figure 112009012524490-pat00014
Figure 112009012524490-pat00015
Figure 112009012524490-pat00016
본 실시예에서는 안테나 인덱스 신호와 데이터 신호가 서로 독립이며, 데이터 비트들은 발생 확률이 동일하다고 가정한다. 따라서 데이터 비트에 대한 LLR은 최종적으로 수학식4의 마지막 식과 같이 간단하게 표현될 수 있다.
데이터 비트 복원부(260)는 제2 디인터리빙부(262)와 제2 채널 디코딩부(264)를 포함한다. 제2 디인터리빙부(262)는 제2 소프트 디맵퍼로 부터 현재 수신 신호의 데이터 비트에 대한 LLR을 전달받고, 디인터리빙을 수행한다. 제2 채널 디코딩부(264)는 디인터리빙된 LLR을 전달 받고 채널 디코딩을 수행한다. 또한, 제2 채널 디코딩부(264)는 채널 디코딩된 결과에 대한 경판정 또는 연판정을 통해 현재의 수신 신호에 대한 데이터 비트를 결정한다. 제2 채널 디코딩부(264)는 채널과 잡음에 따른 LLR값의 오류를 수정하기 위한 오류 정정부(미도시)를 더 포함할 수 있다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 다중 안테나 시스템에서의 공간 변조 방법을 나타내는 흐름도이다. 도 4에 도시된 공간 변조 방법은 도 2에 도시된 부호화 시스템 특히 공간 변조 장치에서 시계열적으로 수행되는 하기 단계들을 포함된다. 이하 각 단계에 대하여 상세히 설명한다. 다만, 도 2에 대한 설명과 중복된 내용에 대한 설명은 생략할 수 있다.
302단계에서, 분할부(110)는 송신하고자 하는 입력 데이터를 안테나 비트와 데이터 비트로 분할한다. 304단계에서, 제1 채널 인코딩부(122)는 안테나 비트를 입력 받아 채널 인코딩을 수행하여, 제1 부호 심볼들을 출력한다. 306단계에서, 제1 인터리빙부(132)는 304단계에서 제1 부호 심볼들을 미리 결정된 규칙에 따라 인터리빙시킨다.
308단계에서, 제2 채널 인코딩부(132)는 데이터 비트를 입력 받아 채널 인코딩을 수행하여, 제2 부호 심볼들을 출력한다. 310단계에서, 제2 인터리빙부(134)는 308단계로 부터의 제2 심볼들을 인터리빙시킨다. 312단계에서 심볼 맵핑부(136)는 비트 인터리빙된 심볼들에 대한 심볼 맵핑을 수행한다. 314단계에서 역다중화부(140)는 심볼 맵핑부로 부터의 복소 신호들을 인터리빙된 제1 부호 심볼에 따라 특정되는 안테나측으로 전달한다. 심볼 맵핑부로 부터의 복소 신호는 복수개의 안테나들 중에서 선택된 하나의 안테나측으로 전달된다. 316단계에서, IFFT 처리부(152)는 전달된 복소 신호에 대한 역 고속 푸리에 변환을 수행한다. 318단계에서 CP 삽입부(154)는 역 고속 푸리에 변환된 신호들에 CP를 삽입한다. 320단계에서 송신 안테나(156)는 CP가 삽입된 데이터 심볼들을 외부로 송출한다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 다중 안테나 시스템에서의 공간 변조 신호를 복조하는 방법을 나타내는 흐름도이다. 도 5에 도시된 공간 변조된 신호의 복조 방법은 도 3에 도시된 복조 장치에서 시계열적으로 수행되는 하기 단계들을 포 함된다. 이하 각 단계에 대하여 상세히 설명한다. 다만, 도 3에 대한 설명과 중복된 내용에 대한 설명은 생략할 수 있다.
402단계에서 수신부(210)는 송신부로 부터 공간 변조된 신호를 수신한다. 404단계에서, 수신부는 수신 신호로 부터 CP를 제거하고, 고속 푸리에 변환을 수행한다.
406단계에서 제1 소프트 디맵퍼(230)는 고속 푸리에 변환된 수신 신호와, 반복 복호를 통한 이전 단계 신호의 안테나 비트에 대하여 미리 계산된 LLR을 이용하여, 현재 수신된 수신 신호의 안테나 비트에 대한 LLR을 계산한다.
408단계에서 안테나 인덱스 결정부(280)는 반복 복호를 통한 이전 단계 신호의 안테나 비트에 대한 LLR을 이용하여 현재 수신된 수신 신호의 안테나 인덱스를 결정한다.
410단계에서 제2 소프트 디맵퍼(240)는 상기 이전 단계 신호의 안테나 인덱스와 개폐부로 부터 전달된 현재의 수신 신호를 이용하여, 현재의 수신 신호의 안테나 비트에 대한 LLR을 계산한다.
412단계에서 데이터 비트 복원부(260)는 데이터 비트에 대한 LLR을 이용하여 현재의 수신 신호에 대한 데이터 비트를 복원한다.
414단계에서 안테나 비트 복원부(250)는 안테나 비트에 대한 LLR을 이용하여 현재의 수신 신호에 대한 안테나 비트를 복원한다.
416단계에서 병렬/직렬 처리부(290)는 412단계와 414단계에서 복원된 데이터 비트와 안테나 비트를 결합한다.
도 6 및 7은 본 발명에 따른 공간 변조 방법과 종래의 공간 변조 방법 간의 특성 실험 결과를 나타내는 참고도이다.
도 6 및 7에서 VB는 V-BLAST 기법, SM(conv)은 기존의(데이터 비트와 안테나 비트를 분할하지 않은) 공간 변조 기법, SM(proposed)는 본 발명에 따른 공간 변조 기법을 나타낸다. 전산 모의 실험은 COST207-TU6 채널에서 수행하였으며 도플러 주파수는 30Hz로 설정하였다. MIMO 채널의 경로간 상관성(correlation)은 없다고 가정하였으며, 채널은 수신기에서 완벽하게 추정되었다고 가정하였다. 채널의 대역폭은 6MHz이고 부반송파는 256개로 설정하였다. 채널 부호로는 터보 부호가 사용되었으며 터보 부호의 자체 반복횟수는 5회로 설정하였다.
도 6은 주파수 효율(Spectral efficiency)이 4bps/Hz인 경우의 시스템 수신 성능을 나타낸다. SM(proposed)의 경우 낮은 SNR에서는 V-BLAST보다 높은 오류율을 보인다. 그러나, SNR이 높아짐에 따라 피드백 정보의 신뢰도가 높아지고 그에 따라 오류율 10-4를 기준으로 비교했을 때, V-BLAST에 비해 0.8dB의 SNR 이득을 보인다. 기존의 공간 변조 기법과 비교했을 때도 보다 우수한 성능 이득을 보인다.
도 7은 주파수 효율이 4bps/Hz인 경우의 안테나 비트 검출 반복 횟수에 따른 시스템 수신 성능을 나타내는 참고도이다. 최초 검출시에는 높은 오류율을 보이지만 복호가 반복됨에 따라 오류율이 낮아짐을 알 수 있다.
도 1은 종래의 공간 변조 시스템을 나타내는 구성도이다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 공간 변조 장치를 포함하는 부호화 시스템을 나타내는 블록도이다.
도 3는 본 발명의 일 실시예에 따른 공간 변조된 신호의 복조 장치를 포함하는 복호화 시스템(200)을 나타내는 블록도이다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 다중 안테나 시스템에서의 공간 변조 방법을 나타내는 흐름도이다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 다중 안테나 시스템에서의 공간 변조 신호를 복조하는 방법을 나타내는 흐름도이다.
도 6 및 7은 본 발명에 따른 공간 변조 방법과 종래의 공간 변조 방법 간의 특성 실험 결과를 나타내는 참고도이다.

Claims (12)

  1. 삭제
  2. 공간 변조된 신호의 복조 방법에 있어서,
    a) 수신 안테나를 통해 수신되어 푸리에 변환된 수신 신호와 반복 복호를 통한 이전 단계의 안테나 비트에 대하여 반복 복호된 LLR을 이용하여 상기 수신 신호의 안테나 비트에 대한 LLR을 계산하는 단계;
    b) 상기 반복 복호를 통한 이전 단계 신호의 안테나 비트에 대한 LLR을 이용하여 상기 수신 신호의 안테나 인덱스를 결정하는 단계;
    c) 상기 결정된 안테나 인덱스를 이용하여 상기 수신 신호의 데이터 비트에 대한 LLR을 계산하는 단계; 및
    d) 상기 안테나 비트에 대한 LLR과 상기 데이터 비트에 대한 LLR을 이용하여 상기 수신 신호를 복원하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 공간 변조된 신호의 복조 방법.
  3. 제2 항에 있어서, 상기 d)단계는
    d1) 상기 안테나 비트에 대한 LLR을 이용하여 상기 수신 신호의 안테나 비트를 복원하는 단계;
    d2) 상기 데이터 비트에 대한 LLR을 이용하여 상기 수신 신호의 데이터 비트를 복원하는 단계; 및
    d3) 상기 복원된 안테나 비트와 데이터 비트를 결합하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 공간 변조된 신호의 복조 방법.
  4. 제2 항에 있어서,
    상기 a)단계에 이어
    a1) 상기 수신 신호의 안테나 비트에 대한 LLR을 비트 디인터리빙하는 단계; 및
    a2) 상기 디인터리빙된 LLR에 대한 디코딩을 통해 상기 수신 신호의 안테나 비트를 계산하는 단계를 더 포함하고,
    상기 수신 신호를 복원하는 것은 상기 a2)에서 계산된 안테나 비트를 이용하는 것을 특징으로 하는 공간 변조된 신호의 복조 방법.
  5. 제4 항에 있어서, 상기 a2)단계에 이어
    a3) 상기 디인터리빙된 LLR에 대한 인터리빙을 수행하는 단계; 및
    a4) 상기 인터리빙된 LLR에 대한 경판정을 수행하여 상기 수신 신호에 후행하는 다음 수신 신호의 안테나 인덱스를 결정하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 공간 변조된 신호의 복조 방법.
  6. 제2 항에 있어서,
    상기 c) 단계는 상기 결정된 안테나 인덱스를 이용하고, 최대 우도 방식에 따라 상기 수신 신호의 데이터 비트에 대한 LLR을 계산하는 것을 특징으로 하는 공간 변조된 신호의 복조 방법.
  7. 제2 항에 있어서,
    상기 수신 신호의 안테나 비트에 대한 LLR은 하기 수학식에 따라 결정되는 것을 특징으로 하는 공간 변조된 신호의 복조 방법.
    [수학식]
    Figure 112009012524490-pat00017
    여기서, m i 1 과 m i 0 는 각각 i 번째 안테나 비트가 1과 0을 갖는 안테나 신호 벡터이고,
    Figure 112009012524490-pat00018
    는 안테나 인덱스이며,
    Figure 112009012524490-pat00019
    는 상기
    Figure 112009012524490-pat00020
    에 따른 채널 벡터이고, X는 성상도 집합이며,
    Figure 112009012524490-pat00021
    는 잡음 성분의 분산을 나타낸다.
  8. 삭제
  9. 공간 변조된 신호의 복원 장치에 있어서,
    수신 안테나를 통해 수신되어 푸리에 변환된 수신 신호와 반복 복호를 통한 이전 단계 신호의 안테나 비트에 대한 LLR(log likelihood ratio)을 이용하여 상기 수신 신호의 안테나 비트에 대한 LLR을 계산하는 제1 소프트 디맵퍼;
    상기 반복 복호를 통한 이전 단계 신호의 안테나 비트에 대한 LLR을 이용하여 상기 수신 신호의 안테나 인덱스를 결정하는 안테나 인덱스 결정부;
    상기 결정된 안테나 인덱스를 이용하여 상기 수신 신호의 데이터 비트에 대한 LLR을 계산하는 제2 소프트 디맵퍼;
    상기 수신 신호의 안테나 비트에 대한 LLR를 이용하여 안테나 비트를 복원하는 안테나 비트 복원부; 및
    상기 수신 신호의 데이터 비트에 대한 LLR을 이용하여 데이터 비트를 복원하는 데이터 비트 복원부를 포함하는 것을 특징으로 하는 공간 변조된 신호의 복원 장치.
  10. 제9 항에 있어서,
    상기 안테나 비트 복원부는
    상기 수신 신호의 안테나 비트에 대한 LLR을 디인터리빙하는 제1 디인터리빙부; 및
    상기 디인터리빙된 LLR에 대한 디코딩을 통해 현재 데이터 심볼의 안테나 비트를 계산하는 제1 디코딩부를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 공간 변조된 신호의 복원 장치.
  11. 제10 항에 있어서,
    상기 디인터리빙된 LLR에 대한 인터리빙을 수행하는 인터리빙부; 및
    상기 인터리빙된 LLR에 대한 경판정을 수행하여 상기 수신 신호에 후행하는 다음의 수신 신호의 안테나 인덱스를 결정하는 안테나 인덱스 결정부를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 공간 변조된 신호의 복원 장치.
  12. 제9 항에 있어서,
    상기 제2 소프트 디맵퍼는 최대 우도 방식에 따라 상기 결정된 안테나 인덱스를 이용하여 상기 수신 신호의 데이터 비트에 대한 LLR을 계산하는 것을 특징으로 하는 공간 변조된 신호의 복원 장치.
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Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100588498B1 (ko) * 2003-12-30 2006-06-14 현대자동차주식회사 이동 통신용 다중 데이터 송수신 장치 및 송수신 데이터 처리방법
KR20070046680A (ko) * 2005-10-31 2007-05-03 삼성전자주식회사 다중 안테나 통신 시스템에서 데이터 송수신 장치 및 방법
KR20080006148A (ko) * 2006-07-11 2008-01-16 삼성전자주식회사 다중입출력 시스템에서 공간 변조 방법 및 그를 이용한송수신 장치

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100588498B1 (ko) * 2003-12-30 2006-06-14 현대자동차주식회사 이동 통신용 다중 데이터 송수신 장치 및 송수신 데이터 처리방법
KR20070046680A (ko) * 2005-10-31 2007-05-03 삼성전자주식회사 다중 안테나 통신 시스템에서 데이터 송수신 장치 및 방법
KR20080006148A (ko) * 2006-07-11 2008-01-16 삼성전자주식회사 다중입출력 시스템에서 공간 변조 방법 및 그를 이용한송수신 장치

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