JP4116623B2 - 直交周波数マルチキャリア送信装置及び送信方法 - Google Patents

Description

この発明は、移動通信システムにおける例えば直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）や直交周波数符号分割多重（ＯＦＣＤＭ：Orthogonal Frequency Code Division Multiplexing）のような直交周波数マルチキャリアを用いた送信装置及びその送信方法に関する。

地上波伝搬路による通信においては、周波数帯域利用効率を高めるとともにマルチパスの影響を少なくすることが望まれる。その実現方法の１つとしてマルチキャリアを用いたＯＦＤＭ変調方式が使用されている。図１８に従来のＯＦＤＭを用いた送信装置の例を示す。OFDM信号送信装置は一般に、直並列変換部１２と、逆フーリエ変換部（図１８においてIFFTの場合を示す）１３と、並直列変換部１４と、ガードインタバル挿入回路１５と、主キャリア発生器１６と、アップコンバータ１７と、高周波電力増幅器１８とを含むように構成されている。

入力端子６に入力されたシンボルレート1/T（Ｔはシンボル周期）のシンボル系列x₀, x₁, …は直並列変換部１２でＮシンボルごとに直並列変換され、Ｎ個ごとの並列シンボルx₀(i), x₁(i), …, x_N-1(i)を得る。整数ｉはｉ回目の直並列変換を表すパラメータである。これら並列シンボルを図１９にスペクトルで示すように周波数間隔1/TのＮ個のサブキャリア信号として扱い、逆フーリエ変換部１３で逆フーリエ変換（例えばIFFT）してＮ個の時間領域信号に変換することによりＮ個の変調されたサブキャリアを周波数成分とするベースバンド信号s_t0(i), s_t1(i), …, s_tN-1(i)が得られる。

この並列信号を並直列変換部１４により直列信号列（時系列信号）に変換し、例えばパケットごとにガードインタバルGIをガードインタバル挿入部１５で挿入し、その出力を主キャリア発生器１６からの周波数f_cの主キャリア信号とアップコンバータ１７において混合してアップコンバートし、更に高周波電力増幅器１８で増幅して端子１９に出力する。
このようにＯＦＤＭ信号ではサブキャリア信号の周波数間隔を1/T(Ｔはシンボル周期)とすることにより、サブキャリア信号が互いに直交するため、受信側でFFTにより容易に分離できる。

ＯＦＤＭ信号は基本的にマルチキャリア信号であるため、各サブキャリア信号の位相に応じて大きなピーク電力が発生する可能性がある。例えば、Ｎ個の全てのサブキャリア信号が同相で加算された場合には、平均電力のＮ倍のピーク電力が発生する。このピーク電力が高周波電力増幅器１８の線形動作入力範囲を超えると歪が生じるので、予想されるピーク電力が増幅器の最大電力以下となるように増幅器の最大電力に対し動作平均電力を低く設定する（バックオフを大きくする）と、増幅器の電力増幅効率が低下する問題がある。そこで、マルチキャリア信号のピーク電力を低減することが望まれる。
ＯＦＤＭ信号ではないが、このようなマルチキャリア信号のピーク電力を低減する技術が例えば特許文献１に示されている。この特許文献１においては、マルチキャリア信号の出力から、システムとして許容できる送信ピークレベルである許容ピークレベルを超えるピーク成分を検出し、このピーク成分を各送信サブキャリア周波数成分に変換し、この変換後の信号を各サブキャリアの変調信号から差し引くことによりピーク低減を実現している。
特許第3235769号公報

しかしながら、この日本国特許に記載の技術では、送信マルチキャリア信号の形態としてＯＦＤＭ信号やＯＦＣＤＭ信号は仮定していないため、サブキャリアの周波数間隔が1/Tの場合は想定しておらず、IFFTやFFTを用いる構成は示されていない。また、ＯＦＤＭ信号の帯域内に他のユーザが使用しているなどにより使用できないサブキャリアがある場合、上記特許文献１の技術では十分なピーク電力低減効果が期待できない。
従って、この発明の目的は、ＯＦＤＭ信号やＯＦＣＤＭ信号などのマルチキャリア送信信号のピーク電力を低減可能な直交周波数マルチキャリア送信装置及びそれを使用した送信方法を提供することである。

この発明によれば、送信する複数のシンボルを周波数軸上にシンボルレートと等しい周波数間隔の複数のサブキャリア信号成分として配列し、それらを時間領域信号に変換し、アップコンバートし、電力増幅して送信する直交周波数マルチキャリア送信装置及び送信方法において、上記複数のサブキャリア信号成分を複数の時間領域信号成分に逆フーリエ変換し、上記複数の時間領域信号成分のそれぞれと所定の許容ピークレベルを比較し、上記許容ピークレベルを超えるピーク成分を検出し、上記ピーク成分を上記サブキャリア信号成分と対応する周波数領域成分にフーリエ変換し、上記周波数領域成分を、上記複数のサブキャリア信号成分から減算し、それによって送信出力のピーク成分を抑制することを特徴としている。これにより、直交周波数マルチキャリア送信による高い周波数利用効率を実現するとともに、ピーク電力の低減が可能となるので、高周波電力増幅器における電力効率を高めることができる。

この発明によれば、更に、上記時間領域信号成分のレベルが上記許容ピークレベル以下の場合は上記ピーク成分を０と設定し、上記時間領域信号成分のレベルが上記許容ピークレベルより大の場合は、上記時間領域信号成分と上記許容ピークレベルの差を上記ピーク成分とすることにより時間領域のピーク成分を検出している。
この発明によれば、更に、上記フーリエ変換部からの上記周波数領域成分の各レベルを予め決めたピーク低減信号許容レベルと比較し、上記周波数領域成分のレベルが上記ピーク低減信号許容レベル以下となるよう制御するフーリエ変換出力信号制御部を設けることにより受信特性の劣化を低減することができる。

この発明によれば、更に、電力増幅された送信信号のレベルに応じて上記許容ピークレベルを決めることにより、より電力効率を高めることができる。
この発明によれば更に、上記複数のシンボルのそれぞれを拡散率SF個ずつコピーし、上記コピー結果を拡散符号で拡散し、拡散結果を上記複数のサブキャリア信号成分として出力することにより、他の送信装置が同じサブキャリアのセットを使用可能にしている。
この発明によれば、更に、それぞれシンボルが入力される複数系統の各系統において複数のシンボルのそれぞれを拡散率SFずつコピーし、各系統の上記複数のコピー結果を異なる拡散符号で拡散し、上記複数系統のそれぞれの拡散出力の対応する成分を合成して上記複数のサブキャリア信号成分として出力することにより、同一送信装置上で異なる複数のユーザが同じサブキャリアセットを使用可能となり、更に周波数の利用効率を高めることができる。

この発明によれば、更に、ロングコードにより上記合成出力を拡散し、拡散結果を上記複数のサブキャリア信号成分として出力することにより複数の基地局における送信装置が同じサブキャリアセットを使用可能とするので、周波数利用効率を高めることができる。
この発明によれば、全ての上記複数の時間領域信号成分のレベルが上記許容ピークレベルより以下となるまでピーク低減処理を繰り返し実行することにより、受信特性の劣化を許容範囲に抑えてピーク電力を規定値以下に抑圧することを実現可能とする。
この発明によれば、それぞれのサブキャリア成分の可能な各組み合わせに対し、予めピーク成分が上記許容ピークレベル以下となるまで上記逆フーリエ変換と上記ピーク成分検出と上記フーリエ変換と上記減算とによるピーク抑圧処理を実行したときに得られる時間領域信号成分を格納したメモリから上記サブキャリア信号成分に対応した時間領域信号成分を読み出すことにより、構成を簡単にし、かつ処理速度を高めることができる。

図１６Ａのグラフは図１の実施例においてサブキャリア数Ｎを128とし、各サブキャリアにより10⁷シンボルを送信した場合に電力／平均電力比に対する累積度数分布を示している。曲線A-1はピーク抑圧を行わない場合であり、曲線A-2は許容ピークレベルC_thを平均電力の3dBに設定してピーク抑圧を行った場合を示している。このグラフから、この発明によるピーク抑圧により、電力／平均電力比が3dBを超えるシンボルは０％となっている。
図１６Ｂは許容ピークレベルC_thが３dBと６dBの場合の受信信号のEb/No（ビット当たりエネルギー／雑音レベル）対BER（ビット誤り率）特性を曲線B-3とB-2で示し、ピーク抑圧を行わない場合のBER特性を曲線B-1で示している。この図から、この発明のピーク電力低減処理による受信特性の劣化量は小さく、許容ピークレベルC_thが３ｄＢの場合でも、BER=10^-3で１dB程度の許容範囲の劣化であることがわかる。

図１７にこの発明による図１の実施例の効果を表すグラフを示す。ここでは128個のサブキャリア中、第7,8,9,51,52,53番目の６個が使用できない場合の例を示している。平均電力に対する許容ピークレベルC_thは３dBとしている。ピーク低減処理が１回では、曲線7-2に示すように許容ピークレベル以下にならないが、ピーク低減処理を２回、３回と繰り返すことにより、曲線7-3, 7-4で示すようにほぼ許容ピークレベル以下になることがわかる。曲線7-1はピーク低減処理を行わない場合である。

以上説明したように、ＯＦＤＭ信号あるいはＯＦＣＤＭ信号のピーク電力を効果的に低減できるため、送信電力増幅器１８の最大出力を低減でき、電力効率の改善及び低コスト化を実現することができる。

第１実施例
図１はこの発明による移動通信システムの送信装置の第１実施例を示す。図１８に示した従来の構成と比較し、パイロットを生成するパイロット生成部９と、パイロットと端子６に与えられた送信シンボルを多重化し、直並列変換部１２に与える多重化部１１と、許容ピークレベルC_thを設定する許容ピークレベル設定部２１と、逆フーリエ変換部１３の出力から許容ピークレベルC_thを超えるピーク成分を検出するピーク成分検出部２２と、ピーク成分をフーリエ変換（ここではFFTの場合を示す）するフーリエ変換部２３と、及びフーリエ変換部２３の出力を逆フーリエ変換部１３への入力信号から減算する減算器２４₀〜２４_N-1を更に備えている点が異なる。パイロットは例えば各フレームの先頭に配置されるように多重化され、受信側において伝送路特性を推定するために使用される。

まず、ピーク成分検出部２２では、許容ピークレベル設定部２１から許容ピークレベルC_thが与えられ、逆フーリエ変換部１３の出力の各時間領域信号成分s_t0(i)〜s_tN-1(i)のレベルから許容ピークレベルの値C_thを減算し、ピーク成分u_t0(i)〜u_tN-1(i)を生成する。ただし、時間領域信号成分s_tk(i)のレベルが許容ピークレベルC_th以下の場合には、対応するピーク成分u_tk(k)を０に設定する。これらピーク成分u_t0(i)〜u_tN-1(i)はフーリエ変換部２３で周波数領域成分u_f0(i)〜u_fN-1(i)に変換され、得られた周波数領域成分を減算器２４₀〜２４_N-1で逆フーリエ変換部１３への入力信号s_f0(i)〜s_fN-1(i)から減算する。減算後の信号は再び逆フーリエ変換部１３で逆フーリエ変換（ここではIFFTの場合を示す）され、その出力について再度ピーク成分がピーク成分検出部２２で検出される。

上記のピーク成分検出と、その結果生成したピーク成分を逆フーリエ変換部１３の入力から減算する処理を、全ての逆フーリエ変換出力レベル（時間領域信号成分レベル）が許容ピークレベルC_th以下となるまで繰り返す。全てのピーク成分のレベルが許容ピークレベルC_th以下となった時点でピーク低減処理を停止し、このときの逆フーリエ変換部１３の出力を、以下、図１８の場合と同様に並直列変換部１４で１つの時系列に変換してＯＦＤＭ信号として出力する。通常は、この変換出力に図１８で説明したと同様にガードインタバル挿入部１５でガードインタバルGIを挿入してＯＦＤＭ信号を生成する。ＯＦＤＭ信号はアップコンバータ１７で無線周波信号に変換され、高周波電力増幅器１８で増幅されて出力される。

図２はピーク成分検出部２２の構成例を示す。ピーク成分検出部２２はＮ個のピーク成分生成器２２₀〜２２_N-1により構成されている。図１における直並列変換部１２によるｉ回目の変換出力に対する逆フーリエ変換部１３の入力信号Ｓ_f(i)と出力信号S_t(i)を
S_f(i)＝(s_f0(i), s_f1(i), …, s_fN-1(i)) (1)
S_t(i)＝(s_t0(i), s_t1(i), …, s_tN-1(i)) (2)
で表すと、逆フーリエ変換部１３の出力信号の各要素s_tk(i)は入力信号Ｓ_f(i)の各要素s_fn(i)を用いて次式で表すことができる。

ただし k=0, 1, ..., N-1
ピーク成分検出部２２が生成するピーク成分U_t(i)を
U_t(i)＝(u_t0(i), u_t1(i), …, u_tN-1(i)) (4)
と表すと、各ピーク成分生成器２２_kは、許容ピークレベル設定部２１から設定された許容ピークレベルC_thを使って以下のように定義されるピーク成分u_tk(i)を生成する。

ピーク成分Ｕ_t(i)をフーリエ変換部２３でフーリエ変換して得た周波数領域信号U_f(i)=(u_f0(i), u_f1(i), …, u_fN-1(i))の各成分u_fn(i)は次式

で表される。従って、減算器２４₀〜２４_N-1で生成されるピーク低減後の逆フーリエ変換部１３の入力信号S'_f(i)の各要素s'_fn(i)は
s'_fn(i)＝s_fn(i)−u_fn(i) (7)
で表される。前述のように、逆フーリエ変換部１３へのこの更新された入力信号S'_f(i)に対し、式(5)で規定するピーク成分U_t(i)が全て０になるまで式(3), (5), (6)及び(7)を繰り返し実行する。

ＯＦＤＭ方式においては、例えば帯域内に他のユーザが使用する信号が混在する場合、その周波数に相当する直並列変換部１２の出力端には信号出力を行わず、逆フーリエ変換部１３への対応入力を０にすることにより干渉を回避することができる。この場合、すべてのサブキャリア成分は使用できないので、ピーク低減処理を１度行っただけでは許容ピークレベルを超えるピーク成分が残留する場合がある。しかしながら、この発明のようにピーク低減処理を繰り返すことにより、許容ピークレベル以下にピーク電力を低減することが可能となる。また、上記のピーク低減処理手順から明らかなように、OFDMにおけるサブキャリア数について制限を受けることはない。

図３は図１の実施例においてピーク低減処理を行う送信方法の処理手順を示す。
ステップＳ１：シンボル周期Ｔの送信すべき入力シンボル系列を直並列変換して周波数間隔が1/TのＮ個のサブキャリア信号成分s_f0(i), s_f1(i), …, s_fN-1(i)とする。
ステップＳ２：サブキャリア信号成分s_f0(i), s_f1(i), …, s_fN-1(i)を逆フーリエ変換して時間領域信号成分s_t0(i), s_t1(i), …, s_tN-1(i)を得る。
ステップＳ３：全ての時間領域信号成分のレベル|s_tk(i)|, k=0, 1, …, N-1が許容ピークレベルC_th以下か判定する。
ステップＳ４：１つでもC_thより大の|s_tk(i)|が有ればピーク成分u_tk(i)を前述の式(5) に従って求める。
ステップＳ５：得られたピーク成分u_t0(i), u_t1(i), …, u_tN-1(i)をフーリエ変換し、ピーク成分の周波数領域成分u_f0(i), u_f1(i), …, u_fN-1(i)を得る。
ステップＳ６：サブキャリア信号成分s_f0(i), s_f1(i), …, s_fN-1(i)からピーク成分の周波数領域成分u_f0(i), u_f1(i), …, _ufN-1(i)を減算し、減算結果を更新されたサブキャリア信号成分s_f0(i), s_f1(i), …, _sfN-1(i)としてステップＳ２に戻る。
ステップＳ７：ステップＳ３で全ての|s_tk(i)|がC_th以下と判定されると、そのときの時間領域信号成分s_t0(i), s_t1(i), …, s_tN-1(i)を並直列変換して時系列信号とする。
ステップＳ８：時系列信号を周波数f_cのキャリアでアップコンバートして高周波信号を生成する。
ステップＳ９：高周波信号を電力増幅して送信する。

このように、この発明の重要で特徴的なことは、逆フーリエ変換により得られた時間領域信号の許容ピークレベルを超えるピーク成分を検出し、それをフーリエ変換して周波数領域の成分に変換し、対応する周波数のサブキャリア信号成分から減算するループを１回以上必要なだけ繰り返すことである。

図４に図１の第１実施例に対する変形実施例を示す。この変形実施例は、電力増幅器１８の送信出力に応じて、平均送信電力に対する相対的な許容ピークレベルC_thを変える点が第１実施例と異なる。その他の構成は図１の構成と同様である。
この発明のピーク電力低減処理方法は、通常はベースバンド処理により行う。このため、ピーク電力低減処理に用いる許容ピークレベルC_thは実際に送信電力増幅器１８から出力される絶対的な値ではなく、平均送信電力に対する相対的な値として設定することになる。移動通信では、通常、移動局の位置などによる受信レベルの変化に応じて送信出力を変えている。このため、上記のように許容ピークレベルC_thを相対的な値として設定した場合には、許容ピークレベルの絶対的な値は送信出力に応じて変化することになる。

一方、送信出力の大きさが送信電力増幅器１８の最大出力より十分小さいときには、OFDMを用いることにより大きなピーク電力が発生しても、消費電力はあまり大きくない場合がある。ピーク電力を低減させた場合、通常は受信特性の劣化を招くため、上記のように送信出力が小さい場合には、ピーク電力低減量を抑制したほうがシステム全体から見た場合、有利なときがある。
図４の変形実施例では、このような点を考慮して、許容ピークレベル設定部２１により、送信電力が大きい場合には、平均送信電力に対する相対的な許容ピークレベルC_thを小さく設定し、送信電力が小さい場合には、平均送信電力に対する相対的な許容ピークレベルを比較的大きく設定することにより、効率的なシステムを構築している。

第２実施例
図５にこの発明の第２実施例を示す。図１及び４の実施例とは、ピーク低減信号許容レベルに応じてフーリエ変換出力信号の大きさを制御するフーリエ変換出力制御部３１と、そのフーリエ変換出力制御部３１にピーク低減信号許容レベルP_Lthを設定する許容レベル設定部３２を備えている点が異なる。フーリエ変換出力制御部３１は図６に示すように加算器３１Ａと、比較レベル低減処理部３１Ｂと、蓄積部３１Ｃとを有している。
この発明において、フーリエ変換部２３の各出力u_f0(i), …, u_fN-1(i)は、各サブキャリアの信号に挿入するピーク低減信号に相当する。この実施例では、フーリエ変換出力制御部３１によりこのピーク低減信号の大きさをサブキャリアごとに制御することにより受信特性への影響を小さくしている。

この発明のピーク電力低減手法をOFDM信号に適用した場合、生成されたピーク低減信号u_f0(i), …, u_fN-1(i)の大きさは、図７Ａに示すようにサブキャリアごとで異なる。このとき、信号電力に比べて大きなピーク低減信号が生成された場合、そのサブキャリアの受信特性が劣化する。この実施例では図６に示すように許容レベル設定部３２でピーク低減信号許容レベルP_Lthを設定し、比較・レベル低減部３１Ｂにおいてサブキャリアごとにピーク低減信号許容レベルP_Lthと生成されたピーク低減信号u_f0(i), …, u_fN-1(i)を比較し、ピーク低減信号の大きさがピーク低減信号許容レベルP_Lthを超える場合は、そのサブキャリアのピーク低減信号を０又はピーク低減信号許容レベルP_Lth以下の値にする。このときのピーク低減信号の例を図７Ｂに示す。この処理を行った後のピーク低減信号u'_f0(i), …, u'_fN-1(i)は図６の蓄積部３１Ｃに蓄積されるが、この信号を減算部２４₀, …, ２４_N-1で逆フーリエ変換部１３の入力信号から引き算することにより逆フーリエ変換部１３の出力信号のピーク電力を抑える。

このとき、一部のサブキャリアのピーク低減信号を０にしたため、再び許容ピークレベルを超えるピーク成分が発生する。そこで、この残留するピーク成分をピーク成分検出部２２で検出して再度フーリエ変換し、このフーリエ変換出力信号を蓄積部３１Ｃに蓄積されているピーク低減信号に加算する。この加算後のピーク低減信号とピーク低減信号許容レベルP_Lthを比較・レベル低減部３１Ｂにおいて再度サブキャリアごとに比較し、そのサブキャリアのピーク低減信号を０又はピーク低減信号許容レベルP_Lth以下の値にする。
以上の信号処理を繰り返すことにより、図７Ｃに示すように、サブキャリアごとに挿入されるピーク低減信号の大きさを抑え、かつ送信信号のピーク電力を抑えることが可能となる。
上記の説明では、ピーク低減信号許容レベルを全てのサブキャリアに対し一定としたが、これをサブキャリアごとに変えて設定することも可能であり、以下のような例があげられる。

移動通信では、受信特性の改善とシステム容量の増大を目的として、送信電力制御を行っているが、OFDM伝送においてもサブキャリアごとの送信電力を伝送路の条件に合わせて変えることが研究されている。このように送信電力がサブキャリアごとに異なる場合、送信電力の小さいサブキャリアのピーク低減信号許容レベルを小さくすることにより受信特性の劣化を防ぐことが可能となる。例えば、図８Ａに示すように、送信信号のS/Nが一定となるようにピーク低減信号許容レベルP_Lth0, …, P_LthN-1を設定してもよい。

一方、OFDM伝送の送信電力制御については、図８Ｂに示すように、OFDM信号をNs(2≦Ns≦N-1)個のセグメントSG₁, …, SG_Nsに分解し、セグメントごとに送信電力を制御するという方法も可能である。この場合、伝送路の条件の悪い例えばセグメントSG_kについては信号を伝送せず、その分の送信電力を伝送路条件のよい他のセグメントに割り当てるという手法が有効である。このような伝送形態においては、信号を伝送しないセグメントの周波数帯域におけるピーク低減信号許容レベルP_Lthkを大きくし、ピーク低減信号をこの帯域に集中させることにより、信号伝送を行う帯域のピーク低減信号の大きさを小さくでき、受信特性の劣化をより一層抑えることが可能となる。

第３実施例
上述の実施例ではＯＦＤＭを使った送信装置にこの発明を適用した場合を示したが、次にこの発明をＯＦＣＤＭに適用した場合の第３実施例を図９に示す。この実施例は、図１の実施例において、更に直並列変換部１２のJ=N/SF個の並列出力にコピー部２５₁〜２５_Jを接続し、各コピー部２５_j（１≦ｊ≦Ｊ, J×SF=N）のSF個のコピー出力に拡散符号生成部２６からの拡散符号を乗算器２７₀〜２７_N-1で乗算して加算器２４₀〜２４_N-1に与えるように構成したものであり、その他の構成は図１の場合とほぼ同様である。ただし、この実施例ではパイロット生成部９と多重部１１が設けられ、多重部１１において送信シンボル系列にパイロットシンボルを挿入して直並列変換部１２に与えている。SFは拡散率と呼ばれ、１以上の整数である。

ＯＦＣＤＭ方式においてはコピー部２５₁〜２５_Jの出力は、ユーザ固有のショートコードと、送信装置が使用される基地局が属するセルに固有なロングコードにより拡散される。図９の実施例では拡散符号生成部２６においてショートコードとロングコードの乗算結果を拡散符号として生成し、ＮチップごとにＮ個の乗算器２７₀〜２７_N-1に１チップずつ与えてコピー部２５₁〜２５_JのＮ個の出力と乗算し、乗算結果は加算器２４₀〜２４_N-1の対応するものに与えられる。以降のピーク低減処理は図１の実施例と同様であり、また破線で示すように、図４の実施例と同様に高周波電力増幅器１８の平均電力に応じて許容ピークレベル設定部２１における許容ピークレベルC_thの設定値を変更してもよい。

図９の実施例においても、コピー部２５₁〜２５_Jの全出力数はN=J・SFであり、直並列変換部１２への入力シンボル周期Ｔに対しこれらのコピー部のＮ個の出力は周波数間隔1/Tのサブキャリア信号成分として扱われる。この実施例においては拡散率SFを１以上Ｎ以下の整数とすると、直並列変換部１２において入力シンボル列をJ=N/SF個の並列シンボルに変換し、それらＪ個の各出力をコピー部２５_jでSF個コピーしてSF個のサブキャリア信号成分として送信することになる。従って、SFが２以上であれば受信側においてダイバーシティ効果が得られる利点があるが、それだけ信号の送信速度は低下する。

図９の実施例の送信装置による送信処理手順は図３に示した処理手順においてステップＳ１の直並列変換の後に、各シンボルをSF個にコピーする処理と、それにより生成された全Ｎ個のシンボルを拡散符号で拡散する処理を追加すればよい。拡散されたＮ個のシンボルをＮ個のサブキャリア信号成分s_f0(i), s_f1(i), …, s_fN-1(i)として使用し、以下、図３のステップＳ２以降を実行する。

図１０の実施例は、図９の実施例においてデータ入力端子６から直並列変換部１２までの系統を複数設け、それら複数系統の出力を異なる拡散符号で拡散することにより同じサブキャリアセットを複数使用可能とするＯＦＣＤＭを使用した送信装置の実施例を示す。
図１０に示すように、この実施例では図９におけるパイロット生成部９、多重部１１、直並列変換部１２、コピー部２５₁〜２５_J、乗算器２７₀〜２７_N-1を含む同様の構成のＭ個のサブキャリア生成部１０₁〜１０_Mが設けられている。Ｍは２以上の整数である。更に、各サブキャリア生成部１０_m（１≦ｍ≦Ｍ）は、この例ではショートコード生成部２６Ａを有し、それぞれのサブキャリア生成部１０₁〜１０_Mのショートコード生成部２６Ａはコード長が同じ互いに異なるショートコードSC₁〜SC_Mを生成する。各ショートコード生成部２６ＡはショートコードSC_mを乗算器２７₀〜２７_N-1に１チップずつ与える。

Ｍ個のサブキャリア生成部１０₁〜１０_Mのそれぞれの乗算器２７₀〜２７_N-1の出力は合成部２８に与えられ、対応するサブキャリア信号成分がそれぞれ合成され、Ｎ個の合成サブキャリア信号成分を出力し、乗算器２９₀〜２９_N-1に与えられる。ロングコード生成部２６ＢはロングコードLCを生成し、Ｎチップごとに１チップずつ乗算器２９₀〜２９_N-1に与えて合成部２８からのＮ個の出力と乗算され、その乗算結果はＮ個の減算器２４₀〜２４_N-1に与えられる。以降のピーク低減処理は図１の実施例の場合と同様であり、また、破線で示すように、許容ピークレベルは図４の実施例と同様に電力増幅器１８の平均電力に応じて変化させてもよい。

更に、図１０の実施例において、ショートコード生成部２６Ａの代わりにショートコードとロングコードを乗算して出力する拡散符号生成部２６を使用し、ロングコード生成部２６Ｂと乗算器２９₀〜２９_N-1を省略してもよい。
図１０の実施例に拠れば、同じセットのＮ個のサブキャリアを複数のユーザが使用できるので、周波数利用効率が高い利点がある。また、上記実施例において、拡散率SFの値を、マルチパスによる遅延スプレッドの大きさに応じて変更してもよく、従って、この発明のピーク低減手法を第４世代移動通信方式として検討されているVSF-OFCDM（可変拡散・直交周波数符号分割多重）方式に適用できることを示している。

図１０の実施例による送信処理手順の場合、図３の処理手順のステップＳ１において複数系統の入力シンボルを系統ごとに直並列変換し、コピー処理を行い、得られたＮ個のシンボルを拡散符号により拡散してから複数系統の拡散されたシンボルの対応するものを合成してＮ個の合成拡散シンボルをＮ個のサブキャリア信号成分s_f0(i), s_f1(i), …, s_fN-1(i)として得る。以降の処理は図３のステップＳ２以降を実行すればよい。

上述した図１、４、９及び１０の各実施例において、各シンボルの取り得る値は予め決められているので、その取り得る値の数をＫとすれば、直並列変換部１２のＮ個の並列出力の組み合わせはK^N通りある。これらの組み合わせは予め決まっているので、それらの各組に対し予め逆フーリエ変換を計算してメモリに格納しておき、逆フーリエ変換部１３のＮ個の入力信号に対応する逆フーリエ変換結果をメモリから読み出して使用してもよい。その場合、逆フーリエ変換部１３自体がメモリで構成されることになる。フーリエ変換部２３についても同様にメモリで構成してもよい。

更に、逆フーリエ変換出力の取り得る値の組み合わせも決まっているので、許容ピークレベルC_thが予め決められていれば、式(5) によるピーク成分を予め計算することが可能であり、従って、直並列変換部１２のＮ個の出力の組（または逆フーリエ変換部１３のＮ個の入力の組）が与えられれば、検出ピークが許容ピークレベルC_th以下となるまでピーク低減処理を繰り返し実行した場合の逆フーリエ変換部１３の最終出力を予め求めることができる。

そこで、直並列変換部１２の出力（または逆フーリエ変換部１３の入力）の各組に対応して、ピーク低減処理を行った場合の逆フーリエ変換部１３の出力を予めメモリに格納しておき、送信装置の動作状態において直並列変換部１２の出力（図９及び１０の場合は乗算器２４₀〜２４_N-1の出力）に対応するピーク低減処理後の逆フーリエ変換結果をメモリから読み出して並直列変換部１４に与えてもよい。その場合、図１、４、９及び１０における逆フーリエ変換部１３、ピーク成分検出部２２、フーリエ変換部２３及び減算器２４₀〜２４_N-1の全体が１つのメモリで構成されることになる。

受信装置の第１実施例
図１１にこの発明による送信装置に適応した受信装置の構成例を示す。この受信装置は、通常のOFDM信号受信機と同様に局部発振器４２、ダウンコンバートミキサ４３、ガードインタバル除去回路４４、直並列変換部４５、フーリエ変換部４６、フィルタ処理部４７、並直列変換部４８、誤り訂正復号部４９、参照パイロット生成部５１、及びチャネル推定部５３を備えている。この実施例では更に、参照パイロット生成部５１とチャネル推定部５３の間にピーク低減部５２が設けられている。

端子４１に与えられたOFDM信号はダウンコンバートミキサ４３で局部発振器４２からの局部信号によりベースバンド信号（又は中間周波信号）に変換され、ガードインタバル除去回路４４でガードインタバルが除去され、直並列変換部４５で並列信号に変換後、フーリエ変換部４６でフーリエ変換される。フーリエ変換部４６の出力信号はサブキャリアごとの受信信号となっている。これらサブキャリア受信信号からフィルタ処理部４７でチャネル伝送路歪を除去して並直列変換部４８で直列信号に変換し、誤り訂正復号部４９で誤り訂正復号を行って元の信号を復調する。

チャネル推定部５３では、受信側で既知の信号パターンが送信されるパイロット区間において、参照パイロット生成部５１からの参照パイロット信号とサブキャリア受信信号を用いてチャネル推定を行う。このとき、チャネル推定法としては、例えば、サブキャリアごとの受信信号と参照パイロット信号間の相関を取り、その相関から各チャネルの伝送路特性の逆特性を表すフィルタ係数、例えばＦＩＲフィルタ係数をチャネル推定値として計算により求める。

図１、図４及び図５で説明したように、送信側ではピーク低減処理を行っているので、各サブキャリアの受信パイロット信号はチャネル伝送路特性による影響だけでなく、ピーク低減処理による影響も受けている。そこで図１１の受信装置では、受信側で発生する参照パイロット信号にも送信側と同様のピーク低減処理を行うことにより、チャネル推定部５３におけるチャネル推定の精度を高めている。

図１２はピーク低減部５２の構成例を示す。この例は図５の送信装置における逆フーリエ変換部１３、ピーク成分検出部２２、フーリエ変換部２３、フーリエ変換出力信号制御部３１、減算器２４₀, ..., ２４_N-1の構成及び動作と同様であり、参照パイロット生成部５１からの参照パイロット信号は逆フーリエ変換部５２Ａで逆フーリエ変換され、ピーク成分検出部５２Ｂでその変換出力のピーク成分を検出し、許容ピークレベルC_th以下の成分は全て０に設定される。ピーク成分検出部５２Ｂの出力はフーリエ変換部５２Ｃでフーリエ変換され、その変換出力はフーリエ変換出力信号制御部５２Ｄでピーク低減信号許容レベルP_Lthと比較され、それを超す成分はP_Lthより小さい予め決めた値（送信側と同じ値）に置き換えられる。フーリエ変換出力信号制御部５２Ｄの出力は減算器52E₀, ..., 52E_N-1で参照パイロット信号から引き算される。ピーク成分検出部５２Ｂによる全ての成分の検出レベルが許容ピークレベルC_thより小さくなるまで以上の処理が繰り返され、これによって送信側においてパイロット信号が受けるピーク低減処理と同じピーク低減処理が受信側においても参照パイロット信号に対し行われる。従って、図１１のチャネル推定部５３に与えられるサブキャリア受信パイロット信号とピーク低減部５２から与えられるピーク低減された参照パイロット信号との差異は受信パイロットが伝送路で受けた歪だけであり、チャネル推定部５３におけるチャネル推定精度を高めることができる。

チャネル推定部５３はＮ個の各チャネルについてサブキャリア受信パイロット信号と、ピーク低減部５２でピーク低減処理された参照パイロット信号との間の相関を計算し、その相関から伝送路特性を表す例えばＦＩＲフィルタ係数をチャネル推定値として計算する。フィルタ処理部４７はこの各チャネルのフィルタ係数から伝送路特性の逆特性を表す係数を計算し、その逆特性係数を使って対応するチャネルのサブキャリア受信信号に対しＦＩＲフィルタ処理を行うことにより、受信信号から伝送路歪を除去する。フィルタ処理部４７の出力は並直列変換部４８で直列信号に変換され、誤り訂正復号部４９で誤り訂正復号される。

この受信装置によれば、チャネル推定時に受信パイロット信号が送信側で受けたピーク低減処理の影響を除去して精度よくチャネル推定を行うことができるので、それだけ送信側においてピーク許容レベルP_Lthを高く設定できる。従って、送信装置においてピーク低減量を大きくすることができるので、それだけ高周波電力増幅器１８におけるバックオフを小さくし、高能率の電力増幅が可能になる。
送信側でフーリエ変換出力であるピーク低減信号に各種制御処理を行っている場合には、図１２に示したフーリエ変換出力信号制御部５２Ｄにより送信側と同様の処理を行えばよい。

受信装置の第２実施例
図１１ではチャネル推定を精度よく行うために参照パイロット信号に対し送信側と同じピーク低減処理を行う構成を示したが、図１、図４及び図５の送信装置においては送信信号全区間に渡ってピーク低減処理を行っているので、受信信号はピーク低減処理を受けた信号、即ち、受信特性がそれだけ劣化した信号となっている。特性の劣化が許容範囲であれば、そのまま使用することができるが、図１３に示す受信装置の第２実施例では、送信側におけるピーク低減処理に起因する特性の劣化を補償するように構成している。即ち、図１３に示すように、図１１の構成に対し、更にピーク低減信号生成部５４と、加算器５５₀, ..., ５５_N-1と、硬判定／並直列変換部５６が設けられる。硬判定／並直列変換部５６は、フィルタ処理部４７の出力を硬判定し、並直列変換して送信信号推定値を出力する。この送信信号推定値からピーク低減信号生成部５４で生成したピーク低減信号を加算器５５₀, ..., ５５_N-1でフーリエ変換部４６の出力である各サブキャリア受信信号に加算する。

ピーク低減信号生成部５４の構成例を図１４に示す。この構成における直並列変換部５４Ａ、逆フーリエ変換部５４Ｂ、ピーク成分検出部５４Ｃ、フーリエ変換部５４Ｄ、フーリエ変換出力信号制御部５４Ｅは、図５に示した送信装置における直並列変換部１２、逆フーリエ変換部１３、ピーク成分検出部２２、フーリエ変換部２３、フーリエ変換出力信号制御部３１の構成及び動作と同様である。即ち、直並列変換部５４Ａで送信信号推定値を並列信号に変換し、得られた並列信号を逆フーリエ変換部５４Ｂで逆フーリエ変換してからピーク成分検出部５４Ｃで許容ピークレベルC_thより低い成分を０に設定し、その出力をフーリエ変換部５４Ｄでフーリエ変換してピーク低減信号を生成する。更にフーリエ変換出力信号制御部５４Ｅでピーク低減信号中のピーク低減信号許容レベルP_Lthを超える成分をP_Lthより小さい予め決めたレベル（送信側と同じ値）に設定する。

フーリエ変換出力信号制御部５４Ｅの出力は、例えばFIRフィルタで構成された伝送路推定フィルタ部５４Ｆでそれぞれチャネル推定部５３からの伝送路特性を表すチャネル推定値（FIRフィルタ係数）を使ってフィルタ処理され、伝送路特性の影響が与えられたピーク低減信号が生成される。これらピーク低減信号は図１３におけるそれぞれのサブキャリア受信信号に加算器５５₀, ..., ５５_N-1で加算され、送信側で与えられたピーク低減処理が相殺される。従って、フィルタ処理部４７の出力には送信装置の直並列変換部１２の出力であるＮチャネルのサブキャリア信号により近い信号が得られる。
送信側でフーリエ変換出力であるピーク低減信号に各種制御処理を行っている場合には、図１４に示したフーリエ変換出力信号制御部５４Ｅにより送信側と同様の処理を行えばよい。

受信装置の第３実施例
図１５はこの発明の送信装置に適応した受信装置の第３実施例を示す。この受信装置は図１３の受信装置において、硬判定／並直列変換部５６による送信信号推定値の代わりに誤り訂正復号部４９からの復調信号を使用するように構成したものであり、その他は図１３の場合と同じである。

この受信装置では、最初の復調時には、ピーク低減信号を加算しないでサブキャリア受信信号を用いてフィルタ処理、並直列変換及び誤り訂正復号を行い、得られた復調信号を用いてピーク低減信号生成部５４によりピーク低減信号を生成する。次に、これらのピーク低減信号を加算器５５₀, ..., ５５_N-1でそれぞれサブキャリア受信信号に加算して送信側で減算したピーク低減信号を相殺し、再度フィルタ処理、並直列変換、誤り訂正復号処理を行う。

ここで、復調信号として、誤り訂正復号処理後の信号を用いることにより、ピーク低減信号を生成するための復調信号の品質が向上し、より精度よくピーク低減信号を生成できるため効果的である。
また、必要であれば、上記の復調信号からピーク低減信号を生成し、これらのピーク低減信号を加算したサブキャリア受信信号を用いて再度フィルタ処理と復号処理を行うという一連の処理を繰り返すことにより、ピーク低減信号の生成精度が向上し、更に受信特性を改善することが可能となる。
上記繰り返し処理の回数については、信号処理量や処理時間による遅延を考慮して、予め上限を設定しておいてもよいし、ＣＲＣ等を用いて受信信号の品質を評価し、その品質に応じて繰り返すか否かを判定してもよい。

図１１、図１３、図１５におけるピーク低減部５２の構成を示す図１２において、参照パイロット信号のパターンは予め決まっているので、逆フーリエ変換部５２Ａに与えられる入力の取り得る値の全ての組は決まっている。各組の値に対し、予め逆フーリエ変換を計算可能であり、その計算結果を使ってピーク成分検出部５２Ｂの出力を計算可能であり、その出力を使ってフーリエ変換部５２Ｃの計算が可能であり、そのフーリエ変換出力を使ってフーリエ変換出力信号制御部５２Ｄの出力を計算可能であり、更に、その出力を使って減算器52Ｅ, ..., 52Ｅ _N-1 による参照パイロット信号との減算が可能である。即ち、入力された参照パイロット信号に対し、予めピーク低減参照パイロット信号を計算しておくことができる。そこで、ピーク低減部５２をメモリで構成し、そのメモリに予め計算した参照パイロット信号に対応してピーク低減参照パイロット信号を格納しておくことにより、逆フーリエ変換、フーリエ変換等の演算を実時間で行う必要はなく、処理速度を高めることができる。

ＯＦＤＭを使用した場合のこの発明による送信装置の第１の実施例を示すブロック図。 図１の実施例におけるピーク成分検出部２２の構成例を示すブロック図。 図１の送信装置による送信処理手順を示すフロー図。 図１の実施例の変形実施例を示すブロック図。 この発明の第２の実施例を示すブロック図。 図５の実施例におけるFFT出力制御部の構成を示すブロック図。 Ａはピーク低減信号の例を示す図。Ｂはピークレベル制限後のピーク低減信号の例を示す図。Ｃは繰り返し処理後のピーク低減信号の例を示す図。 Ａはピークレベル低減信号に対する異なる複数の許容レベルを示す図。Ｂはセグメントごとに設定したピーク低減信号許容レベルの例を示す図。 ＯＦＣＤＭを使用した場合のこの発明による送信装置の実施例を示すブロック図。 図９の実施例の変形実施例を示すブロック図。 この発明の送信装置に適応した受信装置の第１実施例を示すブロック図。 図１１におけるピーク低減部５２の構成例を示すブロック図。 この発明の送信装置に適応した受信装置の第２実施例を示すブロック図。 図１３におけるピーク低減信号生成部５４の構成例を示すブロック図。 この発明の送信装置に適応した受信装置の第３実施例を示すブロック図。 Ａは図１の実施例における送信シンボルに対するピーク低減効果を示すグラフ。Ｂは図１の実施例により送信した場合の受信信号の特性を示すグラフ。 図１の実施例による効果を示すグラフ。 従来のＯＦＤＭを使用した送信装置を説明するためのブロック図。 ＯＦＤＭにおけるサブキャリアの帯域を説明するための図。

Claims (11)

1. 送信する複数のシンボルを周波数軸上にシンボルレートと等しい周波数間隔の複数のサブキャリア信号成分として配列し、それらを時間領域信号に変換し、アップコンバートし、電力増幅して送信する直交周波数マルチキャリア送信装置において、
   上記複数のサブキャリア信号成分を複数の時間領域信号成分に変換する逆フーリエ変換部と、
   上記複数の時間領域信号成分のそれぞれと所定の許容ピークレベルを比較し、上記許容ピークレベルを超えるピーク成分を検出するピーク成分検出部と、
   上記ピーク成分を上記サブキャリア信号成分と対応する周波数領域成分に変換するフーリエ変換部と、
   上記周波数領域成分を、上記逆フーリエ変換部へ入力する上記複数のサブキャリア信号成分から減算し、それによって送信出力のピーク成分を抑制する減算手段、
   とを含む。
2. 請求項１に記載の直交周波数マルチキャリア送信装置において、上記ピーク成分検出部は、上記減算手段から出力された各時間領域信号成分のレベルが上記許容ピークレベル以下の場合は上記ピーク成分を０と設定し、上記時間領域信号成分のレベルが上記許容ピークレベルより大の場合は、上記時間領域信号成分と上記許容ピークレベルの差を上記ピーク成分とする。
3. 請求項１に記載の直交周波数マルチキャリア送信装置において、電力増幅された送信信号のレベルに応じて上記許容ピークレベルを決定する許容ピークレベル設定部が設けられている。
4. 請求項１又は３に記載の直交周波数マルチキャリア送信装置において、上記フーリエ変換部からの上記周波数領域成分の各レベルを予め決めたピーク低減信号許容レベルと比較し、上記周波数領域成分のレベルが上記ピーク低減信号許容レベル以下となるよう制御するフーリエ変換出力信号制御部を更に含む。
5. 請求項１に記載の直交周波数マルチキャリア送信装置において、
   上記複数のシンボルのそれぞれを拡散率SF個ずつコピーする複数のコピー部と、SFは１以上の整数であり、
   拡散符号を生成する拡散符号生成部と、
   上記複数のコピー部の出力を上記拡散符号で拡散し、拡散結果を上記複数のサブキャリア信号成分として出力する乗算手段、
   とを更に含む。
6. 請求項１に記載の直交周波数マルチキャリア送信装置において、
   それぞれシンボルが入力される複数系統の各系統において複数のシンボルのそれぞれを拡散率SFずつコピーする複数のコピー部と、SFは１以上の整数であり、
   各系統の拡散符号を生成する拡散符号生成部と、
   各系統の上記複数のコピー部の出力を上記拡散符号で拡散する乗算手段と、
   上記複数系統のそれぞれの乗算手段の出力の対応する成分を合成して上記複数のサブキャリア信号成分として出力する合成部、
   とを更に含む。
7. 請求項６に記載の直交周波数マルチキャリア送信装置において、各系統の上記拡散符号生成部はショートコードを上記拡散符号として生成し、上記送信装置は更に、
   ロングコードを生成するロングコード生成部と、
   上記ロングコードを上記合成部の出力に乗算して乗算結果を上記複数のサブキャリア信号成分として出力する第２の乗算手段とを含む。
8. 請求項１乃至７のいずれかに記載の直交周波数マルチキャリア送信装置において、それぞれのサブキャリア成分の可能な各組み合わせに対し、予めピーク成分が上記許容ピークレベル以下となるまで上記逆フーリエ変換部と上記ピーク成分検出部と上記フーリエ変換部と上記減算手段によるピーク抑圧処理を実行したときに得られる時間領域信号成分を格納したメモリにより上記逆フーリエ変換部と上記ピーク成分検出部と上記フーリエ変換部と上記減算手段の組が構成されている。
9. 送信する複数のシンボルを周波数軸上にシンボルレートと等しい周波数間隔の複数のサブキャリア信号成分として配列し、それらを時間領域信号に変換し、アップコンバートし、電力増幅して送信する直交周波数マルチキャリア送信方法において、
   (a) 上記複数のサブキャリア信号成分を複数の時間領域信号成分に逆フーリエ変換するステップと、
   (b) 上記複数の時間領域信号成分のそれぞれと所定の許容ピークレベルを比較し、上記許容ピークレベルを超えるピーク成分を検出するステップと、
   (c) 上記ピーク成分を上記サブキャリア信号成分と対応する周波数領域成分にフーリエ変換するステップと、
   (d) 上記周波数領域成分を、上記複数のサブキャリア信号成分から減算し、それによって送信出力のピーク成分を抑制するステップ、
   とを含む。
10. 請求項９に記載の直交周波数マルチキャリア送信方法において、上記ステップ(b) において全ての上記複数の時間領域信号成分のレベルが上記許容ピークレベルより以下となるまで上記ステップ(a), (b) 及び(c) を繰り返し実行する。
11. 請求項９に記載の直交周波数マルチキャリア送信方法において、それぞれのサブキャリア成分の可能な各組み合わせに対し、予めピーク成分が上記許容ピークレベル以下となるまで上記ステップ(a), (b), (c) 及び(d) によるピーク抑圧処理を実行したときに得られる時間領域信号成分を格納したメモリから上記サブキャリア信号成分に対応した時間領域信号成分を読み出す。

Images