JP3898538B2 - マルチキャリアｃｄｍａ受信装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、マルチキャリアＣＤＭＡ（Code division Multiple Access）方式を用いた多元接続方式の移動体通信システムで使用されるマルチキャリアＣＤＭＡ受信装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
以下、従来のマルチキャリアＣＤＭＡ受信装置について説明する。マルチキャリアＣＤＭＡ方式を用いた多元接続方式の移動体通信システムで使用されるマルチキャリアＣＤＭＡ受信装置としては、たとえば、文献「繰り返しチャネル推定を用いたときの下りリンクブロードバンド無線パケット伝送におけるSC/DS-CDMA，MC/DS-CDMA，MC-CDMA方式の特性比較、電子情報通信学会 信学技報 RCS99-130 p.63-70 1999年10月」に記載された装置がある。
【０００３】
ここで、上記文献に記載された従来のマルチキャリアＣＤＭＡ受信装置およびマルチキャリアＣＤＭＡ送信装置の構成を、図面を用いて詳細に説明する。図８は、従来のマルチキャリアＣＤＭＡ送信装置の構成を示す図であり、図９は、従来のマルチキャリアＣＤＭＡ受信装置の構成を示す図である。また、図１０は、サブキャリア毎の送信スロットのフォーマットを示す図である。送信スロットは、パイロットシンボル部分（既知系列）とデータ部分から構成される。図１１は、移動体通信システムにおいて、周囲の建物や地形により電波が反射，回折，散乱することによって複数の伝送路を経た波（マルチパス波）が到来し、当該マルチパス波が相互に干渉することによって生じる周波数選択性フェージング伝送路のインパルス応答の一例を示す図である。
【０００４】
図８において、２００は符号化部であり、２０１はデータ変調部であり、２０２はパイロットシンボル多重化部であり、２０３はシリアル／パラレル変換部であり、２０４はコピー部であり、２０５は乗算器であり、２０７は他コード多重化部であり、２０８はＩＦＦＴ（逆ＦＦＴ）部であり、２０９はガードインターバル（ＧＩ）付加部である。
【０００５】
また、図９において、３００はガードインターバル（ＧＩ）除去部であり、３０１はＦＦＴ部であり、３０２はフェージング変動補償部であり、３０３，３０４は乗算器であり、３０５，３０６は乗算器であり、３０７，３０８は合成器であり、３０９はパラレル／シリアル変換部であり、３１０はデータ復調部であり、３１１は復号部である。
【０００６】
以下、上記マルチキャリアＣＤＭＡ送信装置（以降、単に送信装置と呼ぶ）およびマルチキャリアＣＤＭＡ受信装置（以降、単に受信装置と呼ぶ）の動作を図８，図９を用いて説明する。
【０００７】
送信装置では、符号化部２００が、２値のデータを受け取り、符号化率Ｒ＝１／２の畳込み符号化を行った後、当該畳込み符号化後の信号をデータ変調部２０１に出力する。データ変調部２０１では、ＱＰＳＫ変調に相当するマッピング則に従って変調処理を行う。
【０００８】
変調後の信号を受け取ったパイロットシンボル多重化部２０２では、サブキャリア単位に図１０のスロットを構成するため、Ｎp個のパイロットシンボルをスロットの前後に、Ｎd個のデータシンボルを前後のパイロットシンボル間に、それぞれ配置する。上記のように構成されたパイロットシンボル多重化部２０２出力の信号を受け取ったシリアル／パラレル変換部２０３では、シリアルの状態のシンボルをパラレルのシンボルに変換する。そして、コピー部２０４では、パラレルのシンボルをコピーする。
【０００９】
乗算器２０５では、コピー後の信号に対して拡散率ＳＦに基づいて拡散処理を行う。ここでは、拡散のためのコードを各コピー部２０４の出力に対して乗算する。拡散コード乗算後のシンボルを受け取った他コード多重化部２０７では、他の拡散コードにより拡散されたシンボルを多重化する。多重化された信号を受け取ったＩＦＦＴ部２０８では、当該信号を直交マルチキャリア信号に変換する。直交マルチキャリア信号を受け取ったＧＩ付加部２０９では、ガードインターバルをシンボル毎に付加し、ガードインターバル付加後の信号を送信信号として出力する。
【００１０】
受信装置では、ＧＩ除去部３００が、無線通信路上で周波数選択性フェージング等の影響を受けた信号を受け取り、受信信号からガードインターバルを除去してシンボル毎に連なった信号を出力する。ＦＦＴ部３０１では、ＧＩ除去部３００から受け取った信号に対してフーリエ変換処理を行い、サブキャリア信号成分に分離する。そして、当該サブキャリア信号を、それぞれサブキャリア単位に、フェージング変動補償部３０２と乗算器３０３，３０４に対して出力する。
【００１１】
ここで、フェージング変動補償部３０２におけるチャネル推定方法について説明する。まず、スロット内のパイロットシンボル区間を同相加算後、平均化し、サブキャリア毎のチャネル推定値を次式（１）により算出する。
【００１２】
【数１】
【００１３】
ただし、Ｃnはｎ番目のサブキャリアのチャネル推定値を表し、Ｚn、1（ｉ）は図１０に示すスロットにおけるｎ番目のサブキャリアの先頭のパイロットシンボルを表し、Ｚn、2（ｉ）は後尾のパイロットシンボルを表す。サブキャリア毎に求められたチャネル推定値Ｃnは、近接するＮavg個のサブキャリアから求められたチャネル推定値とともに平均化され、第ｎ番目のサブキャリアの平均化後のチャネル推定値は、次式（２）により算出する。
【００１４】
【数２】
【００１５】
式（２）で算出した平均化後のチャネル推定値に基づいて逆拡散を行うため、フェージング変動補償値Ｗnを次式（３）に従い算出する。
【００１６】
【数３】
【００１７】
上記フェージング変動補償値Ｗnは、サブキャリアごとにフェージング変動の補償を行うため、個別に乗算器（３０３，…，３０４）に入力され、その後、前記サブキャリアごとのフェージング変動補償後の信号は、それぞれ乗算器（３０５，…，３０６）に入力される。当該各乗算器では、逆拡散を行うためのコードを乗算する。
【００１８】
逆拡散後の信号を受け取った合成器３０７，３０８では、当該信号を合成することで逆拡散処理を完了する。合成後の信号を受け取ったパラレル／シリアル変換３０９では、パラレルデータをシリアルデータに変換する。シリアルデータ受け取ったデータ復調部３１０では、データ復調処理を行い、軟判定値を出力する。最後に、軟判定値を受け取った復号部３１１では、たとえば、ビタビ復号を行い、判定データシンボルを出力する。
【００１９】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記、従来のマルチキャリアＣＤＭＡ送受信装置では、以下に示す問題があった。
【００２０】
たとえば、移動体通信の場合、周囲の建物や地形によって電波が反射，回折，散乱し、移動局には、複数の伝送路を経た波（マルチパス波）が到来し、当該マルチパス波が相互に干渉するため、受信波の振幅と位相がランダムに変動する周波数選択性フェージングが発生する。
【００２１】
したがって、移動局が高速に移動する場合には周波数選択性フェージングによる変動が高速となるため、上記従来技術では、フェージングによる振幅・位相変動を十分に推定できず、また、符号多重時にはコード間で干渉が発生するため、受信信号品質やデータ復調が良好に行えない、という問題があった。
【００２２】
特に、多値変調時にはフェージングによる振幅変動があるため、フェージングによる振幅変動を考慮した判定しきい値をシンボル毎に設ける必要がある。しかしながら、マルチキャリアＣＤＭＡ方式の変調信号は周波数方向に拡散されているため、逆拡散後のシンボルの信号レベルを考慮した適切な判定しきい値を設けなければ、良好なデータ復調が行えない。
【００２３】
また、ダイバーシチ受信時には、ブランチ毎の信号に対して逆拡散後のシンボルの信号レベルを考慮した適切な重み付けを行わなければ、良好なデータ復調が行えない。
【００２４】
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、移動局が高速に移動して周波数選択性フェージングによる変動が高速となる場合であっても、良好な受信品質を実現することが可能なマルチキャリアＣＤＭＡ受信装置を得ることを目的とする。
【００２５】
【課題を解決するための手段】
上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明にかかるマルチキャリアＣＤＭＡ受信装置にあっては、フーリエ変換後のサブキャリア群中のサブキャリア信号（パイロットシンボルおよびデータシンボルを含む）に対してフェージング変動を補償しながら周波数逆拡散を行い、当該逆拡散後の各サブキャリア信号をシリアル信号に変換し、当該シリアル信号を所定の手順で復調する復調部と、当該復調データを復号する復号部と、を備える構成とし、前記復調部は、前記フェージング変動補償時にパイロットシンボル間の一次補間により算出された各サブキャリア信号のチャネル推定値、およびパイロットシンボルとデータシンボルとの信号振幅比、に基づいて、逆拡散後のシンボルの振幅値を算出する逆拡散後振幅算出手段と、前記逆拡散後のシンボルの振幅値に基づいて多値変調時の判定しきい値を算出する判定しきい値生成手段と、前記判定しきい値に基づいて前記シリアル信号を復調し、当該復調結果として軟判定データを出力するデータ復調手段と、前記各サブキャリア信号のチャネル推定値に基づいて、サブキャリア群毎に、パイロットシンボルの合成振幅値を算出する振幅合成手段と、前記合成振幅値に基づいて前記軟判定データに対する所定の重みを生成し、前記軟判定データに対して重み付けを行う重み付け手段と、を備えることを特徴とする。
【００２６】
つぎの発明にかかるマルチキャリアＣＤＭＡ受信装置にあっては、フーリエ変換後のサブキャリア群中のサブキャリア信号（パイロットシンボルおよびデータシンボルを含む）に対してフェージング変動を補償しながら周波数逆拡散を行い、当該逆拡散後の各サブキャリア信号をシリアル信号に変換し、当該シリアル信号を所定の手順で復調する復調部と、当該復調データを復号する復号部と、を備える構成とし、前記復調部は、前記フェージング変動補償用の重み付け係数を生成する重み付け係数生成手段と、前記フェージング変動補償時にパイロットシンボル間の一次補間により算出された各サブキャリア信号のチャネル推定値、およびパイロットシンボルとデータシンボルとの信号振幅比、に基づいて、逆拡散後のシンボルの振幅値を算出する逆拡散後振幅算出手段と、前記逆拡散後のシンボルの振幅値に基づいて多値変調時の判定しきい値を算出する判定しきい値生成手段と、前記判定しきい値に基づいて前記シリアル信号を復調し、当該復調結果として軟判定データを出力するデータ復調手段と、前記各サブキャリア信号のチャネル推定値に基づいて、サブキャリア群毎に、パイロットシンボルの合成振幅値を算出する振幅合成手段と、前記合成振幅値に基づいて前記軟判定データに対する所定の重みを生成し、前記軟判定データに対して重み付けを行う重み付け手段と、を備えることを特徴とする。
【００２７】
つぎの発明にかかるマルチキャリアＣＤＭＡ受信装置において、前記重み付け係数生成手段は、「符号多重するチャネル数」および「パイロットシンボルとデータシンボルとの信号振幅比」に基づいて、ＭＭＳＥ（Minimum Mean Square Error）基準に従う重み付け係数を生成することを特徴とする。
【００２８】
つぎの発明にかかるマルチキャリアＣＤＭＡ受信装置にあっては、前記復調部を複数備える構成とし、さらに、前記各復調部によって得られる重み付け後の軟判定データを合成する合成手段を備え、前記復号部は、前記合成結果を用いて復号することを特徴とする。
【００２９】
つぎの発明にかかるマルチキャリアＣＤＭＡ受信装置にあっては、各サブキャリア信号に含まれる符号多重化された既知系列部分を用いて、所定のパラメータを算出するパラメータ算出手段を備え、前記パラメータ算出手段は、各サブキャリア群における既知系列部分のシンボルの平均電力および各サブキャリア群における逆拡散後の既知系列部分のシンボルの平均電力に基づいて、前記「符号多重するチャネル数」を算出し、各サブキャリア群におけるパイロット部分の合成信号振幅および各サブキャリア群における既知系列部分の逆拡散後の平均信号振幅、に基づいて前記「パイロットシンボルとデータシンボルとの信号振幅比」を算出することを特徴とする。
【００３０】
つぎの発明にかかるマルチキャリアＣＤＭＡ受信装置にあっては、各サブキャリア信号に含まれる符号多重化された既知系列部分を用いて、所定のパラメータを算出するパラメータ算出手段を備え、前記パラメータ算出手段は、各サブキャリア群におけるデータシンボルの平均電力および各サブキャリア群における逆拡散後のデータシンボルの平均電力に基づいて、前記「符号多重するチャネル数」を算出し、各サブキャリア群におけるパイロット部分の合成信号振幅および各サブキャリア群における既知系列部分の逆拡散後の平均信号振幅、に基づいて前記「パイロットシンボルとデータシンボルとの信号振幅比」を算出することを特徴とする。
【００３１】
つぎの発明にかかるマルチキャリアＣＤＭＡ受信装置にあっては、送信側が制御情報に含んで送信する「符号多重するチャネル数」および「パイロットシンボルとデータシンボルとの信号振幅比」を用いることを特徴とする。
【００３２】
つぎの発明にかかるマルチキャリアＣＤＭＡ受信装置において、前記重み付け手段は、前記振幅合成手段が生成する合成振幅値の２乗に比例する重みを生成することを特徴とする。
【００３３】
つぎの発明にかかるマルチキャリアＣＤＭＡ受信装置において、前記フェージング変動補償では、フェージングによる振幅変動補償値を、対象とするサブキャリアのパイロットシンボルを時間方向に平均化することで算出し、フェージングによる位相変動補償値を、隣接するサブキャリアのパイロットシンボルを周波数方向および時間方向に平均化することで算出することを特徴とする。
【００３４】
つぎの発明にかかるマルチキャリアＣＤＭＡ受信装置において、前記各サブキャリア信号のチャネル推定値は、パイロットシンボル間の一次補間により算出することを特徴とする。
【００３５】
【発明の実施の形態】
以下に、本発明にかかるマルチキャリアＣＤＭＡ受信装置の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。
【００３６】
実施の形態１．
図１は、本発明にかかるマルチキャリアＣＤＭＡ受信装置（以降、単に受信装置と呼ぶ）の実施の形態１の構成を示す図である。また、図２は、サブキャリア毎の送信スロットのフォーマットの一例を示す図である。なお、送信側の処理については、基本的に従来例と同様であるため、その説明を省略する。一例として、送信スロットでは、パイロット部とデータ部から１スロットを構成し、スロットのパイロット部分は同一のデータを連続して送信する。
【００３７】
図１において、１はガードインターバル（ＧＩ）除去部であり、２はＦＦＴ部であり、３はフェージング変動補償部であり、４−１，…，４−ａ，６−１，…，６−ａは乗算器であり（ａは自然数）、８−１，…，８−ｂは合成器であり（ｂは自然数）、１０はパラレル／シリアル変換部であり、１１は逆拡散後振幅算出部であり、１２は判定しきい値生成部であり、１３はデータ復調部であり、１４は振幅合成部であり、１５は重み生成部であり、１６は乗算器であり、１７は復号部である。
【００３８】
ここで、本実施の形態の受信装置の動作について説明する。まず、無線通信路上で周波数選択性フェージング等の影響を受けた受信信号は、ＧＩ除去部１に入力される。
【００３９】
ＧＩ除去部１では、ガードインターバルが除去され、シンボル毎に連なった信号を出力する。ＧＩ除去部１の出力信号を受け取ったＦＦＴ部２では、当該信号に対してフーリエ変換処理を行い、各サブキャリア信号成分に分離する。分離後の複数のサブキャリア信号は、サブキャリア毎にフェージング変動補償部３と乗算器４−１〜４−ｍに入力される。
【００４０】
フェージング変動補償部３では、まず、サブキャリア毎に対象とするスロットの前後のパイロットシンボル区間をそれぞれ同相加算後に平均化し、チャネル推定値を算出する。次式（４）にその処理方法を示す。
【００４１】
【数４】
【００４２】
なお、ｐn,1，ｐn,2は、それぞれ第ｎ番目のサブキャリア毎のパイロット部分のチャネル推定値であり、Ｚn,1（ｉ），ｄn,1（ｉ）は、それぞれ図２に示すスロットの前方に存在する受信パイロットシンボルと送信パイロットシンボルを表し、Ｚn,2（ｉ），ｄn,2（ｉ）は、それぞれスロットの後方に存在する受信パイロットシンボルと送信パイロットシンボルを表す。ただし、＊は複素共役を意味する。
【００４３】
つぎに、サブキャリア毎に求められたスロットの前後のチャネル推定値ｐn,1，ｐn,2を用いて、対象とするスロット間における一次補間後のチャネル推定値Ｖn（ｋ）（ｋはデータ部分のシンボル番号）を算出する。たとえば、データ部分のシンボル数をＮdとすると、一次補間後のチャネル推定値Ｖn（ｋ）は、次式（５）により算出することができる。
【００４４】
【数５】
【００４５】
ただし、ｋ＝０，１，２，…，Ｎd−１であり、Ｑ1，Ｑ2は、それぞれ次式（６）で表現する。
【００４６】
【数６】
【００４７】
つぎに、第ｎ番目のサブキャリア毎のチャネル推定値Ｖn（ｋ）は、隣接するＮavg個のサブキャリアから求められたチャネル推定値とともに周波数方向の平均化処理が行われる。そして、第ｎ番目のサブキャリアの周波数方向平均化後のチャネル推定値Ｙn（ｋ）（ｋはデータ部分のシンボル番号）は、次式（７）により算出する。
【００４８】
【数７】
【００４９】
つぎに、周波数方向平均化後のチャネル推定値Ｙn（ｋ）に基づいて逆拡散を行うため、第ｎ番目のサブキャリアのフェージング変動補償値ｍn（ｋ）を次式（８）により算出する。
【００５０】
【数８】
【００５１】
最後に、サブキャリア毎にフェージング変動の補償を行うため、第ｎ番目のフェージング変動補償値ｍn（ｋ）を乗算器４−１〜４−ａに入力する。
【００５２】
上記手順で第ｎ番目のフェージング変動補償値を算出後、乗算器４−１〜４−ａでは、サブキャリア毎にチャネル変動を補償する。サブキャリア毎のチャネル変動補償後の信号Ｓn（ｋ）は、次式（９）のように表現する。ただし、Ｚn（ｋ）は第ｎ番目のサブキャリア群のｋ番目の受信シンボルを表す。
【００５３】
【数９】
【００５４】
サブキャリア毎のフェージング変動補償後の信号Ｓn（ｋ）を受け取った乗算器６−１〜６−ｍでは、当該信号に逆拡散を行うための拡散コードを乗算する。サブキャリア毎の逆拡散後の信号を受け取った合成器８−１〜８−ｂでは、当該逆拡散後の信号をサブキャリア単位に合成する。合成後の信号を受け取ったパラレル／シリアル変換部１０では、当該信号をパラレルデータからシリアルデータに変換する。そして、パラレル／シリアル変換後の信号は、データ復調部１３に入力される。
【００５５】
一方、逆拡散後振幅算出部１１では、式（５）に示す第ｎ番目のサブキャリアのチャネル推定値Ｖn（ｋ）を用いて、第ｎg番目のサブキャリア群の逆拡散後のシンボルの振幅Ｒｎg（ｋ）を算出する（式（１０）参照）。
【００５６】
【数１０】
【００５７】
ただし、ｎgはサブキャリア群番号（ｎg＝０，１，２，…，Ｎｃ／ＳＦ−１）を表し、ｋ（ｋ＝０，１，２，…，Ｎd−１）はシンボル番号を表し、ａ（ｎg）は第ｎg番目のサブキャリア群のパイロットシンボル部とデータシンボル部の信号振幅の比を表す。また、この信号振幅の比ａ（ｎg）は、予め制御チャネルを通じて報知されるものであり、たとえば、パイロットシンボル部分とデータシンボル部分の信号電力が異なる場合に、チャネル推定値Ｖn（ｋ）の振幅をデータシンボルの信号振幅となるように補正する。具体的にいうと、パイロットシンボル部分とデータシンボル部分の信号電力が同一ならば、パイロットシンボル部とデータシンボル部の信号振幅の比ａ（ｎg）は「１」となる。
【００５８】
第ｎg番目のサブキャリア群の逆拡散後のシンボルの振幅Ｒｎg（ｋ）を受け取った判定しきい値生成部１２では、復調時に使用する判定しきい値を生成する。ここでは、多値変調の一例として、１６ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）の場合について説明する。図３は、１６ＱＡＭの信号点配置を示す図である。なお、図３では判定しきい値を点線により示している。
【００５９】
判定しきい値生成部１２では、点線で示す判定しきい値を次式（１１）により生成する。そして、生成された判定しきい値は、データ復調部１３に入力される。データ復調部１３では、判定しきい値を用いて上記シリアルデータを復調し、その復調結果として軟判定データを出力する。
【００６０】
【数１１】
【００６１】
ここで、ｈは判定しきい値の番号を表し（ｈ＝１，２，３）、ｂnは判定しきい値を設定するための設定係数を表し、ｃは雑音による判定しきい値のずれに対して一定の補正を行うための補正係数を表す。設定係数は、たとえば、パイロットシンボルの信号点が図３の信号点の最も外側の４点に存在する場合、ｂ1＝−２／３，ｂ2＝０，ｂ3＝２／３となる。
【００６２】
さらに、振幅合成部１４では、式（５）に示す第ｎ番目のサブキャリアのチャネル推定値Ｖn（ｋ）を用いて、第ｎg番目のサブキャリア群における振幅合成後のシンボルの振幅Ａｎg（ｋ）を算出する（式（１２）参照）。
【００６３】
【数１２】
【００６４】
第ｎg番目のサブキャリア群における振幅合成後のシンボルの振幅Ａｎg（ｋ）を受け取った重み生成部１５では、当該振幅Ａｎg（ｋ）に基づいて軟判定データ用の重みを生成する。この重みは、振幅Ａｎg（ｋ）あるいは振幅Ａｎg（ｋ）の２乗値に比例するものを用いる。軟判定データ用の重みを受け取った乗算器１６では、上記復調後の軟判定データに対して重み付けを行う。重み付け後の軟判定データを受け取った復号部１７では、当該データに対して誤り訂正を行い、その結果として硬判定データを出力する。
【００６５】
このように、本実施の形態においては、２スロット分の共通パイロットを用いて一次補間を行うことによりサブキャリア毎のチャネル推定を行った後、フェージング変動補償を行う構成とし、さらに、フェージングによる振幅変動を考慮した多値変調用の判定しきい値を生成する構成とした。これにより、フェージングによる振幅・位相変動を十分に推定できない従来技術と比較して、より良好な受信品質を実現できる。
【００６６】
実施の形態２．
図４は、本発明にかかるマルチキャリアＣＤＭＡ受信装置（以降、単に受信装置と呼ぶ）の実施の形態２の構成を示す図である。なお、送信スロットのフォーマットについては、前述した実施の形態１と同様であるため、その説明を省略する。また、送信側の処理についても、基本的に従来例と同様であるため、その説明を省略する。
【００６７】
図４において、２１はフェージング変動補償部であり、２２は重み付け係数生成部であり、２３は逆拡散後振幅算出部であり、２４は判定しきい値生成部であり、２５はデータ復調部である。なお、前述した実施の形態１と同様の構成については、同一の符号を付してその説明を省略する。
【００６８】
ここで、本実施の形態の受信装置の動作について説明する。ここでは、前述の実施の形態１と異なる動作についてのみ説明する。
【００６９】
フェージング変動補償部２１では、まず、前述した実施の形態１と同様の手順で、チャネル推定値を算出する（式（４）参照）。つぎに、サブキャリア毎に求められたスロットの前後のチャネル推定値ｐn,1，ｐn,2を用いて、対象とするスロット間における一次補間後のチャネル推定値Ｖn（ｋ）を算出する（式（５）（６）参照）。つぎに、第ｎ番目のサブキャリア毎のチャネル推定値Ｖn（ｋ）は、隣接するＮavg個のサブキャリアから求められたチャネル推定値とともに周波数方向の平均化処理が行われ、そして、第ｎ番目のサブキャリアの周波数方向平均化後のチャネル推定値Ｙn（ｋ）を算出する（式（７）参照）。
【００７０】
その後、重み付け係数生成部２２では、フェージング変動補償に用いるＭＭＳＥ（Minimum Mean Square Error）用の重み付け係数を算出するために、まず、パイロット部分を用いて各サブキャリア群の分散値σ2 nを、式（１３）の結果を用いて算出する。ここでは、次式（１３）により、第ｎ番目のサブキャリアのパイロット部分の分散値σ2 nを算出する。
【００７１】
【数１３】
【００７２】
つぎに、重み付け係数生成部２２では、式（１３）の結果を用いて、全サブキャリアにおけるパイロットシンボルの分散値の平均値を次式（１４）により算出する。
【００７３】
【数１４】
【００７４】
そして、重み付け係数生成部２２では、多重化されたコード数Ｎuが予め制御情報により報知されているものとし、ＭＭＳＥ合成用の重み付け係数ｈnを次式（１５）により算出する。
【００７５】
【数１５】
【００７６】
ただし、ｋ（ｋ＝０，１，２，…，Ｎd−１）はシンボル番号を表し、ａ（ｎg）は第ｎg番目のサブキャリア群のパイロットシンボル部とデータシンボル部の信号振幅の比を表す。また、この信号振幅の比ａ（ｎg）は、予め制御チャネルを通じて報知されるものであり、たとえば、パイロットシンボル部分とデータシンボル部分の信号電力が異なる場合に、チャネル推定値Ｖn（ｋ）の振幅をデータシンボルの信号振幅となるように補正する。具体的にいうと、パイロットシンボル部分とデータシンボル部分の信号電力が同一ならば、パイロットシンボル部とデータシンボル部の信号振幅の比ａ（ｎg）は「１」となる。
【００７７】
ＭＭＳＥ合成用の重み付け係数ｈnを生成後、フェージング変動補償部２１では、当該重み付け係数ｈnと式（７）で算出した周波数方向平均化後のチャネル推定値Ｙn（ｋ）とを用いて、逆拡散を行うための第ｎ番目のサブキャリアのフェージング変動補償値ｍn（ｋ）を次式（１６）により算出する。
【００７８】
【数１６】
【００７９】
そして、サブキャリア毎にフェージング変動の補償を行うため、第ｎ番目のフェージング変動補償値ｍn（ｋ）を乗算器４−１〜４−ａに入力する。
【００８０】
一方、逆拡散後振幅算出部２３では、式（５）に示す第ｎ番目のサブキャリアのチャネル推定値Ｖn（ｋ）を用いて、第ｎg番目のサブキャリア群の逆拡散後のシンボルの振幅Ｒｎg（ｋ）を算出する（式（１７）参照）。
【００８１】
【数１７】
【００８２】
第ｎg番目のサブキャリア群の逆拡散後のシンボルの振幅Ｒｎg（ｋ）を受け取った判定しきい値生成部２４では、復調時に使用する判定しきい値を生成する。ここでは、多値変調の一例として、１６ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）を想定する（図３参照）。
【００８３】
判定しきい値生成部２４では、点線で示す判定しきい値を前述した式（１１）により生成する。そして、生成された判定しきい値は、データ復調部２５に入力される。データ復調部２５では、判定しきい値を用いてパラレル／シリアル変換部１０出力のシリアルデータを復調し、その復調結果として軟判定データを出力する。
【００８４】
このように、本実施の形態においては、２スロット分の共通パイロットを用いて一次補間を行うことによりサブキャリア毎のチャネル推定を行った後、ＭＭＳＥ基準でフェージング変動補償を行う構成とし、さらに、フェージングによる振幅変動を考慮した多値変調用の判定しきい値を生成する構成とした。これにより、コード間の干渉が抑えられるため、さらに良好な受信品質を実現できる。
【００８５】
実施の形態３．
図５は、本発明にかかるマルチキャリアＣＤＭＡ受信装置（以降、単に受信装置と呼ぶ）の実施の形態３の構成を示す図である。ここでは、基本的な構成については実施の形態１および２と同一であり、復号部がダイバーシチ対応となっている点が異なる。なお、以降では、説明の便宜上、実施の形態１の構成をダイバーシチ対応とした場合について説明する。
【００８６】
図５において、３１は第１のブランチの受信部であり、３２は第２のブランチの受信部であり、３３は加算器である。
【００８７】
ここで、本実施の形態の受信装置の動作について説明する。ここでは、前述の実施の形態１と異なる動作についてのみ説明する。加算器３３では、第１のブランチの受信部３１で生成された重み付け後の軟判定データと、第２のブランチの受信部３２で生成された重み付け後の軟判定データと、をブランチ間でダイバーシチ合成する。ダイバーシチ合成された軟判定データを受け取った復号部１７では、当該データに対して誤り訂正を行い、その結果として硬判定データを出力する。
【００８８】
このように、本実施の形態においては、逆拡散時に使用したサブキャリアの振幅に基づいて重み付けを行った軟判定データを、ブランチ間でダイバーシチ合成する構成とした。これにより、ダイバーシチ受信を実現できるため、周波数選択性フェージングの伝送路において、さらに良好な受信品質を実現できる。
【００８９】
実施の形態４．
前述した実施の形態１，２および３においては、第ｎg番目のサブキャリア群のパイロット部とデータ部の信号振幅比ａ（ｎg）および多重するチャネル数Ｎuが、予め制御情報等により報知されるため、既知であった。これに対し、本実施の形態では、図６に示すようなスロット構成を用いることにより、符号多重化されていないパイロット部と、符号多重化されたチャネル毎に与えられる既知系列部と、を用いて、パイロット部分とデータ部分の信号振幅比ａ（ｎg）および多重するチャネル数Ｎuを推定する。
【００９０】
図７は、本発明にかかるマルチキャリアＣＤＭＡ受信装置（以降、単に受信装置と呼ぶ）の実施の形態４の構成を示す図である。ここでは、基本的な構成については実施の形態１，２および３と同一であり、上記のようなパラメータを推定するパラメータ推定部４１を有する点が異なる。なお、以降では、説明の便宜上、実施の形態２の構成にパラメータ推定部４１を適用した場合について説明する。
【００９１】
図７において、４１はパラメータ推定部であり、４２はフェージング変動補償部であり、４３は重み付け係数生成部であり、４４は逆拡散後振幅算出部である。なお、前述した実施の形態２と同様の構成については、同一の符号を付してその説明を省略する。
【００９２】
ここで、本実施の形態の受信装置の動作について説明する。ここでは、前述の実施の形態２と異なる動作についてのみ説明する。
【００９３】
パラメータ推定部４１では、まず、フェージング変動補償部４２が抽出したパイロット部分の複数のシンボルを用いて、信号振幅の合成結果をサブキャリア群毎に算出する。上記サブキャリア群毎の信号振幅の合成結果Ａp（ｎg）は次式（１８）で与えられる。
【００９４】
【数１８】
【００９５】
つぎに、パラメータ推定部４１では、サブキャリア毎に備えられた既知系列部のＮkw個のシンボルを用いて、既知系列部の逆拡散後の信号を平均化するとともに、その振幅値Ａf（ｎg）を算出する。なお、上記サブキャリア群毎の逆拡散後の信号とは、合成器８−１〜８−ｂの出力である。したがって、既知系列部分のサブキャリア群毎の逆拡散後の信号をｆｎg（ｋ）とし、ｋをシンボル番号（ｋ＝０，１，…，Ｎkw−１）とすると、上記振幅値Ａf（ｎg）は次式（１９）で与えられる。
【００９６】
【数１９】
【００９７】
ただし、ｄｆｎg（ｋ）は第ｎg番目のサブキャリア群毎の既知系列を表す。
【００９８】
そして、パラメータ推定部４１では、第ｎg番目のサブキャリア群のパイロットシンボル部とデータ部（既知系列部）の振幅比ａ（ｎg）を、式（１８），式（１９）を用いて算出する。具体的にいうと、次式（２０）に示すように、振幅値Ａp（ｎg）を振幅値Ａf（ｎg）で除算することにより算出する。
【００９９】
【数２０】
【０１００】
つぎに、パラメータ推定部４１では、既知系列部の受信シンボルをＺkw（ｎg・ＳＦ＋ｉ，ｋ）とした場合、第ｎg番目のサブキャリア群の既知系列部分の受信シンボルの平均電力Ｐkw（ｎg）を、次式（２１）により算出する。
【０１０１】
【数２１】
【０１０２】
つぎに、パラメータ推定部４１では、既知系列部分のシンボルに対してフェージングによる位相変動を補償し、その後、逆拡散を行い、その結果で得られた第ｎg番目のサブキャリア群のシンボルの電力の平均値Ｐkwds（ｎg）を、次式（２２）により算出する。
【０１０３】
【数２２】
【０１０４】
そして、パラメータ推定部４１では、符号多重されたチャネル数Ｎuを、式（２１），式（２２）の結果を用いて、次式（２３）により算出する。
【０１０５】
【数２３】
【０１０６】
ただし、ＮGは使用した全サブキャリア群数を表し、σ2は式（１４）で算出された値である。
【０１０７】
最後に、パラメータ推定部４１では、上記のように算出したパイロット部とデータ部の信号振幅比および多重化されたチャネル数を重み付け係数生成部４３に対して出力し、さらに、前記パイロット部とデータ部の信号振幅比を逆拡散後振幅算出部４４に対して出力する。
【０１０８】
なお、本実施の形態では、使用した全てのサブキャリア群の符号多重化されるチャネル数が等しいものとしたが、これに限らず、たとえば、サブキャリア群によっては符号多重化されるチャネル数が異なる場合もある。この場合には、サブキャリア群毎の符号多重化されるチャネル数は、次式（２４）により算出する。
【０１０９】
【数２４】
【０１１０】
このように、本実施の形態においては、送信スロットに挿入された符号多重化された既知系列部分を利用することで、サブキャリア群毎のパイロットシンボル部とデータ部（既知系列部）の振幅比および多重化されたチャネル数を、制御情報を用いることなく、受信側で推定できる。
【０１１１】
なお、本実施の形態では、説明の便宜上、実施の形態２の構成にパラメータ推定部４１を適用したが、たとえば、実施の形態１または３の構成にパラメータ推定部４１を適用した場合には、パラメータ推定部４１では、パイロット部とデータ部の信号振幅比だけを算出する。
【０１１２】
実施の形態５．
前述の実施の形態４では、既知系列部のシンボルのみを利用して、符号多重化したチャネル数Ｎuの推定を行った。これに対し、本実施の形態では、図２に示す送信スロットのデータ部分を用いて符号多重化したチャネル数Ｎuを推定する。なお、構成については、前述の実施の形態４における図７と同様である。
【０１１３】
ここで、本実施の形態の受信装置の動作について説明する。ここでは、前述の実施の形態４と異なる動作についてのみ説明する。
【０１１４】
パラメータ推定部４１では、データ部分の受信シンボルをＺd（ｎg・ＳＦ＋ｉ，ｋ）とした場合、第ｎg番目のサブキャリア群のデータ部分の受信シンボルの平均電力Ｐd（ｎg）を、次式（２５）により算出する。ただし、サブキャリア毎のデータ部分のシンボル数をＮdとし、ｋをデータ部分のシンボル番号（ｋ＝０，１，２，…，Ｎd−1）とする。
【０１１５】
【数２５】
【０１１６】
つぎに、パラメータ推定部４１では、データ部分のシンボルに対してフェージングによる位相変動を補償し、その後、逆拡散を行い、その結果で得られた第ｎg番目のサブキャリア群のデータシンボルの電力の平均値Ｐdds（ｎg）を、次式（２６）により算出する。
【０１１７】
【数２６】
【０１１８】
そして、パラメータ推定部４１では、符号多重されたチャネル数Ｎuを、式（２５），式（２６）の結果を用いて、次式（２７）により算出する。
【０１１９】
【数２７】
【０１２０】
ただし、ＮGは使用した全サブキャリア群数を表し、σ2は式（１４）で算出された値である。
【０１２１】
最後に、パラメータ推定部４１では、先に説明した信号振幅比および上記のように算出した多重化されるチャネル数を、重み付け係数生成部４３および逆拡散後振幅算出部４４に対して出力する。
【０１２２】
なお、本実施の形態では、使用した全てのサブキャリア群の符号多重化されるチャネル数が等しいものとしたが、これに限らず、たとえば、サブキャリア群によっては符号多重化されるチャネル数が異なる場合もある。この場合には、サブキャリア群毎の符号多重化されるチャネル数は、次式（２８）により算出する。
【０１２３】
【数２８】
【０１２４】
このように、本実施の形態においては、送信スロットに挿入された符号多重化されたデータ部分を利用することで、サブキャリア群毎のパイロットシンボル部とデータ部の振幅比および多重化されたチャネル数を、制御情報を用いることなく、受信側で推定できる。
【０１２５】
【発明の効果】
以上、説明したとおり、本発明によれば、２スロット分の共通パイロットを用いて一次補間を行うことによりサブキャリア毎のチャネル推定を行った後、フェージング変動補償を行い、さらに、フェージングによる振幅変動を考慮した多値変調用の判定しきい値を生成する。これにより、フェージングによる振幅・位相変動を十分に推定できない従来技術と比較して、より良好な受信品質を実現できる、という効果を奏する。
【０１２６】
つぎの発明によれば、２スロット分の共通パイロットを用いて一次補間を行うことによりサブキャリア毎のチャネル推定を行った後、所定の重み付けを行ったフェージング変動補償値を用いてフェージング変動補償を行い、さらに、フェージングによる振幅変動を考慮した多値変調用の判定しきい値を生成する。これにより、フェージングによる振幅・位相変動を十分に推定できない従来技術と比較して、より良好な受信品質を実現できる、という効果を奏する。
【０１２７】
つぎの発明によれば、２スロット分の共通パイロットを用いて一次補間を行うことによりサブキャリア毎のチャネル推定を行った後、ＭＭＳＥ基準でフェージング変動補償を行う。これにより、コード間の干渉が抑えられるため、さらに良好な受信品質を実現できる、という効果を奏する。
【０１２８】
つぎの発明によれば、逆拡散時に使用したサブキャリアの振幅に基づいて重み付けを行った軟判定データを、ブランチ間でダイバーシチ合成する構成とした。これにより、ダイバーシチ受信を実現できるため、周波数選択性フェージングの伝送路において、さらに良好な受信品質を実現できる、という効果を奏する。
【０１２９】
つぎの発明によれば、送信スロットに挿入された符号多重化された既知系列部分を利用することで、サブキャリア群毎の「パイロットシンボルとデータシンボル（既知系列部）との信号振幅比」および「多重化されたチャネル数」を、制御情報を用いることなく、受信側で推定できる、という効果を奏する。
【０１３０】
つぎの発明によれば、送信スロットに挿入された符号多重化されたデータ部分を利用することで、サブキャリア群毎の「パイロットシンボルとデータシンボルとの信号振幅比」および「多重化されたチャネル数」を、制御情報を用いることなく、受信側で推定できる、という効果を奏する。
【０１３１】
つぎの発明によれば、送信側が制御情報に含んで送信する「符号多重されたチャネル数」および「パイロットシンボルとデータシンボルとの信号振幅比」を使用することで、回路規模を削減できる、という効果を奏する。
【０１３２】
つぎの発明によれば、振幅合成手段が生成する合成振幅値の２乗に比例する重みで、軟判定データを重み付けするため、さらに受信品質を向上させることができる、という効果を奏する。
【０１３３】
つぎの発明によれば、フェージングによる振幅変動補償値を、対象とするサブキャリアのパイロットシンボルを時間方向に平均化することで算出し、フェージングによる位相変動補償値を、隣接するサブキャリアのパイロットシンボルを周波数方向および時間方向に平均化することで算出するため、精度よくフェージング変動を補償できる、という効果を奏する。
【０１３４】
つぎの発明によれば、各サブキャリア信号のチャネル推定値をパイロットシンボル間の一次補間により算出することとしたため、さらに精度よくフェージング変動を補償できる、という効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明にかかるマルチキャリアＣＤＭＡ受信装置の実施の形態１の構成を示す図である。
【図２】 送信スロットのフォーマットの一例を示す図である。
【図３】 １６ＱＡＭの信号点配置を示す図である。
【図４】 本発明にかかるマルチキャリアＣＤＭＡ受信装置の実施の形態２の構成を示す図である。
【図５】 本発明にかかるマルチキャリアＣＤＭＡ受信装置の実施の形態３の構成を示す図である。
【図６】 送信スロットのフォーマットの一例を示す図である。
【図７】 本発明にかかるマルチキャリアＣＤＭＡ受信装置の実施の形態４の構成を示す図である。
【図８】 従来のマルチキャリアＣＤＭＡ送信装置の構成を示す図である。
【図９】 従来のマルチキャリアＣＤＭＡ受信装置の構成を示す図である。
【図１０】 従来の送信スロットのフォーマットを示す図である。
【図１１】 周波数選択性フェージング伝送路のインパルス応答の一例を示す図である。
【符号の説明】
１ ガードインターバル（ＧＩ）除去部、２ ＦＦＴ部、３ フェージング変動補償部、４−１，４−ａ，６−１，６−ａ 乗算器、８−１，８−ｂ 合成器、１０ パラレル／シリアル変換部、１１ 逆拡散後振幅算出部、１２ 判定しきい値生成部、１３ データ復調部、１４ 振幅合成部、１５ 重み生成部、１６ 乗算器、１７ 復号部、２１ フェージング変動補償部、２２ 重み付け係数生成部、２３ 逆拡散後振幅算出部、２４ 判定しきい値生成部、２５ データ復調部、３１ 第１のブランチの受信部、３２ 第２のブランチの受信部、３３ 加算器、４１ パラメータ推定部、４２ フェージング変動補償部、４３ 重み付け係数生成部、４４ 逆拡散後振幅算出部。
【発明の属する技術分野】
本発明は、マルチキャリアＣＤＭＡ（Code division Multiple Access）方式を用いた多元接続方式の移動体通信システムで使用されるマルチキャリアＣＤＭＡ受信装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
以下、従来のマルチキャリアＣＤＭＡ受信装置について説明する。マルチキャリアＣＤＭＡ方式を用いた多元接続方式の移動体通信システムで使用されるマルチキャリアＣＤＭＡ受信装置としては、たとえば、文献「繰り返しチャネル推定を用いたときの下りリンクブロードバンド無線パケット伝送におけるSC/DS-CDMA，MC/DS-CDMA，MC-CDMA方式の特性比較、電子情報通信学会 信学技報 RCS99-130 p.63-70 1999年10月」に記載された装置がある。
【０００３】
ここで、上記文献に記載された従来のマルチキャリアＣＤＭＡ受信装置およびマルチキャリアＣＤＭＡ送信装置の構成を、図面を用いて詳細に説明する。図８は、従来のマルチキャリアＣＤＭＡ送信装置の構成を示す図であり、図９は、従来のマルチキャリアＣＤＭＡ受信装置の構成を示す図である。また、図１０は、サブキャリア毎の送信スロットのフォーマットを示す図である。送信スロットは、パイロットシンボル部分（既知系列）とデータ部分から構成される。図１１は、移動体通信システムにおいて、周囲の建物や地形により電波が反射，回折，散乱することによって複数の伝送路を経た波（マルチパス波）が到来し、当該マルチパス波が相互に干渉することによって生じる周波数選択性フェージング伝送路のインパルス応答の一例を示す図である。
【０００４】
図８において、２００は符号化部であり、２０１はデータ変調部であり、２０２はパイロットシンボル多重化部であり、２０３はシリアル／パラレル変換部であり、２０４はコピー部であり、２０５は乗算器であり、２０７は他コード多重化部であり、２０８はＩＦＦＴ（逆ＦＦＴ）部であり、２０９はガードインターバル（ＧＩ）付加部である。
【０００５】
また、図９において、３００はガードインターバル（ＧＩ）除去部であり、３０１はＦＦＴ部であり、３０２はフェージング変動補償部であり、３０３，３０４は乗算器であり、３０５，３０６は乗算器であり、３０７，３０８は合成器であり、３０９はパラレル／シリアル変換部であり、３１０はデータ復調部であり、３１１は復号部である。
【０００６】
以下、上記マルチキャリアＣＤＭＡ送信装置（以降、単に送信装置と呼ぶ）およびマルチキャリアＣＤＭＡ受信装置（以降、単に受信装置と呼ぶ）の動作を図８，図９を用いて説明する。
【０００７】
送信装置では、符号化部２００が、２値のデータを受け取り、符号化率Ｒ＝１／２の畳込み符号化を行った後、当該畳込み符号化後の信号をデータ変調部２０１に出力する。データ変調部２０１では、ＱＰＳＫ変調に相当するマッピング則に従って変調処理を行う。
【０００８】
変調後の信号を受け取ったパイロットシンボル多重化部２０２では、サブキャリア単位に図１０のスロットを構成するため、Ｎp個のパイロットシンボルをスロットの前後に、Ｎd個のデータシンボルを前後のパイロットシンボル間に、それぞれ配置する。上記のように構成されたパイロットシンボル多重化部２０２出力の信号を受け取ったシリアル／パラレル変換部２０３では、シリアルの状態のシンボルをパラレルのシンボルに変換する。そして、コピー部２０４では、パラレルのシンボルをコピーする。
【０００９】
乗算器２０５では、コピー後の信号に対して拡散率ＳＦに基づいて拡散処理を行う。ここでは、拡散のためのコードを各コピー部２０４の出力に対して乗算する。拡散コード乗算後のシンボルを受け取った他コード多重化部２０７では、他の拡散コードにより拡散されたシンボルを多重化する。多重化された信号を受け取ったＩＦＦＴ部２０８では、当該信号を直交マルチキャリア信号に変換する。直交マルチキャリア信号を受け取ったＧＩ付加部２０９では、ガードインターバルをシンボル毎に付加し、ガードインターバル付加後の信号を送信信号として出力する。
【００１０】
受信装置では、ＧＩ除去部３００が、無線通信路上で周波数選択性フェージング等の影響を受けた信号を受け取り、受信信号からガードインターバルを除去してシンボル毎に連なった信号を出力する。ＦＦＴ部３０１では、ＧＩ除去部３００から受け取った信号に対してフーリエ変換処理を行い、サブキャリア信号成分に分離する。そして、当該サブキャリア信号を、それぞれサブキャリア単位に、フェージング変動補償部３０２と乗算器３０３，３０４に対して出力する。
【００１１】
ここで、フェージング変動補償部３０２におけるチャネル推定方法について説明する。まず、スロット内のパイロットシンボル区間を同相加算後、平均化し、サブキャリア毎のチャネル推定値を次式（１）により算出する。
【００１２】
【数１】
ただし、Ｃnはｎ番目のサブキャリアのチャネル推定値を表し、Ｚn、1（ｉ）は図１０に示すスロットにおけるｎ番目のサブキャリアの先頭のパイロットシンボルを表し、Ｚn、2（ｉ）は後尾のパイロットシンボルを表す。サブキャリア毎に求められたチャネル推定値Ｃnは、近接するＮavg個のサブキャリアから求められたチャネル推定値とともに平均化され、第ｎ番目のサブキャリアの平均化後のチャネル推定値は、次式（２）により算出する。
【００１４】
【数２】
式（２）で算出した平均化後のチャネル推定値に基づいて逆拡散を行うため、フェージング変動補償値Ｗnを次式（３）に従い算出する。
【００１６】
【数３】
上記フェージング変動補償値Ｗnは、サブキャリアごとにフェージング変動の補償を行うため、個別に乗算器（３０３，…，３０４）に入力され、その後、前記サブキャリアごとのフェージング変動補償後の信号は、それぞれ乗算器（３０５，…，３０６）に入力される。当該各乗算器では、逆拡散を行うためのコードを乗算する。
【００１８】
逆拡散後の信号を受け取った合成器３０７，３０８では、当該信号を合成することで逆拡散処理を完了する。合成後の信号を受け取ったパラレル／シリアル変換３０９では、パラレルデータをシリアルデータに変換する。シリアルデータ受け取ったデータ復調部３１０では、データ復調処理を行い、軟判定値を出力する。最後に、軟判定値を受け取った復号部３１１では、たとえば、ビタビ復号を行い、判定データシンボルを出力する。
【００１９】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記、従来のマルチキャリアＣＤＭＡ送受信装置では、以下に示す問題があった。
【００２０】
たとえば、移動体通信の場合、周囲の建物や地形によって電波が反射，回折，散乱し、移動局には、複数の伝送路を経た波（マルチパス波）が到来し、当該マルチパス波が相互に干渉するため、受信波の振幅と位相がランダムに変動する周波数選択性フェージングが発生する。
【００２１】
したがって、移動局が高速に移動する場合には周波数選択性フェージングによる変動が高速となるため、上記従来技術では、フェージングによる振幅・位相変動を十分に推定できず、また、符号多重時にはコード間で干渉が発生するため、受信信号品質やデータ復調が良好に行えない、という問題があった。
【００２２】
特に、多値変調時にはフェージングによる振幅変動があるため、フェージングによる振幅変動を考慮した判定しきい値をシンボル毎に設ける必要がある。しかしながら、マルチキャリアＣＤＭＡ方式の変調信号は周波数方向に拡散されているため、逆拡散後のシンボルの信号レベルを考慮した適切な判定しきい値を設けなければ、良好なデータ復調が行えない。
【００２３】
また、ダイバーシチ受信時には、ブランチ毎の信号に対して逆拡散後のシンボルの信号レベルを考慮した適切な重み付けを行わなければ、良好なデータ復調が行えない。
【００２４】
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、移動局が高速に移動して周波数選択性フェージングによる変動が高速となる場合であっても、良好な受信品質を実現することが可能なマルチキャリアＣＤＭＡ受信装置を得ることを目的とする。
【００２５】
【課題を解決するための手段】
上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明にかかるマルチキャリアＣＤＭＡ受信装置にあっては、フーリエ変換後のサブキャリア群中のサブキャリア信号（パイロットシンボルおよびデータシンボルを含む）に対してフェージング変動を補償しながら周波数逆拡散を行い、当該逆拡散後の各サブキャリア信号をシリアル信号に変換し、当該シリアル信号を所定の手順で復調する復調部と、当該復調データを復号する復号部と、を備える構成とし、前記復調部は、前記フェージング変動補償時にパイロットシンボル間の一次補間により算出された各サブキャリア信号のチャネル推定値、およびパイロットシンボルとデータシンボルとの信号振幅比、に基づいて、逆拡散後のシンボルの振幅値を算出する逆拡散後振幅算出手段と、前記逆拡散後のシンボルの振幅値に基づいて多値変調時の判定しきい値を算出する判定しきい値生成手段と、前記判定しきい値に基づいて前記シリアル信号を復調し、当該復調結果として軟判定データを出力するデータ復調手段と、前記各サブキャリア信号のチャネル推定値に基づいて、サブキャリア群毎に、パイロットシンボルの合成振幅値を算出する振幅合成手段と、前記合成振幅値に基づいて前記軟判定データに対する所定の重みを生成し、前記軟判定データに対して重み付けを行う重み付け手段と、を備えることを特徴とする。
【００２６】
つぎの発明にかかるマルチキャリアＣＤＭＡ受信装置にあっては、フーリエ変換後のサブキャリア群中のサブキャリア信号（パイロットシンボルおよびデータシンボルを含む）に対してフェージング変動を補償しながら周波数逆拡散を行い、当該逆拡散後の各サブキャリア信号をシリアル信号に変換し、当該シリアル信号を所定の手順で復調する復調部と、当該復調データを復号する復号部と、を備える構成とし、前記復調部は、前記フェージング変動補償用の重み付け係数を生成する重み付け係数生成手段と、前記フェージング変動補償時にパイロットシンボル間の一次補間により算出された各サブキャリア信号のチャネル推定値、およびパイロットシンボルとデータシンボルとの信号振幅比、に基づいて、逆拡散後のシンボルの振幅値を算出する逆拡散後振幅算出手段と、前記逆拡散後のシンボルの振幅値に基づいて多値変調時の判定しきい値を算出する判定しきい値生成手段と、前記判定しきい値に基づいて前記シリアル信号を復調し、当該復調結果として軟判定データを出力するデータ復調手段と、前記各サブキャリア信号のチャネル推定値に基づいて、サブキャリア群毎に、パイロットシンボルの合成振幅値を算出する振幅合成手段と、前記合成振幅値に基づいて前記軟判定データに対する所定の重みを生成し、前記軟判定データに対して重み付けを行う重み付け手段と、を備えることを特徴とする。
【００２７】
つぎの発明にかかるマルチキャリアＣＤＭＡ受信装置において、前記重み付け係数生成手段は、「符号多重するチャネル数」および「パイロットシンボルとデータシンボルとの信号振幅比」に基づいて、ＭＭＳＥ（Minimum Mean Square Error）基準に従う重み付け係数を生成することを特徴とする。
【００２８】
つぎの発明にかかるマルチキャリアＣＤＭＡ受信装置にあっては、前記復調部を複数備える構成とし、さらに、前記各復調部によって得られる重み付け後の軟判定データを合成する合成手段を備え、前記復号部は、前記合成結果を用いて復号することを特徴とする。
【００２９】
つぎの発明にかかるマルチキャリアＣＤＭＡ受信装置にあっては、各サブキャリア信号に含まれる符号多重化された既知系列部分を用いて、所定のパラメータを算出するパラメータ算出手段を備え、前記パラメータ算出手段は、各サブキャリア群における既知系列部分のシンボルの平均電力および各サブキャリア群における逆拡散後の既知系列部分のシンボルの平均電力に基づいて、前記「符号多重するチャネル数」を算出し、各サブキャリア群におけるパイロット部分の合成信号振幅および各サブキャリア群における既知系列部分の逆拡散後の平均信号振幅、に基づいて前記「パイロットシンボルとデータシンボルとの信号振幅比」を算出することを特徴とする。
【００３０】
つぎの発明にかかるマルチキャリアＣＤＭＡ受信装置にあっては、各サブキャリア信号に含まれる符号多重化された既知系列部分を用いて、所定のパラメータを算出するパラメータ算出手段を備え、前記パラメータ算出手段は、各サブキャリア群におけるデータシンボルの平均電力および各サブキャリア群における逆拡散後のデータシンボルの平均電力に基づいて、前記「符号多重するチャネル数」を算出し、各サブキャリア群におけるパイロット部分の合成信号振幅および各サブキャリア群における既知系列部分の逆拡散後の平均信号振幅、に基づいて前記「パイロットシンボルとデータシンボルとの信号振幅比」を算出することを特徴とする。
【００３１】
つぎの発明にかかるマルチキャリアＣＤＭＡ受信装置にあっては、送信側が制御情報に含んで送信する「符号多重するチャネル数」および「パイロットシンボルとデータシンボルとの信号振幅比」を用いることを特徴とする。
【００３２】
つぎの発明にかかるマルチキャリアＣＤＭＡ受信装置において、前記重み付け手段は、前記振幅合成手段が生成する合成振幅値の２乗に比例する重みを生成することを特徴とする。
【００３３】
つぎの発明にかかるマルチキャリアＣＤＭＡ受信装置において、前記フェージング変動補償では、フェージングによる振幅変動補償値を、対象とするサブキャリアのパイロットシンボルを時間方向に平均化することで算出し、フェージングによる位相変動補償値を、隣接するサブキャリアのパイロットシンボルを周波数方向および時間方向に平均化することで算出することを特徴とする。
【００３４】
つぎの発明にかかるマルチキャリアＣＤＭＡ受信装置において、前記各サブキャリア信号のチャネル推定値は、パイロットシンボル間の一次補間により算出することを特徴とする。
【００３５】
【発明の実施の形態】
以下に、本発明にかかるマルチキャリアＣＤＭＡ受信装置の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。
【００３６】
実施の形態１．
図１は、本発明にかかるマルチキャリアＣＤＭＡ受信装置（以降、単に受信装置と呼ぶ）の実施の形態１の構成を示す図である。また、図２は、サブキャリア毎の送信スロットのフォーマットの一例を示す図である。なお、送信側の処理については、基本的に従来例と同様であるため、その説明を省略する。一例として、送信スロットでは、パイロット部とデータ部から１スロットを構成し、スロットのパイロット部分は同一のデータを連続して送信する。
【００３７】
図１において、１はガードインターバル（ＧＩ）除去部であり、２はＦＦＴ部であり、３はフェージング変動補償部であり、４−１，…，４−ａ，６−１，…，６−ａは乗算器であり（ａは自然数）、８−１，…，８−ｂは合成器であり（ｂは自然数）、１０はパラレル／シリアル変換部であり、１１は逆拡散後振幅算出部であり、１２は判定しきい値生成部であり、１３はデータ復調部であり、１４は振幅合成部であり、１５は重み生成部であり、１６は乗算器であり、１７は復号部である。
【００３８】
ここで、本実施の形態の受信装置の動作について説明する。まず、無線通信路上で周波数選択性フェージング等の影響を受けた受信信号は、ＧＩ除去部１に入力される。
【００３９】
ＧＩ除去部１では、ガードインターバルが除去され、シンボル毎に連なった信号を出力する。ＧＩ除去部１の出力信号を受け取ったＦＦＴ部２では、当該信号に対してフーリエ変換処理を行い、各サブキャリア信号成分に分離する。分離後の複数のサブキャリア信号は、サブキャリア毎にフェージング変動補償部３と乗算器４−１〜４−ｍに入力される。
【００４０】
フェージング変動補償部３では、まず、サブキャリア毎に対象とするスロットの前後のパイロットシンボル区間をそれぞれ同相加算後に平均化し、チャネル推定値を算出する。次式（４）にその処理方法を示す。
【００４１】
【数４】
なお、ｐn,1，ｐn,2は、それぞれ第ｎ番目のサブキャリア毎のパイロット部分のチャネル推定値であり、Ｚn,1（ｉ），ｄn,1（ｉ）は、それぞれ図２に示すスロットの前方に存在する受信パイロットシンボルと送信パイロットシンボルを表し、Ｚn,2（ｉ），ｄn,2（ｉ）は、それぞれスロットの後方に存在する受信パイロットシンボルと送信パイロットシンボルを表す。ただし、＊は複素共役を意味する。
【００４３】
つぎに、サブキャリア毎に求められたスロットの前後のチャネル推定値ｐn,1，ｐn,2を用いて、対象とするスロット間における一次補間後のチャネル推定値Ｖn（ｋ）（ｋはデータ部分のシンボル番号）を算出する。たとえば、データ部分のシンボル数をＮdとすると、一次補間後のチャネル推定値Ｖn（ｋ）は、次式（５）により算出することができる。
【００４４】
【数５】
ただし、ｋ＝０，１，２，…，Ｎd−１であり、Ｑ1，Ｑ2は、それぞれ次式（６）で表現する。
【００４６】
【数６】
つぎに、第ｎ番目のサブキャリア毎のチャネル推定値Ｖn（ｋ）は、隣接するＮavg個のサブキャリアから求められたチャネル推定値とともに周波数方向の平均化処理が行われる。そして、第ｎ番目のサブキャリアの周波数方向平均化後のチャネル推定値Ｙn（ｋ）（ｋはデータ部分のシンボル番号）は、次式（７）により算出する。
【００４８】
【数７】
つぎに、周波数方向平均化後のチャネル推定値Ｙn（ｋ）に基づいて逆拡散を行うため、第ｎ番目のサブキャリアのフェージング変動補償値ｍn（ｋ）を次式（８）により算出する。
【００５０】
【数８】
最後に、サブキャリア毎にフェージング変動の補償を行うため、第ｎ番目のフェージング変動補償値ｍn（ｋ）を乗算器４−１〜４−ａに入力する。
【００５２】
上記手順で第ｎ番目のフェージング変動補償値を算出後、乗算器４−１〜４−ａでは、サブキャリア毎にチャネル変動を補償する。サブキャリア毎のチャネル変動補償後の信号Ｓn（ｋ）は、次式（９）のように表現する。ただし、Ｚn（ｋ）は第ｎ番目のサブキャリア群のｋ番目の受信シンボルを表す。
【００５３】
【数９】
サブキャリア毎のフェージング変動補償後の信号Ｓn（ｋ）を受け取った乗算器６−１〜６−ｍでは、当該信号に逆拡散を行うための拡散コードを乗算する。サブキャリア毎の逆拡散後の信号を受け取った合成器８−１〜８−ｂでは、当該逆拡散後の信号をサブキャリア単位に合成する。合成後の信号を受け取ったパラレル／シリアル変換部１０では、当該信号をパラレルデータからシリアルデータに変換する。そして、パラレル／シリアル変換後の信号は、データ復調部１３に入力される。
【００５５】
一方、逆拡散後振幅算出部１１では、式（５）に示す第ｎ番目のサブキャリアのチャネル推定値Ｖn（ｋ）を用いて、第ｎg番目のサブキャリア群の逆拡散後のシンボルの振幅Ｒｎg（ｋ）を算出する（式（１０）参照）。
【００５６】
【数１０】
ただし、ｎgはサブキャリア群番号（ｎg＝０，１，２，…，Ｎｃ／ＳＦ−１）を表し、ｋ（ｋ＝０，１，２，…，Ｎd−１）はシンボル番号を表し、ａ（ｎg）は第ｎg番目のサブキャリア群のパイロットシンボル部とデータシンボル部の信号振幅の比を表す。また、この信号振幅の比ａ（ｎg）は、予め制御チャネルを通じて報知されるものであり、たとえば、パイロットシンボル部分とデータシンボル部分の信号電力が異なる場合に、チャネル推定値Ｖn（ｋ）の振幅をデータシンボルの信号振幅となるように補正する。具体的にいうと、パイロットシンボル部分とデータシンボル部分の信号電力が同一ならば、パイロットシンボル部とデータシンボル部の信号振幅の比ａ（ｎg）は「１」となる。
【００５８】
第ｎg番目のサブキャリア群の逆拡散後のシンボルの振幅Ｒｎg（ｋ）を受け取った判定しきい値生成部１２では、復調時に使用する判定しきい値を生成する。ここでは、多値変調の一例として、１６ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）の場合について説明する。図３は、１６ＱＡＭの信号点配置を示す図である。なお、図３では判定しきい値を点線により示している。
【００５９】
判定しきい値生成部１２では、点線で示す判定しきい値を次式（１１）により生成する。そして、生成された判定しきい値は、データ復調部１３に入力される。データ復調部１３では、判定しきい値を用いて上記シリアルデータを復調し、その復調結果として軟判定データを出力する。
【００６０】
【数１１】
ここで、ｈは判定しきい値の番号を表し（ｈ＝１，２，３）、ｂnは判定しきい値を設定するための設定係数を表し、ｃは雑音による判定しきい値のずれに対して一定の補正を行うための補正係数を表す。設定係数は、たとえば、パイロットシンボルの信号点が図３の信号点の最も外側の４点に存在する場合、ｂ1＝−２／３，ｂ2＝０，ｂ3＝２／３となる。
【００６２】
さらに、振幅合成部１４では、式（５）に示す第ｎ番目のサブキャリアのチャネル推定値Ｖn（ｋ）を用いて、第ｎg番目のサブキャリア群における振幅合成後のシンボルの振幅Ａｎg（ｋ）を算出する（式（１２）参照）。
【００６３】
【数１２】
第ｎg番目のサブキャリア群における振幅合成後のシンボルの振幅Ａｎg（ｋ）を受け取った重み生成部１５では、当該振幅Ａｎg（ｋ）に基づいて軟判定データ用の重みを生成する。この重みは、振幅Ａｎg（ｋ）あるいは振幅Ａｎg（ｋ）の２乗値に比例するものを用いる。軟判定データ用の重みを受け取った乗算器１６では、上記復調後の軟判定データに対して重み付けを行う。重み付け後の軟判定データを受け取った復号部１７では、当該データに対して誤り訂正を行い、その結果として硬判定データを出力する。
【００６５】
このように、本実施の形態においては、２スロット分の共通パイロットを用いて一次補間を行うことによりサブキャリア毎のチャネル推定を行った後、フェージング変動補償を行う構成とし、さらに、フェージングによる振幅変動を考慮した多値変調用の判定しきい値を生成する構成とした。これにより、フェージングによる振幅・位相変動を十分に推定できない従来技術と比較して、より良好な受信品質を実現できる。
【００６６】
実施の形態２．
図４は、本発明にかかるマルチキャリアＣＤＭＡ受信装置（以降、単に受信装置と呼ぶ）の実施の形態２の構成を示す図である。なお、送信スロットのフォーマットについては、前述した実施の形態１と同様であるため、その説明を省略する。また、送信側の処理についても、基本的に従来例と同様であるため、その説明を省略する。
【００６７】
図４において、２１はフェージング変動補償部であり、２２は重み付け係数生成部であり、２３は逆拡散後振幅算出部であり、２４は判定しきい値生成部であり、２５はデータ復調部である。なお、前述した実施の形態１と同様の構成については、同一の符号を付してその説明を省略する。
【００６８】
ここで、本実施の形態の受信装置の動作について説明する。ここでは、前述の実施の形態１と異なる動作についてのみ説明する。
【００６９】
フェージング変動補償部２１では、まず、前述した実施の形態１と同様の手順で、チャネル推定値を算出する（式（４）参照）。つぎに、サブキャリア毎に求められたスロットの前後のチャネル推定値ｐn,1，ｐn,2を用いて、対象とするスロット間における一次補間後のチャネル推定値Ｖn（ｋ）を算出する（式（５）（６）参照）。つぎに、第ｎ番目のサブキャリア毎のチャネル推定値Ｖn（ｋ）は、隣接するＮavg個のサブキャリアから求められたチャネル推定値とともに周波数方向の平均化処理が行われ、そして、第ｎ番目のサブキャリアの周波数方向平均化後のチャネル推定値Ｙn（ｋ）を算出する（式（７）参照）。
【００７０】
その後、重み付け係数生成部２２では、フェージング変動補償に用いるＭＭＳＥ（Minimum Mean Square Error）用の重み付け係数を算出するために、まず、パイロット部分を用いて各サブキャリア群の分散値σ2 nを、式（１３）の結果を用いて算出する。ここでは、次式（１３）により、第ｎ番目のサブキャリアのパイロット部分の分散値σ2 nを算出する。
【００７１】
【数１３】
つぎに、重み付け係数生成部２２では、式（１３）の結果を用いて、全サブキャリアにおけるパイロットシンボルの分散値の平均値を次式（１４）により算出する。
【００７３】
【数１４】
そして、重み付け係数生成部２２では、多重化されたコード数Ｎuが予め制御情報により報知されているものとし、ＭＭＳＥ合成用の重み付け係数ｈnを次式（１５）により算出する。
【００７５】
【数１５】
ただし、ｋ（ｋ＝０，１，２，…，Ｎd−１）はシンボル番号を表し、ａ（ｎg）は第ｎg番目のサブキャリア群のパイロットシンボル部とデータシンボル部の信号振幅の比を表す。また、この信号振幅の比ａ（ｎg）は、予め制御チャネルを通じて報知されるものであり、たとえば、パイロットシンボル部分とデータシンボル部分の信号電力が異なる場合に、チャネル推定値Ｖn（ｋ）の振幅をデータシンボルの信号振幅となるように補正する。具体的にいうと、パイロットシンボル部分とデータシンボル部分の信号電力が同一ならば、パイロットシンボル部とデータシンボル部の信号振幅の比ａ（ｎg）は「１」となる。
【００７７】
ＭＭＳＥ合成用の重み付け係数ｈnを生成後、フェージング変動補償部２１では、当該重み付け係数ｈnと式（７）で算出した周波数方向平均化後のチャネル推定値Ｙn（ｋ）とを用いて、逆拡散を行うための第ｎ番目のサブキャリアのフェージング変動補償値ｍn（ｋ）を次式（１６）により算出する。
【００７８】
【数１６】
そして、サブキャリア毎にフェージング変動の補償を行うため、第ｎ番目のフェージング変動補償値ｍn（ｋ）を乗算器４−１〜４−ａに入力する。
【００８０】
一方、逆拡散後振幅算出部２３では、式（５）に示す第ｎ番目のサブキャリアのチャネル推定値Ｖn（ｋ）を用いて、第ｎg番目のサブキャリア群の逆拡散後のシンボルの振幅Ｒｎg（ｋ）を算出する（式（１７）参照）。
【００８１】
【数１７】
第ｎg番目のサブキャリア群の逆拡散後のシンボルの振幅Ｒｎg（ｋ）を受け取った判定しきい値生成部２４では、復調時に使用する判定しきい値を生成する。ここでは、多値変調の一例として、１６ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）を想定する（図３参照）。
【００８３】
判定しきい値生成部２４では、点線で示す判定しきい値を前述した式（１１）により生成する。そして、生成された判定しきい値は、データ復調部２５に入力される。データ復調部２５では、判定しきい値を用いてパラレル／シリアル変換部１０出力のシリアルデータを復調し、その復調結果として軟判定データを出力する。
【００８４】
このように、本実施の形態においては、２スロット分の共通パイロットを用いて一次補間を行うことによりサブキャリア毎のチャネル推定を行った後、ＭＭＳＥ基準でフェージング変動補償を行う構成とし、さらに、フェージングによる振幅変動を考慮した多値変調用の判定しきい値を生成する構成とした。これにより、コード間の干渉が抑えられるため、さらに良好な受信品質を実現できる。
【００８５】
実施の形態３．
図５は、本発明にかかるマルチキャリアＣＤＭＡ受信装置（以降、単に受信装置と呼ぶ）の実施の形態３の構成を示す図である。ここでは、基本的な構成については実施の形態１および２と同一であり、復号部がダイバーシチ対応となっている点が異なる。なお、以降では、説明の便宜上、実施の形態１の構成をダイバーシチ対応とした場合について説明する。
【００８６】
図５において、３１は第１のブランチの受信部であり、３２は第２のブランチの受信部であり、３３は加算器である。
【００８７】
ここで、本実施の形態の受信装置の動作について説明する。ここでは、前述の実施の形態１と異なる動作についてのみ説明する。加算器３３では、第１のブランチの受信部３１で生成された重み付け後の軟判定データと、第２のブランチの受信部３２で生成された重み付け後の軟判定データと、をブランチ間でダイバーシチ合成する。ダイバーシチ合成された軟判定データを受け取った復号部１７では、当該データに対して誤り訂正を行い、その結果として硬判定データを出力する。
【００８８】
このように、本実施の形態においては、逆拡散時に使用したサブキャリアの振幅に基づいて重み付けを行った軟判定データを、ブランチ間でダイバーシチ合成する構成とした。これにより、ダイバーシチ受信を実現できるため、周波数選択性フェージングの伝送路において、さらに良好な受信品質を実現できる。
【００８９】
実施の形態４．
前述した実施の形態１，２および３においては、第ｎg番目のサブキャリア群のパイロット部とデータ部の信号振幅比ａ（ｎg）および多重するチャネル数Ｎuが、予め制御情報等により報知されるため、既知であった。これに対し、本実施の形態では、図６に示すようなスロット構成を用いることにより、符号多重化されていないパイロット部と、符号多重化されたチャネル毎に与えられる既知系列部と、を用いて、パイロット部分とデータ部分の信号振幅比ａ（ｎg）および多重するチャネル数Ｎuを推定する。
【００９０】
図７は、本発明にかかるマルチキャリアＣＤＭＡ受信装置（以降、単に受信装置と呼ぶ）の実施の形態４の構成を示す図である。ここでは、基本的な構成については実施の形態１，２および３と同一であり、上記のようなパラメータを推定するパラメータ推定部４１を有する点が異なる。なお、以降では、説明の便宜上、実施の形態２の構成にパラメータ推定部４１を適用した場合について説明する。
【００９１】
図７において、４１はパラメータ推定部であり、４２はフェージング変動補償部であり、４３は重み付け係数生成部であり、４４は逆拡散後振幅算出部である。なお、前述した実施の形態２と同様の構成については、同一の符号を付してその説明を省略する。
【００９２】
ここで、本実施の形態の受信装置の動作について説明する。ここでは、前述の実施の形態２と異なる動作についてのみ説明する。
【００９３】
パラメータ推定部４１では、まず、フェージング変動補償部４２が抽出したパイロット部分の複数のシンボルを用いて、信号振幅の合成結果をサブキャリア群毎に算出する。上記サブキャリア群毎の信号振幅の合成結果Ａp（ｎg）は次式（１８）で与えられる。
【００９４】
【数１８】
つぎに、パラメータ推定部４１では、サブキャリア毎に備えられた既知系列部のＮkw個のシンボルを用いて、既知系列部の逆拡散後の信号を平均化するとともに、その振幅値Ａf（ｎg）を算出する。なお、上記サブキャリア群毎の逆拡散後の信号とは、合成器８−１〜８−ｂの出力である。したがって、既知系列部分のサブキャリア群毎の逆拡散後の信号をｆｎg（ｋ）とし、ｋをシンボル番号（ｋ＝０，１，…，Ｎkw−１）とすると、上記振幅値Ａf（ｎg）は次式（１９）で与えられる。
【００９６】
【数１９】
ただし、ｄｆｎg（ｋ）は第ｎg番目のサブキャリア群毎の既知系列を表す。
【００９８】
そして、パラメータ推定部４１では、第ｎg番目のサブキャリア群のパイロットシンボル部とデータ部（既知系列部）の振幅比ａ（ｎg）を、式（１８），式（１９）を用いて算出する。具体的にいうと、次式（２０）に示すように、振幅値Ａp（ｎg）を振幅値Ａf（ｎg）で除算することにより算出する。
【００９９】
【数２０】
つぎに、パラメータ推定部４１では、既知系列部の受信シンボルをＺkw（ｎg・ＳＦ＋ｉ，ｋ）とした場合、第ｎg番目のサブキャリア群の既知系列部分の受信シンボルの平均電力Ｐkw（ｎg）を、次式（２１）により算出する。
【０１０１】
【数２１】
つぎに、パラメータ推定部４１では、既知系列部分のシンボルに対してフェージングによる位相変動を補償し、その後、逆拡散を行い、その結果で得られた第ｎg番目のサブキャリア群のシンボルの電力の平均値Ｐkwds（ｎg）を、次式（２２）により算出する。
【０１０３】
【数２２】
そして、パラメータ推定部４１では、符号多重されたチャネル数Ｎuを、式（２１），式（２２）の結果を用いて、次式（２３）により算出する。
【０１０５】
【数２３】
ただし、ＮGは使用した全サブキャリア群数を表し、σ2は式（１４）で算出された値である。
【０１０７】
最後に、パラメータ推定部４１では、上記のように算出したパイロット部とデータ部の信号振幅比および多重化されたチャネル数を重み付け係数生成部４３に対して出力し、さらに、前記パイロット部とデータ部の信号振幅比を逆拡散後振幅算出部４４に対して出力する。
【０１０８】
なお、本実施の形態では、使用した全てのサブキャリア群の符号多重化されるチャネル数が等しいものとしたが、これに限らず、たとえば、サブキャリア群によっては符号多重化されるチャネル数が異なる場合もある。この場合には、サブキャリア群毎の符号多重化されるチャネル数は、次式（２４）により算出する。
【０１０９】
【数２４】
このように、本実施の形態においては、送信スロットに挿入された符号多重化された既知系列部分を利用することで、サブキャリア群毎のパイロットシンボル部とデータ部（既知系列部）の振幅比および多重化されたチャネル数を、制御情報を用いることなく、受信側で推定できる。
【０１１１】
なお、本実施の形態では、説明の便宜上、実施の形態２の構成にパラメータ推定部４１を適用したが、たとえば、実施の形態１または３の構成にパラメータ推定部４１を適用した場合には、パラメータ推定部４１では、パイロット部とデータ部の信号振幅比だけを算出する。
【０１１２】
実施の形態５．
前述の実施の形態４では、既知系列部のシンボルのみを利用して、符号多重化したチャネル数Ｎuの推定を行った。これに対し、本実施の形態では、図２に示す送信スロットのデータ部分を用いて符号多重化したチャネル数Ｎuを推定する。なお、構成については、前述の実施の形態４における図７と同様である。
【０１１３】
ここで、本実施の形態の受信装置の動作について説明する。ここでは、前述の実施の形態４と異なる動作についてのみ説明する。
【０１１４】
パラメータ推定部４１では、データ部分の受信シンボルをＺd（ｎg・ＳＦ＋ｉ，ｋ）とした場合、第ｎg番目のサブキャリア群のデータ部分の受信シンボルの平均電力Ｐd（ｎg）を、次式（２５）により算出する。ただし、サブキャリア毎のデータ部分のシンボル数をＮdとし、ｋをデータ部分のシンボル番号（ｋ＝０，１，２，…，Ｎd−1）とする。
【０１１５】
【数２５】
つぎに、パラメータ推定部４１では、データ部分のシンボルに対してフェージングによる位相変動を補償し、その後、逆拡散を行い、その結果で得られた第ｎg番目のサブキャリア群のデータシンボルの電力の平均値Ｐdds（ｎg）を、次式（２６）により算出する。
【０１１７】
【数２６】
そして、パラメータ推定部４１では、符号多重されたチャネル数Ｎuを、式（２５），式（２６）の結果を用いて、次式（２７）により算出する。
【０１１９】
【数２７】
ただし、ＮGは使用した全サブキャリア群数を表し、σ2は式（１４）で算出された値である。
【０１２１】
最後に、パラメータ推定部４１では、先に説明した信号振幅比および上記のように算出した多重化されるチャネル数を、重み付け係数生成部４３および逆拡散後振幅算出部４４に対して出力する。
【０１２２】
なお、本実施の形態では、使用した全てのサブキャリア群の符号多重化されるチャネル数が等しいものとしたが、これに限らず、たとえば、サブキャリア群によっては符号多重化されるチャネル数が異なる場合もある。この場合には、サブキャリア群毎の符号多重化されるチャネル数は、次式（２８）により算出する。
【０１２３】
【数２８】
このように、本実施の形態においては、送信スロットに挿入された符号多重化されたデータ部分を利用することで、サブキャリア群毎のパイロットシンボル部とデータ部の振幅比および多重化されたチャネル数を、制御情報を用いることなく、受信側で推定できる。
【０１２５】
【発明の効果】
以上、説明したとおり、本発明によれば、２スロット分の共通パイロットを用いて一次補間を行うことによりサブキャリア毎のチャネル推定を行った後、フェージング変動補償を行い、さらに、フェージングによる振幅変動を考慮した多値変調用の判定しきい値を生成する。これにより、フェージングによる振幅・位相変動を十分に推定できない従来技術と比較して、より良好な受信品質を実現できる、という効果を奏する。
【０１２６】
つぎの発明によれば、２スロット分の共通パイロットを用いて一次補間を行うことによりサブキャリア毎のチャネル推定を行った後、所定の重み付けを行ったフェージング変動補償値を用いてフェージング変動補償を行い、さらに、フェージングによる振幅変動を考慮した多値変調用の判定しきい値を生成する。これにより、フェージングによる振幅・位相変動を十分に推定できない従来技術と比較して、より良好な受信品質を実現できる、という効果を奏する。
【０１２７】
つぎの発明によれば、２スロット分の共通パイロットを用いて一次補間を行うことによりサブキャリア毎のチャネル推定を行った後、ＭＭＳＥ基準でフェージング変動補償を行う。これにより、コード間の干渉が抑えられるため、さらに良好な受信品質を実現できる、という効果を奏する。
【０１２８】
つぎの発明によれば、逆拡散時に使用したサブキャリアの振幅に基づいて重み付けを行った軟判定データを、ブランチ間でダイバーシチ合成する構成とした。これにより、ダイバーシチ受信を実現できるため、周波数選択性フェージングの伝送路において、さらに良好な受信品質を実現できる、という効果を奏する。
【０１２９】
つぎの発明によれば、送信スロットに挿入された符号多重化された既知系列部分を利用することで、サブキャリア群毎の「パイロットシンボルとデータシンボル（既知系列部）との信号振幅比」および「多重化されたチャネル数」を、制御情報を用いることなく、受信側で推定できる、という効果を奏する。
【０１３０】
つぎの発明によれば、送信スロットに挿入された符号多重化されたデータ部分を利用することで、サブキャリア群毎の「パイロットシンボルとデータシンボルとの信号振幅比」および「多重化されたチャネル数」を、制御情報を用いることなく、受信側で推定できる、という効果を奏する。
【０１３１】
つぎの発明によれば、送信側が制御情報に含んで送信する「符号多重されたチャネル数」および「パイロットシンボルとデータシンボルとの信号振幅比」を使用することで、回路規模を削減できる、という効果を奏する。
【０１３２】
つぎの発明によれば、振幅合成手段が生成する合成振幅値の２乗に比例する重みで、軟判定データを重み付けするため、さらに受信品質を向上させることができる、という効果を奏する。
【０１３３】
つぎの発明によれば、フェージングによる振幅変動補償値を、対象とするサブキャリアのパイロットシンボルを時間方向に平均化することで算出し、フェージングによる位相変動補償値を、隣接するサブキャリアのパイロットシンボルを周波数方向および時間方向に平均化することで算出するため、精度よくフェージング変動を補償できる、という効果を奏する。
【０１３４】
つぎの発明によれば、各サブキャリア信号のチャネル推定値をパイロットシンボル間の一次補間により算出することとしたため、さらに精度よくフェージング変動を補償できる、という効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明にかかるマルチキャリアＣＤＭＡ受信装置の実施の形態１の構成を示す図である。
【図２】 送信スロットのフォーマットの一例を示す図である。
【図３】 １６ＱＡＭの信号点配置を示す図である。
【図４】 本発明にかかるマルチキャリアＣＤＭＡ受信装置の実施の形態２の構成を示す図である。
【図５】 本発明にかかるマルチキャリアＣＤＭＡ受信装置の実施の形態３の構成を示す図である。
【図６】 送信スロットのフォーマットの一例を示す図である。
【図７】 本発明にかかるマルチキャリアＣＤＭＡ受信装置の実施の形態４の構成を示す図である。
【図８】 従来のマルチキャリアＣＤＭＡ送信装置の構成を示す図である。
【図９】 従来のマルチキャリアＣＤＭＡ受信装置の構成を示す図である。
【図１０】 従来の送信スロットのフォーマットを示す図である。
【図１１】 周波数選択性フェージング伝送路のインパルス応答の一例を示す図である。
【符号の説明】
１ ガードインターバル（ＧＩ）除去部、２ ＦＦＴ部、３ フェージング変動補償部、４−１，４−ａ，６−１，６−ａ 乗算器、８−１，８−ｂ 合成器、１０ パラレル／シリアル変換部、１１ 逆拡散後振幅算出部、１２ 判定しきい値生成部、１３ データ復調部、１４ 振幅合成部、１５ 重み生成部、１６ 乗算器、１７ 復号部、２１ フェージング変動補償部、２２ 重み付け係数生成部、２３ 逆拡散後振幅算出部、２４ 判定しきい値生成部、２５ データ復調部、３１ 第１のブランチの受信部、３２ 第２のブランチの受信部、３３ 加算器、４１ パラメータ推定部、４２ フェージング変動補償部、４３ 重み付け係数生成部、４４ 逆拡散後振幅算出部。
Claims (10)
- フーリエ変換後のサブキャリア群中のサブキャリア信号（パイロットシンボルおよびデータシンボルを含む）に対してフェージング変動を補償しながら周波数逆拡散を行い、当該逆拡散後の各サブキャリア信号をシリアル信号に変換し、当該シリアル信号を所定の手順で復調する復調部と、当該復調データを復号する復号部と、を備えるマルチキャリアＣＤＭＡ受信装置において、
前記復調部は、
前記フェージング変動補償時に算出される各サブキャリア信号のチャネル推定値、およびパイロットシンボルとデータシンボルとの信号振幅比、に基づいて、逆拡散後のシンボルの振幅値を算出する逆拡散後振幅算出手段と、
前記逆拡散後のシンボルの振幅値に基づいて多値変調時の判定しきい値を算出する判定しきい値生成手段と、
前記判定しきい値に基づいて前記シリアル信号を復調し、当該復調結果として軟判定データを出力するデータ復調手段と、
前記各サブキャリア信号のチャネル推定値に基づいて、サブキャリア群毎に、パイロットシンボルの合成振幅値を算出する振幅合成手段と、
前記合成振幅値に基づいて前記軟判定データに対する所定の重みを生成し、前記軟判定データに対して重み付けを行う重み付け手段と、
を備えることを特徴とするマルチキャリアＣＤＭＡ受信装置。 - フーリエ変換後のサブキャリア群中のサブキャリア信号（パイロットシンボルおよびデータシンボルを含む）に対してフェージング変動を補償しながら周波数逆拡散を行い、当該逆拡散後の各サブキャリア信号をシリアル信号に変換し、当該シリアル信号を所定の手順で復調する復調部と、当該復調データを復号する復号部と、を備えるマルチキャリアＣＤＭＡ受信装置において、
前記復調部は、
前記フェージング変動補償用の重み付け係数を生成する重み付け係数生成手段と、
前記フェージング変動補償時に算出される各サブキャリア信号のチャネル推定値、およびパイロットシンボルとデータシンボルとの信号振幅比、に基づいて、逆拡散後のシンボルの振幅値を算出する逆拡散後振幅算出手段と、
前記逆拡散後のシンボルの振幅値に基づいて多値変調時の判定しきい値を算出する判定しきい値生成手段と、
前記判定しきい値に基づいて前記シリアル信号を復調し、当該復調結果として軟判定データを出力するデータ復調手段と、
前記各サブキャリア信号のチャネル推定値に基づいて、サブキャリア群毎に、パイロットシンボルの合成振幅値を算出する振幅合成手段と、
前記合成振幅値に基づいて前記軟判定データに対する所定の重みを生成し、前記軟判定データに対して重み付けを行う重み付け手段と、
を備えることを特徴とするマルチキャリアＣＤＭＡ受信装置。 - 前記重み付け係数生成手段は、
「符号多重するチャネル数」および「パイロットシンボルとデータシンボルとの信号振幅比」に基づいて、ＭＭＳＥ（Minimum Mean Square Error）基準に従う重み付け係数を生成することを特徴とする請求項２に記載のマルチキャリアＣＤＭＡ受信装置。 - 前記復調部を複数備える構成とし、
さらに、前記各復調部によって得られる重み付け後の軟判定データを合成する合成手段を備え、
前記復号部は、
前記合成結果を用いて復号することを特徴とする請求項１、２または３に記載のマルチキャリアＣＤＭＡ受信装置。 - 各サブキャリア信号に含まれる符号多重化された既知系列部分を用いて、所定のパラメータを算出するパラメータ算出手段を備え、
前記パラメータ算出手段は、
各サブキャリア群における既知系列部分のシンボルの平均電力および各サブキャリア群における逆拡散後の既知系列部分のシンボルの平均電力に基づいて、前記「符号多重するチャネル数」を算出し、
各サブキャリア群におけるパイロット部分の合成信号振幅および各サブキャリア群における既知系列部分の逆拡散後の平均信号振幅、に基づいて前記「パイロットシンボルとデータシンボルとの信号振幅比」を算出することを特徴とする請求項１〜４のいずれか一つに記載のマルチキャリアＣＤＭＡ受信装置。 - 各サブキャリア信号に含まれる符号多重化された既知系列部分を用いて、所定のパラメータを算出するパラメータ算出手段を備え、
前記パラメータ算出手段は、
各サブキャリア群におけるデータシンボルの平均電力および各サブキャリア群における逆拡散後のデータシンボルの平均電力に基づいて、前記「符号多重するチャネル数」を算出し、
各サブキャリア群におけるパイロット部分の合成信号振幅および各サブキャリア群における既知系列部分の逆拡散後の平均信号振幅、に基づいて前記「パイロットシンボルとデータシンボルとの信号振幅比」を算出することを特徴とする請求項１〜４のいずれか一つに記載のマルチキャリアＣＤＭＡ受信装置。 - 送信側が制御情報に含んで送信する「符号多重するチャネル数」および「パイロットシンボルとデータシンボルとの信号振幅比」を用いることを特徴とする請求項１〜４のいずれか一つに記載のマルチキャリアＣＤＭＡ受信装置。
- 前記重み付け手段は、
前記振幅合成手段が生成する合成振幅値の２乗に比例する重みを生成することを特徴とする請求項１〜７のいずれか一つに記載のマルチキャリアＣＤＭＡ受信装置。 - 前記フェージング変動補償では、
フェージングによる振幅変動補償値を、対象とするサブキャリアのパイロットシンボルを時間方向に平均化することで算出し、
フェージングによる位相変動補償値を、隣接するサブキャリアのパイロットシンボルを周波数方向および時間方向に平均化することで算出することを特徴とする請求項１〜８のいずれか一つに記載のマルチキャリアＣＤＭＡ受信装置。 - 前記各サブキャリア信号のチャネル推定値は、
パイロットシンボル間の一次補間により算出することを特徴とする請求項１〜９のいずれか一つに記載のマルチキャリアＣＤＭＡ受信装置。
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