JP3869373B2 - Ｏｆｄｍ信号受信装置、ｏｆｄｍ信号送受信装置、およびｏｆｄｍ信号受信方法 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、広帯域移動通信において用いられる直交周波数分割多重（OFDM：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号受信装置、送受信装置、および受信方法に関する。特に、複数の送信アンテナと複数の受信アンテナとを用いて、高い周波数利用効率を達成するものに係わる。
【０００２】
【従来の技術】
広帯域移動体通信においては、マルチパスによる周波数選択性フェージングの対策とともに、限られた周波数資源を用いて大容量化を図るための周波数利用効率の向上が必要となっている。
【０００３】
周波数選択性フェージングへの対策としては、送信信号を互いに直交するサブキャリア群に分割してマルチキャリア信号を生成し、ガードインターバルを時間信号に挿入することにより、遅延波に起因する隣接シンボル間干渉を除去するＯＦＤＭ方式が知られており、無線ＬＡＮ等で実用化されている。
【０００４】
一方、周波数利用効率の向上への対策としては、複数の送信アンテナと複数の受信アンテナを用いて同一周波数帯の空間上にＭＩＭＯ(Multiple-Input Multiple-Output)チャネルを構成し、複数の送信アンテナからそれぞれ異なる複数系統のＯＦＤＭ信号を送信することによって、送受信アンテナの数だけ周波数利用効率を向上させる技術が提案されている（例えば、非特許文献１、特願２００１−１０９６７９、特願２００１−２４６４０８参照）。この技術では、送信アンテナと受信アンテナとの全ての組み合わせについての伝達係数を推定し、アンテナ間の伝達係数を各要素とする伝達係数行列の逆行列（以下、伝達係数逆行列と称す）を複数系統の受信信号に乗算することによって、受信信号に含まれる系統間の相互干渉成分をキャンセルし、送信された複数系統のＯＦＤＭ信号を復元する。ここで、伝達係数逆行列は、送信されたＯＦＤＭ信号に含まれる既知のパイロット信号と受信されたパイロット信号との位相および振幅に基づいて、サブキャリア毎に算出される。
【０００５】
しかし、伝達係数逆行列の乗算により干渉キャンセルを行う手法では、干渉キャンセルと各受信アンテナの受信信号に含まれる所望信号成分の合成を同時に行うため、各所望信号成分の信頼度に基づく重み付けが適切に行われない。このため、信号を複数の受信アンテナで受信しているにもかかわらず、ダイバーシチ利得を得ることができないという問題点があった。そこで、はじめに伝達係数逆行列の乗算による干渉キャンセルを行って復調信号を生成し、その後、当該復調信号に対して再変調を行い送信信号のレプリカを生成し、当該レプリカを用いて受信信号の干渉キャンセルを行って、各受信信号を各系統の送信信号成分に分離した後に、送信信号成分に対して重み付けを行って信号の合成を行うことにより、ダイバーシチ利得を得る干渉キャンセラが提案されている（特願２００２−１４９０１３参照）。
【０００６】
図１１は、上記の特願２００２−１４９０１３において提案されたＯＦＤＭ信号送受信装置の構成を示すブロック図である。図１１において、ＯＦＤＭ信号送受信装置は、ＯＦＤＭ信号送信装置８とＯＦＤＭ信号受信装置９とから構成される。
【０００７】
ＯＦＤＭ信号送信装置８では、入力されたＮ系統（Ｎは２以上の整数）の送信情報信号Ｔ1,Ｔ2，・・・ＴNが、それぞれパイロット信号多重化器８−２−１〜８−２−Ｎに入力される。該パイロット信号多重化器８−２−１〜８−２−Ｎにおいては、各系統の送信情報信号とパイロット信号発生器８−１−１〜８−１−Ｎから入力された既知のパイロット信号とが時間軸上において多重化される。これら多重化されたＮ系統の信号は、それぞれサブキャリア変調器８−３−１〜８−３−Ｎによって変調され、複数のサブキャリア信号からなる周波数領域の送信信号に変換される。該送信信号は、逆高速フーリエ変換器８−４−１〜８−４−Ｎに入力され、逆高速フーリエ変換され、時間領域の送信信号に変換される。時間領域の送信信号は、各送信アンテナ８−５−１〜８−５−Ｎに入力され、ＯＦＤＭ信号受信装置９に対して送信される。
【０００８】
ＯＦＤＭ信号受信装置９では、Ｎ個の送信アンテナ８−５−１〜８−５−Ｎから送信されたＮ系統の送信信号が空間において多重化された信号が、Ｎ個の各受信アンテナ９−１−１〜９−１−Ｎに受信される。ここで、各受信アンテナは複数の送信アンテナからの送信信号を同時に受信するので、各受信アンテナの受信信号には系統間の相互干渉成分が含まれる。各受信アンテナ９−１−１〜９−１−Ｎにおいて受信された受信信号は、各高速フーリエ変換器９−２−１〜９−２−Ｎにおいて高速フーリエ変換され、時間領域の信号から複数のサブキャリア信号からなる周波数領域の受信信号に変換される。伝達係数行列演算器９−３は、各高速フーリエ変換器９−２−１〜９−２−Ｎの出力信号に含まれているパイロット信号と既知のパイロット信号とを用いて、特願２００１−１０９６７９や特願２００１−２４６４０８に記載されている方法で、サブキャリア毎の伝達係数逆行列を推定する。乗算型干渉キャンセラ９−４では、サブキャリア毎に、高速フーリエ変換器９−２−１〜９−２−Ｎの出力信号に対して伝達係数逆行列を乗算することにより、受信信号に含まれる相互干渉成分をキャンセルする。乗算型干渉キャンセラ９−４の出力信号は、重み付け器９−５−１〜９−５−Ｎにおいて、非特許文献１に記載の方法で、伝達係数に基づく重み付けが行われた後、第１の復調器９−６−１〜９−６−Ｎで復調される。
【０００９】
以下、乗算型干渉キャンセルおよび重み付けについて説明する。ここで、ｊ番目の送信アンテナのサブキャリアｉによって送信される信号をｔi jとして、サブキャリアｉによって送信されるＮ系統の送信信号をベクトルｔi＝（ｔi 1 ｔi 2・・・ｔi N）で表す。ｋ番目の受信アンテナの高速フーリエ変換後の受信信号におけるサブキャリアｉに対する受信信号をｒi kとして、サブキャリアｉに対するＮ系統の受信信号をベクトルｒi＝（ｒi 1 ｒi 2・・・ｒi N）で表す。また、伝達係数行列演算器９−３によって推定されたサブキャリアｉに対する伝達係数行列を以下の（１）式で表される行列Ｈiとする。
【００１０】
【数１】
【００１１】
ただし、（１）式におけるｈi j,kは、ｊ番目の送信アンテナとｋ番目の受信アンテナとの間のサブキャリアｉに対する伝達係数である。ｋ番目の受信アンテナのサブキャリアｉに対して付加される熱雑音をｎi kとして、サブキャリアｉに対するＮ個の熱雑音をベクトルｎi＝（ｎi 1 ｎi 2・・・ｎi N）で表すと、送信信号と受信信号との関係は以下の（２）式で表される。
【００１２】
【数２】
【００１３】
伝達係数行列Ｈiの逆行列である伝達係数逆行列（Ｈi）-1が伝達係数行列演算器９−３によって誤差なく推定された場合、乗算型干渉キャンセラ９−４においてサブキャリアｉのＮ系統の受信信号ｒiに伝達係数逆行列（Ｈi）-1を乗算した結果である乗算型干渉キャンセラ出力信号ｕi（＝（ｕi 1 ｕi 2・・・ｕi N））は、以下の（３）式で表される。ここで、ｕi kはｋ番目の送信アンテナのサブキャリアｉによって送信される信号ｔi kに対応する乗算型干渉キャンセル後の信号である。
【００１４】
【数３】
【００１５】
例えばＮ＝２の場合、乗算型干渉キャンセラ出力信号ｕiは、以下の（数４）で表される。
【００１６】
【数４】
【００１７】
乗算型干渉キャンセルが行われた後の信号は通信路の逆特性が乗算され正規化されているため、送信信号の系統間およびサブキャリア間の振幅の信頼度が失われている。したがって、この信号を用いて誤り訂正復号を行うと、信号の尤度に基づく判定が行えないため、良好な誤り率特性を得ることができない。そこで、重み付け器９−５−１〜９−５−Ｎにおいて、相互干渉成分がキャンセルされた乗算型干渉キャンセラ出力信号に対し、非特許文献１に記載された方法を用いて伝達係数に基づく重み付けを行う。重み付け後の乗算型干渉キャンセラ出力信号ｕ´iおよび重み付けを与える行列Ｙiは、それぞれ（５）式および（６）式で表される。
【００１８】
【数５】
【００１９】
【数６】
【００２０】
ここで、（６）式において、Ｃは全サブキャリア共通の定数であり、ｈ´i j,kは伝達係数逆行列（Ｈi）-1のｋ行ｊ列（１≦ｋ≦Ｎ，１≦ｊ≦Ｎ）の要素である。
【００２１】
乗算型干渉キャンセル後の信号対雑音電力比の平均値すなわち平均ＳＮＲ（Signal to Noise power Ratio）について、Ｎ＝２の場合を例にとって説明する。４つの伝達係数ｈi m,n（ｍ＝１，２，ｎ＝１，２）は、それぞれ統計的に独立であり、その位相は一様分布しており、その振幅はレイリー分布で平均値が｜ｈ｜とする。また、２つの加法性ガウス雑音（AWGN:Additive White Gaussian Noise）成分ｎi 1、ｎi 2は、それぞれ統計的に独立であり、σv 2を分散値とする複素ガウス分布に従うものとする。この条件下において、乗算型サブキャリア干渉キャンセラ出力信号ｕi 1の平均ＳＮＲは以下の式で表される。
【００２２】
【数７】
【００２３】
乗算型干渉キャンセラ出力信号ｕi 2の平均ＳＮＲも同様の計算により下式で表される。
【００２４】
【数８】
【００２５】
一方、送信アンテナと受信アンテナを１ずつ使用するＯＦＤＭ送受信装置について考察すると、ｉ番目のサブキャリアの高速フーリエ変換後の受信信号ｒiは、逆高速フーリエ変換前の送信信号ｔi、送信アンテナと受信アンテナとの間の伝達係数ｈi、およびＡＷＧＮ成分ｎiを用いて次式で表される。
【００２６】
【数９】
【００２７】
このとき、高速フーリエ変換後の受信信号ｒiの平均ＳＮＲは次式で表される。
【００２８】
【数１０】
【００２９】
数式７（または数式８）と数式１０とから、アンテナあたりの平均送信電力（｜ｔi 1｜2に相当）が同一であれば、送受信アンテナが１本ずつの場合と２本ずつの場合とを比較すると、受信信号の平均ＳＮＲは同じであることが分かる。すなわち、伝達係数逆行列を用いた乗算型干渉キャンセルでは、送信信号を２本の受信アンテナで受信しているのにもかかわらず、ダイバーシチによる利得が得られないことが分かる。
【００３０】
そこで、ダイバーシチによる利得を得るために、特願２００２−１４９０１３に記載のＯＦＤＭ信号送受信装置では、乗算型干渉キャンセラ出力信号から送信信号のレプリカを生成し、当該レプリカを用いて系統間の相互干渉成分のレプリカを生成し、受信信号から当該レプリカを減算することによって高速フーリエ変換後の各受信信号を送信信号の各系統に対応する成分に分離し、当該各成分に対して伝達係数に基づく重み付けを行った後、送信信号の各系統に対応する成分同士を合成することとしている。
【００３１】
以下、図１１を参照して上記の減算型干渉キャンセルおよび重み付け合成について説明する。図１１において、サブキャリア再変調器９−７−１〜９−７−Ｎでは、送信側のサブキャリア変調器８−３−１〜８−３−Ｎと同一の変調方式により、第１の復調器９−６−１〜９−６−Ｎが出力する第１の復調信号を再変調する。減算型干渉キャンセラ９−９は、サブキャリア再変調器９−７−１〜９−７−Ｎの出力信号と伝達係数行列演算器９−３が出力するサブキャリア毎の伝達係数行列とを用いて、高速フーリエ変換後の受信信号に含まれる相互干渉成分を除去し、高速フーリエ変換後の各受信信号を送信信号の各系統に対応する信号成分に分離する。なお、減算型干渉キャンセラ９−９に入力される高速フーリエ変換後の受信信号は、Ｎ個の高速フーリエ変換器９−２−１〜９−２−Ｎの出力信号が受信信号遅延器９−８−１〜９−８−Ｎによって遅延させられたものである。ここで、受信信号遅延器９−８−１〜９−８−Ｎは、乗算型干渉キャンセラ９−４からサブキャリア再変調器９−７−１〜９−７−Ｎまでの処理時間に相当する遅延を発生させる。重み付け合成器９−１０は、減算型干渉キャンセラ９−９によって分離された信号成分を重み付け合成する。第２の復調器９−１１−１〜９−１１−Ｎは、重み付け合成器９−１０の出力信号を復調し、最終的なＮ系統の復調信号を出力する。
【００３２】
図１２は、上記の減算型干渉キャンセラ９−９および重み付け合成器９−１０の構成を示すブロック図である。ｉ番目のサブキャリアに着目すると、図１２の減算型干渉キャンセラ９−９おいて、受信信号行列演算器９−９−１は、受信信号遅延器９−８−１〜９−８−Ｎが出力する高速フーリエ変換後の受信信号から、受信信号行列Ｒi
【００３３】
【数１１】
【００３４】
を計算する。
再変調信号行列演算器９−９−２は、サブキャリア再変調器９−７−１〜９−７−Ｎの出力信号から、再変調信号行列Ｔ´i
【００３５】
【数１２】
【００３６】
を計算する。レプリカ信号行列演算器９−９−３は、再変調信号行列演算器９−９−２が出力する再変調信号行列Ｔ´iと伝達係数行列演算器９−３が出力する伝達係数行列Ｈiとからレプリカ信号行列（Ｔ´i・Ｈi）を演算する。レプリカ減算器９−９−４は、以下の（１３）式に示されるとおり、受信信号行列演算器９−９−１が出力する受信信号行列Ｒiからレプリカ信号行列演算器が出力するレプリカ信号行列（Ｔ´i・Ｈi）を減算して、レプリカ減算後信号行列Ｘiを計算する。
【００３７】
【数１３】
【００３８】
レプリカ減算後信号行列Ｘiは、減算型干渉キャンセラ９−９の出力として重み付け合成器９−１０に入力される。
重み付け合成器９−１０において、レプリカ減算後信号行列Ｘiに対して重み付けを行うために、レプリカ減算後重み付け行列演算器９−１０−１において、伝達係数行列演算器９−３が出力する伝達係数行列Ｈiからレプリカ減算後重み付け行列Ｗiを計算する。重み付け合成演算器９−１０−２では、レプリカ減算後重み付け行列演算器９−１０−１が出力するレプリカ減算後重み付け行列Ｗiと減算型干渉キャンセラ９−９の出力であるレプリカ減算後信号行列Ｘiとから重み付け合成後信号ｖiを算出する。ここで、行ベクトルｘi j（１≦ｊ≦Ｎ）および列ベクトルｗi k T（１≦ｋ≦Ｎ）を用いて、レプリカ減算後信号行列Ｘiおよびレプリカ減算後重み付け行列Ｗiをそれぞれ以下の式
【００３９】
【数１４】
【００４０】
で表すとき、重み付け合成後信号ｖiは以下の式で表される。
【００４１】
【数１５】
【００４２】
ただし、行ベクトルｘi jは（１１）式〜（１３）式より以下の式で得られる。
【００４３】
【数１６】
【００４４】
ここで、
【００４５】
【数１７】
【００４６】
である。従って、（ｘi j，ｗi j）は以下の式で表される。
【００４７】
【数１８】
【００４８】
重み付け合成後信号ｖiは、（１６）式および（１８）式を用いて、以下の式で表される。
【００４９】
【数１９】
【００５０】
ここで、行列Ｇiは、行列（Ｈi・Ｗi）とすべての対角成分が同一であって、すべての非対角成分が０である行列である。
以下、減算型干渉キャンセラ９−９による干渉キャンセル効果と重み付け合成器９−１０の出力信号である重み付け合成後信号ｖiの平均ＳＮＲについて考察する。（１９）式におけるレプリカ減算後重み付け行列Ｗiを
【００５１】
【数２０】
【００５２】
とすると、行列Ｇiは以下のように表される。
【００５３】
【数２１】
【００５４】
ここで、サブキャリア再変調器９−７−１〜９−７−Ｎによる再変調後の信号ｔ´iが逆高速フーリエ変換前の送信信号ｔiと完全に一致すると仮定すると、（１９）式は以下のように表される。
【００５５】
【数２２】
【００５６】
ここで、ｎi（＝（ｎi 1 ｎi 2・・・ｎi N））は、高速フーリエ変換後の受信信号ｒiに含まれるＡＷＧＮ成分である。（２２）式より、重み付け合成後信号ｖiにおいては相互干渉成分が除去されていることが分かる。
【００５７】
ここで、（Ｎ×Ｎ）個の伝達係数ｈi m,n（１≦ｍ≦Ｎ、１≦ｎ≦Ｎ）は、それぞれ統計的に独立であり、その位相は一様分布しており、その振幅はレイリー分布で平均値が｜ｈ｜とする。また、Ｎ個のＡＷＧＮ成分ｎi k（１≦ｋ≦Ｎ）は、それぞれ統計的に独立であり、σv 2を分散値とする複素ガウス分布をとるものとする。この条件下において、重み付け合成後信号ｖi kの平均ＳＮＲは次式で表される。
【００５８】
【数２３】
【００５９】
上式より、重み付け合成後信号ｖi kの平均ＳＮＲがとりうる最大の値になるためには、
【００６０】
【数２４】
【００６１】
となることが必要である。これは、
【００６２】
【数２５】
【００６３】
であることを意味する。行列（Ｈi）*Tは行列Ｈiの共役転置行列である。このとき（２３）式は以下のように表される。
【００６４】
【数２６】
【００６５】
上記（２６）式と（８）式とを比較すると、レプリカ減算後重み付け行列Ｗiとして行列（Ｈi）*Tを用いれば、送信信号が同一の条件下で、重み付け合成後信号ｖi kの平均ＳＮＲは、送信アンテナと受信アンテナとがともに１つであるＯＦＤＭ信号送受信装置における高速フーリエ変換後の受信信号の平均ＳＮＲのＮ倍であることが分かる。すなわち、図１１のＯＦＤＭ信号送受信装置では、送信アンテナと受信アンテナとがともに１つであるＯＦＤＭ信号送受信装置に対して、平均ＳＮＲで比較して（１０・ｌｏｇＮ）ｄＢの利得を得ることができる。
【００６６】
【非特許文献１】
黒崎他、「ＭＩＭＯチャネルにより100Mbit/sを実現する広帯域移動通信用ＳＤＭ−ＣＯＦＤＭ方式の提案」、信学技報、RCS2001-135
【００６７】
【発明が解決しようとする課題】
上記の従来のＯＦＤＭ信号送受信装置では、乗算型干渉キャンセル後の復調信号を再変調し、送信信号のレプリカを生成してそれを高速フーリエ変換後の受信信号から減算することにより各受信信号を送信信号の各系統に対応する信号成分に分離し、次に所望信号成分同士を重み付け合成してダイバーシチ利得を得ている。この場合、送信信号のレプリカが誤りなく減算型干渉キャンセラに供給されたと仮定すれば、アンテナ数と同数倍だけ平均ＳＮＲを増大させることができる。しかし、実際には、送信信号のレプリカは、高速フーリエ変換後の受信信号に伝達係数逆行列を乗算することによって干渉キャンセルされた信号が復調されたものであるため、送信信号のレプリカに誤りが含まれることは避けられない。すなわち（１２）式で表される再変調信号行列Ｔ´iの成分の一部に誤りが含まれる。
【００６８】
以下、再変調信号行列Ｔ´iに誤りが含まれる場合の計算機シミュレーションによる特性評価を示す。このシミュレーションでは、アンテナ数は送受各２本であり、復調後に誤り訂正復号を行うこととしている。シミュレーション諸元は以下の表１に示されるとおりである。
【００６９】
【表１】
図１３は、シミュレーションの結果得られたパケット誤り率(PER:Packet Error Rate)特性を示す図である。図１３において、破線は乗算型干渉キャンセラのみを用いた場合のＰＥＲ特性を示し、実線はさらに減算型干渉キャンセラを追加した場合のＰＥＲ特性を示す。また、○印で表される特性は、変調方式が６４ＱＡＭであって符号化率がＲ＝３／４の場合のものであり、△印で表される特性は、変調方式がＱＰＳＫであって符号化率がＲ＝１／２の場合のものである。図１３より、６４ＱＡＭ、Ｒ＝３／４の場合、減算型干渉キャンセラを用いた方が常に良好な特性を得ることができるが、その特性改善効果は１ｄＢ程度であることが分かる。この効果は、送信信号のレプリカが完全に正しく生成された場合の平均搬送波対雑音電力比(CNR:carrier to noise raio)の増加量３ｄＢに比べて非常に小さい。また、ＱＰＳＫ、Ｒ＝１／２の場合、減算型干渉キャンセラを追加すると誤り率特性が逆に劣化してしまう。これは、誤ったレプリカを用いて減算型干渉キャンセルを行うからである。また、ＣＮＲが低いため、伝達係数の推定精度が低くなり、その結果、伝達係数を用いて算出されるレプリカ減算後重み付け行列Ｗiの推定精度が、ＣＮＲが高い６４ＱＡＭ、Ｒ＝３／４の場合よりも低くなるためである。
【００７０】
以上より、乗算型干渉キャンセル後さらに減算型干渉キャンセルおよび重み付け合成を行っても、常に乗算型干渉キャンセルのみの場合よりも良好な誤り率特性が得られるとは限らない。また、減算型干渉キャンセルの効果が得られる場合であっても、得られる特性改善効果は小さい。
【００７１】
本発明は上記事情に鑑みなされたものであり、その目的は、誤り率特性の向上を図ることができるＯＦＤＭ信号受信装置、ＯＦＤＭ信号送受信装置、およびＯＦＤＭ信号受信方法を提供することである。
【００７２】
【課題を解決するための手段】
上記した課題を解決し、目的を達成するための第１の発明は、各々誤り検出符号および既知のパイロット信号を含み、Ｎ本（Ｎは２以上の整数）の送信アンテナから同一周波数で送信されるＮ系統のＯＦＤＭ信号を受信するＯＦＤＭ信号受信装置であって、前記Ｎ系統のＯＦＤＭ信号が空間多重された信号を受信するＮ本の受信アンテナと、当該Ｎ本の受信アンテナで受信されたＮ系統の各受信信号を高速フーリエ変換してサブキャリア毎の受信信号に変換する高速フーリエ変換手段と、当該高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号に含まれるパイロット信号と前記既知のパイロット信号とを用いて、サブキャリア毎に、各送信アンテナと各受信アンテナとの間の伝達係数を要素とする伝達係数行列およびその逆行列である伝達係数逆行列を算出する伝達係数行列演算手段と、サブキャリア毎に、前記高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号に対して前記伝達係数逆行列を乗算し、前記高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号に含まれる系統間の相互干渉成分をキャンセルする乗算型干渉キャンセル手段と、当該乗算型干渉キャンセル手段のＮ系統の出力信号それぞれに対して、サブキャリア毎に、前記伝達係数に応じて重み付けする重み付け手段と、当該重み付け手段のＮ系統の出力信号それぞれを復調してＮ系統の第１の復調信号を出力する第１の復調手段と、当該Ｎ系統の第１の復調信号それぞれに対して送信時と同一のサブキャリア変調を行うサブキャリア再変調手段と、当該サブキャリア再変調手段のＮ系統の出力信号と前記伝達係数行列とを用いて、サブキャリア毎に、系統間の相互干渉成分のレプリカを生成し、当該レプリカを前記高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号から減算することによって当該各受信信号に含まれる系統間の相互干渉成分をキャンセルし、当該各受信信号を前記ＯＦＤＭ信号の各系統に対応する信号成分に分離する減算型干渉キャンセル手段と、当該減算型干渉キャンセル手段により分離された信号成分に対して、サブキャリア毎に、前記伝達係数に基づく重み付けを行い、前記ＯＦＤＭ信号の各系統に対応する信号成分同士を合成する重み付け合成手段と、当該重み付け合成手段のＮ系統の出力信号それぞれを復調してＮ系統の第２の復調信号を出力する第２の復調手段と、前記誤り検出符号を用いて前記Ｎ系統の第１および第２の復調信号それぞれの誤り量を検出する誤り検出手段と、当該誤り検出手段の検出結果に基づいて、前記Ｎ系統の第１および第２の復調信号のうち誤りの少ない復調信号を系統毎に選択する復調信号選択手段とを有することを特徴とする。
【００７３】
また、第２の発明は、各々誤り訂正符号化され、誤り検出符号および既知のパイロット信号を含み、Ｎ本（Ｎは２以上の整数）の送信アンテナから同一周波数で送信されるＮ系統のＯＦＤＭ信号を受信するＯＦＤＭ信号受信装置であって、前記Ｎ系統のＯＦＤＭ信号が空間多重された信号を受信するＮ本の受信アンテナと、当該Ｎ本の受信アンテナで受信されたＮ系統の各受信信号を高速フーリエ変換してサブキャリア毎の受信信号に変換する高速フーリエ変換手段と、当該高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号に含まれるパイロット信号と前記既知のパイロット信号とを用いて、サブキャリア毎に、各送信アンテナと各受信アンテナとの間の伝達係数を要素とする伝達係数行列およびその逆行列である伝達係数逆行列を算出する伝達係数行列演算手段と、サブキャリア毎に、前記高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号に対して前記伝達係数逆行列を乗算し、前記高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号に含まれる系統間の相互干渉成分をキャンセルする乗算型干渉キャンセル手段と、当該乗算型干渉キャンセル手段のＮ系統の出力信号それぞれに対して、サブキャリア毎に、前記伝達係数に応じて重み付けする重み付け手段と、当該重み付け手段のＮ系統の出力信号それぞれを復調する第１の復調手段と、当該第１の復調手段のＮ系統の出力信号それぞれに対し、誤り訂正復号を行いＮ系統の復号信号を出力する第１の復号手段と、当該Ｎ系統の復号信号それぞれについて前記誤り検出符号を用いて誤りの位置を検出する誤り検出手段と、当該誤り検出手段の検出結果を参照してＮ系統すべて正しく復号されたサブキャリアを選択し、当該サブキャリアに対応する復号信号について送信時と同一のサブキャリア変調を行う選択型再変調手段と、当該選択型再変調手段のＮ系統の出力信号と前記伝達係数行列とを用いて、選択されたサブキャリア毎に、系統間の相互干渉成分のレプリカを生成し、当該レプリカを前記高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号から減算することによって当該各受信信号に含まれる系統間の相互干渉成分をキャンセルし、当該各受信信号を前記ＯＦＤＭ信号の各系統に対応する信号成分に分離する減算型干渉キャンセル手段と、当該減算型干渉キャンセル手段により分離された信号成分に対して、選択されたサブキャリア毎に、前記伝達係数に基づく重み付けを行い、前記ＯＦＤＭ信号の各系統に対応する信号成分同士を合成する重み付け合成手段と、当該重み付け合成手段のＮ系統の出力信号と前記選択型再変調手段に選択されなかったサブキャリアについての前記重み付け手段のＮ系統の出力信号とを合成して復調する第２の復調手段と、当該第２の復調手段のＮ系統の出力信号それぞれに対し、誤り訂正復号を行う第２の復号手段と、を有することを特徴とする。
【００７４】
また、第３の発明は、各々誤り検出符号および既知のパイロット信号を含み、Ｎ本（Ｎは２以上の整数）の送信アンテナから同一周波数で送信されるＮ系統のＯＦＤＭ信号を受信するＯＦＤＭ信号受信装置であって、前記Ｎ系統のＯＦＤＭ信号が空間多重された信号を受信するＮ本の受信アンテナと、当該Ｎ本の受信アンテナで受信されたＮ系統の各受信信号を高速フーリエ変換してサブキャリア毎の受信信号に変換する高速フーリエ変換手段と、当該高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号に含まれるパイロット信号と前記既知のパイロット信号とを用いて、サブキャリア毎に、各送信アンテナと各受信アンテナとの間の伝達係数を要素とする伝達係数行列およびその逆行列である伝達係数逆行列を算出する伝達係数行列演算手段と、サブキャリア毎に、前記高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号に対して前記伝達係数逆行列を乗算し、前記高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号に含まれる系統間の相互干渉成分をキャンセルする乗算型干渉キャンセル手段と、当該乗算型干渉キャンセル手段のＮ系統の出力信号それぞれに対して、サブキャリア毎に、前記伝達係数に応じて重み付けする重み付け手段と、当該重み付け手段のＮ系統の出力信号それぞれを復調してＮ系統の第１の復調信号を出力する第１の復調手段と、当該Ｎ系統の第１の復調信号をもとに繰り返し減算型干渉キャンセルを行い複数のＮ系統の第２の復調信号を出力する減算型干渉キャンセル反復手段と、前記誤り検出符号を用いて前記Ｎ系統の第１の復調信号および複数のＮ系統の第２の復調信号それぞれの誤り量を検出する誤り検出手段と、当該誤り検出手段の検出結果に基づいて、前記Ｎ系統の第１の復調信号および複数のＮ系統の第２の復調信号の中から、最も誤りの少ない復調信号を系統毎に選択する復調信号選択手段とを有し、前記減算型干渉キャンセル反復手段は、前記Ｎ系統の復調信号それぞれに対して送信時と同一のサブキャリア変調を行うサブキャリア再変調手段と、当該サブキャリア再変調手段のＮ系統の出力信号と前記伝達係数行列とを用いて、サブキャリア毎に、系統間の相互干渉成分のレプリカを生成し、当該レプリカを前記高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号から減算することによって当該各受信信号に含まれる系統間の相互干渉成分をキャンセルし、当該各受信信号を前記ＯＦＤＭ信号の各系統に対応する信号成分に分離する減算型干渉キャンセル手段と、当該減算型干渉キャンセル手段により分離された信号成分に対して、サブキャリア毎に、前記伝達係数に基づく重み付けを行い、前記ＯＦＤＭ信号の各系統に対応する信号成分同士を合成する重み付け合成手段と、当該重み付け合成手段のＮ系統の出力信号それぞれを復調してＮ系統の第２の復調信号を出力する第２の復調手段と、を複数段備え、第１段目の前記サブキャリア再変調手段は前記Ｎ系統の第１の復調信号を変調し、第２段目以降の前記サブキャリア再変調手段はそれぞれ前段の前記Ｎ系統の第２の復調信号を変調することを特徴とする。
【００７５】
また、第４の発明は、各々誤り訂正符号化され、誤り検出符号および既知のパイロット信号を含み、Ｎ本（Ｎは２以上の整数）の送信アンテナから同一周波数で送信されるＮ系統のＯＦＤＭ信号を受信するＯＦＤＭ信号受信装置であって、前記Ｎ系統のＯＦＤＭ信号が空間多重された信号を受信するＮ本の受信アンテナと、当該Ｎ本の受信アンテナで受信されたＮ系統の各受信信号を高速フーリエ変換してサブキャリア毎の受信信号に変換する高速フーリエ変換手段と、当該高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号に含まれるパイロット信号と前記既知のパイロット信号とを用いて、サブキャリア毎に、各送信アンテナと各受信アンテナとの間の伝達係数を要素とする伝達係数行列およびその逆行列である伝達係数逆行列を算出する伝達係数行列演算手段と、サブキャリア毎に、前記高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号に対して前記伝達係数逆行列を乗算し、前記高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号に含まれる系統間の相互干渉成分をキャンセルする乗算型干渉キャンセル手段と、当該乗算型干渉キャンセル手段のＮ系統の出力信号それぞれに対して、サブキャリア毎に、前記伝達係数に応じて重み付けする重み付け手段と、当該重み付け手段のＮ系統の出力信号それぞれを復調する第１の復調手段と、当該第１の復調手段のＮ系統の出力信号それぞれに対し、誤り訂正復号を行いＮ系統の第１の復号信号を出力する第１の復号手段と、当該Ｎ系統の第１の復号信号を用いて繰り返し減算型干渉キャンセルを行いＮ系統の最終復号信号を出力する減算型干渉キャンセル反復手段とを有し、当該減算型干渉キャンセル反復手段は、Ｎ系統の復号信号それぞれについて前記誤り検出符号を用いて誤りの位置を検出する誤り検出手段と、当該誤り検出手段の検出結果を参照してＮ系統すべて正しく復号されたサブキャリアを選択し、当該サブキャリアに対応する復号信号について送信時と同一のサブキャリア変調を行う選択型再変調手段と、当該選択型再変調手段のＮ系統の出力信号と前記伝達係数行列とを用いて、選択されたサブキャリア毎に、系統間の相互干渉成分のレプリカを生成し、当該レプリカを前記高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号から減算することによって当該各受信信号に含まれる系統間の相互干渉成分をキャンセルし、当該各受信信号を前記ＯＦＤＭ信号の各系統に対応する信号成分に分離する減算型干渉キャンセル手段と、当該減算型干渉キャンセル手段により分離された信号成分に対して、選択されたサブキャリア毎に、前記伝達係数に基づく重み付けを行い、前記ＯＦＤＭ信号の各系統に対応する信号成分同士を合成する重み付け合成手段と、当該重み付け合成手段のＮ系統の出力信号と前記選択型再変調手段に選択されなかったサブキャリアについての前記重み付け手段のＮ系統の出力信号とを合成して復調する第２の復調手段と、当該第２の復調手段のＮ系統の出力信号それぞれに対し、誤り訂正復号を行いＮ系統の第２の復号信号を出力する第２の復号手段と、を複数段備え、第１段目の前記誤り検出手段は前記Ｎ系統の第１の復号信号の誤り検出を行い、第２段目以降の前記誤り検出手段はそれぞれ前段の前記Ｎ系統の第２の復号信号の誤り検出を行い、最終段の前記第２の復号手段は前記第２の復号信号を前記最終復号信号として出力することを特徴とする。
【００７６】
また、第５の発明は、ＯＦＤＭ信号送信装置とＯＦＤＭ信号受信装置とを備えるＯＦＤＭ信号送受信装置であって、前記ＯＦＤＭ信号送信装置は、入力されたＮ系統（Ｎは２以上の整数）の送信情報信号のそれぞれに対して誤り検出符号を付加する誤り検出符号付加手段と、前記Ｎ系統の送信情報信号のそれぞれに対してパイロット信号を付加するパイロット信号付加手段と、前記誤り検出符号およびパイロット信号が付加されたＮ系統の送信情報信号それぞれに対してサブキャリア変調を行うサブキャリア変調手段と、当該サブキャリア変調手段のＮ系統の出力信号それぞれに対して逆高速フーリエ変換を行う逆高速フーリエ変換手段と、当該逆高速フーリエ変換手段が出力するＮ系統のＯＦＤＭ信号を同一周波数で送信するＮ本の送信アンテナとを有し、前記ＯＦＤＭ信号受信装置は、前記Ｎ系統のＯＦＤＭ信号が空間多重された信号を受信するＮ本の受信アンテナと、当該Ｎ本の受信アンテナで受信されたＮ系統の各受信信号を高速フーリエ変換してサブキャリア毎の受信信号に変換する高速フーリエ変換手段と、当該高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号に含まれるパイロット信号と前記既知のパイロット信号とを用いて、サブキャリア毎に、各送信アンテナと各受信アンテナとの間の伝達係数を要素とする伝達係数行列およびその逆行列である伝達係数逆行列を算出する伝達係数行列演算手段と、サブキャリア毎に、前記高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号に対して前記伝達係数逆行列を乗算し、前記高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号に含まれる系統間の相互干渉成分をキャンセルする乗算型干渉キャンセル手段と、当該乗算型干渉キャンセル手段のＮ系統の出力信号それぞれに対して、サブキャリア毎に、前記伝達係数に応じて重み付けする重み付け手段と、当該重み付け手段のＮ系統の出力信号それぞれを復調してＮ系統の第１の復調信号を出力する第１の復調手段と、当該Ｎ系統の第１の復調信号それぞれに対して前記サブキャリア変調手段と同一のサブキャリア変調を行うサブキャリア再変調手段と、当該サブキャリア再変調手段のＮ系統の出力信号と前記伝達係数行列とを用いて、サブキャリア毎に、系統間の相互干渉成分のレプリカを生成し、当該レプリカを前記高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号から減算することによって当該各受信信号に含まれる系統間の相互干渉成分をキャンセルし、当該各受信信号を前記ＯＦＤＭ信号の各系統に対応する信号成分に分離する減算型干渉キャンセル手段と、当該減算型干渉キャンセル手段により分離された信号成分に対して、サブキャリア毎に、前記伝達係数に基づく重み付けを行い、前記ＯＦＤＭ信号の各系統に対応する信号成分同士を合成する重み付け合成手段と、当該重み付け合成手段のＮ系統の出力信号それぞれを復調してＮ系統の第２の復調信号を出力する第２の復調手段と、前記誤り検出符号を用いて前記Ｎ系統の第１および第２の復調信号それぞれの誤り量を検出する誤り検出手段と、当該誤り検出手段の検出結果に基づいて、前記Ｎ系統の第１および第２の復調信号のうち誤りの少ない復調信号を系統毎に選択する復調信号選択手段とを有することを特徴とする。
【００７７】
また、第６の発明は、ＯＦＤＭ信号送信装置とＯＦＤＭ信号受信装置とを備えるＯＦＤＭ信号送受信装置であって、前記ＯＦＤＭ信号送信装置は、入力されたＮ系統（Ｎは２以上の整数）の送信情報信号のそれぞれに対して誤り検出符号を付加する誤り検出符号付加手段と、前記Ｎ系統の送信情報信号のそれぞれに対して誤り訂正符号化を行う誤り訂正符号手段と、前記Ｎ系統の送信情報信号のそれぞれに対してパイロット信号を付加するパイロット信号付加手段と、前記誤り検出符号およびパイロット信号が付加されたＮ系統の送信情報信号それぞれに対してサブキャリア変調を行うサブキャリア変調手段と、当該サブキャリア変調手段のＮ系統の出力信号それぞれに対して逆高速フーリエ変換を行う逆高速フーリエ変換手段と、当該逆高速フーリエ変換手段が出力するＮ系統のＯＦＤＭ信号を同一周波数で送信するＮ本の送信アンテナとを有し、前記ＯＦＤＭ信号受信装置は、前記Ｎ系統のＯＦＤＭ信号が空間多重された信号を受信するＮ本の受信アンテナと、当該Ｎ本の受信アンテナで受信されたＮ系統の各受信信号を高速フーリエ変換してサブキャリア毎の受信信号に変換する高速フーリエ変換手段と、当該高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号に含まれるパイロット信号と前記既知のパイロット信号とを用いて、サブキャリア毎に、各送信アンテナと各受信アンテナとの間の伝達係数を要素とする伝達係数行列およびその逆行列である伝達係数逆行列を算出する伝達係数行列演算手段と、サブキャリア毎に、前記高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号に対して前記伝達係数逆行列を乗算し、前記高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号に含まれる系統間の相互干渉成分をキャンセルする乗算型干渉キャンセル手段と、当該乗算型干渉キャンセル手段のＮ系統の出力信号それぞれに対して、サブキャリア毎に、前記伝達係数に応じて重み付けする重み付け手段と、当該重み付け手段のＮ系統の出力信号それぞれを復調する第１の復調手段と、当該第１の復調手段のＮ系統の出力信号それぞれに対し、誤り訂正復号を行いＮ系統の復号信号を出力する第１の復号手段と、当該Ｎ系統の復号信号それぞれについて前記誤り検出符号を用いて誤りの位置を検出する誤り検出手段と、当該誤り検出手段の検出結果を参照してＮ系統すべて正しく復号されたサブキャリアを選択し、当該サブキャリアに対応する復号信号について前記サブキャリア変調手段と同一のサブキャリア変調を行う選択型再変調手段と、当該選択型再変調手段のＮ系統の出力信号と前記伝達係数行列とを用いて、選択されたサブキャリア毎に、系統間の相互干渉成分のレプリカを生成し、当該レプリカを前記高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号から減算することによって当該各受信信号に含まれる系統間の相互干渉成分をキャンセルし、当該各受信信号を前記ＯＦＤＭ信号の各系統に対応する信号成分に分離する減算型干渉キャンセル手段と、当該減算型干渉キャンセル手段により分離された信号成分に対して、選択されたサブキャリア毎に、前記伝達係数に基づく重み付けを行い、前記ＯＦＤＭ信号の各系統に対応する信号成分同士を合成する重み付け合成手段と、当該重み付け合成手段のＮ系統の出力信号と前記選択型再変調手段に選択されなかったサブキャリアについての前記重み付け手段のＮ系統の出力信号とを合成して復調する第２の復調手段と、当該第２の復調手段のＮ系統の出力信号それぞれに対し、誤り訂正復号を行う第２の復号手段とを有することを特徴とする。
【００７８】
また、第７の発明は、ＯＦＤＭ信号送信装置とＯＦＤＭ信号受信装置とを備えるＯＦＤＭ信号送受信装置であって、前記ＯＦＤＭ信号送信装置は、入力されたＮ系統（Ｎは２以上の整数）の送信情報信号のそれぞれに対して誤り検出符号を付加する誤り検出符号付加手段と、前記Ｎ系統の送信情報信号のそれぞれに対してパイロット信号を付加するパイロット信号付加手段と、前記誤り検出符号およびパイロット信号が付加されたＮ系統の送信情報信号それぞれに対してサブキャリア変調を行うサブキャリア変調手段と、当該サブキャリア変調手段のＮ系統の出力信号それぞれに対して逆高速フーリエ変換を行う逆高速フーリエ変換手段と、当該逆高速フーリエ変換手段が出力するＮ系統のＯＦＤＭ信号を同一周波数で送信するＮ本の送信アンテナとを有し、前記ＯＦＤＭ信号受信装置は、前記Ｎ系統のＯＦＤＭ信号が空間多重された信号を受信するＮ本の受信アンテナと、当該Ｎ本の受信アンテナで受信されたＮ系統の各受信信号を高速フーリエ変換してサブキャリア毎の受信信号に変換する高速フーリエ変換手段と、当該高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号に含まれるパイロット信号と前記既知のパイロット信号とを用いて、サブキャリア毎に、各送信アンテナと各受信アンテナとの間の伝達係数を要素とする伝達係数行列およびその逆行列である伝達係数逆行列を算出する伝達係数行列演算手段と、サブキャリア毎に、前記高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号に対して前記伝達係数逆行列を乗算し、前記高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号に含まれる系統間の相互干渉成分をキャンセルする乗算型干渉キャンセル手段と、当該乗算型干渉キャンセル手段のＮ系統の出力信号それぞれに対して、サブキャリア毎に、前記伝達係数に応じて重み付けする重み付け手段と、当該重み付け手段のＮ系統の出力信号それぞれを復調してＮ系統の第１の復調信号を出力する第１の復調手段と、当該Ｎ系統の第１の復調信号をもとに繰り返し減算型干渉キャンセルを行い複数のＮ系統の第２の復調信号を出力する減算型干渉キャンセル反復手段と、前記誤り検出符号を用いて前記Ｎ系統の第１の復調信号および複数のＮ系統の第２の復調信号それぞれの誤り量を検出する誤り検出手段と、当該誤り検出手段の検出結果に基づいて、前記Ｎ系統の第１の復調信号および複数のＮ系統の第２の復調信号の中から、最も誤りの少ない復調信号を系統毎に選択する復調信号選択手段とを有し、前記減算型干渉キャンセル反復手段は、前記Ｎ系統の復調信号それぞれに対して前記サブキャリア変調手段と同一のサブキャリア変調を行うサブキャリア再変調手段と、当該サブキャリア再変調手段のＮ系統の出力信号と前記伝達係数行列とを用いて、サブキャリア毎に、系統間の相互干渉成分のレプリカを生成し、当該レプリカを前記高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号から減算することによって当該各受信信号に含まれる系統間の相互干渉成分をキャンセルし、当該各受信信号を前記ＯＦＤＭ信号の各系統に対応する信号成分に分離する減算型干渉キャンセル手段と、当該減算型干渉キャンセル手段により分離された信号成分に対して、サブキャリア毎に、前記伝達係数に基づく重み付けを行い、前記ＯＦＤＭ信号の各系統に対応する信号成分同士を合成する重み付け合成手段と、当該重み付け合成手段のＮ系統の出力信号それぞれを復調してＮ系統の第２の復調信号を出力する第２の復調手段と、を複数段備え、第１段目の前記サブキャリア再変調手段は前記Ｎ系統の第１の復調信号を変調し、第２段目以降の前記サブキャリア再変調手段はそれぞれ前段の前記Ｎ系統の第２の復調信号を変調することを特徴とする。
【００７９】
また、第８の発明は、ＯＦＤＭ信号送信装置とＯＦＤＭ信号受信装置とを備えるＯＦＤＭ信号送受信装置であって、前記ＯＦＤＭ信号送信装置は、入力されたＮ系統（Ｎは２以上の整数）の送信情報信号のそれぞれに対して誤り検出符号を付加する誤り検出符号付加手段と、前記Ｎ系統の送信情報信号のそれぞれに対して誤り訂正符号化を行う誤り訂正符号手段と、前記Ｎ系統の送信情報信号のそれぞれに対してパイロット信号を付加するパイロット信号付加手段と、前記誤り検出符号およびパイロット信号が付加されたＮ系統の送信情報信号それぞれに対してサブキャリア変調を行うサブキャリア変調手段と、当該サブキャリア変調手段のＮ系統の出力信号それぞれに対して逆高速フーリエ変換を行う逆高速フーリエ変換手段と、当該逆高速フーリエ変換手段が出力するＮ系統のＯＦＤＭ信号を同一周波数で送信するＮ本の送信アンテナとを有し、前記ＯＦＤＭ信号受信装置は、前記Ｎ系統のＯＦＤＭ信号が空間多重された信号を受信するＮ本の受信アンテナと、当該Ｎ本の受信アンテナで受信されたＮ系統の各受信信号を高速フーリエ変換してサブキャリア毎の受信信号に変換する高速フーリエ変換手段と、当該高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号に含まれるパイロット信号と前記既知のパイロット信号とを用いて、サブキャリア毎に、各送信アンテナと各受信アンテナとの間の伝達係数を要素とする伝達係数行列およびその逆行列である伝達係数逆行列を算出する伝達係数行列演算手段と、サブキャリア毎に、前記高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号に対して前記伝達係数逆行列を乗算し、前記高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号に含まれる系統間の相互干渉成分をキャンセルする乗算型干渉キャンセル手段と、当該乗算型干渉キャンセル手段のＮ系統の出力信号それぞれに対して、サブキャリア毎に、前記伝達係数に応じて重み付けする重み付け手段と、当該重み付け手段のＮ系統の出力信号それぞれを復調する第１の復調手段と、当該第１の復調手段のＮ系統の出力信号それぞれに対し、誤り訂正復号を行いＮ系統の第１の復号信号を出力する第１の復号手段と、当該Ｎ系統の第１の復号信号を用いて繰り返し減算型干渉キャンセルを行いＮ系統の最終復号信号を出力する減算型干渉キャンセル反復手段とを有し、当該減算型干渉キャンセル反復手段は、Ｎ系統の復号信号それぞれについて前記誤り検出符号を用いて誤りの位置を検出する誤り検出手段と、当該誤り検出手段の検出結果を参照してＮ系統すべて正しく復号されたサブキャリアを選択し、当該サブキャリアに対応する復号信号について前記サブキャリア変調手段と同一のサブキャリア変調を行う選択型再変調手段と、当該選択型再変調手段のＮ系統の出力信号と前記伝達係数行列とを用いて、選択されたサブキャリア毎に、系統間の相互干渉成分のレプリカを生成し、当該レプリカを前記高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号から減算することによって当該各受信信号に含まれる系統間の相互干渉成分をキャンセルし、当該各受信信号を前記ＯＦＤＭ信号の各系統に対応する信号成分に分離する減算型干渉キャンセル手段と、当該減算型干渉キャンセル手段により分離された信号成分に対して、選択されたサブキャリア毎に、前記伝達係数に基づく重み付けを行い、前記ＯＦＤＭ信号の各系統に対応する信号成分同士を合成する重み付け合成手段と、当該重み付け合成手段のＮ系統の出力信号と前記選択型再変調手段に選択されなかったサブキャリアについての前記重み付け手段のＮ系統の出力信号とを合成して復調する第２の復調手段と、当該第２の復調手段のＮ系統の出力信号それぞれに対し、誤り訂正復号を行いＮ系統の第２の復号信号を出力する第２の復号手段と、を複数段備え、第１段目の前記誤り検出手段は前記Ｎ系統の第１の復号信号の誤り検出を行い、第２段目以降の前記誤り検出手段はそれぞれ前段の前記Ｎ系統の第２の復号信号の誤り検出を行い、最終段の前記第２の復号手段は前記第２の復号信号を前記最終復号信号として出力することを特徴とする。
【００８０】
また、第９の発明は、各々誤り検出符号および既知のパイロット信号を含み、Ｎ本（Ｎは２以上の整数）の送信アンテナから同一周波数で送信されるＮ系統のＯＦＤＭ信号を受信するＯＦＤＭ信号受信方法であって、前記Ｎ系統のＯＦＤＭ信号が空間多重された信号をＮ本の受信アンテナで受信する受信ステップと、当該Ｎ本の受信アンテナで受信されたＮ系統の各受信信号を高速フーリエ変換してサブキャリア毎の受信信号に変換する高速フーリエ変換ステップと、当該高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号に含まれるパイロット信号と前記既知のパイロット信号とを用いて、サブキャリア毎に、各送信アンテナと各受信アンテナとの間の伝達係数を要素とする伝達係数行列およびその逆行列である伝達係数逆行列を算出する伝達係数行列演算ステップと、サブキャリア毎に、前記高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号に対して前記伝達係数逆行列を乗算し、前記高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号に含まれる系統間の相互干渉成分をキャンセルする乗算型干渉キャンセルステップと、当該乗算型干渉キャンセルステップで相互干渉成分がキャンセルされたＮ系統の信号それぞれに対して、サブキャリア毎に、前記伝達係数に応じて重み付けする重み付けステップと、当該重み付けステップで重み付けされたＮ系統の信号それぞれを復調してＮ系統の第１の復調信号を得る第１の復調ステップと、当該Ｎ系統の第１の復調信号それぞれに対して送信時と同一のサブキャリア変調を行うサブキャリア再変調ステップと、当該サブキャリア再変調ステップでサブキャリア変調された信号と前記伝達係数行列とを用いて、サブキャリア毎に、系統間の相互干渉成分のレプリカを生成し、当該レプリカを前記高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号から減算することによって当該各受信信号に含まれる系統間の相互干渉成分をキャンセルし、当該各受信信号を前記ＯＦＤＭ信号の各系統に対応する信号成分に分離する減算型干渉キャンセルステップと、当該減算型干渉キャンセルステップで分離された信号成分に対して、サブキャリア毎に、前記伝達係数に基づく重み付けを行い、前記ＯＦＤＭ信号の各系統に対応する信号成分同士を合成する重み付け合成ステップと、当該重み付け合成ステップで得られた信号それぞれを復調してＮ系統の第２の復調信号を得る第２の復調ステップと、前記誤り検出符号を用いて前記Ｎ系統の第１および第２の復調信号それぞれの誤り量を検出する誤り検出ステップと、当該誤り検出ステップの検出結果に基づいて、前記Ｎ系統の第１および第２の復調信号のうち誤りの少ない信号を系統毎に選択する復調信号選択ステップとを有することを特徴とする。
【００８１】
また、第１０の発明は、各々誤り訂正符号化され、誤り検出符号および既知のパイロット信号を含み、Ｎ本（Ｎは２以上の整数）の送信アンテナから同一周波数で送信されるＮ系統のＯＦＤＭ信号を受信するＯＦＤＭ信号受信方法であって、前記Ｎ系統のＯＦＤＭ信号が空間多重された信号をＮ本の受信アンテナで受信する受信ステップと、当該Ｎ本の受信アンテナで受信されたＮ系統の各受信信号を高速フーリエ変換してサブキャリア毎の受信信号に変換する高速フーリエ変換ステップと、当該高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号に含まれるパイロット信号と前記既知のパイロット信号とを用いて、サブキャリア毎に、各送信アンテナと各受信アンテナとの間の伝達係数を要素とする伝達係数行列およびその逆行列である伝達係数逆行列を算出する伝達係数行列演算ステップと、サブキャリア毎に、前記高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号に対して前記伝達係数逆行列を乗算し、前記高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号に含まれる系統間の相互干渉成分をキャンセルする乗算型干渉キャンセルステップと、当該乗算型干渉キャンセルステップで相互干渉成分がキャンセルされたＮ系統の信号それぞれに対して、サブキャリア毎に、前記伝達係数に応じて重み付けする重み付けステップと、当該重み付けステップで重み付けされたＮ系統の信号それぞれを復調する第１の復調ステップと、当該第１の復調ステップで復調されたＮ系統の信号それぞれに対し、誤り訂正復号を行いＮ系統の復号信号を得る第１の復号ステップと、当該Ｎ系統の復号信号それぞれについて前記誤り検出符号を用いて誤りの位置を検出する誤り検出ステップと、当該誤り検出ステップの検出結果を参照してＮ系統すべて正しく復号されたサブキャリアを選択し、当該サブキャリアに対応する前記復号信号について送信時と同一のサブキャリア変調を行う選択型再変調ステップと、当該選択型再変調ステップでサブキャリア変調されたＮ系統の信号と前記伝達係数行列とを用いて、選択されたサブキャリア毎に、系統間の相互干渉成分のレプリカを生成し、当該レプリカを前記高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号から減算することによって当該各受信信号に含まれる系統間の相互干渉成分をキャンセルし、当該各受信信号を前記ＯＦＤＭ信号の各系統に対応する信号成分に分離する減算型干渉キャンセルステップと、当該減算型干渉キャンセルステップで分離された信号成分に対して、選択されたサブキャリア毎に、前記伝達係数に基づく重み付けを行い、前記ＯＦＤＭ信号の各系統に対応する信号成分同士を合成する重み付け合成ステップと、当該重み付け合成ステップで合成されたＮ系統の信号と前記選択型再変調ステップで選択されなかったサブキャリアについての前記重み付けステップで重み付けされたＮ系統の信号とを合成して復調する第２の復調ステップと、当該第２の復調ステップで復調されたＮ系統の信号それぞれに対し、誤り訂正復号を行う第２の復号ステップと、を有することを特徴とする。
【００８２】
また、第１１の発明は、各々誤り検出符号および既知のパイロット信号を含み、Ｎ本（Ｎは２以上の整数）の送信アンテナから同一周波数で送信されるＮ系統のＯＦＤＭ信号を受信するＯＦＤＭ信号受信方法であって、前記Ｎ系統のＯＦＤＭ信号が空間多重された信号をＮ本の受信アンテナで受信する受信ステップと、当該Ｎ本の受信アンテナで受信されたＮ系統の各受信信号を高速フーリエ変換してサブキャリア毎の受信信号に変換する高速フーリエ変換ステップと、当該高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号に含まれるパイロット信号と前記既知のパイロット信号とを用いて、サブキャリア毎に、各送信アンテナと各受信アンテナとの間の伝達係数を要素とする伝達係数行列およびその逆行列である伝達係数逆行列を算出する伝達係数行列演算ステップと、サブキャリア毎に、前記高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号に対して前記伝達係数逆行列を乗算し、前記高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号に含まれる系統間の相互干渉成分をキャンセルする乗算型干渉キャンセルステップと、当該乗算型干渉キャンセルステップで相互干渉成分がキャンセルされたＮ系統の信号それぞれに対して、サブキャリア毎に、前記伝達係数に応じて重み付けする重み付けステップと、当該重み付けステップで重み付けされたＮ系統の信号それぞれを復調してＮ系統の第１の復調信号を得る第１の復調ステップと、当該Ｎ系統の第１の復調信号をもとに繰り返し減算型干渉キャンセルを行い複数のＮ系統の第２の復調信号を得る減算型干渉キャンセル反復ステップと、前記誤り検出符号を用いて前記Ｎ系統の第１の復調信号および複数のＮ系統の第２の復調信号それぞれの誤り量を検出する誤り検出ステップと、当該誤り検出ステップの検出結果に基づいて、前記Ｎ系統の第１の復調信号および複数のＮ系統の第２の復調信号の中から、最も誤りの少ない復調信号を系統毎に選択する復調信号選択ステップとを有し、前記減算型干渉キャンセル反復ステップは、前記Ｎ系統の復調信号それぞれに対して送信時と同一のサブキャリア変調を行うサブキャリア再変調ステップと、当該サブキャリア再変調ステップでサブキャリア変調されたＮ系統の信号と前記伝達係数行列とを用いて、サブキャリア毎に、系統間の相互干渉成分のレプリカを生成し、当該レプリカを前記高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号から減算することによって当該各受信信号に含まれる系統間の相互干渉成分をキャンセルし、当該各受信信号を前記ＯＦＤＭ信号の各系統に対応する信号成分に分離する減算型干渉キャンセルステップと、当該減算型干渉キャンセルステップで分離された信号成分に対して、サブキャリア毎に、前記伝達係数に基づく重み付けを行い、前記ＯＦＤＭ信号の各系統に対応する信号成分同士を合成する重み付け合成ステップと、当該重み付け合成ステップで合成されたＮ系統の信号それぞれを復調してＮ系統の第２の復調信号を得る第２の復調ステップと、を複数回繰り返すステップであって、第１回目の前記サブキャリア再変調ステップでは前記Ｎ系統の第１の復調信号を変調し、第２回目以降の前記サブキャリア再変調ステップではそれぞれ前回の前記Ｎ系統の第２の復調信号を変調することを特徴とする。
【００８３】
また、第１２の発明は、各々誤り訂正符号化され、誤り検出符号および既知のパイロット信号を含み、Ｎ本（Ｎは２以上の整数）の送信アンテナから同一周波数で送信されるＮ系統のＯＦＤＭ信号を受信するＯＦＤＭ信号受信方法であって、前記Ｎ系統のＯＦＤＭ信号が空間多重された信号をＮ本の受信アンテナで受信する受信ステップと、当該Ｎ本の受信アンテナで受信されたＮ系統の各受信信号を高速フーリエ変換してサブキャリア毎の受信信号に変換する高速フーリエ変換ステップと、当該高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号に含まれるパイロット信号と前記既知のパイロット信号とを用いて、サブキャリア毎に、各送信アンテナと各受信アンテナとの間の伝達係数を要素とする伝達係数行列およびその逆行列である伝達係数逆行列を算出する伝達係数行列演算ステップと、サブキャリア毎に、前記高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号に対して前記伝達係数逆行列を乗算し、前記高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号に含まれる系統間の相互干渉成分をキャンセルする乗算型干渉キャンセルステップと、当該乗算型干渉キャンセルステップで相互干渉成分がキャンセルされたＮ系統の信号それぞれに対して、サブキャリア毎に、前記伝達係数に応じて重み付けする重み付けステップと、当該重み付けステップで重み付けされたＮ系統の信号それぞれを復調する第１の復調ステップと、当該第１の復調ステップで復調されたＮ系統の信号それぞれに対し、誤り訂正復号を行いＮ系統の第１の復号信号を得る第１の復号ステップと、当該Ｎ系統の第１の復号信号を用いて繰り返し減算型干渉キャンセルを行いＮ系統の最終復号信号を得る減算型干渉キャンセル反復ステップとを有し、当該減算型干渉キャンセル反復ステップは、Ｎ系統の復号信号それぞれについて前記誤り検出符号を用いて誤りの位置を検出する誤り検出ステップと、当該誤り検出ステップの検出結果を参照してＮ系統すべて正しく復号されたサブキャリアを選択し、当該サブキャリアに対応する復号信号について送信時と同一のサブキャリア変調を行う選択型再変調ステップと、当該選択型再変調ステップでサブキャリア変調されたＮ系統の信号と前記伝達係数行列とを用いて、選択されたサブキャリア毎に、系統間の相互干渉成分のレプリカを生成し、当該レプリカを前記高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号から減算することによって当該各受信信号に含まれる系統間の相互干渉成分をキャンセルし、当該各受信信号を前記ＯＦＤＭ信号の各系統に対応する信号成分に分離する減算型干渉キャンセルステップと、当該減算型干渉キャンセルステップで分離された信号成分に対して、選択されたサブキャリア毎に、前記伝達係数に基づく重み付けを行い、前記ＯＦＤＭ信号の各系統に対応する信号成分同士を合成する重み付け合成ステップと、当該重み付け合成ステップで合成されたＮ系統の信号と前記選択型再変調ステップで選択されなかったサブキャリアについての前記重み付けステップで重み付けされたＮ系統の信号とを合成して復調する第２の復調ステップと、当該第２の復調ステップで復調されたＮ系統の信号それぞれに対し、誤り訂正復号を行いＮ系統の第２の復号信号を得る第２の復号ステップと、を複数回繰り返すステップであって、第１回目の前記誤り検出ステップでは前記Ｎ系統の第１の復号信号の誤り検出を行い、第２回目以降の前記誤り検出ステップではそれぞれ前回の前記Ｎ系統の第２の復号信号の誤り検出を行い、最終回の前記第２の復号ステップでは前記第２の復号信号を前記最終復号信号として得ることを特徴とする。
【００８４】
【発明の実施の形態】
以下に添付図面を参照して、本発明に係るＯＦＤＭ信号受信装置、ＯＦＤＭ信号送受信装置、およびＯＦＤＭ信号受信方法についての好適な実施形態を第１の実施形態から第４の実施形態に分けて詳細に説明する。
【００８５】
（第１の実施形態）
本実施形態に係るＯＦＤＭ信号送受信装置は、ＯＦＤＭ信号受信装置において、乗算型干渉キャンセル後のＮ系統の復調信号と減算型干渉キャンセル後のＮ系統の復調信号とについて誤り量を検出し、より誤りの少ない復調信号を系統毎に選択することとしたものである。以下、本実施形態に係るＯＦＤＭ信号送受信装置の構成および動作について図面を参照して説明する。
【００８６】
図１は、本実施形態に係るＯＦＤＭ信号送受信装置の構成を示すブロック図である。図１において、ＯＦＤＭ信号送受信装置は、ＯＦＤＭ信号送信装置１とＯＦＤＭ信号受信装置２とを備えている。
【００８７】
ＯＦＤＭ信号送信装置１において、入力されたＮ系統（Ｎは２以上の整数）の送信情報信号Ｔ1、Ｔ2、・・・、ＴNは、各信号に対応するＮ個の誤り検出符号多重化器１−１−１〜１−１−Ｎにより、所定のブロック単位で誤り検出符号と多重化される。誤り検出符号多重化器１−１−１〜１−１−ＮのＮ系統の出力信号は、各信号に対応するＮ個のパイロット信号多重化器１−３−１〜１−３−Ｎにより、Ｎ個のパイロット信号生成器１−２−１〜１−２−Ｎによって生成された既知の伝達係数推定用のパイロット信号と多重化される。パイロット信号多重化器１−３−１〜１−３−ＮのＮ系統の出力信号は、各信号に対応するＮ個のサブキャリア変調器１−４−１〜１−４−Ｎにより、サブキャリア変調され、周波数領域すなわちサブキャリア毎の送信信号に変換される。サブキャリア変調器１−４−１〜１−４−Ｎから出力されるＮ系統の複数のサブキャリア信号からなる送信信号は、各信号に対応するＮ個の逆高速フーリエ変換器１−５−１〜１−５−Ｎにより、逆高速フーリエ変換され、時間領域のＮ系統の送信信号に変換される。逆高速フーリエ変換器１−５−１〜１−５−Ｎから出力されるＮ系統のＯＦＤＭ信号は、各信号に対応するＮ本の送信アンテナ１−６−１〜１−６−Ｎから同一周波数で送信される。
【００８８】
ＯＦＤＭ信号受信装置２において、Ｎ本の送信アンテナ１−６−１〜１−６−Ｎから送信され空間多重された信号は、Ｎ本の受信アンテナ２−１−１〜２−１−Ｎによって受信される。ここで、各受信アンテナは、Ｎ本の送信アンテナからのＮ系統のＯＦＤＭ信号を同時に受信するため、受信される各信号には系統間の相互干渉成分が含まれている。Ｎ本の受信アンテナ２−１−１〜２−１−Ｎによって受信されたＮ系統の受信信号は、各信号に対応するＮ個の高速フーリエ変換器２−２−１〜２−２−Ｎにより、高速フーリエ変換され、時間領域の受信信号から周波数領域すなわちサブキャリア毎の受信信号に変換される。以下、ｉ番目のサブキャリアの高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号をベクトルｒi（＝（ｒi 1 ｒi 2・・・ｒi N））で表す。伝達係数行列演算器２−３は、Ｎ系統の高速フーリエ変換後の受信信号に含まれる受信パイロット信号の振幅および位相と、既知のパイロット信号の振幅および位相とを用いて、サブキャリア毎に、各送信アンテナと各受信アンテナとの間の伝達係数ｈi j,k（ｉはサブキャリアの番号、ｊは送信アンテナの番号、ｋは受信アンテナの番号）を算出し、当該伝達係数を要素とする伝達係数行列Ｈiとその逆行列である伝達係数逆行列（Ｈi）-1とを算出し、これらを記憶する。ここで、伝達係数行列Ｈiは（１）式で表される。
【００８９】
乗算型干渉キャンセラ２−４は、サブキャリア毎に、高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号のベクトルｒiと伝達係数逆行列（Ｈi）-1との積ｒi・（Ｈi）-1を演算し、高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号に含まれる相互干渉成分をキャンセルする。すなわち、サブキャリア毎に、各系統の周波数領域すなわちサブキャリア毎の送信信号を推定する。乗算型干渉キャンセラ２−４により出力されるＮ系統の乗算型干渉キャンセラ出力信号ｕi（＝（ｕi 1 ｕi 2・・・ｕi N））は、各信号に対応するＮ個の重み付け器２−５−１〜２−５−Ｎにより、サブキャリア毎に、伝達係数に応じて重み付けされる。具体的には、重み付け器２−５−１〜２−５−Ｎは、伝達係数逆行列に基づいて（６）式で表される重み付け行列Ｙiの対応する要素を算出し、当該要素を乗算型干渉キャンセラ出力信号に乗じ、重み付け器出力信号を算出する。Ｎ系統の重み付け器出力信号は、各信号に対応するＮ個の第１の復調器２−６−１〜２−６−Ｎにより、信号判定され、復調される。
【００９０】
ついで、Ｎ個の第１の復調器２−６−１〜２−６−Ｎから出力されるＮ系統の第１の復調信号は、各信号に対応するＮ個のサブキャリア再変調器２−７−１〜２−７−Ｎにより、送信時と同一の変調方式で、すなわちサブキャリア変調器１−４−１〜１−４−Ｎにおける変調と同一の変調方式で、サブキャリア変調される。
【００９１】
減算型干渉キャンセラ２−９は、サブキャリア再変調器２−７−１〜２−７−ＮのＮ系統の出力信号と伝達係数行列とを用いて、サブキャリア毎に、高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号に含まれる系統間の相互干渉成分をキャンセルし、高速フーリエ変換後の各受信信号をＯＦＤＭ信号の各系統に対応する信号成分に分離する。具体的には、減算型干渉キャンセラ２−９は、サブキャリア再変調器２−７−１〜２−７−ＮのＮ系統の出力信号と伝達係数行列とを用いて、高速フーリエ変換後のＮ系統の各受信信号に含まれる相互干渉成分のレプリカを生成し、当該レプリカを当該受信信号から減算することによって当該受信信号に含まれる相互干渉成分をキャンセルし、高速フーリエ変換後の各受信信号を、各系統のサブキャリア毎の送信信号に対応する信号成分に分離する。より具体的には、ｉ番目のサブキャリアに着目すると、以下の演算を行う。高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号から（１１）式に従って受信信号行列Ｒiを算出する。また、サブキャリア再変調器２−７−１〜２−７−ＮのＮ系統の出力信号ｔ´i（＝（ｔ´i 1 ｔ´i 2・・・ｔ´i N））から（１２）式に従って再変調信号行列Ｔ´iを計算する。そして、再変調信号行列Ｔ´iと伝達係数行列Ｈiとからレプリカ信号行列（Ｔ´i・Ｈi）を算出する。すなわち、高速フーリエ変換後の各受信信号に含まれる相互干渉成分のレプリカを生成する。ついで、（１３）式のとおり、受信信号行列Ｒiからレプリカ信号行列（Ｔ´i・Ｈi）を減算して、レプリカ減算後信号行列Ｘiを出力する。このレプリカ減算後信号行列Ｘiの各要素は、高速フーリエ変換後のＮ系統の各受信信号に含まれる、ｉ番目のサブキャリアのＮ系統の各送信信号に対応する信号成分となっている。
【００９２】
なお、減算型干渉キャンセラ２−９に入力される高速フーリエ変換後の受信信号は、Ｎ個の高速フーリエ変換器２−２−１〜２−２−Ｎの出力信号が受信信号遅延器２−８−１〜２−８−Ｎによって遅延させられたものである。ここで、受信信号遅延器２−８−１〜２−８−Ｎは、乗算型干渉キャンセラ２−４からサブキャリア再変調器２−７−１〜２−７−Ｎまでの処理時間に相当する遅延を発生させる。
【００９３】
重み付け合成器２−１０は、サブキャリア毎に、減算型干渉キャンセラ２−９により分離された信号成分に対して伝達係数に基づく重み付けを行い、ＯＦＤＭ信号の各系統に対応する信号成分同士を合成する。具体的には、重み付け合成器２−１０は、伝達係数行列Ｈiの共役転置行列を求め、これをレプリカ減算後重み付け行列Ｗiとする。また、行列（Ｈi・Ｗi）とすべての対角成分が同一であって、かつ、すべての非対角成分が０である行列Ｇiを算出する。そして、（１９）式に従ってＮ系統の重み付け合成後信号ｖiを算出する。
【００９４】
このＮ系統の重み付け合成後信号ｖiは、各信号に対応するＮ個の第２の復調器２−１１−１〜２−１１−Ｎにより、復調される。
Ｎ個の第２の復調器２−１１−１〜２−１１−Ｎから出力されるＮ系統の第２の復調信号は、Ｎ系統の第１の復調信号とともに、後述するＮ個の復調信号選択回路２−１３−１〜２−１３−Ｎに供給される。なお、復調信号選択回路２−１３−１〜２−１３−Ｎに供給されるＮ系統の第１の復調信号は、Ｎ個の第１の復調器２−６−１〜２−６−Ｎから出力されるＮ系統の第１の復調信号が、Ｎ個の復調信号遅延器２−１２−１〜２−１２−Ｎによって遅延させられたものである。ここで、復調信号遅延器２−１２−１〜２−１２−Ｎは、Ｎ個の第１の復調器２−６−１〜２−６−ＮからＮ個の第２の復調器２−１１−１〜２−１１−Ｎまでの処理時間に相当する遅延を発生させる。
【００９５】
以上のとおり、本実施形態に係るＯＦＤＭ信号送受信装置は、特願２００２−１４９０１３に記載の従来のＯＦＤＭ信号送受信装置に、Ｎ個の誤り検出符号多重化器１−１−１〜１−１−Ｎ、Ｎ個の復調信号遅延器２−１２−１〜２−１２−Ｎ、およびＮ個の復調信号選択回路２−１３−１〜２−１３−Ｎを付加した構成となっている。
【００９６】
従来のＯＦＤＭ信号送受信装置では、Ｎ系統の第２の復調信号を常に最終的な出力としていた。これに対し、本実施形態に係るＯＦＤＭ信号送受信装置では、Ｎ個の復調信号選択回路２−１３−１〜２−１３−ＮによってＮ系統の第１の復調信号とＮ系統の第２の復調信号から誤りの少ない信号を系統毎に選択して最終的なＮ系統の復調信号とする。
【００９７】
図２は、第１番目の系統に対応する復調信号選択回路２−１３−１の構成を示すブロック図である。なお、他の系統に対応する復調信号選択回路２−１３−２〜２−１３−Ｎも全く同様の構成である。第１の復調器２−６−１の出力信号と第２の復調器２−１１−１の出力信号との出力の時間差に相当する遅延時間を、第１の復調器２−６−１の出力に対して復調信号遅延器２−１２−１を用いて与えているため、第１および第２の復調信号は同時刻で復調信号選択回路２−１３−１に供給される。図２において、復調信号遅延器２−１２−１から出力される第１の復調信号は第１の誤り検出回路３−１に供給され、第２の復調器２−１１−１から出力される第２の復調信号は第２の誤り検出回路３−２に供給される。第１の誤り検出回路３−１は第１の復調信号の誤り量を検出し、第２の誤り検出回路３−２は第２の復調信号の誤り量を検出する。ここで、第１および第２の誤り検出回路３−１、３−２は、送信側で付加された誤り検出符号を用いて誤り検出を行う。ここで、誤り検出符号は、パリティ検査、ＣＲＣ（Cyclic Redundancy Check）符号等、一般的に誤り検出で用いられている符号でよく、特に限定されない。誤り検出では、誤り検出の対象となるブロック内の全ての復調信号が参照される必要がある。このため、第１および第２の誤り検出回路３−１、３−２において、ブロック内に誤りが存在するかどうかの判定が終了するまでの処理時間が生ずる。この処理時間に相当する遅延が第１および第２の判定遅延補正器３−３、３−４によりそれぞれ第１および第２の復調信号に対して与えられ、第１および第２の復調信号、第１および第２の誤り検出回路３−１、３−２の検出結果が、それぞれ同期して信号選択回路３−５に供給される。信号選択回路３−５は、第１および第２の誤り検出回路３−１、３−２の検出結果を参照して、第１番目の系統の第１および第２の復調信号から、より誤りの少ない復調信号を選択し、最終的な第１番目の系統の復調信号として出力する。誤りの量に差がない場合には、予め設定されたどちらか一方の復調信号を選択すればよい。なお、誤り量の検出が２段階である場合、すなわち誤りの有無のみ検出される場合は、正しく復調された復調信号が選択されることとなる。
【００９８】
以上のとおり、本実施形態では、乗算型干渉キャンセラ２−４の出力の復調結果である第１の復調信号と、減算型干渉キャンセラ２−９の出力の復調結果である第２の復調信号とのうち、より誤りの少ない復調信号を系統毎に選択する。これにより、本実施形態によれば、従来の乗算型干渉キャンセラの出力の復調結果を用いるＯＦＤＭ信号送受信装置や、常に減算型干渉キャンセラの出力の復調結果を用いるＯＦＤＭ信号送受信装置に対して、誤り率特性の向上を図ることができる。特に、乗算型干渉キャンセラ２−４の出力の復調結果と減算型干渉キャンセラ２−９の出力の復調結果とのどちらかが正しければ、そのパケットの受信は成功することになる。
【００９９】
なお、誤り率向上の観点より、送信装置側にＮ系統の送信信号それぞれを誤り訂正符号化する誤り訂正符号化手段を設け、受信装置側にＮ系統の第１および第２の復調信号それぞれを誤り訂正復号する第１および第２の復号手段を設けるとよい。
【０１００】
以下、本実施形態の効果を具体的に示す。なお、以下の例では、復調後に復号することとしている。
乗算型干渉キャンセラの出力の復号結果を用いる装置、常に減算型干渉キャンセラの出力の復号結果を用いる装置、および本実施形態に係る装置について、計算機シミュレーションにより得られたパケット誤り率特性を図３に示す。アンテナの本数は送受各２本であり、シミュレーション諸元は表１のとおりとする。図３において、実線は本実施形態に係る装置の特性を示し、点線は乗算型干渉キャンセラの出力の復号結果を用いる装置の特性を示し、破線は常に減算型干渉キャンセラの出力の復号結果を用いる装置の特性を示す。また、○印で表される特性は、変調方式が６４ＱＡＭであって符号化率がＲ＝３／４の場合のものであり、△印で表される特性は、変調方式がＱＰＳＫであって符号化率がＲ＝１／２の場合のものである。図３より、本実施形態によれば、６４ＱＡＭ，Ｒ＝３／４の場合、ＰＥＲ≦１０-2を満たすために必要となるＣＮＲで比較して、従来の常に減算型干渉キャンセラの出力の復号結果を用いた場合に対しては１ｄＢの利得が得られ、乗算型干渉キャンセラの出力の復号結果を用いた場合に対しては２．５ｄＢの利得が得られていることが分かる。また、ＱＰＳＫ、Ｒ＝１／２の場合、減算型干渉キャンセラの出力の復号結果を用いた場合の特性は乗算型干渉キャンセラの出力の復号結果を用いた場合の特性よりも悪かったが、誤り検出により復号結果を選択することにより、特性が改善されていることが分かる。
【０１０１】
送信アンテナ１、送信アンテナ２の送信信号に対応する乗算型干渉キャンセラ出力の復号信号をｄ1 IM、ｄ2 IMとし、送信アンテナ１、送信アンテナ２の送信信号に対応する減算型干渉キャンセラ出力の復号信号をｄ1 Re、ｄ2 Reとする。また、復号信号に誤りがない場合を「ｏ」、ある場合を「ｘ」と表記する。そして、例えば、送信アンテナ１、２の送信信号に対応する乗算型干渉キャンセラ出力の復号信号がそれぞれ誤り「あり」、誤り「なし」であって、送信アンテナ１、２の送信信号に対応する減算型干渉キャンセラ出力の復号信号がそれぞれ誤り「なし」、誤り「あり」である場合を、（ｄ1 IM ｄ2 IM ｄ1 Re ｄ2 Re）＝（ｏ ｘｘ ｏ）と表記することとする。上記の表記方法に従い、計算機シミュレーションによる乗算型干渉キャンセラ出力の復号信号と減算型干渉キャンセラ出力の復号信号との誤り事象の関係を以下の表２に示す。シミュレーション回数は１０，０００回であり、サブキャリア変調方式はＱＰＳＫ、符号化率はＲ＝１／２である。また、表中の数字は当該事象が発生した回数を示す。
【０１０２】
【表２】
表２において、（ｄ1 IM ｄ2 IM）＝（ｏ ｏ）となる行、すなわち乗算型干渉キャンセラの出力の復号結果がすべて正しい事象に該当する行に着目すると、（ｄ1 IM ｄ2 IM ｄ1 Re ｄ2 Re）＝（ｏ ｏ ｏ ｘ），（ｏ ｏ ｘ ｏ），（ｏ ｏ ｘ ｘ）となる事象、すなわち乗算型干渉キャンセラの出力の復号結果はすべて正しいが、減算型干渉キャンセラの出力の復号結果に誤りが含まれる事象が２０２回存在する。これは、乗算型干渉キャンセラの出力の復号結果が正しく、サブキャリア再変調器の作成したレプリカが正しいにもかかわらず、減算型干渉キャンセラの出力の復号結果が誤りを含んでしまう場合が存在することを示している。このような誤りは、伝達係数の推定誤差により減算型干渉キャンセル後の重み付けに誤差が生じていることによるものと考えられる。また、（ｄ1 IMｄ2 IM）＝（ｏ ｏ）となる事象以外であって、乗算型干渉キャンセラの出力の復号結果よりも減算型干渉キャンセラの出力の復号結果の方が誤りの数が多い事象、すなわち（ｄ1 IM ｄ2 IM ｄ1 Re ｄ2 Re）＝（ｏ ｘ ｘ ｘ），（ｘ ｏ ｘ ｘ）となる事象は７回存在する。以上より、減算型干渉キャンセラを利用することにより、乗算型干渉キャンセラによって正しく復号された信号を誤って復号してしまう事象は２０９回存在することが分かる。
【０１０３】
一方、（ｄ1 Re ｄ2 Re）＝（ｏ ｏ）となる列、すなわち減算型干渉キャンセラの出力の復号結果がすべて正しい列に注目すると、（ｄ1 IM ｄ2 IM ｄ1 Re ｄ2 Re）＝（ｏ ｘ ｏ ｏ），（ｘ ｏ ｏ ｏ），（ｘ ｘ ｏ ｏ）となる事象、すなわち乗算型干渉キャンセラ出力の復号結果は誤りを含んでいるが、減算型干渉キャンセラ出力の復号結果はすべて正しいという事象が１９１回存在する。これは、乗算型干渉キャンセラ出力の復号結果が誤っていて、サブキャリア再変調器の作成したレプリカが誤っているのにもかかわらず、減算型干渉キャンセラの出力の復号結果が正しくなる、すなわち、減算型干渉キャンセラにより誤りが修正された事象である。また、（ｄ1 Re ｄ2 Re）＝（ｏ ｏ）となる事象以外での、減算型干渉キャンセラ出力の復号結果を用いることにより乗算型干渉キャンセラ出力の復号結果の誤りを修正した事象、すなわち（ｄ1 IM ｄ2 IM ｄ1 Re ｄ2 Re）＝（ｘ ｘ ｏ ｘ），（ｘ ｘ ｘ ｏ）となる事象は６回存在する。以上から、減算型干渉キャンセラを利用することにより、最初に誤って復号された信号が正しく復号し直された事象は１９７回存在することが分かる。
【０１０４】
以上のとおり、減算型干渉キャンセラを利用することにより誤りが増加する事象の回数（２０９回）の方が、誤りが減少する事象の回数（１９７回）を上回る。したがって、上記のシミュレーションの条件下においては、減算型干渉キャンセラを追加しても、常にその復号結果のみを利用した場合はパケット誤り率特性が劣化してしまう。
【０１０５】
これに対して、本実施形態によれば、乗算型干渉キャンセラの出力の復号結果と減算型干渉キャンセラの出力の復号結果のうち、少なくとも一方が正しく復号されていれば誤り事象とはならない。すなわち、事象（ｄ1 IM ｄ2 IM ｄ1 Re ｄ2 Re）＝（ｏ ｏ ｏ ｏ），（ｏ ｏ ｘ ｏ），（ｏ ｏ ｏ ｘ），（ｏ ｏ ｘ ｘ），（ｘ ｘ ｏ ｏ），（ｘ ｏ ｏ ｏ），（ｏ ｘ ｏ ｏ），（ｏ ｘ ｘ ｏ），（ｘ ｏ ｏ ｘ）は、誤りがなく復号されたことになる。
【０１０６】
乗算型干渉キャンセラ出力の復号結果が誤っていた場合において、減算型干渉キャンセルと誤り検出および復号結果の選択を行うことにより復号結果が正しくなる事象は、（ｄ1 IM ｄ2 IM ｄ1 Re ｄ2 Re）＝（ｘ ｘ ｏ ｏ），（ｘ ｏｏ ｏ），（ｏ ｘ ｏ ｏ），（ｏ ｘ ｘ ｏ），（ｘ ｏ ｏ ｘ）の５通りある。これらの事象は、上記のシミュレーションでは２０９回存在する。本実施形態によれば、これらの事象においては、パケット誤りを防ぐことが可能となる。したがって、本実施形態によるパケット誤り率特性の改善効果は非常に大きいといえる。
【０１０７】
（第２の実施形態）
本実施形態に係るＯＦＤＭ信号送受信装置は、第１の実施形態に係るＯＦＤＭ信号送受信装置とほとんど同じであるが、乗算型干渉キャンセル後のＮ系統の復号信号について誤り位置の検出を行い、Ｎ系統すべて正しく復号されたサブキャリアについては減算型干渉キャンセルおよび重み付け合成を行い、少なくとも１系統に誤りを含むサブキャリアについては乗算型干渉キャンセル後の出力信号を用いることを特徴とするものである。以下、図面を用いて本実施形態について説明するが、第１の実施形態と共通する部分については説明を省略する。
【０１０８】
本実施形態に係るＯＦＤＭ信号送受信装置は、ＯＦＤＭ信号送信装置４とＯＦＤＭ信号受信装置５とを備えている。
図４は、本実施形態に係るＯＦＤＭ信号送信装置４の構成を示すブロック図である。図４において、ＯＦＤＭ信号送信装置４は、図１に示される第１の実施形態のＯＦＤＭ信号送信装置１に対し、Ｎ個の誤り訂正符号器４−７−１〜４−７−Ｎを追加した構成となっている。このＮ個の誤り訂正符号器４−７−１〜４−７−Ｎは、入力されたＮ系統の送信情報信号のそれぞれに対して誤り訂正符号化を行うものである。この点以外は、第１の実施形態のＯＦＤＭ信号送信装置１と同じなので説明を省略する。
【０１０９】
図５は、本実施形態に係るＯＦＤＭ信号受信装置５の構成を示すブロック図である。図５において、受信アンテナ５−１−１〜５−１−Ｎから第１の復調器５−６−１〜５−６−Ｎまでの構成および動作は、図１に示されるＯＦＤＭ信号受信装置２と同様なので説明を省略する。
【０１１０】
第１の復調器５−６−１〜５−６−Ｎから出力されるＮ系統の第１の復調信号は、各信号に対応するＮ個の第１の復号器５−７−１〜５−７−Ｎにより、誤り訂正復号される。Ｎ個の第１の復号器５−７−１〜５−７−Ｎから出力されるＮ系統の復号信号に対し、各信号に対応するＮ個の誤り検出器５−８−１〜５−８−Ｎは、誤り検出符号を用いて誤りの位置を検出する。Ｎ個の選択型再変調器５−９−１〜５−９−Ｎは、誤り検出器５−８−１〜５−８−Ｎにより検出された誤りの位置を参照してＮ系統すべて正しく復号されたサブキャリアを選択し、当該サブキャリアに対応する復号信号について送信時と同一のサブキャリア変調を行う。ここで、サブキャリア変調前の信号における誤りの位置が分かれば、サブキャリア変調後にどのサブキャリアの信号に誤りが含まれることになるかを特定することができる。
【０１１１】
減算型干渉キャンセラ５−１１は、選択型再変調器５−９−１〜５−９−ＮのＮ系統の出力信号と伝達係数行列とを用いて、選択されたサブキャリアについてサブキャリア毎に、第１の実施形態と同様に、高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号に含まれる相互干渉成分をキャンセルし、高速フーリエ変換後の各受信信号をＮ系統の各ＯＦＤＭ信号に対応する信号成分に分離する。
【０１１２】
なお、減算型干渉キャンセラ５−１１に入力される高速フーリエ変換後の受信信号は、Ｎ個の高速フーリエ変換器５−２−１〜５−２−Ｎの出力信号が受信信号遅延器５−１０−１〜５−１０−Ｎによって遅延させられたものである。ここで、受信信号遅延器５−１０−１〜５−１０−Ｎは、乗算型干渉キャンセラ５−４から選択型再変調器５−９−１〜５−９−Ｎまでの処理時間に相当する遅延を発生させる。
【０１１３】
重み付け合成器５−１２は、選択されたサブキャリア毎に、第１の実施形態と同様に、減算型干渉キャンセラ５−１１により分離された信号成分に対して伝達係数に基づく重み付けを行い、Ｎ系統の各ＯＦＤＭ信号に対応する信号成分同士を合成する。重み付け合成器５−１２のＮ系統の出力信号は、Ｎ個の重み付け器出力信号遅延器５−１３−１〜５−１３−Ｎによって遅延させられた重み付け器５−５−１〜５−５−ＮのＮ系統の出力信号とともに、Ｎ個の干渉キャンセル信号多重化器５−１４−１〜５−１４−Ｎに供給される。ここで、重み付け器出力信号遅延器５−１３−１〜５−１３−Ｎは、第１の復調器５−６−１〜５−６−Ｎから重み付け合成器５−１２の出力までの処理時間に相当する遅延時間を発生させる。干渉キャンセル信号多重化器５−１４−１〜５−１４−Ｎにおいて、重み付け合成器５−１２の出力が存在するサブキャリアについての当該重み付け合成器５−１２のＮ系統の出力信号と、重み付け合成器５−１２の出力が存在しないサブキャリアについての重み付け器出力信号遅延器５−１３−１〜５−１３−ＮのＮ系統の出力信号とが、多重化される。干渉キャンセル信号多重化器５−１４−１〜５−１４−ＮのＮ系統の出力信号は、各信号に対応するＮ個の第２の復調器５−１５−１〜５−１５−Ｎにより、復調される。すなわち、Ｎ個の重み付け器出力信号遅延器５−１３−１〜５−１３−Ｎと、Ｎ個の干渉キャンセル信号多重化器５−１４−１〜５−１４−Ｎと、Ｎ個の第２の復調器５−１５−１〜５−１５−Ｎとにより、選択型再変調器５−９−１〜５−９−Ｎによって選択されたサブキャリアについての重み付け合成器５−１２のＮ系統の出力信号と、選択されなかったサブキャリアについての重み付け器５−５−１〜５−５−ＮのＮ系統の出力信号とが、合成された後、復調される。第２の復調器５−１５−１〜５−１５−ＮのＮ系統の出力信号は、各信号に対応するＮ個の第２の復号器５−１６−１〜５−１６−Ｎによって、誤り訂正復号され、最終的なＮ系統の復号信号として出力される。
【０１１４】
なお、乗算型干渉キャンセラ５−４の出力に対する重み付けと、減算型干渉キャンセラ５−１１の出力に対する重み付けとでは、演算が異なるため、各重み付け出力にはレベル差が発生する。これに対しては、乗算型干渉キャンセル後の重み付け係数、すなわち（６）式における行列の成分における定数Ｃの値を適切な値にすることにより、レベル差を補正すればよい。
【０１１５】
減算型干渉キャンセルを行う従来のＯＦＤＭ信号送受信装置では、乗算型干渉キャンセラの出力の復号結果は、当該結果の誤りの有無にかかわらず、再変調され、送信信号のレプリカとして減算型干渉キャンセルに用いられていた。これに対し、本実施形態のＯＦＤＭ信号送受信装置では、上述のとおり、Ｎ系統すべて正しく復号されたサブキャリアに関しては、減算型干渉キャンセルおよび重み付け合成により、乗算型干渉キャンセルよりも高精度に干渉キャンセルおよび重み付けを行う。一方、Ｎ系統のうち少なくとも１系統が誤って復号されたサブキャリアに関しては、誤ったレプリカが減算型干渉キャンセルおよび重み付け合成に用いられ復号結果が誤ることを防ぐために、減算型干渉キャンセルおよび重み付け合成を行わず、または、減算型干渉キャンセルおよび重み付け合成後の出力を用いずに乗算型干渉キャンセル後の出力を用いる。
【０１１６】
以上のとおり、本実施形態によれば、送信信号のレプリカがすべて正しく生成されたサブキャリアについては、減算型干渉キャンセルを行うことによって、より精度の高い干渉キャンセルおよび重み付け合成を行うことができる。一方、レプリカが正しく生成されなかったサブキャリアについては、誤ったレプリカを用いた減算型干渉キャンセラ出力を用いるのではなく乗算型干渉キャンセラ出力を利用することによって、誤ったレプリカを用いた減算型干渉キャンセルの出力が最終的な復号信号に含まれることを防止でき、信頼度の低い信号が含まれることを防ぐことができる。この結果、誤り率特性の向上を図ることができる。
【０１１７】
（第３の実施形態）
本実施形態に係るＯＦＤＭ信号送受信装置は、第１の実施形態に係るＯＦＤＭ信号送受信装置とほとんど同じであるが、繰り返し減算型干渉キャンセルおよび重み付け合成を行い、Ｎ系統の第１の復調信号および複数のＮ系統の第２の復調信号から、より誤りの少ない復調信号を系統毎に選択することを特徴とするものである。以下、図面を用いて本実施形態について説明するが、第１の実施形態と共通する部分については説明を省略する。
【０１１８】
本実施形態に係るＯＦＤＭ信号送受信装置は、第１の実施形態と同一のＯＦＤＭ信号送信装置１とＯＦＤＭ信号受信装置６とを備えている。
図６は、本実施形態に係るＯＦＤＭ信号受信装置６の構成を示すブロック図である。図６において、受信アンテナ６−１−１〜６−１−Ｎから第１の復調器６−６−１〜６−６−Ｎまでの構成および動作は、図１に示されるＯＦＤＭ信号受信装置２と同様なので説明を省略する。
【０１１９】
ＯＦＤＭ信号受信装置６は、それぞれ第１の実施形態と同様のサブキャリア再変調、減算型干渉キャンセル、重み付け合成、および復調を行う複数段（本実施形態ではＢ段とする）の減算型干渉キャンセル後復調器６−８−１〜６−８−Ｂを備え、これらによって、Ｎ系統の第１の復調信号をもとに繰り返し減算型干渉キャンセル等を行い複数の第２の復調信号を出力する。言い換えると、減算型干渉キャンセルおよび重み付け合成後の出力の復調結果を送信信号のレプリカとみなして、さらに減算型干渉キャンセルおよび重み付け合成を行う、という動作を複数回繰り返す。
【０１２０】
第１段目の減算型干渉キャンセル後復調器６−８−１の演算においては、乗算型干渉キャンセル出力の復調結果であるＮ個の第１の復調器６−６−１〜６−６−Ｎの出力信号、すなわちＮ系統の第１の復調信号を送信信号のレプリカとして用いる。第２段目以降、第ｂ段目（２≦ｂ≦Ｂ）の減算型干渉キャンセル後復調器６−８−ｂの演算においては、前段である第（ｂ−１）段目の減算型干渉キャンセル後復調器６−８−（ｂ−１）によって出力される第２の復調信号を送信信号のレプリカとして用いる。この演算を（ｂ−１）段行うことにより、合計でＢ回のサブキャリア再変調、減算型干渉キャンセル、重み付け合成、復調を繰り返す。
【０１２１】
ここで、第１段目の減算型干渉キャンセル後復調器６−８−１が演算を行うためには、第１の復調器６−６−１〜６−６−Ｎの処理が終了している必要がある。そこで、第１段目の減算型干渉キャンセル後復調器６−８−１に対しては、第１段目の受信信号遅延器６−７−１−１〜６−７−１−Ｎによって、乗算型干渉キャンセラ６−４、重み付け器６−５−１〜６−５−Ｎ、第１の復調器６−６−１〜６−６−Ｎにおける演算に必要となる時間と同じ遅延量を与えてから、Ｎ個の高速フーリエ変換器６−２−１〜６−２−Ｎの出力信号を供給する。また、第ｂ（２≦ｂ≦Ｂ）段目の減算型干渉キャンセル後復調器６−８−ｂが演算を行うためには、第（ｂ−１）段目の減算型干渉キャンセル後復調器６−８−（ｂ−１）の演算が終了している必要がある。そこで、高速フーリエ変換器６−２−１〜６−２−Ｎの出力信号に対し、Ｂ段のＮ個の受信信号遅延器６−７−１−１〜６−７−１−Ｎ、…、６−７−Ｂ−１〜６−７−Ｂ−Ｎにより遅延を与えてタイミング同期を取ることとしている。第ｂ段目のＮ個の受信信号遅延器６−７−ｂ−１〜６−７−ｂ−Ｎは、Ｎ個の高速フーリエ変換器６−２−１〜６−２−Ｎの出力信号を第ｂ段目の減算型干渉キャンセル後復調器６−８−ｂに同期させるものである。そして、第ｂ（２≦ｂ≦Ｂ）段目の減算型干渉キャンセル後復調器６−８−ｂに対しては、第ｂ段目のＮ個の受信信号遅延器６−７−ｂ−１〜６−７−ｂ−Ｎによって、第（ｂ−１）段目の減算型干渉キャンセル後復調器６−８−（ｂ−１）の処理時間に相当する遅延を与えてから、第（ｂ−１）段目のＮ個の受信信号遅延器６−７−（ｂ−１）−１〜６−７−（ｂ−１）−Ｎの出力信号を供給する。これにより、高速フーリエ変換器６−２−１〜６−２−Ｎの出力信号を第ｂ段目の減算型干渉キャンセル後復調器６−８−ｂに同期させることができる。以上に述べた遅延線構造を用いることにより、Ｎ系統の受信信号を連続して処理する場合において各減算型干渉キャンセル後復調器６−８−１〜６−８−Ｂ毎にパイプライン処理を行うことが可能となり、回路規模を削減することができる。
【０１２２】
以上のとおり、減算型干渉キャンセル、重み付け合成、および復調を繰り返すことにより、送信信号のレプリカに含まれる誤りビットの数が徐々に減少し、後段になればなるほどより品質の高い、すなわち誤りの少ない復調結果が得られることを期待できる。しかし、「発明が解決しようとする課題」の欄で述べたとおり、伝達係数行列の推定誤差が大きな場合は、必ずしも減算型干渉キャンセルの繰り返しがレプリカの精度向上に寄与するとは限らない。そこで、第１の実施形態と同様に、１個のＮ系統の第１の復調信号とＢ個のＮ系統の第２の復調信号との合計（Ｂ＋１）個のＮ系統の復調信号を復調出力選択回路６−１１−１〜６−１１−Ｎに供給して、（Ｂ＋１）個の復調信号の中から、最も誤りの少ない復調信号を系統毎に選択して最終的なＮ系統の復調信号として出力する。
【０１２３】
以下、減算型干渉キャンセル後復調器６−８−ｂ（１≦ｂ≦Ｂ）および復調出力選択回路６−１１−ｎ（１≦ｎ≦Ｎ）について、より詳しく説明する。
図７は、第ｂ段目の減算型干渉キャンセル後復調器６−８−ｂ（１≦ｂ≦Ｂ）の構成を示すブロック図である。図７において、Ｎ個の第１の復調器６−６−１〜６−６−Ｎが出力するＮ系統の第１の復調信号（ｂ＝１のとき）または前段の減算型干渉キャンセル後復調器６−８−（ｂ−１）が出力するＮ系統の第２の復調信号は、各信号に対応するＮ個のサブキャリア再変調器６−８−ｂ−１−１〜６−８−ｂ−１−Ｎにより、送信時と同一の変調方式でサブキャリア変調される。減算型干渉キャンセラ６−８−ｂ−２は、第１の実施形態と同様に、Ｎ個のサブキャリア再変調器６−８−ｂ−１−１〜６−８−ｂ−１−ＮのＮ系統の出力信号と伝達係数行列演算器６−３の出力する伝達係数行列を用いて、サブキャリア毎に、Ｎ個の受信信号遅延器６−７−ｂ−１〜６−７−ｂ−Ｎから供給されるＮ系統の高速フーリエ変換後の受信信号に含まれる相互干渉成分をキャンセルし、高速フーリエ変換後の各受信信号をＯＦＤＭ信号の各系統に対応する信号成分に分離する。重み付け合成器６−８−ｂ−３は、第１の実施形態と同様に、減算型干渉キャンセラ６−８−ｂ−２により分離された信号成分に対して、サブキャリア毎に、伝達係数行列演算器６−３からの伝達係数に基づく重み付けを行い、所望信号成分同士を合成する。この重み付け合成器６−８−ｂ−３から出力されるＮ系統の出力信号は、各信号に対応するＮ個の第２の復調器６−８−ｂ−４−１〜６−８−ｂ−４−Ｎにより、復調され、Ｎ系統の第２の復調信号として出力される。
【０１２４】
つぎに、ＯＦＤＭ信号の第ｎ番目の系統に対応する復調出力選択回路６−１１−ｎ（１≦ｎ≦Ｎ）について説明する。図６において、ＯＦＤＭ信号受信装置６は、ＯＦＤＭ信号の系統毎に復調信号を選択するため、Ｎ個の復調出力選択回路６−１１−１〜６−１１−Ｎを備えている。第ｎ番目の系統の復調出力を選択するための復調出力選択回路６−１１−ｎには、第ｎ番目の系統の第１の復調信号および複数（本実施形態ではＢ個）の第２の復調信号が供給される。ここで、第１の復調信号は、復調信号同士の同期をとるため、乗算型復調結果遅延器６−９−ｎにより、最終段（第Ｂ段目）の減算型干渉キャンセル後復調器６−８−Ｂの第２の復調信号が出力されるまで遅延させられる。また、第ｂ段目（１≦ｂ≦（ｂ−１））の減算型干渉キャンセル後復調器６−８−ｂが出力する第ｎ番目の系統の第２の復調信号は、復調信号同士の同期をとるため、減算型復調結果遅延器６−１０−ｂ−ｎにより、最終段の減算型干渉キャンセル後復調器６−８−Ｂの第２の復調信号が出力されるまで遅延させられる。なお、最終段の減算型干渉キャンセル後復調器６−８−Ｂが出力する第２の復調信号については、遅延器は設けられていない。
【０１２５】
図８は、復調出力選択回路６−１１−ｎ（１≦ｎ≦Ｎ）の構成を示すブロック図である。図８において、（Ｂ＋１）個の誤り検出器６−１１−ｎ−１−１〜６−１１−ｎ−１−（Ｂ＋１）は、（Ｂ＋１）個の復調信号に対応しており、各誤り検出器６−１１−ｎ−ｍ（１≦ｍ≦（Ｂ＋１））は、対応する復調信号の誤り量を検出する。（Ｂ＋１）個の判定遅延補正器６−１１−ｎ−２−１〜６−１１−ｎ−２−（Ｂ＋１）は、（Ｂ＋１）個の復調信号に対応している。各判定遅延補正器６−１１−ｎ−２−ｍ（１≦ｍ≦（Ｂ＋１））は、対応する復調信号に対して各誤り検出器６−１１−ｎ−ｍの処理時間に相当する遅延を与え、復調信号をセレクタ６−１１−ｎ−３に供給する。セレクタ６−１１−ｎ−３は、（Ｂ＋１）個の誤り検出器６−１１−ｎ−１−１〜６−１１−ｎ−１−（Ｂ＋１）からの検出結果を参照して、（Ｂ＋１）個の復調信号の中から、最も誤りの少ない復調信号を選択して、第ｎ番目の系統の最終的な復調信号として出力する。
【０１２６】
以上のとおり、本実施形態では、Ｎ系統の第１の復調信号とＢ個のＮ系統の第２の復調信号との合計（Ｂ＋１）個のＮ系統の復調信号の中から、最も誤りの少ない復調信号を系統毎に選択して最終的な１個のＮ系統の復調信号として出力するので、誤り率特性の向上を図ることができる。特に、複数の復調信号の中から最も誤りの少ない復調信号を選択するので、伝達係数行列の推定精度が低いことに起因する減算型干渉キャンセルおよび重み付け合成の繰り返しによる誤りの増加を回避することができる。
【０１２７】
（第４の実施形態）
本実施形態に係るＯＦＤＭ信号送受信装置は、第２の実施形態に係るＯＦＤＭ信号送受信装置とほとんど同じであるが、誤り検出、選択型再変調、減算型干渉キャンセル、重み付け合成、復調、復号からなるサイクルを複数回繰り返すことを特徴とするものである。以下、図面を用いて本実施形態について説明するが、第１または第２の実施形態と共通する部分については説明を省略する。
【０１２８】
本実施形態に係るＯＦＤＭ信号送受信装置は、第２の実施形態と同一のＯＦＤＭ信号送信装置４とＯＦＤＭ信号受信装置７とを備えている。
図９は、本実施形態に係るＯＦＤＭ信号受信装置７の構成を示すブロック図である。図９において、受信アンテナ７−１−１〜７−１−Ｎから第１の復号手段７−７−１〜７−７−Ｎまでの構成および動作は、図５に示されるＯＦＤＭ信号受信装置５と同様なので説明を省略する。
【０１２９】
ＯＦＤＭ信号受信装置７は、それぞれ第２の実施形態と同様の誤り検出、選択型再変調、減算型干渉キャンセル、重み付け合成、復調、および復号を行う複数段（本実施形態ではＢ段とする）の減算型干渉キャンセル後復号器７−８−１〜７−８−Ｂを備え、これらによって、Ｎ系統の第１の復号信号をもとに繰り返し減算型干渉キャンセル等を行いＮ系統の最終復号信号を出力する。ここで、減算型干渉キャンセル後復号器７−８−１〜７−８−Ｂの個数、すなわち減算型干渉キャンセル等の繰り返し回数Ｂは、回路規模の観点より、所望の品質が得られる最小限の数であることが望ましい。
【０１３０】
第１段目の減算型干渉キャンセル後復号器７−８−１は、乗算型干渉キャンセル後の復号結果であるＮ個の第１の復号器７−７−１〜７−７−Ｎの出力信号、すなわちＮ系統の第１の復号信号を用いて演算する。また、第２段目以降、第ｂ段目（２≦ｂ≦Ｂ）の減算型干渉キャンセル後復号器７−８−ｂは、前段である第（ｂ−１）段目の減算型干渉キャンセル後復号器７−８−（ｂ−１）によって出力される第２の復号信号を用いて演算する。
【０１３１】
ここで、第１段目の減算型干渉キャンセル後復号器７−８−１が演算を行うためには、第１の復号器７−７−１〜７−７−Ｎの処理が終了している必要がある。そこで、第１段目の減算型干渉キャンセル後復号器７−８−１に対しては、受信信号遅延器７−９−１−１〜７−９−１−Ｎによって、乗算型干渉キャンセラ７−４、重み付け器７−５−１〜７−５−Ｎ、第１の復調器７−６−１〜７−６−Ｎ、第１の復号器７−７−１〜７−７−Ｎにおける演算に必要となる時間と同じ遅延量を与えてから、Ｎ個の高速フーリエ変換器７−２−１〜７−２−Ｎの出力信号を供給する。また、第ｂ（２≦ｂ≦Ｂ）段目の減算型干渉キャンセル後復号器７−８−ｂが演算を行うためには、第（ｂ−１）段目の減算型干渉キャンセル後復号器７−８−（ｂ−１）の演算が終了している必要がある。そこで、高速フーリエ変換器７−２−１〜７−２−Ｎの出力信号に対し、Ｂ段のＮ個の受信信号遅延器７−９−１−１〜７−９−１−Ｎ、…、７−９−Ｂ−１〜７−９−Ｂ−Ｎにより遅延を与えてタイミング同期を取ることとしている。第ｂ段目のＮ個の受信信号遅延器７−９−ｂ−１〜７−９−ｂ−Ｎは、Ｎ個の高速フーリエ変換器７−２−１〜７−２−Ｎの出力信号を第ｂ段目の減算型干渉キャンセル後復号器７−８−ｂに同期させるものである。そして、第ｂ段目の減算型干渉キャンセル後復号器７−８−ｂに対しては、第ｂ段目のＮ個の受信信号遅延器７−９−ｂ−１〜７−９−ｂ−Ｎによって、第（ｂ−１）段目の減算型干渉キャンセル後復号器７−８−（ｂ−１）の処理時間に相当する遅延を与えてから、第（ｂ−１）段目の受信信号遅延器７−９−（ｂ−１）−１〜７−９−（ｂ−１）−Ｎの出力信号を供給する。これにより、高速フーリエ変換器７−２−１〜７−２−Ｎの出力信号を第ｂ段目の減算型干渉キャンセル後復号器７−８−ｂに同期させることができる。
【０１３２】
また、本実施形態では、第２の実施形態と同様に、Ｎ系統すべて正しく復号されたサブキャリア以外のサブキャリアについては、Ｎ個の重み付け器７−５−１〜７−５−ＮのＮ系統の出力信号を用いる。したがって、このＮ個の重み付け器７−５−１〜７−５−ＮのＮ系統の出力信号に対しても遅延を与える必要がある。そこで、第１段目の減算型干渉キャンセル後復号器７−８−１に対しては、第１段目の重み付け器出力信号遅延器７−１０−１−１〜７−１０−１−Ｎによって、第１の復調器７−６−１〜７−６−Ｎ、第１の復号器７−７−１〜７−７−Ｎにおける演算に必要となる時間と同じ遅延量を与えてから、Ｎ個の重み付け器７−５−１〜７−５−Ｎの出力信号を供給する。第２段目以降の第ｂ（２≦ｂ≦Ｂ）段目の減算型干渉キャンセル後復号器７−８−ｂについては次のとおりとする。第ｂ段目のＮ個の重み付け器出力信号遅延器７−１０−ｂ−１〜７−１０−ｂ−Ｎは、Ｎ個の重み付け器７−５−１〜７−５−Ｎの出力信号を第ｂ段目の減算型干渉キャンセル後復号器７−８−ｂに同期させるものである。そして、第ｂ（２≦ｂ≦Ｂ）段目の減算型干渉キャンセル後復号器７−８−ｂに対しては、第ｂ段目のＮ個の重み付け器出力信号遅延器７−１０−ｂ−１〜７−１０−ｂ−Ｎによって、第（ｂ−１）段目の減算型干渉キャンセル後復号器７−８−（ｂ−１）の処理時間に相当する遅延を与えてから、第（ｂ−１）段目のＮ個の重み付け器出力信号遅延器７−１０−（ｂ−１）−１〜７−１０−（ｂ−１）−Ｎの出力信号を供給する。これにより、重み付け器７−５−１〜７−５−Ｎの出力信号をそれぞれの減算型干渉キャンセル後復号器７−８−ｂに同期させることができる。
【０１３３】
以上に述べた遅延線構造を用いることにより、第３の実施形態と同様に、Ｎ系統の受信信号を連続して処理する場合において各減算型干渉キャンセル後復号器７−８−１〜７−８−Ｂ毎にパイプライン処理を行うことが可能となり、回路規模を削減することができる。
【０１３４】
以下、減算型干渉キャンセル後復号器７−８−ｂ（１≦ｂ≦Ｂ）について、より詳しく説明する。
図１０は、第ｂ段目の減算型干渉キャンセル後復号器７−８−ｂの構成を示すブロック図である。図１０において、Ｎ個の誤り検出器７−８−ｂ−１−１〜７−８−ｂ−１−Ｎは、Ｎ個の第１の復号器７−７−１〜７−７−Ｎが出力するＮ系統の第１の復号信号（ｂ＝１のとき）または前段の減算型干渉キャンセル後復号器７−８−（ｂ−１）が出力するＮ系統の第２の復号信号に対し、誤り検出符号を用いて誤りおよび誤りの位置を検出する。Ｎ個の選択型再変調器７−８−ｂ−２−１〜７−８−ｂ−２−Ｎは、第２の実施形態と同様に、誤り検出器７−８−ｂ−１−１〜７−８−ｂ−１−Ｎにより検出された誤りの位置を参照してＮ系統すべて正しく復号されたサブキャリアを選択し、当該サブキャリアに対応する復号信号について送信時と同一のサブキャリア変調を行う。減算型干渉キャンセラ７−８−ｂ−３は、選択型再変調器７−８−ｂ−２−１〜７−８−ｂ−２−ＮのＮ系統の出力信号と伝達係数行列とを用いて、選択されたサブキャリアについてサブキャリア毎に、受信信号遅延器７−９−ｂ−１〜７−９−ｂ−Ｎから供給される高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号に含まれる相互干渉成分をキャンセルし、高速フーリエ変換後の各受信信号をＯＦＤＭ信号の各系統に対応する信号成分に分離する。
【０１３５】
重み付け合成器７−８−ｂ−４は、選択されたサブキャリア毎に、減算型干渉キャンセラ７−８−ｂ−３により分離された信号成分に対して伝達係数に基づく重み付けを行い、ＯＦＤＭ信号の各系統に対応する信号成分同士を合成する。重み付け合成器７−８−ｂ−４のＮ系統の出力信号は、Ｎ個の乗算型干渉キャンセル信号遅延器７−１０−ｂ−１〜７−１０−ｂ−Ｎから供給されるＮ個の重み付け器８−５−１〜８−５−ＮのＮ系統の出力信号とともに、Ｎ個の干渉キャンセル信号多重化器７−８−ｂ−５−１〜７−８−ｂ−５−Ｎに供給される。干渉キャンセル信号多重化器７−８−ｂ−５−１〜７−８−ｂ−５−Ｎにおいて、重み付け合成器７−８−ｂ−４の出力が存在するサブキャリアについての当該重み付け合成器７−８−ｂ−４のＮ系統の出力信号と、重み付け合成器７−８−ｂ−４の出力が存在しないサブキャリアについての重み付け器出力信号遅延器７−１０−ｂ−１〜７−１０−ｂ−ＮのＮ系統の出力信号とが多重化される。干渉キャンセル信号多重化器７−８−ｂ−５−１〜７−８−ｂ−５−ＮのＮ系統の出力信号は、各信号に対応するＮ個の第２の復調器７−８−ｂ−６−１〜７−８−ｂ−６−Ｎにより復調され、ついで、第２の復号器７−８−ｂ−７−１〜７−８−ｂ−７−Ｎにより誤り訂正復号され、Ｎ系統の第２の復号信号として出力される。ここで、最終段の第２の復号器７−８−Ｂ−７−１〜７−８−Ｂ−７−Ｎは、Ｎ系統の第２の復号信号をＮ系統の最終復号信号として出力する。
【０１３６】
以上のとおり、本実施形態によれば、誤り検出、選択型再変調、減算型干渉キャンセル、重み付け合成、復調、および復号の操作を繰り返すことにより、より正確な減算型干渉キャンセルを行うことが可能となり、誤り率特性の向上を図ることができる。
【０１３７】
なお、本発明は、上記の各実施の形態に限定されないことは言うまでもない。
【０１３８】
【発明の効果】
第１、５、９の発明によれば、乗算型干渉キャンセル後のＮ系統の復調信号と、減算型干渉キャンセル後のＮ系統の復調信号とのうち、誤りの少ない復調信号を系統毎に選択するので、乗算型干渉キャンセル後の復調信号のみ、または、減算型干渉キャンセル後の復調信号のみを用いる場合に対して、誤り率特性の向上を図ることができる。
【０１３９】
第２、６、１０の発明によれば、乗算型干渉キャンセル後の復号信号がＮ系統すべて正しいサブキャリアについては、さらに減算型干渉キャンセルおよび重み付け合成を行うので、より精度の高い復号信号を得ることができる。一方、誤りを含むサブキャリアについては、乗算型干渉キャンセル後の信号を復号するので、誤った送信信号のレプリカを用いた減算型干渉キャンセルの出力が最終的な復号信号に含まれることを防止できる。この結果、誤り率特性の向上を図ることができる。
【０１４０】
第３、７、１１の発明によれば、乗算型干渉キャンセル後のＮ系統の復調信号および減算型干渉キャンセルを繰り返して得られる複数のＮ系統の復調信号の中から、最も誤りの少ない復調信号を系統毎に選択するので、減算型干渉キャンセルおよび重み付け合成を繰り返すことによる復号信号の精度向上を図りつつ、伝達係数行列の推定精度が低い場合に生じる繰り返しによる誤りの増加を回避することができる。この結果、誤り率特性の向上を図ることができる。
【０１４１】
第４、８、１２の発明によれば、復号信号がＮ系統すべて正しいサブキャリアについては、減算型干渉キャンセルおよび重み付け合成を繰り返し行うので、より精度の高い復号信号を得ることができる。一方、誤りを含むサブキャリアについては、乗算型干渉キャンセル後の信号を復号するので、誤った送信信号のレプリカを用いた減算型干渉キャンセルの出力が最終的な復号信号に含まれることを防止できる。この結果、誤り率特性の向上を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 第１の実施形態に係るＯＦＤＭ信号送受信装置の構成を示すブロック図である。
【図２】 第１の実施形態に係る復調信号選択回路２−１３−１の構成を示すブロック図である。
【図３】 パケット誤り率特性を示す図である。
【図４】 第２の実施形態に係るＯＦＤＭ信号送信装置の構成を示すブロック図である。
【図５】 第２の実施形態に係るＯＦＤＭ信号受信装置の構成を示すブロック図である。
【図６】 第３の実施形態に係るＯＦＤＭ信号受信装置の構成を示すブロック図である。
【図７】 第３の実施形態に係る第ｂ段目の減算型干渉キャンセル後復調器６−８−ｂの構成を示す図である。
【図８】 第３の実施形態に係る復調出力選択回路６−１１−ｎの構成を示す図である。
【図９】 第４の実施形態に係るＯＦＤＭ信号受信装置の構成を示すブロック図である。
【図１０】 第４の実施形態に係る第ｂ段目の減算型干渉キャンセル後復号器７−８−ｂの構成を示すブロック図である。
【図１１】 従来のＯＦＤＭ信号送受信装置の構成を示すブロック図である。
【図１２】 従来のＯＦＤＭ信号送受信装置に係る減算型干渉キャンセラおよび重み付け合成器の構成を示す図である。
【図１３】 パケット誤り率特性を示す図である。
【符号の説明】
１ ＯＦＤＭ信号送信装置
１−１−１〜１−１−Ｎ 誤り検出符号多重化器
１−２−１〜１−２−Ｎ パイロット信号生成器
１−３−１〜１−３−Ｎ パイロット信号多重化器
１−４−１〜１−４−Ｎ サブキャリア変調器
１−５−１〜１−５−Ｎ 逆高速フーリエ変換器
１−６−１〜１−６−Ｎ 送信アンテナ
２ ＯＦＤＭ信号受信装置
２−１−１〜２−１−Ｎ 受信アンテナ
２−２−１〜２−２−Ｎ 高速フーリエ変換器
２−３ 伝達係数行列演算器
２−４ 乗算型干渉キャンセラ
２−５−１〜２−５−Ｎ 重み付け器
２−６−１〜２−６−Ｎ 第１の復調器
２−７−１〜２−７−Ｎ サブキャリア再変調器
２−８−１〜２−８−Ｎ 受信信号遅延器
２−９ 減算型干渉キャンセラ
２−１０ 重み付け合成器
２−１１−１〜２−１１−Ｎ 第２の復調器
２−１２−１〜２−１２−Ｎ 復調信号遅延器
２−１３−１〜２−１３−Ｎ 復調信号選択回路
３−１ 第１の誤り検出回路
３−２ 第２の誤り検出回路
３−３ 第１の判定遅延補正器
３−４ 第２の判定遅延補正器
３−５ 信号選択回路
４ ＯＦＤＭ信号送信装置
４−１−１〜４−１−Ｎ 検出符号多重化器
４−２−１〜４−２−Ｎ パイロット信号生成器
４−３−１〜４−３−Ｎ パイロット信号多重化器
４−４−１〜４−４−Ｎ サブキャリア変調器
４−５−１〜４−５−Ｎ 逆高速フーリエ変換器
４−６−１〜４−６−Ｎ 送信アンテナ
４−７−１〜４−７−Ｎ 誤り訂正符号化器
５ ＯＦＤＭ信号受信装置
５−１−１〜５−１−Ｎ 受信アンテナ
５−２−１〜５−２−Ｎ 高速フーリエ変換器
５−３ 伝達係数行列演算器
５−４ 乗算型干渉キャンセラ
５−５−１〜５−５−Ｎ 重み付け器
５−６−１〜５−６−Ｎ 第１の復調器
５−７−１〜５−７−Ｎ 第１の復号器
５−８−１〜５−８−Ｎ 誤り検出器
５−９−１〜５−９−Ｎ 選択型再変調器
５−１０−１〜５−１０−Ｎ 受信信号遅延器
５−１１ 減算型干渉キャンセラ
５−１２ 重み付け合成器
５−１３−１〜５−１３−Ｎ 重み付け器出力信号遅延器
５−１４−１〜５−１４−Ｎ 干渉キャンセル信号多重化器
５−１５−１〜５−１５−Ｎ 第２の復調器
５−１６−１〜５−１６−Ｎ 第２の復号器
６ ＯＦＤＭ信号受信装置
６−１−１〜６−１−Ｎ 受信アンテナ
６−２−１〜６−２−Ｎ 高速フーリエ変換器
６−３ 伝達係数行列演算器
６−４ 乗算型干渉キャンセラ
６−５−１〜６−５−Ｎ 重み付け器
６−６−１〜６−６−Ｎ 第１の復調器
６−７−１−（１〜Ｎ）〜６−７−Ｂ−（１〜Ｎ） 受信信号遅延器
６−８−１〜６−８−Ｂ 減算型干渉キャンセル後復調器
６−８−ｂ−１−１〜６−８−ｂ−１−Ｎ サブキャリア再変調器
６−８−ｂ−２ 減算型干渉キャンセラ
６−８−ｂ−３ 重み付け合成器
６−８−ｂ−４−１〜６−８−ｂ−４−Ｎ 第２の復調器
６−９−１〜６−９−Ｎ 乗算型復調結果遅延器
６−１０−１−（１〜Ｎ）〜６−１０−（ｂ−１）−（１〜Ｎ） 減算型復調結果遅延器
６−１１−１〜６−１１−Ｎ 復調出力選択回路
６−１１−ｎ−１−１〜６−１１−ｎ−１−（Ｂ＋１） 誤り検出器
６−１１−ｎ−２−１〜６−１１−ｎ−２−（Ｂ＋１） 判定遅延補正器
６−１１−ｎ−３ セレクタ
７ ＯＦＤＭ信号受信装置
７−１−１〜７−１−Ｎ 受信アンテナ
７−２−１〜７−２−Ｎ 高速フーリエ変換器
７−３ 伝達係数行列演算器
７−４ 乗算型干渉キャンセラ
７−５−１〜７−５−Ｎ 重み付け器
７−６−１〜７−６−Ｎ 第１の復調器
７−７−１〜７−７−Ｎ 第１の復号器
７−８−１〜７−８−Ｂ 減算型干渉キャンセル後復号器
７−８−ｂ−１−１〜７−８−ｂ−１−Ｎ 誤り検出器
７−８−ｂ−２−１〜７−８−ｂ−２−Ｎ 選択型再変調器
７−８−ｂ−３ 減算型干渉キャンセラ
７−８−ｂ−４ 重み付け合成器
７−８−ｂ−５−１〜７−８−ｂ−５−Ｎ 干渉キャンセル信号多重化器
７−８−ｂ−６−１〜７−８−ｂ−６−Ｎ 第２の復調器
７−８−ｂ−７−１〜７−８−ｂ−７−Ｎ 第２の復号器
７−９−１−（１〜Ｎ）〜７−９−Ｂ−（１〜Ｎ） 受信信号遅延器
７−１０−１−（１〜Ｎ）〜７−１０−Ｂ−（１〜Ｎ） 重み付け器出力信号遅延器
【発明の属する技術分野】
本発明は、広帯域移動通信において用いられる直交周波数分割多重（OFDM：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号受信装置、送受信装置、および受信方法に関する。特に、複数の送信アンテナと複数の受信アンテナとを用いて、高い周波数利用効率を達成するものに係わる。
【０００２】
【従来の技術】
広帯域移動体通信においては、マルチパスによる周波数選択性フェージングの対策とともに、限られた周波数資源を用いて大容量化を図るための周波数利用効率の向上が必要となっている。
【０００３】
周波数選択性フェージングへの対策としては、送信信号を互いに直交するサブキャリア群に分割してマルチキャリア信号を生成し、ガードインターバルを時間信号に挿入することにより、遅延波に起因する隣接シンボル間干渉を除去するＯＦＤＭ方式が知られており、無線ＬＡＮ等で実用化されている。
【０００４】
一方、周波数利用効率の向上への対策としては、複数の送信アンテナと複数の受信アンテナを用いて同一周波数帯の空間上にＭＩＭＯ(Multiple-Input Multiple-Output)チャネルを構成し、複数の送信アンテナからそれぞれ異なる複数系統のＯＦＤＭ信号を送信することによって、送受信アンテナの数だけ周波数利用効率を向上させる技術が提案されている（例えば、非特許文献１、特願２００１−１０９６７９、特願２００１−２４６４０８参照）。この技術では、送信アンテナと受信アンテナとの全ての組み合わせについての伝達係数を推定し、アンテナ間の伝達係数を各要素とする伝達係数行列の逆行列（以下、伝達係数逆行列と称す）を複数系統の受信信号に乗算することによって、受信信号に含まれる系統間の相互干渉成分をキャンセルし、送信された複数系統のＯＦＤＭ信号を復元する。ここで、伝達係数逆行列は、送信されたＯＦＤＭ信号に含まれる既知のパイロット信号と受信されたパイロット信号との位相および振幅に基づいて、サブキャリア毎に算出される。
【０００５】
しかし、伝達係数逆行列の乗算により干渉キャンセルを行う手法では、干渉キャンセルと各受信アンテナの受信信号に含まれる所望信号成分の合成を同時に行うため、各所望信号成分の信頼度に基づく重み付けが適切に行われない。このため、信号を複数の受信アンテナで受信しているにもかかわらず、ダイバーシチ利得を得ることができないという問題点があった。そこで、はじめに伝達係数逆行列の乗算による干渉キャンセルを行って復調信号を生成し、その後、当該復調信号に対して再変調を行い送信信号のレプリカを生成し、当該レプリカを用いて受信信号の干渉キャンセルを行って、各受信信号を各系統の送信信号成分に分離した後に、送信信号成分に対して重み付けを行って信号の合成を行うことにより、ダイバーシチ利得を得る干渉キャンセラが提案されている（特願２００２−１４９０１３参照）。
【０００６】
図１１は、上記の特願２００２−１４９０１３において提案されたＯＦＤＭ信号送受信装置の構成を示すブロック図である。図１１において、ＯＦＤＭ信号送受信装置は、ＯＦＤＭ信号送信装置８とＯＦＤＭ信号受信装置９とから構成される。
【０００７】
ＯＦＤＭ信号送信装置８では、入力されたＮ系統（Ｎは２以上の整数）の送信情報信号Ｔ1,Ｔ2，・・・ＴNが、それぞれパイロット信号多重化器８−２−１〜８−２−Ｎに入力される。該パイロット信号多重化器８−２−１〜８−２−Ｎにおいては、各系統の送信情報信号とパイロット信号発生器８−１−１〜８−１−Ｎから入力された既知のパイロット信号とが時間軸上において多重化される。これら多重化されたＮ系統の信号は、それぞれサブキャリア変調器８−３−１〜８−３−Ｎによって変調され、複数のサブキャリア信号からなる周波数領域の送信信号に変換される。該送信信号は、逆高速フーリエ変換器８−４−１〜８−４−Ｎに入力され、逆高速フーリエ変換され、時間領域の送信信号に変換される。時間領域の送信信号は、各送信アンテナ８−５−１〜８−５−Ｎに入力され、ＯＦＤＭ信号受信装置９に対して送信される。
【０００８】
ＯＦＤＭ信号受信装置９では、Ｎ個の送信アンテナ８−５−１〜８−５−Ｎから送信されたＮ系統の送信信号が空間において多重化された信号が、Ｎ個の各受信アンテナ９−１−１〜９−１−Ｎに受信される。ここで、各受信アンテナは複数の送信アンテナからの送信信号を同時に受信するので、各受信アンテナの受信信号には系統間の相互干渉成分が含まれる。各受信アンテナ９−１−１〜９−１−Ｎにおいて受信された受信信号は、各高速フーリエ変換器９−２−１〜９−２−Ｎにおいて高速フーリエ変換され、時間領域の信号から複数のサブキャリア信号からなる周波数領域の受信信号に変換される。伝達係数行列演算器９−３は、各高速フーリエ変換器９−２−１〜９−２−Ｎの出力信号に含まれているパイロット信号と既知のパイロット信号とを用いて、特願２００１−１０９６７９や特願２００１−２４６４０８に記載されている方法で、サブキャリア毎の伝達係数逆行列を推定する。乗算型干渉キャンセラ９−４では、サブキャリア毎に、高速フーリエ変換器９−２−１〜９−２−Ｎの出力信号に対して伝達係数逆行列を乗算することにより、受信信号に含まれる相互干渉成分をキャンセルする。乗算型干渉キャンセラ９−４の出力信号は、重み付け器９−５−１〜９−５−Ｎにおいて、非特許文献１に記載の方法で、伝達係数に基づく重み付けが行われた後、第１の復調器９−６−１〜９−６−Ｎで復調される。
【０００９】
以下、乗算型干渉キャンセルおよび重み付けについて説明する。ここで、ｊ番目の送信アンテナのサブキャリアｉによって送信される信号をｔi jとして、サブキャリアｉによって送信されるＮ系統の送信信号をベクトルｔi＝（ｔi 1 ｔi 2・・・ｔi N）で表す。ｋ番目の受信アンテナの高速フーリエ変換後の受信信号におけるサブキャリアｉに対する受信信号をｒi kとして、サブキャリアｉに対するＮ系統の受信信号をベクトルｒi＝（ｒi 1 ｒi 2・・・ｒi N）で表す。また、伝達係数行列演算器９−３によって推定されたサブキャリアｉに対する伝達係数行列を以下の（１）式で表される行列Ｈiとする。
【００１０】
【数１】
ただし、（１）式におけるｈi j,kは、ｊ番目の送信アンテナとｋ番目の受信アンテナとの間のサブキャリアｉに対する伝達係数である。ｋ番目の受信アンテナのサブキャリアｉに対して付加される熱雑音をｎi kとして、サブキャリアｉに対するＮ個の熱雑音をベクトルｎi＝（ｎi 1 ｎi 2・・・ｎi N）で表すと、送信信号と受信信号との関係は以下の（２）式で表される。
【００１２】
【数２】
伝達係数行列Ｈiの逆行列である伝達係数逆行列（Ｈi）-1が伝達係数行列演算器９−３によって誤差なく推定された場合、乗算型干渉キャンセラ９−４においてサブキャリアｉのＮ系統の受信信号ｒiに伝達係数逆行列（Ｈi）-1を乗算した結果である乗算型干渉キャンセラ出力信号ｕi（＝（ｕi 1 ｕi 2・・・ｕi N））は、以下の（３）式で表される。ここで、ｕi kはｋ番目の送信アンテナのサブキャリアｉによって送信される信号ｔi kに対応する乗算型干渉キャンセル後の信号である。
【００１４】
【数３】
例えばＮ＝２の場合、乗算型干渉キャンセラ出力信号ｕiは、以下の（数４）で表される。
【００１６】
【数４】
乗算型干渉キャンセルが行われた後の信号は通信路の逆特性が乗算され正規化されているため、送信信号の系統間およびサブキャリア間の振幅の信頼度が失われている。したがって、この信号を用いて誤り訂正復号を行うと、信号の尤度に基づく判定が行えないため、良好な誤り率特性を得ることができない。そこで、重み付け器９−５−１〜９−５−Ｎにおいて、相互干渉成分がキャンセルされた乗算型干渉キャンセラ出力信号に対し、非特許文献１に記載された方法を用いて伝達係数に基づく重み付けを行う。重み付け後の乗算型干渉キャンセラ出力信号ｕ´iおよび重み付けを与える行列Ｙiは、それぞれ（５）式および（６）式で表される。
【００１８】
【数５】
【数６】
ここで、（６）式において、Ｃは全サブキャリア共通の定数であり、ｈ´i j,kは伝達係数逆行列（Ｈi）-1のｋ行ｊ列（１≦ｋ≦Ｎ，１≦ｊ≦Ｎ）の要素である。
【００２１】
乗算型干渉キャンセル後の信号対雑音電力比の平均値すなわち平均ＳＮＲ（Signal to Noise power Ratio）について、Ｎ＝２の場合を例にとって説明する。４つの伝達係数ｈi m,n（ｍ＝１，２，ｎ＝１，２）は、それぞれ統計的に独立であり、その位相は一様分布しており、その振幅はレイリー分布で平均値が｜ｈ｜とする。また、２つの加法性ガウス雑音（AWGN:Additive White Gaussian Noise）成分ｎi 1、ｎi 2は、それぞれ統計的に独立であり、σv 2を分散値とする複素ガウス分布に従うものとする。この条件下において、乗算型サブキャリア干渉キャンセラ出力信号ｕi 1の平均ＳＮＲは以下の式で表される。
【００２２】
【数７】
乗算型干渉キャンセラ出力信号ｕi 2の平均ＳＮＲも同様の計算により下式で表される。
【００２４】
【数８】
一方、送信アンテナと受信アンテナを１ずつ使用するＯＦＤＭ送受信装置について考察すると、ｉ番目のサブキャリアの高速フーリエ変換後の受信信号ｒiは、逆高速フーリエ変換前の送信信号ｔi、送信アンテナと受信アンテナとの間の伝達係数ｈi、およびＡＷＧＮ成分ｎiを用いて次式で表される。
【００２６】
【数９】
このとき、高速フーリエ変換後の受信信号ｒiの平均ＳＮＲは次式で表される。
【００２８】
【数１０】
数式７（または数式８）と数式１０とから、アンテナあたりの平均送信電力（｜ｔi 1｜2に相当）が同一であれば、送受信アンテナが１本ずつの場合と２本ずつの場合とを比較すると、受信信号の平均ＳＮＲは同じであることが分かる。すなわち、伝達係数逆行列を用いた乗算型干渉キャンセルでは、送信信号を２本の受信アンテナで受信しているのにもかかわらず、ダイバーシチによる利得が得られないことが分かる。
【００３０】
そこで、ダイバーシチによる利得を得るために、特願２００２−１４９０１３に記載のＯＦＤＭ信号送受信装置では、乗算型干渉キャンセラ出力信号から送信信号のレプリカを生成し、当該レプリカを用いて系統間の相互干渉成分のレプリカを生成し、受信信号から当該レプリカを減算することによって高速フーリエ変換後の各受信信号を送信信号の各系統に対応する成分に分離し、当該各成分に対して伝達係数に基づく重み付けを行った後、送信信号の各系統に対応する成分同士を合成することとしている。
【００３１】
以下、図１１を参照して上記の減算型干渉キャンセルおよび重み付け合成について説明する。図１１において、サブキャリア再変調器９−７−１〜９−７−Ｎでは、送信側のサブキャリア変調器８−３−１〜８−３−Ｎと同一の変調方式により、第１の復調器９−６−１〜９−６−Ｎが出力する第１の復調信号を再変調する。減算型干渉キャンセラ９−９は、サブキャリア再変調器９−７−１〜９−７−Ｎの出力信号と伝達係数行列演算器９−３が出力するサブキャリア毎の伝達係数行列とを用いて、高速フーリエ変換後の受信信号に含まれる相互干渉成分を除去し、高速フーリエ変換後の各受信信号を送信信号の各系統に対応する信号成分に分離する。なお、減算型干渉キャンセラ９−９に入力される高速フーリエ変換後の受信信号は、Ｎ個の高速フーリエ変換器９−２−１〜９−２−Ｎの出力信号が受信信号遅延器９−８−１〜９−８−Ｎによって遅延させられたものである。ここで、受信信号遅延器９−８−１〜９−８−Ｎは、乗算型干渉キャンセラ９−４からサブキャリア再変調器９−７−１〜９−７−Ｎまでの処理時間に相当する遅延を発生させる。重み付け合成器９−１０は、減算型干渉キャンセラ９−９によって分離された信号成分を重み付け合成する。第２の復調器９−１１−１〜９−１１−Ｎは、重み付け合成器９−１０の出力信号を復調し、最終的なＮ系統の復調信号を出力する。
【００３２】
図１２は、上記の減算型干渉キャンセラ９−９および重み付け合成器９−１０の構成を示すブロック図である。ｉ番目のサブキャリアに着目すると、図１２の減算型干渉キャンセラ９−９おいて、受信信号行列演算器９−９−１は、受信信号遅延器９−８−１〜９−８−Ｎが出力する高速フーリエ変換後の受信信号から、受信信号行列Ｒi
【００３３】
【数１１】
を計算する。
再変調信号行列演算器９−９−２は、サブキャリア再変調器９−７−１〜９−７−Ｎの出力信号から、再変調信号行列Ｔ´i
【００３５】
【数１２】
を計算する。レプリカ信号行列演算器９−９−３は、再変調信号行列演算器９−９−２が出力する再変調信号行列Ｔ´iと伝達係数行列演算器９−３が出力する伝達係数行列Ｈiとからレプリカ信号行列（Ｔ´i・Ｈi）を演算する。レプリカ減算器９−９−４は、以下の（１３）式に示されるとおり、受信信号行列演算器９−９−１が出力する受信信号行列Ｒiからレプリカ信号行列演算器が出力するレプリカ信号行列（Ｔ´i・Ｈi）を減算して、レプリカ減算後信号行列Ｘiを計算する。
【００３７】
【数１３】
レプリカ減算後信号行列Ｘiは、減算型干渉キャンセラ９−９の出力として重み付け合成器９−１０に入力される。
重み付け合成器９−１０において、レプリカ減算後信号行列Ｘiに対して重み付けを行うために、レプリカ減算後重み付け行列演算器９−１０−１において、伝達係数行列演算器９−３が出力する伝達係数行列Ｈiからレプリカ減算後重み付け行列Ｗiを計算する。重み付け合成演算器９−１０−２では、レプリカ減算後重み付け行列演算器９−１０−１が出力するレプリカ減算後重み付け行列Ｗiと減算型干渉キャンセラ９−９の出力であるレプリカ減算後信号行列Ｘiとから重み付け合成後信号ｖiを算出する。ここで、行ベクトルｘi j（１≦ｊ≦Ｎ）および列ベクトルｗi k T（１≦ｋ≦Ｎ）を用いて、レプリカ減算後信号行列Ｘiおよびレプリカ減算後重み付け行列Ｗiをそれぞれ以下の式
【００３９】
【数１４】
で表すとき、重み付け合成後信号ｖiは以下の式で表される。
【００４１】
【数１５】
ただし、行ベクトルｘi jは（１１）式〜（１３）式より以下の式で得られる。
【００４３】
【数１６】
ここで、
【００４５】
【数１７】
である。従って、（ｘi j，ｗi j）は以下の式で表される。
【００４７】
【数１８】
重み付け合成後信号ｖiは、（１６）式および（１８）式を用いて、以下の式で表される。
【００４９】
【数１９】
ここで、行列Ｇiは、行列（Ｈi・Ｗi）とすべての対角成分が同一であって、すべての非対角成分が０である行列である。
以下、減算型干渉キャンセラ９−９による干渉キャンセル効果と重み付け合成器９−１０の出力信号である重み付け合成後信号ｖiの平均ＳＮＲについて考察する。（１９）式におけるレプリカ減算後重み付け行列Ｗiを
【００５１】
【数２０】
とすると、行列Ｇiは以下のように表される。
【００５３】
【数２１】
ここで、サブキャリア再変調器９−７−１〜９−７−Ｎによる再変調後の信号ｔ´iが逆高速フーリエ変換前の送信信号ｔiと完全に一致すると仮定すると、（１９）式は以下のように表される。
【００５５】
【数２２】
ここで、ｎi（＝（ｎi 1 ｎi 2・・・ｎi N））は、高速フーリエ変換後の受信信号ｒiに含まれるＡＷＧＮ成分である。（２２）式より、重み付け合成後信号ｖiにおいては相互干渉成分が除去されていることが分かる。
【００５７】
ここで、（Ｎ×Ｎ）個の伝達係数ｈi m,n（１≦ｍ≦Ｎ、１≦ｎ≦Ｎ）は、それぞれ統計的に独立であり、その位相は一様分布しており、その振幅はレイリー分布で平均値が｜ｈ｜とする。また、Ｎ個のＡＷＧＮ成分ｎi k（１≦ｋ≦Ｎ）は、それぞれ統計的に独立であり、σv 2を分散値とする複素ガウス分布をとるものとする。この条件下において、重み付け合成後信号ｖi kの平均ＳＮＲは次式で表される。
【００５８】
【数２３】
上式より、重み付け合成後信号ｖi kの平均ＳＮＲがとりうる最大の値になるためには、
【００６０】
【数２４】
となることが必要である。これは、
【００６２】
【数２５】
であることを意味する。行列（Ｈi）*Tは行列Ｈiの共役転置行列である。このとき（２３）式は以下のように表される。
【００６４】
【数２６】
上記（２６）式と（８）式とを比較すると、レプリカ減算後重み付け行列Ｗiとして行列（Ｈi）*Tを用いれば、送信信号が同一の条件下で、重み付け合成後信号ｖi kの平均ＳＮＲは、送信アンテナと受信アンテナとがともに１つであるＯＦＤＭ信号送受信装置における高速フーリエ変換後の受信信号の平均ＳＮＲのＮ倍であることが分かる。すなわち、図１１のＯＦＤＭ信号送受信装置では、送信アンテナと受信アンテナとがともに１つであるＯＦＤＭ信号送受信装置に対して、平均ＳＮＲで比較して（１０・ｌｏｇＮ）ｄＢの利得を得ることができる。
【００６６】
【非特許文献１】
黒崎他、「ＭＩＭＯチャネルにより100Mbit/sを実現する広帯域移動通信用ＳＤＭ−ＣＯＦＤＭ方式の提案」、信学技報、RCS2001-135
【００６７】
【発明が解決しようとする課題】
上記の従来のＯＦＤＭ信号送受信装置では、乗算型干渉キャンセル後の復調信号を再変調し、送信信号のレプリカを生成してそれを高速フーリエ変換後の受信信号から減算することにより各受信信号を送信信号の各系統に対応する信号成分に分離し、次に所望信号成分同士を重み付け合成してダイバーシチ利得を得ている。この場合、送信信号のレプリカが誤りなく減算型干渉キャンセラに供給されたと仮定すれば、アンテナ数と同数倍だけ平均ＳＮＲを増大させることができる。しかし、実際には、送信信号のレプリカは、高速フーリエ変換後の受信信号に伝達係数逆行列を乗算することによって干渉キャンセルされた信号が復調されたものであるため、送信信号のレプリカに誤りが含まれることは避けられない。すなわち（１２）式で表される再変調信号行列Ｔ´iの成分の一部に誤りが含まれる。
【００６８】
以下、再変調信号行列Ｔ´iに誤りが含まれる場合の計算機シミュレーションによる特性評価を示す。このシミュレーションでは、アンテナ数は送受各２本であり、復調後に誤り訂正復号を行うこととしている。シミュレーション諸元は以下の表１に示されるとおりである。
【００６９】
【表１】
【００７０】
以上より、乗算型干渉キャンセル後さらに減算型干渉キャンセルおよび重み付け合成を行っても、常に乗算型干渉キャンセルのみの場合よりも良好な誤り率特性が得られるとは限らない。また、減算型干渉キャンセルの効果が得られる場合であっても、得られる特性改善効果は小さい。
【００７１】
本発明は上記事情に鑑みなされたものであり、その目的は、誤り率特性の向上を図ることができるＯＦＤＭ信号受信装置、ＯＦＤＭ信号送受信装置、およびＯＦＤＭ信号受信方法を提供することである。
【００７２】
【課題を解決するための手段】
上記した課題を解決し、目的を達成するための第１の発明は、各々誤り検出符号および既知のパイロット信号を含み、Ｎ本（Ｎは２以上の整数）の送信アンテナから同一周波数で送信されるＮ系統のＯＦＤＭ信号を受信するＯＦＤＭ信号受信装置であって、前記Ｎ系統のＯＦＤＭ信号が空間多重された信号を受信するＮ本の受信アンテナと、当該Ｎ本の受信アンテナで受信されたＮ系統の各受信信号を高速フーリエ変換してサブキャリア毎の受信信号に変換する高速フーリエ変換手段と、当該高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号に含まれるパイロット信号と前記既知のパイロット信号とを用いて、サブキャリア毎に、各送信アンテナと各受信アンテナとの間の伝達係数を要素とする伝達係数行列およびその逆行列である伝達係数逆行列を算出する伝達係数行列演算手段と、サブキャリア毎に、前記高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号に対して前記伝達係数逆行列を乗算し、前記高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号に含まれる系統間の相互干渉成分をキャンセルする乗算型干渉キャンセル手段と、当該乗算型干渉キャンセル手段のＮ系統の出力信号それぞれに対して、サブキャリア毎に、前記伝達係数に応じて重み付けする重み付け手段と、当該重み付け手段のＮ系統の出力信号それぞれを復調してＮ系統の第１の復調信号を出力する第１の復調手段と、当該Ｎ系統の第１の復調信号それぞれに対して送信時と同一のサブキャリア変調を行うサブキャリア再変調手段と、当該サブキャリア再変調手段のＮ系統の出力信号と前記伝達係数行列とを用いて、サブキャリア毎に、系統間の相互干渉成分のレプリカを生成し、当該レプリカを前記高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号から減算することによって当該各受信信号に含まれる系統間の相互干渉成分をキャンセルし、当該各受信信号を前記ＯＦＤＭ信号の各系統に対応する信号成分に分離する減算型干渉キャンセル手段と、当該減算型干渉キャンセル手段により分離された信号成分に対して、サブキャリア毎に、前記伝達係数に基づく重み付けを行い、前記ＯＦＤＭ信号の各系統に対応する信号成分同士を合成する重み付け合成手段と、当該重み付け合成手段のＮ系統の出力信号それぞれを復調してＮ系統の第２の復調信号を出力する第２の復調手段と、前記誤り検出符号を用いて前記Ｎ系統の第１および第２の復調信号それぞれの誤り量を検出する誤り検出手段と、当該誤り検出手段の検出結果に基づいて、前記Ｎ系統の第１および第２の復調信号のうち誤りの少ない復調信号を系統毎に選択する復調信号選択手段とを有することを特徴とする。
【００７３】
また、第２の発明は、各々誤り訂正符号化され、誤り検出符号および既知のパイロット信号を含み、Ｎ本（Ｎは２以上の整数）の送信アンテナから同一周波数で送信されるＮ系統のＯＦＤＭ信号を受信するＯＦＤＭ信号受信装置であって、前記Ｎ系統のＯＦＤＭ信号が空間多重された信号を受信するＮ本の受信アンテナと、当該Ｎ本の受信アンテナで受信されたＮ系統の各受信信号を高速フーリエ変換してサブキャリア毎の受信信号に変換する高速フーリエ変換手段と、当該高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号に含まれるパイロット信号と前記既知のパイロット信号とを用いて、サブキャリア毎に、各送信アンテナと各受信アンテナとの間の伝達係数を要素とする伝達係数行列およびその逆行列である伝達係数逆行列を算出する伝達係数行列演算手段と、サブキャリア毎に、前記高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号に対して前記伝達係数逆行列を乗算し、前記高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号に含まれる系統間の相互干渉成分をキャンセルする乗算型干渉キャンセル手段と、当該乗算型干渉キャンセル手段のＮ系統の出力信号それぞれに対して、サブキャリア毎に、前記伝達係数に応じて重み付けする重み付け手段と、当該重み付け手段のＮ系統の出力信号それぞれを復調する第１の復調手段と、当該第１の復調手段のＮ系統の出力信号それぞれに対し、誤り訂正復号を行いＮ系統の復号信号を出力する第１の復号手段と、当該Ｎ系統の復号信号それぞれについて前記誤り検出符号を用いて誤りの位置を検出する誤り検出手段と、当該誤り検出手段の検出結果を参照してＮ系統すべて正しく復号されたサブキャリアを選択し、当該サブキャリアに対応する復号信号について送信時と同一のサブキャリア変調を行う選択型再変調手段と、当該選択型再変調手段のＮ系統の出力信号と前記伝達係数行列とを用いて、選択されたサブキャリア毎に、系統間の相互干渉成分のレプリカを生成し、当該レプリカを前記高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号から減算することによって当該各受信信号に含まれる系統間の相互干渉成分をキャンセルし、当該各受信信号を前記ＯＦＤＭ信号の各系統に対応する信号成分に分離する減算型干渉キャンセル手段と、当該減算型干渉キャンセル手段により分離された信号成分に対して、選択されたサブキャリア毎に、前記伝達係数に基づく重み付けを行い、前記ＯＦＤＭ信号の各系統に対応する信号成分同士を合成する重み付け合成手段と、当該重み付け合成手段のＮ系統の出力信号と前記選択型再変調手段に選択されなかったサブキャリアについての前記重み付け手段のＮ系統の出力信号とを合成して復調する第２の復調手段と、当該第２の復調手段のＮ系統の出力信号それぞれに対し、誤り訂正復号を行う第２の復号手段と、を有することを特徴とする。
【００７４】
また、第３の発明は、各々誤り検出符号および既知のパイロット信号を含み、Ｎ本（Ｎは２以上の整数）の送信アンテナから同一周波数で送信されるＮ系統のＯＦＤＭ信号を受信するＯＦＤＭ信号受信装置であって、前記Ｎ系統のＯＦＤＭ信号が空間多重された信号を受信するＮ本の受信アンテナと、当該Ｎ本の受信アンテナで受信されたＮ系統の各受信信号を高速フーリエ変換してサブキャリア毎の受信信号に変換する高速フーリエ変換手段と、当該高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号に含まれるパイロット信号と前記既知のパイロット信号とを用いて、サブキャリア毎に、各送信アンテナと各受信アンテナとの間の伝達係数を要素とする伝達係数行列およびその逆行列である伝達係数逆行列を算出する伝達係数行列演算手段と、サブキャリア毎に、前記高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号に対して前記伝達係数逆行列を乗算し、前記高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号に含まれる系統間の相互干渉成分をキャンセルする乗算型干渉キャンセル手段と、当該乗算型干渉キャンセル手段のＮ系統の出力信号それぞれに対して、サブキャリア毎に、前記伝達係数に応じて重み付けする重み付け手段と、当該重み付け手段のＮ系統の出力信号それぞれを復調してＮ系統の第１の復調信号を出力する第１の復調手段と、当該Ｎ系統の第１の復調信号をもとに繰り返し減算型干渉キャンセルを行い複数のＮ系統の第２の復調信号を出力する減算型干渉キャンセル反復手段と、前記誤り検出符号を用いて前記Ｎ系統の第１の復調信号および複数のＮ系統の第２の復調信号それぞれの誤り量を検出する誤り検出手段と、当該誤り検出手段の検出結果に基づいて、前記Ｎ系統の第１の復調信号および複数のＮ系統の第２の復調信号の中から、最も誤りの少ない復調信号を系統毎に選択する復調信号選択手段とを有し、前記減算型干渉キャンセル反復手段は、前記Ｎ系統の復調信号それぞれに対して送信時と同一のサブキャリア変調を行うサブキャリア再変調手段と、当該サブキャリア再変調手段のＮ系統の出力信号と前記伝達係数行列とを用いて、サブキャリア毎に、系統間の相互干渉成分のレプリカを生成し、当該レプリカを前記高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号から減算することによって当該各受信信号に含まれる系統間の相互干渉成分をキャンセルし、当該各受信信号を前記ＯＦＤＭ信号の各系統に対応する信号成分に分離する減算型干渉キャンセル手段と、当該減算型干渉キャンセル手段により分離された信号成分に対して、サブキャリア毎に、前記伝達係数に基づく重み付けを行い、前記ＯＦＤＭ信号の各系統に対応する信号成分同士を合成する重み付け合成手段と、当該重み付け合成手段のＮ系統の出力信号それぞれを復調してＮ系統の第２の復調信号を出力する第２の復調手段と、を複数段備え、第１段目の前記サブキャリア再変調手段は前記Ｎ系統の第１の復調信号を変調し、第２段目以降の前記サブキャリア再変調手段はそれぞれ前段の前記Ｎ系統の第２の復調信号を変調することを特徴とする。
【００７５】
また、第４の発明は、各々誤り訂正符号化され、誤り検出符号および既知のパイロット信号を含み、Ｎ本（Ｎは２以上の整数）の送信アンテナから同一周波数で送信されるＮ系統のＯＦＤＭ信号を受信するＯＦＤＭ信号受信装置であって、前記Ｎ系統のＯＦＤＭ信号が空間多重された信号を受信するＮ本の受信アンテナと、当該Ｎ本の受信アンテナで受信されたＮ系統の各受信信号を高速フーリエ変換してサブキャリア毎の受信信号に変換する高速フーリエ変換手段と、当該高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号に含まれるパイロット信号と前記既知のパイロット信号とを用いて、サブキャリア毎に、各送信アンテナと各受信アンテナとの間の伝達係数を要素とする伝達係数行列およびその逆行列である伝達係数逆行列を算出する伝達係数行列演算手段と、サブキャリア毎に、前記高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号に対して前記伝達係数逆行列を乗算し、前記高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号に含まれる系統間の相互干渉成分をキャンセルする乗算型干渉キャンセル手段と、当該乗算型干渉キャンセル手段のＮ系統の出力信号それぞれに対して、サブキャリア毎に、前記伝達係数に応じて重み付けする重み付け手段と、当該重み付け手段のＮ系統の出力信号それぞれを復調する第１の復調手段と、当該第１の復調手段のＮ系統の出力信号それぞれに対し、誤り訂正復号を行いＮ系統の第１の復号信号を出力する第１の復号手段と、当該Ｎ系統の第１の復号信号を用いて繰り返し減算型干渉キャンセルを行いＮ系統の最終復号信号を出力する減算型干渉キャンセル反復手段とを有し、当該減算型干渉キャンセル反復手段は、Ｎ系統の復号信号それぞれについて前記誤り検出符号を用いて誤りの位置を検出する誤り検出手段と、当該誤り検出手段の検出結果を参照してＮ系統すべて正しく復号されたサブキャリアを選択し、当該サブキャリアに対応する復号信号について送信時と同一のサブキャリア変調を行う選択型再変調手段と、当該選択型再変調手段のＮ系統の出力信号と前記伝達係数行列とを用いて、選択されたサブキャリア毎に、系統間の相互干渉成分のレプリカを生成し、当該レプリカを前記高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号から減算することによって当該各受信信号に含まれる系統間の相互干渉成分をキャンセルし、当該各受信信号を前記ＯＦＤＭ信号の各系統に対応する信号成分に分離する減算型干渉キャンセル手段と、当該減算型干渉キャンセル手段により分離された信号成分に対して、選択されたサブキャリア毎に、前記伝達係数に基づく重み付けを行い、前記ＯＦＤＭ信号の各系統に対応する信号成分同士を合成する重み付け合成手段と、当該重み付け合成手段のＮ系統の出力信号と前記選択型再変調手段に選択されなかったサブキャリアについての前記重み付け手段のＮ系統の出力信号とを合成して復調する第２の復調手段と、当該第２の復調手段のＮ系統の出力信号それぞれに対し、誤り訂正復号を行いＮ系統の第２の復号信号を出力する第２の復号手段と、を複数段備え、第１段目の前記誤り検出手段は前記Ｎ系統の第１の復号信号の誤り検出を行い、第２段目以降の前記誤り検出手段はそれぞれ前段の前記Ｎ系統の第２の復号信号の誤り検出を行い、最終段の前記第２の復号手段は前記第２の復号信号を前記最終復号信号として出力することを特徴とする。
【００７６】
また、第５の発明は、ＯＦＤＭ信号送信装置とＯＦＤＭ信号受信装置とを備えるＯＦＤＭ信号送受信装置であって、前記ＯＦＤＭ信号送信装置は、入力されたＮ系統（Ｎは２以上の整数）の送信情報信号のそれぞれに対して誤り検出符号を付加する誤り検出符号付加手段と、前記Ｎ系統の送信情報信号のそれぞれに対してパイロット信号を付加するパイロット信号付加手段と、前記誤り検出符号およびパイロット信号が付加されたＮ系統の送信情報信号それぞれに対してサブキャリア変調を行うサブキャリア変調手段と、当該サブキャリア変調手段のＮ系統の出力信号それぞれに対して逆高速フーリエ変換を行う逆高速フーリエ変換手段と、当該逆高速フーリエ変換手段が出力するＮ系統のＯＦＤＭ信号を同一周波数で送信するＮ本の送信アンテナとを有し、前記ＯＦＤＭ信号受信装置は、前記Ｎ系統のＯＦＤＭ信号が空間多重された信号を受信するＮ本の受信アンテナと、当該Ｎ本の受信アンテナで受信されたＮ系統の各受信信号を高速フーリエ変換してサブキャリア毎の受信信号に変換する高速フーリエ変換手段と、当該高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号に含まれるパイロット信号と前記既知のパイロット信号とを用いて、サブキャリア毎に、各送信アンテナと各受信アンテナとの間の伝達係数を要素とする伝達係数行列およびその逆行列である伝達係数逆行列を算出する伝達係数行列演算手段と、サブキャリア毎に、前記高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号に対して前記伝達係数逆行列を乗算し、前記高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号に含まれる系統間の相互干渉成分をキャンセルする乗算型干渉キャンセル手段と、当該乗算型干渉キャンセル手段のＮ系統の出力信号それぞれに対して、サブキャリア毎に、前記伝達係数に応じて重み付けする重み付け手段と、当該重み付け手段のＮ系統の出力信号それぞれを復調してＮ系統の第１の復調信号を出力する第１の復調手段と、当該Ｎ系統の第１の復調信号それぞれに対して前記サブキャリア変調手段と同一のサブキャリア変調を行うサブキャリア再変調手段と、当該サブキャリア再変調手段のＮ系統の出力信号と前記伝達係数行列とを用いて、サブキャリア毎に、系統間の相互干渉成分のレプリカを生成し、当該レプリカを前記高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号から減算することによって当該各受信信号に含まれる系統間の相互干渉成分をキャンセルし、当該各受信信号を前記ＯＦＤＭ信号の各系統に対応する信号成分に分離する減算型干渉キャンセル手段と、当該減算型干渉キャンセル手段により分離された信号成分に対して、サブキャリア毎に、前記伝達係数に基づく重み付けを行い、前記ＯＦＤＭ信号の各系統に対応する信号成分同士を合成する重み付け合成手段と、当該重み付け合成手段のＮ系統の出力信号それぞれを復調してＮ系統の第２の復調信号を出力する第２の復調手段と、前記誤り検出符号を用いて前記Ｎ系統の第１および第２の復調信号それぞれの誤り量を検出する誤り検出手段と、当該誤り検出手段の検出結果に基づいて、前記Ｎ系統の第１および第２の復調信号のうち誤りの少ない復調信号を系統毎に選択する復調信号選択手段とを有することを特徴とする。
【００７７】
また、第６の発明は、ＯＦＤＭ信号送信装置とＯＦＤＭ信号受信装置とを備えるＯＦＤＭ信号送受信装置であって、前記ＯＦＤＭ信号送信装置は、入力されたＮ系統（Ｎは２以上の整数）の送信情報信号のそれぞれに対して誤り検出符号を付加する誤り検出符号付加手段と、前記Ｎ系統の送信情報信号のそれぞれに対して誤り訂正符号化を行う誤り訂正符号手段と、前記Ｎ系統の送信情報信号のそれぞれに対してパイロット信号を付加するパイロット信号付加手段と、前記誤り検出符号およびパイロット信号が付加されたＮ系統の送信情報信号それぞれに対してサブキャリア変調を行うサブキャリア変調手段と、当該サブキャリア変調手段のＮ系統の出力信号それぞれに対して逆高速フーリエ変換を行う逆高速フーリエ変換手段と、当該逆高速フーリエ変換手段が出力するＮ系統のＯＦＤＭ信号を同一周波数で送信するＮ本の送信アンテナとを有し、前記ＯＦＤＭ信号受信装置は、前記Ｎ系統のＯＦＤＭ信号が空間多重された信号を受信するＮ本の受信アンテナと、当該Ｎ本の受信アンテナで受信されたＮ系統の各受信信号を高速フーリエ変換してサブキャリア毎の受信信号に変換する高速フーリエ変換手段と、当該高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号に含まれるパイロット信号と前記既知のパイロット信号とを用いて、サブキャリア毎に、各送信アンテナと各受信アンテナとの間の伝達係数を要素とする伝達係数行列およびその逆行列である伝達係数逆行列を算出する伝達係数行列演算手段と、サブキャリア毎に、前記高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号に対して前記伝達係数逆行列を乗算し、前記高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号に含まれる系統間の相互干渉成分をキャンセルする乗算型干渉キャンセル手段と、当該乗算型干渉キャンセル手段のＮ系統の出力信号それぞれに対して、サブキャリア毎に、前記伝達係数に応じて重み付けする重み付け手段と、当該重み付け手段のＮ系統の出力信号それぞれを復調する第１の復調手段と、当該第１の復調手段のＮ系統の出力信号それぞれに対し、誤り訂正復号を行いＮ系統の復号信号を出力する第１の復号手段と、当該Ｎ系統の復号信号それぞれについて前記誤り検出符号を用いて誤りの位置を検出する誤り検出手段と、当該誤り検出手段の検出結果を参照してＮ系統すべて正しく復号されたサブキャリアを選択し、当該サブキャリアに対応する復号信号について前記サブキャリア変調手段と同一のサブキャリア変調を行う選択型再変調手段と、当該選択型再変調手段のＮ系統の出力信号と前記伝達係数行列とを用いて、選択されたサブキャリア毎に、系統間の相互干渉成分のレプリカを生成し、当該レプリカを前記高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号から減算することによって当該各受信信号に含まれる系統間の相互干渉成分をキャンセルし、当該各受信信号を前記ＯＦＤＭ信号の各系統に対応する信号成分に分離する減算型干渉キャンセル手段と、当該減算型干渉キャンセル手段により分離された信号成分に対して、選択されたサブキャリア毎に、前記伝達係数に基づく重み付けを行い、前記ＯＦＤＭ信号の各系統に対応する信号成分同士を合成する重み付け合成手段と、当該重み付け合成手段のＮ系統の出力信号と前記選択型再変調手段に選択されなかったサブキャリアについての前記重み付け手段のＮ系統の出力信号とを合成して復調する第２の復調手段と、当該第２の復調手段のＮ系統の出力信号それぞれに対し、誤り訂正復号を行う第２の復号手段とを有することを特徴とする。
【００７８】
また、第７の発明は、ＯＦＤＭ信号送信装置とＯＦＤＭ信号受信装置とを備えるＯＦＤＭ信号送受信装置であって、前記ＯＦＤＭ信号送信装置は、入力されたＮ系統（Ｎは２以上の整数）の送信情報信号のそれぞれに対して誤り検出符号を付加する誤り検出符号付加手段と、前記Ｎ系統の送信情報信号のそれぞれに対してパイロット信号を付加するパイロット信号付加手段と、前記誤り検出符号およびパイロット信号が付加されたＮ系統の送信情報信号それぞれに対してサブキャリア変調を行うサブキャリア変調手段と、当該サブキャリア変調手段のＮ系統の出力信号それぞれに対して逆高速フーリエ変換を行う逆高速フーリエ変換手段と、当該逆高速フーリエ変換手段が出力するＮ系統のＯＦＤＭ信号を同一周波数で送信するＮ本の送信アンテナとを有し、前記ＯＦＤＭ信号受信装置は、前記Ｎ系統のＯＦＤＭ信号が空間多重された信号を受信するＮ本の受信アンテナと、当該Ｎ本の受信アンテナで受信されたＮ系統の各受信信号を高速フーリエ変換してサブキャリア毎の受信信号に変換する高速フーリエ変換手段と、当該高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号に含まれるパイロット信号と前記既知のパイロット信号とを用いて、サブキャリア毎に、各送信アンテナと各受信アンテナとの間の伝達係数を要素とする伝達係数行列およびその逆行列である伝達係数逆行列を算出する伝達係数行列演算手段と、サブキャリア毎に、前記高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号に対して前記伝達係数逆行列を乗算し、前記高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号に含まれる系統間の相互干渉成分をキャンセルする乗算型干渉キャンセル手段と、当該乗算型干渉キャンセル手段のＮ系統の出力信号それぞれに対して、サブキャリア毎に、前記伝達係数に応じて重み付けする重み付け手段と、当該重み付け手段のＮ系統の出力信号それぞれを復調してＮ系統の第１の復調信号を出力する第１の復調手段と、当該Ｎ系統の第１の復調信号をもとに繰り返し減算型干渉キャンセルを行い複数のＮ系統の第２の復調信号を出力する減算型干渉キャンセル反復手段と、前記誤り検出符号を用いて前記Ｎ系統の第１の復調信号および複数のＮ系統の第２の復調信号それぞれの誤り量を検出する誤り検出手段と、当該誤り検出手段の検出結果に基づいて、前記Ｎ系統の第１の復調信号および複数のＮ系統の第２の復調信号の中から、最も誤りの少ない復調信号を系統毎に選択する復調信号選択手段とを有し、前記減算型干渉キャンセル反復手段は、前記Ｎ系統の復調信号それぞれに対して前記サブキャリア変調手段と同一のサブキャリア変調を行うサブキャリア再変調手段と、当該サブキャリア再変調手段のＮ系統の出力信号と前記伝達係数行列とを用いて、サブキャリア毎に、系統間の相互干渉成分のレプリカを生成し、当該レプリカを前記高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号から減算することによって当該各受信信号に含まれる系統間の相互干渉成分をキャンセルし、当該各受信信号を前記ＯＦＤＭ信号の各系統に対応する信号成分に分離する減算型干渉キャンセル手段と、当該減算型干渉キャンセル手段により分離された信号成分に対して、サブキャリア毎に、前記伝達係数に基づく重み付けを行い、前記ＯＦＤＭ信号の各系統に対応する信号成分同士を合成する重み付け合成手段と、当該重み付け合成手段のＮ系統の出力信号それぞれを復調してＮ系統の第２の復調信号を出力する第２の復調手段と、を複数段備え、第１段目の前記サブキャリア再変調手段は前記Ｎ系統の第１の復調信号を変調し、第２段目以降の前記サブキャリア再変調手段はそれぞれ前段の前記Ｎ系統の第２の復調信号を変調することを特徴とする。
【００７９】
また、第８の発明は、ＯＦＤＭ信号送信装置とＯＦＤＭ信号受信装置とを備えるＯＦＤＭ信号送受信装置であって、前記ＯＦＤＭ信号送信装置は、入力されたＮ系統（Ｎは２以上の整数）の送信情報信号のそれぞれに対して誤り検出符号を付加する誤り検出符号付加手段と、前記Ｎ系統の送信情報信号のそれぞれに対して誤り訂正符号化を行う誤り訂正符号手段と、前記Ｎ系統の送信情報信号のそれぞれに対してパイロット信号を付加するパイロット信号付加手段と、前記誤り検出符号およびパイロット信号が付加されたＮ系統の送信情報信号それぞれに対してサブキャリア変調を行うサブキャリア変調手段と、当該サブキャリア変調手段のＮ系統の出力信号それぞれに対して逆高速フーリエ変換を行う逆高速フーリエ変換手段と、当該逆高速フーリエ変換手段が出力するＮ系統のＯＦＤＭ信号を同一周波数で送信するＮ本の送信アンテナとを有し、前記ＯＦＤＭ信号受信装置は、前記Ｎ系統のＯＦＤＭ信号が空間多重された信号を受信するＮ本の受信アンテナと、当該Ｎ本の受信アンテナで受信されたＮ系統の各受信信号を高速フーリエ変換してサブキャリア毎の受信信号に変換する高速フーリエ変換手段と、当該高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号に含まれるパイロット信号と前記既知のパイロット信号とを用いて、サブキャリア毎に、各送信アンテナと各受信アンテナとの間の伝達係数を要素とする伝達係数行列およびその逆行列である伝達係数逆行列を算出する伝達係数行列演算手段と、サブキャリア毎に、前記高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号に対して前記伝達係数逆行列を乗算し、前記高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号に含まれる系統間の相互干渉成分をキャンセルする乗算型干渉キャンセル手段と、当該乗算型干渉キャンセル手段のＮ系統の出力信号それぞれに対して、サブキャリア毎に、前記伝達係数に応じて重み付けする重み付け手段と、当該重み付け手段のＮ系統の出力信号それぞれを復調する第１の復調手段と、当該第１の復調手段のＮ系統の出力信号それぞれに対し、誤り訂正復号を行いＮ系統の第１の復号信号を出力する第１の復号手段と、当該Ｎ系統の第１の復号信号を用いて繰り返し減算型干渉キャンセルを行いＮ系統の最終復号信号を出力する減算型干渉キャンセル反復手段とを有し、当該減算型干渉キャンセル反復手段は、Ｎ系統の復号信号それぞれについて前記誤り検出符号を用いて誤りの位置を検出する誤り検出手段と、当該誤り検出手段の検出結果を参照してＮ系統すべて正しく復号されたサブキャリアを選択し、当該サブキャリアに対応する復号信号について前記サブキャリア変調手段と同一のサブキャリア変調を行う選択型再変調手段と、当該選択型再変調手段のＮ系統の出力信号と前記伝達係数行列とを用いて、選択されたサブキャリア毎に、系統間の相互干渉成分のレプリカを生成し、当該レプリカを前記高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号から減算することによって当該各受信信号に含まれる系統間の相互干渉成分をキャンセルし、当該各受信信号を前記ＯＦＤＭ信号の各系統に対応する信号成分に分離する減算型干渉キャンセル手段と、当該減算型干渉キャンセル手段により分離された信号成分に対して、選択されたサブキャリア毎に、前記伝達係数に基づく重み付けを行い、前記ＯＦＤＭ信号の各系統に対応する信号成分同士を合成する重み付け合成手段と、当該重み付け合成手段のＮ系統の出力信号と前記選択型再変調手段に選択されなかったサブキャリアについての前記重み付け手段のＮ系統の出力信号とを合成して復調する第２の復調手段と、当該第２の復調手段のＮ系統の出力信号それぞれに対し、誤り訂正復号を行いＮ系統の第２の復号信号を出力する第２の復号手段と、を複数段備え、第１段目の前記誤り検出手段は前記Ｎ系統の第１の復号信号の誤り検出を行い、第２段目以降の前記誤り検出手段はそれぞれ前段の前記Ｎ系統の第２の復号信号の誤り検出を行い、最終段の前記第２の復号手段は前記第２の復号信号を前記最終復号信号として出力することを特徴とする。
【００８０】
また、第９の発明は、各々誤り検出符号および既知のパイロット信号を含み、Ｎ本（Ｎは２以上の整数）の送信アンテナから同一周波数で送信されるＮ系統のＯＦＤＭ信号を受信するＯＦＤＭ信号受信方法であって、前記Ｎ系統のＯＦＤＭ信号が空間多重された信号をＮ本の受信アンテナで受信する受信ステップと、当該Ｎ本の受信アンテナで受信されたＮ系統の各受信信号を高速フーリエ変換してサブキャリア毎の受信信号に変換する高速フーリエ変換ステップと、当該高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号に含まれるパイロット信号と前記既知のパイロット信号とを用いて、サブキャリア毎に、各送信アンテナと各受信アンテナとの間の伝達係数を要素とする伝達係数行列およびその逆行列である伝達係数逆行列を算出する伝達係数行列演算ステップと、サブキャリア毎に、前記高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号に対して前記伝達係数逆行列を乗算し、前記高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号に含まれる系統間の相互干渉成分をキャンセルする乗算型干渉キャンセルステップと、当該乗算型干渉キャンセルステップで相互干渉成分がキャンセルされたＮ系統の信号それぞれに対して、サブキャリア毎に、前記伝達係数に応じて重み付けする重み付けステップと、当該重み付けステップで重み付けされたＮ系統の信号それぞれを復調してＮ系統の第１の復調信号を得る第１の復調ステップと、当該Ｎ系統の第１の復調信号それぞれに対して送信時と同一のサブキャリア変調を行うサブキャリア再変調ステップと、当該サブキャリア再変調ステップでサブキャリア変調された信号と前記伝達係数行列とを用いて、サブキャリア毎に、系統間の相互干渉成分のレプリカを生成し、当該レプリカを前記高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号から減算することによって当該各受信信号に含まれる系統間の相互干渉成分をキャンセルし、当該各受信信号を前記ＯＦＤＭ信号の各系統に対応する信号成分に分離する減算型干渉キャンセルステップと、当該減算型干渉キャンセルステップで分離された信号成分に対して、サブキャリア毎に、前記伝達係数に基づく重み付けを行い、前記ＯＦＤＭ信号の各系統に対応する信号成分同士を合成する重み付け合成ステップと、当該重み付け合成ステップで得られた信号それぞれを復調してＮ系統の第２の復調信号を得る第２の復調ステップと、前記誤り検出符号を用いて前記Ｎ系統の第１および第２の復調信号それぞれの誤り量を検出する誤り検出ステップと、当該誤り検出ステップの検出結果に基づいて、前記Ｎ系統の第１および第２の復調信号のうち誤りの少ない信号を系統毎に選択する復調信号選択ステップとを有することを特徴とする。
【００８１】
また、第１０の発明は、各々誤り訂正符号化され、誤り検出符号および既知のパイロット信号を含み、Ｎ本（Ｎは２以上の整数）の送信アンテナから同一周波数で送信されるＮ系統のＯＦＤＭ信号を受信するＯＦＤＭ信号受信方法であって、前記Ｎ系統のＯＦＤＭ信号が空間多重された信号をＮ本の受信アンテナで受信する受信ステップと、当該Ｎ本の受信アンテナで受信されたＮ系統の各受信信号を高速フーリエ変換してサブキャリア毎の受信信号に変換する高速フーリエ変換ステップと、当該高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号に含まれるパイロット信号と前記既知のパイロット信号とを用いて、サブキャリア毎に、各送信アンテナと各受信アンテナとの間の伝達係数を要素とする伝達係数行列およびその逆行列である伝達係数逆行列を算出する伝達係数行列演算ステップと、サブキャリア毎に、前記高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号に対して前記伝達係数逆行列を乗算し、前記高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号に含まれる系統間の相互干渉成分をキャンセルする乗算型干渉キャンセルステップと、当該乗算型干渉キャンセルステップで相互干渉成分がキャンセルされたＮ系統の信号それぞれに対して、サブキャリア毎に、前記伝達係数に応じて重み付けする重み付けステップと、当該重み付けステップで重み付けされたＮ系統の信号それぞれを復調する第１の復調ステップと、当該第１の復調ステップで復調されたＮ系統の信号それぞれに対し、誤り訂正復号を行いＮ系統の復号信号を得る第１の復号ステップと、当該Ｎ系統の復号信号それぞれについて前記誤り検出符号を用いて誤りの位置を検出する誤り検出ステップと、当該誤り検出ステップの検出結果を参照してＮ系統すべて正しく復号されたサブキャリアを選択し、当該サブキャリアに対応する前記復号信号について送信時と同一のサブキャリア変調を行う選択型再変調ステップと、当該選択型再変調ステップでサブキャリア変調されたＮ系統の信号と前記伝達係数行列とを用いて、選択されたサブキャリア毎に、系統間の相互干渉成分のレプリカを生成し、当該レプリカを前記高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号から減算することによって当該各受信信号に含まれる系統間の相互干渉成分をキャンセルし、当該各受信信号を前記ＯＦＤＭ信号の各系統に対応する信号成分に分離する減算型干渉キャンセルステップと、当該減算型干渉キャンセルステップで分離された信号成分に対して、選択されたサブキャリア毎に、前記伝達係数に基づく重み付けを行い、前記ＯＦＤＭ信号の各系統に対応する信号成分同士を合成する重み付け合成ステップと、当該重み付け合成ステップで合成されたＮ系統の信号と前記選択型再変調ステップで選択されなかったサブキャリアについての前記重み付けステップで重み付けされたＮ系統の信号とを合成して復調する第２の復調ステップと、当該第２の復調ステップで復調されたＮ系統の信号それぞれに対し、誤り訂正復号を行う第２の復号ステップと、を有することを特徴とする。
【００８２】
また、第１１の発明は、各々誤り検出符号および既知のパイロット信号を含み、Ｎ本（Ｎは２以上の整数）の送信アンテナから同一周波数で送信されるＮ系統のＯＦＤＭ信号を受信するＯＦＤＭ信号受信方法であって、前記Ｎ系統のＯＦＤＭ信号が空間多重された信号をＮ本の受信アンテナで受信する受信ステップと、当該Ｎ本の受信アンテナで受信されたＮ系統の各受信信号を高速フーリエ変換してサブキャリア毎の受信信号に変換する高速フーリエ変換ステップと、当該高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号に含まれるパイロット信号と前記既知のパイロット信号とを用いて、サブキャリア毎に、各送信アンテナと各受信アンテナとの間の伝達係数を要素とする伝達係数行列およびその逆行列である伝達係数逆行列を算出する伝達係数行列演算ステップと、サブキャリア毎に、前記高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号に対して前記伝達係数逆行列を乗算し、前記高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号に含まれる系統間の相互干渉成分をキャンセルする乗算型干渉キャンセルステップと、当該乗算型干渉キャンセルステップで相互干渉成分がキャンセルされたＮ系統の信号それぞれに対して、サブキャリア毎に、前記伝達係数に応じて重み付けする重み付けステップと、当該重み付けステップで重み付けされたＮ系統の信号それぞれを復調してＮ系統の第１の復調信号を得る第１の復調ステップと、当該Ｎ系統の第１の復調信号をもとに繰り返し減算型干渉キャンセルを行い複数のＮ系統の第２の復調信号を得る減算型干渉キャンセル反復ステップと、前記誤り検出符号を用いて前記Ｎ系統の第１の復調信号および複数のＮ系統の第２の復調信号それぞれの誤り量を検出する誤り検出ステップと、当該誤り検出ステップの検出結果に基づいて、前記Ｎ系統の第１の復調信号および複数のＮ系統の第２の復調信号の中から、最も誤りの少ない復調信号を系統毎に選択する復調信号選択ステップとを有し、前記減算型干渉キャンセル反復ステップは、前記Ｎ系統の復調信号それぞれに対して送信時と同一のサブキャリア変調を行うサブキャリア再変調ステップと、当該サブキャリア再変調ステップでサブキャリア変調されたＮ系統の信号と前記伝達係数行列とを用いて、サブキャリア毎に、系統間の相互干渉成分のレプリカを生成し、当該レプリカを前記高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号から減算することによって当該各受信信号に含まれる系統間の相互干渉成分をキャンセルし、当該各受信信号を前記ＯＦＤＭ信号の各系統に対応する信号成分に分離する減算型干渉キャンセルステップと、当該減算型干渉キャンセルステップで分離された信号成分に対して、サブキャリア毎に、前記伝達係数に基づく重み付けを行い、前記ＯＦＤＭ信号の各系統に対応する信号成分同士を合成する重み付け合成ステップと、当該重み付け合成ステップで合成されたＮ系統の信号それぞれを復調してＮ系統の第２の復調信号を得る第２の復調ステップと、を複数回繰り返すステップであって、第１回目の前記サブキャリア再変調ステップでは前記Ｎ系統の第１の復調信号を変調し、第２回目以降の前記サブキャリア再変調ステップではそれぞれ前回の前記Ｎ系統の第２の復調信号を変調することを特徴とする。
【００８３】
また、第１２の発明は、各々誤り訂正符号化され、誤り検出符号および既知のパイロット信号を含み、Ｎ本（Ｎは２以上の整数）の送信アンテナから同一周波数で送信されるＮ系統のＯＦＤＭ信号を受信するＯＦＤＭ信号受信方法であって、前記Ｎ系統のＯＦＤＭ信号が空間多重された信号をＮ本の受信アンテナで受信する受信ステップと、当該Ｎ本の受信アンテナで受信されたＮ系統の各受信信号を高速フーリエ変換してサブキャリア毎の受信信号に変換する高速フーリエ変換ステップと、当該高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号に含まれるパイロット信号と前記既知のパイロット信号とを用いて、サブキャリア毎に、各送信アンテナと各受信アンテナとの間の伝達係数を要素とする伝達係数行列およびその逆行列である伝達係数逆行列を算出する伝達係数行列演算ステップと、サブキャリア毎に、前記高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号に対して前記伝達係数逆行列を乗算し、前記高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号に含まれる系統間の相互干渉成分をキャンセルする乗算型干渉キャンセルステップと、当該乗算型干渉キャンセルステップで相互干渉成分がキャンセルされたＮ系統の信号それぞれに対して、サブキャリア毎に、前記伝達係数に応じて重み付けする重み付けステップと、当該重み付けステップで重み付けされたＮ系統の信号それぞれを復調する第１の復調ステップと、当該第１の復調ステップで復調されたＮ系統の信号それぞれに対し、誤り訂正復号を行いＮ系統の第１の復号信号を得る第１の復号ステップと、当該Ｎ系統の第１の復号信号を用いて繰り返し減算型干渉キャンセルを行いＮ系統の最終復号信号を得る減算型干渉キャンセル反復ステップとを有し、当該減算型干渉キャンセル反復ステップは、Ｎ系統の復号信号それぞれについて前記誤り検出符号を用いて誤りの位置を検出する誤り検出ステップと、当該誤り検出ステップの検出結果を参照してＮ系統すべて正しく復号されたサブキャリアを選択し、当該サブキャリアに対応する復号信号について送信時と同一のサブキャリア変調を行う選択型再変調ステップと、当該選択型再変調ステップでサブキャリア変調されたＮ系統の信号と前記伝達係数行列とを用いて、選択されたサブキャリア毎に、系統間の相互干渉成分のレプリカを生成し、当該レプリカを前記高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号から減算することによって当該各受信信号に含まれる系統間の相互干渉成分をキャンセルし、当該各受信信号を前記ＯＦＤＭ信号の各系統に対応する信号成分に分離する減算型干渉キャンセルステップと、当該減算型干渉キャンセルステップで分離された信号成分に対して、選択されたサブキャリア毎に、前記伝達係数に基づく重み付けを行い、前記ＯＦＤＭ信号の各系統に対応する信号成分同士を合成する重み付け合成ステップと、当該重み付け合成ステップで合成されたＮ系統の信号と前記選択型再変調ステップで選択されなかったサブキャリアについての前記重み付けステップで重み付けされたＮ系統の信号とを合成して復調する第２の復調ステップと、当該第２の復調ステップで復調されたＮ系統の信号それぞれに対し、誤り訂正復号を行いＮ系統の第２の復号信号を得る第２の復号ステップと、を複数回繰り返すステップであって、第１回目の前記誤り検出ステップでは前記Ｎ系統の第１の復号信号の誤り検出を行い、第２回目以降の前記誤り検出ステップではそれぞれ前回の前記Ｎ系統の第２の復号信号の誤り検出を行い、最終回の前記第２の復号ステップでは前記第２の復号信号を前記最終復号信号として得ることを特徴とする。
【００８４】
【発明の実施の形態】
以下に添付図面を参照して、本発明に係るＯＦＤＭ信号受信装置、ＯＦＤＭ信号送受信装置、およびＯＦＤＭ信号受信方法についての好適な実施形態を第１の実施形態から第４の実施形態に分けて詳細に説明する。
【００８５】
（第１の実施形態）
本実施形態に係るＯＦＤＭ信号送受信装置は、ＯＦＤＭ信号受信装置において、乗算型干渉キャンセル後のＮ系統の復調信号と減算型干渉キャンセル後のＮ系統の復調信号とについて誤り量を検出し、より誤りの少ない復調信号を系統毎に選択することとしたものである。以下、本実施形態に係るＯＦＤＭ信号送受信装置の構成および動作について図面を参照して説明する。
【００８６】
図１は、本実施形態に係るＯＦＤＭ信号送受信装置の構成を示すブロック図である。図１において、ＯＦＤＭ信号送受信装置は、ＯＦＤＭ信号送信装置１とＯＦＤＭ信号受信装置２とを備えている。
【００８７】
ＯＦＤＭ信号送信装置１において、入力されたＮ系統（Ｎは２以上の整数）の送信情報信号Ｔ1、Ｔ2、・・・、ＴNは、各信号に対応するＮ個の誤り検出符号多重化器１−１−１〜１−１−Ｎにより、所定のブロック単位で誤り検出符号と多重化される。誤り検出符号多重化器１−１−１〜１−１−ＮのＮ系統の出力信号は、各信号に対応するＮ個のパイロット信号多重化器１−３−１〜１−３−Ｎにより、Ｎ個のパイロット信号生成器１−２−１〜１−２−Ｎによって生成された既知の伝達係数推定用のパイロット信号と多重化される。パイロット信号多重化器１−３−１〜１−３−ＮのＮ系統の出力信号は、各信号に対応するＮ個のサブキャリア変調器１−４−１〜１−４−Ｎにより、サブキャリア変調され、周波数領域すなわちサブキャリア毎の送信信号に変換される。サブキャリア変調器１−４−１〜１−４−Ｎから出力されるＮ系統の複数のサブキャリア信号からなる送信信号は、各信号に対応するＮ個の逆高速フーリエ変換器１−５−１〜１−５−Ｎにより、逆高速フーリエ変換され、時間領域のＮ系統の送信信号に変換される。逆高速フーリエ変換器１−５−１〜１−５−Ｎから出力されるＮ系統のＯＦＤＭ信号は、各信号に対応するＮ本の送信アンテナ１−６−１〜１−６−Ｎから同一周波数で送信される。
【００８８】
ＯＦＤＭ信号受信装置２において、Ｎ本の送信アンテナ１−６−１〜１−６−Ｎから送信され空間多重された信号は、Ｎ本の受信アンテナ２−１−１〜２−１−Ｎによって受信される。ここで、各受信アンテナは、Ｎ本の送信アンテナからのＮ系統のＯＦＤＭ信号を同時に受信するため、受信される各信号には系統間の相互干渉成分が含まれている。Ｎ本の受信アンテナ２−１−１〜２−１−Ｎによって受信されたＮ系統の受信信号は、各信号に対応するＮ個の高速フーリエ変換器２−２−１〜２−２−Ｎにより、高速フーリエ変換され、時間領域の受信信号から周波数領域すなわちサブキャリア毎の受信信号に変換される。以下、ｉ番目のサブキャリアの高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号をベクトルｒi（＝（ｒi 1 ｒi 2・・・ｒi N））で表す。伝達係数行列演算器２−３は、Ｎ系統の高速フーリエ変換後の受信信号に含まれる受信パイロット信号の振幅および位相と、既知のパイロット信号の振幅および位相とを用いて、サブキャリア毎に、各送信アンテナと各受信アンテナとの間の伝達係数ｈi j,k（ｉはサブキャリアの番号、ｊは送信アンテナの番号、ｋは受信アンテナの番号）を算出し、当該伝達係数を要素とする伝達係数行列Ｈiとその逆行列である伝達係数逆行列（Ｈi）-1とを算出し、これらを記憶する。ここで、伝達係数行列Ｈiは（１）式で表される。
【００８９】
乗算型干渉キャンセラ２−４は、サブキャリア毎に、高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号のベクトルｒiと伝達係数逆行列（Ｈi）-1との積ｒi・（Ｈi）-1を演算し、高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号に含まれる相互干渉成分をキャンセルする。すなわち、サブキャリア毎に、各系統の周波数領域すなわちサブキャリア毎の送信信号を推定する。乗算型干渉キャンセラ２−４により出力されるＮ系統の乗算型干渉キャンセラ出力信号ｕi（＝（ｕi 1 ｕi 2・・・ｕi N））は、各信号に対応するＮ個の重み付け器２−５−１〜２−５−Ｎにより、サブキャリア毎に、伝達係数に応じて重み付けされる。具体的には、重み付け器２−５−１〜２−５−Ｎは、伝達係数逆行列に基づいて（６）式で表される重み付け行列Ｙiの対応する要素を算出し、当該要素を乗算型干渉キャンセラ出力信号に乗じ、重み付け器出力信号を算出する。Ｎ系統の重み付け器出力信号は、各信号に対応するＮ個の第１の復調器２−６−１〜２−６−Ｎにより、信号判定され、復調される。
【００９０】
ついで、Ｎ個の第１の復調器２−６−１〜２−６−Ｎから出力されるＮ系統の第１の復調信号は、各信号に対応するＮ個のサブキャリア再変調器２−７−１〜２−７−Ｎにより、送信時と同一の変調方式で、すなわちサブキャリア変調器１−４−１〜１−４−Ｎにおける変調と同一の変調方式で、サブキャリア変調される。
【００９１】
減算型干渉キャンセラ２−９は、サブキャリア再変調器２−７−１〜２−７−ＮのＮ系統の出力信号と伝達係数行列とを用いて、サブキャリア毎に、高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号に含まれる系統間の相互干渉成分をキャンセルし、高速フーリエ変換後の各受信信号をＯＦＤＭ信号の各系統に対応する信号成分に分離する。具体的には、減算型干渉キャンセラ２−９は、サブキャリア再変調器２−７−１〜２−７−ＮのＮ系統の出力信号と伝達係数行列とを用いて、高速フーリエ変換後のＮ系統の各受信信号に含まれる相互干渉成分のレプリカを生成し、当該レプリカを当該受信信号から減算することによって当該受信信号に含まれる相互干渉成分をキャンセルし、高速フーリエ変換後の各受信信号を、各系統のサブキャリア毎の送信信号に対応する信号成分に分離する。より具体的には、ｉ番目のサブキャリアに着目すると、以下の演算を行う。高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号から（１１）式に従って受信信号行列Ｒiを算出する。また、サブキャリア再変調器２−７−１〜２−７−ＮのＮ系統の出力信号ｔ´i（＝（ｔ´i 1 ｔ´i 2・・・ｔ´i N））から（１２）式に従って再変調信号行列Ｔ´iを計算する。そして、再変調信号行列Ｔ´iと伝達係数行列Ｈiとからレプリカ信号行列（Ｔ´i・Ｈi）を算出する。すなわち、高速フーリエ変換後の各受信信号に含まれる相互干渉成分のレプリカを生成する。ついで、（１３）式のとおり、受信信号行列Ｒiからレプリカ信号行列（Ｔ´i・Ｈi）を減算して、レプリカ減算後信号行列Ｘiを出力する。このレプリカ減算後信号行列Ｘiの各要素は、高速フーリエ変換後のＮ系統の各受信信号に含まれる、ｉ番目のサブキャリアのＮ系統の各送信信号に対応する信号成分となっている。
【００９２】
なお、減算型干渉キャンセラ２−９に入力される高速フーリエ変換後の受信信号は、Ｎ個の高速フーリエ変換器２−２−１〜２−２−Ｎの出力信号が受信信号遅延器２−８−１〜２−８−Ｎによって遅延させられたものである。ここで、受信信号遅延器２−８−１〜２−８−Ｎは、乗算型干渉キャンセラ２−４からサブキャリア再変調器２−７−１〜２−７−Ｎまでの処理時間に相当する遅延を発生させる。
【００９３】
重み付け合成器２−１０は、サブキャリア毎に、減算型干渉キャンセラ２−９により分離された信号成分に対して伝達係数に基づく重み付けを行い、ＯＦＤＭ信号の各系統に対応する信号成分同士を合成する。具体的には、重み付け合成器２−１０は、伝達係数行列Ｈiの共役転置行列を求め、これをレプリカ減算後重み付け行列Ｗiとする。また、行列（Ｈi・Ｗi）とすべての対角成分が同一であって、かつ、すべての非対角成分が０である行列Ｇiを算出する。そして、（１９）式に従ってＮ系統の重み付け合成後信号ｖiを算出する。
【００９４】
このＮ系統の重み付け合成後信号ｖiは、各信号に対応するＮ個の第２の復調器２−１１−１〜２−１１−Ｎにより、復調される。
Ｎ個の第２の復調器２−１１−１〜２−１１−Ｎから出力されるＮ系統の第２の復調信号は、Ｎ系統の第１の復調信号とともに、後述するＮ個の復調信号選択回路２−１３−１〜２−１３−Ｎに供給される。なお、復調信号選択回路２−１３−１〜２−１３−Ｎに供給されるＮ系統の第１の復調信号は、Ｎ個の第１の復調器２−６−１〜２−６−Ｎから出力されるＮ系統の第１の復調信号が、Ｎ個の復調信号遅延器２−１２−１〜２−１２−Ｎによって遅延させられたものである。ここで、復調信号遅延器２−１２−１〜２−１２−Ｎは、Ｎ個の第１の復調器２−６−１〜２−６−ＮからＮ個の第２の復調器２−１１−１〜２−１１−Ｎまでの処理時間に相当する遅延を発生させる。
【００９５】
以上のとおり、本実施形態に係るＯＦＤＭ信号送受信装置は、特願２００２−１４９０１３に記載の従来のＯＦＤＭ信号送受信装置に、Ｎ個の誤り検出符号多重化器１−１−１〜１−１−Ｎ、Ｎ個の復調信号遅延器２−１２−１〜２−１２−Ｎ、およびＮ個の復調信号選択回路２−１３−１〜２−１３−Ｎを付加した構成となっている。
【００９６】
従来のＯＦＤＭ信号送受信装置では、Ｎ系統の第２の復調信号を常に最終的な出力としていた。これに対し、本実施形態に係るＯＦＤＭ信号送受信装置では、Ｎ個の復調信号選択回路２−１３−１〜２−１３−ＮによってＮ系統の第１の復調信号とＮ系統の第２の復調信号から誤りの少ない信号を系統毎に選択して最終的なＮ系統の復調信号とする。
【００９７】
図２は、第１番目の系統に対応する復調信号選択回路２−１３−１の構成を示すブロック図である。なお、他の系統に対応する復調信号選択回路２−１３−２〜２−１３−Ｎも全く同様の構成である。第１の復調器２−６−１の出力信号と第２の復調器２−１１−１の出力信号との出力の時間差に相当する遅延時間を、第１の復調器２−６−１の出力に対して復調信号遅延器２−１２−１を用いて与えているため、第１および第２の復調信号は同時刻で復調信号選択回路２−１３−１に供給される。図２において、復調信号遅延器２−１２−１から出力される第１の復調信号は第１の誤り検出回路３−１に供給され、第２の復調器２−１１−１から出力される第２の復調信号は第２の誤り検出回路３−２に供給される。第１の誤り検出回路３−１は第１の復調信号の誤り量を検出し、第２の誤り検出回路３−２は第２の復調信号の誤り量を検出する。ここで、第１および第２の誤り検出回路３−１、３−２は、送信側で付加された誤り検出符号を用いて誤り検出を行う。ここで、誤り検出符号は、パリティ検査、ＣＲＣ（Cyclic Redundancy Check）符号等、一般的に誤り検出で用いられている符号でよく、特に限定されない。誤り検出では、誤り検出の対象となるブロック内の全ての復調信号が参照される必要がある。このため、第１および第２の誤り検出回路３−１、３−２において、ブロック内に誤りが存在するかどうかの判定が終了するまでの処理時間が生ずる。この処理時間に相当する遅延が第１および第２の判定遅延補正器３−３、３−４によりそれぞれ第１および第２の復調信号に対して与えられ、第１および第２の復調信号、第１および第２の誤り検出回路３−１、３−２の検出結果が、それぞれ同期して信号選択回路３−５に供給される。信号選択回路３−５は、第１および第２の誤り検出回路３−１、３−２の検出結果を参照して、第１番目の系統の第１および第２の復調信号から、より誤りの少ない復調信号を選択し、最終的な第１番目の系統の復調信号として出力する。誤りの量に差がない場合には、予め設定されたどちらか一方の復調信号を選択すればよい。なお、誤り量の検出が２段階である場合、すなわち誤りの有無のみ検出される場合は、正しく復調された復調信号が選択されることとなる。
【００９８】
以上のとおり、本実施形態では、乗算型干渉キャンセラ２−４の出力の復調結果である第１の復調信号と、減算型干渉キャンセラ２−９の出力の復調結果である第２の復調信号とのうち、より誤りの少ない復調信号を系統毎に選択する。これにより、本実施形態によれば、従来の乗算型干渉キャンセラの出力の復調結果を用いるＯＦＤＭ信号送受信装置や、常に減算型干渉キャンセラの出力の復調結果を用いるＯＦＤＭ信号送受信装置に対して、誤り率特性の向上を図ることができる。特に、乗算型干渉キャンセラ２−４の出力の復調結果と減算型干渉キャンセラ２−９の出力の復調結果とのどちらかが正しければ、そのパケットの受信は成功することになる。
【００９９】
なお、誤り率向上の観点より、送信装置側にＮ系統の送信信号それぞれを誤り訂正符号化する誤り訂正符号化手段を設け、受信装置側にＮ系統の第１および第２の復調信号それぞれを誤り訂正復号する第１および第２の復号手段を設けるとよい。
【０１００】
以下、本実施形態の効果を具体的に示す。なお、以下の例では、復調後に復号することとしている。
乗算型干渉キャンセラの出力の復号結果を用いる装置、常に減算型干渉キャンセラの出力の復号結果を用いる装置、および本実施形態に係る装置について、計算機シミュレーションにより得られたパケット誤り率特性を図３に示す。アンテナの本数は送受各２本であり、シミュレーション諸元は表１のとおりとする。図３において、実線は本実施形態に係る装置の特性を示し、点線は乗算型干渉キャンセラの出力の復号結果を用いる装置の特性を示し、破線は常に減算型干渉キャンセラの出力の復号結果を用いる装置の特性を示す。また、○印で表される特性は、変調方式が６４ＱＡＭであって符号化率がＲ＝３／４の場合のものであり、△印で表される特性は、変調方式がＱＰＳＫであって符号化率がＲ＝１／２の場合のものである。図３より、本実施形態によれば、６４ＱＡＭ，Ｒ＝３／４の場合、ＰＥＲ≦１０-2を満たすために必要となるＣＮＲで比較して、従来の常に減算型干渉キャンセラの出力の復号結果を用いた場合に対しては１ｄＢの利得が得られ、乗算型干渉キャンセラの出力の復号結果を用いた場合に対しては２．５ｄＢの利得が得られていることが分かる。また、ＱＰＳＫ、Ｒ＝１／２の場合、減算型干渉キャンセラの出力の復号結果を用いた場合の特性は乗算型干渉キャンセラの出力の復号結果を用いた場合の特性よりも悪かったが、誤り検出により復号結果を選択することにより、特性が改善されていることが分かる。
【０１０１】
送信アンテナ１、送信アンテナ２の送信信号に対応する乗算型干渉キャンセラ出力の復号信号をｄ1 IM、ｄ2 IMとし、送信アンテナ１、送信アンテナ２の送信信号に対応する減算型干渉キャンセラ出力の復号信号をｄ1 Re、ｄ2 Reとする。また、復号信号に誤りがない場合を「ｏ」、ある場合を「ｘ」と表記する。そして、例えば、送信アンテナ１、２の送信信号に対応する乗算型干渉キャンセラ出力の復号信号がそれぞれ誤り「あり」、誤り「なし」であって、送信アンテナ１、２の送信信号に対応する減算型干渉キャンセラ出力の復号信号がそれぞれ誤り「なし」、誤り「あり」である場合を、（ｄ1 IM ｄ2 IM ｄ1 Re ｄ2 Re）＝（ｏ ｘｘ ｏ）と表記することとする。上記の表記方法に従い、計算機シミュレーションによる乗算型干渉キャンセラ出力の復号信号と減算型干渉キャンセラ出力の復号信号との誤り事象の関係を以下の表２に示す。シミュレーション回数は１０，０００回であり、サブキャリア変調方式はＱＰＳＫ、符号化率はＲ＝１／２である。また、表中の数字は当該事象が発生した回数を示す。
【０１０２】
【表２】
【０１０３】
一方、（ｄ1 Re ｄ2 Re）＝（ｏ ｏ）となる列、すなわち減算型干渉キャンセラの出力の復号結果がすべて正しい列に注目すると、（ｄ1 IM ｄ2 IM ｄ1 Re ｄ2 Re）＝（ｏ ｘ ｏ ｏ），（ｘ ｏ ｏ ｏ），（ｘ ｘ ｏ ｏ）となる事象、すなわち乗算型干渉キャンセラ出力の復号結果は誤りを含んでいるが、減算型干渉キャンセラ出力の復号結果はすべて正しいという事象が１９１回存在する。これは、乗算型干渉キャンセラ出力の復号結果が誤っていて、サブキャリア再変調器の作成したレプリカが誤っているのにもかかわらず、減算型干渉キャンセラの出力の復号結果が正しくなる、すなわち、減算型干渉キャンセラにより誤りが修正された事象である。また、（ｄ1 Re ｄ2 Re）＝（ｏ ｏ）となる事象以外での、減算型干渉キャンセラ出力の復号結果を用いることにより乗算型干渉キャンセラ出力の復号結果の誤りを修正した事象、すなわち（ｄ1 IM ｄ2 IM ｄ1 Re ｄ2 Re）＝（ｘ ｘ ｏ ｘ），（ｘ ｘ ｘ ｏ）となる事象は６回存在する。以上から、減算型干渉キャンセラを利用することにより、最初に誤って復号された信号が正しく復号し直された事象は１９７回存在することが分かる。
【０１０４】
以上のとおり、減算型干渉キャンセラを利用することにより誤りが増加する事象の回数（２０９回）の方が、誤りが減少する事象の回数（１９７回）を上回る。したがって、上記のシミュレーションの条件下においては、減算型干渉キャンセラを追加しても、常にその復号結果のみを利用した場合はパケット誤り率特性が劣化してしまう。
【０１０５】
これに対して、本実施形態によれば、乗算型干渉キャンセラの出力の復号結果と減算型干渉キャンセラの出力の復号結果のうち、少なくとも一方が正しく復号されていれば誤り事象とはならない。すなわち、事象（ｄ1 IM ｄ2 IM ｄ1 Re ｄ2 Re）＝（ｏ ｏ ｏ ｏ），（ｏ ｏ ｘ ｏ），（ｏ ｏ ｏ ｘ），（ｏ ｏ ｘ ｘ），（ｘ ｘ ｏ ｏ），（ｘ ｏ ｏ ｏ），（ｏ ｘ ｏ ｏ），（ｏ ｘ ｘ ｏ），（ｘ ｏ ｏ ｘ）は、誤りがなく復号されたことになる。
【０１０６】
乗算型干渉キャンセラ出力の復号結果が誤っていた場合において、減算型干渉キャンセルと誤り検出および復号結果の選択を行うことにより復号結果が正しくなる事象は、（ｄ1 IM ｄ2 IM ｄ1 Re ｄ2 Re）＝（ｘ ｘ ｏ ｏ），（ｘ ｏｏ ｏ），（ｏ ｘ ｏ ｏ），（ｏ ｘ ｘ ｏ），（ｘ ｏ ｏ ｘ）の５通りある。これらの事象は、上記のシミュレーションでは２０９回存在する。本実施形態によれば、これらの事象においては、パケット誤りを防ぐことが可能となる。したがって、本実施形態によるパケット誤り率特性の改善効果は非常に大きいといえる。
【０１０７】
（第２の実施形態）
本実施形態に係るＯＦＤＭ信号送受信装置は、第１の実施形態に係るＯＦＤＭ信号送受信装置とほとんど同じであるが、乗算型干渉キャンセル後のＮ系統の復号信号について誤り位置の検出を行い、Ｎ系統すべて正しく復号されたサブキャリアについては減算型干渉キャンセルおよび重み付け合成を行い、少なくとも１系統に誤りを含むサブキャリアについては乗算型干渉キャンセル後の出力信号を用いることを特徴とするものである。以下、図面を用いて本実施形態について説明するが、第１の実施形態と共通する部分については説明を省略する。
【０１０８】
本実施形態に係るＯＦＤＭ信号送受信装置は、ＯＦＤＭ信号送信装置４とＯＦＤＭ信号受信装置５とを備えている。
図４は、本実施形態に係るＯＦＤＭ信号送信装置４の構成を示すブロック図である。図４において、ＯＦＤＭ信号送信装置４は、図１に示される第１の実施形態のＯＦＤＭ信号送信装置１に対し、Ｎ個の誤り訂正符号器４−７−１〜４−７−Ｎを追加した構成となっている。このＮ個の誤り訂正符号器４−７−１〜４−７−Ｎは、入力されたＮ系統の送信情報信号のそれぞれに対して誤り訂正符号化を行うものである。この点以外は、第１の実施形態のＯＦＤＭ信号送信装置１と同じなので説明を省略する。
【０１０９】
図５は、本実施形態に係るＯＦＤＭ信号受信装置５の構成を示すブロック図である。図５において、受信アンテナ５−１−１〜５−１−Ｎから第１の復調器５−６−１〜５−６−Ｎまでの構成および動作は、図１に示されるＯＦＤＭ信号受信装置２と同様なので説明を省略する。
【０１１０】
第１の復調器５−６−１〜５−６−Ｎから出力されるＮ系統の第１の復調信号は、各信号に対応するＮ個の第１の復号器５−７−１〜５−７−Ｎにより、誤り訂正復号される。Ｎ個の第１の復号器５−７−１〜５−７−Ｎから出力されるＮ系統の復号信号に対し、各信号に対応するＮ個の誤り検出器５−８−１〜５−８−Ｎは、誤り検出符号を用いて誤りの位置を検出する。Ｎ個の選択型再変調器５−９−１〜５−９−Ｎは、誤り検出器５−８−１〜５−８−Ｎにより検出された誤りの位置を参照してＮ系統すべて正しく復号されたサブキャリアを選択し、当該サブキャリアに対応する復号信号について送信時と同一のサブキャリア変調を行う。ここで、サブキャリア変調前の信号における誤りの位置が分かれば、サブキャリア変調後にどのサブキャリアの信号に誤りが含まれることになるかを特定することができる。
【０１１１】
減算型干渉キャンセラ５−１１は、選択型再変調器５−９−１〜５−９−ＮのＮ系統の出力信号と伝達係数行列とを用いて、選択されたサブキャリアについてサブキャリア毎に、第１の実施形態と同様に、高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号に含まれる相互干渉成分をキャンセルし、高速フーリエ変換後の各受信信号をＮ系統の各ＯＦＤＭ信号に対応する信号成分に分離する。
【０１１２】
なお、減算型干渉キャンセラ５−１１に入力される高速フーリエ変換後の受信信号は、Ｎ個の高速フーリエ変換器５−２−１〜５−２−Ｎの出力信号が受信信号遅延器５−１０−１〜５−１０−Ｎによって遅延させられたものである。ここで、受信信号遅延器５−１０−１〜５−１０−Ｎは、乗算型干渉キャンセラ５−４から選択型再変調器５−９−１〜５−９−Ｎまでの処理時間に相当する遅延を発生させる。
【０１１３】
重み付け合成器５−１２は、選択されたサブキャリア毎に、第１の実施形態と同様に、減算型干渉キャンセラ５−１１により分離された信号成分に対して伝達係数に基づく重み付けを行い、Ｎ系統の各ＯＦＤＭ信号に対応する信号成分同士を合成する。重み付け合成器５−１２のＮ系統の出力信号は、Ｎ個の重み付け器出力信号遅延器５−１３−１〜５−１３−Ｎによって遅延させられた重み付け器５−５−１〜５−５−ＮのＮ系統の出力信号とともに、Ｎ個の干渉キャンセル信号多重化器５−１４−１〜５−１４−Ｎに供給される。ここで、重み付け器出力信号遅延器５−１３−１〜５−１３−Ｎは、第１の復調器５−６−１〜５−６−Ｎから重み付け合成器５−１２の出力までの処理時間に相当する遅延時間を発生させる。干渉キャンセル信号多重化器５−１４−１〜５−１４−Ｎにおいて、重み付け合成器５−１２の出力が存在するサブキャリアについての当該重み付け合成器５−１２のＮ系統の出力信号と、重み付け合成器５−１２の出力が存在しないサブキャリアについての重み付け器出力信号遅延器５−１３−１〜５−１３−ＮのＮ系統の出力信号とが、多重化される。干渉キャンセル信号多重化器５−１４−１〜５−１４−ＮのＮ系統の出力信号は、各信号に対応するＮ個の第２の復調器５−１５−１〜５−１５−Ｎにより、復調される。すなわち、Ｎ個の重み付け器出力信号遅延器５−１３−１〜５−１３−Ｎと、Ｎ個の干渉キャンセル信号多重化器５−１４−１〜５−１４−Ｎと、Ｎ個の第２の復調器５−１５−１〜５−１５−Ｎとにより、選択型再変調器５−９−１〜５−９−Ｎによって選択されたサブキャリアについての重み付け合成器５−１２のＮ系統の出力信号と、選択されなかったサブキャリアについての重み付け器５−５−１〜５−５−ＮのＮ系統の出力信号とが、合成された後、復調される。第２の復調器５−１５−１〜５−１５−ＮのＮ系統の出力信号は、各信号に対応するＮ個の第２の復号器５−１６−１〜５−１６−Ｎによって、誤り訂正復号され、最終的なＮ系統の復号信号として出力される。
【０１１４】
なお、乗算型干渉キャンセラ５−４の出力に対する重み付けと、減算型干渉キャンセラ５−１１の出力に対する重み付けとでは、演算が異なるため、各重み付け出力にはレベル差が発生する。これに対しては、乗算型干渉キャンセル後の重み付け係数、すなわち（６）式における行列の成分における定数Ｃの値を適切な値にすることにより、レベル差を補正すればよい。
【０１１５】
減算型干渉キャンセルを行う従来のＯＦＤＭ信号送受信装置では、乗算型干渉キャンセラの出力の復号結果は、当該結果の誤りの有無にかかわらず、再変調され、送信信号のレプリカとして減算型干渉キャンセルに用いられていた。これに対し、本実施形態のＯＦＤＭ信号送受信装置では、上述のとおり、Ｎ系統すべて正しく復号されたサブキャリアに関しては、減算型干渉キャンセルおよび重み付け合成により、乗算型干渉キャンセルよりも高精度に干渉キャンセルおよび重み付けを行う。一方、Ｎ系統のうち少なくとも１系統が誤って復号されたサブキャリアに関しては、誤ったレプリカが減算型干渉キャンセルおよび重み付け合成に用いられ復号結果が誤ることを防ぐために、減算型干渉キャンセルおよび重み付け合成を行わず、または、減算型干渉キャンセルおよび重み付け合成後の出力を用いずに乗算型干渉キャンセル後の出力を用いる。
【０１１６】
以上のとおり、本実施形態によれば、送信信号のレプリカがすべて正しく生成されたサブキャリアについては、減算型干渉キャンセルを行うことによって、より精度の高い干渉キャンセルおよび重み付け合成を行うことができる。一方、レプリカが正しく生成されなかったサブキャリアについては、誤ったレプリカを用いた減算型干渉キャンセラ出力を用いるのではなく乗算型干渉キャンセラ出力を利用することによって、誤ったレプリカを用いた減算型干渉キャンセルの出力が最終的な復号信号に含まれることを防止でき、信頼度の低い信号が含まれることを防ぐことができる。この結果、誤り率特性の向上を図ることができる。
【０１１７】
（第３の実施形態）
本実施形態に係るＯＦＤＭ信号送受信装置は、第１の実施形態に係るＯＦＤＭ信号送受信装置とほとんど同じであるが、繰り返し減算型干渉キャンセルおよび重み付け合成を行い、Ｎ系統の第１の復調信号および複数のＮ系統の第２の復調信号から、より誤りの少ない復調信号を系統毎に選択することを特徴とするものである。以下、図面を用いて本実施形態について説明するが、第１の実施形態と共通する部分については説明を省略する。
【０１１８】
本実施形態に係るＯＦＤＭ信号送受信装置は、第１の実施形態と同一のＯＦＤＭ信号送信装置１とＯＦＤＭ信号受信装置６とを備えている。
図６は、本実施形態に係るＯＦＤＭ信号受信装置６の構成を示すブロック図である。図６において、受信アンテナ６−１−１〜６−１−Ｎから第１の復調器６−６−１〜６−６−Ｎまでの構成および動作は、図１に示されるＯＦＤＭ信号受信装置２と同様なので説明を省略する。
【０１１９】
ＯＦＤＭ信号受信装置６は、それぞれ第１の実施形態と同様のサブキャリア再変調、減算型干渉キャンセル、重み付け合成、および復調を行う複数段（本実施形態ではＢ段とする）の減算型干渉キャンセル後復調器６−８−１〜６−８−Ｂを備え、これらによって、Ｎ系統の第１の復調信号をもとに繰り返し減算型干渉キャンセル等を行い複数の第２の復調信号を出力する。言い換えると、減算型干渉キャンセルおよび重み付け合成後の出力の復調結果を送信信号のレプリカとみなして、さらに減算型干渉キャンセルおよび重み付け合成を行う、という動作を複数回繰り返す。
【０１２０】
第１段目の減算型干渉キャンセル後復調器６−８−１の演算においては、乗算型干渉キャンセル出力の復調結果であるＮ個の第１の復調器６−６−１〜６−６−Ｎの出力信号、すなわちＮ系統の第１の復調信号を送信信号のレプリカとして用いる。第２段目以降、第ｂ段目（２≦ｂ≦Ｂ）の減算型干渉キャンセル後復調器６−８−ｂの演算においては、前段である第（ｂ−１）段目の減算型干渉キャンセル後復調器６−８−（ｂ−１）によって出力される第２の復調信号を送信信号のレプリカとして用いる。この演算を（ｂ−１）段行うことにより、合計でＢ回のサブキャリア再変調、減算型干渉キャンセル、重み付け合成、復調を繰り返す。
【０１２１】
ここで、第１段目の減算型干渉キャンセル後復調器６−８−１が演算を行うためには、第１の復調器６−６−１〜６−６−Ｎの処理が終了している必要がある。そこで、第１段目の減算型干渉キャンセル後復調器６−８−１に対しては、第１段目の受信信号遅延器６−７−１−１〜６−７−１−Ｎによって、乗算型干渉キャンセラ６−４、重み付け器６−５−１〜６−５−Ｎ、第１の復調器６−６−１〜６−６−Ｎにおける演算に必要となる時間と同じ遅延量を与えてから、Ｎ個の高速フーリエ変換器６−２−１〜６−２−Ｎの出力信号を供給する。また、第ｂ（２≦ｂ≦Ｂ）段目の減算型干渉キャンセル後復調器６−８−ｂが演算を行うためには、第（ｂ−１）段目の減算型干渉キャンセル後復調器６−８−（ｂ−１）の演算が終了している必要がある。そこで、高速フーリエ変換器６−２−１〜６−２−Ｎの出力信号に対し、Ｂ段のＮ個の受信信号遅延器６−７−１−１〜６−７−１−Ｎ、…、６−７−Ｂ−１〜６−７−Ｂ−Ｎにより遅延を与えてタイミング同期を取ることとしている。第ｂ段目のＮ個の受信信号遅延器６−７−ｂ−１〜６−７−ｂ−Ｎは、Ｎ個の高速フーリエ変換器６−２−１〜６−２−Ｎの出力信号を第ｂ段目の減算型干渉キャンセル後復調器６−８−ｂに同期させるものである。そして、第ｂ（２≦ｂ≦Ｂ）段目の減算型干渉キャンセル後復調器６−８−ｂに対しては、第ｂ段目のＮ個の受信信号遅延器６−７−ｂ−１〜６−７−ｂ−Ｎによって、第（ｂ−１）段目の減算型干渉キャンセル後復調器６−８−（ｂ−１）の処理時間に相当する遅延を与えてから、第（ｂ−１）段目のＮ個の受信信号遅延器６−７−（ｂ−１）−１〜６−７−（ｂ−１）−Ｎの出力信号を供給する。これにより、高速フーリエ変換器６−２−１〜６−２−Ｎの出力信号を第ｂ段目の減算型干渉キャンセル後復調器６−８−ｂに同期させることができる。以上に述べた遅延線構造を用いることにより、Ｎ系統の受信信号を連続して処理する場合において各減算型干渉キャンセル後復調器６−８−１〜６−８−Ｂ毎にパイプライン処理を行うことが可能となり、回路規模を削減することができる。
【０１２２】
以上のとおり、減算型干渉キャンセル、重み付け合成、および復調を繰り返すことにより、送信信号のレプリカに含まれる誤りビットの数が徐々に減少し、後段になればなるほどより品質の高い、すなわち誤りの少ない復調結果が得られることを期待できる。しかし、「発明が解決しようとする課題」の欄で述べたとおり、伝達係数行列の推定誤差が大きな場合は、必ずしも減算型干渉キャンセルの繰り返しがレプリカの精度向上に寄与するとは限らない。そこで、第１の実施形態と同様に、１個のＮ系統の第１の復調信号とＢ個のＮ系統の第２の復調信号との合計（Ｂ＋１）個のＮ系統の復調信号を復調出力選択回路６−１１−１〜６−１１−Ｎに供給して、（Ｂ＋１）個の復調信号の中から、最も誤りの少ない復調信号を系統毎に選択して最終的なＮ系統の復調信号として出力する。
【０１２３】
以下、減算型干渉キャンセル後復調器６−８−ｂ（１≦ｂ≦Ｂ）および復調出力選択回路６−１１−ｎ（１≦ｎ≦Ｎ）について、より詳しく説明する。
図７は、第ｂ段目の減算型干渉キャンセル後復調器６−８−ｂ（１≦ｂ≦Ｂ）の構成を示すブロック図である。図７において、Ｎ個の第１の復調器６−６−１〜６−６−Ｎが出力するＮ系統の第１の復調信号（ｂ＝１のとき）または前段の減算型干渉キャンセル後復調器６−８−（ｂ−１）が出力するＮ系統の第２の復調信号は、各信号に対応するＮ個のサブキャリア再変調器６−８−ｂ−１−１〜６−８−ｂ−１−Ｎにより、送信時と同一の変調方式でサブキャリア変調される。減算型干渉キャンセラ６−８−ｂ−２は、第１の実施形態と同様に、Ｎ個のサブキャリア再変調器６−８−ｂ−１−１〜６−８−ｂ−１−ＮのＮ系統の出力信号と伝達係数行列演算器６−３の出力する伝達係数行列を用いて、サブキャリア毎に、Ｎ個の受信信号遅延器６−７−ｂ−１〜６−７−ｂ−Ｎから供給されるＮ系統の高速フーリエ変換後の受信信号に含まれる相互干渉成分をキャンセルし、高速フーリエ変換後の各受信信号をＯＦＤＭ信号の各系統に対応する信号成分に分離する。重み付け合成器６−８−ｂ−３は、第１の実施形態と同様に、減算型干渉キャンセラ６−８−ｂ−２により分離された信号成分に対して、サブキャリア毎に、伝達係数行列演算器６−３からの伝達係数に基づく重み付けを行い、所望信号成分同士を合成する。この重み付け合成器６−８−ｂ−３から出力されるＮ系統の出力信号は、各信号に対応するＮ個の第２の復調器６−８−ｂ−４−１〜６−８−ｂ−４−Ｎにより、復調され、Ｎ系統の第２の復調信号として出力される。
【０１２４】
つぎに、ＯＦＤＭ信号の第ｎ番目の系統に対応する復調出力選択回路６−１１−ｎ（１≦ｎ≦Ｎ）について説明する。図６において、ＯＦＤＭ信号受信装置６は、ＯＦＤＭ信号の系統毎に復調信号を選択するため、Ｎ個の復調出力選択回路６−１１−１〜６−１１−Ｎを備えている。第ｎ番目の系統の復調出力を選択するための復調出力選択回路６−１１−ｎには、第ｎ番目の系統の第１の復調信号および複数（本実施形態ではＢ個）の第２の復調信号が供給される。ここで、第１の復調信号は、復調信号同士の同期をとるため、乗算型復調結果遅延器６−９−ｎにより、最終段（第Ｂ段目）の減算型干渉キャンセル後復調器６−８−Ｂの第２の復調信号が出力されるまで遅延させられる。また、第ｂ段目（１≦ｂ≦（ｂ−１））の減算型干渉キャンセル後復調器６−８−ｂが出力する第ｎ番目の系統の第２の復調信号は、復調信号同士の同期をとるため、減算型復調結果遅延器６−１０−ｂ−ｎにより、最終段の減算型干渉キャンセル後復調器６−８−Ｂの第２の復調信号が出力されるまで遅延させられる。なお、最終段の減算型干渉キャンセル後復調器６−８−Ｂが出力する第２の復調信号については、遅延器は設けられていない。
【０１２５】
図８は、復調出力選択回路６−１１−ｎ（１≦ｎ≦Ｎ）の構成を示すブロック図である。図８において、（Ｂ＋１）個の誤り検出器６−１１−ｎ−１−１〜６−１１−ｎ−１−（Ｂ＋１）は、（Ｂ＋１）個の復調信号に対応しており、各誤り検出器６−１１−ｎ−ｍ（１≦ｍ≦（Ｂ＋１））は、対応する復調信号の誤り量を検出する。（Ｂ＋１）個の判定遅延補正器６−１１−ｎ−２−１〜６−１１−ｎ−２−（Ｂ＋１）は、（Ｂ＋１）個の復調信号に対応している。各判定遅延補正器６−１１−ｎ−２−ｍ（１≦ｍ≦（Ｂ＋１））は、対応する復調信号に対して各誤り検出器６−１１−ｎ−ｍの処理時間に相当する遅延を与え、復調信号をセレクタ６−１１−ｎ−３に供給する。セレクタ６−１１−ｎ−３は、（Ｂ＋１）個の誤り検出器６−１１−ｎ−１−１〜６−１１−ｎ−１−（Ｂ＋１）からの検出結果を参照して、（Ｂ＋１）個の復調信号の中から、最も誤りの少ない復調信号を選択して、第ｎ番目の系統の最終的な復調信号として出力する。
【０１２６】
以上のとおり、本実施形態では、Ｎ系統の第１の復調信号とＢ個のＮ系統の第２の復調信号との合計（Ｂ＋１）個のＮ系統の復調信号の中から、最も誤りの少ない復調信号を系統毎に選択して最終的な１個のＮ系統の復調信号として出力するので、誤り率特性の向上を図ることができる。特に、複数の復調信号の中から最も誤りの少ない復調信号を選択するので、伝達係数行列の推定精度が低いことに起因する減算型干渉キャンセルおよび重み付け合成の繰り返しによる誤りの増加を回避することができる。
【０１２７】
（第４の実施形態）
本実施形態に係るＯＦＤＭ信号送受信装置は、第２の実施形態に係るＯＦＤＭ信号送受信装置とほとんど同じであるが、誤り検出、選択型再変調、減算型干渉キャンセル、重み付け合成、復調、復号からなるサイクルを複数回繰り返すことを特徴とするものである。以下、図面を用いて本実施形態について説明するが、第１または第２の実施形態と共通する部分については説明を省略する。
【０１２８】
本実施形態に係るＯＦＤＭ信号送受信装置は、第２の実施形態と同一のＯＦＤＭ信号送信装置４とＯＦＤＭ信号受信装置７とを備えている。
図９は、本実施形態に係るＯＦＤＭ信号受信装置７の構成を示すブロック図である。図９において、受信アンテナ７−１−１〜７−１−Ｎから第１の復号手段７−７−１〜７−７−Ｎまでの構成および動作は、図５に示されるＯＦＤＭ信号受信装置５と同様なので説明を省略する。
【０１２９】
ＯＦＤＭ信号受信装置７は、それぞれ第２の実施形態と同様の誤り検出、選択型再変調、減算型干渉キャンセル、重み付け合成、復調、および復号を行う複数段（本実施形態ではＢ段とする）の減算型干渉キャンセル後復号器７−８−１〜７−８−Ｂを備え、これらによって、Ｎ系統の第１の復号信号をもとに繰り返し減算型干渉キャンセル等を行いＮ系統の最終復号信号を出力する。ここで、減算型干渉キャンセル後復号器７−８−１〜７−８−Ｂの個数、すなわち減算型干渉キャンセル等の繰り返し回数Ｂは、回路規模の観点より、所望の品質が得られる最小限の数であることが望ましい。
【０１３０】
第１段目の減算型干渉キャンセル後復号器７−８−１は、乗算型干渉キャンセル後の復号結果であるＮ個の第１の復号器７−７−１〜７−７−Ｎの出力信号、すなわちＮ系統の第１の復号信号を用いて演算する。また、第２段目以降、第ｂ段目（２≦ｂ≦Ｂ）の減算型干渉キャンセル後復号器７−８−ｂは、前段である第（ｂ−１）段目の減算型干渉キャンセル後復号器７−８−（ｂ−１）によって出力される第２の復号信号を用いて演算する。
【０１３１】
ここで、第１段目の減算型干渉キャンセル後復号器７−８−１が演算を行うためには、第１の復号器７−７−１〜７−７−Ｎの処理が終了している必要がある。そこで、第１段目の減算型干渉キャンセル後復号器７−８−１に対しては、受信信号遅延器７−９−１−１〜７−９−１−Ｎによって、乗算型干渉キャンセラ７−４、重み付け器７−５−１〜７−５−Ｎ、第１の復調器７−６−１〜７−６−Ｎ、第１の復号器７−７−１〜７−７−Ｎにおける演算に必要となる時間と同じ遅延量を与えてから、Ｎ個の高速フーリエ変換器７−２−１〜７−２−Ｎの出力信号を供給する。また、第ｂ（２≦ｂ≦Ｂ）段目の減算型干渉キャンセル後復号器７−８−ｂが演算を行うためには、第（ｂ−１）段目の減算型干渉キャンセル後復号器７−８−（ｂ−１）の演算が終了している必要がある。そこで、高速フーリエ変換器７−２−１〜７−２−Ｎの出力信号に対し、Ｂ段のＮ個の受信信号遅延器７−９−１−１〜７−９−１−Ｎ、…、７−９−Ｂ−１〜７−９−Ｂ−Ｎにより遅延を与えてタイミング同期を取ることとしている。第ｂ段目のＮ個の受信信号遅延器７−９−ｂ−１〜７−９−ｂ−Ｎは、Ｎ個の高速フーリエ変換器７−２−１〜７−２−Ｎの出力信号を第ｂ段目の減算型干渉キャンセル後復号器７−８−ｂに同期させるものである。そして、第ｂ段目の減算型干渉キャンセル後復号器７−８−ｂに対しては、第ｂ段目のＮ個の受信信号遅延器７−９−ｂ−１〜７−９−ｂ−Ｎによって、第（ｂ−１）段目の減算型干渉キャンセル後復号器７−８−（ｂ−１）の処理時間に相当する遅延を与えてから、第（ｂ−１）段目の受信信号遅延器７−９−（ｂ−１）−１〜７−９−（ｂ−１）−Ｎの出力信号を供給する。これにより、高速フーリエ変換器７−２−１〜７−２−Ｎの出力信号を第ｂ段目の減算型干渉キャンセル後復号器７−８−ｂに同期させることができる。
【０１３２】
また、本実施形態では、第２の実施形態と同様に、Ｎ系統すべて正しく復号されたサブキャリア以外のサブキャリアについては、Ｎ個の重み付け器７−５−１〜７−５−ＮのＮ系統の出力信号を用いる。したがって、このＮ個の重み付け器７−５−１〜７−５−ＮのＮ系統の出力信号に対しても遅延を与える必要がある。そこで、第１段目の減算型干渉キャンセル後復号器７−８−１に対しては、第１段目の重み付け器出力信号遅延器７−１０−１−１〜７−１０−１−Ｎによって、第１の復調器７−６−１〜７−６−Ｎ、第１の復号器７−７−１〜７−７−Ｎにおける演算に必要となる時間と同じ遅延量を与えてから、Ｎ個の重み付け器７−５−１〜７−５−Ｎの出力信号を供給する。第２段目以降の第ｂ（２≦ｂ≦Ｂ）段目の減算型干渉キャンセル後復号器７−８−ｂについては次のとおりとする。第ｂ段目のＮ個の重み付け器出力信号遅延器７−１０−ｂ−１〜７−１０−ｂ−Ｎは、Ｎ個の重み付け器７−５−１〜７−５−Ｎの出力信号を第ｂ段目の減算型干渉キャンセル後復号器７−８−ｂに同期させるものである。そして、第ｂ（２≦ｂ≦Ｂ）段目の減算型干渉キャンセル後復号器７−８−ｂに対しては、第ｂ段目のＮ個の重み付け器出力信号遅延器７−１０−ｂ−１〜７−１０−ｂ−Ｎによって、第（ｂ−１）段目の減算型干渉キャンセル後復号器７−８−（ｂ−１）の処理時間に相当する遅延を与えてから、第（ｂ−１）段目のＮ個の重み付け器出力信号遅延器７−１０−（ｂ−１）−１〜７−１０−（ｂ−１）−Ｎの出力信号を供給する。これにより、重み付け器７−５−１〜７−５−Ｎの出力信号をそれぞれの減算型干渉キャンセル後復号器７−８−ｂに同期させることができる。
【０１３３】
以上に述べた遅延線構造を用いることにより、第３の実施形態と同様に、Ｎ系統の受信信号を連続して処理する場合において各減算型干渉キャンセル後復号器７−８−１〜７−８−Ｂ毎にパイプライン処理を行うことが可能となり、回路規模を削減することができる。
【０１３４】
以下、減算型干渉キャンセル後復号器７−８−ｂ（１≦ｂ≦Ｂ）について、より詳しく説明する。
図１０は、第ｂ段目の減算型干渉キャンセル後復号器７−８−ｂの構成を示すブロック図である。図１０において、Ｎ個の誤り検出器７−８−ｂ−１−１〜７−８−ｂ−１−Ｎは、Ｎ個の第１の復号器７−７−１〜７−７−Ｎが出力するＮ系統の第１の復号信号（ｂ＝１のとき）または前段の減算型干渉キャンセル後復号器７−８−（ｂ−１）が出力するＮ系統の第２の復号信号に対し、誤り検出符号を用いて誤りおよび誤りの位置を検出する。Ｎ個の選択型再変調器７−８−ｂ−２−１〜７−８−ｂ−２−Ｎは、第２の実施形態と同様に、誤り検出器７−８−ｂ−１−１〜７−８−ｂ−１−Ｎにより検出された誤りの位置を参照してＮ系統すべて正しく復号されたサブキャリアを選択し、当該サブキャリアに対応する復号信号について送信時と同一のサブキャリア変調を行う。減算型干渉キャンセラ７−８−ｂ−３は、選択型再変調器７−８−ｂ−２−１〜７−８−ｂ−２−ＮのＮ系統の出力信号と伝達係数行列とを用いて、選択されたサブキャリアについてサブキャリア毎に、受信信号遅延器７−９−ｂ−１〜７−９−ｂ−Ｎから供給される高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号に含まれる相互干渉成分をキャンセルし、高速フーリエ変換後の各受信信号をＯＦＤＭ信号の各系統に対応する信号成分に分離する。
【０１３５】
重み付け合成器７−８−ｂ−４は、選択されたサブキャリア毎に、減算型干渉キャンセラ７−８−ｂ−３により分離された信号成分に対して伝達係数に基づく重み付けを行い、ＯＦＤＭ信号の各系統に対応する信号成分同士を合成する。重み付け合成器７−８−ｂ−４のＮ系統の出力信号は、Ｎ個の乗算型干渉キャンセル信号遅延器７−１０−ｂ−１〜７−１０−ｂ−Ｎから供給されるＮ個の重み付け器８−５−１〜８−５−ＮのＮ系統の出力信号とともに、Ｎ個の干渉キャンセル信号多重化器７−８−ｂ−５−１〜７−８−ｂ−５−Ｎに供給される。干渉キャンセル信号多重化器７−８−ｂ−５−１〜７−８−ｂ−５−Ｎにおいて、重み付け合成器７−８−ｂ−４の出力が存在するサブキャリアについての当該重み付け合成器７−８−ｂ−４のＮ系統の出力信号と、重み付け合成器７−８−ｂ−４の出力が存在しないサブキャリアについての重み付け器出力信号遅延器７−１０−ｂ−１〜７−１０−ｂ−ＮのＮ系統の出力信号とが多重化される。干渉キャンセル信号多重化器７−８−ｂ−５−１〜７−８−ｂ−５−ＮのＮ系統の出力信号は、各信号に対応するＮ個の第２の復調器７−８−ｂ−６−１〜７−８−ｂ−６−Ｎにより復調され、ついで、第２の復号器７−８−ｂ−７−１〜７−８−ｂ−７−Ｎにより誤り訂正復号され、Ｎ系統の第２の復号信号として出力される。ここで、最終段の第２の復号器７−８−Ｂ−７−１〜７−８−Ｂ−７−Ｎは、Ｎ系統の第２の復号信号をＮ系統の最終復号信号として出力する。
【０１３６】
以上のとおり、本実施形態によれば、誤り検出、選択型再変調、減算型干渉キャンセル、重み付け合成、復調、および復号の操作を繰り返すことにより、より正確な減算型干渉キャンセルを行うことが可能となり、誤り率特性の向上を図ることができる。
【０１３７】
なお、本発明は、上記の各実施の形態に限定されないことは言うまでもない。
【０１３８】
【発明の効果】
第１、５、９の発明によれば、乗算型干渉キャンセル後のＮ系統の復調信号と、減算型干渉キャンセル後のＮ系統の復調信号とのうち、誤りの少ない復調信号を系統毎に選択するので、乗算型干渉キャンセル後の復調信号のみ、または、減算型干渉キャンセル後の復調信号のみを用いる場合に対して、誤り率特性の向上を図ることができる。
【０１３９】
第２、６、１０の発明によれば、乗算型干渉キャンセル後の復号信号がＮ系統すべて正しいサブキャリアについては、さらに減算型干渉キャンセルおよび重み付け合成を行うので、より精度の高い復号信号を得ることができる。一方、誤りを含むサブキャリアについては、乗算型干渉キャンセル後の信号を復号するので、誤った送信信号のレプリカを用いた減算型干渉キャンセルの出力が最終的な復号信号に含まれることを防止できる。この結果、誤り率特性の向上を図ることができる。
【０１４０】
第３、７、１１の発明によれば、乗算型干渉キャンセル後のＮ系統の復調信号および減算型干渉キャンセルを繰り返して得られる複数のＮ系統の復調信号の中から、最も誤りの少ない復調信号を系統毎に選択するので、減算型干渉キャンセルおよび重み付け合成を繰り返すことによる復号信号の精度向上を図りつつ、伝達係数行列の推定精度が低い場合に生じる繰り返しによる誤りの増加を回避することができる。この結果、誤り率特性の向上を図ることができる。
【０１４１】
第４、８、１２の発明によれば、復号信号がＮ系統すべて正しいサブキャリアについては、減算型干渉キャンセルおよび重み付け合成を繰り返し行うので、より精度の高い復号信号を得ることができる。一方、誤りを含むサブキャリアについては、乗算型干渉キャンセル後の信号を復号するので、誤った送信信号のレプリカを用いた減算型干渉キャンセルの出力が最終的な復号信号に含まれることを防止できる。この結果、誤り率特性の向上を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 第１の実施形態に係るＯＦＤＭ信号送受信装置の構成を示すブロック図である。
【図２】 第１の実施形態に係る復調信号選択回路２−１３−１の構成を示すブロック図である。
【図３】 パケット誤り率特性を示す図である。
【図４】 第２の実施形態に係るＯＦＤＭ信号送信装置の構成を示すブロック図である。
【図５】 第２の実施形態に係るＯＦＤＭ信号受信装置の構成を示すブロック図である。
【図６】 第３の実施形態に係るＯＦＤＭ信号受信装置の構成を示すブロック図である。
【図７】 第３の実施形態に係る第ｂ段目の減算型干渉キャンセル後復調器６−８−ｂの構成を示す図である。
【図８】 第３の実施形態に係る復調出力選択回路６−１１−ｎの構成を示す図である。
【図９】 第４の実施形態に係るＯＦＤＭ信号受信装置の構成を示すブロック図である。
【図１０】 第４の実施形態に係る第ｂ段目の減算型干渉キャンセル後復号器７−８−ｂの構成を示すブロック図である。
【図１１】 従来のＯＦＤＭ信号送受信装置の構成を示すブロック図である。
【図１２】 従来のＯＦＤＭ信号送受信装置に係る減算型干渉キャンセラおよび重み付け合成器の構成を示す図である。
【図１３】 パケット誤り率特性を示す図である。
【符号の説明】
１ ＯＦＤＭ信号送信装置
１−１−１〜１−１−Ｎ 誤り検出符号多重化器
１−２−１〜１−２−Ｎ パイロット信号生成器
１−３−１〜１−３−Ｎ パイロット信号多重化器
１−４−１〜１−４−Ｎ サブキャリア変調器
１−５−１〜１−５−Ｎ 逆高速フーリエ変換器
１−６−１〜１−６−Ｎ 送信アンテナ
２ ＯＦＤＭ信号受信装置
２−１−１〜２−１−Ｎ 受信アンテナ
２−２−１〜２−２−Ｎ 高速フーリエ変換器
２−３ 伝達係数行列演算器
２−４ 乗算型干渉キャンセラ
２−５−１〜２−５−Ｎ 重み付け器
２−６−１〜２−６−Ｎ 第１の復調器
２−７−１〜２−７−Ｎ サブキャリア再変調器
２−８−１〜２−８−Ｎ 受信信号遅延器
２−９ 減算型干渉キャンセラ
２−１０ 重み付け合成器
２−１１−１〜２−１１−Ｎ 第２の復調器
２−１２−１〜２−１２−Ｎ 復調信号遅延器
２−１３−１〜２−１３−Ｎ 復調信号選択回路
３−１ 第１の誤り検出回路
３−２ 第２の誤り検出回路
３−３ 第１の判定遅延補正器
３−４ 第２の判定遅延補正器
３−５ 信号選択回路
４ ＯＦＤＭ信号送信装置
４−１−１〜４−１−Ｎ 検出符号多重化器
４−２−１〜４−２−Ｎ パイロット信号生成器
４−３−１〜４−３−Ｎ パイロット信号多重化器
４−４−１〜４−４−Ｎ サブキャリア変調器
４−５−１〜４−５−Ｎ 逆高速フーリエ変換器
４−６−１〜４−６−Ｎ 送信アンテナ
４−７−１〜４−７−Ｎ 誤り訂正符号化器
５ ＯＦＤＭ信号受信装置
５−１−１〜５−１−Ｎ 受信アンテナ
５−２−１〜５−２−Ｎ 高速フーリエ変換器
５−３ 伝達係数行列演算器
５−４ 乗算型干渉キャンセラ
５−５−１〜５−５−Ｎ 重み付け器
５−６−１〜５−６−Ｎ 第１の復調器
５−７−１〜５−７−Ｎ 第１の復号器
５−８−１〜５−８−Ｎ 誤り検出器
５−９−１〜５−９−Ｎ 選択型再変調器
５−１０−１〜５−１０−Ｎ 受信信号遅延器
５−１１ 減算型干渉キャンセラ
５−１２ 重み付け合成器
５−１３−１〜５−１３−Ｎ 重み付け器出力信号遅延器
５−１４−１〜５−１４−Ｎ 干渉キャンセル信号多重化器
５−１５−１〜５−１５−Ｎ 第２の復調器
５−１６−１〜５−１６−Ｎ 第２の復号器
６ ＯＦＤＭ信号受信装置
６−１−１〜６−１−Ｎ 受信アンテナ
６−２−１〜６−２−Ｎ 高速フーリエ変換器
６−３ 伝達係数行列演算器
６−４ 乗算型干渉キャンセラ
６−５−１〜６−５−Ｎ 重み付け器
６−６−１〜６−６−Ｎ 第１の復調器
６−７−１−（１〜Ｎ）〜６−７−Ｂ−（１〜Ｎ） 受信信号遅延器
６−８−１〜６−８−Ｂ 減算型干渉キャンセル後復調器
６−８−ｂ−１−１〜６−８−ｂ−１−Ｎ サブキャリア再変調器
６−８−ｂ−２ 減算型干渉キャンセラ
６−８−ｂ−３ 重み付け合成器
６−８−ｂ−４−１〜６−８−ｂ−４−Ｎ 第２の復調器
６−９−１〜６−９−Ｎ 乗算型復調結果遅延器
６−１０−１−（１〜Ｎ）〜６−１０−（ｂ−１）−（１〜Ｎ） 減算型復調結果遅延器
６−１１−１〜６−１１−Ｎ 復調出力選択回路
６−１１−ｎ−１−１〜６−１１−ｎ−１−（Ｂ＋１） 誤り検出器
６−１１−ｎ−２−１〜６−１１−ｎ−２−（Ｂ＋１） 判定遅延補正器
６−１１−ｎ−３ セレクタ
７ ＯＦＤＭ信号受信装置
７−１−１〜７−１−Ｎ 受信アンテナ
７−２−１〜７−２−Ｎ 高速フーリエ変換器
７−３ 伝達係数行列演算器
７−４ 乗算型干渉キャンセラ
７−５−１〜７−５−Ｎ 重み付け器
７−６−１〜７−６−Ｎ 第１の復調器
７−７−１〜７−７−Ｎ 第１の復号器
７−８−１〜７−８−Ｂ 減算型干渉キャンセル後復号器
７−８−ｂ−１−１〜７−８−ｂ−１−Ｎ 誤り検出器
７−８−ｂ−２−１〜７−８−ｂ−２−Ｎ 選択型再変調器
７−８−ｂ−３ 減算型干渉キャンセラ
７−８−ｂ−４ 重み付け合成器
７−８−ｂ−５−１〜７−８−ｂ−５−Ｎ 干渉キャンセル信号多重化器
７−８−ｂ−６−１〜７−８−ｂ−６−Ｎ 第２の復調器
７−８−ｂ−７−１〜７−８−ｂ−７−Ｎ 第２の復号器
７−９−１−（１〜Ｎ）〜７−９−Ｂ−（１〜Ｎ） 受信信号遅延器
７−１０−１−（１〜Ｎ）〜７−１０−Ｂ−（１〜Ｎ） 重み付け器出力信号遅延器
Claims (12)
- 各々誤り検出符号および既知のパイロット信号を含み、Ｎ本（Ｎは２以上の整数）の送信アンテナから同一周波数で送信されるＮ系統の直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号を受信するＯＦＤＭ信号受信装置であって、
前記Ｎ系統のＯＦＤＭ信号が空間多重された信号を受信するＮ本の受信アンテナと、
当該Ｎ本の受信アンテナで受信されたＮ系統の各受信信号を高速フーリエ変換してサブキャリア毎の受信信号に変換する高速フーリエ変換手段と、
当該高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号に含まれるパイロット信号と前記既知のパイロット信号とを用いて、サブキャリア毎に、各送信アンテナと各受信アンテナとの間の伝達係数を要素とする伝達係数行列およびその逆行列である伝達係数逆行列を算出する伝達係数行列演算手段と、
サブキャリア毎に、前記高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号に対して前記伝達係数逆行列を乗算し、前記高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号に含まれる系統間の相互干渉成分をキャンセルする乗算型干渉キャンセル手段と、
当該乗算型干渉キャンセル手段のＮ系統の出力信号それぞれに対して、サブキャリア毎に、前記伝達係数に応じて重み付けする重み付け手段と、
当該重み付け手段のＮ系統の出力信号それぞれを復調してＮ系統の第１の復調信号を出力する第１の復調手段と、
当該Ｎ系統の第１の復調信号それぞれに対して送信時と同一のサブキャリア変調を行うサブキャリア再変調手段と、
当該サブキャリア再変調手段のＮ系統の出力信号と前記伝達係数行列とを用いて、サブキャリア毎に、系統間の相互干渉成分のレプリカを生成し、当該レプリカを前記高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号から減算することによって当該各受信信号に含まれる系統間の相互干渉成分をキャンセルし、当該各受信信号を前記ＯＦＤＭ信号の各系統に対応する信号成分に分離する減算型干渉キャンセル手段と、
当該減算型干渉キャンセル手段により分離された信号成分に対して、サブキャリア毎に、前記伝達係数に基づく重み付けを行い、前記ＯＦＤＭ信号の各系統に対応する信号成分同士を合成する重み付け合成手段と、
当該重み付け合成手段のＮ系統の出力信号それぞれを復調してＮ系統の第２の復調信号を出力する第２の復調手段と、
前記誤り検出符号を用いて前記Ｎ系統の第１および第２の復調信号それぞれの誤り量を検出する誤り検出手段と、
当該誤り検出手段の検出結果に基づいて、前記Ｎ系統の第１および第２の復調信号のうち誤りの少ない復調信号を系統毎に選択する復調信号選択手段とを有することを特徴とするＯＦＤＭ信号受信装置。 - 各々誤り訂正符号化され、誤り検出符号および既知のパイロット信号を含み、Ｎ本（Ｎは２以上の整数）の送信アンテナから同一周波数で送信されるＮ系統の直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号を受信するＯＦＤＭ信号受信装置であって、
前記Ｎ系統のＯＦＤＭ信号が空間多重された信号を受信するＮ本の受信アンテナと、
当該Ｎ本の受信アンテナで受信されたＮ系統の各受信信号を高速フーリエ変換してサブキャリア毎の受信信号に変換する高速フーリエ変換手段と、
当該高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号に含まれるパイロット信号と前記既知のパイロット信号とを用いて、サブキャリア毎に、各送信アンテナと各受信アンテナとの間の伝達係数を要素とする伝達係数行列およびその逆行列である伝達係数逆行列を算出する伝達係数行列演算手段と、
サブキャリア毎に、前記高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号に対して前記伝達係数逆行列を乗算し、前記高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号に含まれる系統間の相互干渉成分をキャンセルする乗算型干渉キャンセル手段と、
当該乗算型干渉キャンセル手段のＮ系統の出力信号それぞれに対して、サブキャリア毎に、前記伝達係数に応じて重み付けする重み付け手段と、
当該重み付け手段のＮ系統の出力信号それぞれを復調する第１の復調手段と、当該第１の復調手段のＮ系統の出力信号それぞれに対し、誤り訂正復号を行いＮ系統の復号信号を出力する第１の復号手段と、
当該Ｎ系統の復号信号それぞれについて前記誤り検出符号を用いて誤りの位置を検出する誤り検出手段と、
当該誤り検出手段の検出結果を参照してＮ系統すべて正しく復号されたサブキャリアを選択し、当該サブキャリアに対応する復号信号について送信時と同一のサブキャリア変調を行う選択型再変調手段と、
当該選択型再変調手段のＮ系統の出力信号と前記伝達係数行列とを用いて、選択されたサブキャリア毎に、系統間の相互干渉成分のレプリカを生成し、当該レプリカを前記高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号から減算することによって当該各受信信号に含まれる系統間の相互干渉成分をキャンセルし、当該各受信信号を前記ＯＦＤＭ信号の各系統に対応する信号成分に分離する減算型干渉キャンセル手段と、
当該減算型干渉キャンセル手段により分離された信号成分に対して、選択されたサブキャリア毎に、前記伝達係数に基づく重み付けを行い、前記ＯＦＤＭ信号の各系統に対応する信号成分同士を合成する重み付け合成手段と、
当該重み付け合成手段のＮ系統の出力信号と前記選択型再変調手段に選択されなかったサブキャリアについての前記重み付け手段のＮ系統の出力信号とを合成して復調する第２の復調手段と、
当該第２の復調手段のＮ系統の出力信号それぞれに対し、誤り訂正復号を行う第２の復号手段と、
を有することを特徴とするＯＦＤＭ信号受信装置。 - 各々誤り検出符号および既知のパイロット信号を含み、Ｎ本（Ｎは２以上の整数）の送信アンテナから同一周波数で送信されるＮ系統の直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号を受信するＯＦＤＭ信号受信装置であって、
前記Ｎ系統のＯＦＤＭ信号が空間多重された信号を受信するＮ本の受信アンテナと、
当該Ｎ本の受信アンテナで受信されたＮ系統の各受信信号を高速フーリエ変換してサブキャリア毎の受信信号に変換する高速フーリエ変換手段と、
当該高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号に含まれるパイロット信号と前記既知のパイロット信号とを用いて、サブキャリア毎に、各送信アンテナと各受信アンテナとの間の伝達係数を要素とする伝達係数行列およびその逆行列である伝達係数逆行列を算出する伝達係数行列演算手段と、
サブキャリア毎に、前記高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号に対して前記伝達係数逆行列を乗算し、前記高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号に含まれる系統間の相互干渉成分をキャンセルする乗算型干渉キャンセル手段と、
当該乗算型干渉キャンセル手段のＮ系統の出力信号それぞれに対して、サブキャリア毎に、前記伝達係数に応じて重み付けする重み付け手段と、
当該重み付け手段のＮ系統の出力信号それぞれを復調してＮ系統の第１の復調信号を出力する第１の復調手段と、
当該Ｎ系統の第１の復調信号をもとに繰り返し減算型干渉キャンセルを行い複数のＮ系統の第２の復調信号を出力する減算型干渉キャンセル反復手段と、
前記誤り検出符号を用いて前記Ｎ系統の第１の復調信号および複数のＮ系統の第２の復調信号それぞれの誤り量を検出する誤り検出手段と、
当該誤り検出手段の検出結果に基づいて、前記Ｎ系統の第１の復調信号および複数のＮ系統の第２の復調信号の中から、最も誤りの少ない復調信号を系統毎に選択する復調信号選択手段とを有し、
前記減算型干渉キャンセル反復手段は、
前記Ｎ系統の復調信号それぞれに対して送信時と同一のサブキャリア変調を行うサブキャリア再変調手段と、
当該サブキャリア再変調手段のＮ系統の出力信号と前記伝達係数行列とを用いて、サブキャリア毎に、系統間の相互干渉成分のレプリカを生成し、当該レプリカを前記高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号から減算することによって当該各受信信号に含まれる系統間の相互干渉成分をキャンセルし、当該各受信信号を前記ＯＦＤＭ信号の各系統に対応する信号成分に分離する減算型干渉キャンセル手段と、
当該減算型干渉キャンセル手段により分離された信号成分に対して、サブキャリア毎に、前記伝達係数に基づく重み付けを行い、前記ＯＦＤＭ信号の各系統に対応する信号成分同士を合成する重み付け合成手段と、
当該重み付け合成手段のＮ系統の出力信号それぞれを復調してＮ系統の第２の復調信号を出力する第２の復調手段と、
を複数段備え、
第１段目の前記サブキャリア再変調手段は前記Ｎ系統の第１の復調信号を変調し、第２段目以降の前記サブキャリア再変調手段はそれぞれ前段の前記Ｎ系統の第２の復調信号を変調することを特徴とするＯＦＤＭ信号受信装置。 - 各々誤り訂正符号化され、誤り検出符号および既知のパイロット信号を含み、Ｎ本（Ｎは２以上の整数）の送信アンテナから同一周波数で送信されるＮ系統の直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号を受信するＯＦＤＭ信号受信装置であって、
前記Ｎ系統のＯＦＤＭ信号が空間多重された信号を受信するＮ本の受信アンテナと、
当該Ｎ本の受信アンテナで受信されたＮ系統の各受信信号を高速フーリエ変換してサブキャリア毎の受信信号に変換する高速フーリエ変換手段と、
当該高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号に含まれるパイロット信号と前記既知のパイロット信号とを用いて、サブキャリア毎に、各送信アンテナと各受信アンテナとの間の伝達係数を要素とする伝達係数行列およびその逆行列である伝達係数逆行列を算出する伝達係数行列演算手段と、
サブキャリア毎に、前記高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号に対して前記伝達係数逆行列を乗算し、前記高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号に含まれる系統間の相互干渉成分をキャンセルする乗算型干渉キャンセル手段と、
当該乗算型干渉キャンセル手段のＮ系統の出力信号それぞれに対して、サブキャリア毎に、前記伝達係数に応じて重み付けする重み付け手段と、
当該重み付け手段のＮ系統の出力信号それぞれを復調する第１の復調手段と、当該第１の復調手段のＮ系統の出力信号それぞれに対し、誤り訂正復号を行いＮ系統の第１の復号信号を出力する第１の復号手段と、
当該Ｎ系統の第１の復号信号を用いて繰り返し減算型干渉キャンセルを行いＮ系統の最終復号信号を出力する減算型干渉キャンセル反復手段とを有し、
当該減算型干渉キャンセル反復手段は、
Ｎ系統の復号信号それぞれについて前記誤り検出符号を用いて誤りの位置を検出する誤り検出手段と、
当該誤り検出手段の検出結果を参照してＮ系統すべて正しく復号されたサブキャリアを選択し、当該サブキャリアに対応する復号信号について送信時と同一のサブキャリア変調を行う選択型再変調手段と、
当該選択型再変調手段のＮ系統の出力信号と前記伝達係数行列とを用いて、選択されたサブキャリア毎に、系統間の相互干渉成分のレプリカを生成し、当該レプリカを前記高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号から減算することによって当該各受信信号に含まれる系統間の相互干渉成分をキャンセルし、当該各受信信号を前記ＯＦＤＭ信号の各系統に対応する信号成分に分離する減算型干渉キャンセル手段と、
当該減算型干渉キャンセル手段により分離された信号成分に対して、選択されたサブキャリア毎に、前記伝達係数に基づく重み付けを行い、前記ＯＦＤＭ信号の各系統に対応する信号成分同士を合成する重み付け合成手段と、
当該重み付け合成手段のＮ系統の出力信号と前記選択型再変調手段に選択されなかったサブキャリアについての前記重み付け手段のＮ系統の出力信号とを合成して復調する第２の復調手段と、
当該第２の復調手段のＮ系統の出力信号それぞれに対し、誤り訂正復号を行いＮ系統の第２の復号信号を出力する第２の復号手段と、
を複数段備え、
第１段目の前記誤り検出手段は前記Ｎ系統の第１の復号信号の誤り検出を行い、第２段目以降の前記誤り検出手段はそれぞれ前段の前記Ｎ系統の第２の復号信号の誤り検出を行い、最終段の前記第２の復号手段は前記第２の復号信号を前記最終復号信号として出力することを特徴とするＯＦＤＭ信号受信装置。 - 直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号送信装置とＯＦＤＭ信号受信装置とを備えるＯＦＤＭ信号送受信装置であって、
前記ＯＦＤＭ信号送信装置は、
入力されたＮ系統（Ｎは２以上の整数）の送信情報信号のそれぞれに対して誤り検出符号を付加する誤り検出符号付加手段と、
前記Ｎ系統の送信情報信号のそれぞれに対してパイロット信号を付加するパイロット信号付加手段と、
前記誤り検出符号およびパイロット信号が付加されたＮ系統の送信情報信号それぞれに対してサブキャリア変調を行うサブキャリア変調手段と、
当該サブキャリア変調手段のＮ系統の出力信号それぞれに対して逆高速フーリエ変換を行う逆高速フーリエ変換手段と、
当該逆高速フーリエ変換手段が出力するＮ系統のＯＦＤＭ信号を同一周波数で送信するＮ本の送信アンテナとを有し、
前記ＯＦＤＭ信号受信装置は、
前記Ｎ系統のＯＦＤＭ信号が空間多重された信号を受信するＮ本の受信アンテナと、
当該Ｎ本の受信アンテナで受信されたＮ系統の各受信信号を高速フーリエ変換してサブキャリア毎の受信信号に変換する高速フーリエ変換手段と、
当該高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号に含まれるパイロット信号と前記既知のパイロット信号とを用いて、サブキャリア毎に、各送信アンテナと各受信アンテナとの間の伝達係数を要素とする伝達係数行列およびその逆行列である伝達係数逆行列を算出する伝達係数行列演算手段と、
サブキャリア毎に、前記高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号に対して前記伝達係数逆行列を乗算し、前記高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号に含まれる系統間の相互干渉成分をキャンセルする乗算型干渉キャンセル手段と、
当該乗算型干渉キャンセル手段のＮ系統の出力信号それぞれに対して、サブキャリア毎に、前記伝達係数に応じて重み付けする重み付け手段と、
当該重み付け手段のＮ系統の出力信号それぞれを復調してＮ系統の第１の復調信号を出力する第１の復調手段と、
当該Ｎ系統の第１の復調信号それぞれに対して前記サブキャリア変調手段と同一のサブキャリア変調を行うサブキャリア再変調手段と、
当該サブキャリア再変調手段のＮ系統の出力信号と前記伝達係数行列とを用いて、サブキャリア毎に、系統間の相互干渉成分のレプリカを生成し、当該レプリカを前記高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号から減算することによって当該各受信信号に含まれる系統間の相互干渉成分をキャンセルし、当該各受信信号を前記ＯＦＤＭ信号の各系統に対応する信号成分に分離する減算型干渉キャンセル手段と、
当該減算型干渉キャンセル手段により分離された信号成分に対して、サブキャリア毎に、前記伝達係数に基づく重み付けを行い、前記ＯＦＤＭ信号の各系統に対応する信号成分同士を合成する重み付け合成手段と、
当該重み付け合成手段のＮ系統の出力信号それぞれを復調してＮ系統の第２の復調信号を出力する第２の復調手段と、
前記誤り検出符号を用いて前記Ｎ系統の第１および第２の復調信号それぞれの誤り量を検出する誤り検出手段と、
当該誤り検出手段の検出結果に基づいて、前記Ｎ系統の第１および第２の復調信号のうち誤りの少ない復調信号を系統毎に選択する復調信号選択手段とを有することを特徴とするＯＦＤＭ信号送受信装置。 - 直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号送信装置とＯＦＤＭ信号受信装置とを備えるＯＦＤＭ信号送受信装置であって、
前記ＯＦＤＭ信号送信装置は、
入力されたＮ系統（Ｎは２以上の整数）の送信情報信号のそれぞれに対して誤り検出符号を付加する誤り検出符号付加手段と、
前記Ｎ系統の送信情報信号のそれぞれに対して誤り訂正符号化を行う誤り訂正符号手段と、
前記Ｎ系統の送信情報信号のそれぞれに対してパイロット信号を付加するパイロット信号付加手段と、
前記誤り検出符号およびパイロット信号が付加されたＮ系統の送信情報信号それぞれに対してサブキャリア変調を行うサブキャリア変調手段と、
当該サブキャリア変調手段のＮ系統の出力信号それぞれに対して逆高速フーリエ変換を行う逆高速フーリエ変換手段と、
当該逆高速フーリエ変換手段が出力するＮ系統のＯＦＤＭ信号を同一周波数で送信するＮ本の送信アンテナとを有し、
前記ＯＦＤＭ信号受信装置は、
前記Ｎ系統のＯＦＤＭ信号が空間多重された信号を受信するＮ本の受信アンテナと、
当該Ｎ本の受信アンテナで受信されたＮ系統の各受信信号を高速フーリエ変換してサブキャリア毎の受信信号に変換する高速フーリエ変換手段と、
当該高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号に含まれるパイロット信号と前記既知のパイロット信号とを用いて、サブキャリア毎に、各送信アンテナと各受信アンテナとの間の伝達係数を要素とする伝達係数行列およびその逆行列である伝達係数逆行列を算出する伝達係数行列演算手段と、
サブキャリア毎に、前記高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号に対して前記伝達係数逆行列を乗算し、前記高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号に含まれる系統間の相互干渉成分をキャンセルする乗算型干渉キャンセル手段と、
当該乗算型干渉キャンセル手段のＮ系統の出力信号それぞれに対して、サブキャリア毎に、前記伝達係数に応じて重み付けする重み付け手段と、
当該重み付け手段のＮ系統の出力信号それぞれを復調する第１の復調手段と、当該第１の復調手段のＮ系統の出力信号それぞれに対し、誤り訂正復号を行いＮ系統の復号信号を出力する第１の復号手段と、
当該Ｎ系統の復号信号それぞれについて前記誤り検出符号を用いて誤りの位置を検出する誤り検出手段と、
当該誤り検出手段の検出結果を参照してＮ系統すべて正しく復号されたサブキャリアを選択し、当該サブキャリアに対応する復号信号について前記サブキャリア変調手段と同一のサブキャリア変調を行う選択型再変調手段と、
当該選択型再変調手段のＮ系統の出力信号と前記伝達係数行列とを用いて、選択されたサブキャリア毎に、系統間の相互干渉成分のレプリカを生成し、当該レプリカを前記高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号から減算することによって当該各受信信号に含まれる系統間の相互干渉成分をキャンセルし、当該各受信信号を前記ＯＦＤＭ信号の各系統に対応する信号成分に分離する減算型干渉キャンセル手段と、
当該減算型干渉キャンセル手段により分離された信号成分に対して、選択されたサブキャリア毎に、前記伝達係数に基づく重み付けを行い、前記ＯＦＤＭ信号の各系統に対応する信号成分同士を合成する重み付け合成手段と、
当該重み付け合成手段のＮ系統の出力信号と前記選択型再変調手段に選択されなかったサブキャリアについての前記重み付け手段のＮ系統の出力信号とを合成して復調する第２の復調手段と、
当該第２の復調手段のＮ系統の出力信号それぞれに対し、誤り訂正復号を行う第２の復号手段とを有することを特徴とするＯＦＤＭ信号送受信装置。 - 直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号送信装置とＯＦＤＭ信号受信装置とを備えるＯＦＤＭ信号送受信装置であって、
前記ＯＦＤＭ信号送信装置は、
入力されたＮ系統（Ｎは２以上の整数）の送信情報信号のそれぞれに対して誤り検出符号を付加する誤り検出符号付加手段と、
前記Ｎ系統の送信情報信号のそれぞれに対してパイロット信号を付加するパイロット信号付加手段と、
前記誤り検出符号およびパイロット信号が付加されたＮ系統の送信情報信号それぞれに対してサブキャリア変調を行うサブキャリア変調手段と、
当該サブキャリア変調手段のＮ系統の出力信号それぞれに対して逆高速フーリエ変換を行う逆高速フーリエ変換手段と、
当該逆高速フーリエ変換手段が出力するＮ系統のＯＦＤＭ信号を同一周波数で送信するＮ本の送信アンテナとを有し、
前記ＯＦＤＭ信号受信装置は、
前記Ｎ系統のＯＦＤＭ信号が空間多重された信号を受信するＮ本の受信アンテナと、
当該Ｎ本の受信アンテナで受信されたＮ系統の各受信信号を高速フーリエ変換してサブキャリア毎の受信信号に変換する高速フーリエ変換手段と、
当該高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号に含まれるパイロット信号と前記既知のパイロット信号とを用いて、サブキャリア毎に、各送信アンテナと各受信アンテナとの間の伝達係数を要素とする伝達係数行列およびその逆行列である伝達係数逆行列を算出する伝達係数行列演算手段と、
サブキャリア毎に、前記高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号に対して前記伝達係数逆行列を乗算し、前記高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号に含まれる系統間の相互干渉成分をキャンセルする乗算型干渉キャンセル手段と、
当該乗算型干渉キャンセル手段のＮ系統の出力信号それぞれに対して、サブキャリア毎に、前記伝達係数に応じて重み付けする重み付け手段と、
当該重み付け手段のＮ系統の出力信号それぞれを復調してＮ系統の第１の復調信号を出力する第１の復調手段と、
当該Ｎ系統の第１の復調信号をもとに繰り返し減算型干渉キャンセルを行い複数のＮ系統の第２の復調信号を出力する減算型干渉キャンセル反復手段と、
前記誤り検出符号を用いて前記Ｎ系統の第１の復調信号および複数のＮ系統の第２の復調信号それぞれの誤り量を検出する誤り検出手段と、
当該誤り検出手段の検出結果に基づいて、前記Ｎ系統の第１の復調信号および複数のＮ系統の第２の復調信号の中から、最も誤りの少ない復調信号を系統毎に選択する復調信号選択手段とを有し、
前記減算型干渉キャンセル反復手段は、
前記Ｎ系統の復調信号それぞれに対して前記サブキャリア変調手段と同一のサブキャリア変調を行うサブキャリア再変調手段と、
当該サブキャリア再変調手段のＮ系統の出力信号と前記伝達係数行列とを用いて、サブキャリア毎に、系統間の相互干渉成分のレプリカを生成し、当該レプリカを前記高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号から減算することによって当該各受信信号に含まれる系統間の相互干渉成分をキャンセルし、当該各受信信号を前記ＯＦＤＭ信号の各系統に対応する信号成分に分離する減算型干渉キャンセル手段と、
当該減算型干渉キャンセル手段により分離された信号成分に対して、サブキャリア毎に、前記伝達係数に基づく重み付けを行い、前記ＯＦＤＭ信号の各系統に対応する信号成分同士を合成する重み付け合成手段と、
当該重み付け合成手段のＮ系統の出力信号それぞれを復調してＮ系統の第２の復調信号を出力する第２の復調手段と、
を複数段備え、
第１段目の前記サブキャリア再変調手段は前記Ｎ系統の第１の復調信号を変調し、第２段目以降の前記サブキャリア再変調手段はそれぞれ前段の前記Ｎ系統の第２の復調信号を変調することを特徴とするＯＦＤＭ信号送受信装置。 - 直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号送信装置とＯＦＤＭ信号受信装置とを備えるＯＦＤＭ信号送受信装置であって、
前記ＯＦＤＭ信号送信装置は、
入力されたＮ系統（Ｎは２以上の整数）の送信情報信号のそれぞれに対して誤り検出符号を付加する誤り検出符号付加手段と、
前記Ｎ系統の送信情報信号のそれぞれに対して誤り訂正符号化を行う誤り訂正符号手段と、
前記Ｎ系統の送信情報信号のそれぞれに対してパイロット信号を付加するパイロット信号付加手段と、
前記誤り検出符号およびパイロット信号が付加されたＮ系統の送信情報信号それぞれに対してサブキャリア変調を行うサブキャリア変調手段と、
当該サブキャリア変調手段のＮ系統の出力信号それぞれに対して逆高速フーリエ変換を行う逆高速フーリエ変換手段と、
当該逆高速フーリエ変換手段が出力するＮ系統のＯＦＤＭ信号を同一周波数で送信するＮ本の送信アンテナとを有し、
前記ＯＦＤＭ信号受信装置は、
前記Ｎ系統のＯＦＤＭ信号が空間多重された信号を受信するＮ本の受信アンテナと、
当該Ｎ本の受信アンテナで受信されたＮ系統の各受信信号を高速フーリエ変換してサブキャリア毎の受信信号に変換する高速フーリエ変換手段と、
当該高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号に含まれるパイロット信号と前記既知のパイロット信号とを用いて、サブキャリア毎に、各送信アンテナと各受信アンテナとの間の伝達係数を要素とする伝達係数行列およびその逆行列である伝達係数逆行列を算出する伝達係数行列演算手段と、
サブキャリア毎に、前記高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号に対して前記伝達係数逆行列を乗算し、前記高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号に含まれる系統間の相互干渉成分をキャンセルする乗算型干渉キャンセル手段と、
当該乗算型干渉キャンセル手段のＮ系統の出力信号それぞれに対して、サブキャリア毎に、前記伝達係数に応じて重み付けする重み付け手段と、
当該重み付け手段のＮ系統の出力信号それぞれを復調する第１の復調手段と、当該第１の復調手段のＮ系統の出力信号それぞれに対し、誤り訂正復号を行いＮ系統の第１の復号信号を出力する第１の復号手段と、
当該Ｎ系統の第１の復号信号を用いて繰り返し減算型干渉キャンセルを行いＮ系統の最終復号信号を出力する減算型干渉キャンセル反復手段とを有し、
当該減算型干渉キャンセル反復手段は、
Ｎ系統の復号信号それぞれについて前記誤り検出符号を用いて誤りの位置を検出する誤り検出手段と、
当該誤り検出手段の検出結果を参照してＮ系統すべて正しく復号されたサブキャリアを選択し、当該サブキャリアに対応する復号信号について前記サブキャリア変調手段と同一のサブキャリア変調を行う選択型再変調手段と、
当該選択型再変調手段のＮ系統の出力信号と前記伝達係数行列とを用いて、選択されたサブキャリア毎に、系統間の相互干渉成分のレプリカを生成し、当該レプリカを前記高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号から減算することによって当該各受信信号に含まれる系統間の相互干渉成分をキャンセルし、当該各受信信号を前記ＯＦＤＭ信号の各系統に対応する信号成分に分離する減算型干渉キャンセル手段と、
当該減算型干渉キャンセル手段により分離された信号成分に対して、選択されたサブキャリア毎に、前記伝達係数に基づく重み付けを行い、前記ＯＦＤＭ信号の各系統に対応する信号成分同士を合成する重み付け合成手段と、
当該重み付け合成手段のＮ系統の出力信号と前記選択型再変調手段に選択されなかったサブキャリアについての前記重み付け手段のＮ系統の出力信号とを合成して復調する第２の復調手段と、
当該第２の復調手段のＮ系統の出力信号それぞれに対し、誤り訂正復号を行いＮ系統の第２の復号信号を出力する第２の復号手段と、
を複数段備え、
第１段目の前記誤り検出手段は前記Ｎ系統の第１の復号信号の誤り検出を行い、第２段目以降の前記誤り検出手段はそれぞれ前段の前記Ｎ系統の第２の復号信号の誤り検出を行い、最終段の前記第２の復号手段は前記第２の復号信号を前記最終復号信号として出力することを特徴とするＯＦＤＭ信号送受信装置。 - 各々誤り検出符号および既知のパイロット信号を含み、Ｎ本（Ｎは２以上の整数）の送信アンテナから同一周波数で送信されるＮ系統の直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号を受信するＯＦＤＭ信号受信方法であって、
前記Ｎ系統のＯＦＤＭ信号が空間多重された信号をＮ本の受信アンテナで受信する受信ステップと、
当該Ｎ本の受信アンテナで受信されたＮ系統の各受信信号を高速フーリエ変換してサブキャリア毎の受信信号に変換する高速フーリエ変換ステップと、
当該高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号に含まれるパイロット信号と前記既知のパイロット信号とを用いて、サブキャリア毎に、各送信アンテナと各受信アンテナとの間の伝達係数を要素とする伝達係数行列およびその逆行列である伝達係数逆行列を算出する伝達係数行列演算ステップと、
サブキャリア毎に、前記高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号に対して前記伝達係数逆行列を乗算し、前記高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号に含まれる系統間の相互干渉成分をキャンセルする乗算型干渉キャンセルステップと、
当該乗算型干渉キャンセルステップで相互干渉成分がキャンセルされたＮ系統の信号それぞれに対して、サブキャリア毎に、前記伝達係数に応じて重み付けする重み付けステップと、
当該重み付けステップで重み付けされたＮ系統の信号それぞれを復調してＮ系統の第１の復調信号を得る第１の復調ステップと、
当該Ｎ系統の第１の復調信号それぞれに対して送信時と同一のサブキャリア変調を行うサブキャリア再変調ステップと、
当該サブキャリア再変調ステップでサブキャリア変調された信号と前記伝達係数行列とを用いて、サブキャリア毎に、系統間の相互干渉成分のレプリカを生成し、当該レプリカを前記高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号から減算することによって当該各受信信号に含まれる系統間の相互干渉成分をキャンセルし、当該各受信信号を前記ＯＦＤＭ信号の各系統に対応する信号成分に分離する減算型干渉キャンセルステップと、
当該減算型干渉キャンセルステップで分離された信号成分に対して、サブキャリア毎に、前記伝達係数に基づく重み付けを行い、前記ＯＦＤＭ信号の各系統に対応する信号成分同士を合成する重み付け合成ステップと、
当該重み付け合成ステップで得られた信号それぞれを復調してＮ系統の第２の復調信号を得る第２の復調ステップと、
前記誤り検出符号を用いて前記Ｎ系統の第１および第２の復調信号それぞれの誤り量を検出する誤り検出ステップと、
当該誤り検出ステップの検出結果に基づいて、前記Ｎ系統の第１および第２の復調信号のうち誤りの少ない信号を系統毎に選択する復調信号選択ステップとを有することを特徴とするＯＦＤＭ信号受信方法。 - 各々誤り訂正符号化され、誤り検出符号および既知のパイロット信号を含み、Ｎ本（Ｎは２以上の整数）の送信アンテナから同一周波数で送信されるＮ系統の直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号を受信するＯＦＤＭ信号受信方法であって、
前記Ｎ系統のＯＦＤＭ信号が空間多重された信号をＮ本の受信アンテナで受信する受信ステップと、
当該Ｎ本の受信アンテナで受信されたＮ系統の各受信信号を高速フーリエ変換してサブキャリア毎の受信信号に変換する高速フーリエ変換ステップと、
当該高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号に含まれるパイロット信号と前記既知のパイロット信号とを用いて、サブキャリア毎に、各送信アンテナと各受信アンテナとの間の伝達係数を要素とする伝達係数行列およびその逆行列である伝達係数逆行列を算出する伝達係数行列演算ステップと、
サブキャリア毎に、前記高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号に対して前記伝達係数逆行列を乗算し、前記高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号に含まれる系統間の相互干渉成分をキャンセルする乗算型干渉キャンセルステップと、
当該乗算型干渉キャンセルステップで相互干渉成分がキャンセルされたＮ系統の信号それぞれに対して、サブキャリア毎に、前記伝達係数に応じて重み付けする重み付けステップと、
当該重み付けステップで重み付けされたＮ系統の信号それぞれを復調する第１の復調ステップと、
当該第１の復調ステップで復調されたＮ系統の信号それぞれに対し、誤り訂正復号を行いＮ系統の復号信号を得る第１の復号ステップと、
当該Ｎ系統の復号信号それぞれについて前記誤り検出符号を用いて誤りの位置を検出する誤り検出ステップと、
当該誤り検出ステップの検出結果を参照してＮ系統すべて正しく復号されたサブキャリアを選択し、当該サブキャリアに対応する前記復号信号について送信時と同一のサブキャリア変調を行う選択型再変調ステップと、
当該選択型再変調ステップでサブキャリア変調されたＮ系統の信号と前記伝達係数行列とを用いて、選択されたサブキャリア毎に、系統間の相互干渉成分のレプリカを生成し、当該レプリカを前記高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号から減算することによって当該各受信信号に含まれる系統間の相互干渉成分をキャンセルし、当該各受信信号を前記ＯＦＤＭ信号の各系統に対応する信号成分に分離する減算型干渉キャンセルステップと、
当該減算型干渉キャンセルステップで分離された信号成分に対して、選択されたサブキャリア毎に、前記伝達係数に基づく重み付けを行い、前記ＯＦＤＭ信号の各系統に対応する信号成分同士を合成する重み付け合成ステップと、
当該重み付け合成ステップで合成されたＮ系統の信号と前記選択型再変調ステップで選択されなかったサブキャリアについての前記重み付けステップで重み付けされたＮ系統の信号とを合成して復調する第２の復調ステップと、
当該第２の復調ステップで復調されたＮ系統の信号それぞれに対し、誤り訂正復号を行う第２の復号ステップと、
を有することを特徴とするＯＦＤＭ信号受信方法。 - 各々誤り検出符号および既知のパイロット信号を含み、Ｎ本（Ｎは２以上の整数）の送信アンテナから同一周波数で送信されるＮ系統の直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号を受信するＯＦＤＭ信号受信方法であって、前記Ｎ系統のＯＦＤＭ信号が空間多重された信号をＮ本の受信アンテナで受信する受信ステップと、
当該Ｎ本の受信アンテナで受信されたＮ系統の各受信信号を高速フーリエ変換してサブキャリア毎の受信信号に変換する高速フーリエ変換ステップと、
当該高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号に含まれるパイロット信号と前記既知のパイロット信号とを用いて、サブキャリア毎に、各送信アンテナと各受信アンテナとの間の伝達係数を要素とする伝達係数行列およびその逆行列である伝達係数逆行列を算出する伝達係数行列演算ステップと、
サブキャリア毎に、前記高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号に対して前記伝達係数逆行列を乗算し、前記高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号に含まれる系統間の相互干渉成分をキャンセルする乗算型干渉キャンセルステップと、
当該乗算型干渉キャンセルステップで相互干渉成分がキャンセルされたＮ系統の信号それぞれに対して、サブキャリア毎に、前記伝達係数に応じて重み付けする重み付けステップと、
当該重み付けステップで重み付けされたＮ系統の信号それぞれを復調してＮ系統の第１の復調信号を得る第１の復調ステップと、
当該Ｎ系統の第１の復調信号をもとに繰り返し減算型干渉キャンセルを行い複数のＮ系統の第２の復調信号を得る減算型干渉キャンセル反復ステップと、
前記誤り検出符号を用いて前記Ｎ系統の第１の復調信号および複数のＮ系統の第２の復調信号それぞれの誤り量を検出する誤り検出ステップと、
当該誤り検出ステップの検出結果に基づいて、前記Ｎ系統の第１の復調信号および複数のＮ系統の第２の復調信号の中から、最も誤りの少ない復調信号を系統毎に選択する復調信号選択ステップとを有し、
前記減算型干渉キャンセル反復ステップは、
前記Ｎ系統の復調信号それぞれに対して送信時と同一のサブキャリア変調を行うサブキャリア再変調ステップと、
当該サブキャリア再変調ステップでサブキャリア変調されたＮ系統の信号と前記伝達係数行列とを用いて、サブキャリア毎に、系統間の相互干渉成分のレプリカを生成し、当該レプリカを前記高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号から減算することによって当該各受信信号に含まれる系統間の相互干渉成分をキャンセルし、当該各受信信号を前記ＯＦＤＭ信号の各系統に対応する信号成分に分離する減算型干渉キャンセルステップと、
当該減算型干渉キャンセルステップで分離された信号成分に対して、サブキャリア毎に、前記伝達係数に基づく重み付けを行い、前記ＯＦＤＭ信号の各系統に対応する信号成分同士を合成する重み付け合成ステップと、
当該重み付け合成ステップで合成されたＮ系統の信号それぞれを復調してＮ系統の第２の復調信号を得る第２の復調ステップと、
を複数回繰り返すステップであって、
第１回目の前記サブキャリア再変調ステップでは前記Ｎ系統の第１の復調信号を変調し、第２回目以降の前記サブキャリア再変調ステップではそれぞれ前回の前記Ｎ系統の第２の復調信号を変調することを特徴とするＯＦＤＭ信号受信方法。 - 各々誤り訂正符号化され、誤り検出符号および既知のパイロット信号を含み、Ｎ本（Ｎは２以上の整数）の送信アンテナから同一周波数で送信されるＮ系統の直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号を受信するＯＦＤＭ信号受信方法であって、
前記Ｎ系統のＯＦＤＭ信号が空間多重された信号をＮ本の受信アンテナで受信する受信ステップと、
当該Ｎ本の受信アンテナで受信されたＮ系統の各受信信号を高速フーリエ変換してサブキャリア毎の受信信号に変換する高速フーリエ変換ステップと、
当該高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号に含まれるパイロット信号と前記既知のパイロット信号とを用いて、サブキャリア毎に、各送信アンテナと各受信アンテナとの間の伝達係数を要素とする伝達係数行列およびその逆行列である伝達係数逆行列を算出する伝達係数行列演算ステップと、
サブキャリア毎に、前記高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号に対して前記伝達係数逆行列を乗算し、前記高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号に含まれる系統間の相互干渉成分をキャンセルする乗算型干渉キャンセルステップと、
当該乗算型干渉キャンセルステップで相互干渉成分がキャンセルされたＮ系統の信号それぞれに対して、サブキャリア毎に、前記伝達係数に応じて重み付けする重み付けステップと、
当該重み付けステップで重み付けされたＮ系統の信号それぞれを復調する第１の復調ステップと、
当該第１の復調ステップで復調されたＮ系統の信号それぞれに対し、誤り訂正復号を行いＮ系統の第１の復号信号を得る第１の復号ステップと、
当該Ｎ系統の第１の復号信号を用いて繰り返し減算型干渉キャンセルを行いＮ系統の最終復号信号を得る減算型干渉キャンセル反復ステップとを有し、
当該減算型干渉キャンセル反復ステップは、
Ｎ系統の復号信号それぞれについて前記誤り検出符号を用いて誤りの位置を検出する誤り検出ステップと、
当該誤り検出ステップの検出結果を参照してＮ系統すべて正しく復号されたサブキャリアを選択し、当該サブキャリアに対応する復号信号について送信時と同一のサブキャリア変調を行う選択型再変調ステップと、
当該選択型再変調ステップでサブキャリア変調されたＮ系統の信号と前記伝達係数行列とを用いて、選択されたサブキャリア毎に、系統間の相互干渉成分のレプリカを生成し、当該レプリカを前記高速フーリエ変換後のＮ系統の受信信号から減算することによって当該各受信信号に含まれる系統間の相互干渉成分をキャンセルし、当該各受信信号を前記ＯＦＤＭ信号の各系統に対応する信号成分に分離する減算型干渉キャンセルステップと、
当該減算型干渉キャンセルステップで分離された信号成分に対して、選択されたサブキャリア毎に、前記伝達係数に基づく重み付けを行い、前記ＯＦＤＭ信号の各系統に対応する信号成分同士を合成する重み付け合成ステップと、
当該重み付け合成ステップで合成されたＮ系統の信号と前記選択型再変調ステップで選択されなかったサブキャリアについての前記重み付けステップで重み付けされたＮ系統の信号とを合成して復調する第２の復調ステップと、
当該第２の復調ステップで復調されたＮ系統の信号それぞれに対し、誤り訂正復号を行いＮ系統の第２の復号信号を得る第２の復号ステップと、
を複数回繰り返すステップであって、
第１回目の前記誤り検出ステップでは前記Ｎ系統の第１の復号信号の誤り検出を行い、第２回目以降の前記誤り検出ステップではそれぞれ前回の前記Ｎ系統の第２の復号信号の誤り検出を行い、最終回の前記第２の復号ステップでは前記第２の復号信号を前記最終復号信号として得ることを特徴とするＯＦＤＭ信号受信方法。
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