CN104662853A - 软度量值压缩方法 - Google Patents

Abstract

一种在接收器中对已经在发射器中进行编码以及交错的信号进行处理的信号处理方法包括：接收信号，处理信号以获得表示预定星座图中符号的位概率的软度量值的流；对所述软度量值应用压缩运算，压缩运算保持每一组软度量值相对于同一星座图符号的总长度；重排经压缩软度量值的流以便于使在发射器中进行的交错逆转。

Description

软度量值压缩方法

技术领域

本发明涉及基于信道编码来表示以及压缩通信系统中的软度量值的方法。确切地说，但非排他地，本发明涉及在接收器中的信号解交错，例如，正交频分多路复用(OFDM,Orthogonal Frequency Division Multiplexing)接收器。

背景技术

所有现代数字通信系统都使用信道编码来保护数据并允许更好的接收。仅列举一些实例，无线网络的几种可用的数字音频广播以及数字视频广播(Digital AudioBroadcast，DAB以及Digital Video Broadcast，DVB)标准(包含其各种实施方案中的WiFi以及蓝牙)，以及现代行动电话通信系统就是这种情况。

在这些通信系统中，习惯上会向数据流应用几种置换算符。一般表示为交错(interleaving)的此类置换通常在发射器侧引入，并且一般来说具有提高通信带宽并降低错误率的效果。根据这些情况，交错可以在位(bit)级或符号(symbol)级或两者处发生。一般来说，在发射器侧引入的交错必须通过在接收器中解交错的相应逆运算操作进行撤消(undone)以允许原始信号的重构(reconstruction)。

交错以及解交错的已知实施方案要求将一序列数据存储在内存中，序列数据的长度等于交错运算符的周期。由于新提出的通信标准主张使用将复杂度以及长度增加的交错运算符，因此交错以及解交错运算对内存资源造成沉重负担。因此，需要使用内存要求比现有技术的方法更少的交错和/或解交错方法。

发明内容

根据本发明，借助于所附权利要求书的目的实现这些目标。

附图说明

借助于通过实例提供并且通过图式图解说明的实施例的描述将更好的理解本发明，在图式中：

图1以示意性方式示出使用信道编码技术的一般通信系统。

图2以示意性方式示出图1的调制器3的更详细描述。

图3以及图4示意性地表示由通信系统使用的两个可能的星座图。

图5以示意性方式示出图1的解调器5的可能实施方案。

图6以及图7示意性地图解说明分集传输系统(diversity transmission system)，其中发射器发射信号，所述信号由两个接收器接收并且合并以改进系统接收质量。

图8示意性地表示本发明的变型。

图9以示意性方式示出图8的压缩单元302的可能表示。

图10示意性地表示图8的解压缩单元304的可能结构。

图11以及图12是在解调过程中(例如在图1的解调器5中)的本发明的可能整合的示意性实例。

图13以及图14以示意性方式示出与图6以及图7中表示的那些系统类似的分集系统中的本发明的整合。

具体实施方式

本发明涉及用以表示(represent)、压缩、解压缩以及解除表示(de-represent)数据的方法以及设备，所述数据必须由允许数据进行解压缩的信道来处理，所述信道例如：(a)置换传入信号的顺序的信道，(b)写入数据并且随后以另外给定顺序读取数据的内存，(c)通信信道。

图1示出数字通信系统的可能的示意性表示，该数字通信系统由数据源1所构成，数据源1用于产生属于给定有限集(finite set)的数据。有限集通常是二进制值集。在下文中由所述数据源产生的数据将由d表示。

功能块2(或编码器)适合于将源1所产生的数据d映射到给定纠错码的字上。在数字通信系统的领域中，可使用多种许多纠错码，例如：低密度奇偶校验码(LowDensity Parity Check Code，LDPC)、卷积码、分组码等。d在纠错码字段的字中的映射称为编码。在下文中块2的输出将由c指示。经编码后的数据c通过调制器3调制。发射器8包括依序排列的三个块1、2以及3。所述发射器的输出(表示为x)经过传输信道4，所述传输信道可以是无线电传播过程、电缆传输或还可以是通用运算符。从信道4的另一侧出现的信号通过接收器9收集，所接收的信号由r表示。所接收的信号通过对所接收信号执行解调的块5来处理。块5的输出随后通过执行解码的块6来处理。块6的输出是所发射数据d的估计值

c流通过调制器块3以适合于传输的另一种格式来转换。在下文中通过块3执行的过程也将称为调制。许多技术可以用于满足此目标。然而，大部分这些技术可以如图2中所描述的来表示，图2示意性地图解说明调制过程的可能实施方案中的一者。

图2以示意性方式示出图1的发射器中的调制器3的可能结构。块3可以建模为四个子块的级联(cascasde)。拳头子块31执行交错处理。块31执行输入信号的置换。块31的输出(表示为a)通过映射块32来处理。块32基于使用中的传输系统将信号a映射到经定义星座图的点上。块32的输出(表示为z)通过交错器33来处理。块33对z执行置换并且产生信号w，信号w通过块34转换成物理信号承载，其构成发射器8的输出x并且被称为所发射信号。块34可以是例如OFDM调制器，并且可能包含合适的射频(RF，radio frequency)接口。

交错器块31获取由c流所承载的值集合并且对其执行置换。交错法则可以写为如下，其中，a为块30的输出：

a_j＝c_i，j＝π(i)，     (1)

其中c_i是由c流承载的第i个值，a_j是由a流承载的第j个值，并且π是专用于所选择调制标准的函数，所述调制标准定义通过块30以及其执行的置换。由于在此阶段，信号c以及a均承载二进制值(位)，所以通过块31执行的过程被称为位交错(bit-interleaving)。

图2中所表示的架构并不是执行调制过程的唯一可用方式，不同的解决方案是可能的。出于此原因，块31、32、33以及34可以是任选的，并且它们的顺序可以不同方式来重排。

映射器块32将由a流所承载的位映射到复数的有限集(还被称为星座图)。块32获取由a所承载的值的子集并且将该子集与一给定星座图的值结合。假设z是块32的输出并且z_k是块32的第k个元素。z_k是特定星座图集合e的元素，且可因标准及传输的差异而不同。用m来指示，块32中使用的法则、a与z之间的关系可以写为如下：

z_k＝m(a_i,a_i+1,ia_i+M-1)其中a_i,a_i+1,a_i+M-1∈B并且z_k∈C。     (2)

a_i，a_{i+1}，a_{i+M-1}是由a流所承载的值的子集并且z_k是这些值被映射的值。在大部分数字通信系统中，z_k是复数。z_k的可能值取决于所考虑的数字通信系统。

图3以及图4示出在DVB-C2标准中使用的两个星座图。图3中描述的星座图熟知为正交相移键控(QPSK，Quadrature Phase Shift Keying)。在QPSK中，在等式(2)中定义的参数M等于2，并且在图3中引入的m函数通过对应表格来定义：

其中j是虚数单位。图4的映射图显示以4位复数映射的样本。例如，(1 0 0 0)以-3+j3映射，(0 1 1 1)以1-j映射，并依此类推。值得注意的是，在最新的传输标准中，这些星座图正被更大的星座图所取代。

z流随后通过交错块33来处理，类似于块31，交错块33对z流所承载的值执行置换。通过块33执行的过程可以数学形式写为如下：

w_j＝z_i,j＝τ(i)，   (3)

其中z_i是输入的第i个元素，w_j是输出的第i个元素，并且τ是专用于所考虑的系统的给定置换。

所发射信号在到达接收器之前通过图1中可见的环境或信道4进行修改。一般来说，信道引入所发射信号的失真以及噪声。一应用于所发射信号的时变滤波器且滤波过程的输出随后被添加到一来自其它来源且代表噪声和干扰的外部信号。

在接收器9中，从信道4出现的所接收信号r被提供给解调器块5。图5示出通过块5的解调过程实施器的可能实施方案。所接收信号r通过三个块来处理：块53、块52以及块51。可选的块51可以转换或优化所接收信号，改变其表示和/或域，和/或应用其它运算符，此处不再描述。在OFDM系统中，所接收信号从时域被转换至频域。块51的输出将由表示。

优选地，接收器还在块52中执行信道估计。信道估计的输出是滤波器频率或时间响应的估计值，所述估计值表征信道并且将由h表示。

优选地，接收器还在块53中执行噪声估计，块53的输出估计噪声功率，所述噪声功率影响接收器信号并且将由σ²表示。

三个信号h以及σ²的含义可以通过以下等式概括：

$\stackrel{\‾}{r}\≅\mathrm{hw}+\mathrm{nE}\left[n^2\right]={\mathrm{\σ}}^2,---\left(4\right)$

其中n是高斯变量，其具有等于σ²(E[n²]＝σ²)的功率。

三个信号h以及σ₂通过块54来处理，块54对输入信号中的每一者引入给定之置换。块54产生三个不同的输出：信号的经置换型式h信号的经置换型式h_τ，以及σ²信号的经置换型式块54的输出在解映射器块55中被用以产生所发射信号a的概率的估计值。块54的输出将由P表示。信号P通过交错器块56来处理，交错器块56对由a承载的值执行置换并且产生信号

在实际的实施方案中，h以及σ₂是由有限位数表示的信号。假设B_h以及为用以分别表示信号h以及σ²的位数。这表示在块51与块54之间的连接承载位，在块52与块54之间的连接承载B_h位，并且在块53与块54之间的连接承载位。三元组(h、σ²)通过块54来处理，如在以下等式中所描述：

${\stackrel{\‾}{r}}_{\mathrm{\τ}}\left(i\right)=\stackrel{\‾}{r}\left(j\right);h_{\mathrm{\τ}}\left(i\right)=h\left(j\right);{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{\τ}}^2\left(i\right)={\mathrm{\σ}}^2\left(j\right);i={\mathrm{\τ}}^{-1}\left(j\right),---\left(5\right)$

其中h_τ以及是通过块54产生的三个信号，τ^-1是由块33在发射器侧处使用的τ置换的倒数。

三元组(h_τ以及)通过解映射器55来处理，其目标是计算在所接收符号中的给定所发射位是‘0’或‘1’。更正式地说，解映射器55为每个i以及每个提供的概率：

$P(a_i=\stackrel{\‾}{a}|\stackrel{\‾}{r_{\mathrm{\τ}}}\left(k\right),h_{\mathrm{\τ}}\left(k\right),{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{\τ}}^2\left(k\right))\∀\stackrel{\‾}{a}\∈B\∀i.---\left(6\right)$

在下文中为简单起见，我们将同样由来表示以上描述的概率。

在所发射二进制值B＝{0，1}的常见情况下，块55必须针对每一所发射值a_i计算两个概率值：P_i(0)以及P_i(1)。概率P_i(0)以及P_i(1)通常指示为‘软度量值’，并且在二进制值情况下，它们可以由称为对数似然比的独特值表示：

${\mathrm{LLR}}_i=\ln \frac{P_i\left(0\right)}{P_i\left(1\right)}---\left(7\right)$

在块6中开始解码之前，接收器9必须重新组织序列块56用以下方式重排顺序：

${\stackrel{\‾}{P}}_j\left(\stackrel{\‾}{a}\right)=P_j\left(\stackrel{\‾}{a}\right)j={\mathrm{\π}}^{-1}\left(i\right),---\left(8\right)$

其中π^-1(i)是由块31在发射器侧处使用的π置换的倒数。

为了执行置换π^-1(i)以及τ^-1(i)，块54以及56需要内存。在所有系统中，置换π以及τ应用于有限序列上：

针对i＝1,...,N_π定义π(i)以及π^-1(i)  (9)

针对i＝1,...,N_τ定义τ(i)以及τ^-1(i)   (10)

块54以及块56所使用的内存取决于N_π以及N_τ。假定有效地实施由块54以及块56执行的解交错器，则由块54以及块56使用的内存分别由N_π以及N_τ字构成。

对于块54，一个字由三元组(h、σ²)表示。因此，块54所使用的内存取决于用以表示三个信号h以及σ²的位数。假设B_r、B_h以及B_σ是用以表示所述三个信号的位数，由此得出块54所使用的内存等于：

M₅₄＝(B_r+B_h+B_σ)×N_π位。    (11)

对于块56，一个字由K维向量或K个样本表示，其中K是B的基数，并且是的所有可能元素。使用B_P位用于表示一般值，由此得出块56所使用的内存等于：

M₅₆＝B_P×K×N_τ位。  (12)

在二进制字母以及使用LLR表示的情况下，由此得出由块56执行的解交错运算是基于一个单个值的字。假定B_LLR位用于表示LLR，由此得出由块56使用的内存等于：

M₅₆＝B_LLR×N_τ位。    (13)

本发明既定使用的另一字段在图6以及图7中以示意性方式图解说明。图6以及图7以示意性方式示出一种被称为分集合并的一类处理。

图6示意性地图解说明分集传输系统，其中发射器104传递给定信号105，所述信号经过信道103，由两个接收器100以及101接收，所述接收器发射可用于合并器102的接收的信息。块100以及块101可经布置以发射和/或接收存在于图5的解调器5中的信号中的一或多者，例如，由解交错器56产生的解交错序列所接收信号r、所处理信号由解交错器54提供的信号或经解映射流P。合并器102接收这些信号并且估计所发射数据d。图7示出替代架构，其中一个接收器200传递可用于单元201的接收的信息，所述接收器结合接收器以及合并器的作用。由块200发射的信息与由块100以及块101到块102发射的信息种类相同。块201使用此信息来估计所发射数据d。

图5的块54以及块56是本发明的应用的两个不同实例。在图6以及图7中，本发明所适用的信道的其它实例分别是信息从块100以及从块101到块102、从块200到块201的传输。

图7示出另一分集传输系统，其中发射器204通过信道203发射给定信号206。通过信道203以不同的方式改变的信息由块200以及201接收。块200向块201传递关于信号205的信息。块201分析由块200所接收的信号202以及信息，并执行所发射信息的估计。

图8以示意性方式示出涵盖四个不同阶段的本发明的可能变型。

在本发明的信号处理方法中，输入信号305被馈送到表示转换块301，所述表示转换块将信号305所承载的值之表示改变成另一种格式。格式改变可以是置换、交错、映射或由合适的运算符表示的一般转换运算，并且在某些情况下可能引起信息丢失。

第一阶段(见块301)是传入信号使用的表示的改变。信号305使用给定位数来表示。在大部分系统中，信号305的每一元素使用恒定位数来表示。用指示信号305的一般第n个元素，并且由指示用以表示所述信号的位数，由此得出：

$B_i^{\left(305\right)}=B_j^{\left(305\right)}=B^{\left(305\right)}\∀i,j.---\left(14\right)$

块301改变用于信号305的表示并且产生信号306。有可能用于信号306的表示的位数不是通过流恒定的。由表示信号306的一般第n个元素，并且由表示用以表示所述信号的位数，可以出现：

$B_n^{\left(306\right)}\≠B_m^{\left(306\right)}.---\left(15\right)$

放宽关于用于进入块301的信号的恒定位数的约束以允许优化信号305的表示使用的总位数。所使用位的优化取决于信号305的性质。“对数似然比(Log Likelihoodratio，LLR)量化”章节描述了在信号305承载LLR值情况下可能的位宽优化。

表示转换后接着由块302实施压缩步骤，其产生信号307。

信号306随后通过块302压缩。压缩的设计考虑到信号306的元素的统计。压缩可以应用在每一值上或由信号306的M个元素构成的字上。假设是由信号306的M个元素构成的一般字，则其可以数学形式表达如下：

$W_i^{\left(306\right)}=[S_{j_1\left(i\right)}^{\left(306\right)},S_{j_2\left(i\right)}^{\left(306\right)},...,S_{j_M\left(i\right)}^{\left(306\right)}],---\left(16\right)$

其中是由M个元素构成的向量，并且j₁(i)，j₂(i)，...j_M(i)是构成字的S⁽³⁰⁶⁾值的指数。产生字的简单解决方案可以是采用信号306的M个连续元素。在此情况下所述字可以写为如下：

$W_i^{\left(306\right)}=[S_{\mathrm{iM}}^{\left(306\right)},S_{\mathrm{iM}+1}^{\left(306\right)},...,S_{\mathrm{iM}+M-1}^{\left(306\right)}].---\left(17\right)$

此外，在第n个值上应用的压缩码一般与在第m个值上应用的压缩码不同。

图9以示意性方式描述了块302的可能实施方案。块302可以执行C个不同压缩。这表示块32能够应用C个不同压缩码。每一压缩码可经预先计算出或动态地调适用于传入信号。每一压缩码经设计用于具有给定统计描述的信号。

选择器块3021是压缩器块302的第一级。其将由信号306承载的值分配至可用的C个不同压缩码，所述压缩码各自由块3022到3024中的一者表示。压缩码的输出 通过解除选择器块3025合并成单个信号。所产生的信号，即信号307，是块302的输出。

在预先计算出的压缩码的情况下，进行由块3021执行的分配，其方式为使得在第n个压缩码的输入处的信号尽可能地拟合其中已经设计了第n个压缩码的统计描述。在自适应压缩码的情况下进行分配，其方式为使得在每一压缩码的输入处的信号将尽可能地不均匀分布。块3021的目标是保证在每一压缩的输入处的信号具有适合于有效压缩码设计的统计描述。

在下文中，第i个压缩码的输入将由vⁱ表示，并且其第n个元素由vⁱ(n)表示。信号vⁱ可以由s⁽³⁰⁶⁾值的一序列元素或由w⁽³⁰⁶)的一序列元素构成。压缩码的输出随后由块3025进行逆序重排，以将信号306的值分配至不同压缩码。

可以使用不同类别的压缩码用于压缩，包含(但不仅是)熵码(eentropy coding)演算法以及基于字典的演算法。如果预先已知符号值的分布，那么算术编码(或霍夫曼编码)非常适合。

一些压缩码(确切地说，熵码)产生可变长度的码字，并且难以保证对应于不寻常的输入合并产生的码字不会超出给定的最大长度。优选地，本发明提出一种用以限制由压缩码产生的字的长度的方法。

假设v是在第i个压缩码的输入处的字的字母。假设e_i是使用的法则，则用以产生输出字的第i个码为：

${\stackrel{\‾}{\mathrm{\υ}}}^{\left(i\right)}\left(n\right)=C_i\left({\mathrm{\υ}}^{\left(i\right)}\left(n\right)\right){\mathrm{\υ}}^{\left(i\right)}\left(n\right)\∈v_i.---\left(18\right)$

其中v⁽ⁱ⁾(n)是在第i个压缩码的输入处的第n个字。

假设是使用以上描述的法则产生的字集：

${\stackrel{\‾}{v}}_i=\left\{{\stackrel{\‾}{\mathrm{\υ}}}^{\left(i\right)}\left(n\right)\right|={\stackrel{\‾}{\mathrm{\υ}}}^{\left(i\right)}{C}_i\left({\mathrm{\υ}}^{\left(i\right)}\left(n\right)\right)\∀{\mathrm{\υ}}^{\left(i\right)}\left(n\right)\∈v_i\}---\left(19\right)$

第i个压缩码经设计以尽可能地压缩输入v⁽ⁱ⁾。然而，可能发生集中的一些字超出最大长度L_i：

假设是v_i的不产生超过最大长度的字的子集：

第i个码分析使用法则由v⁽ⁱ⁾(n)产生的输出；如果输出超出最大长度，那么将输入从v⁽ⁱ⁾(n)更改为其方式为使得由产生的输出具有想要的长度。这表示必须在中。

的产生必须考虑系统性能以及长度约束。使用代替必须产生尽可能小的性能损失。用以将给定v⁽ⁱ⁾(n)映射至的技术取决于本发明所应用的系统。使用代替v⁽ⁱ⁾(n)的影响可以表示为代价函数，所述代价函数必须减到最小。由此得出使用以下法则选择

${\widehat{\mathrm{\υ}}}^{\left(i\right)}\left(n\right)=\arg \underset{x\∈v_i^{\left(L\right)}}{\min }f(x,{\mathrm{\υ}}^{\left(i\right)}\left(n\right)),---\left(22\right)$

其中f是一般代价函数，并且是将给定v⁽ⁱ⁾(n)的代价函数减到最小的的元素。

代价函数的简单实例是距离函数。

可以对由C个压缩码产生的字的总长度施加另一约束。在给定时刻n，由C个压缩码产生的字的长度之和不能超出给定值。此约束可以数学形式写为如下：

在给定时刻n，上文中描述的约束未得到验证是可能发生的。在此情况下，本发明改变已经产生过长序列的值v⁽¹⁾(n)，...，v^(C)(n)，其方式使得新产生的序列将具有正确的长度。序列v⁽¹⁾(n)，...，v^(C)(n)的改变必须考虑系统性能以及长度约束。

受到由等式(23)表达的约束的压缩方法特别适用于(例如)在接收器中对软度量值的流进行解交错。在此情况下，如将进一步看到，可以执行约束23以确保保持每一组经压缩软度量值相对于同一星座图符号的总长度。归功于此特征，即使具有减少的内存占用率，经压缩软度量值也可以像未经压缩的软度量值一样容易地解交错。

块301以及块302两者的目标是减少用以表示由信号305承载的值的位数。由信号305承载的M个值的集合使用以下来表示：

[B⁽³⁰⁵⁾×M]_位。    (24)

由信号307的位数承载相同信息可能难以以封闭形式编写。然而，考虑到最不利的情况，其中由第i个码产生的所有字均具有最大长度，由此得出由信号307用以承载相同信息的位数通过以下等式界定上限：

其中M_i是由第i个压缩码针对与由信号305承载的M个值相关联的过程所产生的字数，并且是用以表示由第i个压缩产生的最长码字的位数。保证本发明产生的位少于信号305中使用的位的良好约束是利用：

$\underset{i=1}{\overset{C}{\mathrm{\Σ}}}{B}^{\left(L_i\right)}{M}_i\≤B^{\left(305\right)}M.---\left(26\right)$

经压缩后的信号307随后经过信道303作为信号308出现，所述信道可能是物理传播信道，但也可能是对信号的一般运算，例如非失真处理，并且进一步通过块304进行处理。块304执行先前由块302应用的压缩步骤的逆转，以便以如信号306相同的格式产生信号309。

信号308通过块304执行解压缩，块304执行先前由块302执行的过程的逆转。图10以示意性方式描述了块308的可能实施方案。类似于图9的压缩器，存在C个解压缩码：块3042、块3043...块3044。块3041应用的分配法则是块3025使用的法则的逆转。解压缩码的输出通过块3045合并成单个信号。块3045应用的分配法则是块3021使用的法则的逆转。

信号308分离成C个不同信号：块308使用的法则准许在第i个解压缩码(块3042、块3043...块3044)的输入处重构先前经第i个压缩码编码的码字。

一般信号由第i个解压缩码处理。第i个解压缩码执行由第i个压缩码执行的映射的逆转。由以及由e⁽ⁱ⁾(n)表示第i个解压缩的输入以及输出，通过块3042、块3043...块3044执行的过程可以数学形式写为如下：

$e^{\left(i\right)}\left(n\right)=C_i^{-1}\left({\stackrel{\‾}{e}}^{\left(i\right)}\left(n\right)\right),---\left(27\right)$

其中e_i ¹是在等式18中描述的函数e_i的倒数。

eⁱ信号通过块3045重新排列，块3045执行先前由块3021执行的过程的逆转。块3045的输出是信号309。

最后一个步骤是以与信号305的表示一致的格式来表示信号309。此任务由块305来执行，块305执行先前由块301执行的过程的逆转。

LLR量化

此章节重点介绍在信号305承载LLR值情况下的块301。在此情况下信号305是一系列LLR值。信号305的第n个值是与所发射/接收位相关联的LLR值。

所有LLR使用相同位数表示。块301改变第n个LLR值的表示。

表示的改变是基于在由LLR值承载的位的星座图中的位置。

信号305可以划分成M个元素的组，其中k＝1，2，...，M，其中M是在每一所接收星座图点处相关联的位数。集合：

$\{S_{j_1}^{\left(305\right)},S_{j_2}^{\left(305\right)}...,S_{j_M}^{\left(305\right)}\}---\left(28\right)$

是在同一所接收/发射的星座图点处相关联的位的LLR集合。

块301通过量化器量化信号305，其中经量化值中的一者(其中是用以描述每一级的位数)与每一输入值相关联。针对此量化过程可以采用各种技术。通过块301执行的过程可以基于均匀或非均匀量化技术。

在可能实施例中，每一经量化值与量化区间[v_k，v-1，v_k，v]相关联，其中v_k，₀＝-∞和以及区间是实数的分区。在均匀量化器的情况下，对于v＝1，...，G_k-1，v_{k，v}＝Δ_kv，其中Δ是表示量化步长的正实数。

随后，与相关联的值是其中所属于的区间的指数。因此，经量化LLR是

$S_{j_k}^{\left(306\right)}=\{{\mathrm{\υ}}^{*}:S_{j_k}^{\left(305\right)}\∈[v_{k,{\mathrm{\υ}}^{*}-1},v_{k,{\mathrm{\υ}}^{*}}\left]\right\}=\left(S_{j_k}^{\left(305\right)}\right),---\left(29\right)$

其中Q是量化函数，表示通过块301执行的过程。

对于量化区间边缘v_k，v的选择可以遵循各种方法。一个可能实施方案提供了根据信号305的统计来选择所述方法，以便最大化在所发射位与信号306之间的广义交互信息，其提供了给定量化选择可实现的最大化。考虑解码器具有经量化LLR作为输入，并假定等概率输入，广义交互信息可以写为

$S_{j_k}^{\left(306\right)}=\{{\mathrm{\υ}}^{*}:S_{j_k}^{\left(305\right)}\∈[v_{k,{\mathrm{\υ}}^{*}-1},v_{k,{\mathrm{\υ}}^{*}}\left]\right\}=Q\left(S_{j_k}^{\left(305\right)}\right),---\left(30\right)$

与

$\begin{array}{c}{\mathrm{GMI}}_n\left(B_n^{\left(306\right)}\right)=1-\underset{\mathrm{\υ}=1}{\overset{G_k-1}{\mathrm{\Σ}}}\frac{1}{2}p(S_{j_k}^{\left(306\right)}=\mathrm{\υ},b_{j,k}=0)\log (1+e^{-\mathrm{\λ}\left(\mathrm{\υ}\right)s})+\\ +\frac{1}{2}p(S_{j_k}^{\left(306\right)}=\mathrm{\υ},b_{j,k}=1)\log (1+e^{\mathrm{\λ}\left(\mathrm{\υ}\right)s})\end{array}---\left(31\right)$

其中是以及b_j，k＝b的联合概率，并且λ(v)是与v相关联的经量化值。对于任何c＞0，当

$\mathrm{\λ}\left(\mathrm{\υ}\right)=c\frac{p(S_{j_k}^{\left(306\right)}=\mathrm{\υ},b_{j,k}=0)}{p(S_{j_k}^{\left(306\right)}=\mathrm{\υ},b_{j,k}=1)},---\left(32\right)$

时，实现最大化GMI，并且在此情况下，广义交互信息与交互信息以及相应的所发射位一致，即

$\begin{array}{c}{\mathrm{GMI}}_n\left(B_n^{\left(306\right)}\right)={\mathrm{MI}}_n\left(B_n^{\left(306\right)}\right)=\\ \underset{b=0}{\overset{1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{\mathrm{\υ}=1}{\overset{G_k-1}{\mathrm{\Σ}}}p(S_{j_k}^{\left(306\right)}=\mathrm{\υ},b_{j,k}=b)\log \frac{2p(S_{j_k}^{\left(306\right)}=\mathrm{\υ},b_{j,k}=b)}{p(S_{j_k}^{\left(306\right)}=\mathrm{\υ})}\end{array},---\left(33\right)$

其中是s_(j_k)^((306))＝v的概率。

在可能实施例中，量化处理可经设计，其方式为使得在等式(28)中描述的用于集合的总位的约束下，所述量化处理最大化与同一所发射/接收器星座图点相关联的LLR的交互信息之和：

$\underset{Q}{\max }\left\{\underset{k=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{MI}}_{j_k}\left(B_{j_k}^{\left(306\right)}\right)\right\}$ 并且 $\underset{k=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{B}_{j_k}^{\left(306\right)}\≤B_{\mathrm{tot}}.---\left(34\right)$

假定均匀量化，以上所描述问题的解决方案需要M个量化步骤Δ₁，...，Δ_M以及M位宽l₁，...l_M的计算。可以使用不同技术来求解等式(34)。量化运算产生每一组软度量值相对于同一星座图符号的恒定位数或每一软度量值相对于同一星座图符号的不同位数。

假定使用16个QAM星座图，每一星座图点承载4位(M-4)。我们假定在等式(34)中描述的数B_tot等于16，(B_tot＝16)。在恒定位宽的情况下由此得出：B_j1＝B_j2＝B_j3＝B_j4＝4。应注意B_j1+B_j2+B_j3+B_j4＝16。否则可能发生最大化交互信息(见等式(34))，位宽不恒定，例如，B_j1＝5，B_j2＝5，B_j3＝3以及B_j4＝3。应注意，在此第二种情况下，同样满足约束B_j1+B_j2+B_j3+B_j4＝16。

压缩

作为压缩的实施例，块302提供了霍夫曼编码在每一元素上的使用。在此情况下，与v相关联的字的大小为

其中p(v_k)是的概率。

如果

长度 $\left[\stackrel{\‾}{\mathrm{\υ}}\right]\≤L_i---\left(36\right)$

那么并且在此情况下我们使用无损压缩并且对系统性能的唯一障碍是量化过程。否则当长度时，我们更换一些经量化LLR值。在此情况下，压缩在LLR的表示中引入另一失真，超出了量化器的失真。

LLR的选择被取代并且它们的更换对系统性能产生影响。应注意，虽然单独地对每一位执行量化以及熵码，但是对所有位的LLR的系集进行压缩。此问题可以视为多维多选择背包问题。令人遗憾的是，此问题是NP难题，由此可能实施例提供了贪心法(greedy approach)的使用以便于进行压缩。

我们考虑以下迭代过程：

1.假设v^((1))(n)是通过块301获得的经量化指数值。

2.初始化i＝1，...，M。

3.如果满足(36)，则终止处理。

4.否则，查找

${\widehat{\mathrm{\υ}}}^{\left(i\right)}\left(n\right)=\arg \underset{i,x\∈v_i^{\left(L\right)}\backslash {\widehat{\mathrm{\υ}}}^{\left(i\right)}\left(n\right)}{\min }f(x,{\widehat{\mathrm{\υ}}}^{\left(i\right)}\left(n\right)),---\left(37\right)$

代价函数f的可能表达是MI损失，即

$\begin{array}{c}f(x,{\widehat{\mathrm{\υ}}}^{\left(i\right)}\left(n\right))=\underset{b=0}{\overset{1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{\mathrm{\υ}=1}{\overset{G_k-1}{\mathrm{\Σ}}}p(S_{j_k}^{\left(306\right)}={\widehat{\mathrm{\υ}}}^{\left(i\right)}\left(n\right),b_{j,k}=b)\log \frac{2p(S_{j_k}^{\left(306\right)}={\widehat{\mathrm{\υ}}}^{\left(i\right)}\left(n\right),b_{j,k}=b)}{p(S_{j_k}^{\left(306\right)}={\widehat{\mathrm{\υ}}}^{\left(i\right)}\left(n\right))}\\ -\underset{b=0}{\overset{1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{\mathrm{\υ}=1}{\overset{G_k-1}{\mathrm{\Σ}}}[p(S_{j_k}^{\left(306\right)}={\widehat{\mathrm{\υ}}}^{\left(i\right)}\left(n\right),b_{j,k}=b)+p(S_{j_k}^{\left(306\right)}=x,b_{j,k}=b)]\\ \log \frac{2[p(S_{j_k}^{\left(306\right)}=x,b_{j,k}=b)+p(S_{j_k}^{\left(306\right)}={\widehat{\mathrm{\υ}}}^{\left(i\right)}\left(n\right),b_{j,k}=b)}{[p(S_{j_k}^{\left(306\right)}=x)+p(S_{j_k}^{\left(306\right)}={\widehat{\mathrm{\υ}}}^{\left(i\right)}\left(n\right)]}\end{array}---\left(38\right)$

在此情况下，在具有给定长度的所有经量化值之中，选择提供最高MI的经量化值。

实例I

本发明可以应用于解调过程。图11以示意性方式示出图5的解调过程的变型。解映射器55产生软度量值的流P，例如在所发射信号流中的位为‘0’或‘1’的概率。

可选的块301表示量化器单元，或转换解映射器所产生且随后经压缩器单元02所压缩的软度量值的表示的任何其它合适处理块。块32的输出随后通过块56来处理。由于用以表示信号307的位数少于用于信号P的位数，因此本发明的此变型的解交错器56使用更少内存。解交错器56的输出随后经块304解压缩并且任选地进一步通过块305来处理，(例如)以根据需要改变或调适其表示。

图12表示其中量化器301直接整合在解映射器块550中的另一变型。

实例II

本发明可以应用于与图6中所呈现的分集接收器类似的分集接收器。图13以示意性方式示出本发明的此变型。两个接收器，即块1000以及块1011，在传输之前对信号应用表示转换以及解压缩。以此方式，接收器减小了传输到块1020的信息的总量。信号1090以及信号1080首先应用于块304以及块305。所产生的信号表示为信号1022。信号1080通过第二块链处理为信号1090。所产生的信号表示为信号1021。信号1022以及信号1021相当于图(6)的信号109以及信号108。合并器必须以适合于块102的格式重新转换信号1022以及信号1021。这就是所接收的两个信号首先通过块304来处理随后通过块305来处理的原因。

本发明还可以应用于图7中所描述的系统。图14以示意性方式示出所述系统的新变型。在传输之前，接收器，即块2000，改变表示并且压缩信息。通过块301执行表示转换并且通过块302执行压缩。所发射信号通过块2010接收，块2010必须将信号重新转换成与信号207的格式相同的格式。这就是块2010必须对所接收信号应用块304以及块305执行过程的原因。

Claims (10)

1.一种在接收器中对已经在发射器中进行编码以及交错的信号进行处理的信号处理方法，其包括：

接收信号，

处理所述信号以获得表示预定星座图中符号的位概率的软度量值的流；

对所述软度量值应用压缩运算，所述压缩运算保持每一组软度量值相对于同一星座图符号的总长度；

重排所述经压缩软度量值的流以便于使在所述发射器中进行的所述交错逆转。

2.根据前一项权利要求所述的方法，其进一步包括

解压缩所述经压缩软度量值；

在解码器中处理所述经解压缩软度量值以重构所发射消息。

3.根据前述权利要求中的任一项权利要求所述的方法，其包括在应用所述压缩运算符之前量化所述软度量值的步骤。

4.根据前述权利要求中的任一项权利要求所述的方法，其中所述压缩运算包含熵码的应用。

5.根据前一项权利要求所述的方法，其包括以下步骤：当一组软度量值相对于同一星座图符号的总长度超过所确定值时，用表示所述星座图中的不同符号的较短长度的其它编码取代经压缩编码。

6.根据权利要求3所述的方法，其中所述压缩运算产生前缀码。

7.根据以上任一项权利要求所述的方法，其中所述软度量值表示为定点数。

8.根据权利要求3所述的方法，其中所述量化运算产生每一组软度量值相对于同一星座图符号的恒定的位数。

9.根据权利要求3所述的方法，其中所述量化运算产生每一软度量值相对于同一星座图符号的不同的位数。

10.一种在接收器中压缩软度量值的定点表示的流的方法，其包括

多路分用所述软度量值以便获得具有不同统计分布的多个子流。

向每一子流应用适合于其统计分布的熵码。