CN102299884A - 接收装置、接收方法和接收系统 - Google Patents

Abstract

本发明涉及接收装置、接收方法和接收系统。一种接收装置，包括：通过使用包含于OFDM信号中的导频信号获得内插前传送路径特性数据作为作为用于导频信号的传送符号的OFDM信号的传送路径的特性的传送路径特性的估计值并且通过使用内插过滤器过滤内插前传送路径特性数据由此获得传送路径特性数据作为OFDM信号的传送符号的传送路径特性的估计值的传送路径特性估计部分；通过使用传送路径特性数据执行OFDM信号的失真校正的失真校正部分；和控制内插过滤器的通带的过滤器控制部分。

Description

接收装置、接收方法和接收系统

技术领域

本公开涉及接收装置、接收方法和接收系统。更特别地，本公开涉及分别能够防止作为OFDM信号的传送路径的特性的传送路径特性的估计精度的劣化的接收装置、接收方法和接收系统。

背景技术

陆地数字广播等采用正交频分复用(OFDM)系统作为用于调制数据(信号)的调制系统。

在OFDM系统中，实施诸如相移键控(PSK)或正交振幅调制(QAM)的数字调制。在这种数字调制中，在传输带内提供大量的正交副载波，并且，预定的数据分别被分配给副载波的振幅和相位。

在OFDM系统中，由于传输带被大量的副载波分割，因此每个(一个波)副载波的带变窄，因此，调制率变低。但是，(整个副载波的)总传输率不从现有技术中的调制系统的情况改变。

如上所述，由于在OFDM系统中预定的数据分别被分配到多个副载波，因此，可通过使用用于实施逆傅立叶变换的快速傅立叶逆变换(IFFT)算术运算实施调制。另外，可通过使用用于实施傅立叶变换的快速傅立叶变换(FFT)算术运算实施通过调制获得的OFDM信号的解调。

因此，可通过使用用于实施IFFT算术运算的电路配置传送OFDM信号的传送装置。并且，可通过使用用于实施FFT算术运算的电路配置接收OFDM信号的传送装置。

另外，在OFDM系统中，提供将在后面描述的称为保护间隔的信号间隔使得能够增强对于多路径的抗力。另外，在OFDM系统中，作为已知的信号(在接收装置侧已知的信号)的导频信号被离散地插入时间方向或频率方向中。接收装置利用同步化的导频信号和传送路径特性的估计。

在由于OFDM系统对于多路径具有强的抗力因此强烈地施加多路径干扰的影响的陆地数字广播等中采用OFDM系统。作为用于采用OFDM系统的陆地数字广播的标准，例如，陆地数字视频广播(DVB-T)、陆地集成服务数字广播(ISDB-T)等是已知的。

在OFDM系统中，在称为OFDM符号的单元中传送数据。

图1是表示OFDM符号的示图。

OFDM符号由有效符号和保护间隔构成。在这种情况下，有效符号是在调制的相位中实施IFFT的信号时间周期。并且，在保护间隔中，有效符号的后一半的一部分的波形在有效符号的头部中被原样复制。

当使Tu sec.为OFDM符号的有效符号的长度(即作为不在其中包含保护间隔的长度的有效符号的长度)并且使Fc Hz为OFDM的副载波之间的间隔时，Fc＝1/Tu的关系成立。

在OFDM系统中，如图1所示，在OFDM符号的头部中提供保护间隔，由此增强对于多路径的抗力。

在陆地数字广播中，称为OFDM传送帧的单位被限定，并且，OFDM传送帧由多个OFDM符号构成。

例如，在ISDB-T标准中，一个OFDM传送帧由204个OFDM符号构成。并且，事先以OFDM传送帧为单位确定插入导频信号的位置。

在在副载波的调制中使用QAM系统的调制的OFDM系统中，在传送的相位中，对通过通过多路径等使数据经受OFDM获得的OFDM信号的副载波的振幅和相位施加每个副载波都不同的影响。

出于这种原因，接收装置以从传送装置接收的OFDM信号的副载波的振幅和相位变得分别等于从传送装置传送的OFDM信号的副载波的振幅和相位的方式，实施用于使从传送装置接收的OFDM信号相均衡的失真校正。

也就是说，在OFDM系统中，传送装置分别离散地插入振幅和相位被事先确定为构成OFDM符号的传送符号(副载波)的已知导频信号(的传送符号)。并且，接收装置根据导频信号的振幅和相位估计作为传送路径的特性(频率特性)的传送路径特性，并且通过使用表示由此估计的传送路径特性的传送路径特性数据来实施OFDM信号的失真校正。

图2是表示OFDM符号内的导频信号(的传送符号)的配置模式的例子的示图。

注意，在图2(后面描述的图5、图6、图14和图15也类似)，横轴表示规定OFDM符号的副载波的副载波号，并且，纵轴表示规定OFDM信号的OFDM符号的OFDM符号号。

副载波号与频率对应，OFDM符号号与时间对应。

在图2中，各圆标记(空心圆标记和实心圆标记)表示OFDM信号的副载波或构成OFDM符号的传送符号(作为用于传送装置侧的副载波的调制的数据的IQ星座上的符号)。

另外，在图2中，实心圆标记表示导频信号的传送符号。

在图2中，导频信号的传送符号被配置在OFDM信号中的分别事先确定的多个位置中。

也就是说，在图2中，沿时间方向每四个OFDM符号(OFDM符号号)配置导频信号(的传送符号)。并且，沿频率方向每十二个副载波(副载波号)配置导频信号(的传送符号)。

关于导频信号，存在称为分散导频(Scattered Pilot)(SP)的导频信号和称为连续导频(Continual Pilot)(CP)的导频信号。

SP是周期性配置的每预定数量的副载波(传送符号)，并且被用于估计传送特性。CP分别被配置在具有相同频率(事先确定的频率)的副载波中。

图2表示SP的配置模式的例子。

在DVB-T和ISDB-T中，SP的配置模式被固定为一种类型的配置模式。但是，在陆地数字视频广播声音产生(DVB-T.2)中，多个配置模式(八种类型的配置模式)被确定为SP的配置模式。并且，根据多个配置模式中的一个配置SP。

图3是表示用于接收OFDM信号的现有接收装置的例子的配置的框图。

在图3中，接收装置包含天线11、调谐器12、带通滤波器(BPS)13、模拟/数字(A/D)转换部分14、正交解调部分15、偏移校正部分16、FFT控制部分17、FFT部分18、传送路径特性估计部分19、传送路径失真校正部分20和误差校正部分21。

天线11在那里接收从广播站(未示出)的传送装置传送(广播)的OFDM信号的广播波，将由此在那里接收的广播波转换成射频(RF)信号，并且将得到的RF信号供给到调谐器12。

调谐器12从从天线11供给的RF信号提取具有预定的频率的信号，将由此提取的具有预定的频率的信号频率转换成中间频率(IF)信号，并且将得到的IF信号供给到BPF 13。

BPF 13过滤从调谐器12供给的IF信号，并且将得到的IF信号作为模拟信号供给到A/D转换部分14。A/D转换部分14使作为从BPF13供给的模拟信号的IF信号经受A/D转换，并且将得到的作为数字信号的IF信号供给到正交解调部分15。

正交解调部分15通过使用具有预定的频率(载波频率)的载波正交解调作为从A/D转换部分14供给的数字信号的IF信号，并且在基带中输出得到的OFDM信号。

这里，通过正交解调部分15输出的OFDM信号是实施FFT算术运算之前(刚好在IQ星座上的传送符号在传送装置侧经受IFFT算术运算之后)的时间区域中的信号。以下，OFDM信号也被称为“OFDM时间区域信号”。

OFDM时间区域信号是由在其中包含实轴分量(In相位(I)分量)和虚轴分量(正交相位(Q)分量)的复数表示的复信号。

OFDM时间区域信号从正交解调部分15被供给到偏移校正部分16。

偏移校正部分16以从正交解调部分15供给的OFDM时间区域信号为对象，对于A/D转换部分104中的采样偏移(采样定时的偏移)实施校正。并且，偏移校正部分16对于正交解调部分15中的载波的频率的偏移(相对于在传送部分中使用的载波的频率的偏移)实施校正。

另外，偏移校正部分16例如实施可能必需的用于去除相同的信道干扰和相邻的信道干扰的过滤等。

在偏移校正部分16中已被处理的OFDM时间区域信号被供给到FFT控制部分17和FFT部分18中的每一个。

FFT控制部分17例如对于从偏移校正部分16供给的OFDM时间区域信号之间的相关性实施算术运算，由此检测作为作为FFT部分18中的FFT算术运算的对象的OFDM时间区域信号的间隔的FFT间隔的开始位置(FFT开始位置)。并且，FFT控制部分17将表示FFT开始位置的定时信号供给到FFT部分18。

FFT部分18根据从FFT控制部分17供给的定时信号对于从偏移校正部分16供给的OFDM时间区域信号实施FFT算术运算。对于OFDM时间区域信号实施FFT算术运算导致获得在副载波上传送的数据，即表示IQ星座上的传送符号的OFDM信号。

这里，通过对于OFDM时间区域信号的FFT算术运算获得的OFDM信号是频率区域中的信号，并且以下也被称为“OFDM频率区域信号”。

FFT部分18将通过FFT算术运算获得的OFDM频率区域信号供给到传送路径特性估计部分19和传送路径失真校正部分20中的每一个。

传送路径特性估计部分19通过使用从FFT部分18供给的OFDM频率区域信号中的以图2所示的方式配置的导频信号SP，估计OFDM信号的副载波(传送符号)的传送路径特性。并且，传送路径特性估计部分19将作为传送路径特性的估计值的传送路径特性数据供给到传送路径失真校正部分20。

传送路径失真校正部分20通过以从FFT部分18供给的OFDM频率区域信号为对象，使用从传送路径特性估计部分19供给的传送路径特性数据，实施用于校正在传送路径中导致的OFDM信号的副载波的振幅和相位的失真的失真校正。在这种情况下，例如，传送路径失真校正部分20通过例如将OFDM频率区域信号除以传送路径特性数据，对于OFDM频率区域信号实施失真校正。并且，传送路径失真校正部分20将在完成失真校正之后获得的OFDM频率区域信号供给到误差校正部分21。

误差校正部分21以从传送路径失真校正部分20供给的OFDM频率区域信号为对象执行必要的误差校正处理。即，例如，误差校正部分21实施解交错、解删余(de-puncture)、Viterbi解码、扩散信号去除、低密度奇偶校验(LDPC)解码和Reed-Solomon(RS)解码，并且输出得到的解码数据。

图4是表示图3所示的传送路径特性估计部分19的配置的例子的框图。

在图4中，传送路径特性估计部分19包含导频提取部分31、基准信号产生部分32、估计部分33、时间方向内插部分34和频率方向内插部分35。另外，频率方向内插部分35包含位置调整部分36、过滤器中心控制部分37、上采样部分38和内插过滤器39。

从FFT部分18供给到传送路径特性估计部分19的OFDM频率区域信号又被供给到导频提取部分31。

导频提取部分31从从FFT部分18供给的OFDM频率区域信号提取例如以图2所示的方式配置的SP的传送符号，并且将由此提取的SP的传送符号供给到估计部分33。

基准信号产生部分32通过传送装置产生与在OFDM信号中包含的SP相同的SP(的传送符号)。并且，基准信号产生部分32将由此产生的SP(的传送符号)作为变成包含于OFDM频率区域信号中的导频信号的传送符号的传送路径特性的估计基准的基准信号供给到估计部分33。

这里，在ISDB-T标准和DVB-T标准的情况下，导频信号的传送符号是通过使预定的数据经受二值相移键控(BPSK)调制获得的信号。然后，基准信号产生部分32产生通过使预定的数据经受BPSK调制获得的传送符号，并且将由此产生的传送符号作为基准信号供给到估计部分33。

估计部分33通过将从导频提取部分31供给的SP的传送符号除以从基准信号产生部分32供给的基准信号，估计SP的传送符号的传送路径特性(以下，也称为“SP传送路径特性”)。并且，估计部分33将作为传送路径特性的估计值的SP传送路径特性数据供给到时间方向内插部分34。

这里，由传送路径导致的OFDM信号的失真(由于多路径等导致的失真)归于形成OFDM信号的乘法。因此，可通过将从导频提取部分31供给的SP的传送符号除以基准信号，实施作为由传送路径导致的OFDM信号的失真分量的SP传送路径特性的估计。

时间方向内插部分34通过沿符号号方向(时间方向)使用从估计部分33供给的SP传送路径特性数据，对于时间方向实施内插。并且，时间方向内插部分34将通过内插获得的时间方向内插特性数据供给到频率方向内插部分35。

频率方向内插部分35实施用于沿频率方向内插从时间方向内插部分34供给的时间方向内插特性数据的过滤。由此，频率方向内插部分35将传送路径特性数据(以下，也称为“频率方向内插特性数据”)作为实施频率方向的内插的传送路径特性(即OFDM符号的传送符号(副载波)的传送路径特性)的估计的估计值供给到传送路径失真校正部分20。

也就是说，在频率方向内插部分35中，从时间方向内插部分34供给的时间方向内插特性数据被供给到位置调整部分36和过滤器中心控制部分37中的每一个。

位置调整部分36根据从过滤器中心控制部分37供给的最佳位置信息，调整(旋转)从时间方向内插部分34供给的时间方向内插特性的相位。并且，位置调整部分36将通过时间方向内插特性的相位的调整获得的时间方向内插特性数据供给到上采样部分38。

另一方面，时间方向内插特性数据从时间方向内插部分34被供给到过滤器中心控制部分37。此外，OFDM频率区域信号也从FFT部分18被供给到过滤器中心控制部分37。

过滤器中心控制部分37在调整过滤器中心的位置的同时，通过使用内插过滤器(未示出)，对于从时间方向内插部分34供给的时间方向内插特性数据(即通过使用SP获得的SP传送路径特性数据)(的通过沿时间方向实施内插获得的时间方向内插特性数据)实施过滤。由此，过滤器中心控制部分37获得作为OFDM频率方向区域信号的传送符号的传送路径特性的估计值的传送路径特性数据(频率方向内插特性数据)。

另外，过滤器中心控制部分37通过使用传送路径特性数据对于从FFT部分18供给的OFDM频率区域信号(的传送符号)实施失真校正。并且，过滤器中心控制部分37以预定的符号为对象获得完成失真校正之后的OFDM频率区域信号的信号质量。

这里，在过滤器中心控制部分37中，例如，关于ISDB-T，以传送和复用配置控制(TMCC)/辅助信道(AC)的传送符号为对象获得关于信号质量的信息。并且，参照DVB-T，以传送参数信令(TPS)的传送符号为对象获得关于信号质量的信息。

关于信号质量，能够采用例如与完成失真校正之后的传送符号中的噪声的量对应的完成失真校正之后的传送符号与该传送符号的硬决定值之间的(IQ星座上的)距离。在这种情况下，信号质量表示，值越小，则质量越好。

过滤器中心控制部分37在调整(内插过滤器(未示出)的)过滤器中心的位置的同时，获得关于完成失真校正之后的OFDM频率区域信号的信号质量的信息，并且，获得关于信号质量变得最佳的过滤器中心的位置(以下，也称为“最佳位置”)的信息。

并且，过滤器中心控制部分37以内插过滤器39的过滤器中心的位置变为最佳位置的方式控制内插过滤器39的过滤器中心的位置。

也就是说，过滤器中心控制部分37将表示最佳位置的最佳位置信息供给到位置调整部分36。

如上所述，位置调整部分36根据从过滤器中心控制部分37供给的最佳位置信息，调整从时间方向内插部分34供给的时间方向内插特性数据的相位，即，旋转IQ星座上的时间方向内插特性数据。由此，使得将在后面描述的内插过滤器39中的对于时间方向内插特性数据的过滤的相位中的过滤器中心的位置与由最佳位置信息表示的位置一致。

以上述的方式，在完成在位置调整部分36中获得的相位的调整之后的时间方向内插特性数据的采样值之间，上采样部分38内插零，这些零的数量等于当沿频率方向观察时未获得其传送路径特性的估计值的传送符号的数量，例如，两个零。由此，上采样部分38产生使得数据量(采样值的数量)为初始数量的三倍的时间方向内插特性数据，并且将由此产生的时间方向内插特性数据供给到内插过滤器39。

内插过滤器39是用于对于频率方向的内插实施过滤的低通滤波器(LPF)。因此，内插过滤器39对于从上采样部分38供给的时间方向内插特性数据实施过滤。

由内插过滤器39实施的过滤导致在通过在上采样部分38中内插零在时间方向内插特性数据中产生的重复分量的去除。因此，获得作为实施了频率方向的内插的传送路径特性(即用于OFDM符号的传送符号(副载波)的传送路径特性)的估计值的频率方向内插特性数据。

以上述的方式在内插过滤器39中获得的频率方向内插特性数据又作为用于OFDM信号的失真校正的传送路径特性数据被供给到传送路径失真校正部分20。

这里，传送路径特性估计部分19不仅向传送路径失真校正部分20供给在内插过滤器39中获得的传送路径特性数据，而且供给在过滤器中心控制部分37中获得的最佳位置信息。

传送路径失真校正部分20根据从传送路径特性估计部分19供给的最佳位置信息调整(旋转)来自FFT部分18的OFDM频率区域信号的相位。然后，传送路径失真校正部分20将OFDM频率区域信号除以从传送路径特性估计部分19供给的传送路径特性数据，由此对于OFDM频率区域信号实施失真校正。

图5是解释作为图4所示的时间方向内插部分34通过使用图2所示的SP的位置上的传送路径特性数据(SP传送路径特性数据)获得并且实施时间方向的内插的传送路径特性的估计值的时间方向内插特性数据的示图。

在图5中，圆标记(空心圆标记和阴影圆标记)表示OFDM信号的传送符号(副载波)。

另外，在图5中，阴影圆标记表示在时间方向内插特性数据中包含传送路径特性的估计值的传送符号(存在时间方向内插特性数据的采样值)。

根据在时间方向内插部分34中实施的时间方向的内插，如图5所示，关于OFDM符号中的每一个，可从以图2所示的方式配置SP的OFDM信号获得每三个传送符号(沿频率方向)的传送路径特性的估计值。

图6是解释作为通过频率方向内插部分35通过使用时间方向内插特性数据作为分别由图5中的阴影圆标记表示的传送符号的传送路径特性的估计值获得并且实施了频率方向的内插的作为传送路径特性的估计值的频率方向内插特性数据的图。

频率方向内插部分35对于沿副载波数量方向(沿频率方向)每三个传送符号获得传送路径特性的估计值的时间方向内插特性数据实施内插。由此，频率方向内插部分35获得作为OFDM符号的各传送符号的传送路径特性的估计值的频率方向内插特性数据。在这种情况下，如图6所示，频率方向内插特性数据被阴影矩形包围。

也就是说，在频率方向内插部分35中，位置调整部分36根据从过滤器中心控制部分37供给的最佳位置信息调整从时间方向内插部分34供给的时间方向内插特性数据的相位。并且，位置调整部分36将完成相位调整之后的时间方向内插特性数据供给到上采样部分38。

上采样部分38在从位置调整部分36供给的时间方向内插特性数据(参照图5)的采样值之间内插两个零，以产生使得数据量为原始量的三倍的时间方向内插特性数据，并且将由此产生的时间方向内插特性数据供给到内插过滤器39。

也就是说，如图5所示，当沿频率方向观察时，从位置调整部分36供给到上采样部分38的时间方向内插特性数据具有每三个传送符号配置传送路径特性的估计值的配置模式(系统)。

因此，关于从位置调整部分36供给到上采样部分38的时间方向内插特性数据，当沿频率方向观察时，在估计了传送路径特性的传送符号之间仅存在两个未估计传送路径特性的传送符号。出于这种原因，上采样部分38内插两个零，每个零变为没有估计传送路径特性的两个传送符号的传送路径特性的采样点。

如上所述，在上采样部分38中内插的零的数量根据当沿频率方向观察时每多少传送符号在在时间方向内插部分34中获得的时间方向内插特性数据具有的系统中配置传送路径特性的估计值而改变。

如上所述，当在上采样部分38中在从位置调整部分36供给的时间方向内插特性数据的采样值之间内插两个零时，从内插结果获得的时间方向内插特性数据(以下，也称为“0值内插特性数据”)在其中包含时间区域中的重复分量。

也就是说，时间方向内插特性数据是从OFDM频率区域信号获得的数据，并且也是频率区域中的数据。

并且，时间方向内插特性数据和通过在时间方向内插特性数据中内插零获得的0值内插特性数据就模拟信号而言是相同的信号。因此，时间方向内插特性数据的时间区域中的数据和0值内插特性数据的时间区域中的数据变为具有相同的频率分量的数据。

另外，对于每三个传送符号，时间方向内插特性数据具有传送路径特性的估计值的系统。如上所述，频率方向的传送符号(副载波)之间的间隔由Fc＝1/Tu Hz表达。因此，作为每三个传送符号(沿频率方向)的传送路径特性的估计值的系统的时间方向内插特性数据的采样值(估计值)之间的间隔由3Fc＝3/Tu Hz表达。

因此，通过在时间方向内插特性数据的采样值之间内插两个零获得的0值内插特性数据的采样值之间的间隔由Fc＝1/Tu Hz表达。

采样值之间的间隔由3Fc＝3/Tu Hz表达的时间方向内插特性数据是1/3Fc＝Tu/3sec.被设为时间区域中的一个周期的数据。

另外，采样值之间的间隔由Fc＝1/Tu Hz表达的0值内插特性数据是1/Fc＝Tu sec.被设为时间区域中的一个周期的数据(即为时间方向内插特性数据的周期的三倍的时间周期被设为一个周期的数据)。

如上所述，通过重复时间方向内插特性的时间区域中的数据三次，获得0值内插特性数据的时间区域中的数据，其包含与时间方向内插特性数据的时间区域中的数据相同的频率分量并且为时间方向内插特性数据的时间区域中的数据的周期的三倍的时间周期被设为一个周期。

也就是说，图7表示0值内插特性数据的时间区域中的数据。

注意，在以下的描述中，为了便于描述，假定多路径由两个路径(包含主路径和一个回声)构成(二波环境)。

在图7(后述的图10也类似)中，横轴表示时间，纵轴表示路径的功率水平(OFDM信号)。

通过重复与具有Tu/3sec.的周期的时间方向内插特性数据(的时间区域中的数据)对应的多路径三次，获得具有Tu sec.的周期的0值内插特性数据(的时间区域中的数据)。

现在，在0值内插特性数据中，在与重复三次的时间方向内插特性数据对应的多路径中，多路径的第二轮(中心多路径)(由图7中的斜线表示)被假定为作为频率方向内插特性数据提取的希望的多路径。在这种情况下，为了获得与频率方向内插特性数据对应的希望的多路径，必须去除所有其它的多路径。

然后，内插过滤器39(参照图4)通过过滤0值内插特性数据来去除希望的多路径以外的所有多路径，由此提取与频率方向内插特性数据对应的希望的多路径。

注意，0值内插特性数据是频率区域中的数据。因此，内插过滤器39中的对于0值内插特性数据的过滤变为内插过滤器39的过滤系数的卷积，并且0值内插特性数据变为频率区域中的数据。

频率区域中的卷积变为与作为内插过滤器39的通带的时间区域中的窗口函数的乘法。作为结果，可以以0值内插特性数据(的时间区域中的数据)和时间区域中的作为内插过滤器39的通带的窗口函数的乘法的形式表达内插过滤器39中对0值内插特性数据的过滤。

在图7(后述的图10也类似)中，以0值内插特性数据和内插过滤器39的通带(的与其对应的窗口函数)的乘法的形式表达对于0值内插特性数据的过滤。

在0值内插特性数据中，被重复三次的多路径的周期为Tu/3sec.。因此，内插过滤器39例如被配置为使用与重复三次的多路径的Tu/3sec.的周期相同的带宽的-Tu/6～+Tu/6的带作为通带的LPF，由此使得能够提取与频率方向内插特性数据对应的希望的多路径。

注意，内插过滤器39的通带的带宽的调整使得能够减少包含于0值内插特性数据(时间方向内插特性数据)中的噪声。例如，在日本专利公开No.2005-312027中描述了该技术。

另外，过滤器中心控制部分37(参照图4)以如图7所示的那样希望的多路径被包含于内插过滤器39的通带中的方式控制通带的中心的位置(过滤器中心的位置)。

也就是说，如上所述，过滤器中心控制部分37获得关于使得完成失真校正之后的OFDM信号(频率区域OFDM信号)的信号质量最佳的过滤器中心的位置(最佳位置)的最佳位置信息。并且，过滤器中心控制部分37将表示最佳位置的最佳位置信息供给到位置调整部分36(参照图4)。

位置调整部分36以如图7所示的那样希望的多路径被包含于内插过滤器39的通带中的方式，根据从过滤器中心控制部分37供给的最佳位置信息调整(旋转)时间方向内插特性数据的相位。

作为结果，以使得希望的多路径相对地被包含于内插过滤器39的通带中的方式控制内插过滤器39的过滤器中心(通带的中心)的位置。

这里，当希望的多路径的一部分不包含于内插过滤器39的通带中时，传送路径特性估计部分19中的传送特性的估计精度劣化。作为结果，在完成失真校正之后包含于OFDM频率区域信号中的噪声增加以降低信号质量。

出于这种原因，过滤器中心控制部分37获得使得完成失真校正之后的OFDM频率区域信号的信号质量最佳的过滤器中心的位置(最佳位置)。并且，过滤器中心控制部分37以使得内插过滤器39的过滤器中心的位置与最佳位置一致的方式控制内插过滤器39的过滤器中心的位置。

现在，在DVB-T或ISDB-T的情况下，SP的配置模式固定于一种类型的配置模式。此外，作为用于获得信号质量的对象的TPS的传送符号的位置和TMCC/AC的传送符号的位置也被固定。因此，实施从SP估计传送路径特性、通过使用传送路径特性的估计值对于OFDM频率区域信号进行失真校正和计算完成失真校正之后的OFDM频率区域的TPS的传送符号的信号质量和TMCC/AC的传送符号的信号质量。因此，可以以这些信号质量变得最佳的方式控制内插过滤器39的过滤器中心的位置。

另一方面，在DVB-T.2的情况下，如上所述，多个配置模式(八种类型的配置模式)被确定为SP的配置参数。并且，选择多个配置模式中的任一个，并由此选择根据配置模式配置的SP。并且，在DVB-T.2的情况下，关于SP的配置模式的信息在特别包含于OFDM信号中的状态下被传送。

在这种情况下，SP的配置模式不能被识别，直到关于SP的配置模式的信息被解码。作为结果，内插过滤器39的过滤器中心的位置变得难以以信号质量变得最佳的方式控制，并由此使传送路径特性的估计精度劣化。

也就是说，在DVB-T.2(的蓝本(blue book))的情况下，称为TS帧的帧被限定，并且，数据在T2帧中被传送。

T2帧(的OFDM信号)在其中包含分别称为P1和P2的两种类型的前置码信号，并且，在前置码信号中包含诸如OFDM信号的解码的处理所需要的信息。

图8是表示T2帧的格式的示图。

在T2帧中依次包含一个P1的OFDM符号(以下，也称为“P1符号”)、一个或更多个P2的OFDM符号(以下，也称为“P2符号”)、一个或更多个数据(普通(或正常))的OFDM符号(以下，也称为“数据符号”)和必要的帧关闭(FC)的OFDM符号。

在P1信令(P1)中包含位S1和S2。

位S1和S2在其中包含关于帧是否为T2帧的信息和关于T2帧和未来扩展帧(FEF)是否就帧而言相互混合的信息。

另外，位S1和S2在其中包含关于根据单输入单输出(SISO)系统和多输入单输出(MISO)系统中的哪一个传送P1符号以外的OFDM符号(P2符号、数据符号和FC的OFDM符号)的信息。并且，位S1和S2在其中包含作为实施P1符号以外的OFDM符号的FFT算术运算时的FFT大小(作为一个FFT算术运算的对象的采样(传送符号)(副载波)的数量)等。

注意，作为构成一个OFDM符号的传送符号(副载波)的数量(即作为FFT大小)，调节六种类型的大小1K、2K、4K、8K和16K。

但是，虽然关于P1符号以外的OFDM符号可以使用上述的六种类型的FFT大小中的任一个，但是，关于P1符号，只使用上述的六种类型的FFT大小中的1K。

另外，在P2符号、数据(普通)符号和FC的OFDM符号中，作为FFT大小和保护间隔(GI)长度，采用相同的值。

这里，由于P1符号包含对P2符号的解调所需要的传送系统和FFT大小等的信息，因此，为了对P2符号进行解调，需要将P1符号解调。

在P2中包含由L1pre信令(L1pre)和L1post信令(L1post)构成的L1。

L1pre在其中包含将L1post解码所需要的参数和将数据符号(和FC的OFDM符号)解调所需要的参数。

也就是说，例如，在L1pre中，作为将L1post解码所需要的参数，包含关于用于L1post的调制系统(诸如BPSK)的信息等。另外，例如，在L1pre中，作为将数据符号解调所需要的参数，包含表示导频信号(SP)的传送符号的配置模式的导频模式(PP)、关于传送OFDM信号所用的传送带的扩展的有无(扩展载波模式或正常载波模式)的信息和关于包含于一个T2帧中的OFDM符号的数量(T2帧长度)的信息等。

这里，八种类型的导频模式PP1～PP8被确定为DVB-T.2中的数据符号中的SP的传送符号的配置模式。在数据符号中，根据八种类型的导频模式PP1～PP8中的一个配置SP的传送符号。作为数据符号的SP的传送符号的配置模式的导频模式包含于L1pre中。

L1post在其中包含接收装置访问物理层管道(Physical LayerPipe)(PLP)所需要的信息。

也就是说，在L1post中，作为访问PLP所需要的信息，包含关于用于PLP的调制系统的信息和关于T2帧内的PLP的大小和位置的信息等。

当接收装置对于P1符号进行检测和解码以估计GI长度时，接收装置可将P2符号解调。另外，当P2符号被解调时，L1pre可被解码。并且，当L1pre被解码时，L1post可被解码。并且，然后，数据符号(和FC的OFDM符号)可被解调。

注意，虽然在图8中在T2帧中配置两个P2符号，但是，在DVB-T.2中，从P2符号(和数据符号)的FFT的大小确定在T2帧中配置的P2符号的数量。

例如，当P2符号的FFT大小为32K或16K时，在T2帧中配置一个P2符号。另外，例如，当P2符号的FFT大小为8K时，在T2帧中配置两个P2符号。

图9是表示P1符号的结构的示图。

P1符号具有作为有效符号的1K(＝1024)传送符号。

并且，P1符号具有以下的循环结构。也就是说，在有效符号的前侧(关于时间的前侧)复制通过频率偏移头侧的部分B1获得的信号B1′。并且，在有效符号的后侧(关于时间的后侧)复制通过频率偏移有效符号的剩余部分B2获得的信号B2′。

如上所述，由于P1符号具有循环结构，因此，接收装置对于OFDM信号的相关性实施算术运算，由此使得能够检测P1符号。

并且，当接收装置对于P1符号进行检测和解码并且还估计GI长度时，接收装置可将P2符号解调并且还可将L1(包含L1pre和L1post)解码。

因此，当接收装置不将P2符号解调时，接收装置不能将L1解码，并且也不能识别数据符号的导频模式。

并且，当接收装置不能识别数据符号的导频模式时，接收装置不能通过使用数据符号控制内插过滤器39的过滤器中心的位置。

从以上可以看出，在接收装置中，对于内插过滤器39(参照图4)的过滤器中心的位置的控制(以下，也称为“过滤器中心位置控制”)不能被实施，直到L1被解码以识别(获取)数据符号的导频模式。

因此，接收装置不能实施过滤器中心位置控制，直到L1在开始OFDM信号的接收之后被解码。

发明内容

如上所述，关于在诸如L1的前置码信号中包含数据符号的导频模式的OFDM信号，接收装置不能通过使用数据符号实施过滤器中心位置控制，直到作为前置码信号的L1在开始OFDM信号的接收之后被解码。因此，在L1被解码之前，过滤器中心的位置例如被固定到一定的位置上。

因此，在在开始OFDM信号的接收之后在L1被解码之前实施的P2符号的解调中，过滤器中心的位置保持固定。

当过滤器中心的位置保持固定时，关于回声的延迟较大的多路径(延迟扩展较大的多路径)，例如，很容易出现回声(的路径)不包含于内插过滤器39的通带中。

并且，特别地，关于具有较低的希望的与不希望的之比(较低的D/U)的多路径(回声(不希望)的功率接近主路径(希望的)的功率的多路径)，当不在内插过滤器39的通带中包含具有大的功率的回声时，传送路径特性的估计精度大大劣化。作为结果，不对于P2符号实施适当的失真校正，由此，包含于P2符号中的L1在一些情况下不能解码。

图10是解释在不实施过滤器中心位置控制的情况下以被固定的过滤器中心的位置实施的、通过内插过滤器39对于0值内插特性数据的过滤的图示。

也就是说，图10表示0值内插特性数据的时间区域中的数据。

当在不实施过滤器中心位置控制的情况下固定过滤器中心的位置时，如图10所示，希望的多路径的一部分(由图10中的斜线表示)处于内插过滤器39的通带外面的可能性变高。

这里，在图10中，过滤器中心的位置固定到多路径的主路径的位置上，并且，回声处于内插过滤器39的通带的外面(回声不包含于通带中)。

在P2符号中的每一个中，以Dx的周期沿频率方向配置导频信号(P2导频信号)的传送符号。

这里，在DVB-T.2中，P2符号的P2导频信号的周期Dx依赖于P2符号的FFT大小。因此，当FFT大小为32K时，周期Dx为6，并且，当FFT大小小于等于16K时，周期Dx为3。

当通过在内插过滤器39的用于获得内插频率方向的传送路径特性(的估计值)的频率方向内插特性数据的过滤中使用导频信号，以Dx的周期沿频率方向配置导频信号时，出于仅提取希望的多路径的目的(出于去除希望的多路径以外的多路径中的任一个的目的)，需要使得通带小于等于Tu/Dx sec.(这里，Tu是有效符号长度)。

因此，当适当地控制内插过滤器39的过滤器中心的位置时，关于具有最大化情况下的Tu/Dx的延迟扩展的多路径，能够获得精确的频率方向内插特性数据，即，能够精确地估计传送路径特性。

但是，当内插过滤器39的过滤器中心的位置保持固定时，即，例如，如图10所示，当内插过滤器39的过滤器中心的位置固定到(希望的多路径的)主路径的位置上时，关于具有超过Tu/(2×Dx)的大的延迟扩展的多路径，变得不可能在通带中包含整个多路径(例如，回声处于通带外面)。因此，传送路径特性的估计精度劣化。作为结果，未对P2符号实施适当的失真校正因而对包含于P2符号中的L1的解码失败的可能性变高。

为了解决上述的问题提出本公开，并因此希望提供分别能够防止传送路径特性的估计精度的劣化的接收装置、接收方法和接收系统。

为了解决上述的问题，根据本公开的实施例，提供一种接收装置，该接收装置包括：通过使用包含于OFDM信号中的导频信号获得内插前传送路径特性数据作为作为用于导频信号的传送符号的正交频分复用(OFDM)信号的传送路径的特性的传送路径特性的估计值并且通过使用内插过滤器过滤内插前传送路径特性数据由此获得传送路径特性数据作为OFDM信号的传送符号的传送路径特性的估计值的传送路径特性估计部分；通过使用传送路径特性数据实施OFDM信号的失真校正的失真校正部分；和控制内插过滤器的通带的过滤器控制部分。OFDM信号在其中包含前置码符号，其中，分别在预先确定的位置中配置前置码信号的传送符号和导频信号的传送符号，并且，过滤器控制部分通过使用前置码符号的传送符号控制内插过滤器的通带。

根据本公开的另一实施例，提供一种接收方法，该接收方法包括：通过传送路径特性估计部分，通过使用包含于OFDM信号中的导频信号获得内插前传送路径特性数据作为作为用于导频信号的传送符号的正交频分复用(OFDM)信号的传送路径的特性的传送路径特性的估计值，并且通过使用内插过滤器过滤内插前传送路径特性数据，由此获得传送路径特性数据作为OFDM信号的传送符号的传送路径特性的估计值；通过失真校正部分，通过使用传送路径特性数据实施OFDM信号的失真校正；和通过过滤器控制部分，控制内插过滤器的通带。OFDM信号在其中包含前置码符号，其中，分别在预先确定的位置中配置前置码信号的传送符号和导频信号的传送符号，并且，包含传送路径特性估计部分、失真校正部分和过滤器控制部分的接收装置通过使用前置码符号的传送符号控制内插过滤器的通带。

根据本公开的又一实施例，提供一种接收系统：该接收系统包括：使通过传送路径获取的信号经受至少包含用于校正在传送路径中导致的误差的处理的传送路径解码处理的传送路径解码处理部分；和使经受传送路径解码处理的信号经受至少包含用于将压缩的信息展开为原信息的处理的信息源解码处理的信息源解码处理部分。通过传送路径获取的信号是在其中包含前置码符号的正交频分复用(OFDM)信号，其中，分别在预先确定的位置中配置前置码信号的传送符号和导频信号的传送符号。传送路径解码处理部分包含：通过使用包含于OFDM信号中的导频信号获得内插前传送路径特性数据作为作为用于导频信号的传送信号的OFDM信号的传送路径的特性的传送路径特性的估计值并且通过使用内插过滤器过滤内插前传送路径特性数据由此获得传送路径特性数据作为OFDM信号的传送符号的传送路径特性的估计值的传送路径特性估计部分；通过使用传送路径特性数据实施OFDM信号的失真校正的失真校正部分；和控制内插过滤器的通带的过滤器控制部分。过滤器控制部分通过使用前置码符号的传送符号控制内插过滤器的通带。

根据本公开的又一实施例，提供一种接收系统：该接收系统包括：使通过传送路径获取的信号经受至少包含用于校正在传送路径中导致的误差的处理的传送路径解码处理的传送路径解码处理部分；和根据经受传送路径解码处理的信号输出图像或声音的输出部分。通过传送路径获取的信号是在其中包含前置码符号的正交频分复用(OFDM)信号，其中，分别在预先确定的位置中配置前置码信号的传送符号和导频信号的传送符号。传送路径解码处理部分包含：通过使用包含于OFDM信号中的导频信号获得内插前传送路径特性数据作为作为用于导频信号的传送信号的OFDM信号的传送路径的特性的传送路径特性的估计值并且通过使用内插过滤器过滤内插前传送路径特性数据由此获得传送路径特性数据作为OFDM信号的传送符号的传送路径特性的估计值的传送路径特性估计部分；通过使用传送路径特性数据实施OFDM信号的失真校正的失真校正部分；和控制内插过滤器的通带的过滤器控制部分。过滤器控制部分通过使用前置码符号的传送符号控制内插过滤器的通带。

根据本公开的又一实施例，提供一种接收系统，该接收系统包括：使通过传送路径获取的信号经受至少包含用于校正在传送路径中导致的误差的处理的传送路径解码处理的传送路径解码处理部分；和在其中记录经受传送路径解码处理的信号的记录部分。通过传送路径获取的信号是在其中包含前置码符号的正交频分复用(OFDM)信号，其中，分别在预先确定的位置中配置前置码信号的传送符号和导频信号的传送符号。传送路径解码处理部分包含：通过使用包含于OFDM信号中的导频信号获得内插前传送路径特性数据作为作为用于导频信号的传送信号的OFDM信号的传送路径的特性的传送路径特性的估计值并且通过使用内插过滤器过滤内插前传送路径特性数据由此获得传送路径特性数据作为OFDM信号的传送符号的传送路径特性的估计值的传送路径特性估计部分；通过使用传送路径特性数据实施OFDM信号的失真校正的失真校正部分；和控制内插过滤器的通带的过滤器控制部分。过滤器控制部分通过使用前置码符号的传送符号控制内插过滤器的通带。

根据本公开的又再一实施例，提供一种接收系统，该接收系统包括：通过传送路径获取信号的获取部分；和使通过传送路径获取的信号经受至少包含用于校正在传送路径中导致的误差的处理的传送路径解码处理的传送路径解码处理部分。通过传送路径获取的信号是在其中包含前置码符号的正交频分复用(OFDM)信号，其中，分别在预先确定的位置中配置前置码信号的传送符号和导频信号的传送符号。传送路径解码处理部分包含：通过使用包含于OFDM信号中的导频信号获得内插前传送路径特性数据作为作为用于导频信号的传送信号的OFDM信号的传送路径的特性的传送路径特性的估计值并且通过使用内插过滤器过滤内插前传送路径特性数据由此获得传送路径特性数据作为OFDM信号的传送符号的传送路径特性的估计值的传送路径特性估计部分；通过使用传送路径特性数据实施OFDM信号的失真校正的失真校正部分；和控制内插过滤器的通带的过滤器控制部分。过滤器控制部分通过使用前置码符号的传送符号控制内插过滤器的通带。

在本公开的从实施例到又再一实施例的六个实施例中，通过使用包含于正交频分复用(OFDM)信号中的导频信号，获得内插前传送路径特性数据作为传送路径特性的估计值，该传送路径特性作为用于导频信号的传送符号的OFDM信号的传送路径的特性。通过使用内插过滤器过滤内插前传送路径特性数据，由此获得传送路径特性数据作为OFDM信号的传送符号的传送路径特性的估计值。并且，通过使用传送路径特性数据实施OFDM信号的失真校正。分别在预先确定的位置中配置前置码信号的传送符号和导频信号的传送符号。并且，通过使用前置码符号的传送符号控制内插过滤器的通带。

根据本公开的实施例，提供一种接收装置，包括：传送路径特性估计部分，通过使用包含于OFDM信号中的导频信号，获得内插前传送路径特性数据作为传送路径特性的估计值，所述传送路径特性作为所述导频信号的传送符号的正交频分复用(OFDM)信号的传送路径的特性，并且通过使用内插过滤器过滤所述内插前传送路径特性数据，由此获得传送路径特性数据作为所述OFDM信号的各传送符号的传送路径特性的估计值；

失真校正部分，通过使用所述传送路径特性数据对所述OFDM信号进行失真校正；以及

过滤器控制部分，控制所述内插过滤器的通带，其中，

所述OFDM信号包含前置码符号，在所述前置码符号中，分别在先前确定的位置中配置前置码信号的传送符号和所述导频信号的传送符号，并且，

所述过滤器控制部分通过使用所述前置码符号的传送符号来控制所述内插过滤器的通带。

根据本公开的另一实施例，提供了一种接收方法，包括：

通过传送路径特性估计部分，通过使用OFDM信号中包含的导频信号获得内插前传送路径特性数据作为传送路径特性的估计值，所述传送路径特性作为所述导频信号的传送符号的正交频分复用(OFDM)信号的传送路径的特性，并且通过使用内插过滤器过滤所述内插前传送路径特性数据，由此获得传送路径特性数据作为所述OFDM信号的各传送符号的传送路径特性的估计值；

通过失真校正部分，通过使用所述传送路径特性数据对所述OFDM信号进行失真校正；以及

通过过滤器控制部分，控制所述内插过滤器的通带，其中，

所述OFDM信号包含前置码符号，在所述前置码符号中，分别在先前确定的位置中配置前置码信号的传送符号和所述导频信号的传送符号，并且，

包含所述传送路径特性估计部分、所述失真校正部分和所述过滤器控制部分的接收装置通过使用所述前置码符号的传送符号来控制所述内插过滤器的通带。

根据本公开的另一实施例，提供了一种接收系统，包括：

传送路径解码处理部分，对通过传送路径获取的信号进行至少包括用于校正在所述传送路径中产生的误差的处理的传送路径解码处理；和

信息源解码处理部分，对经过了所述传送路径解码处理的信号进行至少包括用于将压缩的信息展开为原信息的处理的信息源解码处理，其中，

通过所述传送路径获得的信号是包含前置码符号的正交频分复用(OFDM)信号，在所述前置码符号中，分别在先前确定的位置中配置前置码信号的传送符号和导频信号的传送符号，

所述传送路径解码处理部分包含：

传送路径特性估计部分，通过使用包含于OFDM信号中的导频信号，获得内插前传送路径特性数据作为传送路径特性的估计值，所述传送路径特性作为所述导频信号的传送符号的OFDM信号的传送路径的特性，并且通过使用内插过滤器过滤所述内插前传送路径特性数据，由此获得传送路径特性数据作为所述OFDM信号的各传送符号的传送路径特性的估计值；

失真校正部分，通过使用所述传送路径特性数据对所述OFDM信号进行失真校正；以及

过滤器控制部分，控制所述内插过滤器的通带，以及，

所述过滤器控制部分通过使用所述前置码符号的传送符号来控制所述内插过滤器的通带。

根据本公开的另一实施例，提供了一种接收系统：包括：

传送路径解码处理部分，对通过传送路径获得的信号进行至少包括用于校正在所述传送路径中产生的误差的处理的传送路径解码处理；和

输出部分，根据经过了所述传送路径解码处理的信号来输出图像或声音，其中，

通过所述传送路径获得的信号是包含前置码符号的正交频分复用(OFDM)信号，在所述前置码符号中，分别在先前确定的位置中配置前置码信号的传送符号和导频信号的传送符号，

所述传送路径解码处理部分包含：

传送路径特性估计部分，通过使用包含于所述OFDM信号中的导频信号，获得内插前传送路径特性数据作为传送路径特性的估计值，所述传送路径特性作为所述导频信号的传送符号的OFDM信号的传送路径的特性，并且通过使用内插过滤器过滤所述内插前传送路径特性数据，由此获得传送路径特性数据作为所述OFDM信号的各传送符号的传送路径特性的估计值；

失真校正部分，通过使用所述传送路径特性数据对所述OFDM信号进行失真校正；以及

过滤器控制部分，控制所述内插过滤器的通带，以及，

所述过滤器控制部分通过使用所述前置码符号的传送符号来控制所述内插过滤器的通带。

根据本公开的另一实施例，提供了一种接收系统，包括：

传送路径解码处理部分，对通过传送路径获得的信号进行至少包括用于校正在所述传送路径中产生的误差的处理的传送路径解码处理；和

记录部分，在其中记录经过了所述传送路径解码处理的信号，其中，

通过所述传送路径获得的信号是包含前置码符号的正交频分复用(OFDM)信号，在所述前置码符号中，分别在先前确定的位置中配置前置码信号的传送符号和导频信号的传送符号，

所述传送路径解码处理部分包括：

传送路径特性估计部分，通过使用包含于所述OFDM信号中的导频信号，获得内插前传送路径特性数据作为传送路径特性的估计值，所述传送路径特性作为所述导频信号的传送符号的OFDM信号的传送路径的特性，并且通过使用内插过滤器过滤所述内插前传送路径特性数据，由此获得传送路径特性数据作为所述OFDM信号的传送符号的各传送路径特性的估计值；

失真校正部分，通过使用所述传送路径特性数据对所述OFDM信号进行失真校正；以及

过滤器控制部分，控制所述内插过滤器的通带，以及，

所述过滤器控制部分通过使用所述前置码符号的传送符号来控制所述内插过滤器的通带。

根据本公开的另一实施例，提供了一种接收系统，包括：

获得部分，通过传送路径获得信号；和

传送路径解码处理部分，对通过所述传送路径获得的信号进行至少包括用于校正在所述传送路径中产生的误差的处理的传送路径解码处理，其中，

通过所述传送路径获取的信号是包含前置码符号的正交频分复用(OFDM)信号，在所述前置码符号中，分别在先前确定的位置中配置前置码信号的传送符号和导频信号的传送符号，

所述传送路径解码处理部分包含：

传送路径特性估计部分，通过使用包含于所述OFDM信号中的导频信号，获得内插前传送路径特性数据作为传送路径特性的估计值，所述传送路径特性作为所述导频信号的传送符号的OFDM信号的传送路径的特性，并且通过使用内插过滤器过滤所述内插前传送路径特性数据，由此获得传送路径特性数据作为所述OFDM信号的各传送符号的传送路径特性的估计值；

失真校正部分，通过使用所述传送路径特性数据对所述OFDM信号进行失真校正；以及

过滤器控制部分，控制所述内插过滤器的通带，以及，

所述过滤器控制部分通过使用所述前置码符号的传送符号来控制所述内插过滤器的通带。

注意，接收装置或接收系统可以是独立的装置或系统，或者可以是构成一个装置或系统的内部块。

如上所述，根据本公开，能够防止传送路径特性的估计精度的劣化。

附图说明

图1是表示OFDM符号的示图；

图2是表示OFDM符号内的导频信号的配置模式的例子的示图；

图3是表示用于接收OFDM信号的现有接收装置的例子的配置的框图；

图4是表示传送路径特性估计部分的配置的例子的框图；

图5是解释作为实施时间方向的内插的传送路径特性的估计值的时间方向内插特性数据的示图；

图6是解释作为实施频率方向的内插的传送路径特性的估计值的频率方向内插特性数据的示图；

图7是表示0值内插特性数据的时间区域中的数据的图示；

图8是表示T2帧的格式的示图；

图9是表示P1符号的结构的示图；

图10是解释通过固定的过滤器中心的位置实施的0值内插特性数据的过滤的图示；

图11是表示根据本公开的接收装置的实施例的配置的框图；

图12是表示传送路径特性估计部分的配置的框图；

图13是解释在根据本公开的接收装置的实施例中执行的处理的概要的流程图；

图14是表示符合DVB-T.2的数据符号的导频信号(SP)的配置模式的示图；

图15是表示包含于符合DVB-T.2的P2符号中的导频信号(P2导频信号)的配置模式的示意；

图16是表示过滤器中心控制部分的配置的框图；

图17是解释捕获模式中的过滤器中心位置控制的流程图；

图18是解释跟随模式中的过滤器中心位置控制的流程图；

图19是表示根据本公开的应用接收装置的实施例的接收系统的第一实施例的配置的框图；

图20是表示根据本公开的应用接收装置的实施例的接收系统的第二实施例的配置的框图；

图21是表示根据本公开的应用接收装置的实施例的接收系统的第三实施例的配置的框图；

图22是表示应用本公开的计算机的应用例子的配置的框图。

具体实施方式

以下参照附图详细描述本公开的实施例。

本公开的接收装置的实施例

图11是表示根据本公开的接收装置的实施例的配置的框图。

注意，图中，与图3所示的现有接收装置的情况对应的部分分别由相同的附图标记表示，并且，以下，出于简化的原因，其描述被适当地省略。

图11所示的接收装置与图3所示的现有接收装置的情况的相同之处在于，它包括从天线11到FFT部分18、传送路径失真校正部分20和误差校正部分21的构成要素。

但是，图11所示的接收装置与图3所示的现有接收装置的情况的不同之处在于，作为设置图3所示的传送路径特性估计部分19的替代，设置传送路径特性估计部分101。

OFDM频率区域信号从FFT部分18被供给到传送路径特性估计部分101。

传送路径特性估计部分101通过使用均包含于从FFT部分18供给的OFDM频率区域信号中的P2符号(前置码符号)和数据符号，估计OFDM信号的传送符号(副载波)的传送路径特性。并且，传送路径特性估计部分101将作为传送路径特性的估计值的传送路径特性数据供给到传送路径失真校正部分20。

传送路径失真校正部分20通过使用从传送路径特性估计部分101供给的传送路径特性数据，对于从FFT部分18供给的OFDM频率区域信号实施失真校正。并且，传送路径失真校正部分20将通过失真校正获得的OFDM频率区域信号供给到误差校正部分21。

传送路径特性估计部分101的配置

图12是表示图11所示的传送路径特性估计部分101的配置的框图。

注意，图中，与图4所示的传送路径特性估计部分19对应的部分分别由相同的附图标记表示，并且，以下，出于简化的原因，其描述被适当地省略。

在图12中，传送路径特性估计部分101与图4所示的传送路径特性估计部分19的相同之处在于它包含从导频提取部分31到频率方向内插部分35的构成要素，并且，频率方向内插部分35具有位置调整部分36、上采样部分38和内插过滤器39。

但是，传送路径特性估计部分101与图4所示的传送路径特性估计部分19的不同之处在于，作为设置过滤器中心控制部分37的替代，设置过滤器中心控制部分111。

时间方向内插特性数据从时间方向内插部分34被供给到过滤器中心控制部分111，并且，OFDM频率区域信号从FFT部分18被供给到过滤器中心控制部分111。过滤器中心控制部分111通过使用从时间方向内插部分34供给到它的时间方向内插特性数据和从FFT部分18供给到它的OFDM频率区域信号，实施过滤器中心位置控制。

也就是说，过滤器中心控制部分111使从时间方向内插部分34供给到它的时间方向内插特性数据(作为未实施频率方向的内插的传送路径特性的估计值的内插前传送路径特性数据)经受与位置调整部分36、上采样部分38和内插过滤器39分别执行的处理相同的预定的处理。由此，过滤器中心控制部分111获得作为OFDM频率区域信号的传送符号的传送路径特性的估计值的传送路径特性数据。

特别地，过滤器中心控制部分111在调整过滤器中心的位置的同时通过使用将在后面描述的内插过滤器54(参见图6)，对于从时间方向内插部分34供给到它的时间方向内插特性数据(内插前传送路径特性数据)实施过滤。由此，过滤器中心控制部分111获得作为OFDM频率区域信号的传送符号的传送路径特性的估计值的传送路径特性数据。

另外，与传送路径失真校正部分20的情况类似，过滤器中心控制部分111通过使用传送路径特性数据对于从FFT部分18供给到它的OFDM频率区域信号(的传送符号)实施失真校正。由此，过滤器中心控制部分111以预定的传送符号作为对象获得关于通过失真校正获得的OFDM频率区域信号的信号质量的信息。

如上所述，过滤器中心控制部分111在调整(内插过滤器(未示出)的)过滤器中心的位置的同时获得关于信号质量的信息。并且，过滤器中心控制部分111获得关于信号质量变得最佳(变得更好)的过滤器中心的位置(以下，也称为“最佳位置”)的信息。

并且，过滤器中心控制部分111以使得内插过滤器39的过滤器中心与最佳位置一致的方式控制内插过滤器39的过滤器中心的位置(内插过滤器39的通带)。

也就是说，过滤器中心控制部分111将代表最佳位置的最佳位置信息供给到位置调整部分36。

如上所述，位置调整部分36根据从过滤器中心控制部分111供给到它的最佳位置信息调整从时间方向内插部分34供给到到它的时间方向内插特性数据(内插前传送路径特性数据)的相位，即，旋转IQ星座上的时间方向内插特性数据。作为结果，使得随后阶段中的内插过滤器39中的对于时间方向内插特性数据的过滤相位中的过滤器中心的位置与由最佳位置信息表示的位置相对一致。

以上述的方式，上采样部分38内插零，这些零的数量等于沿通过由位置调整部分36实施的时间方向内插特性数据的相位的调整而获得的时间方向内插特性数据的频率方向未获得传送路径特性的估计值的传送符号的数量。并且，上采样部分38将得到的0值内插特性数据供给到内插过滤器39。

内插过滤器39过滤从上采样部分38供给到它的0值内插特性数据。

由内插过滤器39实施的过滤导致通过上采样部分38中的零的内插在时间方向内插特性数据中产生的重复分量的去除。因此，获得作为实施频率方向的内插的传送路径特性的估计值的频率方向内插特性数据，即，OFDM符号的传送符号(副载波)的传送路径特性。

以上述的方式在内插过滤器39中获得的频率方向内插特性数据又作为用于OFDM信号的失真校正的传送路径特性数据被供给到传送路径失真校正部分20。

注意，虽然在图12中在传送路径特性估计部分101中设置过滤器中心控制部分111，但是，作为替代方案，可以在传送路径特性估计部分101外面设置过滤器中心控制部分111。

在接收装置中执行的处理

图13是解释在图11所示的接收装置中执行的处理的概要的流程图。

当接通电源或者选择预定的频道(由广播站播放的节目)时，接收装置开始接收T2帧。并且，在步骤S11中，接收装置对于T2帧的P1符号进行检测和解码。并且，在步骤S12中，接收装置估计GI长度。

在步骤S13中，接收装置根据均通过P1符号的解码和GI长度的估计而识别的P2符号的FFT大小和包含于T2帧中的P2符号的总长等，将P2符号解调。

在完成P2符号的解调之后，在步骤S14中，接收装置将包含于P2符号中的L1pre解码。

另外，在步骤S15中，接收装置根据对通过L1pre的解码识别的L1post的解码所需要的信息将包含于P2符号中的L1post解码。

然后，在步骤S16中，接收装置根据均通过L1pre和L1post的解码而识别的数据符号的解调和包含于数据符号中的数据(PLP)的解码所需要的信息，将数据符号解调。另外，在步骤S17中，接收装置将包含于数据符号中的数据(和FC)解码。

当以上述的方式将P2符号解调、将包含于P2符号中的L1(包含L1pre和L1post)解码并且实施数据符号的解调和包含于数据符号中的数据的解码时，对于随后的T2帧执行稳态的处理。

也就是说，在步骤S18中，接收装置接收的随后T2帧，并且，将包含于T2帧中的P2符号解调。并且，在步骤S19中，接收装置将包含于P2符号中的L1post解码。

这里，关于数据(PLP)的位置和大小的数据的解码所需要的信息等包含于L1post中。但是，由于数据(PLP)的位置和大小在一些情况下对于每个T2帧改变，因此，L1post对于每个T2帧被解码。

然后，在步骤S20中，接收装置根据包含于在步骤S20正前的步骤S19中解码的L1post中的信息，将包含于T2帧(通过在步骤S20正前的步骤S19中将L1post解码获得的T2帧)中的数据符号解调。并且，在步骤S21中，接收装置将包含于数据符号中的数据解码。

并且，当接收装置进一步接收随后的T2帧时，接收装置的动作从步骤S21中的处理返回步骤S18中的处理，并且，以下重复执行稳态中的相同处理。

数据符号的导频信号的配置

图14是表示符合DVB-T.2的数据符号的导频信号(SP)的配置模式的示图。

注意，如参照图2描述的那样，在图14中，横轴表示频率(副载波数)，纵轴表示时间(OFDM符号数)。

在DVB-T.2中，与DVB-T和ISDB-T不同，只有一个导频模式不被确定为作为SP的配置模式的导频模式，但是，八种类型的导频模式PP1～PP8被确定。

图14表示导频模式PP1和PP4的数据符号。

在图14中，矩形表示传送符号，轮廓矩形表示数据的传送符号(数据单位)。另外，阴影矩形表示SP(的传送符号)，并且，黑色矩形表示边缘导频(的传送符号)。

在导频模式PP1中，存在SP的频率的间隔Dx(列的间隔)被设为3，存在SP的频率(列)中的SP之间的时间的间隔Dy被设为4，并且，频率方向的SP的间隔Dx×Dy被设为12。

另外，在导频模式PP4中，存在SP的频率的间隔Dx(列的间隔)被设为12，存在SP的频率(列)中的SP之间的时间的间隔Dy被设为2，并且，频率方向的SP的间隔Dx×Dy被设为24。

在L1pre中包含数据符号的导频模式(的信息)。因此，在P2符号被解调并且包含于P2符号中的L1pre被解码之前，不能实施使用数据符号的过滤器中心位置控制。

P2导频信号的配置

图15是包含于符合DVB-T.2的P2符号中的导频信号(P2导频信号)的配置模式的示图。

注意，在DVB-T.2中，传送OFDM信号的传送带可被扩展。在图15中，扩展载波模式是扩展传送带的模式，并且，正常载波模式是不扩展传送带的模式。

另外，在图15中，物理载波数k′是OFDM符号的中心上的副载波的副载波数被设为零时的副载波数。并且，逻辑载波数k是OFDM符号的极左端上的副载波(具有最低的频率的副载波)的副载波数被设为零时的载波数。

另外，虽然图15没有示出，但是，最左和最右端传送符号(副载波)分别是边缘导频信号的传送符号。

另外，在图15中，P2符号中的每一个的FFT大小是8K。出于这种原因，在T2帧中配置两个P2符号。

也就是说，在图15中，来自顶部的第一和第二两个OFDM符号分别是T2帧中的跟随P1符号的P2符号。并且，第三OFDM符号中和之后的OFDM符号分别是T2帧中的分别跟随P2符号的数据符号。

并且，除了分别包含于P2符号中的P2导频信号以外，在图15中还示出均包含于数据符号中的分散导频(SP)和连续导频(CP)。

另外，在图15中，音调保留单元意味着设定减小峰值与平均功率比(PARP)的值的传送符号。

也就是说，当在OFDM符号的传送符号的值中存在偏置(biasing)时，在通过接收装置中的OFDM信号的IFFT获得的OFDM时间区域信号中出现大的峰值。峰值在传送装置中或在接收装置中被修剪(clipping)，由此使OFDM信号的接收性能劣化。

在音调保留单元中设定减小这种峰值的值。

在DVB-T.2中，在OFDM符号(P2符号)的相同频率上周期性地配置P2符号的P2导频信号。

但是，在DVB-T.2中，P2导频信号的配置的周期Dx依赖于P2符号的FFT大小。因此，当FFT大小为32K时，周期Dx为6，并且，当FFT大小为16K或更小时，周期Dx为3。

在图15中，如上所述，P2符号的FFT大小为8K，因此，P2导频信号的配置的周期Dx变为3。

注意，在不留下空间的情况下沿时间方向配置P2导频信号。

由于P2导频信号包含于P2符号中，因此，能够通过使用P2导频信号估计传送路径特性。

但是，由于在P2符号中的任一个中不存在符合ISDB-T的TMCC/AC的传送符号也不存在符合DVB-T的TPS的传送符号，因此，可能不能在以TMCC/AC的传送符号或TPS的传送符号为对象完成失真校正之后获得OFDM频率区域信号的信号质量。因此，还可能不能实施用于提高信号质量的过滤器中心位置控制。

然后，图12所示的过滤器中心控制部分111实施用于在以L1pre的传送符号为对象完成失真校正之后获得OFDM频率区域信号的信号质量并且提高信号质量的过滤器中心位置控制。

过滤器中心控制部分111的配置

图16是表示图12所示的过滤器中心控制部分111的配置的框图。

过滤器中心控制部分111以在实施P2符号的解调和包含于P2符号中的L1pre的解码并且获取数据符号的导频模式(的信息)之前通过使用P2符号的传送符号使得完成失真校正之后的OFDM频率区域信号的信号质量最佳的方式实施过滤器中心部分控制。

并且，在L1pre被解码以获取关于包含于L1pre中的导频模式的信息之后，过滤器中心控制部分111以通过使用根据导频模式配置SP的传送符号的数据符号的传送符号使得完成失真校正之后的OFDM频率区域信号的信号质量最佳的方式实施过滤器中心位置控制。

这里，使用P2符号(的传送符号)的过滤器中心位置控制也被称为“捕获模式中的过滤器中心位置控制”。并且，使用数据符号(的传送符号)的过滤器中心位置控制也被称为“跟随模式中的过滤器中心位置控制”。

如图16所示，过滤器中心控制部分111包含过滤位置设定部分51、位置调整部分52、上采样部分53、内插过滤器54、符号提取部分55、传送路径失真校正部分56和信号质量计算部分57。

在过滤器中心控制部分111中，OFDM频率区域信号从FFT部分18被供给到符号提取部分55。并且，时间方向内插特性数据(内插前传送路径特性数据)从时间方向内插部分34被供给到位置调整部分52。

这里，关于P2符号，导频提取部分31(参见图12)提取P2导频信号(的传送符号)。并且，关于数据符号，导频提取部分31提取SP(的传送符号)。

根据在实施P1符号的检测和解码之后从包含于P1符号中的位S1和S2识别的P2符号的FFT大小，规定P2符号的P2导频信号的位置。

因此，在接收装置的电源被接通(或者预定的频道(由广播站播放的节目)被选择)时，P1符号的检测和解码被实施，以识别P2符号的FFT大小，由此规定P2导频信号的位置。然后，导频提取部分31可提取P2导频信号。

另外，根据在实施P1符号的检测和解码、P2符号的解调和L1pre的解码之后从L1pre识别的导频模式，规定数据符号的SP的位置。

因此，在接通接收装置的电源之后实施P1符号的检测和解码、P2符号的解调和L1pre的解码，由此，数据符号的导频模式被识别以规定数据符号的SP的位置。然后，导频提取部分31可提取SP。

通过导频提取部分31提取的导频信号(P2符号的P2导频信号和数据符号的SP)的传送符号被供给到估计部分33(参见图12)。

估计部分33通过使用从导频提取部分31供给到它的导频信号的传送符号以上述的方式估计传送符号的传送路径特性。并且，估计部分33将作为传送路径特性的估计值的传送路径特性数据供给到时间方向内插部分34。

这里，以沿时间方向留下空间的方式配置如图14所示的数据符号的SP。

出于这种原因，当从估计部分33供给的传送路径特性数据是数据符号的SP的传送符号的传送路径特性的估计值时，时间方向内插部分34沿时间方向内插从估计部分33供给到它的传送路径特性数据。并且，时间方向内插部分34输出在完成时间方向的内插之后得到的数据作为时间方向内插特性数据。

另一方面，在不留下空间的情况下沿时间方向配置图15所示的P2符号的P2导频信号(或者，关于作为P2符号的OFDM符号，仅在T2帧中存在一个OFDM符号)。因此，不必对于从这种P2导频信号估计的传送路径特性数据沿时间方向实施内插。

出于这种原因，当从估计部分33供给的传送路径特性数据是P2符号的P2导频信号的传送符号的传送路径特性的估计值时，时间方向内插部分34原样输出从估计部分33供给到它的传送路径特性数据。

如上所述，时间方向内插部分34表示如下情况：它沿时间方向内插从估计部分33供给到它的传送路径特性数据，由此输出完成内插之后的数据的情况；和它在不沿时间方向内插从估计部分33供给到它的传送路径特性数据的情况下，原样输出传送路径特性数据的情况。但是，在任意的情况下，由于从时间方向内插部分34输出的数据变为频率方向的内插的对象，因此，以下，有关的数据也被称为“内插前传送路径特性数据”。

从时间方向内插部分34输出的上述的内插前传送路径特性数据被供给到位置调整部分52。

过滤位置设定部分51将过滤位置设定为内插前传送路径特性数据上的使得与内插过滤器54的过滤器中心(通带的中心)一致的位置。并且，过滤位置设定部分51将代表过滤位置的位置信息供给到位置调整部分52。

过滤位置设定部分51设定多个过滤位置，并且以使得多个过滤位置和信号质量对于过滤位置相互对应的方式存储关于多个过滤位置的信息和关于从信号质量计算部分57供给到它的信号质量的信息。

并且，过滤位置设定部分51获得作为信号质量变得最佳的过滤位置的最佳位置，并且将代表最佳位置的最佳位置信息供给到位置调整部分36，由此(相对)控制内插过滤器39的过滤器中心的位置(参见图12)。

位置调整部分52、上采样部分53和内插过滤器54分别执行与在图12所示的位置调整部分36、上采样部分38和内插过滤器39中执行的处理相同的预定处理。

也就是说，位置调整部分52根据来自过滤位置设定部分51的位置信息，调整从时间方向内插部分34供给到它的内插前传送路径特性数据的相位。并且，位置调整部分52将通过对于内插前传送路径特性数据的相位的调整获得的内插前传送路径特性数据供给到上采样部分53。

这里，在位置调整部分52中，与图12所示的位置调整部分36的情况类似，从时间方向内插部分34供给的内插前传送路径特性数据根据从过滤位置设定部分51供给的位置信息在IQ星座上旋转。作为结果，使得在内插过滤器54中对于内插前传送路径特性数据的过滤的相位中的过滤器中心的位置与由位置信息代表的过滤位置相对一致。

与图12所示的上采样部分38的情况类似，上采样部分53在从位置调整部分52供给的内插前路径特性数据的采样值之间内插零，零的数量等于当沿频率方向观察时未获得传送路径特性的估计值的传送符号的数量。并且，上采样部分53将通过内插获得的0值内插特性数据供给到内插过滤器54。

这里，当从位置调整部分52供给到上采样部分53的内插前传送路径特性数据例如是从图14所示的导频模式PP1的数据符号的SP获得的传送路径特性的估计值时，当沿频率方向观察时，未获得传送路径特性的估计值的传送符号的数量Dx-1是2。因此，在上采样部分53中内插2个零。

另外，当从位置调整部分52供给到上采样部分53的内插前传送路径特性数据例如是从图14所示的导频模式PP4的数据符号的SP获得的传送路径特性的估计值时，当沿频率方向观察时，未获得传送路径特性的估计值的传送符号的数量Dx-1是11。因此，在上采样部分53中内插11个零。

并且，当从位置调整部分52供给到上采样部分53的内插前传送路径特性数据例如是从图15所示的具有8K的FFT大小的P2符号的P2导频信号获得的传送路径特性的估计值时，当沿频率方向观察时，未获得传送路径特性的估计值的传送符号的数量Dx-1是2。因此，在上采样部分53中内插2个零。

内插过滤器54是与图12所示的内插过滤器39的情况类似的LPF，并由此过滤从上采样部分53供给到它的0值内插特性数据。

由内插过滤器54实施的过滤导致在通过上采样部分53中的零的内插在内插前传送路径特性数据中(在通过内插零值获得的0值内插特性数据中)产生的重复分量的去除。因此，获得作为实施频率方向的内插的传送路径特性(即OFDM符号的传送符号(副载波)的传送路径特性)的估计值的频率方向内插特性数据。

以上述的方式在内插过滤器54中获得的频率方向内插特性数据又作为用于OFDM信号的失真校正的传送路径特性数据被供给到传送路径失真校正部分56。

符号提取部分55提取变为信号质量计算部分57中的信号质量的计算对象的传送符号(以下，也称为“对象符号”)。并且，符号提取部分55将由此提取的传送符号供给到传送路径失真校正部分56。

这里，在实施使用P2符号的过滤器中心位置控制的捕获模式中，符号提取部分55提取作为从FFT部分18供给的OFDM频率区域信号包含于P2符号中的L1pre的传送符号作为对象符号。

L1pre的传送符号以填充于P2符号的头侧的形式被配置。并且，对于L1pre的传送符号实施频率交错(用于沿频率方向相互交换位置的交错)。

在DVB-T.2中确定频率交错中的传送符号的交换方法。因此，可根据交换方法规定P2符号中的L1pre的传送符号的位置。

符号提取部分55根据频率交错中的传送符号的交换方法规定P2符号中的L1pre的传送符号的位置。并且，符号提取部分55从P2符号提取L1pre的传送符号作为对象符号。

另外，在实施使用数据符号的过滤器中心位置控制的以下模式中，符号提取部分55从FFT部分18提取作为OFDM频率区域信号包含于数据符号中的CP的传送符号作为对象符号。

CP的传送符号是具有之前在数据符号中确定的特定的频率的一个传送符号。因此，符号提取部分55从数据符号提取作为具有特定频率的传送符号的CP的传送符号作为对象符号。

与图12所示的传送路径失真校正部分20的情况类似，传送路径失真校正部分56对于从符号提取部分55供给到它的对象符号的OFDM频率区域信号实施失真校正。

也就是说，传送路径失真校正部分56通过将从符号提取部分55供给到它的对象符号的OFDM频率区域信号除以从内插过滤器54供给到它的传送路径特性数据，对于对象符号实施失真校正。并且，传送路径失真校正部分56将对于对象符号完成失真校正之后的OFDM频率区域信号供给到信号质量计算部分57。

注意，位置信息还从过滤位置设定部分51被供给到传送路径失真校正部分56。在传送路径失真校正部分56中，与图12所示的传送路径失真校正部分20的情况类似，根据从传送路径失真校正部分56供给的位置信息调整(旋转)从符号提取部分55供给的对象符号的OFDM频率区域信号的相位。然后，通过将OFDM频率区域信号除以从传送路径特性估计部分19供给的传送路径特性数据来实施对于OFDM频率区域信号的失真校正。

信号质量计算部分57在对于从传送路径失真校正部分56供给的对象符号完成失真校正之后计算OFDM频率区域信号的信号质量。并且，信号质量计算部分57将由此计算的关于信号质量的信息供给到过滤部分设定部分51。

这里，当对象符号是CP的传送符号时，由于CP的传送符号的值是已知值，因此，作为对于对象符号完成失真校正之后的OFDM频率区域信号的信号质量，可以获得已知值和对于对象符号完成失真校正之后的OFDM频率区域信号之间的距离(差值)等。

另一方面，当对象符号是L1pre的传送符号时，与CP不同，L1pre的传送符号不是已知值，而是仅实施BPSK以符合DVB-T.2的传送符号(BPSK符号)。因此，可通过硬决定(hard decision)获得具有相对较高的可靠性的值(硬决定值)。

然后，信号质量计算部分57关于对于作为从传送路径失真校正部分56供给的对象符号的对L1pre的传送符号完成失真校正之后的OFDM频率区域信号(或失真校正之前的OFDM频率区域信号)实施硬决定。并且，信号质量计算部分57获得得到的决定值(即作为IQ星座上的坐标(I，Q)的(1，0)或(-1，0))与对于作为对象符号的L1pre的传送符号完成失真校正之后的OFDM频率区域信号之间的距离等，作为对于作为对象符号的L1pre的传送符号完成失真校正之后的OFDM频率区域信号的信号质量。

捕获模式中的过滤器中心位置控制

图17是解释图16所示的过滤器中心控制部分111实施的捕获模式中的过滤器中心位置控制的流程图。

当在接通电源(或者选择预定的频道(由广播站播放的节目))之后开始P2符号的解调时，开始捕获模式中的过滤器中心位置控制，并且，在接收装置(参见图11)中实施了第一T2帧的接收和包含于第一T2帧中的P1符号的检测和解码。

在步骤S41中，过滤位置设定部分51设定变为过滤位置的候选的多个(预定数量的)候选位置作为内插前传送路径特性数据上的使得与内插过滤器54的过滤器中心(通带的中心)一致的位置。然后，过滤器中心控制部分111的动作前进到步骤S42中的处理。

这里，过滤位置设定部分51例如可设定内插前传送特性数据上的预定范围被P2符号的FFT开始位置均等地分割的多个位置等，作为预定数量的候选位置的中心。

在步骤S4中，过滤位置设定部分51设定过滤位置中的预定数量的候选位置中的还没有在过滤位置中设定的候选位置中的一个。并且，过滤位置设定部分51将代表过滤位置的位置信息供给到位置调整部分52。然后，过滤器中心控制部分111的动作前进到步骤S43中的处理。

在步骤S43中，位置调整部分52根据从过滤位置设定部分51供给到它的信息位置在IQ星座上旋转从时间方向内插部分34供给到它的内插前传送路径特性数据。作为结果，使得内插过滤器54中的对于内插前传送路径特性数据(通过在其中内插零值获得的0值内插特性数据)的过滤的相位中的过滤器中心的位置与由位置信息代表的过滤部分相对一致。

也就是说，在这种情况下，导频提取部分31(参见图12)提取P2符号的P2导频信号的传送符号，并且将由此提取的传送符号供给到估计部分33(参见图12)。

估计部分33通过使用相关的传送符号估计从导频提取部分31供给到它的P2导频信号的传送符号的传送路径特性。并且，估计部分33将作为相关的传送路径特性的估计值的传送特性数据供给到时间方向内插部分34。

时间方向内插部分34直接输出作为从估计部分33供给到它的P2导频信号的传送符号的传送路径特性的估计值的传送路径特性数据，作为内插前传送路径特性数据。

以上述的方式通过时间方向内插部分34输出的作为内插前传送路径特性数据的P2导频信号的传送符号的传送路径特性的估计值(以下，也称为“内插前P2特性数据”)被供给到位置调整部分52。

并且，在位置调整部分52中，通过时间方向内插部分34输出的内插前P2特性数据根据从过滤位置设定部分51供给的位置信息旋转。作为结果，使得内插过滤器54中的对于通过在内插前P2特性数据中内插零值获得的0值内插特性数据的过滤中的相位中的过滤器中心的位置与由位置信息代表的过滤位置相对一致。

在位置调整部分52中旋转的内插前P2特性数据被供给到上采样部分53。然后，过滤器中心控制部分111的动作从步骤S43中的处理前进到步骤S44中的处理。

在步骤S44中，上采样部分53在从位置调整部分52供给的内插前P2特性数据的采样值之间内插零，这些零的数量等于当沿频率方向观察时未获得传送路径特性的估计值的传送符号的数量。并且，上采样部分53将得到的0值内插特性数据(以下，也称为“0值内插P2特性数据”)供给到内插过滤器54。然后，过滤器中心控制部分111的动作前进到步骤S45中的处理。

在步骤S45中，内插过滤器54过滤从上采样部分53供给到它的0值内插P2特性数据，由此获得频率方向内插特性数据作为实施了频率方向的内插的传送路径特性的估计值。并且，内插过滤器54将由此获得的频率方向内插特性数据供给到传送路径失真校正部分56。

另一方面，在步骤S46中，符号提取部分55从从FFT部分18供给到它的OFDM频率区域提取作为对象符号包含于P2符号中的L1pre的传送符号，作为变为信号质量计算部分57中的信号质量的计算的对象的传送符号，由此将由此提取的L1pre的传送符号供给到传送路径失真校正部分56。然后，过滤器中心控制部分111的动作前进到步骤S47中的处理。

在步骤S47中，传送路径失真校正部分56通过将作为从符号提取部分55供给到它的对象符号的L1pre的传送符号的OFDM频率区域信号除以从内插过滤器54供给到它的频率方向内插特性数据，对于L1pre的传送符号实施失真校正。并且，传送路径失真校正部分56将通过对于L1pre的传送符号实施失真校正获得的OFDM频率区域信号供给到信号质量计算部分57。然后，过滤器中心控制部分111的动作前进到步骤S48中的处理。

在步骤S48中，信号质量计算部分57对于从传送路径失真校正部分56供给到它的L1pre的传送符号计算完成失真校正之后的OFDM频率区域信号的信号质量，并且将由此计算的关于信号质量的信息供给到过滤位置设定部分51。然后，过滤器中心控制部分111的动作前进到步骤S49中的处理。

也就是说，信号质量计算部分57例如关于从传送路径失真校正部分56供给完成失真校正之后的OFDM频率区域信号的一个帧的T2帧中的包含于一个或多个P2符号中的L1pre的各传送符号实施硬决定。并且，信号质量计算部分57获得得到的硬决定值和对于L1pre的传送符号完成失真校正之后的OFDM频率区域信号的信号质量的形式的对于L1pre的传送符号完成失真校正之后的OFDM频率区域信号的总和。并且，信号质量计算部分57将由此获得的关于信号质量的信息供给到过滤位置设定部分51。

在步骤S49中，过滤位置设定部分51以使得过滤位置和信号质量相互对应的方式在其中暂时存储过滤位置的(设置于其中的候选位置的)信息和从信号质量计算部分57供给到它的信号质量的信息。并且，过滤位置设定部分51确定是否所有的预定数量的候选位置被设置于过滤位置中。

当在步骤S49中确定还没有在过滤位置中设定所有的预定数量的候选位置时，即，当在预定数量的候选位置中存在还没有在过滤位置中设定的一些候选位置时(否)，过滤器中心控制部分111的动作返回步骤S42中的处理。然后，过滤位置设定部分51在过滤位置中设定还没有在预定数量的候选位置的过滤位置中设定的一些候选位置中的一个。

并且，过滤位置设定部分51将代表过滤位置的位置信息供给到位置调整部分52。然后，重复执行相同的预定的处理。

另一方面，当在步骤S49中确定已在过滤位置中设定所有的预定数量的候选位置时时(是)，过滤器中心控制部分111的动作前进到步骤S50中的处理。然后，过滤位置设定部分51确定使得与最好的信号质量对应的过滤位置作为最佳位置。

另外，过滤位置设定部分51将代表最佳位置的最佳位置信息供给到位置调整部分36(参见图12)，由此(相对)控制内插过滤器39的过滤器中心的位置(参见图12)。

然后，在等待接收到随后的T2帧之后，过滤器中心控制部分111的动作从步骤S50中的处理返回到步骤S41中的处理。然后，重复执行相同的预定处理，直到获取具有包含于L1pre中的导频信号的导频模式。

如上所述，在捕获模式中的过滤器中心位置控制中，过滤器中心控制部分111(参见图16)在调整变为过滤器中心的位置的过滤位置的同时，在内插过滤器54中过滤内插前传送路径特性数据(中的内插有零值的0值内插特性数据)，作为在估计部分33中通过使用包含于P2符号(前置码符号)中的P2导频信号的传送符号获得的P2导频信号的传送符号的传送路径特性的估计值。由此，过滤器中心控制部分111获得实施了频率方向的内插的频率方向内插特性数据(作为P2符号的传送符号的传送路径特性的估计值的传送路径特性数据)。

另外，过滤器中心控制部分111通过使用频率方向内插特性数据对于包含于P2符号中的L1pre的传送符号实施失真校正。并且，过滤器中心控制部分111获得完成失真校正之后的L1pre的传送符号的信号质量。

并且，过滤器中心控制部分111获得作为使得信号质量最佳的过滤位置的最佳位置。作为结果，过滤器中心控制部分111以使得内插过滤器38(参见图12)的过滤器中心的位置与最佳位置(相对)一致的方式实施控制。

因此，在图11所示的接收装置中，在开始OFDM信号的接收之后在将包含于P2符号中的L1解码之前，通过使用P2符号实施用于导致内插过滤器39(参见12)的过滤器中心的位置与最佳位置一致的控制。因此，例如，即使在具有超出Tu/(2×Dx)的这种大的延迟扩展的多路径(但是，多路径具有小于等于Tu/Dx的延迟扩展)的情况下，整个多路径可包含于内插过滤器39的通带中。因此，能够防止由内插过滤器39输出的频率方向内插特性数据的精度的劣化，即，能够防止传送路径特性的估计精度的劣化。

作为结果，在图11所示的接收装置中，在传送路径失真校正部分20中对于P2符号实施适当的失真校正(用于使得由接收装置接收的OFDM信号的副载波的振幅和相位更接近由传送装置传送的OFDM信号的副载波的振幅和相位的失真校正)。因此，能够防止包含于P2符号中的L1不能解码(可使得包含于P2符号中的L1不能解码的可能性非常低)。

注意，在图17所示的捕获模式中的过滤器中心位置控制中，包含于P2符号中的L1pre的传送符号被设为作为信号质量的计算的对象的对象符号。但是，此外，作为对象符号，可以采用均包含于P2符号中的L1pre和P2导频信号的传送符号以外的传送符号。

但是，当采用均包含于P2符号中的L1pre和P2导频信号的传送符号以外的传送符号作为对象符号时，与L1pre的传送符号不同，传送符号的调制系统不限于BPSK。因此，必须通过利用一些类型的方法识别作为对象符号采用的传送符号的调制系统。

另外，当作为对象符号采用的传送符号的调制系统是BPSK以外的诸如QPSK或16QM的多值(四或更多个值)调制(数字调制)时，在对象符号的信号质量的计算中，与作为BPSK符号的L1pre的传送符号被设为对象符号的情况相比，通过硬决定获得的硬决定值的可靠性降低。

另外，在图17所示的捕获模式中的过滤器中心位置控制中，通过使用包含于P2符号中的P2导频信号的所有传送符号实施对于传送路径特性的估计。并且，以包含于P2符号中的L1pre的传送符号为对象符号，获得对于作为对象符号的L1pre的传送符号完成失真校正之后的信号质量。但是，可通过使用包含于P2符号中的P2导频信号的传送符号的一部分实施传送路径特性的估计。并且，可以以包含于P2符号中的P2导频信号的传送符号的剩余部分为对象符号获得信号质量。

在这种情况下，由于变为对象符号的P2导频信号的传送符号的值是已知的，因此，可以在不实施硬决定中的任一个的情况下获得完成失真校正之后的对象符号的信号质量。

但是，当在对于传送路径特性的估计中仅使用包含于P2符号中的P2导频信号的传送符号的一部分时，内插过滤器39和54中的每一个的频率方向内插中的传送符号的数量变大。因此，内插过滤器39和54中的每一个的通带变窄(必需使内插过滤器39和54中的每一个的通带变窄)。作为结果，可精确地估计传送路径特性的多路径的延迟扩展也变小。

跟随模式中的过滤器中心位置控制

图18是解释图16所示的过滤器中心控制部分111实施的跟随模式中的过滤器中心位置控制的流程图。

当在接收装置(参见图11)中识别(获取)包含于L1pre中的数据符号的导频模式时，跟随模式中的过滤器中心位置控制开始。

也就是说，如前面参照图17描述的那样，在捕获模式中的过滤器中心位置控制中，接收装置通过使用P2符号实施防止精度的劣化的传送路径特性的估计。但是，通过捕获模式中的过滤器中心位置控制，当接收装置在包含于P2符号中的L1的解码中成功以识别(获取)包含于L1pre中的数据符号的导频模式时，接收装置结束捕获模式中的过滤器中心位置控制(参见图17)，以开始跟随模式中的过滤器中心位置控制(参见图18)。

在跟随模式中的过滤器中心位置控制(参见图18)中，在步骤S61中，与图17所示的步骤S41中的处理的情况类似，过滤位置设定部分51设定变为过滤部分的候选的多个(预定数量的)候选。然后，过滤器中心控制部分111的动作前进到步骤S62中的处理。

这里，在步骤S61中，在过滤位置设定部分51中，例如，刚好在作为中心的跟随模式中的过滤器中心位置控制可被设为预定数量的候选位置之前，以在捕获模式中的过滤器中心位置控制中获得的最佳位置均等分割内插前传送路径特性数据上的预定范围的多个位置等(参见图17)结束。

在步骤S62中，过滤位置设定部分51在过滤位置中设定预定数量的候选位置中的还没有在过滤位置中设定的候选位置中的一个。并且，过滤位置设定部分51将代表过滤位置的位置信息供给到位置调整部分52。然后，过滤器中心控制部分111的动作前进到步骤S63中的处理。

在步骤S63中，位置调整部分52根据从过滤位置设定部分51供给到它的信息位置在IQ星座上旋转从时间方向内插部分34供给到它的内插前传送路径特性数据。作为结果，使得内插过滤器54中的对于内插前传送路径特性数据的过滤的相位中的过滤器中心的位置与由位置信息代表的过滤位置相对一致。

也就是说，在这种情况下，由于数据符号的导频模式被识别，因此，导频提取部分31(参见图12)根据导频模式提取数据符号的SP的传送符号，并且将由此提取的传送符号供给到估计部分33(参见图12)。

估计部分33通过使用相关的传送符号对于从导频提取部分31供给到它的SP的传送符号估计传送路径特性。并且，估计部分33将作为传送路径特性的估计值的传送路径特性数据供给到时间方向内插部分34。

时间方向内插部分34对于作为从估计部分33供给到它的SP的传送符号的传送路径特性的估计值的传送路径特性数据沿时间方向实施内插。并且，时间方向内插部分34输出作为通过时间方向的内插获得的时间方向内插特性数据的内插前传送路径特性数据(以下，也称为“内插前SP特性数据”)。

以上述的方式通过时间方向内插部分34输出的内插前SP特性数据(对于SP的传送符号的传送路径特性的估计值通过沿时间方向的内插获得的数据)被供给到位置调整部分52。

并且，在位置调整部分52中，根据从过滤位置设定部分51供给到它的位置信息旋转通过时间方向内插部分34输出的内插前SP特性数据。作为结果，使得内插过滤器54中的对于通过在内插前SP特性数据中内插零值获得的0值内插特性数据的过滤的相位中的过滤器中心的位置与由位置信息代表的过滤位置相对一致。

在位置调整部分52中在IQ星座上旋转后的内插前SP特性数据被供给到上采样部分53。然后，过滤器中心控制部分111从步骤S63中的处理前进到步骤S64中的处理。

在步骤S64中，上采样部分53在从位置调整部分52供给到它的内插前SP特性数据的采样值之间内插零，这些零的数量等于当沿频率方向观察时未获得传送路径特性的估计值的传送符号的数量。并且，上采样部分53将得到的0值内插特性数据(以下，也称为“0值内插SP特性数据”)供给到内插过滤器54。然后，过滤器中心控制部分111的动作前进到步骤S65中的处理。

在步骤S65中，内插过滤器54过滤从上采样部分53供给到它的0值内插SP特性数据，由此获得作为实施了频率方向的内插的传送路径特性的估计值的频率方向内插特性数据。并且，内插过滤器54将由此获得的频率方向内插特性数据供给到传送路径失真校正部分56。

另一方面，在步骤S66中，符号提取部分55从从FFT部分18供给到它的OFDM频率区域信号提取已知值，例如，作为变为信号质量计算部分57中的信号质量的计算的对象的传送符号的作为对象符号包含于数据符号中的CP的传送符号。并且，符号提取部分55将由此提取的CP的传送符号供给到传送路径失真校正部分56。然后，过滤器中心控制部分111的动作前进到步骤S67中的处理。

在步骤S67中，传送路径失真校正部分56通过将从符号提取部分55供给到它的作为对象符号的CP的传送符号的OFDM频率区域信号除以从内插过滤器54供给到它的频率方向内插特性数据，对于CP的传送符号实施失真校正。并且，传送路径失真校正部分56将通过对于CP的传送符号实施失真校正获得的OFDM频率区域信号供给到信号质量计算部分57。然后，过滤器中心控制部分111的动作前进到步骤S68中的处理。

在步骤S68中，信号质量计算部分57计算完成对于从传送路径失真校正部分56供给到它的CP的传送符号的失真校正之后的OFDM频率区域信号的信号质量。并且，信号质量计算部分57将由此计算的关于信号质量的信息供给到过滤位置设定部分51。然后，过滤器中心控制部分111的动作前进到步骤S69中的处理。

也就是说，由于CP的传送符号是已知值，因此，信号质量计算部分57例如获得包含于从传送路径失真校正部分56供给完成失真校正之后的OFDM频率区域信号的一个帧的T2帧中的一个或多个数据符号(OFDM符号)中的CP的传送符号的已知值与作为完成CP的传送符号的失真校正之后的OFDM频率区域信号的信号质量的完成CP的传送符号的失真校正之后的OFDM频率区域信号之间的距离的总和。并且，信号质量计算部分57将由此获得的关于信号质量的信息供给到过滤位置设定部分51。

在步骤S69中，过滤位置设定部分51以使得过滤位置和信号质量相互对应的方式在其中暂时存储过滤位置的(设置于其中的候选位置的)信息和从信号质量计算部分57供给到它的信号质量的信息。并且，过滤位置设定部分51确定是否所有的预定数量的候选位置被设置于过滤位置中。

当在步骤S69中确定还没有在过滤位置中设定所有的预定数量的候选位置时，即，当在预定数量的候选位置中存在还没有在过滤位置中设定的一些候选位置时(否)，过滤器中心控制部分111的动作返回步骤S62中的处理。然后，过滤位置设定部分51在过滤位置中设定预定数量的候选位置中的还没有在过滤位置中设定的一些候选位置中的一个。

并且，过滤位置设定部分51将代表过滤位置的位置信息供给到位置调整部分52。然后，重复执行相同的预定的处理。

另一方面，当在步骤S69中确定已在过滤位置中设定所有的预定数量的候选位置时时(是)，过滤器中心控制部分111的动作前进到步骤S70中的处理。然后，过滤位置设定部分51确定使得与最好的信号质量对应的过滤位置作为最佳位置。

另外，过滤位置设定部分51将代表最佳位置的最佳位置信息供给到位置调整部分36(参见图12)，由此(相对)控制内插过滤器39的过滤器中心的位置(参见图12)。

然后，过滤器中心控制部分111的动作从步骤S70中的处理返回到步骤S61中的处理。然后，对于随后的数据符号重复执行相同的预定处理。

如上所述，在跟随模式中的过滤器中心位置控制中，通过使用数据符号控制内插过滤器39(参见图12)的过滤器中心的位置。

注意，在图18所示的跟随模式中的过滤器中心位置控制中，对于通过使用SP的传送符号估计的SP的传送符号的传送路径特性(SP传送路径特性数据)的估计值实施时间方向的内插。并且，通过对通过以上的内插获得的内插前SP特性数据沿频率方向的0值内插获得的0值SP特性数据被设为内插过滤器54(和内插过滤器39)中的过滤的对象。但是，在内插过滤器54中，在不对于SP传送路径特性数据实施时间分割中的内插的情况下通过实施频率方向的0值内插获得的0值内插SP特性数据可被设为过滤的对象。

当在内插过滤器54(和内插过滤器39)(中的每一个)中在不对于SP传送路径特性数据实施时间分割中的内插的情况下通过实施频率方向的0值内插获得的0值内插SP特性数据被设为过滤的对象时，在内插过滤器54中内插的频率方向的传送符号的数量变大。因此，内插过滤器54(和内插过滤器39)(中的每一个)的通带变窄(必须使内插过滤器54的通带变窄)。作为结果，可精确地估计传送路径特性的多路径的延迟扩展变小。

但是，在这种情况下，关于时间波动较大的传送路径，作为对于可精确地实施传送路径特性的估计的多路径的延迟扩展变小的补偿，可提高传送路径特性的估计精度。

另外，在图18中的跟随模式中的过滤器中心位置控制中，可以CP以外的传送符号中的每一个为对象获得信号质量。

也就是说，在数据符号的事先确定的位置中配置适于诸如BPSK或QPSK的具有小值的多调制的传送符号。并且，以传送符号中的每一个为对象符号实施硬决定，并由此可获得信号质量。

接收系统的配置

图19是表示应用图11所示的接收装置的实施例的接收系统的第一实施例的配置的框图。

参照图19，接收系统由获取部分201、传送路径解码处理部分202和信息源解码处理部分203构成。

获取部分201例如获取通过根据OFDM系统调制诸如电视广播的节目等的数据获得的OFDM信号。

也就是说，广播站或网络服务器(未示出)适于传送OFDM信号。获取部分201获取该OFDM信号。

这里，当例如通过陆地波、卫星波或电缆电视(CATV)网络等从广播站广播OFDM信号时，获取部分201由调谐器或机顶盒(STB)等构成时。另外，当从网络服务器以因特网协议电视(IPTV)那样的多播的形式传送例如OFDM信号时，获取部分201例如由诸如网络接口卡(NIC)的网络接口(I/F)构成。

获取部分201例如通过诸如陆地数字广播、卫星数字广播、CATV网络、因特网或任何其它适当的网络的传送路径(未示出)获取OFDM信号，并且将OFDM信号供给到传送路径解码处理部分202。

传送路径解码处理部分202使获取部分201通过传送路径获取的OFDM信号经受至少包含解码和用于校正在传送路径中导致的误差的处理的传送路径解码处理。并且，传送路径解码处理部分202将得到的信号供给到信息源解码处理部分203。

也就是说，获取部分201通过传送路径获取的OFDM信号是已至少经受用于校正在传送路径中导致的误差的误差校正编码的信号。传送路径解码处理部分202使这种OFDM信号经受诸如解码和误差校正处理的传送路径解码处理。

这里，作为误差校正编码，给出例如LDPC编码或Reed-Solomon编码等。

信息源解码处理部分203使经受传送路径解码处理的信号经受至少包含用于将压缩的信息展开为原信息的处理的信息源解码处理。

也就是说，在一些情况下，为了减少作为信息的图像或声音上的数据量，获取部分201通过传送路径获取的OFDM信号经受用于压缩信息的压缩编码。在这种情况下，信息源解码处理部分203使经受了传送路径解码处理的信号经受诸如用于将压缩的信息展开为原信息的处理(展开处理)的信息源解码处理。

注意，当获取部分201通过传送路径获取的OFDM信号不经受压缩编码时，信息源解码处理部分203不执行用于将压缩的信息展开为原信息的处理。

这里，作为展开处理，给出例如MPEG解码等。另外，除了展开处理，在一些情况下在传送路径解码处理中包含解扰等。

在以上述的方式配置的接收系统中，获取部分201例如使图像或声音等上的数据经受诸如MPEG编码的压缩编码。另外，获取部分201通过传送路径获取经受了诸如LDPC编码的误差校正编码的OFDM信号，并将由此获取的OFDM信号供给到传送路径解码处理部分202。

传送路径解码处理部分202使从获取部分201供给到它的OFDM信号经受传送路径解码处理，并且将得到的信号供给到信息源解码处理部分203。

在信息源解码处理部分203中，来自传送路径解码处理部分202的信号经受诸如MPEG解码的信息源解码处理。并且，得到的图像或声音被输出。

上述的图19所示的接收系统例如可被应用于用于接收诸如数字广播的电视广播的电视调谐器等。

注意，可以以一个独立的单元(硬件(诸如集成电路(IC)或软件模块)的形式配置获取部分201、传送路径解码处理部分202和信息源解码处理部分203中的每一个。

另外，关于获取部分201、传送路径解码处理部分202和信息源解码处理部分203，一组的获取部分201和传送路径解码处理部分202、一组的传送路径解码处理部分202和信息源解码处理部分203和一组的获取部分201、传送路径解码处理部分202和信息源解码处理部分203可分别以一个独立的单元被配置。

这里，图11所示的接收装置的实施例可被应用于获取部分201和传送路径解码处理部分202。

图20是表示应用图11所示的接收装置的实施例的接收系统的第二实施例的配置的框图。

注意，在图20中，与图19所示的接收系统中的部分对应的部分分别由相同的附图标记表示，并且，以下，出于简化的原因，其描述被适当地省略。

图20所示的接收系统与图19所示的接收系统的相同之处在于，它包含获取部分201、传送路径解码处理部分202和信息源解码处理部分203。另一方面，图20所示的接收系统与图19所示的接收系统的不同之处在于，新设置输出部分211。

输出部分211例如是用于在上面显示图像的显示装置或用于输出声音的扬声器。因此，输出部分211输出与从信息源解码处理部分203输出的信号对应的图像或声音等。也就是说，输出部分211在其上面显示图像或输出声音。

上述的图20所示的接收系统例如可被应用于用于接收作为数字广播的广播的电视机或用于接收无线电广播的无线电接收器等。

注意，当在获取部分201中获取的信号不经受压缩编码时，从传送路径解码处理部分202输出的信号绕过信息源解码处理部分203以被供给到输出部分211。

图21是表示应用图11所示的接收装置的实施例的接收系统的第三实施例的配置的框图。

注意，在图21中，与图19所示的接收系统中的部分对应的部分分别由相同的附图标记表示，并且，以下，出于简化的原因，其描述被适当地省略。

图21所示的接收系统与图19所示的接收系统的情况的相同之处在于，它包含获取部分201和传送路径解码处理部分202。

但是，图21所示的接收系统与图19所示的接收系统的不同之处在于，不设置信息源解码处理部分203，并且新设置记录部分221。

记录部分221在诸如光盘、硬盘(磁盘)或快擦写存储器的记录(存储)介质中记录通过传送路径解码处理部分202输出的信号(例如，符合MPEG系统的TS的TS信息包)(或者导致记录(存储)介质在其中记录通过传送路径解码处理部分202输出的信号)。

上述的图21所示的接收系统可被应用于用于在其中记录电视广播的记录器等。

注意，在图21中，可通过设置信息源解码处理部分203配置接收系统，并且，可在记录部分221中记录在信息源解码处理部分203中经受信息源解码处理的信号(即关于通过解码获得的图像或声音的信息)。

应用本公开的计算机的描述

然后，可任意地通过硬件执行或者可通过软件执行上述的一系列的处理。当要通过软件执行一系列的处理时，在通用计算机等中安装构成软件的程序。

因此，图22表示其中安装要执行上述的一系列的处理的程序的计算机的应用例子的配置。

可事先在内置于计算机中的分别用作记录介质的硬盘305或ROM 303中记录程序。

或者，在可去除记录介质311中存储(记录)程序。可以以所谓的封装软件的形式设置这种去除记录介质311。这里，作为去除记录介质311，可以给出例如软盘、光盘只读存储器(CD-ROM)、磁光(MO)盘、数字万用盘(DVD)、磁盘或半导体存储器等。

注意，除了在计算机中安装来自上述的去除记录介质311的程序以外，程序可通过通信网络或广播网络被下载到计算机中，以被安装在内置于计算机中的硬盘305中。也就是说，程序例如可通过用于数字卫星广播的人造卫星以无线的方式从下载点被传送到计算机。或者，程序例如可通过诸如局域网(LAN)或因特网的网络以有线的方式被传送到计算机。

计算机具有在其中内置的中央处理单元(CPU)302，并且，I/O接口310通过总线301与CPU 302连接。

当命令通过用户对于输入部分307的操作等通过I/O接口310被输入到CPU 302时，CPU 302根据由此输入到它的命令执行存储于只读存储器(ROM)303中的程序。或者，CPU 302在随机存取存储器(RAM)304中下载存储于硬盘305中的程序以执行由此加载的程序。

因此，CPU 302执行符合上述的图17和图18所示的流程图的处理或者基于示为上述的框图的配置的处理。并且，CPU 302例如从输出部分306输出处理结果，从通信部分308传送处理结果，或者在必要时通过I/O接口310导致硬盘305在其中记录处理结果。

注意，输入部分307由键盘、鼠标或麦克风等构成。另外，输出部分306由液晶显示器(LCD)设备或扬声器等构成。

这里，在本说明书中，未必需要以在流程图中的任一个中描述的次序以时间序列的方式执行计算机根据程序执行的处理。也就是说，计算机根据程序执行的处理还包含并行或单独地执行的预定的处理(例如，并行处理或基于对象的处理)。

另外，可通过一个计算机(处理器)处理或者通过多个计算机以分布的方式处理程序。另外，程序可被传送到远程计算机以被执行。

注意，本公开的实施例决不限于上述的实施例，并且，可以在不背离本公开的主题的情况下提出各种改变。

也就是说，除了符合DVB-T.2的OFDM信号的接收的情况以外，本公开例如可被应用于接收在其中包含作为分别在预先确定的位置中配置在其中包含导频模式的前置码信号的传送符号和导频信号的传送符号的前置码的OFDM符号的前置码符号的OFDM信号和作为根据事先确定的多个导频模式的包含于前置码信号的导频模式配置数据的传送符号并且配置导频信号的传送符号的数据的OFDM符号的数据符号的情况。

另外，在接收装置的实施例中，在位置调整部分52(参见图16)中，在IQ星座上旋转内插前传送路径特性数据，由此相对控制内插过滤器54中的对于内插前传送路径特性数据的(从中获得的0值内插特性数据)过滤的相位中的过滤器中心的位置。但是，此外，也可通过改变内插过滤器54的过滤器系数实施内插过滤器54中的过滤的相位中的过滤器中心的位置的控制。

这也适用于内插过滤器39的过滤器中心的位置的控制。

另外，在过滤器中心位置控制(参见图17和图18)中，可以在逐渐改变过滤位置的同时获得信号质量，使得提高信号质量，并且，可以确定检测信号质量的极端值时的过滤位置作为最佳位置。

本公开包含涉及在2010年6月28日在Japan Patent Office提交的日本优先专利申请JP 2010-145804中公开的主题的主题，在此加入其全部内容作为参考。

本领域技术人员可以理解，各种修改、组合、再组合和改变只要处于所附的权利要求或其等同物的范围内就可根据设计需要和其它的因素出现。

Claims (13)

1.一种接收装置，包括：

传送路径特性估计部分，通过使用包含于OFDM信号中的导频信号，获得内插前传送路径特性数据作为传送路径特性的估计值，所述传送路径特性作为所述导频信号的传送符号的正交频分复用(OFDM)信号的传送路径的特性，并且通过使用内插过滤器过滤所述内插前传送路径特性数据，由此获得传送路径特性数据作为所述OFDM信号的各传送符号的传送路径特性的估计值；

失真校正部分，通过使用所述传送路径特性数据对所述OFDM信号进行失真校正；以及

过滤器控制部分，控制所述内插过滤器的通带，其中，

所述OFDM信号包含前置码符号，在所述前置码符号中，分别在先前确定的位置中配置前置码信号的传送符号和所述导频信号的传送符号，并且，

所述过滤器控制部分通过使用所述前置码符号的传送符号来控制所述内插过滤器的通带。

2.根据权利要求1所述的接收装置，其中，

所述过滤器控制部分通过使用所述前置码符号的传送符号来控制所述内插过滤器的通带，使得完成所述失真校正之后的OFDM信号的信号质量最佳。

3.根据权利要求2所述的接收装置，其中，

所述过滤器控制部分在调整所述通带的同时通过使用所述内插过滤器过滤通过使用包含于所述前置码符号中的导频信号的传送符号所获得的、作为包含于所述前置码符号中的导频信号的传送符号的传送路径特性的估计值的所述内插前传送路径特性数据，由此获得所述传送路径特性数据作为所述OFDM信号的各传送符号的传送路径特性的估计值；

通过使用所述传送路径特性数据对所述前置码符号的传送符号进行失真校正；

获得完成失真校正之后的前置码信号的传送符号的信号质量；以及

获得使得信号质量最佳的通带。

4.根据权利要求3所述的接收装置，其中，

所述OFDM信号包含配置有数据的所述传送符号的数据符号，并且，根据先前确定的多个导频图案中的一个来配置所述导频信号的传送符号；

所述前置码信号包含关于所述数据符号的导频图案的信息；

所述过滤器控制部分在获得关于所述前置码信号中包含的所述数据符号的导频图案的信息之前，通过使用所述前置码符号的传送符号来控制所述通带，使得完成失真校正之后的OFDM信号的信号质量最佳；并且，

在获得关于所述前置码信号中包含的数据符号的导频图案的信息之后，通过使用所述数据符号的传送符号来控制所述通带，使得完成失真校正之后的OFDM信号的信号质量最佳。

5.根据权利要求3所述的接收装置，其中，

所述过滤器控制部分以所述前置码信号的二值相移键控(BPSK)的传送符号作为对象来获得完成失真校正之后的传送符号的信号质量。

6.根据权利要求5所述的接收装置，其中，

所述OFDM信号是符合DVB-T.2的标准的信号；

所述前置码信号是DVB-T.2的标准的L1；

所述前置码符号是DVB-T.2的标准的P2的OFDM符号；并且，

所述过滤器控制部分以符合DVB-T.2的标准的L1的L1pre的传送符号作为对象来获得完成失真校正之后的传送符号的信号质量。

7.根据权利要求2所述的接收装置，其中，

所述过滤器控制部分在调整所述通带的同时，通过使用所述内插过滤器来过滤通过使用所述前置码符号中包含的导频信号的传送信号的一部分而获得的、作为所述传送符号的一部分的传送路径特性的估计值的内插前传送路径特性数据，由此获得所述传送路径特性数据作为所述OFDM信号的传送符号的传送路径特性的估计值；

通过使用所述传送路径特性数据对所述前置码符号的传送符号进行失真校正；

针对所述导频信号的传送符号的剩余部分，获得完成失真校正之后的传送符号的信号质量；以及

获得使得信号质量最佳的通带。

8.根据权利要求1所述的接收装置，其中，

所述过滤器控制部分控制作为所述内插过滤器的通带的中心的过滤器中心的位置。

9.一种接收方法，包括：

通过传送路径特性估计部分，通过使用OFDM信号中包含的导频信号获得内插前传送路径特性数据作为传送路径特性的估计值，所述传送路径特性作为所述导频信号的传送符号的正交频分复用(OFDM)信号的传送路径的特性，并且通过使用内插过滤器过滤所述内插前传送路径特性数据，由此获得传送路径特性数据作为所述OFDM信号的各传送符号的传送路径特性的估计值；

通过失真校正部分，通过使用所述传送路径特性数据对所述OFDM信号进行失真校正；以及

通过过滤器控制部分，控制所述内插过滤器的通带，其中，

所述OFDM信号包含前置码符号，在所述前置码符号中，分别在先前确定的位置中配置前置码信号的传送符号和所述导频信号的传送符号，并且，

包含所述传送路径特性估计部分、所述失真校正部分和所述过滤器控制部分的接收装置通过使用所述前置码符号的传送符号来控制所述内插过滤器的通带。

10.一种接收系统，包括：

传送路径解码处理部分，对通过传送路径获取的信号进行至少包括用于校正在所述传送路径中产生的误差的处理的传送路径解码处理；和

信息源解码处理部分，对经过了所述传送路径解码处理的信号进行至少包括用于将压缩的信息展开为原信息的处理的信息源解码处理，其中，

通过所述传送路径获得的信号是包含前置码符号的正交频分复用(OFDM)信号，在所述前置码符号中，分别在先前确定的位置中配置前置码信号的传送符号和导频信号的传送符号，

所述传送路径解码处理部分包含：

传送路径特性估计部分，通过使用包含于OFDM信号中的导频信号，获得内插前传送路径特性数据作为传送路径特性的估计值，所述传送路径特性作为所述导频信号的传送符号的OFDM信号的传送路径的特性，并且通过使用内插过滤器过滤所述内插前传送路径特性数据，由此获得传送路径特性数据作为所述OFDM信号的各传送符号的传送路径特性的估计值；

失真校正部分，通过使用所述传送路径特性数据对所述OFDM信号进行失真校正；以及

过滤器控制部分，控制所述内插过滤器的通带，以及，

所述过滤器控制部分通过使用所述前置码符号的传送符号来控制所述内插过滤器的通带。

11.一种接收系统：包括：

传送路径解码处理部分，对通过传送路径获得的信号进行至少包括用于校正在所述传送路径中产生的误差的处理的传送路径解码处理；和

输出部分，根据经过了所述传送路径解码处理的信号来输出图像或声音，其中，

通过所述传送路径获得的信号是包含前置码符号的正交频分复用(OFDM)信号，在所述前置码符号中，分别在先前确定的位置中配置前置码信号的传送符号和导频信号的传送符号，

所述传送路径解码处理部分包含：

传送路径特性估计部分，通过使用包含于所述OFDM信号中的导频信号，获得内插前传送路径特性数据作为传送路径特性的估计值，所述传送路径特性作为所述导频信号的传送符号的OFDM信号的传送路径的特性，并且通过使用内插过滤器过滤所述内插前传送路径特性数据，由此获得传送路径特性数据作为所述OFDM信号的各传送符号的传送路径特性的估计值；

失真校正部分，通过使用所述传送路径特性数据对所述OFDM信号进行失真校正；以及

过滤器控制部分，控制所述内插过滤器的通带，以及，

所述过滤器控制部分通过使用所述前置码符号的传送符号来控制所述内插过滤器的通带。

12.一种接收系统，包括：

传送路径解码处理部分，对通过传送路径获得的信号进行至少包括用于校正在所述传送路径中产生的误差的处理的传送路径解码处理；和

记录部分，在其中记录经过了所述传送路径解码处理的信号，其中，

通过所述传送路径获得的信号是包含前置码符号的正交频分复用(OFDM)信号，在所述前置码符号中，分别在先前确定的位置中配置前置码信号的传送符号和导频信号的传送符号，

所述传送路径解码处理部分包括：

传送路径特性估计部分，通过使用包含于所述OFDM信号中的导频信号，获得内插前传送路径特性数据作为传送路径特性的估计值，所述传送路径特性作为所述导频信号的传送符号的OFDM信号的传送路径的特性，并且通过使用内插过滤器过滤所述内插前传送路径特性数据，由此获得传送路径特性数据作为所述OFDM信号的传送符号的各传送路径特性的估计值；

失真校正部分，通过使用所述传送路径特性数据对所述OFDM信号进行失真校正；以及

过滤器控制部分，控制所述内插过滤器的通带，以及，

所述过滤器控制部分通过使用所述前置码符号的传送符号来控制所述内插过滤器的通带。

13.一种接收系统，包括：

获得部分，通过传送路径获得信号；和

传送路径解码处理部分，对通过所述传送路径获得的信号进行至少包括用于校正在所述传送路径中产生的误差的处理的传送路径解码处理，其中，

通过所述传送路径获取的信号是包含前置码符号的正交频分复用(OFDM)信号，在所述前置码符号中，分别在先前确定的位置中配置前置码信号的传送符号和导频信号的传送符号，

所述传送路径解码处理部分包含：

传送路径特性估计部分，通过使用包含于所述OFDM信号中的导频信号，获得内插前传送路径特性数据作为传送路径特性的估计值，所述传送路径特性作为所述导频信号的传送符号的OFDM信号的传送路径的特性，并且通过使用内插过滤器过滤所述内插前传送路径特性数据，由此获得传送路径特性数据作为所述OFDM信号的各传送符号的传送路径特性的估计值；

失真校正部分，通过使用所述传送路径特性数据对所述OFDM信号进行失真校正；以及

过滤器控制部分，控制所述内插过滤器的通带，以及，

所述过滤器控制部分通过使用所述前置码符号的传送符号来控制所述内插过滤器的通带。

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