CN1860702A - 在通信系统中根据信道状态控制传输方案的装置和方法 - Google Patents

Abstract

公开了一种在通信系统中根据信道状态的发射机的传输方案，其中发射机具有M个发射天线，接收机具有N个接收天线。在数据输入后，发射机以从多个传输方案中选择的传输方案处理数据，并且将处理的数据发送给接收机。接收机估计接收到的信号的信道状态，根据对应于信道状态估计结果的信道状态选择传输方案，并且将指示所选传输方案的传输方案信息反馈到发射机。发射机确定对应于所接收到的传输方案信息的传输方案。

Description

在通信系统中根据信道状态控制传输方案的装置和方法

技术领域

本发明总的涉及通信系统，尤其涉及用于在包括具有多根发射(Tx)天线的发射机和具有多根接收(Rx)天线的接收机的通信系统中、根据信道状态控制发射机的传输方案的装置和方法。

背景技术

现代社会目睹了无线通信系统的快速发展以便满足各种用户需要。进行了很多研究来利用无线移动通信系统中有限的无线电资源、以具有最小BER(误码率)的全速率提供最好的服务。一个实现这些结果的方案是时空(space-time)处理方案。

时空处理方案旨在解决无线电环境中遇到的问题，如信号损失和不可预知的信道状态。在20世纪60年代，提出了波束形成算法。目前仍在积极开发该算法来增加下行和上行信道上的有效天线增益以及增加小区容量。由Tarokh等人在1997年引入的STC(时空编码)方案也是当前被积极研究的一种Tx分集方案。在研究成果中，STC方案被分支为STBC(时空分组码)和STTC(时空格码)。提出了Alamouti的码作为保持正交性并提供全速率的STBC。此外正在对发射分集方案和信道编码方案的组合进行大量研究，以增加接收性能。

所有这些努力都是为了接收性能。除了接收性能外还努力增加数据速率。增加数据速率的主要方案是空间复用方案。空间复用方案是通过多根Tx天线发送不同的数据的方案。这里，每根Tx天线的数据相互不同。根据Telta等人的理论，MIMO(多入多出)方案(空间复用方案的一种情况)与SISO(单入单出)方案相比，将容量增加了与Tx天线一样多的数量。容量的增加对于高速数据传输系统是非常重要的。

通过一起使用空间复用方案和MIMO方案，接收机通过最大似然检测方案译码多个接收的符号。由于高的频谱效率，复杂度大大增加。因此，提出了BLAST(Belllab Layered Space Time，贝尔实验室分层时空)来降低复杂度，虽然它并不提供最大似然检测的最佳译码性能。在BLAST中，一个接一个地分离地接收符号，并且将分离的符号排除在非分离的符号(即，符号组)之外，从而降低计算量。

给定Tx天线的数量和Rx天线的数量，可以产生对应于Tx天线的数量和Rx天线的数量的天线组合。天线组合用于不同目的。例如，对于两个Tx天线和两个Rx天线，得到的天线组合是2x2STBC和2层的空间复用(SM)。STBC是使用STBC码的方案。2x2STBC预置发射机可以发送的数据量，并且提高接收机的接收性能。另一方面，2层的SM与2x2STBC相比，将发送数据量增加2。

如上所述，根据Tx天线的数量和Rx天线的数量可得到各种天线组合。因此，在通信系统中从用来进行数据发射/接收的多个天线组合当中选择天线组合是决定系统容量的一个重要因素。

发明内容

本发明的目的是实质地解决至少是上述问题和/或缺点，并且提供至少是下面的优点。因此，本发明的目的是提供一种用于在MIMO通信系统中根据信道状态控制发射机的装置和方法。

上述目的是通过提供用于在通信系统中根据信道状态控制发射机的方法和装置来实现的。

根据本发明的一个方面，提供一种用于在通信系统中根据信道状态控制发射机的传输方案的方法，其中发射机具有M根发射天线，接收机具有N根接收天线。该方法包括步骤：发射机以从多个传输方案中选择的传输方案处理数据，并且将处理的数据发送给接收机；接收机从发射机接收数据，估计信道状态，根据对应于信道状态估计结果的信道状态选择传输方案，并且将指示所选传输方案的传输方案信息反馈给发射机；和发射机确定对应于所接收到的传输方案信息的传输方案。

根据本发明的另一方面，提供一种用于在无线通信系统中根据信道状态控制发射机的传输方案的方法，其中发射机具有M根发射天线，接收机具有N根接收天线。该方法包括步骤：发射机以从多个传输方案中选择的传输方案处理数据，并且将处理的数据发送给接收机；接收机从发射机接收数据，估计信道状态，并且将对应于信道状态估计结果的信道状态信息反馈给发射机；和发射机选择对应于所接收到的信道状态信息的多个传输方案之一。

根据本发明的再一方面，提供一种用于在通信系统中根据信道状态控制发射机的传输方案的装置，其中发射机具有M根发射天线，接收机具有N根接收天线。该装置包括：发射机，用于以从多个传输方案中选择的传输方案处理数据，将处理的数据发送给接收机，并且确定对应于从接收机接收的传输方案信息的传输方案；和接收机，用于从发射机接收数据，估计信号的信道，根据对应于信道状态估计结果的估计的信道状态选择传输方案，并且将指示所选传输方案的传输方案信息反馈给发射机。

根据本发明的再一方面，提供一种用于在通信系统中根据信道状态控制发射机的传输方案的装置，其中发射机具有M根发射天线，接收机具有N根接收天线。该装置包括：发射机，用于以从多个传输方案中选择的传输方案处理数据，将处理的数据发送给接收机，并且选择对应于从接收机接收的信道状态信息的多个传输方案之一；和接收机，用于从发射机接收数据，估计信道状态，并且将对应于信道状态估计结果的信道状态信息反馈给发射机。

根据本发明的再一方面，提供一种用于在通信系统中的发射机中根据信道状态控制发射机的传输方案的方法。该方法包括步骤：以从多个传输方案中选择的传输方案处理数据，并且将处理的数据发送给接收机；从接收机接收指示根据发射机和接收机之间的信道状态确定的传输方案的传输方案信息；和确定对应于所接收到的传输方案信息的传输方案。

根据本发明的再一方面，提供一种用于在通信系统中的发射机中根据信道状态控制发射机的传输方案的方法。该方法包括步骤：以从多个传输方案中选择的传输方案处理数据，并且将处理的数据发送给接收机；从接收机接收指示发射机和接收机之间的信道状态的信道状态信息；和确定对应于所接收到的信道信息的传输方案。

根据本发明的再一方面，提供一种用于在通信系统中的接收机中根据信道状态控制发射机的传输方案的方法。该方法包括步骤：从发射机接收信号，并且通过估计信号的信道状态来检测信道状态；根据信道状态从发射机可用的多个传输方案中选择一个；和将指示所选的传输方案的传输方案信息反馈给发射机。

根据本发明的再一方面，提供一种用于在通信系统中根据信道状态控制发射机的传输方案的装置。该装置包括：数据处理器，用于以从多个传输方案中选择的传输方案处理数据；射频(RF)处理器，用于将处理的数据发送给接收机；和用于选择传输方案的控制器，其在从接收机接收到指示根据发射机和接收机之间的信道状态确定的传输方案的传输方案信息后，选择对应于传输方案信息的传输方案。

根据本发明的再一方面，提供一种用于在通信系统中根据信道状态控制发射机的传输方案的装置。该装置包括：数据处理器，用于以从多个传输方案中选择的传输方案处理数据；射频(RF)处理器，用于将处理的数据发送给接收机；和用于选择传输方案的控制器，其在从接收机接收到指示发射机和接收机之间的信道状态的信道状态信息后，选择对应于信道状态信息的传输方案。

根据本发明的再一方面，提供一种用于在通信系统中根据信道状态控制发射机的传输方案的装置。该装置包括：射频(RF)处理器，用于从发射机接收信号并且通过估计信号的信道来检测信道状态；数据处理器，用于根据信道状态从发射机可用的多个传输方案中选择一个；和反馈单元，用于将指示所选的传输方案的传输方案信息反馈给发射机。

附图说明

通过下面结合附图的详细描述，本发明的上述和其他目的、特征和优点将变得清楚，其中：

图1是示出实现本发明的发射机和接收机的结构的方框图；

图2是示出图1所示的数据处理器的结构的方框图；

图3是示出根据本发明一个实施例的发射机和接收机的操作的信号流程的图；

图4是示出根据本发明另一实施例的发射机和接收机的操作的信号流程的图；

图5是示出4×2通信系统的BER性能特性的图；和

图6是示出4×4通信系统的BER性能特性的图。

具体实施方式

下面将参照附图描述本发明的优选实施例。在下面的描述中，由于对公知功能或结构不必要的详细描述将会混淆本发明，因此不对其进行描述。

本发明提供一种用于在通信系统中控制发射机的传输方案的方法，其中发射机具有多根发射(Tx)天线，而接收机具有多根Rx天线。将在基于第四代(4G)通信系统的两个通信系统的环境中描述传输方案控制方案。用于描述本发明的4G通信系统包括具有4根发射(Tx)天线的发射机和具有2根接收(Rx)天线的接收机，以及具有4根Tx天线的发射机和具有4根Rx天线的接收机。尽管本发明可以应用到任何使用FDMA(频分多址)方案、TDMA(时分多址)方案、CDMA(码分多址)方案和OFDM(正交频分复用)方案的通信系统，但应当理解，下面的说明是例如针对使用OFDM方案的通信系统(OFDM通信系统)做出的。

图1是图解实现本发明的发射机和接收机的结构的方框图。

参照图1，发射机100包括控制器111、数据处理器113和RF(射频)处理器115。接收机150包括RF处理器151、数据处理器153和反馈单元155。在生成发送数据后，将数据提供给数据处理器113。数据处理器113在控制器111的控制下处理OFDM方案中的数据。控制器111对应于从接收机150反馈的传输方案控制信息，确定数据处理器113要使用的传输方案。包括滤波器和前端单元的RF处理器115将数据处理器113的输出处理成可以通过空中发送的RF信号并且通过Tx天线发送RF信号。

接收机150的Rx天线接收来自发射机100的Tx天线的信号。RF处理器115将接收到的信号下转换成IF(中间频率)信号。数据处理器153对应于发射机100使用的传输方案处理IF信号，并且将处理后的信号作为最终接收的数据输出。同时，数据处理器153确定传输方案控制信息(通过该信息发射机100将能确定传输方案)，并且通过反馈单元155将传输方案控制信息发送给发射机100。尽管接收机150配备有用于反馈传输方案控制信息的反馈单元155，但显然传输方案控制信息也可以通过高层信令消息发送。

图2是示出数据处理器113和153的结构的方框图。参照图2，数据处理器113包括第一、第二和第三传输模式单元200、230和260。第一传输模式单元200以第一传输模式处理数据(4×4STBC方案)，第二传输模式单元230以第二传输模式处理数据(2层的SM(空间复用)方案)，而第三传输模式单元260以第三传输模式处理数据(SM方案)。这三种模式对于其中发射机具有4根Tx天线而接收机具有4根Rx天线的通信系统(4×4通信系统)是可用的。然而，第三种传输模式对于其中发射机具有4根Tx天线而接收机具有2根Rx天线的通信系统(4×2通信系统)是不可用的，这是因为使用了比Tx天线少的Rx天线。

第一传输模式单元200具有调制器201、4×4STBC编码器203、四个IFFT(逆快速傅立叶变换)单元207、211、215和219、以及四个并串转换器(PSC)209、213、217和221。

在数据输入到第一传输模式单元200后，将数据提供给调制器201。调制器201以预定的调制方案调制数据。4×4STBC编码器203以4×4STBC方案编码经调制的信号。

IFFT单元207、211、215和219对经4×4STBC编码的信号进行IFFT处理。PSC 209、213、217和221将从IFFT单元207、211、215和219接收的并行IFFT信号转换成串行信号，并且通过连接到RF处理器115的相应Tx天线输出串行信号。即，通过第一Tx天线发送来自PSC 209的信号，通过第二Tx天线发送来自PSC 213的信号，通过第三Tx天线发送来自PSC 217的信号，以及通过第四Tx天线发送来自PSC 221的信号。

第二传输模式单元230具有调制器231、串并转换器(SPC)233、两个2×2STBC编码器235和237、四个IFFT单元239、243、247和251、以及四个PSC 241、245、249和253。

在数据输入到第二传输模式单元230后，将数据提供给调制器231。调制器231以预定的调制方案调制数据。SPC 233将从调制器231接收的串行调制信号转换成并行信号。2×2STBC编码器235和237以2×2STBC方案编码并行信号。

IFFT单元239、243、247和251对经2×2STBC编码的信号进行IFFT处理。PSC 241、245、249和253将从IFFT单元239、243、247和251接收的并行IFFT信号转换成串行信号，并且通过连接到RF处理器115的相应Tx天线输出串行信号。即，通过第一Tx天线发送来自PSC 241的信号，通过第二Tx天线发送来自PSC 245的信号，通过第三Tx天线发送来自PSC 240的信号，以及通过第四Tx天线发送来自PSC 253的信号。

第三传输模式单元260具有调制器261、SPC 263、四个IFFT单元265、269、273和277、以及四个PSC 267、271、275和279。

在数据输入到第三传输模式单元260后，将数据提供给调制器261。调制器261以预定的调制方案调制数据。SPC 263将从调制器261接收的串行调制信号转换成并行信号。IFFT单元265、269、273和277分别对并行信号进行IFFT处理。PSC 267、271、275和279将并行IFFT信号转换成串行信号，并且通过连接到RF处理器115的相应Tx天线输出串行信号。即，通过第一Tx天线发送来自PSC 267的信号，通过第二Tx天线发送来自PSC 271的信号，通过第三Tx天线发送来自PSC 275的信号，以及通过第四Tx天线发送来自PSC 279的信号。

在数据处理器113中，三个传输模式单元200、230、260中的每一个具有四根Tx天线，但显然这四根Tx天线是由三个传输模式单元200、230、260中的每一个共同使用的。这里，在三个传输模式单元200、230、260中的每一个共同使用四根Tx天线的情况下，数据处理器113应当具有选择器(未示出)，以从三个传输模式单元200、230、260中的每一个的输出信号当中选择一个输出信号。因此，通过这四根Tx天线发送所选的输出信号。

通过这四根Tx天线发送的信号通过接收机150中的RF处理器151到达数据处理器153。

如上所述，接收机150可以配备有两根或四根Rx天线。在前一种情况下，发射机100无法以第三传输模式发送信号。数据处理器153包括多个SPC280到282、多个FFT(快速傅立叶变换)单元281到283、时空处理器284、PSC285、信道估计器286、第一传输模式判决器287、第二传输模式判决器288和传输模式选择器289。由于Rx天线的数量是2或4，因此在接收机150中提供与Rx天线数量一样多的SPC和FFT单元。

SPC 280到282将从Rx天线接收的串行信号转换成并行信号。FFT单元281到283对并行信号进行FFT处理。时空处理器284对应于发射机100中使用的传输模式处理FFT信号。PSC 285将从时空处理器284接收的并行信号转换成串行信号并将串行信号作为最终数据输出。

同时，接收机150确定自身的最佳传输模式方案。即，信道估计器286对接收到的信号进行信道估计，并且将信道估计结果输出到第一和第二模式判决器288。第一传输模式判决器227和287以第一传输模式判断方案确定发射机100的传输模式，而第二传输模式判决器289以第二传输模式判断方案确定发射机100的传输模式。传输模式选择器289切换到第一或第二传输模式判决器287或288，并且将关于第一或第二传输模式判决器287或288判断的传输模式的信息(即，传输模式控制信息)反馈给发射机100。

现在将详细描述每种传输模式中的数据发送和接收。

第一传输模式(4×4STBC方案)中的信号发送/接收

STBC用于最小化多径衰落的影响，同时保持最小的译码复杂度。Alamouti的编码是设计用来以全速率编码器和两根Tx天线进行保证正交性的传输。从此以后，出现了用两根或多根Tx天线以较低的数据速率正交传输的编码。关于Alamouti的编码的细节可参见Alamouti，“A simple TransmitDiversity Technique for Wireless Communications”，IEEE(电气和电子工程师学会)JSAC，1998。关于三根或多根Tx天线的编码的细节可参见Tarokh，“Space-Time Codes for High Data Rate Wireless Communications：PerformanceCriterion and Code Construction”，IEEE tr.Information Theory，1998。

在发射机中，STBC典型地定义为方程(1)

$\left(\begin{array}{cc}{x}_1& x_2\\ {-x}_2^{*}& x_1^{*}\end{array}\right)---\left(1\right)$

其中行按时间表示发送的符号，而列表示在Tx天线(即，第一和第二Tx天线)中发送的符号。在时间t₁，通过第一Tx天线发送符号x₁，通过第二Tx天线发送符号x₂。

假设Tx天线之间的信道经历平坦衰落，则接收机150接收到方程(2)所示的信号。

$\left[\begin{array}{c}{r}_1\\ r_2\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{x}_1& x_2\\ -x_2^{*}& x_1^{*}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{h}_1\\ h_2\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{w}_1\\ w_2\end{array}\right]---\left(2\right)$

其中w₁表示AWGN(加性白高斯噪声)，并且h₁表示第i信道的特性。

方程(2)等效于方程(3)。

$\left[\begin{array}{c}{r}_1\\ r_2^{*}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{h}_1& h_2\\ h_2^{*}& {-h}_1^{*}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{x}_1\\ x_2\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{w}_1\\ w_2\end{array}\right]---\left(3\right)$

方程(3)中的向量和矩阵由方程(4)定义。

r＝Hx+w

$r={\left[\begin{array}{cc}{r}_1& r_2^{*}\end{array}\right]}^T,x={\left[\begin{array}{cc}{x}_1& x_2^{*}\end{array}\right]}^T,H=\left[\begin{array}{cc}{h}_1& h_2\\ h_2^{*}& -h_1^{*}\end{array}\right]---\left(4\right)$

由于方程(4)中H^HH＝(|h₁|²+|h₂|²)I，因此通过方程(5)从接收的信号中得到发送向量。

$\hat{x}=\frac{1}{{\left|h_1\right|}^2+{\left|h_2\right|}^2}{H}^{H}r---\left(5\right)$

如果发射机没有关于信道特性的认识，则方程(5)表示最大似然(ML)检测器的实现。由于方程(4)中的列相互正交，因此分集数量级(diversity order)是2。当Rx天线数量增加到R时，分集数量级为2R。

在T×R通信系统中，最大分集数量级是TR。因此，如果Tx天线数量为2，则第一传输模式中的STBC方案提供最大分集数量级。已经对实现最大分集数量级进行了研究，并且证明如果调制的信号是复数信号，则不存在为三根或更多Tx天线提供最大分集数量级的正交STBC方案。在这种背景下，对于四根或更多Tx天线，提出了用于生成准正交STBC的算法。准正交STBC生成算法披露于Jafarkhani，“A Quasi orthorgonal Space-Time Block Code”，IEEE tr.COM.2001。Jafarkhani披露了对于四根Tx天线和Rx天线实现了2R的分集数量级，并且与Alamouti的正交STBC相比观测到3[dB]的性能改善。

同时，对于四根Tx天线，准正交STBC是2×2正交STBC到方程(6)的扩展。

$A_{12}=\left[\begin{array}{cc}{x}_1& x_2\\ -x_2^{*}& x_1^{*}\end{array}\right],A_{34}=\left[\begin{array}{cc}{x}_3& x_4\\ -x_4^{*}& x_3^{*}\end{array}\right]$

$A_{1-4}=\left[\begin{array}{cc}{A}_{12}& A_{34}\\ -A_{34}^{*}& A_{12}^{*}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cccc}{x}_1& x_2& x_3& x_4\\ -x_2^{*}& x_1^{*}& -x_4^{*}& x_3^{*}\\ -x_3^{*}& -x_4^{*}& x_1^{*}& x_2^{*}\\ x_4& -x_3& -x_2& x_1\end{array}\right]---\left(6\right)$

让矩阵A_1-4中的列向量为[v₁ v₂ v₃ v₄]。那么，列向量如下面方程(7)所示正交。

<V₁，V₂>＝<V₁，V₃>＝<V₂，V₄>＝<V₃，V₄>＝0

                                                      .....(7)

因此，矩阵A_1-4所生成的错误矩阵(对于最小秩(rank)2和R根Rx天线)具有2R的分集数量级。以这种方式，对于8根Tx天线，通过方程(8)产生准正交STBC。

$A_{1-4}=\left[\begin{array}{cccc}{x}_1& x_2& x_3& x_4\\ -x_2^{*}& x_1^{*}& -x_4^{*}& x_3^{*}\\ -x_3^{*}& -x_4^{*}& x_1^{*}& x_2^{*}\\ x_4& -x_3& -x_2& x_1\end{array}\right],A_{5-8}=\left[\begin{array}{cccc}{x}_5& x_6& x_7& x_8\\ -x_6^{*}& x_5^{*}& -x_8^{*}& x_7^{*}\\ -x_7^{*}& -x_8^{*}& x_5^{*}& x_6^{*}\\ x_8& -x_7& -x_6& x_5\end{array}\right]$

$A_{1-8}=\left[\begin{array}{cc}{A}_{1-4}& A_{5-8}\\ -A_{5-8}^{*}& A_{1-4}^{*}\end{array}\right]---\left(8\right)$

矩阵A_1-8所生成的错误矩阵与四根Tx天线的情况一样，也具有最小秩2。当采用方程(8)所示的准正交STBC并且以PSK(相移键控)方案调制数据时，接收到的信号如方程(9)所示。

$\left[\begin{array}{c}{r}_1\\ r_2^{*}\\ r_3^{*}\\ r_4\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cccc}{h}_1& h_2& h_3& h_4\\ h_2^{*}& -h_1^{*}& h_4^{*}& -h_3^{*}\\ h_3^{*}& h_4^{*}& -h_1^{*}& -h_2^{*}\\ h_4& -h_3& -h_2& h_1\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{x}_1\\ x_2\\ x_3\\ x_4\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{w}_1\\ w_2\\ w_3\\ w_4\end{array}\right]---\left(9\right)$

其定义为方程(10)的向量矩阵。

r＝Hx+w

                     .....(10)

通过将方程(10)的两侧同乘以H^H，得到方程(11)。

$y=H^{H}r=\left[\begin{array}{cccc}c& 0& 0& a\\ 0& c& b& 0\\ 0& b^{*}& c& 0\\ a^{*}& 0& 0& c\end{array}\right]x+w^1---\left(11\right)$

其分成如方程(12)和方程(13)所示的两个向量矩阵。

$\left[\begin{array}{c}{y}_1\\ y_4\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}c& a\\ a^{*}& c\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{x}_1\\ x_4\end{array}\right]+w_1---\left(12\right)$

$\left[\begin{array}{c}{y}_2\\ y_3\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}c& b\\ b^{*}& c\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{x}_2\\ x_3\end{array}\right]+w_2---\left(13\right)$

为了计算简单起见，假设通过将方程(12)和方程(13)中的每一个的两侧同乘以逆矩阵来恢复接收到的信号，线性检测器由方程(14)和方程(15)实现。

$\left[\begin{array}{c}{\hat{x}}_1\\ {\hat{x}}_4\end{array}\right]={\left[\begin{array}{cc}c& a\\ a^{*}& c\end{array}\right]}^{-1}\left[\begin{array}{c}{y}_1\\ y_4\end{array}\right]---\left(14\right)$

$\left[\begin{array}{c}{\hat{x}}_2\\ {\hat{x}}_3\end{array}\right]={\left[\begin{array}{cc}c& b\\ b^{*}& c\end{array}\right]}^{-1}\left[\begin{array}{c}{y}_2\\ y_3\end{array}\right]---\left(15\right)$

第二传输模式(2层的SM)中的信号发送/接收

由于在MIMO-OFDM系统中每个子信道经历平坦衰落，因此可以对每个子信道的调制/解调应用空间复用和发射分集的组合。例如，在图2所示的四根Tx天线和两根或更多Rx天线的情况下，如果对两对Tx天线单独执行STBC编码，并且将不同的数据a_n和b_n通过两对Tx天线独立地发送，则在STBC编码完成后通过Tx天线在偶数时间和基数时间的数据发送如表1所示。

表1

	Tx天线1	Tx天线2	Tx天线3	Tx天线4
					t＝2n	a2n	a2n+1	b2n	b2n+1
t＝2n+1	-a* 2n+1	a* 2n	-b* 2n+1	b* 2n

为了注解简单起见，将STBC矩阵应用到第k子信道，如方程(16)所示。

$A_n\left(k\right)=\left[\begin{array}{cccc}{a}_{2n}\left(k\right)& a_{2n+1}\left(k\right)& b_{2n}\left(k\right)& b_{2n+1}\left(k\right)\\ -a_{2n+1}^{*}\left(k\right)& a_{2n}^{*}\left(k\right)& -b_{2n+1}^{*}\left(k\right)& b_{2n}^{*}\left(k\right)\end{array}\right]---\left(16\right)$

将在时间n通过第i根Rx天线在第k子信道上接收到的信号表示为y_n(i:k)。那么，通过两根Rx天线接收到的信号用方程(17)的向量矩阵的形式表示。

$\left[\begin{array}{c}{y}_{\mathrm{2n}}(1;k)\\ y_{2n+1}^{*}(1;k)\\ y_{2n}(2;k)\\ y_{2n+1}^{*}(2;k)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cccc}{H}_{11}\left(k\right)& H_{12}\left(k\right)& H_{13}\left(k\right)& H_{14}\left(k\right)\\ H_{12}^{*}\left(k\right)& -H_{11}^{*}\left(k\right)& H_{14}^{*}\left(k\right)& -H_{13}^{*}\left(k\right)\\ H_{21}\left(k\right)& H_{22}\left(k\right)& H_{23}\left(k\right)& H_{24}\left(k\right)\\ H_{22}^{*}\left(k\right)& -H_{21}^{*}\left(k\right)& H_{24}^{*}\left(k\right)& -H_{23}^{*}\left(k\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{a}_{2n}\left(k\right)\\ a_{2n+1}\left(k\right)\\ b_{2n}\left(k\right)\\ b_{2n+1}\left(k\right)\end{array}\right]+w\left(k\right)---\left(17\right)$

其中H_i，j(k)是在第j根Tx天线和第i根接收天线之间的第k子信道的信道增益，而w(k)是第k子信道的AWGN向量。方程(17)的向量和矩阵简化为方程(18)。

y_n(k)＝H(k)x_n(k)+w(k)

                                       .....(18)

由于两对a_n和b_n被加入方程(18)的y_n(k)中，因此通过使用垂直-贝尔实验室分层时空(V-BLAST)接收机一次检测这两个值是高效的。用下面的方式计算V-BLAST检测的抽头加权向量。

(1)迫零(Zero-Forcing)

按照迫零，通过方程(19)计算抽头加权向量。

G(k)≡[g₁(k)…g₄(k)]＝{H^H(k)H(k)}^-1H^H(k)

                                            .....(19)

在方程(19)中要解码的第一层由方程(20)给出。

$l=\arg \underset{l}{\min }\{d_1,d_2\}$

d₁＝c(1)+c(3)，d₂＝c(2)+c(4)

s.t.where c＝diag{H^H(k)H(k)}^-1

                                            .....(20)

(2)MMSE(最小均方误差)

按照MMSE，通过方程(21)计算抽头加权向量。

G(k)≡[g₁(k)…g₄(k)]＝{H^H(k)H(k)+σ²I}^-1H^H(k)

                                            .....(21)

其中σ²是噪声方差。在方程(21)中要解码的第一层如方程(22)所示。

$l=\arg \underset{l}{\min }\{d_1,d_2\}$

d₁＝c(1)+c(3)，d₂＝c(2)+c(4)

S.t.where c＝diag{H^H(k)H(k)+σ²I}^-1

                                           .....(22)

如果选择a_2n(k)和a_2n+1(k)作为要编码的第一元素，则进行如方程(22)所示的下面判决。

$\left[\begin{array}{c}{\hat{a}}_{2n}\left(k\right)\\ {\hat{a}}_{2n+1}\left(k\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{g}_1^H\left(k\right)\\ g_2^H\left(k\right)\end{array}\right]y_n\left(k\right)---\left(23\right)$

使用检测的_2n(k)和_2n+1(k)，通过方程(24)消去干扰。

$y_n^{\&prime;}\left(k\right)=y_n\left(k\right)-\left[\begin{array}{cc}{h}_1\left(k\right)& h_2\left(k\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{\hat{a}}_{2n}\left(k\right)\\ {\hat{a}}_{2n+1}\left(k\right)\end{array}\right]$

H′(k)＝[h₃(k)h₄(k)]

                                           .....(24)

如果方程(24)中的H(k)＝[h₁(k)h₂(k)h₃(k)h₄(k)]以及a_2n(k)和a_2n+1(k)被准确地恢复，则方程(14)简化为方程(25)。

$y_n^{\&prime;}\left(k\right)=H^{\&prime;}\left(k\right)\left[\begin{array}{c}{b}_{2n}\left(k\right)\\ b_{2n+1}\left(k\right)\end{array}\right]+w\left(k\right)---\left(25\right)$

同时，由于STBC的本质，H(K)满足方程(26)。

${\left\{H^{\&prime;}\left(k\right)\right\}}^{H}H\left(k\right)=\frac{1}{{\left|H_{13}\left(k\right)\right|}^2+{\left|H_{14}\left(k\right)\right|}^2+{\left|H_{23}\left(k\right)\right|}^2+{\left|H_{24}\left(k\right)\right|}^2}I---\left(26\right)$

因k此，通过方程(27)的线性计算简单地恢复b_2n(k)和b_2n+1(k)。

$\left[\begin{array}{c}{\hat{b}}_{2n}\left(k\right)\\ {\hat{b}}_{2n+1}\left(k\right)\end{array}\right]=\frac{1}{c}{\left\{H^{\&prime;}\left(k\right)\right\}}^H{y}_n^{\&prime;}\left(k\right)---\left(27\right)$

其中c＝|H₁₃(k)|²+|H₁₄(k)|²+|H₂₃(k)|²+|H₂₄(k)|²。如之前所述，使用方程(21)到方程(27)的数据恢复操作可以扩展到两个或更多Rx天线的情况。

第三传输模式(SM)中的信号发送/接收

为了在图2所示的典型的MIMO通信系统中使用SM方案，发射机通过复用、经由Tx天线发送不同的数据流{x₁(n)，...，x_T(n)}，并且接收机使用通过Rx天线接收的信号{y₁(n)，...，y_R(n)}恢复数据流。数据速率是SISO方案中的T倍。

假设天线之间的所有信道经历平坦衰落，第i根Tx天线和第j根Rx天线之间的信道用h_ij表示。那么，发送信号和接收信号之间的信号模型如方程(28)所示。

y(n)＝Hx(n)+W(n)

                                   .....(28)

其中y(n)＝y₁(n)...y_R(n)^T，x(n)＝x₁(n)...x_T(n)^T，w(n)是R×1噪声向量，以及一个R×T矩阵H＝h_ij，i＝1，...，R，j＝1，...，T。

从MIMO信道容量公式，可以由方程(29)得出信道容量。

$C={\log }_2\left[\det \right\{\frac{\mathrm{\&rho;}}{N}{\mathrm{HH}}^H+I_R\left\}\right]---\left(29\right)$

其中ρ是在接收机处的每根Rx天线的SNR(信噪比)，而I_R是R×R单位矩阵。

由方程(29)可知，如果H具有满秩，其列向量具有低相关度，从而HH^H矩阵的特征值不会展开的太多，从而MIMO信道的容量增加。因此，T根Tx天线和一根Rx天线的信道容量如方程(30)所示。

$C={\log }_2[\frac{\mathrm{\&rho;}}{T}\underset{i=1}{\overset{T}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\left|h_{1i}\right|}^2+1]---\left(30\right)$

对于一根Tx天线和R根Rx天线，通过方程(31)计算信道容量。

$C={\log }_2[\mathrm{\&rho;}\underset{i=1}{\overset{R}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\left|h_{i1}\right|}^2+1]---\left(31\right)$

方程(29)到方程(31)当中的比较揭示：如果Tx天线和Rx天线的数量都线性增加，则信道容量也线性增加，而如果Tx或Rx天线中的一个数量增加，则它导致信道容量与对数成比例地增加。理论上，Tx和Rx天线的同时增加会最有效地增加信道容量。然而在实际实现中，尽管在基站上安装多根Tx天线相对容易，但是由于终端尺寸、功率和移动性的限制，用户终端可用的Rx天线数量受到限制。因此，要开发允许在Tx和Rx天线的数量都可以增加、以及Tx或Rx天线之一的数量可以增加这两种情况下都能有效利用增加的容量的调制/解调方案。

下面将描述在SM模式下的信号检测。

在接收到方程(28)的信号向量y(n)后，必须从y(n)中恢复并行发送的数据x(n)。即使每个信道的特性h_ij是独立的，接收到的信号也会由于从发射机同时发送数据而经历ISI(符号间干扰)，并且加入了AWGN，w(n)。可以考虑用三种方法从y(n)恢复x(n)。

(1)ML检测

给定x(n)，y(n)的PDF(概率密度函数)如方程(32)所示。

$f\left(y\left(n\right)\right|x\left(n\right))=\frac{1}{{\left({\mathrm{\&pi;\&sigma;}}^2\right)}^M}\&CenterDot;\exp [-\frac{1}{{\mathrm{\&sigma;}}^2}(y\left(n\right)-\mathrm{Hx}{\left(n)\right)}^H(y\left(n\right)-\mathrm{Hx}\left(n\right))]---\left(32\right)$

其中σ²＝E[|w₁(n)|²]。

为了计算简单起见，采用对数似然函数，并且忽略常数。那么，检测PDF中具有最大概率的发送信号的函数如方程(33)所示。

$\hat{x}\left(n\right)=\underset{x_1\left(n\right)}{\min }{\{y\left(n\right)-\mathrm{Hx}\left(n\right)\}}^H\{y\left(n\right)-\mathrm{Hx}\left(n\right)\}$

s.t.X₁(n)∈所有可能的星座集                .....(33)

在如方程(33)中那样对x(n)的基于ML检测的情况下，假设使用L星座(constellation)的调制方案，总共通过计算方程(33)L^T次来检测产生最小目标值的发送信号。

理论上，当发射机没有关于信道的认识并且发送{x_i(n)}的概率在每个i上是相等的时，ML检测方案提供最佳性能。然而，由于ML检测方案的实际实现需要对方程(33)进行L^T次计算，因此使用具有大量(L)星座的调制方案来增加数据速率。如果Tx天线的数量(T)较大，则在实际中不可能完成ML检测。例如，对于16QAM(正交幅度调制)方案和四根Tx天线，要求65536次目标值计算，从而导致巨大的负载。

因此，使用ML检测来指示在MIMO环境中可以达到的性能的最低极限。在实际实现中，以损失一些ML检测的性能为代价考虑使用有利于计算的接收机结构。

(2)线性检测(R≥T)

对于方程(28)中所示的x(n)的线性检测，目标方程定义为方程(34)。

$J={\{y\left(n\right)-H\hat{x}\left(n\right)\}}^H\{y\left(n\right)-H\hat{x}\left(n\right)\}---\left(34\right)$

其中，通过方程(35)检测最小化目标方程的

$\frac{\&PartialD;J}{\&PartialD;{\hat{x}}^{*}\left(n\right)}=-H^H\{y\left(n\right)-H\hat{x}\left(n\right)\}=0$

$\hat{x}\left(n\right)={\left(H^{H}H\right)}^{-1}{H}^{H}y\left(n\right)---\left(35\right)$

由于x(n)要包含在所使用的调制方案的星座集中，因此考虑调制方案对

进行最终判决。这里，x(n)用方程(36)表示。

$\hat{x}\left(n\right)=\mathrm{decision}\left\{{\left(H^{H}H\right)}^{-1}{H}^{H}y\left(n\right)\right\}---\left(36\right)$

实现方程(36)的检测器仅仅考虑MIMO信道H，而不考虑噪声方差来检测发送信号。这种类型的检测器称为迫零线性检测器。迫零线性检测器是无偏性的，并且通过方程(37)计算MSE(均方误差)。

$E\left[\hat{x}\left(n\right)\right]=E\left[{\left(H^{H}H\right)}^{-1}{H}^H\right\{\mathrm{Hx}\left(n\right)+w\left(n\right)\left\}\right]=x\left(n\right)$

$\mathrm{MSE}=E\left[\right\{\hat{x}\left(n\right)-x\left(n\right){\}}^H\{\hat{x}\left(n\right)-x\left(n\right)\}]$

$={\mathrm{\&sigma;}}^2\&CenterDot;\mathrm{tr}\left[{\left(H^{H}H\right)}^{-1}\right]---\left(37\right)$

其中tr[]表示计算矩阵的迹(trace)的运算。

可以考虑另一种类型的线性检测器，它通过方程(38)操作。

z(n)＝W_fy(n)

$\hat{x}\left(n\right)=\mathrm{decision}\left\{z\left(n\right)\right\}$

J＝E[{z(n)-x(n)}^H{z(n)-x(n)}]     .....(38)

最小化上述目标方程的W_f表示为方程(39)。

$\frac{\&PartialD;J}{\&PartialD;W_f^{*}}=E\left[\right\{W_{f}y\left(n\right)-x\left(n\right)\left\}{y}^H\left(n\right)\right]=0$

W_f＝H^H(HH^H+σ²I_M)^-1＝(H^HH+σ²I_N)^-1H^H

                                             .....(39)

实现方程(39)的检测器是MMSE线性检测器。MMSE线性检测要求来自接收信号的噪声功率的认识或对噪声功率的估计。利用噪声功率的准确认识，MMSE检测器可以比迫零检测器更好的工作。但是，如果H^HH矩阵的特征值展开较宽，则增加的噪声大大降低了检测期间的性能，这是因为MMSE线性检测器对信道反向滤波。

(3)V-BLAST检测(R≥T)

为了改善线性检测器的性能，通过依次执行下列步骤在信号检测中引入干扰消除：根据其强度恢复从多根Tx天线接收的信号、从接收到的信号中移除恢复的信号、然后恢复下一信号。这种类型的检测器根据发送信号的类型使用D-BLAST(对角BLAST)或V-BLAST。这里描述相对易于实现的V-BLAST。

通过下列过程执行V-BLAST检测：

步骤1：计算抽头加权矩阵W

       其中W＝[w₁…w_T]

步骤2：找到具有最大SNR的层

       假设选中了第k层

步骤3：检测

$z_k\left(n\right)=w_k^{H}y\left(n\right)$

${\hat{x}}_k\left(n\right)=\mathrm{decision}\left\{z_k\left(n\right)\right\}$

步骤4：干扰消除

$y\left(n\right)=y\left(n\right)-h_k{\hat{x}}_k\left(n\right)$

H＝[h₁…h_k-1 h_k+1…h_T]

步骤5：重复步骤(1)，直到检测了所有x₁(n)为止。

按照迫零，抽头加权矩阵W表示为方程(40)。

W＝(H^HH)^-1H^H

                              .....(40)

按照MMSE(只有当已知噪声功率时)，表示为方程(41)。

W＝(H^HH+σ²I)^-1H^H

                              .....(41)

如果每次检测是准确的，则V-BLAST检测器将数据速率增加T倍，并且达到平均T·R/2的分集。然而，对于V-BLAST检测，依次计算T×T矩阵、(T-1)×(T-1)矩阵和1×1矩阵的逆矩阵，同时按大小顺序排列。为了简化计算，提出了合并QP(QuickProp)分解和依次排列的方法。当T＝R时，要求大约

次复数乘法，这意味着V-BLAST检测器比ML检测器简单，但比线性检测器复杂的多。

上面描述了第一到第三传输模式中的发送/接收。现在，将对接收机中用于选择发射机的传输模式的操作进行描述。

如前面参照图2所述，发射机基于从接收机接收的传输模式控制信息判断传输模式。因此，接收机必须反馈传输模式控制信息。传输模式可以通过第一或第二传输模式判断方法来确定。

第一传输模式判断方法是基于欧几里得(Euclidean)距离的。对每种传输模式测量欧几里得距离，并且确定具有最长欧几里得距离的传输模式。

对于2^R-QAM方案，每种传输模式的欧几里得距离给定为 $d^2=\frac{12}{2^R-1}.$ 对其进行每单位能量的标准化。每单位能量的标准化是指即使4QAM方案增加到16QAM方案，发射功率也仍不改变。为了使用相同的能量而不考虑4QAM方案或16QAM方案，在4QAM方案中分配总能量的每1/4，而在16QAM方案中分配总能量的每1/16。

下面将描述对第一传输模式应用第一传输模式判断方法的情况。

对于在4×2通信系统中的4bps/Hz的频谱效率，可使用模式1(16QAM)方案和模式2(4QAM方案，即，QPSK方案)。在相同的频谱效率下，两种模式具有相同的数据速率。给定了相同的数据速率，最好使用提供更好BER性能的模式。接收机通过方程(42)计算欧几里得距离。

$d_{\min ,\mathrm{Mode}1}^2\&le;\frac{{\left|\right|H\left|\right|}_F^2}{N_T}{d}_{\min ,\mathrm{mode}1}^2---\left(42\right)$

其中‖H‖_F ²是信道矩阵H的费罗贝尼乌斯范数(Frobenius norm)，即，信道的奇异值(singular value)的平方和。这里将不再描述导出方程(42)的运算。

下面将描述对第二传输模式应用第一传输模式判断方法的情况。

在第二传输模式中，欧几里得距离在4×2通信系统和4×4通信系统中不同。在4×4通信系统中的欧几里得距离由方程(43)计算出。

$({\mathrm{\&lambda;}}_3^2\left(H\right)+{\mathrm{\&lambda;}}_4^2\left(H\right))\frac{d_{\min ,\mathrm{mode}2}^2}{N_T}\&le;d_{\min ,\mathrm{Mode}2}^2\left(H\right)\&le;({\mathrm{\&lambda;}}_1^2\left(H\right)+{\mathrm{\&lambda;}}_2^2\left(H\right))\frac{d_{\min ,\mathrm{mode}2}^2}{N_T}---\left(43\right)$

而在4×2通信系统中，它表示为方程(44)。

${\mathrm{\&lambda;}}_2^2\left(H\right)\frac{d_{\min ,\mathrm{mode}2}^2}{N_T}\&le;d_{\min ,\mathrm{Mode}2}^2\left(H\right)\&le;{\mathrm{\&lambda;}}_1^2\left(H\right)\frac{d_{\min ,\mathrm{mode}2}^2}{N_T}---\left(44\right)$

下面将描述对第三传输模式应用第一传输模式判断方法的情况。

通过方程(45)准确地计算欧几里得距离。

$d_{\min ,\mathrm{Mode}3}^2\left(H\right):=\underset{x_i,x_j\&Element;X_{\mathrm{Mode}3}}{\min }\frac{{\left|\right|H(x_i-x_j)\left|\right|}^2}{N_T}---\left(45\right)$

为了降低复杂度，它可以用方程(46)所示的范围的形式表示。

${\mathrm{\&lambda;}}_{\min }^2\left(H\right)\frac{d_{\min ,\mathrm{mode}3}^2}{N_T}\&le;d_{\min ,\mathrm{Mode}3}^2\left(H\right)\&le;{\mathrm{\&lambda;}}_{\max }^2\left(H\right)\frac{d_{\min ,\mathrm{mode}3}^2}{N_T}---\left(46\right)$

其中λ_min是最小奇异值，而λ_max是最大奇异值。信道的特征值指示信道的状态。如果特征值大，则信道状态好。如果特征值小，则信道状态差。

因此，接收机选择具有为传输模式测量的最长欧几里得距离的传输模式，并且将关于所选传输模式的传输模式控制信息反馈给发射机。

第二传输模式判断方法是基于统计值的。当在第一传输模式判断方法中使用欧几里得距离判断传输模式时，可以对于每帧变化天线组合。另一方面，在第二传输模式判断方法中，基于现有的性能值执行一次或两次模式切换。即，在一个阈值以下使用第一模式，而在该阈值处或之上使用第二模式。该阈值在信道编码系统中是从BER-SNR(误码率-信噪比)性能曲线得出的，而在非信道编码系统中是从FER(误帧率)-SNR性能曲线得出的。可以以多种方法来确定该阈值。可以基于在特定环境下累加的测量通过BER/FER-SNR分析、或者通过仿真来确定它。在每种模式中画出不同的性能曲线，这主要是因为对相同的频谱效率使用不同的调制方案。例如，在4×4通信系统中，模式1使用256QAM方案，模式2使用16QAM方案，而模式3使用4QAM方案。因此，系统存储初步计算的阈值，测量SNR，并且比较它们。使用之前的统计值设置阈值。即，在单独的模式运行后，将模式的性能曲线中的交叉点作为阈值。即，

如果SNR＜Th0

运行模式X

否则

运行模式Y

图3是示出根据本发明一个实施例的发射机和接收机的操作的信号流程图。

参照图3，在步骤311中，发射机以初始设置模式(例如，第一传输模式)向接收机发送信号。接收机然后在步骤313中对接收到的信号进行信道估计，在步骤315中根据信道估计结果用第一或第二传输模式判断方法选择期望的传输模式，例如第二传输模式，并且在步骤317中将指示所选传输模式的传输模式控制信息反馈给发射机。

发射机在步骤319中从第一传输模式转换到对应于传输模式控制信息的第二传输模式，并且在步骤321中以第二传输模式向接收机发送信号。

图4是示出根据本发明另一实施例的发射机和接收机的操作的信号流图。

参照图4，在步骤411中，发射机以初始设置模式(例如，第一传输模式)向接收机发送信号。接收机然后在步骤413中对接收到的信号进行信道估计，并且在步骤415中将基于信道估计结果的信道信息反馈给发射机。

发射机在步骤419中以第一或第二传输模式判断方法、根据信道信息选择传输模式，例如第二传输模式)。发射机在步骤421中从第一传输模式转换到第二传输模式，并且以第二传输模式向接收机发送信号。与图3所示的发射机的操作相比，发射机根据反馈信道信息自己确定传输模式，而不是由接收机确定传输模式。

将参照图5和6描述本发明的BER性能。

对于OFDM通信系统的仿真，假设瑞利平坦衰落(Rayleigh flat fading)和下面表2中所述的参数。

参数	值
		子载波数量	64
循环前缀数量	16
		使用的子载波数量	48
采样速率	20Mbaud
		调制	QPSK，16QAM，256QAM
帧长度	24个符号
		Tx天线数量	1，2，4
Rx天线数量	1，2，4
		信道编码	无

图5是示出4×2通信系统的BER性能特性的图。

参照图5，设置4bps/Hz的频谱效率，并且四条曲线是独立的模式1和模式2的曲线、基于欧几里得距离切换的曲线和基于统计值切换的曲线。仿真结果显示基于欧几里得距离的切换提供最佳的性能。基于统计值的切换保持模式1和模式2中独立的模式操作的最佳性能，并且降低了发生切换的次数。

图6是示出4×4通信系统的BER性能特性的图。

参照图6，尽管有三种模式可用，但由于模式3(ML)总是具有大的值，因此模式3(ML)在基于欧几里得距离的切换中不可用。在所有模式中，模式3(ML)具有最佳性能。特别地，基于欧几里得距离的切换是从ML方程得出的，因此在4×4系统中不可用。在实际的4×4系统中，使用次最优算法、MMSE和ZF(迫零)，而不使用具有高复杂度的ML。因此，基于统计值的切换是基于使用MMSE的模式3。值得注意的是，模式1：256QAM提供最差的性能，这意味着调制阶将大大影响天线结构。

根据如上所述的本发明，在通信系统中根据信道状态控制传输方案，从而最大化系统效率。此外，随着传输方案的自适应控制，使系统复杂度最小化。因此，最小化了由计算负载招致的系统负载。

尽管参照特定优选实施例示出和描述了本发明，但本领域技术人员应当理解，可以在不背离所附权利要求书限定的本发明的宗旨和范围的前提下，对形式和细节进行各种修改。

Claims (23)

1.一种用于在通信系统中根据信道状态控制发射机的传输方案的方法，其中发射机具有M根发射天线，接收机具有N根接收天线，该方法包括步骤：

发射机以从多个传输方案中选择的传输方案处理数据，并且将处理的数据发送给接收机；

接收机从发射机接收数据，估计信道状态，根据对应于信道状态估计结果的信道状态选择传输方案，并且将指示所选传输方案的传输方案信息反馈给发射机；和

发射机确定对应于所接收到的传输方案信息的传输方案。

2.如权利要求1所述的方法，其中，所述多个传输方案是时空分组编码方案、分层空间复用方案和空间复用方案。

3.如权利要求1所述的方法，其中，所述传输方案选择步骤包括接收机根据第一传输方案判断方案来选择多个传输方案之一的步骤，其中第一传输方案判断方案在该信道状态中从多个传输方案中选择具有最长欧几里德距离的传输方案。

4.如权利要求1所述的方法，其中，所述传输方案选择步骤包括接收机根据第二传输方案判断方案来选择多个传输方案之一的步骤，其中第二传输方案判断方案使用阈值选择多个传输方案之一，该阈值是根据在该信道状态中相对于信噪比(SNR)的误码率(BER)和相对于SNR的误帧率(FER)设置的。

5.一种用于在无线通信系统中根据信道状态控制发射机的传输方案的方法，其中发射机具有M根发射天线，接收机具有N根接收天线，该方法包括步骤：

发射机以从多个传输方案中选择的传输方案处理数据，并且将处理的数据发送给接收机；

接收机从发射机接收数据，估计信道状态，并且将对应于信道状态估计结果的信道状态信息反馈给发射机；和

发射机选择对应于所接收到的信道状态信息的多个传输方案之一。

6.如权利要求5所述的方法，其中，所述多个传输方案是时空分组编码方案、分层空间复用方案和空间复用方案。

7.如权利要求5所述的方法，其中，所述传输方案选择步骤包括发射机根据第一传输方案判断方案来选择多个传输方案之一的步骤，其中第一传输方案判断方案在由信道状态信息所表示的估计信道状态中从多个传输方案中选择具有最长欧几里德距离的传输方案。

8.如权利要求5所述的方法，其中，所述传输方案选择步骤包括发射机根据第二传输方案判断方案来选择多个传输方案之一的步骤，其中第二传输方案判断方案使用阈值选择多个传输方案之一，该阈值是根据在该信道状态中相对于信噪比(SNR)的误码率(BER)或相对于SNR的误帧率(FER)设置的。

9.一种用于在通信系统中根据信道状态控制发射机的传输方案的装置，其中发射机具有M根发射天线，接收机具有N根接收天线，该装置包括：

发射机，用于以从多个传输方案中选择的传输方案处理数据，将处理的数据发送给接收机，并且确定对应于从接收机接收的传输方案信息的传输方案；和

接收机，用于从发射机接收数据，估计信号的信道，根据对应于信道状态估计结果的估计的信道状态选择传输方案，并且将指示所选传输方案的传输方案信息反馈给发射机。

10.如权利要求9所述的装置，其中，所述多个传输方案是时空分组编码方案、分层空间复用方案和空间复用方案。

11.如权利要求9所述的装置，其中，接收机包括：

信道估计器，用于估计接收到的信号的信道状态；

传输方案判决器，用于根据所估计的信道状态选择多个传输方案之一；和

传输方案选择器，用于反馈指示所选的传输方案的传输方案信息。

12.如权利要求11所述的装置，其中，传输方案判决器根据第一传输方案判断方案来选择多个传输方案之一，其中第一传输方案判断方案在估计的信道状态中从多个传输方案中选择具有最长欧几里德距离的传输方案。

13.如权利要求11所述的装置，其中，传输方案判决器根据第二传输方案判断方案来选择多个传输方案之一，其中第二传输方案判断方案使用阈值选择多个传输方案之一，该阈值是根据在该信道状态中相对于信噪比(SNR)的误码率(BER)和相对于SNR的误帧率(FER)设置的。

14.一种用于在通信系统中根据信道状态控制发射机的传输方案的装置，其中发射机具有M根发射天线，接收机具有N根接收天线，该装置包括：

发射机，用于以从多个传输方案中选择的传输方案处理数据，将处理的数据发送给接收机，并且选择对应于从接收机接收的信道状态信息的多个传输方案之一；和

接收机，用于从发射机接收数据，估计信道状态，并且将对应于信道状态估计结果的信道状态信息反馈给发射机。

15.如权利要求14所述的装置，其中，所述多个传输方案是时空分组编码方案、分层空间复用方案和空间复用方案。

16.如权利要求14所述的装置，其中，发射机根据第一传输方案判断方案来选择多个传输方案之一，其中第一传输方案判断方案在信道状态信息所表示的信道状态中从多个传输方案中选择具有最长欧几里德距离的传输方案。

17.如权利要求14所述的装置，其中，发射机根据第二传输方案判断方案来选择多个传输方案之一，其中第二传输方案判断方案使用阈值选择多个传输方案之一，该阈值是根据在该信道状态中相对于信噪比(SNR)的误码率(BER)和相对于SNR的误帧率(FER)设置的。

18.一种用于在通信系统中的发射机中根据信道状态控制发射机的传输方案的方法，该方法包括步骤：

以从多个传输方案中选择的传输方案处理数据，并且将处理的数据发送给接收机；

从接收机接收指示根据发射机和接收机之间的信道状态确定的传输方案的传输方案信息；和

确定对应于所接收到的传输方案信息的传输方案。

19.一种用于在通信系统中的发射机中根据信道状态控制发射机的传输方案的方法，该方法包括步骤：

以从多个传输方案中选择的传输方案处理数据，并且将处理的数据发送给接收机；

从接收机接收指示发射机和接收机之间的信道状态的信道状态信息；和

确定对应于所接收到的信道状态信息的传输方案。

20.一种用于在通信系统中的接收机中根据信道状态控制发射机的传输方案的方法，该方法包括步骤：

从发射机接收信号，并且通过估计信号的信道状态来检测信道状态；

根据信道状态从发射机可用的多个传输方案中选择一个；和

将指示所选的传输方案的传输方案信息反馈给发射机。

21.一种用于在通信系统中根据信道状态控制发射机的传输方案的装置，该装置包括：

数据处理器，用于以从多个传输方案中选择的传输方案处理数据；

射频(RF)处理器，用于将处理的数据发送给接收机；和

用于选择传输方案的控制器，其在从接收机接收到指示根据发射机和接收机之间的信道状态确定的传输方案的传输方案信息后，选择对应于传输方案信息的传输方案。

22.一种用于在通信系统中根据信道状态控制发射机的传输方案的装置，该装置包括：

数据处理器，用于以从多个传输方案中选择的传输方案处理数据；

射频(RF)处理器，用于将处理的数据发送给接收机；和

用于选择传输方案的控制器，其在从接收机接收到指示发射机和接收机之间的信道状态的信道状态信息后，选择对应于信道状态信息的传输方案。

23.一种用于在通信系统中根据信道状态控制发射机的传输方案的装置，该装置包括：

射频(RF)处理器，用于从发射机接收信号并且通过估计信号的信道来检测信道状态；

数据处理器，用于根据信道状态从发射机可用的多个传输方案中选择一个；和

反馈单元，用于将指示所选的传输方案的传输方案信息反馈给发射机。

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