JP2007507969A - 通信システムにおけるチャンネル状態による送信方式の制御装置および方法 - Google Patents

通信システムにおけるチャンネル状態による送信方式の制御装置および方法 Download PDF

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Abstract

本発明は、通信システムにおいて、送信器が、最初は多数の方式のうち予め設定された方式を送信方式と決め、上記決められた送信方式により上記データを処理して受信器に送信し、次いで、上記受信器から上記送信器と受信器との間のチャンネル状態に応じて決められた送信方式情報あるいは上記チャンネル状態情報をフィードバックされると、上記多数の方式のうちフィードバックされた送信方式情報あるいはチャンネル状態情報に対応する方式を上記送信方式と決める。

Description

本発明は通信システムに係り、特に、多数本の送信アンテナ付き送信器と、多数本の受信アンテナ付き受信器と、により構成される通信システムにおけるチャンネル状態に応じて送信器の送信方式を制御する装置および方法に関する。
現代社会の発展に伴い、無線移動通信システムは急速に発展を重ね、しかも、ユーザの種々の要求を反映するものとして発展していく一方である。特に、無線移動通信システムは、限られた無線リソースをもって最大のサービス、すなわち、最大のデータ転送率と、ビットエラーレートなどの最高のサービスを支援するために各種の研究が行われている。このように、限られた無線リソースをもって最高のサービスを支援するための代表的な方式には、時空間プロセシング方式がある。以下、上記時空間プロセシング方式について説明する。
上記時空間プロセシング方式は、無線環境の問題点、すなわち、無線環境下での信号損失、予測のし難いチャンネル状態などの無線環境の問題点を解決するために開発されている。１９６０年代にはビーム形成アルゴリズムが登場し、現在までも下りリンク及び上りリンクの両方において実質的なアンテナゲインを高め、セル容量を増大させるための目的で活発に研究されてきている。さらに、１９９７年Ｔａｒｏｋｈらによって提案された時空間コーディング（Space-Time Coding；以下、「ＳＴＣ」と称する。）方式も、送信ダイバーシティ方式として活発な研究がなされている。上記ＳＴＣ方式は、大きく、ブロックコードを用いる時空間ブロックコード（Space Time Block Code；以下、「ＳＴＢＣ」と称する。）系と、トレリスコードを用いる時空間トレリスコード（Space Time Trellis Code；以下、「ＳＴＴＣ」と称する）系のものに関する研究が行われており、上記ＳＴＢＣ系においては、直交性及び最大の転送率を両方とも満足するコードとして、Ａｌａｍｏｕｔｉコードが提案されている。この他にも、受信性能を高めるために、送信ダイバーシティ方式とチャンネルコーディング方式を組み合わせるなど、種々の研究が行われている。
一方、これらの方式の研究が受信性能を目指して行われているのに対し、受信性能よりは転送率の増大を目指している研究も盛んに行われている。上記転送率の増加のための代表的な方式が、空間多重化方式である。上記空間多重化方式は、多数本の送信アンテナを備え、上記多数本の送信アンテナのそれぞれに相異なる情報データを送信する方式である。Ｔｅｌｔａらの理論によれば、上記空間多重化方式を適用する場合、多重入力多重出力（Multiple Input Multiple Output；以下、「ＭＩＭＯ」と称する。）方式の方が、単一入力単一出力（Single Input Single Output）方式に比べて、送信アンテナの本数分容量が増大することが分かる。このような容量増大は、高速なデータ送信をかかすことができないシステムにおいては重要な要因として働き、このため、空間多重化方式と上記ＭＩＭＯ方式を併用する方式が必須になると認められる。
しかしながら、上記空間多重化方式とＭＩＭＯ方式を併用する場合、受信器においては、多数のシンボルを受信してデコードするに当たり、最尤判定（Maximum Likelihood Detection）方式によりデコードを行い、周波数効率が高い場合には、複雑度が大幅に増してしまう。このため、上記最尤判定方式と同レベルの最高デコード性能を有していないものの、複雑度を低める方式として、ＢＬＡＳＴ（Belllab. LAyered Space Time）方式が提案されている。上記ＢＬＡＳＴ方式を簡略に説明すると、下記の通りである。すなわち、受信されるシンボルを一つずつ分離して受信し、上記分離して受信したシンボルを未分離のシンボル、すなわち、シンボルグループから除外させて計算量を減らす。
上述したように、送信アンテナの本数と受信アンテナの本数が決まれば、上記送信アンテナの本数および受信アンテナの本数に対応するアンテナ組合わせが生成可能であり、上記アンテナ組合わせは、異なる目的のために使用される。例えば、送信アンテナの本数が２であり、受信アンテナの本数が２である場合、アンテナ組合わせとしては、２ｘ２ＳＴＢＣ方式と、２階層空間多重化（2layered SM(Spatial Multiplexing）、以下「2layered ＳＭ」と称する。）方式が存在する。ここで、上記ＳＴＢＣ方式とは、ＳＴＢＣコードを用いる方式を言う。上記２ｘ２ＳＴＢＣ方式の場合、送信器により送信可能な送信データの量は予め決められており、受信器の受信性能が良くなる方式である。これとは異なり、上記2layered ＳＭ方式の場合、送信器により送信可能な送信データの量が上記２ｘ２ＳＴＢＣ方式に比べて２倍に増大する。
上述したように、通信システムの送信アンテナの本数と受信アンテナの本数により種々のアンテナ組合わせが存在する。このため、通信システムにおいて、上述した各種のアンテナ組合わせのうち、いかなるアンテナ組合わせを用いてデータを送受信するかは、上記通信システムの容量を決める重要な要素として働く。
そこで、本発明の目的は、ＭＩＭＯ方式を用いる通信システム（以下、「ＭＩＭＯ通信システム」と称する。）において、チャンネル状態に応じて送信器の送信方式を適応的に制御する装置および方法を提供するところにある。
上記した目的を達成するために、本発明の装置は、送信器がＭ本の送信アンテナを備え、受信器がＮ本の受信アンテナを備える通信システムにおける、チャンネル状態に応じて上記送信器の送信方式を制御する装置であって、データが入力されると、多数の方式のうち予め設定された送信方式を用いて上記データを処理して上記受信器に送信し、次いで、上記受信器からフィードバックされる送信方式情報に応じて送信方式を設定する送信器と、上記送信器から信号を受信してチャンネルを推定し、上記チャンネルの推定結果によるチャンネル状態に応じて上記多数の方式のうちいずれかの方式を上記送信方式と決めて上記送信器にフィードバックする受信器と、を備えることを特徴とする。
上記した目的を達成するために、本発明の他の装置は、送信器がＭ本の送信アンテナを備え、受信器がＮ本の受信アンテナを備える通信システムにおける、チャンネル状態に応じて上記送信器の送信方式を制御する装置であって、データが入力されると、多数の方式のうち予め設定された送信方式を用いて上記データを処理して上記受信器に送信し、次いで、上記受信器からフィードバックされるチャンネル状態情報に応じて送信方式を設定する送信器と、上記送信器から信号を受信してチャンネルを推定し、上記チャンネルの推定結果によるチャンネル状態情報を上記送信器にフィードバックする受信器と、を備えることを特徴とする。
上記した目的を達成するために、本発明のさらに他の装置は、通信システムにおけるチャンネル状態に応じて送信方式を制御する装置であって、データが入力されると、所定の制御により決められた送信方式により上記データを処理するデータ処理部と、上記送信方式により処理されたデータを受信器に送信する無線周波数処理部と、最初は多数の方式のうち予め設定された方式を上記送信方式と決め、次いで、上記受信器から上記送信器と受信器との間のチャンネル状態に応じて決められた送信方式情報をフィードバックされると、上記多数の方式のうち上記フィードバックされた送信方式情報に対応する方式を上記送信方式と決める制御部と、を備えることを特徴とする。
上記した目的を達成するために、本発明のさらに他の装置は、通信システムにおけるチャンネル状態に応じて送信方式を制御する装置であって、データが入力されると、所定の制御により決められた送信方式により上記データを処理するデータ処理部と、上記送信方式により処理されたデータを受信器に送信する無線周波数処理部と、最初は多数の方式のうち予め設定された方式を上記送信方式と決め、次いで、上記受信器から上記送信器と受信器との間のチャンネル状態情報をフィードバックされると、上記多数の方式のうち上記フィードバックされたチャンネル状態情報に対応する方式を上記送信方式と決める制御部と、を備えることを特徴とする。
上記した目的を達成するために、本発明のさらに他の装置は、通信システムにおけるチャンネル状態に応じて送信方式を制御する装置であって、送信器から信号を受信し、上記受信信号をチャンネル推定してチャンネル状態を検出する無線周波数処理部と、上記チャンネル状態に応じて上記送信器が送信方式として適用可能な多数の方式のうちいずれかの方式を上記送信器の送信方式と決めるデータ処理部と、上記決められた送信方式に関する情報を上記送信器にフィードバックするフィードバック部と、を備えることを特徴とする。
上記した目的を達成するために、本発明の方法は、送信器がＭ本の送信アンテナを備え、受信器がＮ本の受信アンテナを備える通信システムにおける、チャンネル状態に応じて上記送信器の送信方式を制御する方法であって、データが入力されると、上記送信器が多数の方式のうち予め設定された方式を送信方式と決め、上記決められた送信方式により上記データを処理して上記受信器に送信するステップと、上記受信器が、上記送信器から信号を受信してチャンネルを推定し、上記送信方式のうち上記チャンネルの推定結果によるチャンネル状態に応じていずれかの方式を選択し、上記選択された方式を上記送信方式と決め、上記決められた送信方式に関する情報を上記送信器にフィードバックするステップと、上記送信器が、上記フィードバックされた送信方式情報に応じて上記送信方式を決めるステップと、を含むことを特徴とする。
上記した目的を達成するために、本発明の他の方法は、送信器がＭ本の送信アンテナを備え、受信器がＮ本の受信アンテナを備える通信システムにおける、チャンネル状態に応じて上記送信器の送信方式を制御する方法であって、データが入力されると、上記送信器が多数の方式のうち予め設定された方式を送信方式と決め、上記決められた送信方式により上記データを処理して上記受信器に送信するステップと、上記受信器が上記送信器から信号を受信してチャンネルを推定し、上記チャンネルの推定結果によるチャンネル状態情報を上記送信器にフィードバックするステップと、上記送信器が、上記フィードバックされたチャンネル状態情報に応じて上記多数の方式のうちいずれかの方式を上記送信方式と決めるステップと、を含むことを特徴とする。
上記した目的を達成するために、本発明のさらに他の方法は、通信システムの送信器におけるチャンネル状態に応じて送信方式を制御する方法であって、データが入力されると、多数の方式のうち予め設定された方式を送信方式と決め、上記決められた送信方式により上記データを処理して受信器に送信するステップと、次いで、上記受信器から上記送信器と受信器との間のチャンネル状態に応じて決められた送信方式情報をフィードバックされるステップと、上記多数の方式のうちフィードバックされた送信方式情報に対応する方式を上記送信方式と決めるステップと、を含むことを特徴とする。
上記した目的を達成するために、本発明のさらに他の方法は、通信システムの送信器におけるチャンネル状態に応じて送信方式を制御する方法であって、データが入力されると、多数の方式のうち予め設定された方式を送信方式と決め、上記決められた送信方式により上記データを処理して受信器に送信するステップと、次いで、上記受信器から上記送信器と受信器との間のチャンネル状態を示すチャンネル状態情報をフィードバックされるステップと、上記多数の方式のうちフィードバックされたチャンネル状態情報に対応する方式を上記送信方式と決めるステップと、を含むことを特徴とする。
上記した目的を達成するために、本発明のさらに他の方法は、通信システムの受信器におけるチャンネル状態に応じて送信方式を制御する方法であって、送信器から信号を受信し、上記受信信号をチャンネル推定してチャンネル状態を検出するステップと、上記チャンネル状態を検出した後、上記チャンネル状態に応じて上記送信器が送信方式として適用可能な多数の方式のうちいずれかの方式を上記送信器の送信方式と決めるステップと、上記決められた送信方式に関する情報を上記送信器にフィードバックするステップと、を含むことを特徴とする。
本発明は、通信システムにおいてチャンネル状態に応じて送信方式を適応的に制御することから、システムの効率を極大化させるという利点を有する。また、本発明は、チャンネル状態に応じて送信方式を適応的に制御すると共に、複雑度を極力低めることから、演算負荷によるシステム負荷を最小化させるという利点を有する。
以下、本発明の好適な実施の形態を添付図面を参照して詳述する。下記の説明においては、本発明による動作を理解する上で必要となる部分だけが述べられ、それ以外の部分の説明は、本発明の要旨を曖昧にしない範囲内で省かれているということに留意すべきである。
本発明は多数本の送信アンテナ付き送信器と、多数本の受信アンテナ付き受信器と、により構成される通信システムにおいてチャンネル状態に応じて送信器の送信方式を制御する方法を提案する。
本発明においては、４世代（４Ｇ：4th Generation）通信システムにおいて主として適用されると認められる４本の送信アンテナ付き送信器と２本の受信アンテナ付き受信器とにより構成された通信システム、および４本の送信アンテナ付き送信器と４本の受信アンテナ付き受信器とにより構成された通信システムを例に取って、本発明が提案するチャンネル状態に応じた送信器の送信方式の制御方法について説明する。また、本発明が提案する方法は、周波数分割多重接続（ＦＤＭＡ：Frequency Division Multiple Access）方式、あるいは時分割多重接続（ＴＤＭＡ：Time Division Multiple Access）方式、あるいはコード分割多重接続（ＣＤＭＡ：Code Division Multiple Access）方式、あるいは直交周波数分割多重（Orthogonal Frequency Division Multiple；以下、「ＯＦＤＭ」と称する）方式を用いる通信システムのいずれにも適用可能であるが、ここでは、説明の都合上、ＯＦＤＭ方式を用いる通信システムを例にとって説明する。
図１は、本発明の実施の形態による機能を実行するための送受信器の構造を示すブロック図である。
図１を参照すると、まず、送信器１００は、制御部１１１と、データ処理部１１３と、無線周波数（ＲＦ）処理部１１５とを備え、受信器１５０は、無線周波数処理部１５１と、データ処理部１５３と、フィードバック部１５５とを備える。まず、送信するデータが発生すると、上記データは、データ処理部１１３に伝送される。上記データ処理部１１３は、上記制御部１１１の制御下でＯＦＤＭ方式によりデータを処理した後、上記無線周波数処理部１１５に出力する。上記制御部１１１は、受信器１５０からフィードバックされる送信方式制御情報に応じて上記データ処理部１１３の送信方式を決める。なお、これについては後述するため、ここではその詳細な説明を省略する。また、上記データ処理部１１３の内部構造およびその動作は後述するため、ここではその詳細な説明を省略する。上記無線周波数処理部１１５は、フィルターと前処理器などを備え、上記データ処理部１１３に出力された信号を実際に空中へ送信可能に無線周波数処理を施した後、送信アンテナを介して送信する。
このように、送信器１００に送信アンテナを介して送信された信号は、上記受信器１５０の受信アンテナを介して受信される。上記受信アンテナを介して受信された信号は、上記無線周波数処理部１５１に転送される。上記無線周波数処理部１５１は、上記受信アンテナを介して受信された受信信号を中間周波数（ＩＦ）帯域にダウンコンバートした後、上記データ処理部１５３に出力する。上記データ処理部１５３は、上記無線周波数処理部１５１に出力された信号を上記送信器１００が送信した送信方式に応じて処理し、最終的な受信データとして出力する。一方、上記データ処理部１５３は、上記データ処理過程で上記送信器１００の送信方式を決めるための送信方式制御情報を決め、上記決められた送信方式制御情報をフィードバック部１５５を介して上記送信器１００に送信する。上記図１においては、上記受信器１５０が上記送信方式制御情報を上記送信器１００にフィードバックするために、フィードバック部１５５を別設するとしているが、上記送信方式制御情報は、上位シグナリングメッセージなどでも転送可能であることは、言うまでもない。
上記図１においては、本発明の実施の形態による機能を実行するための送受信器の内部構造を説明した。次に、図２に基づき、図１のデータ処理部１１３およびデータ処理部１５３の内部構造を説明する。
上記図２は、図１のデータ処理部１１３およびデータ処理部１５３の内部構造を示すブロック図である。
上記図２を参照すると、まず、データ処理部１１３は、３つの送信モード部、すなわち、第１の送信モード部２００と、第２の送信モード部２３０と、第３の送信モード部２６０とを備える。ここで、上記第１の送信モード部２００は、第１の送信モード、すなわち、４ｘ４ＳＴＢＣ方式によりデータを処理し、上記第２の送信モード部２３０は、第２の送信モード、すなわち、2layered ＳＭ方式によりデータを処理し、上記第３の送信モード部２６０は、第３の送信モード、すなわち、ＳＭ方式によりデータを処理する。
上記第１の送信モードから第３送信モードは、送信器の送信アンテナの本数が４であり、受信器の受信アンテナの本数が４である通信システム（以下、「４ｘ４通信システム」と称する）のいずれにも適用可能である。しかし、上記送信器の送信アンテナの本数は４であるが、受信器の受信アンテナの本数が２である通信システム（以下、「４ｘ２通信システム」と称する。）には上記第３の送信モードは適用不可であることに留意すべきである。ここで、上記送信器の送信アンテナの本数が４であり、受信器の受信アンテナの本数が２である場合、上記第３の送信モードが適用不可である理由は、受信アンテナの本数が送信アンテナの本数に比べて少ないからである。
以下、初めに、上記第１の送信モード部２００について説明する。
上記第１の送信モード部２００は、変調器２０１と、４ｘ４ＳＴＢＣエンコーダ２０３と、４つの逆高速フーリエ変換（Inverse Fast Fourier Transform；以下、「ＩＦＦＴ」と称する）器２０７、２１１、２１５、２１９と、４つの並列／直列変換器２０９、２１３、２１７、２２１とを備える。
まず、上記第１の送信モード部２００にデータが伝送されると、上記データは、上記変調器２０１に入力される。上記変調器２０１は、予め設定された変調方式により上記データを変調して上記４ｘ４ＳＴＢＣエンコーダ２０３に出力する。上記４ｘ４ＳＴＢＣエンコーダは、上記変調器２０１からの出力信号を４ｘ４ＳＴＢＣ方式によりエンコードして上記ＩＦＦＴ器２０７、２１１、２１５、２１９にそれぞれ出力する。
上記４ｘ４ＳＴＢＣエンコーダ２０３においてエンコードされた信号は、上記ＩＦＦＴ器２０７、２１１、２１５、２１９のそれぞれにおいてＩＦＦＴされた後、並列／直列変換器２０９、２１３、２１７、２２１にそれぞれ出力される。次いで、上記並列／直列変換器２０９、２１３、２１７、２２１のそれぞれは、上記ＩＦＦＴ器２０７、２１１、２１５、２１９のそれぞれからの並列信号を直列信号に変換して、無線周波数処理部１１５の該当送信アンテナを介して送信する。すなわち、上記並列／直列変換器２０９からの出力信号は第１の送信アンテナを介して送信され、上記並列／直列変換器２１３からの出力信号は第２の送信アンテナを介して送信され、上記並列／直列変換器２１７からの出力信号は第３の送信アンテナを介して送信され、上記並列／直列変換器２２１からの出力信号は第４の送信アンテナを介して送信される。
第二に、上記第２送信モード部２３０について説明する。
上記第２の送信モード部２３０は、変調器２３１と、直列／並列変換器（Ｓ／Ｐ：Serial to Parallel Convertor）２３３と、２つのＳＴＢＣエンコーダ２３５、２３７と、４つのＩＦＦＴ器２３９、２４３、２４７、２５１と、４つの並列／直列変換器２４１、２４５、２４９、２５３とを備える。
まず、上記第２の送信モード部２３０にデータが伝送されると、上記データは上記変調器２３１に入力される。上記変調器２３１は、予め設定された変調方式により上記データを変調して上記直列／並列変換器２３３に出力する。上記直列／並列変換器２３３は、上記変調器２３１からの直列信号を並列変換して、上記２ｘ２ＳＴＢＣエンコーダ２３５、２３７のそれぞれに出力する。上記２ｘ２ＳＴＢＣエンコーダ２３５、２３７のそれぞれは、上記直列／並列変換器２３３からの出力信号をＳＴＢＣ方式によりエンコードして上記ＩＦＦＴ器２３９、２４３、２４７、２５１のそれぞれに出力する。
上記ＳＴＢＣエンコーダ２３５、２３７のそれぞれにおいてエンコードされた信号は、上記ＩＦＦＴ器２３９、２４３、２４７、２５１のそれぞれにおいてＩＦＦＴされた後、並列／直列変換器２４１、２４５、２４９、２５３にそれぞれ出力される。すると、上記並列／直列変換器２４１、２４５、２４９、２５３のそれぞれは、上記ＩＦＦＴ器２３９、２４３、２４７、２５１のそれぞれから出力された並列信号を直列変換した後、無線周波数処理部１１５の該当送信アンテナを介して送信する。すなわち、上記並列／直列変換器２４１からの出力信号は、第１の送信アンテナを介して送信され、上記並列／直列変換器２４５からの出力信号は、第２の送信アンテナを介して送信され、上記並列／直列変換器２４９からの出力信号は、第３の送信アンテナを介して送信され、上記並列／直列変換器２５３からの出力信号は、第４の送信アンテナを介して送信される。
第三に、上記第３の送信モード部２６０について説明する。
上記第３送信モード部２３０は、変調器２６１と、直列／並列変換器２６３と、４つのＩＦＦＴ器２６５、２６９、２７３、２７７と、４つの並列／直列変換器２６７、２７１、２７５、２７９とを備える。
まず、上記第３の送信モード部２６０にデータが伝送されると、上記データは上記変調器２６１に入力される。上記変調器２６１は、予め設定された変調方式により上記データを変調して上記直列／並列変換器２６３に出力する。上記直列／並列変換器２６３は、上記変調器２６１から出力される直列信号を並列変換した後、上記ＩＦＦＴ器２６５、２６９、２７３、２７７のそれぞれに出力する。上記ＩＦＦＴ器２６５、２６９、２７３、２７７のそれぞれは、上記直列／並列変換器２６３からの出力信号をＩＦＦＴした後、並列／直列変換器２６７、２７１、２７５、２７９のそれぞれに出力する。すると、上記並列／直列変換器２６７、２７１、２７５、２７９のそれぞれは、上記ＩＦＦＴ器２６５、２６９、２７３、２７７のそれぞれから出力される並列信号を直列変換した後、無線周波数処理部１１５の該当送信アンテナを介して送信する。すなわち、上記並列／直列変換器２６７からの出力信号は第１の送信アンテナを介して送信され、上記並列／直列変換器２７１からの出力信号は第２の送信アンテナを介して送信され、上記並列／直列変換器２７５からの出力信号は第３の送信アンテナを介して送信され、上記並列／直列変換器２７９からの出力信号は第４送信アンテナを介して送信される。
一方、このように４本の送信アンテナを介して送信された信号は、受信器１５０の無線周波数処理部１５１を介してデータ処理部１５３に転送される。
上述したように、受信器１５０は、受信アンテナを２本備えても良いし、４本備えても良い。但し、受信アンテナが２本である場合は、送信器１００が第３の送信モードを適用して信号を送信することが不可能になる。上記データ処理部１５３は、多数の直列／並列変換器２８０、２８２と、多数の高速フーリエ変換（Fast Fourier Transform；以下、「ＦＦＴ」と称する。）器２８１、２８３と、時空間処理器２８４と、並列／直列変換器２８５と、チャンネル推定器２８６と、第１の送信方式決定器２８７と、第２の送信方式決定器２８８と、送信モード選択器２８９とを備える。
上述したように、上記受信器１５０は、受信アンテナを２本備えても良いし、４本備えても良い。このため、上記直列／並列変換器およびＦＦＴ器は、上記受信アンテナと同数分設けられる。
上記受信器１５０の受信アンテナを介して受信された直列信号は、それぞれ直列／並列変換器２８０、２８２において並列信号に変換された後、ＦＦＴ器２１３、２１７に出力され、上記ＦＦＴ器２８１、２８３は、上記直列／並列変換器２８０、２８２からの出力信号に対してＦＦＴを行った後、上記時空間処理器２８４に出力する。ここで、上記時空間処理器２８４は、上記送信器１００における送信モードに応じて上記ＦＦＴ器２８１、２８３からの出力信号を処理した後、並列／直列変換器２８５に出力する。上記並列／直列変換器２８５は、上記時空間処理器２８４から出力される並列信号を直列信号に変換した後、最終データとして出力する。
また、上記受信器１５０は、上記受信信号を処理すると共に、上記受信器１５０に最適な送信モードを決めるための動作を行う。すなわち、上記チャンネル推定器２８６は受信信号を入力されてチャンネルを推定した後、そのチャンネル推定の結果を第１の送信モード決定器２８７と第２の送信モード決定器２８８に出力する。すると、上記第１の送信モード決定器２８７は、予め設定された第１の送信モード決定方式により送信器１００が適用する送信モードを決め、上記第２の送信モード決定器２８８は、予め設定された第２の送信モード決定方式により上記送信器１００が適用する送信モードを決める。ここで、上記第１の送信モード決定方式および第２の送信モード決定方式は、後述するため、その具体的な説明を省略する。また、送信モード選択器２８９は、上記第１の送信モード決定器２８７あるいは上記第２の送信モード決定器２８８に接続され、上記第１の送信モード決定器２８７あるいは上記第２の送信モード決定器２８８において決められた送信モードに関する情報、すなわち、送信モード制御情報を上記送信器１００にフィードバックする。
以下、上記各送信モードによる送受信動作を詳述する。
先ず、上記第１の送信モード、すなわち、４ｘ４ＳＴＢＣ方式における信号の送受信動作について説明する。
まず、上記ＳＴＢＣは、最小デコード複雑度を保持しながら、多重経路フェーディングの影響を極力抑えるために用いられる。このため、直交性を保持しながら、最大転送率を有するエンコーダとして、送信アンテナの本数が２である場合にＡｌａｍｏｕｔｉコードが考案され、以降、送信アンテナの本数が３以上である場合、直交性を保持しながら、転送率を低減するコードが登場している。ここで、上記Ａｌａｍｏｕｔｉコードについては、Ａｌａｍｏｕｔｉが１９９８年に提案したＩＥＥＥ（Institute of Electrical and Electronics Engineers）文書「Simple Transmit Diversity Technique for Wireless Communications」に記載されており（Ａｌａｍｏｕｔｉ、「Simple Transmit Diversity Technique for Wireless Communications」、ＩＥＥＥ ＪＳＡＣ、１９９８）、上記送信アンテナの本数が３以上である場合、直交性を保持しながら、転送率を低減するコードは、Ｖａｈｉｄ Ｔａｒｏｋｈらにより１９９８年に提案されたＩＥＥＥ文書「Space-time codes for high data rate wireless communications:Performance criterion and code construction」に記載されている（Ｔａｒｏｋｈ、「Space-time codes for high data rate wireless communications:Performance criterion and code construction」、ＩＥＥＥ tr． Information Theory、１９９８）。
一般に、送信器におけるＳＴＢＣは、下記式（１）などの行列により定義することができる。
Figure 2007507969
前式（１）の行列において、各行は送信されるシンボルを示し、各列は２本の送信アンテナ、すなわち、第１の送信アンテナと第２の送信アンテナのそれぞれに送信されるシンボルを示す。すなわち、任意の時点ｔ１においては、第１の送信アンテナを介してＸ１のシンボルが送信され、第２の送信アンテナを介してはＸ２のシンボルが送信されることを示す。
上記図２において、上記送信アンテナ間のチャンネルがフラットフェーディングを受けるとしたとき、上記受信器１５０への受信信号は、下記式（２）のように表わされる。
Figure 2007507969
前式（２）において、ｗｉは加算性白色ガウス雑音（Additive White Gaussian Noise；以下、「ＡＷＧＮ」と称する）を示し、ｈｉはｉ番目のチャンネルのチャンネル特性を示す。
前式（２）に示す受信信号は、下記式（３）のように表わせる。
Figure 2007507969
前式（３）において、各ベクトルと行列を下記式（４）のように定義する。
Figure 2007507969
前式（４）において、
Figure 2007507969
を満足するように、上記受信信号から送信ベクトルｘを下記式（５）のように求めることができる。
Figure 2007507969
前式（５）において、送信器におけるチャンネル特性を知っていない場合、ＭＬ（maximum likelihood：最尤）検波器であり、前式（４）において各列が直交するため、ダイバーシティ次数は２となる。また、受信アンテナの本数がＲに増えると、ダイバーシティ次数は２Ｒとなる。
一般に、Ｔ本の送信アンテナとＲ本の受信アンテナを用いる通信システム、すなわち、ＴｘＲ通信システムの場合、最大のダイバーシティ次数はＴＲとなるため、上記第１の送信モードにおけるＳＴＢＣ方式を用いると、送信アンテナの本数が２である場合、最大のダイバーシティ次数が得られることが分かる。また、最大のダイバーシティ次数を得るための研究が行われてきているが、変調された信号が複素数信号である場合は、送信アンテナの本数が３以上であれば、最大のダイバーシティ次数が得られる直交ＳＴＢＣは存在しないことが証明されている。このため、送信アンテナの本数が４以上である場合は準直交ＳＴＢＣを生成するアルゴリズムが提案されている。ここで、上記準直交ＳＴＢＣを生成するアルゴリズムについては、Ｊａｆａｒｋｈａｎｉが２００１年に提案したＩＥＥＥ文書「A quasiorthogonal space-time block code」に開示されている（Ｊａｆａｒｋｈａｎｉ、「A quasiorthogonal space-time block code」、ＩＥＥＥ tr.ＣＯＭ．２００１）。上記Ｊａｆａｒｋｈａｎｉが２００１年に提案したＩＥＥＥ文書「A quasiorthogonal space-time block code 」には、送信アンテナの本数が４、受信アンテナの本数がＲである場合、２Ｒのダイバーシティ次数が得られ、Ａｌａｍｏｕｔｉの直交ＳＴＢＣを用いる場合よりも３［ｄＢ］程度優れた性能を示すと開示されている。
一方、送信アンテナの本数が４である場合、準直交ＳＴＢＣは、下記式（６）のように、２ｘ２直交ＳＴＢＣを拡張して生成することができる。
Figure 2007507969
前式（６）において、Ａ１−４行列の列ベクトルをそれぞれ［ｖ１ ｖ２ ｖ３ ｖ４］と定義すると、上記列ベクトルのそれぞれは、下記式（７）のような直交性を有する。
Figure 2007507969
このため、上記Ａ１−４行列によって生成される誤差行列は、最小ランクが２となり、受信アンテナの本数がＲであるとき、２Ｒのダイバーシティ次数を示す。このようにして、送信アンテナの本数が８である場合、下記式（８）のような準直交ＳＴＢＣが生成される。
Figure 2007507969
前式（８）において、Ａ１−８行列によって生成される誤差行列も、上記送信アンテナの本数が４である場合と同様に、最小ランクが２となる。前式（８）のような準直交ＳＴＢＣを適用し、位相偏移変調（ＰＳＫ：Phase Shift Keying）方式により変調した場合、受信信号は下記式（９）のように表わせる。
Figure 2007507969
一方、前式（９）に示す受信信号を下記式（１０）のようにベクトル行列の形で定義する。
Figure 2007507969
前式（１０）の両辺にＨＨを乗じると、下記式（１１）のように表わせる。
Figure 2007507969
前式（１１）は、さらに、下記式（１２）および下記式（１３）のような２つのベクトル行列式により表わせる。
Figure 2007507969
Figure 2007507969
このとき、演算を簡単にするために、前式（１２）および前式（１３）の両辺に逆行列を乗じて受信信号を復元するとしたとき、線形検波器は、下記式（１４）および下記式（１５）のように表わせる。
Figure 2007507969
Figure 2007507969
第二に、上記第２の送信モード、すなわち、2layered ＳＭ方式における信号送受信動作について説明する。
上記ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ方式の場合、各サブチャンネルがフラットフェーディングを受けるため、各サブチャンネル別に空間多重化方式と送信ダイバーシティ方式を組み合わせる変復調方式を適用することができる。例えば、上記図２に示すように、送信アンテナの本数が４であり、受信アンテナの本数が２以上である場合、送信アンテナを２個ずつ束ねてＳＴＢＣエンコードし、各送信アンテナ組に相異なるデータａｎ、ｂｎを送信するとすれば、上記ＳＴＢＣエンコード後に偶数時刻および奇数時刻において送信アンテナを介して送信されるデータは、下記表１のように表わせる。
Figure 2007507969
この場合、表現を簡単にするために、ｋ番目のサブチャンネルに対してＳＴＢＣ行列を適用すると、下記式（１６）のように表わせる。
Figure 2007507969
任意の時刻ｎにｉ番目の受信アンテナのｋ番目のサブチャンネルを介して受信される信号をｙｎ（ｉ；ｋ）と定義し、２本の受信アンテナを介して受信される信号をまとめてベクトル行列の形にすれば、下記式（１７）のように表わせる。
Figure 2007507969
前式（１７）において、Ｈｉ，ｊ（ｋ）は、ｊ番目の送信アンテナとｉ番目の受信アンテナとの間のｋ番目のサブチャンネルのチャンネルゲインを示し、ｗ（ｋ）は、ｋ番目のサブチャンネルのＡＷＧＮベクトルを示す。前式（１７）の各ベクトルと行列は、簡単に下記式（１８）のように表わせる。
Figure 2007507969
前式（１８）において、ｙｎ（ｋ）にはデータａｎ、ｂｎが２組ずつ加算されているため、Ｖ−ＢＬＡＳＴ受信器を応用して、１回に２つの値ずつ検波することが効率的である。前式（１８）において、Ｖ−ＢＬＡＳＴ検波方法によるタップ重み付け値ベクトルは、次のようにして求めることができる。
（１）ゼロフォーカシングの観点
上記ゼロフォーカシングの観点から、タップ重み付け値ベクトルは、下記式（１９）のように与えられる。
Figure 2007507969
前式（１９）において、優先的に復号する階層は、下記式（２０）により求めることができる。
Figure 2007507969
（２）最小平均自乗エラー（Minimum Mean Square Error；以下、「ＭＭＳＥ」と称する。）の観点
上記ＭＭＳＥの観点から、タップ重み付け値ベクトルは、下記式（２１）のように与えられる。
Figure 2007507969
前式（２１）において、σ２は雑音分散を示し、前式（２１）において優先的に復号する階層は、下記式（２２）により求めることができる。
Figure 2007507969
前式（２２）において、ａ２ｎ（ｋ）とａ２ｎ＋１（ｋ）が優先して復元するように選択される場合、下記式（２３）のような判定が実行される。
Figure 2007507969
前式（２３）に示すように、検波された
Figure 2007507969
を用い、下記式（２４）により干渉を除去することができる。
Figure 2007507969
前式（２４）において、
Figure 2007507969
が正確に復元された場合、前式（２４）は下記式（２５）のように表わせる。
Figure 2007507969
一方、上記ＳＴＢＣの特性によって、Ｈ（ｋ）は下記式（２６）のような特性を満足する。
Figure 2007507969
このため、ｂ２ｎ（ｋ）とｂ２ｎ＋１は、下記式（２７）のような線形演算だけで簡単に復元することができる。
Figure 2007507969
前式（２７）において、
Figure 2007507969
である。上述したように、下記式（２１）から下記式（２７）を用いたデータの復元過程は、受信アンテナの本数が２以上である場合にも拡張して適用可能であることは言うまでもない。
第三に、上記第３の送信モード、すなわち、ＳＭ方式における信号の送受信動作について説明する。
まず、通常のＭＩＭＯ通信システムにおいて、空間多重化方式を用いるためには、上記図２に示すように、送信器から多重化を通じて各送信アンテナ別に相異なるデータストリーム｛ｘ１（ｎ），．．．，ｘＴ（ｎ）｝を送信し、受信器においては、受信アンテナを介して受信された信号を用いて上記送信器からの送信データストリーム｛ｙ１（ｎ），．．．，ｙＲ（ｎ）｝を復元する。このとき、データ転送率は、単一入力単一出力（ＳＩＳＯ）方式に比べてＴ倍だけ速くなる。
上記図２において、各アンテナ間の全てのチャンネルがフラットフェーディングを受けるとしたとき、ｉ番目の送信アンテナとｊ番目の受信アンテナとの間のチャンネルをｈｉｊと定義することができる。すると、送受信信号間に下記式（２８）のような信号モデルが成立つ。
Figure 2007507969
前式（２８）において、
Figure 2007507969
であり、ｗ（ｎ）はＲｘ１雑音ベクトルを示し、
Figure 2007507969
のＲｘＴ行列である。
すると、ＭＩＭＯチャンネルの容量式から、チャンネル容量は、下記式（２９）のように表わせる。
Figure 2007507969
前式（２９）において、ρは、受信器の受信アンテナのそれぞれにおける信号対雑音比（Signal to Noise Ratio；以下、「ＳＮＲ」と称する。）を示し、ＩＲはＲｘＲ単位行列を示す。
前式（２９）から、上記Ｈが最大ランクを有し、列ベクトルのそれぞれの相関性が低いため、ＨＨＨ行列の固有値の拡散が少なければ、ＭＩＭＯチャンネルの容量が増大することが分かる。このため、送信アンテナの本数がＴであり、受信アンテナの本数が１である場合のチャンネル容量は、下記式（３０）のように表わせる。
Figure 2007507969
また、送信アンテナが１であり、受信アンテナの本数がＲである場合のチャンネル容量は、下記式（３１）のように表わせる。
Figure 2007507969
前式（２９）から前式（３１）のそれぞれを比較すると、送受信アンテナの本数がいずれも線形的に増える場合は、チャンネル容量が線形的に増大し、前式（３０）および前式（３１）のように、送信アンテナあるいは受信アンテナのどちらか一方のアンテナ数のみ増えると、チャンネル容量がログに比例して増大することが分かる。すなわち、理論的には、送受信アンテナの本数を同時に増やすとき、チャンネル容量を最も効率よく増大可能であることが分かる。しかし、実際の通信システムの場合、基地局に多数の送信アンテナを設けることは比較的に容易であるが、加入者端末の場合は、加入者端末のサイズ制限、電力制限、移動性などによって、取り付け可能な受信アンテナの本数が限られる。このため、送受信アンテナの本数が同時に増える場合だけではなく、送信アンテナあるいは受信アンテナのうちどちらか一方のアンテナ数が増える場合に対しても、増大された容量を効果的に活用可能な変復調方法を考慮しなければならない。
上記ＳＭ方式により送信された信号を検波する方式について説明する。
前式（２８）に示すように、信号ベクトルｙ（ｎ）が受信されたとき、上記受信信号ベクトルｙ（ｎ）から並列送信データｘ（ｎ）を復元しなければならない。ここで、各チャンネル特性ｈｉｊが独立しているとしても、同時に送信されたデータによって受信信号はシンボル間干渉（ＩＳＩ：Inter-Symbol Interference）を受ける形で現れ、ここにＡＷＧＮ ｗ（ｎ）が加算された形で現れる。このとき、上記受信信号ベクトルｙ（ｎ）から並列送信データｘ（ｎ）を復元する方法は、下記の３通りの方法が考えられる。
（１）ＭＬ検波方法
並列送信データｘ（ｎ）、すなわち、送信信号ｘ（ｎ）が与えられたとき、受信信号ｙ（ｎ）は、下記式（３２）のような確率密度関数（ＰＤＦ：Probability Density Function）を有する。
Figure 2007507969
前式（３２）において、
Figure 2007507969
である。
前式（３２）において、計算の便宜のために、対数尤度関数を考慮して定数を無視する場合、前式（３２）に示す確率密度関数において確率を最大とする送信信号を検出するための関数は、下記式（３３）のように表わせる。
Figure 2007507969
前式（３３）のように、ＭＬにより送信信号ｘ（ｎ）を検波する場合、Ｌ個の信号点配置を有する変調方式を用いるとしたとき、前式（３３）の如き演算を合計でＬＴ回行った後、目的値を最小化させる送信信号を検波すれば良い。
このようなＭＬ検波方法は、送信器においてチャンネルに関する情報を知っておらず、｛ｘｉ（ｎ）｝が送信される確率を全てのｉに対して同じであるとしたとき、理論的に最適な性能を示す。しかし、上記ＭＬ検波方法を実際に行うためには、前式（３３）のような演算を合計でＬＴ回行う必要があるため、データ転送率を高めるために、信号点配置数Ｌが大きな変調方式を用い、且つ、送信アンテナの本数Ｔが大きい場合は、上記ＭＬ検波方法を実際に行うことが不可能である。例えば、変調方式が１６ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）方式であり、４本の送信アンテナを用いる場合、６５５３６回の目的値の計算過程が必要になるため、その演算量による負荷が多大である。
このため、ＭＬ検波方法は、ＭＩＭＯ環境下で得られる性能の下限値を示すのに用い、実際の具現時には上記ＭＬ検波方法に比べて、性能面からは僅かな劣化があるとしても、比較的簡単に計算できる受信器の構造を考えることになる。
（２）線形検波方法（Ｒ≧Ｔ）
前式（２８）において、送信信号ｘ（ｎ）を線形的に検波する方法を考える。まず、目的式を下記式（３４）のような２次関数として定義する。
Figure 2007507969
前式（３４）のごとき目的式を最小化させる
Figure 2007507969
は、下記式（３５）により検出することができる。
Figure 2007507969
ところが、送信信号ｘ（ｎ）は、変調方式により定める信号点配置の集合に含まれる必要があるため、下記式（３６）のように、変調方式を考慮した決定によって最終的に計算される。
Figure 2007507969
前式（３６）のような検波器においては、雑音の分散を全く考慮せず、ＭＩＭＯチャンネルＨのみを考慮して、送信信号を検出し、このような方式を用いる検波器をゼロフォーカシング線形検波器と呼ぶ。上記ゼロフォーカシング線形検波器は不偏であり、平均自乗エラー（Mean Square Error；以下、「ＭＳＥ」と称する）が下記式（３７）により計算される。
Figure 2007507969
前式（３７）において、ｔｒ［ ］は、行列のトレース演算を示す。
これとは異なる線形検波方法として、下記式（３８）のような線形検波器を考える。
Figure 2007507969
前式（３８）のように目的式を最小化させるＷｆは、下記式（３９）のように表わせる。
Figure 2007507969
前式（３９）のように表される検波器をＭＭＳＥ線形検波器と称する。上記ＭＭＳＥ線形検波を実行するためには、雑音電力を予め知っているか、あるいは、受信された信号から雑音電力を推定しなければならない。雑音電力を正確に知っている場合、上記ＭＭＳＥ方式の検波器が常にゼロフォーカシング型の検波器よりも優れた性能を示す。しかし、ＭＭＳＥ線形検波器は、チャンネルを逆フィルタリングする形を取るため、ＨＨＨ行列の固有値の拡散が激しい場合、検波過程中に雑音増幅により深刻な性能劣化が見られる。
（３）Ｖ−ＢＬＡＳＴ検波方法
線形検波器の性能を高めるためには、多数本の送信アンテナから受信される信号を信号の強度別に順次に復元し、最大の強度の復元信号を受信された信号から除去した後、次の信号を復元するような、干渉除去を考慮した検波方法が考えられる。このような検波器には、送信信号の種別によってＤ−ＢＬＡＳＴ、Ｖ−ＢＬＡＳＴなどの２種類の検波方法が考えられるが、ここでは、比較的に具現し易いＶ−ＢＬＡＳＴ方法についてのみを考える。
上記Ｖ−ＢＬＡＳＴ検波方法は、下記のようにまとめることができる。
Figure 2007507969
上記ステップ１において、タップ重み付け値行列は、ゼロフォーカシングの観点からは、下記式（４０）のように表わせると共に、ＭＭＳＥの観点（但し、雑音電力を知っているとき）からは、下記式（４１）のように表わせる。
Figure 2007507969
Figure 2007507969
上記Ｖ−ＢＬＡＳＴ検波器の場合、検波過程であらゆる検波が正確に行われると、データ転送率をＴ倍高めることができ、平均的にＴ・Ｒ／２のダイバーシティ次数が得られる。ところが、上記Ｖ−ＢＬＡＳＴ検波のためには、ＴｘＴ行列、（Ｔ−１）ｘ（Ｔ−１）行列、１ｘ１行列の逆行列の計算を大きさ順に整列しながら順次に行わなければならない。このような計算過程を簡単にするための方法として、ＱＰ（QuickProp）デコンポジションと順次的な整列とを組み合わせた方法が提案されたが、Ｔ＝Ｒとしたとき、近似的に
Figure 2007507969
程度の複素数の乗算を必要とするため、ＭＬ検波器に比べては簡単であるとはいえ、線形検波器に比べてはかなり複雑である。
以上、第１の送信モードから第３の送信モードのそれぞれにおける送受信動作について説明した。以下、受信器における、送信器の送信モードの選択のための動作について説明する。
まず、上記図２に示すように、送信器に適用される送信モードは、受信器にフィードバックされる送信モード制御情報に応じて決められ、このため、受信器は、上記送信モード制御情報をフィードバックしなければならない。上記送信モードを選択する方式は、上記図２に示すように、第１の送信モード決定方式と第２の送信モード決定方式の２通りが存在する。
第一に、上記第１の送信モード決定方式について説明する。
上記第１の送信モード決定方式は、ユークリッド距離を目安とするものであり、上記送信モードのそれぞれに対してユークリッド距離を測定し、上記測定されたユークリッド距離が最大となる送信モードを選択する方式である。
まず、送信器において、上記送信モードのそれぞれに対するユークリッド距離は、２Ｒ−ＱＡＭにおいて
Figure 2007507969
と与えられる。それは、単位エネルギー毎に正規化される。ここで、単位エネルギー毎の正規化とは、下記のような意味を有する。転送方式が４ＱＡＭ方式から１６ＱＡＭ方式へと変更されても、エネルギーを上げて転送してはならない。このため、４ＱＡＭ方式であっても、１６ＱＡＭ方式であっても均一なエネルギーを使用するように、４ＱＡＭ方式においては総エネルギーの１／４ずつを割り当て、１６ＱＡＭ方式においては１／１６ずつを割り当てて転送する。
第一に、上記第１の送信モード決定方式を第１の送信モードに適用する場合を考えると、下記の通りである。
４ｘ２通信システムにおいて、周波数効率が４ｂｐｓ／Ｈｚであるとしたとき、使用可能なモードとしては、モード１：１６ＱＡＭと、モード２：４ＱＡＭ、すなわちＱＰＳＫ（Qudrature Phase Shift Keying）が存在する。両方法ともに、同じ周波数効率を有するため、同じ転送率を有する。通信システムを考える場合、転送率が同じであるとしたとき、より良好なビットエラーレート（ＢＥＲ）性能を有する方法を用いた方が有利である。このため、受信端におけるユークリッド距離は、下記式（４２）の通りであり、前式（４２）を導き出すための具体的な過程は省略する。
Figure 2007507969
前式（４２）において、
Figure 2007507969
はチャンネル行列Ｈのフロベーニウスノルム（Frobenius norm）、すなわち、チャンネルの特異値の自乗の和となる。
第二に、上記第１の送信モード決定方式を第２の送信モードに適用する場合を考えると、下記の通りである。
まず、上記第２の送信モードにおいては、４ｘ２通信システムと４ｘ４通信システムにおける上記ユークリッド距離が相異なるが、まず、上記通信システムにおいては、上記ユークリッド距離が下記式（４３）のように表わされ、上記通信システムにおいては、上記ユークリッド距離が下記式（４４）のように表わされる。
Figure 2007507969
Figure 2007507969
第三に、上記第１の送信モード決定方式を第３の送信モードに適用する場合を考えると、下記の通りである。
上記第１の送信モード決定方式を第３の送信モードに適用する場合、正確なユークリッド距離を求めることができ、複雑度を低めるために範囲として表すこともできる。これは、下記式（４５）および下記式（４６）のように表わせる。
Figure 2007507969
Figure 2007507969
前式（４６）において、λｍｉｎは最小特異値を示し、λｍａｘは最大特異値を示す。また、チャンネルの固有値は、そのチャンネルの状態を示す指標として用いられるものであり、上記固有値が大きければ、そのチャンネル状態が良好であることを示し、上記固有値が小さければ、そのチャンネル状態が悪いことを示す。
このため、上記受信器は、各送信モードで計算されたユークリッド距離のうち最大の距離を有するユークリッド距離に該当する送信モードを選択し、上記選択された送信モードに関する送信モード制御情報を生成して送信器側にフィードバックすれば良い。
第二に、上記第２の送信モード決定方式について説明する。
上記第２の送信モード決定方式は、統計値を用いる方式である。上記第１の送信モード決定方式を用いる場合、すなわち、ユークリッド距離を用いて送信モードを決める場合、毎フレームごとにアンテナの組合せを変えことができる。しかし、上記第２の送信モード決定方式を用いる場合は、既存の性能値を基に１回及び２回のモード切り替えだけを行えば済む。すなわち、予め設定されたしきい値未満では特定のモードを、上記しきい値以上では他の特定モードを用いるように制御する。チャンネルコーディングを適用しないシステムにおいては、ＢＥＲ対ＳＮＲの性能曲線からしきい値を検出することができ、チャンネルコーディングを適用するシステムにおいては、フレームエラーレート（ＦＥＲ）対ＳＮＲの性能曲線からしきい値を検出することができる。このしきい値を決めるための種々の方法が存在する。特定の環境下で、累積した測定値を目安にＢＥＲ／ＦＥＲ対ＳＮＲ性能分析を行うことで決めてもよく、シミュレーションを通じて決めても良い。それぞれのモードによる性能曲線が異なるが、これは、主として、同じ周波数効率にて相異なる変調を用いるからである（例えば、４ｘ４通信システムの場合、モード１：２５６ＱＡＭ、モード２：１６ＱＡＭ、モード３：４ＱＡＭ）。このため、システムにおいては、予め計算されたこのしきい値を記憶しておき、受信ＳＮＲを測定してしきい値と比較した後に用いる。このしきい値としては、過去の統計値を用いる。すなわち、過去の各方法に対する動作を行った後、種々のモードの性能曲線が交差する個所をしきい値として採用する。
これをまとめると、下記の通りである。
Figure 2007507969
次に、図３に基づき、本発明の一実施の形態による送受信器の動作を説明する。
上記図３は、本発明の一実施の形態による送受信器の動作を示す信号の流れ図である。
上記図３を参照すると、まず、送信器は、デフォルトの送信モードで信号を処理して受信器に送信する（ステップＳ３１１）。例えば、デフォルトの送信モードが第１の送信モードであるとする。すると、受信器は、上記送信器から送信された信号を受信し、この受信信号をもってチャンネルの推定を行う（ステップＳ３１３）。上記受信器は、チャンネルの推定結果に基づき、上記第１の送信モード決定方式あるいは第２の送信モード決定方式に応じて、上記送信器に適用したい送信モードを決めた後（ステップＳ３１３）、上記決められた送信モードを示す送信モード制御情報を上記送信器にフィードバックする（ステップＳ３１５）。例えば、上記決められた送信モードが第２の送信モードであるとする。
上記送信器は、上記フィードバックされた送信モード制御情報に応じて、上記送信モードを第１の送信モードから第２の送信モードへと切り替えた後（ステップＳ３１７）、上記切り替えられた送信モードで信号を処理して上記受信器に送信する（ステップＳ３１９）。
次に、図４に基づき、本発明の他の実施の形態による送受信器の動作を説明する。
上記図４は、本発明の他の実施の形態による送受信器の動作を示す信号の流れ図である。
上記図４を参照すると、先ず、送信器は、デフォルトの送信モードで信号を処理して受信器に送信する（ステップＳ４１１）。例えば、デフォルトの送信モードが第１の送信モードであるとする。すると、受信器は、上記送信器から送信された信号を受信し、この受信信号をもってチャンネルの推定を行う（ステップＳ４１３）。上記受信器は、上記チャンネルの推定結果に基づき、チャンネル情報を上記送信器にフィードバックする（ステップＳ４１５）。
上記送信器は、上記受信器からフィードバックされるチャンネル情報に基づき、上記第１の送信モード決定方式あるいは第２の送信モード決定方式に応じて上記送信器に適用したい送信モードを決める（ステップＳ４１７）。例えば、上記決められた送信モードが第２の送信モードであるとする。上記送信器は、決められた送信モードに応じて上記送信モードを第１の送信モードから第２の送信モードへと切り替えて信号を処理し、これを上記受信器に送信する（ステップＳ４１９）。ここで、上記図４においては、上記図３での説明とは異なり、受信器において送信器の送信モードを決めるのではなく、送信器において受信器のチャンネル情報のみがフィードバックされ、送信器が自ら送信モードを決める。
次に、図５および図６に基づき、本発明が提案する方式を用いる場合のＢＥＲ性能について説明する。
先ず、上記ＯＦＤＭ通信システムにおけるシミュレーションのために、下記表２のパラメーターとレイリー・フラット・フェーディングを想定する。
Figure 2007507969
図５は、４ｘ２通信システムにおけるＢＥＲ性能特性を示すグラフである。
４ｂｐｓ／Ｈｚの周波数効率を有することを想定しており、４本のグラフはそれぞれ、モード１、２の独立曲線、ユークリッド距離を用いた切り替え、統計値を用いた切り替えを示す。シミュレーションの結果、ユークリッド距離を用いた切り替えの場合、最高の性能を有することが分かる。しかし、この場合、毎フレームごとに切り替えをする必要があるという短所がある。しかし、統計値を用いた切り替えの場合、各モードの独立実行により得られる最高の性能を保持すると共に、切り替えの回数も少ないことが分かる。
図６は、４ｘ４通信システムにおけるＢＥＲ性能特性を示すグラフである。
この場合、３通りのモードがいずれも存在可能であるが、ユークリッド距離に基づく切り替えの場合、モード３（ＭＬ）が常時大きな値を有するため、切り替えに使用不可能である。また、それぞれのモードを比較したとき、モード３（ＭＬ）が常に良好な性能を有することが分かる。特に、ユークリッド距離を計算する方式は、ＭＬの式から得られるため、４ｘ４システムにおける使用には難点がある。実際に、一般システムにおいては、４ｘ４の場合はＭＬの複雑度が高いために用いられておらず、次善のアルゴリズムとしてのＭＭＳＥ、ゼロフォーカシング（ＺＦ）が用いられる。このため、本発明においては、ＭＭＳＥを用いたモード３の方法を、統計値を用いた切り替えに適用している。ここで注目すべき点は、モード１の２５６ＱＡＭの場合に、最低の性能を有するということである。すなわち、アンテナの構造において、変調の次数が大きな影響を及ぼすことが確認できる。
以上、本発明の詳細な説明の欄においては具体的な実施の形態について詳述したが、本発明はこれに限定されるものではなく、本発明の範囲を逸脱しない限り、各種の実施の形態が提供可能である。よって、本発明の真の技術的な範囲は上述の実施の形態によって定まるものではなく、特許請求の範囲とその等価物によって定まるべきである。
本発明の実施の形態による機能を実行するための送受信器の構造を示すブロック図である。 図１のデータ処理部１１３およびデータ処理部１５３の内部構造を示すブロック図である。 本発明の一実施の形態による送受信器の動作を示す信号の流れ図である。 本発明の他の実施の形態による送受信器の動作を示す信号の流れ図である。 通信システムにおけるＢＥＲ性能特性を示すグラフである。 通信システムにおけるＢＥＲ性能特性を示すグラフである。
符号の説明
１００：送信器
１１１：制御部
１１３：データ処理部
１１５：無線周波数処理部
１５０：受信器
１５１：無線周波数処理部
１５３：データ処理部
１５５：フィードバック部
２００：第１の送信モード部
２０１：変調器
２０３：４ｘ４ＳＴＢＣエンコーダ
２０７、２１１、２１５、２１９：逆高速フーリエ変換器
２０９、２１３、２１７、２２１：並列／直列変換器
２３０：第２の送信モード部
２３１：変調器
２３３：直列／並列変換器
２３５、２３７：ＳＴＢＣエンコーダ
２３９、２４３、２４７、２５１：ＩＦＦＴ器
２４１、２４５、２４９、２５３：並列／直列変換器
２６０：第３の送信モード部
２６１：変調器
２６３：直列／並列変換器
２６５、２６９、２７３、２７７：ＩＦＦＴ器
２６７、２７１、２７５、２７９：並列／直列変換器
２８０、２８２：直列／並列変換器
２８１、２８３：高速フーリエ変換器
２８４：時空間処理器
２８５：並列／直列変換器
２８６：チャンネル推定器
２８７：第１の送信方式決定器
２８８：第２の送信方式決定器
２８９：送信モード選択器

Claims (23)

  1. 送信器がＭ本の送信アンテナを備え、受信器がＮ本の受信アンテナを備える通信システムにおける、チャンネル状態に応じて前記送信器の送信方式を制御する方法であって、
    データが入力されると、前記送信器が多数の方式のうち予め設定された方式を送信方式と決め、前記決められた送信方式により前記データを処理して前記受信器に送信するステップと、
    前記受信器が、前記送信器から信号を受信してチャンネルを推定し、前記送信方式のうち前記チャンネルの推定結果によるチャンネル状態に応じていずれかの方式を選択し、前記選択された方式を前記送信方式と決め、前記決められた送信方式に関する情報を前記送信器にフィードバックするステップと、
    前記送信器が、前記フィードバックされた送信方式情報に応じて前記送信方式を決めるステップと、を含むことを特徴とする方法。
  2. 前記多数の送信方式は、時空間ブロックコード方式と、階層空間多重化方式と、空間多重化方式であることを特徴とする請求項１に記載の方法。
  3. 前記受信器が前記送信方式を決めるステップは、前記多数の方式のうち前記チャンネル状態に応じて測定されるユークリッド距離が最大となる方式を前記送信方式と決める第１の送信方式決定方式を用いて、前記多数の方式のうちいずれかの方式を前記送信方式と決めるステップを含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
  4. 前記受信器が前記送信方式を決めるステップは、前記チャンネル状態に応じて測定されるビットエラーレートに対する信号対雑音比、あるいはフレームエラーレートに対する信号対雑音比を考慮して決められたしきい値に応じて前記多数の方式のうちいずれかの方式を前記送信方式と決める第２の送信方式決定方式を用いて、前記多数の方式のうちいずれかの方式を前記送信方式と決めるステップを含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
  5. 送信器がＭ本の送信アンテナを備え、受信器がＮ本の受信アンテナを備える通信システムにおける、チャンネル状態に応じて前記送信器の送信方式を制御する方法であって、
    データが入力されると、前記送信器は多数の方式のうち予め設定された方式を送信方式と決め、前記決められた送信方式により前記データを処理して前記受信器に送信するステップと、
    前記受信器が前記送信器から信号を受信してチャンネルを推定し、前記チャンネルの推定結果によるチャンネル状態情報を前記送信器にフィードバックするステップと、
    前記送信器が、前記フィードバックされたチャンネル状態情報に応じて前記多数の方式のうちいずれかの方式を前記送信方式と決めるステップと、を含むことを特徴とする方法。
  6. 前記多数の送信方式は、時空間ブロックコード方式と、階層空間多重化方式と、空間多重化方式であることを特徴とする請求項５に記載の方法。
  7. 前記送信器が前記チャンネル状態情報に応じて前記送信方式を決めるステップは、前記多数の方式のうち前記チャンネル状態に応じて測定されるユークリッド距離が最大となる方式を前記送信方式と決める第１の送信方式決定方式を用いて、前記多数の方式のうちいずれかの方式を前記送信方式と決めるステップを含むことを特徴とする請求項５に記載の方法。
  8. 前記送信器が前記チャンネル状態情報に応じて前記送信方式を決めるステップは、前記チャンネル状態に応じて測定されるビットエラーレートに対する信号対雑音比、あるいはフレームエラーレートに対する信号対雑音比を考慮して決められたしきい値に応じて前記多数の方式のうちいずれかの方式を前記送信方式と決める第２の送信方式決定方式を用いて、前記多数の方式のうちいずれかの方式を前記送信方式と決めるステップを含むことを特徴とする請求項５に記載の方法。
  9. 送信器がＭ本の送信アンテナを備え、受信器がＮ本の受信アンテナを備える通信システムにおける、チャンネル状態に応じて前記送信器の送信方式を制御する装置であって、
    データが入力されると、多数の方式のうち予め設定された送信方式を用いて前記データを処理して前記受信器に送信し、次いで、前記受信器からフィードバックされる送信方式情報に応じて送信方式を設定する送信器と、
    前記送信器から信号を受信してチャンネルを推定し、前記チャンネルの推定結果によるチャンネル状態に応じて前記多数の方式のうちいずれかの方式を前記送信方式と決めて前記送信器にフィードバックする受信器と、を備えることを特徴とする装置。
  10. 前記多数の送信方式は、時空間ブロックコード方式と、階層空間多重化方式と、空間多重化方式であることを特徴とする請求項９に記載の装置。
  11. 前記受信器は、
    前記受信信号を入力してチャンネルを推定するチャンネル推定器と、
    前記チャンネルの推定結果によるチャンネル状態に応じて前記多数の方式のうちいずれかの方式を前記送信方式と決める送信方式決定器と、
    前記決められた送信方式に関する情報をフィードバックする送信方式選択器と、を備えることを特徴とする請求項９に記載の装置。
  12. 前記送信方式決定器は、前記多数の方式のうち前記チャンネル状態に応じて測定されるユークリッド距離が最大となる方式を前記送信方式と決める第１の送信方式決定方式を用いて、前記多数の方式のうちいずれかの方式を前記送信方式と決めることを特徴とする請求項１１に記載の装置。
  13. 前記送信方式決定器は、前記チャンネル状態に応じて測定されるビットエラーレートに対する信号対雑音比、あるいはフレームエラーレートに対する信号対雑音比を考慮して決められたしきい値に応じて前記多数の方式のうちいずれかの方式を前記送信方式と決める第２の送信方式決定方式を用いて、前記多数の方式のうちいずれかの方式を前記送信方式と決めることを特徴とする請求項１１に記載の装置。
  14. 送信器がＭ本の送信アンテナを備え、受信器がＮ本の受信アンテナを備える通信システムにおける、チャンネル状態に応じて前記送信器の送信方式を制御する装置であって、
    データが入力されると、多数の方式のうち予め設定された送信方式を用いて前記データを処理して前記受信器に送信し、次いで、前記受信器からフィードバックされるチャンネル状態情報に応じて送信方式を設定する送信器と、
    前記送信器から信号を受信してチャンネルを推定し、前記チャンネルの推定結果によるチャンネル状態情報を前記送信器にフィードバックする受信器と、を備えることを特徴とする装置。
  15. 前記多数の送信方式は、時空間ブロックコード方式と、階層空間多重化方式と、空間多重化方式であることを特徴とする請求項１４に記載の装置。
  16. 前記送信器は、前記多数の方式のうち前記チャンネル状態に応じて測定されるユークリッド距離が最大となる方式を前記送信方式と決める第１の送信方式決定方式を用いて、前記多数の方式のうちいずれかの方式を前記送信方式と決めることを特徴とする請求項１４に記載の装置。
  17. 前記送信器は、前記チャンネル状態に応じて測定されるビットエラーレートに対する信号対雑音比、あるいはフレームエラーレートに対する信号対雑音比を考慮して決められたしきい値に応じて前記多数の方式のうちいずれかの方式を前記送信方式と決める第２の送信方式決定方式を用いて、前記多数の方式のうちいずれかの方式を前記送信方式と決めることを特徴とする請求項１４に記載の装置。
  18. 通信システムの送信器におけるチャンネル状態に応じて送信方式を制御する方法であって、
    データが入力されると、多数の方式のうち予め設定された方式を送信方式と決め、前記決められた送信方式により前記データを処理して受信器に送信するステップと、
    次いで、前記受信器から前記送信器と受信器との間のチャンネル状態に応じて決められた送信方式情報をフィードバックされるステップと、
    前記多数の方式のうちフィードバックされた送信方式情報に対応する方式を前記送信方式と決めるステップと、を含むことを特徴とする方法。
  19. 通信システムの送信器におけるチャンネル状態に応じて送信方式を制御する方法であって、
    データが入力されると、多数の方式のうち予め設定された方式を送信方式と決め、前記決められた送信方式により前記データを処理して受信器に送信するステップと、
    次いで、前記受信器から前記送信器と受信器との間のチャンネル状態を示すチャンネル状態情報をフィードバックされるステップと、
    前記多数の方式のうちフィードバックされたチャンネル状態情報に対応する方式を前記送信方式と決めるステップと、を含むことを特徴とする方法。
  20. 通信システムの受信器におけるチャンネル状態に応じて送信方式を制御する方法であって、
    送信器から信号を受信し、前記受信信号をチャンネル推定してチャンネル状態を検出するステップと、
    前記チャンネル状態を検出した後、前記チャンネル状態に応じて前記送信器が送信方式として適用可能な多数の方式のうちいずれかの方式を前記送信器の送信方式と決めるステップと、
    前記決められた送信方式に関する情報を前記送信器にフィードバックするステップと、を含むことを特徴とする方法。
  21. 通信システムにおけるチャンネル状態に応じて送信方式を制御する装置であって、
    データが入力されると、所定の制御により決められた送信方式により前記データを処理するデータ処理部と、
    前記送信方式により処理されたデータを受信器に送信する無線周波数処理部と、
    最初は多数の方式のうち予め設定された方式を前記送信方式と決め、次いで、前記受信器から前記送信器と受信器との間のチャンネル状態に応じて決められた送信方式情報をフィードバックされると、前記多数の方式のうち前記フィードバックされた送信方式情報に対応する方式を前記送信方式と決める制御部と、を備えることを特徴とする装置。
  22. 通信システムにおけるチャンネル状態に応じて送信方式を制御する装置であって、
    データが入力されると、所定の制御により決められた送信方式により前記データを処理するデータ処理部と、
    前記送信方式により処理されたデータを受信器に送信する無線周波数処理部と、
    最初は多数の方式のうち予め設定された方式を前記送信方式と決め、次いで、前記受信器から前記送信器と受信器との間のチャンネル状態情報をフィードバックされると、前記多数の方式のうち前記フィードバックされたチャンネル状態情報に対応する方式を前記送信方式と決める制御部と、を備えることを特徴とする装置。
  23. 通信システムにおけるチャンネル状態に応じて送信方式を制御する装置であって、
    送信器から信号を受信し、前記受信信号をチャンネル推定してチャンネル状態を検出する無線周波数処理部と、
    前記チャンネル状態に応じて前記送信器が送信方式として適用可能な多数の方式のうちいずれかの方式を前記送信器の送信方式と決めるデータ処理部と、
    前記決められた送信方式に関する情報を前記送信器にフィードバックするフィードバック部と、を備えることを特徴とする装置。
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