CN1207908C

CN1207908C - 基于滑动窗口的对含导频的块信号的信道估计和均衡方法

Info

Publication number: CN1207908C
Application number: CN 02128864
Authority: CN
Inventors: 杨知行; 胡宇鹏; 王军; 潘长勇; 杨林
Original assignee: Tsinghua University
Current assignee: Tsinghua University
Priority date: 2002-08-16
Filing date: 2002-08-16
Publication date: 2005-06-22
Anticipated expiration: 2022-08-16
Also published as: CN1398118A

Abstract

基于滑动窗口的对含导频的块信号的信道估计和均衡方法属于数字电视信号传输领域，其特征在于：它把主径分量前后的旁径包括到一个可移动的窗口中从而用该窗口的始、末两端来确定得到正确信道估计的区间；再由此得到长度为N，长度为M或长度为M+2×N的信道冲击响应估计；接着把该窗口始、末两端的位置作为把信号和信道冲击响应构造为循环卷积所需的定位信息，把经信道传输后的数据块处理为经频域均衡抵消信道失真后的数据块；为了提高信道估计的时域分辨率，也可以在选定的滑动窗口区间内作时域过采样的信道估计。数据块可以是OFDM的IDFT块或单载波调制的数据块，或者是二者的任意组合。它提供了一种对抗信道多径的传输方法。

Description

基于滑动窗口的对含导频的块信号的信道估计和均衡方法

技术领域

本发明属于信息的传输领域，特别是因特网、数字电视、数据广播、数据通信等应用中的信息传输技术。

背景技术

经过十多年坚持不懈的研究和发展，数字电视地面广播(Digital Television TerrestrialBroadcasting，DTTB)已经取得了很多成果，达到了可以实现阶段。从1998年11月北美和欧洲已经开播DTTB节目，许多国家宣布了它们的DTTB制式选择和实现计划。目前，世界上主要有三种DTTB传输标准：

1)高级电视系统委员会(Advanced Television Systems Committee，ATSC)研发的格形编码的八电平残留边带(Trellis-Coded 8-Level Vestigial Side-Band(8-VSB))调制系统。

ATSC数字电视标准是高级电视系统委员会ATSC开发的。

1993年5月，美国几家研究数字HDTV的集团组成大联盟(GA)。经过先进电视测试中心(ATTC)对大联盟系统现场测试，1995年9月，美国先进电视制式委员会(ATSC)向美国联邦通信委员会(FCC)提交了数字电视标准报告，经过国会听证会辩论，1996年12月26日FCC正式公布了“数字电视标准”ATSC。ATSC不仅包括了高清晰度电视(HDTV)，还增加了标准清晰度电视(SDTV)标准。该系统在6MHz信道内传输高质量的视频、音频和辅助数据，能够在一个6MHz地面广播频道中发送约19Mbps总容量信息，以及在一个6MHz有线电视信道中发送约38Mbps总容量信息。压缩比为50∶1或更高。该系统由三个子系统组成。即：信源编码和压缩子系统；业务复用和传送子系统和RF传输子系统。

2)数字视频地面广播(Digital Video Terrestrial Broadcasting-Terrestrial，DVB-T)标准采用的编码正交频分复用(Coded Orthogonal Frequency Division Multiplexing，COFDM)调制。

DVB-T系统是欧洲公共和私人组织的协会——数字视频广播(DVB)开发的。

欧洲在1993年停止了原先研制的数模混合制HD-MAC系统并开始了数字电视广播DVB的研究，后来，欧洲电信协会ETSI已先后公布了DVB-S(卫星广播)、DVB-C(有线电视广播)和DVB-T(地面广播)的标准。此系列标准考虑到数字视频和音频的传输，以及即将来临的多媒体节目。在信源编码方面，DVB标准规定数字电视系统使用统一的运动图像编码组-2(MPEG-2)压缩方法和MPEG-2传输流及复用方法；在地面传输方面，它采用与美国不同的COFDM(编码正交频分复用)调制技术，这对于抗多径干扰和进行移动接收有着明显的优点。

3)地面综合业务数字广播(Integrated Service Digital Broadcasting-Terrestrial，ISDB-T)采用的频带分段传输(Bandwidth Segmented Transmission，BST)正交频分复用OFDM。

ISDB-T系统是日本无线电工商业协会(Association of Radio Industries and Businesses，ARIB)开发的。

日本是广播电视设备的生产强国，掌握许多广播电视高新技术，并在HDTV摄像、录像、显示等设备的研制方面处于领先地位。模拟制式的高清晰度电视卫星广播Hivision制式是日本开发并正式向用户播送的，是世界上最早开始的高清晰度电视广播。不过由于它是模拟信号形式，而且是以卫星通道作为传输媒体(带宽24MHz)，所以不属高压缩比率的全数字式电视广播。日本在世界电视广播系统全数字化的开发热潮的先期未显现出其动向，似乎有点销声匿迹。然而在1996年，日本忽然提出了其研制的DTTB(数字电视地面广播)制式—ISDB-T(地面综合业务数字广播)。该方案是由日本的DiBEG(数字广播专家组)建议的，所以也称DiBEG制式。系统采用的调制方法称为频带分段传输(BST)OFDM，由一组共同的称为BST段的基本频率块组成。

自从有了多个DTTB系统以来，许多国家和地区都在选择自己的DTTB系统。出于政治和经济上的考虑，我国应根据本国国情制定自己的数字电视标准。清华大学提出的地面数字多媒体广播(DMB-T)协议就是在此背景下，针对上述目前世界上三个地面数字电视系统存在的问题，提出了一种新颖的、适合我国国情的地面数字电视系统。在清华大学提出的地面数字多媒体广播(DMB-T)协议中其核心物理层技术时域同步正交频分复用(TDS-OFDM)技术。

我们首先介绍信道传输的一般性模型，信息序列Info(n)在经过具有冲激响应为h(n)的信道传输之后接收到的信号为

Rec(n)＝Info(n)*h(n)+w(n)

其中w(n)为加性噪声，Info(n)*h(n)表示Info(n)与h(n)的线性卷积运算。由于存在传输信道的冲激响应h(n)，经过线性卷积接收到的信号将产生时间扩散和码间干扰(ISI)。

目前有效消除ISI的技术有两种：时域均衡和正交频分复用(OFDM)。时域均衡一般是在匹配滤波器后插入一个横向滤波器(也称横截滤波器)，它由一条带抽头的延时线构成，抽头间隔等于符号周期。每个抽头的延时信号经加权后送到一个相加电路输出，其形式与有限冲激响应滤波器(FIR)相同，相加后的信号经抽样送往判决电路。每个抽头的加权系数是可调的，通过调整加权系数可以消除ISI。均衡器的均衡效果主要由抽头数和均衡算法决定，均衡算法常用的有迫零算法和最小均方畸变算法等。均衡器分预置式和自适应式两种。在实际信道中还存在噪声干扰，它会对均衡器的收敛产生影响。为了进一步改善性能，实际应用中常采用判决反馈式均衡器，反馈均衡器的抽头系数由前向均衡器所造成的信道冲激响应拖尾所决定。均衡的最终效果是将接收到的信号y(n)＝x(n)*h(n)+w(n)中信道乘性的效果(*h(n))消除掉，得到x(n)+w′(n)，其中w′(n)是经过信道和均衡级联处理之后的加性噪声，一般使用信道编译码处理将w′(n)消除。

美国的数字电视就是采用了判决反馈均衡器，而调制技术采用了数字8-VSB方式。

均衡器技术比较成熟，被广泛应用于各种通信领域，但它有两个缺点：一是结构复杂，成本较高；二是仅对时延较短的ISI效果比较好，对时延较长的ISI效果比较差。此时，采用正交频分复用(OFDM)技术更好。

当ISI的时延与传输符号的周期处于同一数量级时，ISI的影响就会变得严重起来。因此，延长传输符号的周期可以有效地克服ISI的影响，这正是OFDM消除ISI的原理。OFDM由大量在频率上等间隔的子载波构成(设共有N个载波)。串行传输的符号序列亦被分为长度为N的组，每组内的N个符号分别被N个子载波调制，然后一起发送。所以OFDM实质是一种并行调制技术。将符号周期延长N倍，从而提高了对ISI的抵抗能力。

但信道中存在ISI时，OFDM子载波间的正交性会被破坏，使得接收机无法正确提取各子载波上的调制符号。为此在实际应用时需在每个OFDM信号周期前插入一个保护间隔Δ，OFDM的实际传输周期变为Ts＝T+Δ。保护间隔内的信号是由OFDM信号进行周期延拓生成的，相当于将OFDM信号的尾部折反到前面。当ISI的时延不超过Δ时，由于OFDM信号经过信道后相当于与信道冲击响应h(n)作了循环卷积，等价于经过信道的频率响应H(k)的影响后，OFDM信号的每个子载波Y(k)经历了不同的衰落。但OFDM子载波间的正交性仍能保持，接收机仅提取有效的OFDM周期T内的时域信号进行离散付里叶变换得到Y(k)，再对信道进行估计得到信道的冲激响应h(n)后作离散付里叶变换可得到H(k)或者是直接得到信道的频率响应H(k)，最后用Y(k)÷H(k)就可以消除信道的频率响应H(k)或者换言之信道的冲击响应h(n)所产生的符号间干扰(ISI)的影响，得到解调后的信号。

针对如上所述的接收机的原理，我们发现信道估计求H(k)以及OFDM信号的每个子载波的正交性的保持或者使用某种方法恢复(保持或恢复接收到的信号为发射端的OFDM信号与信道冲击响应h(n)的循环卷积)，是实现OFDM正确解调的两个重要步骤。在如上所述的三种已经存在的DTTB传输标准中，第一种ATSC数字电视标准是单载波技术，而第二种数字视频地面广播(DVB-T)标准和第三种地面综合业务数字广播(ISDB-T)都采用了OFDM技术。并且ISDB-T区别于DVB-T主要在于使用了很长的交织和信道编码技术，没有太大的区别。因此我们主要讨论DVB-T技术。

欧洲的DVB-T系统中采用编码的正交频分复用COFDM传输。编码正交频分复用COFDM中的“编码”的含义之一是指在OFDM频谱中随机插入了一些“导频”信号，这里所谓的“导频”是指这样一些OFDM的载波，它们由接收机已知的数据进行调制，它们所传输的不是调制数据本身，因为这些数据接收机是系统已知的，设置导频的目的是系统通过导频上的数据传送某些发射机的参量或测试信道的特性。

导频在COFDM中的作用十分重要，它的用处包括：同步、信道估计、传输模式识别和跟踪相位噪声等。调制导频的数据是从一个事先规定的伪随机序列发生器中生成的伪随机序列。

不论导频的位置如何变化，各GOFDM符号中用于传输有效节目信息的载波的数目都是恒定的，在2k模式中为1512，在8k模式中为6048。由于导频在系统中的作用比较重要，为保证导频上数据的可靠性，防止噪声干扰，导频信号的平均功率要比其它载波信号的平均功率大16/9倍，即导频信号是在“提升的”功率电平上发射的。

正因为OFDM具有上述特性，因此它具有如下主要优点：(1)抵抗多径干扰；(2)支持移动接收；(3)可以组成单频网SFN等等。

但是，因为在COFDM中FFT和导频是互相需求的，接收机中，接收到的导频是在FFT处理之后得到的，而FFT计算又需要首先同步(由导频协助的)，然后才能计算FFT。因此，COFDM采用迭代逼近算法，这样就存在一个收敛误差和收敛时间问题。因此在COFDM中同步是需要迭代计算多次后才能得到的，并且使用导频进行信道估计时，需要在频域上作数值内插，内插得到的信道频率响应的估计与实际的信道频率响应相比是有误差的，而且当信道冲击响应h(n)的时间长度越大，即信道频率响应的频域分辨率越高时，这种误差将越大。

在时域同步正交频分复用调制(TDS-OFDM)中，OFDM信号中的频域导频被取消了，而采用OFDM信号帧前的时域导频作为同步，和信道估计。采用TDS-OFDM技术可以通过时域导频实现无需迭代处理的快速同步。时域同步正交频分复用调制(TDS-OFDM)是一项已经公开的专利申请，其名称为“时域同步正交频分复用调制方法”，申请号为01115520.5，公开号为CN 1317903A。并且，采用TDS-OFDM技术可以通过时域导频代替传统OFDM中的保护间隔。使用伪随机PN序列代替OFDM中保护间隔并用于时间同步，频率同步和信道估计也是一项已经公开的专利申请，其名称为“正交频分复用调制系统中保护间隔的填充方法”申请号为01124144.6，公开号为CN 1334655A。

发明内容

本发明适用于时域同步正交频分复用调制(TDS-OFDM)技术的接收机的信号处理方法，在TDS-OFDM的时域导频由两个或两个以上的伪随机PN序列周期构成的情况下，提出了一种基于滑动窗口的对含导频的块信号的信道估计和均衡方法。

我们根据OFDM接收机是进行块数据处理的特性，发现若时域同步正交频分复用调制(TDS-OFDM)的时域导频由两个或两个以上的伪随机PN序列周期构成，并且每个PN序列时间长度大于信道冲激响应的时间长度时，在一个TDS-OFDM信号帧之内，已经包括了足够的同步，信道估计的信息，并且可以将原来数据经过信道后呈线性卷积的特性经过处理后得到数据与信道作循环卷积的结果，因为只有在数据与信道作循环卷积的情况下才能使用简单的频域均衡将信道的失真抵消掉。

本发明的特点是在接收到的一个OFDM信号帧之内，得到可靠的信道估计，实现正确的数据解调。这是一种快速和可靠的信道估计，在一帧之内得到信道估计，从而可以接收一帧就解调一帧数据。使得时域同步正交频分复用调制(TDS-OFDM)接收机在时变信道下仍能实现可靠接收。在静态接收，时不变信道的情况下，基于本发明提出的方法，进一步在多个OFDM信号帧之间进行平滑，滤波，就可以得到更好的性能。

在对时域同步正交频分复用(TDS-OFDM)技术的研究中我们发现我们提出的基于滑动窗口的对含导频的块信号的信道估计和均衡方法实际上适用于将整个数据块内的数据作均衡从而抵消信道多径对它们影响的一种一般方法，这个数据块内的数据可以是一个OFDM的IDFT块，也可以是多个OFDM的IDFT块，还可以是多个OFDM的IDFT块和多个单载波调制的数据块的组合。本发明的用途在于对整个数据块进行一次均衡，而其中的小的数据块可以再进行分别的解调和处理。并且对于整个数据块由多个OFDM的IDFT块构成的情况，原来的方法是对每个OFDM的IDFT块前都要加循环前缀，现在只需要将整个数据块加一个时域导频就可以了，这种接收机处理方法大大提高了信息传输的效率。这种方法的关键还在于由于它支持整个数据块是多个OFDM的IDFT块和多个单载波调制的数据块的任意组合，从而支持了一种灵活的时频二维的信号设计能力，将有更大的信号设计和处理的空间来适应复杂的信道环境。

下面我们介绍算法流程，有两种非常类似的计算方法，它们的区别是在构造数据与信道循环卷积的过程中，第一种方法对数据块采用一些加减法进行补偿，而第二种方法将数据块和其前一个周期PN序列和其后一个周期PN序列合起来作为一个大信号块看时，这个大信号块经过信道后相当于与信道进行了循环卷积，因此可以将此大信号块作FFT变换到频域，作频域均衡，之后得到的频域信号再作IFFT变换到时域，此时的大信号块是已经补偿了信道失真的，再将大信号块中前部和后部的两个周期的PN序列除去，剩下的数据块就是有用信息；

本发明提出一种基于滑动窗口的对含导频的块信号的信道估计和均衡方法，含有发射机发射的一种含时域导频的数据帧，其时域导频由连续的两个或多个周期且由发射机和接收机约定的伪随机PN序列构成，其特征在于：在信道估计时，该方法把主径分量前后的旁径分量包括到一个可移动的滑动窗口中以此来决定获得正确地进行信道估计的PN序列的区间，从而使滑动窗口的始端n_b(i)和末端n_e(i)确定了得到正确信道估计的区间；再从此得到长度为N的信道冲击响应的估计h_N(n)，然后再用窗口始端n_b(i)和窗口末端n_e(i)作为对上述h_N(n)进行补零运算的定位信息，得到长度为M的信道冲击响应的估计h_M(n′)或长度为M+2×N的信道冲击响应的估计h_M+2×N(n′)；接着把窗口的始端n_b(i)和窗口末端n_e(i)的位置作为把信号和信道冲击响应构造为循环卷积所需的定位信息把经信道传输后的数据块DATA_r(n)处理为数据块DATA_c(n)；当PN序列的一个周期的长度为N，发射的时域导频SYN(n)长度为L(L＝S×N)，其中n表示离散时间，S为已知的时域导频SYN(n)中PN周期的数目，发射的数据块为DATA(n)，其长度M是可变的时，则它依次含有如下步骤：

(a)得到接收到的数据流中第i帧时域导频SYN_r(n)的开始时间n₁(i)和第i帧数据块DATA_r(n)的开始的时间n₂(i)：接收到的数据流可以看作时域导频SYN_r(n)和数据块DATA_r(n)的叠加，经过同步处理得到接收到的数据流中第i帧时域导频SYN_r(n)的开始时间n₁(i)以及第i帧数据块DATA_r(n)的开始的时间n₂(i)；

(b)滑动窗口初始化：使用滑动窗口来决定可以获得正确的信道估计的PN序列的区间，滑动窗口的长度等于PN序列的一个周期长度N，初始化的窗口区间为时域导频中任意第j个PN序列周期，其中1＜j＜＝S，第i帧滑动窗口的始端为n_b(i)＝n₁(i)+L-(S-j+1)*N，末端为n_e(i)＝n₁(i)+L-(S-j)*N，滑动窗口可以在整个时域导频内滑动；

(c)确定滑动窗口始端n_b(i)、末端n_e(i)的位置：对接收到的时域导频SYN_r(n)中第一个PN周期作循环相关得到R1(τ)，对时域导频SYN_r(n)中第S个PN周期作循环相关得到R2(τ)，对R2(τ)和R1(τ)分别作滤波和平滑之后，比较R2(τ)和R1(τ)中有相同延时的有效多径分量的幅度，从延时最长的多径分量开始比较，如果R2(τ)小于R1(τ)中有相同延时的有效多径分量的幅度，则(b)中定义的滑动窗口的初始位置不正确，向前移动新的滑动窗口的末端n_e(i)，一直移动到延时小于(n_e(i)-n₁(i))modN的R2(τ)中的多径分量的幅度大于或约等于R1(τ)中有相同延时的多径分量的幅度时滑动停止，由于窗口末端n_e(i)移动，窗口始端n_b(i)也作相应移动，保持窗口长度不变；

(d)使用窗口始端位置n_b(i)和末端位置n_e(i)的定位信息求得信道冲击响应的估计h_N(n)，再对上述h_N(n)进行补零处理得到长度为M的信道冲击响应的估计h_M(n′)或长度为M+2×N的信道冲击响应的估计h_M+2×N(n′)：

(d.1)用下述两种方法中的任何一种求得长度为N的信道冲击响应的估计h_N(n)：

(d.1.1)定义在选定的滑动窗口区间(n∈[n_b(i)，n_e(i)])内接收机接收到的一段时域导频为pilot(n)，取已知的发射机发射的时域导频SYN(n)中由滑动窗口区间(n∈[n_b(i)，n_e(i)])决定的一个周期长度的伪随机PN序列为pn_c(n)，用pn_c(n)对pilot(n)作循环相关就可以得到长度为N的信道冲击响应的估计h_N(n)。(或采用pn_c(n)的一个圆周移位shift位的版本pn_N′(n)来对pilot(n)作循环相关得到h_N″(n)，h_N″(n)就等于将h_N(n)圆周移位shift位，将h_N″(n)按相反的方向圆周移位shift位就得到h_N(n))；这是时域信道估计的方法，还有数学上等价的频域信道估计的方法，其过程是：对如上所述的pilot(n)作FFT得到PILOT(k)，对如上所述的pn_c(n)作FFT得到PN_c(k)，计算PILOT(k)÷pN_c(k)＝H_N(k)，再对长度为N的H_N(k)作N点IFFT也可以得到h_N(n)。

(d.1.2)从已得到的R1(τ)和R2(τ)也可以按下式得到信道冲击响应的估计h_N(n)，如下式作搬移操作：

(1).h_N(n)＝R1(τ)，

其中τ∈[(n_e(i)-n₁(i))modN+1，N]，n∈[n_e(i)-n₁(i))modN+1，N]；

(2).h_N(n)＝R2(τ)，

其中τ∈[1，(n_e(i)-n₁(i))mod N]，n∈[1，(n_e(i)-n₁(i))mod N]；

(d.2)对使用时域或频域的方法得到的长度为N的h_N(n)按下式进行补零，得到长度为M的h_M(n′)，n从1到N，n′从1到M：

(1).h_M(n′)＝h_N(n)，

其中n′∈[1，(n_e(i)-n₁(i))mod N]，n∈[1，(n_e(i)-n₁(i))mod N]；

(2).h_M(n′)＝h_N(n)，

其中n′∈[M-(N-(n_e(i)-n₁(i))mod N)+1，M]，n∈[(n_e(i)-n₁(i))mod N+1，N]；

(3).h_M(n′)＝0，

其中n′∈[(n_e(i)-n₁(i))mod N+1，M-(N-(n_e(i)-n₁(i))mod N)]；

然后对h_M(n′)作FFT得到H_M(k)，H_M(k)将用于最后的频域均衡；

对使用时域或频域的方法得到的长度为N的h_N(n)按下式进行补零，得到长度为M+2×N的h_M+2×N(n′)，n从1到N，n′从1到M+2×N：

(1).h_M+2×N(n′)＝h_N(n)，

其中n′∈[1，(n_e(i)-n₁(i))mod N]，n∈[1，(n_e(i)-n₁(i))mod N]；

(2).h_M+2×N(n′)＝h_N(n)，

其中n′∈[M+2×N-(N-(n_e(i)-n₁(i))mod N)+1，M+2×N]n∈[(n_e(i)-n₁(i))mod N+1，N]；

(3).h_M+2×N(n′)＝0，

其中n′∈[(n_e(i)-n₁(i))mod N+1，M+2×N-(N-(n_e(i)-n₁(i))mod N)]；

然后对h_M+2×N(n′)作FFT得到H_M+2×N(k)，H_M+2×N(k)将用于最后的频域均衡。

(e)根据上述时间n₁(i)、n₂(i)和窗口位置n_b(i)、n_e(i)对接收到的数据块进行处理，把信号和信道冲击响应构造为循环卷积的关系，以便于下一步作频域均衡抵消信道失真，使接收机能正确的恢复发射机发射的信号：发送的数据块DATA(n)经信道传输后，与信道的冲激响应实际成线性卷积的关系，为便于作频域均衡抵消信道的失真，需要作以下处理，使得数据与信道的冲激响应构成循环卷积的关系；在得到n₁(i)、n₂(i)和窗口位置n_b(i)和n_e(i)后，将经信道传输后的数据块DATA_r(n)通过以下步骤处理得到DATA_c(n)，其长度为M：

(1).DATA_c(n-n₂(i))＝DATA_r(n)+SYN_r(n+M)-SYN_r(n-N)，

其中n∈[n₂(i)+1，n₂(i)+(n_e(i)-n₁(i))mod N-1]；

(2).DATA_c(n-n₂(i))＝DATA_r(n)+SYN_r(n-M)-SYN_r(n-M-N)，

其中n∈[n₂(i)+M-(N-(n_e(i)-n₁(i))mod N)，n₂(i)+M]；

(3).DATA_c(n-n₂(i))＝DATA_r(n)，

其中n∈[n₂(i)+(n_e(i)-n₁(i))mod N，n₂(i)+M-(N-(n_e(i)-n₁(i))mod N)-1]；

发送的数据块DATA(n)经信道传输后，与信道的冲激响应实际成线性卷积的关系，但是若将数据块DATA(n)和其前一个周期以及后一个周期的PN序列一起考虑，它们经过信道后与信道的冲激响应已经构成了循环卷积的关系；将经信道传输后的数据块DATA_r(n)和其前一个周期以及后一个周期的PN序列定义为DATA_M+2×N(n)，其长度为M+2×N，用于下一步处理；

(f)求频域均衡后的频域信号X(k)：先对通过上述第(e)步骤得到的DATA_c(n)作快速付里叶变换(FFT)得到Y(k)，再用Y(k)除以信道频率响应的估计H_M(k)，即Y(k)/H_M(k)＝X(k)，得到频域均衡后的频域信号X(k)；或者将通过上述第(e)步骤得到的DATA_M+2×N(n)作快速付里叶变换(FFT)得到Y_M+2×N(k)，再用Y_M+2×N(k)除以通过上述第(d)步骤得到的信道频率响应的估计H_M+2×N(k)，即Y_M+2×N(k)/H_M+2×N(k)＝X_M+2×N(k)，得到频域均衡后的频域信号X_M+2×N(k)，再对X_M+2×N(k)作反快速付里叶变换(IFFT)得到x_M+2×N(n)，去除x_M+2×N(n)的前N点的PN序列和后N点的PN序列得到时域信号x_M(n)，x_M(n)是频域信号X(k)的时域形式。

按照如上所述的基于滑动窗口的对含导频的块信号的信道估计和均衡方法，其特征在于：所述的发射机发送的数据块DATA(n)是一个OFDM的反离散付里叶变换(IDFT)数据块，则把得到的X(k)作为均衡后的结果输出，或者把得到的x_M(n)做M点快速离散付里叶变换(FFT)后作为结果输出。

按照如上所述的基于滑动窗口的对含导频的块信号的信道估计和均衡方法，其特征在于：所述的发射机发送的数据块DATA(n)是一个单载波调制的数据块，则把得到的X(k)再作一次M点IFFT，得到的结果作为均衡后的结果输出；或者把得到的x_M(n)做作为结果输出。

按照如上所述的基于滑动窗口的对含导频的块信号的信道估计和均衡方法，其特征在于：所述的发射机发送的数据块DATA(n)是若干个0FDM数据块和若干个单载波调制的数据块的任意组合，则先把得到的频域信号X(k)作一次M点反快速付里叶变换(IFFT)，得到数据块DATA_block(n)＝IFFT(X(k))，这里的DATA_block(n)与x_M(n)在数学上是等价的，再根据发射机和接收机以某种方式约定的这些OFDM和单载波块子数据块在数据块DATA_block(n)中的位置和其大小，分别对这些数据块定位，处理，对于OFDM数据块需再作一次FFT得到均衡后的结果信号，对于单载波块信号直接输出。

基于滑动窗口的对含导频的块信号的信道估计和均衡方法，含有发射机发射的一种含时域导频的数据帧，其时域导频由连续的两个或多个周期且由发射机和接收机约定的伪随机PN序列构成，其特征在于：在信道估计时，该方法把主径分量前后的旁径分量包括到一个可移动的滑动窗口中以此来决定获得正确地进行信道估计的PN序列的区间，从而使滑动窗口的始端n_b(i)和末端n_e(i)确定了得到正确信道估计的区间；为了提高信道估计的时域分辨率，可在选定的滑动窗口区间内作时域过采样后再作过采样的信道估计，得到长度为N×Fs的信道冲击响应的估计h_{N_oversample}(n)，然后再用窗口始端n_b(i)和窗口末端n_e(i)作为对上述h_{N_oversample}(n)进行补零运算的定位信息，得到长度为M×Fs的信道冲击响应的估计h_{M_oversample}(n′)或长度为(M+2×N)×Fs的信道冲击响应的估计h_{M+2×N_oversample}(n′)；接着把窗口的始端n_b(i)和窗口末端n_e(i)的位置作为把信号和信道冲击响应构造为循环卷积所需的定位信息把经信道传输和经接收机作时域过采样后的数据块DATA_{r_oversample}(n)处理为数据块DATA_{c_oversample}(n)；当PN序列的一个周期的长度为N，发射的时域导频SYN(n)长度为L(L＝S×N)，其中n表示离散时间，S为已知的时域导频SYN(n)中PN周期的数目，发射的数据块为DATA(n)，其长度M是可变的时，则它依次含有如下步骤：

(c)确定滑动窗口始端n_b(i)、末端n_e(i)的位置：对接收到的时域导频SYN_r(n)中第一个PN周期作循环相关得到R1(τ)，对时域导频SYN_r(n)中第S个PN周期作循环相关得到R2(τ)，对R2(τ)和R1(τ)分别作滤波和平滑之后，比较R2(τ)和R1(τ)中有相同延时的有效多径分量的幅度，从延时最长的多径分量开始比较，如果R2(τ)小于R1(τ)中有相同延时的有效多径分量的幅度，则(b)中定义的滑动窗口的初始位置不正确，向前移动新的滑动窗口的末端n_e(i)，一直移动到延时小于(n_e(i)-n₁(i))mod N的R2(τ)中的多径分量的幅度大于或约等于R1(τ)中有相同延时的多径分量的幅度时滑动停止，由于窗口末端n_e(i)移动，窗口始端n_b(i)也作相应移动，保持窗口长度不变；

(d)用窗口始端位置n_b(i)和末端位置n_e(i)的定位信息求得过采样的信道冲击响应的估计h_{N_oversample}(n)，再对上述h_{N_oversample}(n)进行补零处理得到长度为M×Fs的信道冲击响应的估计h_{M_oversample}(n′)或长度为(M+2×N)×Fs的信道冲击响应的估计h_{M+2×N_oversample}(n′)：

(d.1)为了提高信道估计的时域分辨率，可在选定的滑动窗口区间内作时域过采样后再作过采样的信道估计：设过采样系数为Fs，设发射机和接收机端带通滤波器的延时为SRRC_Delay，在选定的滑动窗口区间(n∈[n_b(i)，n_e(i)])内接收机接收到的经过过采样的一段时域导频为pilot_oversample(n)，已知的发射机发射的时域导频SYN(n)中由滑动窗口区间(n∈[n_b(i)，n_e(i)])决定的一个周期长度的伪随机PN序列为pn_c(n)，对其以采样系数Fs作插值(即在pn_c(n)的每个元素之后插入Fs-1个零)得到pn_{c_oversample}(n)，接着可以从以下方法中任选一种：

时域方法为：用pn_coversample(n)对pilot_oversample(n)作循环相关得到长度为N×Fs的信道冲击响应的估计h_{N_oversample}(n)(也可采用pn_{c_oversample}(n)的一个圆周移位shift位的版本pn′_{c_oversample′}(n)来对pilot_oversample(n)作循环相关得到h″_{N_oversample}(n)，h″_{N_oversample}(n)就等于将h_{N_oversample}(n)圆周移位shift位，将h″_{N_oversample}(n)按相反的方向圆周移位shift位就得到h_{N_oversample}(n))；

频域方法是：对pilot_oversample(n)作FFT得到PILOT_oversample(k)，对如上所述的pn_{c_oversample}(n)作FFT得到PN_{c_oversample}(k)，计算PILOT_oversample(k)÷PN_{c_oversample}(k)＝H_{N_oversample}(k)，再对长度为N×Fs的H_{N_oversample}(k)作N×Fs点IFFT也可以得到h_{N_oversample}(n)；

(d.2)得到h_{N_oversample}(n)后要作补零操作，补零前首先需要将n_e(i)按下式调整为n_e′(i)，用于补零操作：n_e′(i)＝min((n_e(i)-n₁(i))mod N+SRRC_Delay，N-SRRC_Delay)，之后对长度为N×Fs的h_{N_oversample}(n)进行补零，得到长度为M×Fs的h_{M_oversample}(n′)，n从1到N×Fs，n′从1到M×Fs，补零操作为：

(1).h_{M_oversample}(n′)＝h_{N_oversample}(n)，

其中n′∈[1，n′_e(i)×Fs]，n∈[1，n′_e(i)×Fs]；

(2).h_{M_oversample}(n′)＝h_{N_oversample}(n)，

其中n′∈[M×Fs-(N-n_e′(i))×Fs+1，M×Fs]，n∈[n_e′(i)×Fs+1，N×Fs]；

(3).h_{M_oversample}(n′)＝0，

其中n′∈[n_e′(i)×Fs+1，M×Fs-(N-n_e′(i))×Fs]；

然后对h_{M_oversample}(n′)作FFT得到H_{M_oversample}(k)，H_{M_oversample}(k)可以用于最后的频域均衡；或者：

得到h_{N_oversample}(n)后要作补零操作，补零前首先需要将n_e(i)按下式调整为n_e′(i)，用于补零操作：n_e′(i)＝min((n_e(i)-n₁(i))modN+SRRC_Delay，N-SRRC_Delay)，之后对长度为N×Fs的h_{N_oversample}(n)进行补零，得到长度为(M+2×N)×Fs的h_{M+2×N_oversample}(n′)，n从1到N×Fs，n′从1到(M+2×N)×Fs，补零操作为：

(1).h_{M+2×N_oversample}(n′)＝h_{N_oversample}(n)，

其中n′∈[1，n_e′(i)×Fs]，n∈[1，n_e′(i)×Fs]；

(2).h_{M+2×N_oversample}(n′)＝h_{N_oversample}(n)，

其中n′∈[(M+2×N)×Fs-(N-n_e′(i))×Fs+1，(M+2×N)×Fs]n∈[n_e′(i)×Fs+1，N×Fs]；

(3).h_{M+2×N_oversample}(n′)＝0，

其中n′∈[n_e′(i)×Fs+1，(M+2×N)×Fs-(N-n_e′(i))×Fs]；

然后对h_{M+2×N_oversample}(n′)作FFT得到H_{M+2×N_oversample}(k)，H_{M+2×N_oversample}(k)可以用于最后的频域均衡。

(e)根据上述时间n₁(i)、n₂(i)和窗口位置n_b(i)、n_e(i)对接收到的数据块进行处理，把信号和信道冲击响应构造为循环卷积的关系，以便于下一步作频域均衡抵消信道失真，使接收机能正确的恢复发射机发射的信号：对于采用过采样的情况，接收机将经过信道传输后的数据块DATA_r(n)作过采样得到DATA_{r_oversample}(n)，将经过信道传输后的时域导频SYN_r(n)作过采样得到SYN_{r_oversample}(n)，将DATA_{r_oversample}(n)通过以下步骤处理得到DATA_{c_oversample}(n)，其长度为M×Fs：

(1)DATA_{c_oversample}(n-n₂(i)×Fs)＝DATA_{r_oversample}(n)+SYN_{r_oversampl}e(n+M×Fs)-SYN_{r_oversample}(n-N×Fs)

其中n∈[n₂(i)×Fs+1，n₂(i)×Fs+n_e′(i)×Fs-1]；

(2).DATA_{c_oversample}(n-n₂(i)×Fs)＝DATA_{r_oversample}(n)+SYN_{r_oversample}(n-M×Fs)-SYN_{r_oversample}(n-M×Fs-N×Fs)，

其中n∈[n₂(i)×Fs+M×Fs-(N-n_e′(i))×Fs-Fs+1，n₂(i)×Fs+M×Fs]；

(3).DATA_{c_oversample}(n-n₂(i)×Fs)＝DATA_{r_oversample}(n)，

其中n∈[n₂(i)×Fs+n_e′(i)×Fs，n₂(i)×Fs+M×Fs-(N-n_e′(i))×Fs-Fs]；

其中n_e′(i)＝min((n_e(i)-n₁(i))mod N+SRRC_Delay，N-SRRC_Delay)；或者：

对于采用过采样的情况，将经信道传输后的数据块DATA_r(n)和其前一个周期以及后一个周期的PN序列定义为DATA_M+2×N(n)，对DATA_M+2×N(n)作过采样得到DATA_{M+2×N_oversample}(n)，其长度为(M+2×N)×Fs，用于下一步处理；

(f)求频域均衡后的频域信号X(k)：先用DATA_c(n)的过采样版本DATA_{c_oversample}(n)作快速付里叶变换(FFT)得到Y_oversample(k)，再用Y_oversample(k)除以过采样后信道频率响应的估计H_{M_oversample}(K)，即Y_oversample(k)/H_{M_oversample}(K)＝X_oversample(k)，按下式得到频域均衡后的频域信号X(k)：

(1)、X(k)＝X_oversample(k′)

其中，k∈[1，M÷2]，k′∈[1，M÷2]

(2)、X(k)＝X_oversample(k′)

其中，k∈[M÷2+1，M]，k′∈[(Fs-1)×M+M÷2+1，Fs×M]

或者：

使用DATA_M+2×N(n)的过采样版本DATA_{M+2×N_oversample}(n)作快速付里叶变换(FFT)得到Y_{M+2×N_oversample}(k)，再用Y_{M+2×N_oversample}(k)除以过采样后的信道频率响应的估计H_{M+2×N_oversample}(K)，即Y_{M+2×N_oversample}(k)/H_{M+2×N_oversample}(K)＝X_{M+2×N_oversample}(k)，按下式得到频域均衡后的频域信号X_M+2×N(k)：

(1)、X_M+2×N(k)＝X_{M+2×N_oversample}(k′)

其中，k∈[1，M÷2]，k′∈[1，M÷2]

(2)、X_M+2×N(k)＝X_{M+2×N_oversample}(k′)

其中，k∈[M÷2+1，M]，k′∈[(Fs-1)×M+M÷2+1，Fs×M]

对X_M+2×N(k)作一次M+2×N点IFFT，得到x_M+2×N(n)＝IFFT(X_M+2×N(k))。去除x_M+2×N(n)的前N点的PN序列和后N点的PN序列得到x_M(n)，x_M(n)是频域信号X(k)的时域形式。

按照如上所述的基于滑动窗口的对含导频的块信号的信道估计和均衡方法，其特征在于：所述的发射机发送的数据块DATA(n)是若干个OFDM数据块和若干个单载波调制的数据块的任意组合，则先把得到的频域信号X(k)作一次M点反快速付里叶变换(IFFT)，得到数据块DATA_block(n)＝IFFT(X(k))，这里的DATA_block(n)与x_M(n)在数学上是等价的，再根据发射机和接收机以某种方式约定的这些OFDM和单载波块子数据块在数据块DATA_block(n)中的位置和其大小，分别对这些数据块定位，处理，对于OFDM数据块需再作一次FFT得到均衡后的结果信号，对于单载波块信号直接输出。

本发明的特点和效果：

本发明的特点是在接收到的一个数据帧之内，得到可靠的信道估计，无需多帧间的迭代就可以将经过多径传输的信号恢复出来。使得接收机在时变信道下仍能实现可靠接收。

附图说明：

图1A描述了一般的信道传输模型。

图1B描述了两个信号的线性卷积。

图1C描述了两个信号的周期扩展后的线性卷积。

图1D描述了两个信号的循环卷积以及循环卷积和线性卷积的关系。

图2描述了一般的OFDM接收机的结构示意图。

图3描述了专利申请已公开的“正交频分复用调制系统中保护间隔的填充方法”中所描述的利用PN序列填充保护间隔的OFDM帧结构可选方式。

图4A描述了典型的多径干扰(点虚线)对时域导频和数据部分总的影响。

图4B描述了典型的多径干扰(点虚线)对时域导频部分的影响。

图4C描述了典型的多径干扰(点虚线)对数据部分的影响。

图5本发明实现的接收机的结构示意图。

图6A本发明实现过程中方法一的算法流程图。

图6B本发明实现过程中方法二的算法流程图。

图6C本发明实现过程中方法一的过采样方法的算法流程图。

图6D本发明实现过程中方法二的过采样方法的算法流程图。

图7初始的滑动窗口的示意图。

图8A本发明定位滑动窗口方法的示意图，一个实际信道的h(n)。

图8B本发明从得到的R1(τ)和R2(τ)定位滑动窗口的示意图。

图9A用滑动窗口定位信息从R1(τ)和R2(τ)得到h_N(n)的示意图，得到的R1(τ)和R2(τ)。

图9B用滑动窗口定位信息从R1(τ)和R2(τ)得到h_N(n)的示意图。

图9C用滑动窗口定位信息从R1(τ)和R2(τ)得到h_N(n)的示意图，h_N(n)的周期扩展。

图10A用滑动窗口的定位信息来对估计出的信道冲激响应补零的示意图，h_N(n)的两部份。

图10B用滑动窗口的定位信息来对估计出的信道冲激响应补零的示意图，通过对h_N(n)的两部份分别作搬移和补零得到h_M(n′)。

图11A1，图11A2，图11B1，图11B2，图11C1和图11C2用一些加减法和数据搬移操作构造数据与信道循环卷积结果的方法的示意图。

图12A和图12B在过采样的方法中经过频域均衡后取其一部分结果作为输出频域数据的示意图。

具体实施方式：

我们首先介绍信道传输的一般性模型，如附图1A所示，信息序列Info(n)在经过具有冲激响应为h(n)的信道传输之后接收到的信号为：

Rec(n)＝Info(n)*h(n)+w(n)

其中w(n)为加性噪声，Info(n)*h(n)表示Info(n)与h(n)的线性卷积运算。由于存在传输信道的冲激响应h(n)，h(n)是由一些延时不同幅度相位也不同的多径分量组成的，表示信息在传输过程中，经过信道反射和折射的作用经过多个路径后以不同的衰减和延时到达接收机，经过线性卷积接收到的信号Rec(n)将产生时间扩散和码间干扰(ISI)。这里Info(n)，h(n)，w(n)和Rec(n)是n的复值函数，n表示离散时间变量。

我们再介绍线性卷积和循环卷积的区别，如附图1B，图1C和图1D所示，这里没有画出h(n)的每一个多径分量，只是以一个包络来表示。Info(n)是有限长度的，长度为N，Info(n)与h(n)进行线性卷积之后Info(n)发生了向后的信号扩散和向前的信号扩散，这里的向后和向前是相对于主径信号而言的，由于复杂的信道环境可能导致一些衰减较大的小径先到达接收机，之后一个衰减最小的主径信号再到达接收机，之后又是一些衰减较大的小径到达接收机，从而导致信号相对于主径产生向后的和向前的扩散。附图1B表示Info(n)与h(n)进行线性卷积的结果，图1C表示分别将Info(n)和h(n)以N为周期进行周期扩展之后的周期信号进行线性卷积的结果，图1D表示对Info(n)(相对于主径来讲将Info(n)作周期扩展后的周期信号的一个周期就是Info(n)本身)和将h(n)作周期扩展后的周期信号的一个周期进行循环卷积的结果，它也相当于是将Info(n)和h(n)以N为周期进行周期扩展之后的周期信号进行线性卷积的结果取其一个周期长度。从附图1D看到将Info(n)与h(n)进行线性卷积结果的信号的向后扩散的部分搬移叠加到信号的首部，并将信号向前扩散的部分搬移叠加到信号的尾部，保持信号长度不变，则就构成了Info(n)与h(n)作周期扩展后的周期信号的一个周期进行循环卷积的结果。根据数字信号处理的理论，两个信号Info(n)与h(n)进行循环卷积的结果若为y(n)，即

则y(n)的FFT运算结果Y(k)与Info(n)的FFT运算结果INFO(k)和h(n)的FFT运算结果H(k)有这样的关系Y(k)＝INFO(k)×H(K)，即Y(k)等于INFO(k)和H(k)的乘积。这是进行频域均衡的基本思想，接收机估计出H(k)，用Y(k)除以H(k)就补偿了信道的失真得到INFO(k)。一般的OFDM接收机的结构如图2所示，假设要传送的信号是In(n)，一般的OFDM发射机发射的信号是In(n)的作IFFT后的信号，即IFFT(In(n))，并且将IFFT(In(n))的后部的一段数据搬移到IFFT(In(n))之前作为OFDM信号的保护间隔，这样通过信道后使得IFFT(In(n))与信道冲激响应h(n)相当于进行了一个循环卷积，(由于保护间隔信号的扩散叠加到IFFT(In(n))的前部)，得到

在接收机中将得到

再用估计出H(k)去除上式，就恢复出信息In(n)。我们看出要使用频域均衡的关键之处就是要首先估计出H(k)，而且要构造出信号与信道的循环卷积的结果。

在如图3所示的清华大学提出的方案中，普通的OFDM的保护间隔没有了，转而用时域导频代替，时域导频的优点上面已经提到过，此时为了使用频域均衡我们必须设计出可以构造出信号与信道的循环卷积的结果的方法。

如图4A所示是含时域导频的数据帧经过信道传输后所受到的信道冲激响应的影响，用虚线表示。其中的数据块可以是OFDM信号，此时的帧结构就是清华大学提出的TDS-OFDM方案，其中的数据块也可以是单载波信号，或者若干OFDM块和若干单载波块的混和信号，在本发明中，不论数据块内这些信号的结构如何，使用本发明的方法进行信道估计，将信道对这个数据块产生的失真通过均衡抵消掉。之后可以对这个数据块进行进一步的解调输出。由于数据流是由经过信道传输的时域导频流和数据块流两部分构成的，如图4B和图4C所示，我们将时域导频流记为SYN_r(n)，将数据块流记为DATA_r(n)，实际接收到的数据流记为recv(n)，如图4A所示，是时域导频流SYN_r(n)和数据块流DATA_r(n)的叠加。

对于这样的数据流的接收机示意图如图5所示。同步模块经过同步处理得到接收到的TDS-OFDM数据中第i帧的时域导频SYN_r(n)开始时间n₁(i)，以及TDS-OFDM数据中第i帧的OFDM的IDFT块OFDM_r(n)的开始的时间n₂(i)。具体的处理方法同直接序列扩频码分多址(DS-CDMA)的同步处理方法，见查光明等编著的“扩频通信”(扩频通信，西安电子科技大学出版社，1990，pp.97-108)。滑动窗口定位模块的目的是要得到可获得正确信道估计的区间，其始端为n_b(i)，末端为n_e(i)，这一信息还将用于数据与信道循环卷积结果的构造，以及用于对估计出的信道冲激响应补零。信道估计模块用于得到信道冲击响应的估计。构造循环卷积特性模块将经过信道传输后的DATA_r(n)块通过一些搬移和加减运算得到数据与信道作循环卷积的结果，这一工作也可以用另一种方法来代替，方法就是将接收到的数据块和其前一个周期PN序列和其后一个周期PN序列合起来作为一个大信号块看时，这个大信号块经过信道后相当于与信道进行了循环卷积，因此可以将此大信号块作FFT变换到频域，作频域均衡，之后得到的频域信号再作IFFT变换到时域，此时的大信号块是已经补偿了信道失真的，再将大信号块中前部和后部的两个周期的PN序列除去，剩下的数据块就是有用信息。FFT模块将经过循环卷积构造后的数据块DATA_c(n)作快速付里叶变换(FFT)得到Y(k)，或者将接收到的数据块和其前一个周期PN序列和其后一个周期PN序列合起来形成的一个大信号块作作快速付里叶变换(FFT)，两种结果经过频域均衡后再针对数据块的内容分别解调处理得到结果。

图6A和图6B为本发明的算法流程图，二者计算流程类似，区别是在构造数据与信道循环卷积的过程中，图6A描述了对数据块采用一些加减法进行补偿的运算过程，图6B描述了由于将数据块和其前一个周期PN序列和其后一个周期PN序列合起来作为一个大信号块看时，这个大信号块经过信道后相当于与信道进行了循环卷积，因此可以将此大信号块作FFT变换到频域，作频域均衡，之后得到的频域信号再作IFFT变换到时域，此时的大信号块是已经补偿了信道失真的，再将大信号块中前后两个周期的PN序列除去，剩下的数据块就是有用信息，两种方法都有过采样的方法与之分别对应，图6A的过采样方法如图6C所示，图6B的过采样方法如图6D所示；现在我们首先对其中用到的变量和符号进行说明，然后结合附图详细的解释一些主要步骤的原理。

corr()：表示相关运算。

abs()：表示取模值运算。

SYNC_PROC()：表示作同步处理。

oversample()：表示时间过采样处理。

Interpolation()：表示作插值处理，在输入向量的每个元素之后插入Fs-1个零。

DATA(n)：表示发射的数据帧中的数据块。

DATA_r(n)：表示接收到的数据帧中根据定位信息n₁(i)和n₂(i)分离出的数据块。

DATA_{r_oversample}(n)：对DATA_r(n)作过采样得到的。

DATA_c(n)：通过对DATA_r(n)构造循环卷积后得到的数据块。

DATA_{c_oversample}(n)：对DATA_c(n)作过采样得到的。

DATA_M+2×N(n)：将经信道传输后的数据块DATA_r(n)和其前一个周期以及后一个周期的PN序列合起来定义为DATA_M+2×N(n)，其长度为M+2×N。

DATA_{M+2×N_oversample}(n)：对DATA_M+2×N(n)作过采样得到的。

SYN(n)：已知的发射机发射的时域导频。

SYN_r(n)：接收机接收到的信号中根据定位信息n₁(i)和n₂(i)分离出的时域导频。

SYN_PN₁(n)：接收机接收到的时域导频SYN_r(n)中第一个PN周期。

SYN_PN_s(n)：接收机接收到的时域导频SYN_r(n)中第S个PN周期。

SYN_{r_oversample}(n)：对SYN_r(n)作过采样得到的。

PN(n)：接收机端已知的构成时域导频SYN(n)的一个周期的PN序列。

pilot(n)：接收到的时域导频SYN_r(n)中由滑动窗口区间(n∈[n_b(i)，n_e(i)])决定的一段时域导频。

pilot_oversample(n)：对pilot(n)作过采样得到的。

pn_c(n)：已知的发射机发射的时域导频SYN(n)中由滑动窗口区间(n∈[n_b(i)，n_e(i)])决定的一个周期长度的伪随机PN序列。pn_c(n)是PN(n)的循环移位的结果。

pn_{c_oversample}(n)：对pn_c(n)作插值处理得到的。

PILOT(k)：是pilot(n)的频域对应量。

PILOT_oversample(k)：是pilot_oversample(n)的频域对应量。

PN_c(k)：是pn_c(n)的频域对应量。

PN_{c_oversample}(k)：是pn_{c_oversample}(n)的频域对应量。

h_N(n)：信道冲击响应的估计，长度为N。

h_{N_oversample}(n)：过采样下的信道冲击响应的估计，长度为N×Fs。

h_M(n′)：信道冲击响应的估计，长度为M，从h_N(n)补零得到。

h_{M_oversample}(n′)：过采样下的信道冲击响应的估计，长度为M×Fs，从h_{N_oversample}(n)补零得到。

h_M+2×N(n′)：信道冲击响应的估计，长度为M+2×N，从h_N(n)补零得到。

h_{M+2×N_oversample}(n′)：过采样下的信道冲击响应的估计，长度为(M+2×N)×Fs，从h_{N_oversample}(n)补零得到。

H_N(k)：信道频率响应的估计，长度为N，是h_N(n)的频域对应量。

H_M(k)：信道频率响应的估计，长度为M，是h_M(n′)的频域对应量。

H_M+2×N(k)：信道频率响应的估计，长度为M+2×N，是h_M+2×N(n′)的频域对应量。

H_{N_oversample}(k)：信道频率响应的估计，长度为N×Fs，是h_{N_oversample}(n)的频域对应量。

H_{M_oversample}(k)：信道频率响应的估计，长度为M×Fs，是h_{M_oversample}(n′)的频域对应量。

H_{M+2×N_oversample}(k)：信道频率响应的估计，长度为(M+2×N)×Fs，是h_{M+2×N_oversample}(n′)的频域对应量。

recv(n)：接收机接收到的信号，包括时域导频和数据块信号。

n₁(i)：从接收机接收到的信号recv(n)通过同步处理得到的数据帧中第i帧的时域导频SYN_r(n)的开始时间。

n₂(i)：从接收机接收到的信号recv(n)通过同步处理得到的数据帧中第i帧的时域导频SYN_r(n)的结束时间，即数据块的开始时间。

N：构成时域导频的PN序列的一个周期的符号长度。

M：数据块的长度。

L：时域导频的长度。

R1(τ)：对时域导频SYN_r(n)中第一个PN周期作循环相关得到的结果。

R2(τ)：对时域导频SYN_r(n)中第S个PN周期作循环相关得到的结果。

n_{b_初始化}(i)：初始的第i帧滑动窗口的始端。

n_{e_初始化}(i)：初始的第i帧滑动窗口的末端。

n_e(i)：当前第i帧滑动窗口的末端。

n_b(i)：当前第i帧滑动窗口的始端。

n_e′(i)：是对n_e(i)的一个调整量，定义为

n_e′(i)＝min((n_e(i)-n₁(i))modN+SRRC_Delay，N-SRRC_Delay)

Fs：系统过采样率。

SRRC_Delay：发射机和接收机端带通弦滤波器的时间响应的延时。

S：接收机接收到的时域导频SYN_r(n)中PN周期的数目。

OFDM_M(K)：解调得到的M个符号的OFDM信号。

x(n)：解调得到的M个符号的单载波信号。

DATA_block(n)：方法二中得到的混合了单载波数据和多载波数据的数据块。

现在对图6A算法流程图中的运算步骤进行说明：

第一步，通过对接收机收到的信号recv(n)作同步处理，用SYNC_PROC()表示，得到接收到的TDS-OFDM数据帧中第i帧的时域导频SYN_r(n)的开始时间n₁(i)和结束时间n₂(i)，n₂(i)也是数据块DATA_r(n)开始的时间。

第二步，作滑动窗口位置的初始化，滑动窗口的长度等于PN序列的一个周期长度N，初始化第i帧滑动窗口的窗口区间为第i帧内时域导频中任意第j个PN序列周期，其中1＜j＜＝S，S为时域导频SYN(n)中PN周期的数目。窗口的始端为n_{b_初始化}(i)末端为n_{e_初始化}(i)。如图7所示。

第三步，作相关处理，分别用PN(n)对第i帧的时域导频SYN_r(n)中第一个PN周期SYN_PN₁(n)作循环相关得到R1(τ)，对第i帧的时域导频SYN_r(n)中第S个PN周期SYN_PN_s(n)作循环相关得到R2(τ)，其中S为时域导频SYN_r(n)中PN周期的数目，R1(τ)和R2(τ)如图8B所示，R1(τ)和R2(τ)的长度小于N，其中τ是离散时间变量，是用于相关函数R1(τ)和R2(τ)的，为了不引起混淆与n区别开来。

第四步，图8A所示的一个实际的例子，h(n)是信道的冲激响应，h(n)的多径分量在R1(τ)和R2(τ)中以一些峰值的形式体现出来了，同时还有一些噪声叠加在R1(τ)和R2(τ)之上，这是由于信道中总是存在噪声的。确定多径分量的方法是对R2(τ)和R1(τ)作平滑和滤波之后，将R2(τ)和R1(τ)的幅值与一定门限比较，大于门限就判断此值为多径分量，小于门限是噪声。门限的选择可视应用所要求的不同的抗噪声和分辨多径的灵敏性来决定。对R2(τ)和R1(τ)分别作滤波和平滑之后，设检测出的多径分量的时间偏移分别为τ＝τ_i，i＝1，2，...，Count，Count＜N，k为多径分量的数目。比较R2(τ)和R1(τ)中延时都为τ_i，i＝1，2，...，Count的多径分量的幅度，从延时最长为τ_count的多径分量开始比较，如果R2(τ_count)＞R1(τ_count)，则滑动窗口的初始位置正确；如果R2(τ_count)＜R1(τ_count)，则判断主径前有旁径，原因是这个主径前的旁径造成相对于主径的信号的前扩散，时域导频中第二个PN周期的前扩散叠加到第一个PN周期上，而对第S个PN周期来讲，由于它是最后一个PN周期，没有一个这样的前扩散叠加到它之上，所以通过相关得到的R2(τ_count)的幅值较R1(τ_count)小，这样滑动窗口的初始位置不正确，应向前滑动，将这个主径前的旁径包括在内。一直移动到某个τ_i时有R2(τ_i)＞R1(τ_i)时滑动停止，原因是主径后的旁径造成相对于主径的信号的向后扩散，时域导频中第S-1个PN周期的后扩散叠加到第S个PN周期上，而对第1个PN周期来讲，由于它是第一个PN周期，没有一个这样的向后的扩散叠加到它之上，所以通过相关得到的R2(τ_i)的幅值较R1(τ_i)大，从图6A的流程图中可以看出，当τ_i′＝Multipath_Set(i)时有R2(τ_i)＞R1(τ_i)，当τ_i′＝Multipath_Set(i+1)时有R2(τ_i)＜R1(τ_i)，从图8B看出两次比较的不同就可以定位出滑动窗口末端的位置，计算n_{e_min}＝n_{e_初始化}-N+Multipath_Set(i)和n_{e_max}＝n_{e_初始化}-N+Multipath_Set(i+1)，这里n_{e_min}(i)和n_{e_max}(i)决定了正确定位n_e(i)的区间[n_{e_min}，n_{e_max}]，这样定位的滑动窗口将主径前的旁径和主径后的旁径都包括在内；在图6A中如果出现一直比较到除了主径之外的所有旁径分量都是R2(τ_i)＜R1(τ_i)，就判断此时没有主径之后的旁径，计算n_{e_min}＝n_{e_初始化}-N+Multipath_Set(1)和n_{e_max}＝n_{e_初始化}-N+Multipath_Set(2)，这里n_{e_min}(i)和n_{e_max}(i)决定了正确定位n_e(i)的区间[n_{e_min}，n_{e_max}]，这样定位的滑动窗口将主径前的旁径都包括在内，最后n_e(i)从初始位置作相对位移，窗口长度不变，定位窗口始端为n_b(i)＝n_e(i)-N。在图8B中将R1(τ)和R2(τ)画得接在一起是为了形象的示意滑动窗口的作用，滑动窗口的实际位置如图7中所示。

第五步，如图6A所示，信道估计模块对接收到的经过信道卷积的时域导频中滑动窗口所决定的区间内的一段信号pilot(n)用接收机已知的原始的没有经过信道卷积的时域导频中滑动窗口所决定的区间内的一段信号pn_c(n)作时域循环相关或数学上等价的频域处理，得到信道冲击响应的估计h_N(n)，或者从已得到的R1(τ)和R2(τ)可以得到信道冲击响应的估计h_N(n)，如下式作搬移操作：

\{\begin{matrix} h_{N} (n) = R 1 (τ), where & τ &Element; [(n_{e} (i) - n_{1} (i)) \mod N + 1, N], \\ n &Element; [(n_{e} (i) - n_{1} (i)) \mod N + 1, N]; \\ h_{N} (n) = R 2 (τ), where & τ &Element; [1, (n_{e} (i) - n_{1} (i)) \mod N], \\ n &Element; [1, (n_{e} (i) - n_{1} (i)) \mod N]; \end{matrix}

这个过程如图9A和图9B所示，分别将τ∈[(n_e(i)-n₁(i))mod N+1，N]这个区间内R1(τ)的信号搬移到h_N(n)的n∈[(n_e(i)-n₁(i))mod N+1，N]这个区间内去，再将τ∈[1，(n_e(i)-n₁(i))mod N]这个区间内R2(τ)的信号搬移到h_N(n)的n∈[1，(n_e(i)-n₁(i))mod N]这个区间内去，就得到h_N(n)。如图9C所示，将h(n)以N为周期进行周期扩展后，取这个周期信号的一个周期就是h_N(n)。

对h_N(n)补零得到h_M(n′)，将流程图6A中的公式抄到下面：

\{\begin{matrix} h_{M} (n^{'}) = h_{N} (n), where & n^{'} &Element; [1, (n_{e} (i) - n_{1} (i)) \mod N], \\ n &Element; [1, (n_{e} (i) - n_{1} (i)) \mod N]; \\ h_{M} (n^{'}) = h_{N} (n), where & n^{'} &Element; [M - (N - (n_{e} (i) - n_{1} (i)) \mod N) + 1, M], \\ n &Element; [(n_{e} (i) - n_{1} (i)) \mod N + 1, N]; \\ h_{M} (n^{'}) = O, where & n^{'} &Element; [(n_{e} (i) - n_{1} (i)) \mod N + 1, \\ M - (N - (n_{e} (i) - n_{1} (i)) \mod N)]; \end{matrix}

这个过程如图10A和图10B所示，首先h_M(n′)在运算前可以看作一个长度为M的函数，其值全为零，为了避免与n混淆，定义n′为它的自变量，表示离散时间，这里主要作搬移操作，分别将n∈[1，(n_e(i)-n₁(i))mod N]这个区间内h_N(n)的信号搬移到h_M(n′)的n′∈[1，(n_e(i)-n₁(i))mod N]这个区间内去，再将n∈[(n_e(i)-n₁(i))mod N+1，N]这个区间内h_N(n)的信号搬移到h_M(n′)的n′∈[M-(N-(n_e(i)-n₁(i))mod N)+1，M]这个区间内去，再在h_M(n′)剩下的区间n′∈[(n_e(i)-n₁(i))mod N+1，M-(N-(n_e(i)-n₁(i))mod N)]填零就得到h_N(n)补零后的结果，之后对h_M(n′)作快速付里叶变换(FFT)得到信道频率响应的估计H_M(k)；补零的目的是从h_M(n′)经过FFT才能得到M点的频率响应估计H_M(k)，频域数据也是M点的，二者相除实现频域均衡。

第六步，构造循环卷积特性模块利用经过信道传输后的时域导频信号SYN_r(n)和数据块DATA_r(n)之间的一些加减运算来构造信源发射的数据块DATA(n)与信道冲激响应作循环卷积的结果得到DATA_c(n)，对其长度为M，这个过程如图11所示，我们将图6A中的相应公式拷贝到下面：

\{\begin{matrix} DAT A_{c} (n - n_{2} (i)) = DAT A_{r} (n) + SY N_{r} (n + M) - SY N_{r} (n - N), \\ where n &Element; [n_{2} (i) + 1, n_{2} (i) + (n_{e} (i) - n_{1} (i)) \mod N - 1]; \\ DAT A_{c} (n - n_{2} (i)) = DAT A_{r} (n) + SY N_{r} (n - M) - SY N_{r} (n - M - N), \\ where n &Element; [n_{2} (i) + M - (N - (n_{e} (i) - n_{1} (i)) \mod N), n_{2} (i) + M]; \\ DAT A_{c} (n - n_{2} (i)) = DAT A_{r} (n), \\ where n &Element; [n_{2} (i) + (n_{e} (i) - n_{1} (i)) \mod N, \\ n_{2} (i) + M - (N - (n_{e} (i) - n_{1} (i)) \mod N) - 1]; \end{matrix}

如图11A2所示，上述公式中n∈[n₂(i)+1，n₂(i)+(n_e(i)-n₁(i))mod N-1]表示n在一个始端为n₂(i)+1，末端为n₂(i)+(n_e(i)-n₁(i))mod N-1的区间内变化，这里n是一个离散时间变量，DATA_c(n)在运算前可以看作一个长度为M的函数，在实现中可以用长度为M的存储空间来实现；上述公式的第一个式子中，DATA_r(n)的自变量为n，它从n₂(i)+1变化到n₂(i)+(n_e(i)-n₁(i))mod N-1时，如图11A2所示，表示了DATA_r(n)在这个区间的一段信号；DATA_c(n-n₂(i))与DATA_c(n)表示的是同样的一个函数，仅仅是DATA_c(n-n₂(i))作了一个时间上的平移，当n从n₂(i)+1变化到n₂(i)+(n_e(i)-n₁(i))mod N-1时，DATA_c(n-n₂(i))的自变量是n-n₂(i)，它从1变化到(n_e(i)-n₁(i))mod N-1，表示了DATA_c(n)在这个区间的一段信号，SYN_r(n-N)和SYN_r(n+M)与SYN_r(n)表示的是同一个信号，即接收到的时域导频信号，SYN_r(n+M)和SYN_r(n-N)只是相对于SYN_r(n)作了一个时间上的平移，当n从n₂(i)+1变化到n₂(i)+(n_e(i)-n₁(i))mod N-1时，SYN_r(n+M)的自变量是n+M，它从n₂(i)+M+1变化到n₂(i)+M+(n_e(i)-n₁(i))mod N-1，如图11A2所示，表示了SYN_r(n)在这个区间的一段信号，SYN_r(n-N)的自变量是n-N，它从n₂(i)-N+1变化到n₂(i)-N+(n_e(i)-n₁(i))mod N-1，如图11A2所示，表示了SYN_r(n)在这个区间的一段信号；按照上面三个式子的第一个运算关系，经过加减运算，将第i帧中的数据块DATA_r(n)相对于主径的向后扩散的信号加回到其首部，同时把由于加法运算叠加上去的一部分时域导频信号减掉了，只剩下数据。上述公式的第二个式子中，DATA_r(n)的自变量为n，它从n₂(i)+M-(N-(n_e(i)-n₁(i))mod N)变化到n₂(i)+M时，如图11B2所示，表示了DATA_r(n)在这个区间的一段信号；DATA_c(n-n₂(i))与DATA_c(n)表示的是同样的一个函数，仅仅是DATA_c(n-n₂(i))作了一个时间上的平移，当n从n₂(i)+M-(N-(n_e(i)-n₁(i))mod N)变化到n₂(i)+M时，DATA_c(n-n₂(i))的自变量是n-n₂(i)，它从M-(N-(n_e(i)-n₁(i))mod N)变化到M，表示了DATA_c(n)在这个区间的一段信号；SYN_r(n-M)和SYN_r(n-M-N)与SYN_r(n)表示的是同一个信号，即接收到的时域导频信号，SYN_r(n-M)和SYN_r(n-M-N)只是相对于SYN_r(n)作了一个时间上的平移，当n从n₂(i)+M-(N-(n_e(i)-n₁(i))mod N)变化到n₂(i)+M时，SYN_r(n-M)的自变量是n-M，它从n₂(i)-(N-(n_e(i)-n₁(i))mod N)变化到n₂(i)，如图11B2所示，表示了SYN_r(n)在这个区间的一段信号，SYN_r(n-M-N)的自变量是n-M-N，它从n₂(i)-N-(N-(n_e(i)-n₁(i))mod N)变化到n₂(i)-N，如图11B2所示，表示了SYN_r(n)在这个区间的一段信号；按照上面三个式子的第二个运算关系，经过加减运算，将第i帧中的数据块DATA_r(n)相对于主径的向前扩散的信号加回到其后部，同时把由于加法运算叠加上去的一部分时域导频信号减掉了，只剩下数据。上述公式的第三个式子中，DATA_r(n)的自变量为n，它从n₂(i)+(n_e(i)-n₁(i))mod N变化到n₂(i)+M-(N-(n_e(i)-n₁(i))mod N)-1时，如图11C2所示，表示了DATA_r(n)在这个区间的一段信号；DATA_c(n-n₂(i))与DATA_c(n)表示的是同样的一个函数，仅仅是DATA_c(n-n₂(i))作了一个时间上的平移，当n从n₂(i)+(n_e(i)-n₁(i))mod N变化到n₂(i)+M-(N-(n_e(i)-n₁(i))mod N)-1时，DATA_c(n-n₂(i))的自变量是n-n₂(i)，它从(n_e(i)-n₁(i))mod N变化到M-(N-(n_e(i)-n₁(i))mod N)-1，表示了DATA_c(n)在这个区间的一段信号，在第三个式子中作了一个信号搬移操作，最终构成了DATA_c(n)。

第七步，FFT模块对DATA_c(n)作快速付里叶变换(FFT)得到频域均衡前的频域数据Y(k)。

第八步，频域均衡模块将Y(k)除以信道频率响应的估计H_M(k)，得到频域均衡后的频域数据X(k)。

第九步，如果已知发送的信号中的数据块DATA(n)是一块OFDM信号则将X(k)作为均衡后的数据输出；如果已知发送的数据块DATA(n)是一个单载波块信号，则对X(k)再作一次M点IFFT，将结果作为均衡后的数据输出；如果已知发送的数据块DATA(n)是若干个OFDM块信号和若干个单载波块信号的组合，则先对X(k)作一次M点IFFT，对结果根据发射机和接收机约定的这些OFDM和单载波块信号的位置和大小，分别对其定位，处理，对于OFDM数据块需再作一次FFT得到均衡后的数据输出，而单载波块信号就是均衡后的数据可直接输出。

现在对图6B算法流程图中的运算步骤进行说明：

第一步到第四步与图6A中的第一步到第四步完全相同。

第五步，对在图6A算法流程图中第五步中通过补零得到的h_M(n′)中间再补(2×N)个零得到h_M+2×N(n′)，计算H_M+2×N(k)＝FFT(h_M+2×N(n′))，H_M+2×N(k)将用于频域均衡。

第六步，由于在发送的数据块DATA(n)经信道传输后，与信道的冲激响应实际成线性卷积的关系，但是若将数据块DATA(n)和其前一个周期以及后一个周期的PN序列一起考虑，它们经过信道后与信道的冲激响应构成循环卷积的关系；将经信道传输后的数据块DATA_r(n)和其前一个周期以及后一个周期的PN序列定义为DATA_M+2×N(n)，其长度为M+2×N。可以直接对它作处理。这种方法需要比图6A算法流程图中的方法跟多的计算量，但是图6A算法流程图中的方法由于使用了一些加减操作，将导致信号上加性噪声的一定程度的放大，对性能有一定的影响，这两种方法可视实际情况采用。

第七步，FFT模块将DATA_M+2×N(n)作快速付里叶变换(FFT)得到频域均衡前的频域数据Y_M+2×N(k)。

第八步，频域均衡模块将Y_M+2×N(k)除以信道频率响应的估计H_M+2×N(k)，得到频域均衡后的数据X_M+2×N(k)。再对X_M+2×N(k)作反快速付里叶变换(IFFT)得到x_M+2×N(n)，去除x_M+2×N(n)的前N点的PN序列和后N点的PN序列得到数据块x_M(n)。

第九步，如果已知发送的数据块DATA(n)是一块OFDM信号，将x_M(n)作M点FFT作为均衡后的数据输出；如果已知发送的数据块DATA(n)是一个单载波块信号，则将得到的x_M(n)作为均衡后的数据输出；如果已知发送的数据块DATA(n)是若干个OFDM块信号和若干个单载波块信号的组合，则将得到的x_M(n)，根据发射机和接收机约定的这些OFDM和单载波块信号的位置和大小，分别对其定位，处理，对于OFDM数据块再作一次FFT得到均衡后的数据输出，而单载波块信号就是均衡后的数据可直接输出。

现在对图6C算法流程图中的运算步骤进行说明：

第一步到第四步与图6A中的第一步到第四步完全相同。

第五步，如图6C所示，使用过采样的方法，信道估计模块对接收到的经过信道卷积的时域导频中滑动窗口所决定的区间内的一段信号pilot(n)进行过采样得到pilot_oversample(n)，对接收机已知的原始的没有经过信道卷积的时域导频中滑动窗口所决定的区间内的一段信号pn_c(n)作插值处理，在其每个元素之后插入Fs-1个零，这里Fs是过采样率，得到pn_{c_oversample}(n)。对pilot_oversample(n)和pn_{c_oversample}(n)作时域循环相关，或数学上等价的频域处理，得到信道冲击响应的估计h_{N_oversample}(n)，然后对h_{N_oversample}(n)补零，补零的方法也是一个类似于得到h_M(n′)的信号搬移的过程，只是对窗口末端n_e(i)要作一点修正，计算新的窗口末端为n_e′(i)＝min((n_e(i)-n₁(i))mod N+SRRC_Delay，N-SRRC_Delay)，这是由于经过过采样后得到的信道估计h_{N_oversample}(n)是实际的信道冲击响应和发射端和接收端的带通滤波器的时间响应卷积的结果，带通滤波器在发射端的作用是限制发射信号的频带，不至于对邻频带的信号产生干扰，带通滤波器在接收端的作用是抑制邻频带输入到接收机产生噪声，发射机和接收机带通弦滤波器的时间响应的时间延时为SRRC_Delay，对h_{N_oversample}(n)的补零操作要保证带通弦滤波器的时间响应波形不会由于插入零而被破坏，所以要对窗口末端n_e(i)要作一点修正得到n_e′(i)。对于没有采用过采样的情况，得到的信道估计h_N(n)没有受到发射端和接收端的带通滤波器的时间响应的影响，所以不用考虑对窗口末端进行修正。最后通过补零得到h_{M_oversample}(n′)，对h_{M_oversample}(n′)作快速付里叶变换(FFT)得到信道频率响应的估计H_{M_oversample}(k)。这里的n′和n一样都表示离散时间变量，使用n′只是为了防止与h_{N_oversample}(n)中的n发生混淆。

第六步，构造循环卷积特性模块利用经过信道传输后的时域导频信号SYN_r(n)的过采样结果SYN_{r_oversample}(n)和数据块DATA_r(n)的过采样的结果DATA_{r_oversample}(n)之间的一些加减运算来构造信源发射的数据块DATA(n)与信道冲激响应作循环卷积的结果得到DATA_{c_oversample}(n)，其长度为M×Fs，这个过程的原理与图6A中第六步的算法流程图是相同的，只是由于过采样，时间尺度放大了Fs倍。

第七步，FFT模块将DATA_{c_oversample}(n)作快速付里叶变换(FFT)得到频域均衡前的频域数据Y_oversample(k)。

第八步，频域均衡模块将Y_oversample(k)除以信道频率响应的估计H_{M_oversample}(k)，得到频域均衡后的频域数据X_oversample(k)。如图12A所示，过采样方法得到的X_oversample(k)与不用过采样方法得到的频域均衡后的频域数据相比，在频域上作了一个扩张，所以此时有效的数据是是X_oversample(k)首部和尾部的两块数据的结合，如图12A和图12B所示，经过一个信号搬移过程，将X_oversample(k′)首部和尾部的两块数据搬移到X(k)中，就得到经过频域均衡后的频域数据X(k)。这里的k表示的是离散频率变量，(以上的文字中，k一般都表示离散频率变量)，k′也和k一样表示离散频率变量，使用k′只是为了防止与X(k)中的k发生混淆。

现在对图6D算法流程图中的运算步骤进行说明：

第一步到第四步与图6A中的第一步到第四步完全相同。

第五步，与图6C的算法流程图相比只有补零的方法不同。要在图6C的补零步骤中得到的h_{M_oversample}(n′)中间再补(2×N)×Fs个零得到h_{M+2×N_oversample}(n′)，计算H_{M+2×N_oversample}(k)＝FFT(h_{M+2×N_oversample}(n′))，用于频域均衡。

第六步，对图6C的第六步中得到的DATA_M+2×N(n)作过采样得到DATA_{M+2×N_oversample}(n)，其长度为(M+2×N)×Fs。

第七步，FFT模块将DATA_{M+2×N_oversample}(n)作快速付里叶变换(FFT)得到频域均衡前的频域数据Y_{M+2×N_oversample}(k)。

第八步，频域均衡模块将Y_{M+2×N_oversample}(k)除以信道频率响应的估计H_{M+2×N_oversample}(k)，得到频域均衡后的频域数据X_{M+2×N_oversample}(k)。与图6C算法流程图中的原理一样，过采样方法得到的X_{M+2×N_oversample}(k)与不用过采样方法得到的频域均衡后的频域数据相比，在频域上作了一个扩张，所以此时有效的数据是是X_{M+2×N_oversample}(k)首部和尾部的两块数据的结合，经过一个信号搬移过程就得到经过频域均衡后的频域数据X_M+2×N(k)。对其作IFFT得到x_M+2×N(n)＝IFFT(X_M+2×N(k))，去除x_M+2×N(n)的前N点的PN序列和后N点的PN序列得到数据块x_M(n)。这里的k表示的是离散频率变量，(以上的文字中，k一般都表示离散频率变量)，X_{M+2×N_oversample}(k′)的k′也和k一样表示离散频率变量，使用k′只是为了防止与X_M+2×N(k)中的k发生混淆。

Claims

1.基于滑动窗口的对含导频的块信号的信道估计和均衡方法，它含有发射机发射的一种含时域导频的数据帧，其时域导频由连续的两个或多个周期且由发射机和接收机约定的伪随机PN序列构成，其特征在于：在信道估计时，该方法把主径分量前后的旁径分量包括到一个可移动的滑动窗口中以此来决定获得正确地进行信道估计的PN序列的区间，从而使滑动窗口的始端n_b(i)和末端n_e(i)确定了得到正确信道估计的区间；再从此得到长度为N的信道冲击响应的估计h_N(n)，然后再用窗口始端n_b(i)和窗口末端n_e(i)作为对上述h_N(n)进行补零运算的定位信息，得到长度为M的信道冲击响应的估计h_M(n′)或长度为M+2×N的信道冲击响应的估计h_M+2×N(n′)；接着把窗口的始端n_b(i)和窗口末端n_e(i)的位置作为把信号和信道冲击响应构造为循环卷积所需的定位信息把经信道传输后的数据块DATA_r(n)处理为数据块DATA_c(n)；当PN序列的一个周期的长度为N，发射的时域导频SYN(n)长度为L，L＝S×N，其中n表示离散时间，S为已知的时域导频SYN(n)中PN周期的数目，发射的数据块为DATA(n)，其长度M是可变的时，则它依次含有如下步骤：

(d)使用窗口始端位置n_b(i)和末端位置n_e(i)的定位信息求得信道冲击响应的估计h_N(n)，再对上述h_N(n)进行补零处理得到长度为M的信道冲击响应的估计h_M(n′)或长度为M+2×N的信道冲击响应的估计h_M+2×N(n′)；

(d.1)用下述两种方法中的任何一种求得长度为N的信道冲击响应的估计h_N(n)；

(d.1.1)定义在选定的滑动窗口区间(n∈[n_b(i)，n_e(i)])内接收机接收到的一段时域导频为pilot(n)，取已知的发射机发射的时域导频SYN(n)中由滑动窗口区间(n∈[n_b(i)，n_e(i)])决定的一个周期长度的伪随机PN序列为pn_c(n)，用pn_c(n)对pilot(n)作循环相关就可以得到长度为N的信道冲击响应的估计h_N(n)，或采用pn_c(n)的一个圆周移位shift位的版本pn_N′(n)来对pilot(n)作循环相关得到h_N″(n)，h_N″(n)就等于将h_N(n)圆周移位shift位，将h_N″(n)按相反的方向圆周移位shift位就得到h_N(n)；这是时域信道估计的方法，还有数学上等价的频域信道估计的方法，其过程是：对如上所述的pilot(n)作FFT得到PILOT(k)，对如上所述的pn_c(n)作FFT得到PN_c(k)，计算PILOT(k)÷PN_c(k)＝H_N(k)，再对长度为N的H_N(k)作N点IFFT也可以得到h_N(n)；

(1).h_N(n)＝R1(τ)，

其中τ∈[(n_e(i)-n₁(i))modN+1，N]，n∈[(n_e(i)-n₁(i))modN+1，N]；

(2).h_N(n)＝R2(τ)，

其中τ∈[1，(n_e(i)-n₁(i))modN]，n∈[1，(n_e(i)-n₁(i))modN]；

(1).h_M(n′)＝h_N(n)，

其中n′∈[1，(n_e(i)-n₁(i))modN]，n∈[1，(n_e(i)-n₁(i))modN]；

(2).h_M(n′)＝h_N(n)，

其中n′∈[M-(N-(n_e(i)-n₁(i))modN)+1，M]，n∈[(n_e(i)-n₁(i))modN+1，N]；

(3).h_M(n′)＝0，

其中n′∈[(n_e(i)-n₁(i))modN+1，M-(N-(n_e(i)-n₁(i))modN)]；

然后对h_M(n′)作FFT得到H_M(k)，H_M(k)将用于最后的频域均衡；

(1).h_M+2×N(n′)＝h_N(n)，

其中n′∈[1，(n_e(i)-n₁(i))modN]，n∈[1，(n_e(i)-n₁(i))modN]；

(2).h_M+2×N(n′)＝h_N(n)，

其中n′∈[M+2×N-(N-(n_e(i)-n₁(i))modN)+1，M+2×N]n∈[(n_e(i)-n₁(i))modN+1，N]；

(3).h_M+2×N(n′)＝0，

其中n′∈[(n_e(i)-n₁(i))modN+1，M+2×N-(N-(n_e(i)-n₁(i))modN)]；

然后对h_M+2×N(n′)作FFT得到H_M+2×N(k)，H_M+2×N(k)将用于最后的频域均衡；

(1).DATA_c(n-n₂(i))＝DATA_r(n)+SYN_r(n+M)-SYN_r(n-N)，

其中n∈[n₂(i)+1，n₂(i)+(n_e(i)-n₁(i))modN-1]；

(2).DATA_c(n-n₂(i))＝DATA_r(n)+SYN_r(n-M)-SYN_r(n-M-N)，

其中n∈[n₂(i)+M-(N-(n_e(i)-n₁(i))modN)，n₂(i)+M]；

(3).DATA_c(n-n₂(i))＝DATA_r(n)，

其中n∈[n₂(i)+(n_e(i)-n₁(i))modN，n₂(i)+M-(N-(n_e(i)-n₁(i))modN)-1]；

(f)求频域均衡后的频域信号X(k)：先对通过上述第(e)步骤得到的DATA_c(n)作快速付里叶变换即FFT得到Y(k)，再用Y(k)除以信道频率响应的估计H_M(k)，即Y(k)/H_M(k)＝X(k)，得到频域均衡后的频域信号X(k)；或者将通过上述第(e)步骤得到的DATA_M+2×N(n)作快速付里叶变换得到Y_M+2×N(k)，再用Y_M+2×N(k)除以通过上述第(d)步骤得到的信道频率响应的估计H_M+2×N(k)，即Y_M+2×N(k)/H_M+2×N(k)＝X_M+2×N(k)，得到频域均衡后的频域信号X_M+2×N(k)，再对X_M+2×N(k)作反快速付里叶变换即IFFT得到x_M+2×N(n)，去除x_M+2×N(n)的前N点的PN序列和后N点的PN序列得到时域信号x_M(n)，x_M(n)是频域信号X(k)的时域形式。

2.根据权利要求1所述的基于滑动窗口的对含导频的块信号的信道估计和均衡方法，其特征在于：所述的发射机发送的数据块DATA(n)是一个OFDM的反离散付里叶变换数据块，则把得到的X(k)作为均衡后的结果输出，或者把得到的x_M(n)做M点快速离散付里叶变换后作为结果输出。

3.根据权利要求1所述的基于滑动窗口的对含导频的块信号的信道估计和均衡方法，其特征在于：所述的发射机发送的数据块DATA(n)是一个单载波调制的数据块，则把得到的X(k)再作一次M点IFFT，得到的结果作为均衡后的结果输出；或者把得到的x_M(n)做作为结果输出。

4.根据权利要求1所述的基于滑动窗口的对含导频的块信号的信道估计和均衡方法，其特征在于：所述的发射机发送的数据块DATA(n)是若干个OFDM数据块和若干个单载波调制的数据块的任意组合，则先把得到的频域信号X(k)作一次M点反快速付里叶变换，得到数据块DATA_block(n)＝IFFT(X(k))，这里的DATA_block(n)与x_M(n)在数学上是等价的，再根据发射机和接收机以某种方式约定的这些OFDM和单载波块子数据块在数据块DATA_block(n)中的位置和其大小，分别对这些数据块定位，处理，对于OFDM数据块需再作一次FFT得到均衡后的结果信号，对于单载波块信号直接输出。

5.基于滑动窗口的对含导频的块信号的信道估计和均衡方法，它含有发射机发射的一种含时域导频的数据帧，其时域导频由连续的两个或多个周期且由发射机和接收机约定的伪随机PN序列构成，其特征在于：在信道估计时，该方法把主径分量前后的旁径分量包括到一个可移动的滑动窗口中以此来决定获得正确地进行信道估计的PN序列的区间，从而使滑动窗口的始端n_b(i)和末端n_e(i)确定了得到正确信道估计的区间；为了提高信道估计的时域分辨率，在选定的滑动窗口区间内作时域过采样后再作过采样的信道估计，得到长度为N×Fs的信道冲击响应的估计h_{N_oversample}(n)，然后再用窗口始端n_b(i)和窗口末端n_e(i)作为对上述h_{N_oversample}(n)进行补零运算的定位信息，得到长度为M×Fs的信道冲击响应的估计h_{M_oversample}(n′)或长度为(M+2×N)×Fs的信道冲击响应的估计h_{M+2×N_oversample}(n′)；接着把窗口的始端n_b(i)和窗口末端n_e(i)的位置作为把信号和信道冲击响应构造为循环卷积所需的定位信息把经信道传输和经接收机作时域过采样后的数据块DATA_{r_oversample}(n)处理为数据块DATA_{c_oversample}(n)；当PN序列的一个周期的长度为N，发射的时域导频SYN(n)长度为L，L＝S×N，其中n表示离散时间，S为已知的时域导频SYN(n)中PN周期的数目，发射的数据块为DATA(n)，其长度M是可变的时，则它依次含有如下步骤：

(d)用窗口始端位置n_b(i)和末端位置n_e(i)的定位信息求得过采样的信道冲击响应的估计h_{N_oversample}(n)，再对上述h_{N_oversample}(n)进行补零处理得到长度为M×Fs的信道冲击响应的估计h_{M_oversample}(n′)或长度为(M+2×N)×Fs的信道冲击响应的估计h_{M+2×N_oversample}(n′)；

(d.1)为了提高信道估计的时域分辨率，可在选定的滑动窗口区间内作时域过采样后再作过采样的信道估计：设过采样系数为Fs，设发射机和接收机端带通滤波器的延时为SRRC_Delay，在选定的滑动窗口区间(n∈[n_b(i)，n_e(i)])内接收机接收到的经过过采样的一段时域导频为pilot_oversample(n)，已知的发射机发射的时域导频SYN(n)中由滑动窗口区间(n∈[n_b(i)，n_e(i)])决定的一个周期长度的伪随机PN序列为pn_c(n)，对其以采样系数Fs作插值，即在pn_c(n)的每个元素之后插入Fs-1个零，得到Pn_{c_oversample}(n)，接着可以从以下方法中任选一种：

时域方法为：用Pn_{c_oversample}(n)对pilot_oversample(n)作循环相关得到长度为N×Fs的信道冲击响应的估计h_{N_oversample}(n)，也可采用Pn_{c_oversample}(n)的一个圆周移位shift位的版本pn_{c_oversample}′(n)来对pilot_oversample(n)作循环相关得到h_{N_oversample}″(n)，h_{N_oversample}″(n)就等于将h_{N_oversample}(n)圆周移位shift位，将h_{N_oversample}″(n)按相反的方向圆周移位shift位就得到h_{N_oversample}(n)；

(d.2)得到h_{N_oversample}(n)后要作补零操作，补零前首先需要将n_e(i)按下式调整为n_e′(i)，用于补零操作：n_e′(i)＝min((n_e(i)-n₁(i))modN+SRRC_Delay，N-SRRC_Delay)，之后对长度为N×Fs的h_{N_oversample}(n)进行补零，得到长度为M×Fs的h_{M_oversample}(n′)，n从1到N×Fs，n′从1到M×Fs，补零操作为：

(1).h_{M_oversample}(n′)＝h_{N_oversample}(n)，

其中n′∈[1，n_e′(i)×Fs]，n∈[1，n_e′(i)×Fs]；

(2).h_{M_oversample}(n′)＝h_{N_oversample}(n)，

其中n′∈[M×Fs-(N-n_e′(i))×Fs+1，M×Fs]，n ∈[n_e′(i)×Fs+1，N×Fs]；

(3).h_{M_oversample}(n′)＝0，

其中n′∈[n_e′(i)×Fs+1，M×Fs-(N-n_e′(i))×Fs]；

得到h_{N_oversample}(n)后要作补零操作，补零前首先需要将n_e(i)按下式调整为n_e′(i)，用于补零操作：n_e′(i)＝min((n_e(i)-n₁(i))mod N+SRRC_Delay，N-SRRC_Delay)，之后对长度为N×Fs的h_{N_oversample}(n)进行补零，得到长度为(M+2×N)×Fs的h_{M+2×N_oversample}(n′)，n从1到N×Fs，n′从1到(M+2×N)×Fs，补零操作为：

(1).h_{M+2×N_oversample}(n′)＝h_{N_oversample}(n)，

其中n′∈[1，n_e′(i)×Fs]，n∈[1，n_e′(i)×Fs]；

(2).h_{M+2×N_oversample}(n′)＝h_{N_oversample}(n)，

其中n′∈[(M+2×N)×Fs-(N-n_e′(i))×Fs+1，(M+2×N)×Fs]

n∈[n_e′(i)×Fs+1，N×Fs]；

(3).h_{M+2×N_oversmple}(n′)＝0，

其中n′∈[n_e′(i)×Fs+1，(M+2×N)×Fs-(N-n_e′(i))×Fs]；

然后对h_{M+2×N_oversample}(n′)作FFT得到H_{M+2×N_oversample}(k)，H_{M+2×N_oversample}(k)可以用于最后的频域均衡；

(1)DATA_{c_oversample}(n-n₂(i)×Fs)＝DATA_{r_oversample}(n)+SYN_{r_oversample}(n+M×Fs)-SYN_{r_oversample}(n-N×Fs)

其中n∈[n₂(i)×Fs+1，n₂(i)×Fs+n_e′(i)×Fs-1]；

其中n∈[n₂(i)×Fs+M×Fs-(N-n_e′(i))×Fs-Fs+1，n₂(i)×Fs+M×Fs]；

(3).DATA_{c_oversample}(n-n₂(i)×Fs)＝DATA_{r_oversample}(n)，

其中n_e′(i)＝min((n_e(i)-n₁(i))modN+SRRC_Delay，N-SRRC_Delay)；或者：

(f)求频域均衡后的频域信号X(k)：先用DATA_c(n)的过采样版本DATA_{c_oversample}(n)作快速付里叶变换得到Y_oversample(k)，再用Y_oversample(k)除以过采样后信道频率响应的估计H_{M_oversample}(K)，即Y_oversample(k)/H_{M_oversample}(K)＝X_oversample(k)，按下式得到频域均衡后的频域信号X(k)：

(1)、X(k)＝X_oversample(k′)

其中，k∈[1，M÷2]，k′∈[1，M÷2]

(2)、X(k)＝X_oversample(k′)

其中，k∈[M+2+1，M]，k′∈[(Fs-1)×M+M÷2+1，Fs×M]

或者：

使用DATA_M+2×N(n)的过采样版本DATA_{M+2×N_oversample}(n)作快速付里叶变换得到Y_{M+2×N_oversample}(k)，再用Y_{M+2×N_oversample}(k)除以过采样后的信道频率响应的估计H_{M+2×N_oversample}(K)，即Y_{M+2×N_oversample}(k)/H_{M+2×N_oversample}(K)＝X_{M+2×N_oversample}(k)，按下式得到频域均衡后的频域信号X_M+2×N(k)：

(1)、X_M+2×N(k)＝X_{M+2×N_oversample}(k′)

其中，k∈[1，M÷2]，k′∈[1，M÷2]

(2)、X_M+2×N(k)＝X_{M+2×N_oversample}(k′)

其中，k∈[M÷2+1，M]，k′∈[(Fs-1)×M+M÷2+1，Fs×M]

对X_M+2×N(k)作一次M+2×N点IFFT，得到x_M+2×N(n)＝IFFT(X_M+2×N(k))，去除x_M+2×N(n)的前N点的PN序列和后N点的PN序列得到x_M(n)，x_M(n)是频域信号X(k)的时域形式。

6.根据权利要求5所述的基于滑动窗口的对含导频的块信号的信道估计和均衡方法，其特征在于：所述的发射机发送的数据块DATA(n)是一个OFDM的反离散付里叶变换数据块，则把得到的X(k)作为均衡后的结果输出，或者把得到的x_M(n)做M点快速离散付里叶变换后作为结果输出。

7.根据权利要求5所述的基于滑动窗口的对含导频的块信号的信道估计和均衡方法，其特征在于：所述的发射机发送的数据块DATA(n)是一个单载波调制的数据块，则把得到的X(k)再作一次M点IFFT，得到的结果作为均衡后的结果输出；或者把得到的x_M(n)做作为结果输出。

8.根据权利要求5所述的基于滑动窗口的对含导频的块信号的信道估计和均衡方法，其特征在于：所述的发射机发送的数据块DATA(n)是若干个OFDM数据块和若干个单载波调制的数据块的任意组合，则先把得到的频域信号X(k)作一次M点反快速付里叶变换，得到数据块DATA_block(n)＝IFFT(X(k))，这里的DATA_block(n)与x_M(n)在数学上是等价的，再根据发射机和接收机以某种方式约定的这些OFDM和单载波块子数据块在数据块DATA_block(n)中的位置和其大小，分别对这些数据块定位，处理，对于OFDM数据块需再作一次FFT得到均衡后的结果信号，对于单载波块信号直接输出。