CN1581740B - Ofdm系统中基于pn序列和导频的反馈型信道估计方法及装置 - Google Patents

Abstract

本发明提出了一种OFDM系统中基于PN序列和导频的反馈型信道估计方法及装置，该方法通过获得接收信号的伪随机(PN)序列的信道脉冲响应；以及获得导频符号的信道估计；并对前述两者的结果以及前一个OFDM符号的信道估计进行合并获得当前OFDM符号的脉冲信道估计。本发明的新的信道估计方法能够完成内插功能，具有高性能和低复杂度的优点，尤其适用于高速、大多径时延环境下的OFDM系统。

Description

OFDM系统中基于PN序列和导频的反馈型信道估计方法及装置

技术领域

本发明涉及OFDM移动通信领域，尤其涉及移动通信系统中，如超3G系统中基于PN序列和导频符号的反馈型信道估计方法及装置。

背景技术

由于具有高频谱利用率和抗多径的特性，OFDM调制技术被看作未来的移动通信系统的核心技术。采用非连续幅度的多级调制方案可给OFDM系统带来高速率和高频谱利用率，同时也要求对衰落信道参数的进行估计和跟踪来完成相关解调。

信道估计可以用来完成内插功能。目前有很多信道变换的内插方法，如：线性内插、二阶内插、变换域内插和时域内插等。详见1998年二月第一期44卷电气和电子工程师协会会报关于用户电子的，M.Hsieh和C.Wei发表的《频率选择性衰落信道中基于梳状导频排列的OFDM系统的信道估计》[2]，以及2002年九月第三期48卷第223-229页电气和电子工程师协会会报关于广播的，Sinem Coleri和Mustafa Ergen发表的《OFDM系统中基于导频排列的信道估计技术》[3]。下面简单介绍变换域内插方法和时域内插技术。

变换域内插方法：基于导频符号，采用如最小方差(Least Square)算法或者线性最小均方差算法(LMMSE)计算导频信道估计，然后进行数字傅立叶变换(DFT变换)运算，把信道估计变换到变换域；在变换后的数据序列中间进行填零后，再进行IDFT(逆数字傅立叶变换)变换回频域同时实现了内插运算。

采用时域内插技术的信道估计算法[2][3]是传统的基于DFT内插的信道估计算法：通过LS算法或者LMMSE算法得到导频子载波的信道估计后，通过IDFT变换运算把信道估计变换到时域得到信道脉冲响应(CIR)，在CIR尾部填零，由DFT运算变换回频域。

变换域方法不适合于延时很大的多径信道，如UMTS车载类型B或者COST207信道，如图1所示。因为在DFT变换后的序列中间进行填零，DFT变换的有用部分被分隔成两部分，同时也破坏了这些部分之间的关联，导致估计误差。图1给出了在COST207情况下的仿真说明。

采用时域内插技术先进行IDFT变换再进行填零的方法虽然不会带来类似变换域过程中的误差，但是这种方法不能有效去除噪声和干扰。如图2所示，信道估计的性能没有改善。

发明内容

基于现有技术的上述缺点，本发明提出了一种新的信道估计方法来完成内插功能，其基于PN序列和导频符号并利用反馈增强信道估计，尤其适用于高速、大多径时延环境下的OFDM系统。

本发明的技术方案是这样实现的：

一种移动OFDM通信系统中基于PN序列和导频符号的反馈型增强信道估计方法，该方法包括以下步骤：

a、获得接收信号的伪随机(PN)序列的信道脉冲响应；

b、获得导频符号的信道估计；

c、对步骤a和步骤b的结果以及前一个OFDM符号的信道估计进行合并获得当前OFDM符号的脉冲信道估计。

其中，在步骤a之前还包括在接收信号获得同步后，抽取接收信号的PN序列的步骤。PN序列的信道脉冲响应可以通过下式得到：

其中，在步骤b中，对导频符号的信道估计可以用最小二乘法(Lease Square，LS)或者最小均方误差法(Minimum Mean Square Error，MMSE)。

步骤c包括以下步骤：

c1、对步骤b中的导频符号的信道估计进行IDFT变换，得到导频的时域信道脉冲响应CIR_Pilot

c2、对前一OFDM符号的信道估计进行加权，然后进行IDFT变换，得到前一OFDM符号在时域上的信道脉冲响应CIR_前一符号

c3、将PN序列的信道脉冲响应CIR_PN，导频符号的信道脉冲响应CIR_Pilot，前一OFDM符号的信道脉冲相应CIR_{前一OFDM符号}通过合并函数获得当前OFDM符号的信道脉冲响应：

CIR_{当前OFDM符号}＝f(CIR_PN，CIR_Pilot，CIR_{前一OFDM符号})    (2)

函数f(x，y，z)是一个合并函数，对MST(Most Significant Tap，最重要抽头数)条径进行最大比合并或者等增益合并算法。我们无需确定信道脉冲响应的每个抽头，因为很多抽头有效功率很小，大部分是噪声和干扰；只要确定M个最重要抽头(MST)就足够了。

步骤c2中对前一OFDM符号的信道估计进行加权是把前一时刻OFDM符号的信道估计延迟一个OFDM符号周期并对延迟后的信道估计结果进行加权。如果加权因子设在(0，1]，则反馈以前有用的CIR信息，如果加权因子设为0，则每隔一段时间就对加权CIR信息进行清零，以保持系统稳定。

还包括对CIR_{当前OFDM符号}补零后做DFT运算得到整个OFDM符号的信道估计并输给均衡器获得用户符号的步骤。

本发明的基于PN序列和导频符号的反馈型增强信道估计方法可以完成内插功能，具有高性能和低复杂度的优点，尤其适用于高速、大多径时延环境下的OFDM系统。

附图说明

图1是现有的变换域内插方法在COST207环境下的仿真说明；

图2是现有的时域内插技术的仿真说明；

图3是接收信号的帧结构；

图4是根据本发明的信道估计流程图。

具体实施方式

下面结合具体实施方式对本发明作进一步的详细说明。

如图3所示为接收信号的帧结构。其中一个帧包括PN序列，循环前缀1，OFDM符号1，循环前缀2，OFDM符号2……，其中OFDM符号中为用户数据和导频符号。

如图4所示，下面以接收第一帧为例进行说明。

(1)在获得同步之后，将接收信号的PN序列抽取出来(步骤A)，并对PN序列作如下处理(步骤B)：

首先对接收到的PN序列做DFT运算，得到序列DFTPN_{Rece_m}，其中0≤m≤M-1；

假设接收信号的PN序列为[PN_{Rece_0}，PN_{Rece_1,...}，PN_{Rece_M-1}]，其DFT运算结果为：

${\mathrm{DFTPN}}_{\mathrm{Rece}\_m}=\underset{n=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{PN}}_{\mathrm{Rece}\_n}\·e^{-j\frac{2\mathrm{\πnm}}{M}},0\≤m\≤M-1$

其次对发送信号的PN序列做DFT运算，得到序列DFTPN_{Send_m}，其中0≤m≤M-1；

假设发送的PN序列为[PN_{Send_0}，PN_{Send_1，...，}PN_{Send_M-1}]，其DFT运算结果为：

${\mathrm{DFTPN}}_{\mathrm{send}\_m}=\underset{n=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}P{N}_{\mathrm{send}\_n}{\·e}^{-j\frac{2\mathrm{\πnm}}{M}},0\≤m\≤M-1$

将上述二者结果对应相除，得到中间结果序列Temp_m，其中0≤m≤M-1；

Temp_m＝DFTPN_{Rece_m}/DFTPN_{Send_m}，0≤m≤M-1

对中间结果序列Temp_m做IDFT操作，得到PN序列的信道脉冲响应CIR_PN＝[CIR_{PN_0}，CIR_{PN_1}，...，CIR_{PN_M-1}]，其中

$\mathrm{CI}{R}_{\mathrm{PN}\_n}=\frac{1}{M}\underset{m=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{Tem}{p}_m{\·e}^{-j\frac{2\mathrm{\πnm}}{M}},0\≤n\≤M-1$

(2)接下来进行导频处理获得导频符号的信道估计(步骤C)：对OFDM符号中的导频，即图3中的，进行LS或LMMSE估计，得到导频估计序列CE_P，其中0≤p≤p-1，P为一个OFDM符号中导频的个数；

(3)接着对第(1)步和第(2)步的结果以及前一个OFDM符号的信道估计进行合并以获得当前OFDM符号的信道脉冲响应(步骤D)：

3a：对导频估计序列CE_p(0≤P≤P-1)进行IDFT变换，得到导频符号的信道脉冲响应CIR_Pilots，即

$\mathrm{CI}{R}_{\mathrm{Pilots}\_n}=\frac{1}{P}\underset{p=0}{\overset{P-1}{\mathrm{\Σ}}}C{E}_p{\·e}^{j\frac{2\mathrm{\πnp}}{p}},0\≤n\≤P-1$

3b：对上一个OFDM符号的信道估计结果加权后，进行IDFT操作，得到上一个OFDM符号的信道脉冲响应CIR_{PreviousSymbol}，即

$\mathrm{CI}{R}_{\mathrm{PreviousSymbol}\_n}=\frac{1}{N}\underset{p=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{w}_p{\mathrm{CE}}_{\mathrm{PreviousSymbol}\_p}\·e^{j\frac{2\mathrm{\πnp}}{N}},0\≤n\≤N-1,$ 其中w_p为权重因子

3c：对上述得到的三个序列，即PN序列的信道脉冲响应CIR_PN，导频符号的信道脉冲响应CIR_Pilots，上一个OFDM符号的信道脉冲响应CIR_{PreviousSymbol}，进行合并处理，得到序列CIR_{ThisOFDMSymbol}。合并操作需要确定两个量：CIR位置(即n)以及CIR的大小(即CIR_{ThisOFDMSymbol_n})。同时我们无需确定信道脉冲响应的每个抽头，因为很多抽头有效功率很小，大部分是噪声和干扰；只要确定M个最有效抽头(MST)就足够了。如果是快速衰落信道，CIR变化快，因此只能对三个CIR的位置(即n)进行合并处理，可以根据三个量进行等增益合并或最大比合并，从而确定哪些n予以保留，哪些n置零。予以保留的n上CIR的大小等于CIR_Pilots对应n的大小，即如果确定当n＝0时予以保留，那么

CIR_{ThisOFDMSymbol_0}＝CIR_{Pilots_0}。

如果是慢速衰落信道，由于CIR变化缓慢，因此可以对CIR的位置以及CIR的大小同时进行合并，合并的办法可以是等增益合并或最大比合并；

3d：对CIR_{ThisOFDMSymbol}扩展为N点序列(N为OFDM符号的长度)，其中在第3c步予以保留的n保持不变，其余的n全部置零；

3e：对扩展后的N点序列CIR_{ThisOFDMSymbol}进行N点DFT变换，得到对应于当前OFDM符号的信道估计结果，即

${\mathrm{CE}}_{\mathrm{ThisOFDMSymbol}\_m}=\frac{1}{N}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{CIR}}_{\mathrm{ThisOFDMSymbol}\_n}\·e^{j\frac{2\mathrm{\πnm}}{N}},0\≤m\≤N-1$

(4)将CE_{ThisOFDMSymbol}分为两路，其中一路信号送给均衡器，对当前OFDM符号进行均衡从而得到用户符号；

(5)将CE_{ThisOFDMSymbol}的另一路信号延迟一个OFDM符号(步骤E)，送至加权器；加权器对信号进行加权处理(步骤F)。为了防止错锁或死锁，因此可以使得每一帧开始前重置所有的结果，即设定权值w_p＝0。其余情况，可设定权值为1。

对第二个OFDM符号进行操作，跳到第(2)步继续处理。

将本发明的技术方案和现有的信道估计方法相比，可以得到下列结论：

在快速移动环境中，用本发明的信道估计方法得到的信道估计质量有显著的提高，并且适合于低信噪比环境。而且，本发明除了要求CP长度必须大于多径信道的最大延时外，对帧结构没有任何其它限制。另外，由于每帧只有一个PN序列，本发明不会增加系统的复杂度。

Claims (12)

1.一种OFDM系统中基于PN序列和导频的反馈型信道估计方法，其特征在于，所述方法包括以下步骤：

a、获得接收信号的伪随机(PN)序列的信道脉冲响应；

b、获得导频符号的信道估计；

c、对步骤a和步骤b的结果以及前一个OFDM符号的信道估计进行合并获得当前OFDM符号的脉冲信道估计，

其中，步骤c还包括以下步骤：

c1、对步骤b中的导频符号的信道估计进行IDFT变换，得到导频的时域信道脉冲响应CIR_Pilot

c2、对前一OFDM符号的信道估计进行加权，然后进行IDFT变换，得到前一OFDM符号在时域上的信道脉冲响应CIR_{前一OFDM符号}

c3、将PN序列的信道脉冲响应CIR_PN，导频符号的信道脉冲响应CIR_Pilot，前一OFDM符号的信道脉冲响应CIR_{前-OFDM符号}通过合并函数获得当前OFDM符号的信道脉冲响应：

CIR_{当前OFDM符号}＝f(CIR_PN，CIR_Pilot，CIR_{前一OFDM符号})         (2)

函数f(x，y，z)是一个合并函数，对最重要抽头数的条径进行最大比合并或者等增益合并算法；

所述方法还包括对CIR_{当前OFDM符号}补零后做DFT运算得到整个OFDM符号的信道估计并输给均衡器获得用户符号的步骤。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，在所述步骤a之前还包括在接收信号获得同步后，抽取接收信号的PN序列的步骤。

3.如权利要求2所述的方法，其特征在于，步骤a中PN序列的信道脉冲响应可以通过下式得到：

4.如权利要求1所述的方法，其特征在于，在步骤b中，对导频符号的信道估计可以用最小二乘法或者最小均方误差法。

5.如权利要求2所述的方法，其特征在于，步骤c2中对前一OFDM符号的信道估计进行加权是把前一时刻OFDM符号的信道估计延迟一个OFDM符号周期并对延迟后的信道估计结果进行加权。

6.如权利要求5所述的方法，其特征在于，如果加权因子设在(0，1]，则反馈以前有用的CIR信息，如果加权因子设为0，则每隔一段时间就对加权CIR信息进行清零，以保持系统稳定。

7.一种OFDM系统中基于PN序列和导频的反馈型信道估计装置，其特征在于，所述装置还包括：

获得接收信号的伪随机(PN)序列的PN序列抽取装置；

PN序列处理装置，以获得PN序列的信道脉冲响应；

获得导频符号的信道估计的导频处理装置；以及

获得当前OFDM符号信道估计的装置，其对所述PN序列处理装置的输出和所述导频处理装

置的输出以及前一个OFDM符号的信道估计进行合并从而获得当前OFDM符号的信道估计；

其中，所述获得当前OFDM符号信道估计的装置对所述导频符号的信道估计进行IDFT变换，得到时域的导频信道脉冲响应CIR_Pilot；

所述装置还包括加权装置，所述加权装置对前一OFDM符号的信道估计进行加权，然后进行IDFT变换，得到前一OFDM符号在时域上的信道脉冲响应CIR_{前-OFDM符号}并输入所述获得当前OFDM符号信道估计的装置；

所述获得当前OFDM符号信道估计的装置将PN序列的信道脉冲响应CIR_PN，导频符号的信道脉冲响应CIR_Pilot，前一OFDM符号的信道脉冲响应CIR_{前一OFDM符号}通过合并函数获得当前OFDM符号的信道脉冲响应：

CIR_{当前OFDM符号}＝f(CIR_PN，CIR_Pilot，CIR_{前一OFDM符号})        (2)

函数f(x，y，z)是一个合并函数，对最重要抽头数的条径进行最大比合并或者等增益合并算法；

并且，对CIR_{当前OFDM符号}补零后做DFT运算得到整个OFDM符号的信道估计，并输给均衡器以获得用户符号。

8.如权利要求7所述的反馈型信道估计装置，其特征在于，所述PN序列抽取装置在接收信号获得同步之后抽取接收信号的PN序列。

9.如权利要求7所述的反馈型信道估计装置，其特征在于，PN序列处理装置通过下式获得PN序列的信道脉冲响应并输入：

10.如权利要求7所述的反馈型信道估计装置，其特征在于，所述导频处理装置可以用最小二乘法或者最小均方误差法获得对导频符号的信道估计。

11.如权利要求7所述的反馈型信道估计装置，其特征在于，还包括延时装置，所述前一个OFDM符号是通过所述延时装置把前一时刻OFDM符号的信道估计延迟一个OFDM符号周期。

12.如权利要求7所述的反馈型信道估计装置，其特征在于，如果加权因子设在(0，1]，则反馈以前有用的CIR信息，如果加权因子设为0，则每隔一段时间就对加权CIR信息进行清零，以保持系统稳定。

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