CN102006260B - 载波间干扰去除装置以及载波间干扰去除方法 - Google Patents

Abstract

一种载波间干扰去除装置以及载波间干扰去除方法，能够用较少的计算量抑制传输路径特性时间变动引起的载波间干扰。延迟谱估计部根据包含在接收信号(RS)中的已知信号，估计传输路径的延迟谱，得到作为估计结果的延迟谱(DP1)。延迟部使延迟谱(DP1)延迟预定的时间，输出延迟信号(ΔDP1)。振幅/相位变动量计算部对延迟谱(DP1)与延迟信号(ΔDP1)进行比较，针对每个来波(主波以及延迟波)计算振幅和相位的时间变动量。第1窗函数计算部根据针对每个来波计算的振幅和相位的时间变动量，计算窗函数w(k)。窗函数相乘部将从第1窗函数计算部输出的窗函数w(k)与包含在接收信号(RS)中的有效符号部相乘，输出相乘后的接收信号(MRS)。

Description

载波间干扰去除装置以及载波间干扰去除方法

技术领域

本发明涉及去除包含在OFDM(Orthogonal Frequency DivisionMultiplexing，正交频分复用)信号等接收信号中的载波间干扰的载波间干扰去除装置以及载波间干扰去除方法。

背景技术

OFDM是在正交的多个窄带子载波上承载信号来传输信息的多载波传输方式，频率利用效率较高，在接收多个反射波的多路径环境下显示出良好的接收性能，因此已被应用于数字无线通信和地面数字广播等多种通信系统中。

另一方面，当移动体接收OFDM信号时，传输路径特性随时间变化，因此存在产生载波间干扰的问题。

例如，非专利文献1公开了使用窗函数来抑制包含在OFDM信号中的载波间干扰的方法。一般地，当对作为OFDM信号的接收信号进行解调时，将矩形波的窗函数与包含在接收信号中的有效符号部相乘，然后，转换到频域，由此还原由各子载波传输的发送信号。但是，当传输路径特性随时间变化时子载波间产生干扰，因此不能正确地还原原来的信号。因此，在非专利文献1公开的方法中，计算使包含在接收信号中的时间变动成分减小的窗函数，将该窗函数与包含在接收信号中的有效符号部相乘，然后，转换到频域。其结果是，能够抑制传输路径的时间变动成分引起的载波间干扰成分，正确地还原发送信号。

非专利文献1：Philip Schniter，Siddharth D′Silva，“Low-ComplexityDetection of OFDM in Doubly-Dispersive Channels”，Conference Record ofthe Thirty-Sixth Asilomar Conference on Signals，Systems and Computers，2002，Vol.2，pp.1799-1803

但是，在将非专利文献1公开的载波间干扰去除方法应用于日本、欧洲、中国等的地面数字广播的情况下，当计算窗函数时需要进行具有1,000,000个以上元素的矩阵的乘法和固有向量的导出，因此存在计算量增多的问题。

发明内容

本发明正是鉴于上述问题而完成的，其目的在于，得到能够用较少的计算量抑制传输路径特性时间变动引起的载波间干扰的载波间干扰去除装置以及载波间干扰去除方法。

本发明第一方面所述的载波间干扰去除装置接收由有效数据和已知数据构成的接收信号，抑制包含在该接收信号中的载波间干扰成分，该载波间干扰去除装置具有：延迟谱估计部，其根据所述接收信号，估计由至少1个来波构成的延迟谱，所述至少1个来波包括主波，并且当存在滞后于主波到达的至少1个延迟波时还包括该至少1个延迟波，该载波间干扰去除装置还具有：振幅/相位变动量取得部，其根据所述延迟谱，得到与所述至少1个来波中的成为计算对象的来波有关的振幅以及相位的时间变动量；窗函数计算部，其根据与所述成为计算对象的来波有关的振幅以及相位的时间变动量，计算窗函数；以及窗函数相乘部，其将所述窗函数与所述接收信号中的所述有效数据相乘，得到相乘后的接收信号。

本发明的载波间干扰去除装置利用窗函数计算部根据振幅以及相位的时间变动量求出窗函数，由此起到能够用比现有方法少的计算量去除包含在接收信号中的载波间干扰的效果。

附图说明

图1是示出作为本发明实施方式1的载波间干扰去除装置的结构的框图。

图2是示意性地示出接收信号的结构例(其1)的说明图。

图3是示意性地示出接收信号的结构例(其2)的说明图。

图4是示意性地示出图1所示的延迟谱估计部的估计内容(根据PN序列得到延迟谱)的说明图。

图5是示意性地示出图1所示的延迟谱估计部的估计内容(根据导频载波得到延迟谱)的说明图。

图6是示出双波模型传输路径的情况下的图1所示的振幅/相位变动量计算部的处理例的说明图。

图7是示出作为本发明实施方式2的载波间干扰去除装置的结构的框图。

图8是示出作为本发明实施方式3的载波间干扰去除装置的结构的框图。

图9是示出图8所示的延迟波选择部的延迟波选择处理内容的说明图。

图10是示出作为本发明实施方式4的载波间干扰去除装置的结构的框图。

图11是对作为本发明解决课题的载波间干扰进行说明的波形图。

标号说明

1延迟谱估计部；2延迟部；3振幅/相位变动量计算部；4第1窗函数计算部；5窗函数相乘部；6第1FFT运算部；7第2FFT运算部；8均衡部；9延迟波选择部；10第2窗函数计算部。

具体实施方式

<前提技术>

图11是对作为本发明解决课题的载波间干扰进行说明的波形图。如图11(a)所示，当传输路径特性不随时间变动时，关于各子载波SC1、SC2，振幅每隔子载波间隔fc在“0”处交叉，因此相邻载波SC1、SC2间不会相互影响。

另一方面，当传输路径特性随时间变化时，即如图11(b)所示由于多普勒频率DF1以及DF2导致理想的子载波SC10以及子载波SC20分别实际上偏移到子载波SC11以及子载波SC21时，子载波SC11、SC21中产生载波干扰CI1、CI2，因此在相邻的子载波SC11、SC21间产生干扰。本发明将用较少的计算量实现该载波间干扰的抑制。

<实施方式1>

(原理)

首先，使用数式说明本实施方式的原理。

当分别在N个子载波中承载信号S(n)(n＝0，1，...，N-1)来进行传输时，由S(n)的离散傅里叶逆变换结果s(k)表示有效符号。当经由延迟谱为h(l；k)的传输路径接收该有效信号时，接收信号可由下述式(1)表示。

[式1]

$r\left(k\right)=\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}h(l;k)s(k-l)\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(1\right)$

这里，h(l；k)表示时刻k的传输路径的延迟谱，(L-1)是最大延迟时间。当路径的数量为P时，延迟谱和接收信号可由下述式(2)、式(3)表示。

[式2]

$h(l;k)=\underset{p=0}{\overset{P-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\mathrm{\&alpha;}}_p{\mathrm{\&beta;}}_p\left(k\right)\exp \left[j({\mathrm{\&theta;}}_p+{\mathrm{\&phi;}}_p\left(k\right))\right]\mathrm{\&delta;}(l-{\mathrm{\&tau;}}_p)\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(2\right)$

[式3]

$r\left(k\right)=\underset{p=0}{\overset{P-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\mathrm{\&beta;}}_p\left(k\right)\exp \left(j{\mathrm{\&phi;}}_p\left(k\right)\right)\&CenterDot;{\mathrm{\&alpha;}}_p\exp \left(j{\mathrm{\&theta;}}_p\right)s(k-{\mathrm{\&tau;}}_p)\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(3\right)$

这里，α_p、θ_p以及τ_p分别表示第p个延迟波的振幅、相位以及延迟时间，β_p(k)以及

(k)分别表示第p个延迟波的振幅以及相位的时间变动成分。在不存在时间变动的传输路径的情况下，构成式(3)一部分的由下述式4表示的项(4)为常数，此时不产生载波间干扰。当传输路径特性随时间变动时，上述项(4)随时间变化，因此产生载波间干扰。因此，在本发明中，如式(5)所示，将窗函数w(k)与接收信号相乘，由此使作为包含在接收信号中的时间变动成分的上述项(4)减小。下面，在本说明书中，有时将主波(第0个延迟波)以及第1～p个延迟波总称为“来波”。

[式4]

β_p(k)exp(jφ_p(k))…(4)

[式5]

$w\left(k\right)r\left(k\right)=\underset{p=0}{\overset{P-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}w\left(k\right){\mathrm{\&beta;}}_p\left(k\right)\exp \left(j{\mathrm{\&phi;}}_p\left(k\right)\right)\&CenterDot;{\mathrm{\&alpha;}}_p\exp \left(j{\mathrm{\&theta;}}_p\right)s(k-{\mathrm{\&tau;}}_p)\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(5\right)$

在本发明中，以构成式(5)一部分的由下述式6所示的项(6)趋近于常数的方式设定窗函数w(k)。因此，将窗函数w(k)表示为式(7)，用窗函数w(k)的振幅γ(k)和相位ψ(k)来定义下述的式(8)所示的评价函数J1。

[式6]

w(k)β_p(k)exp(jφ_p(k))(p＝0，1，…P-1)…(6)

[式7]

w(k)＝γ(k)exp(jψ(k))…(7)

[式8]

$J1(\mathrm{\&gamma;}\left(k\right),\mathrm{\&psi;}\left(k\right))=\underset{p=0}{\overset{P-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\left|\mathrm{\&gamma;}\left(k\right){\mathrm{\&beta;}}_p\left(k\right)\exp \right[j(\mathrm{\&psi;}\left(k\right)+{\mathrm{\&phi;}}_p\left(k\right))]-1|}^2\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(8\right)$

上述式(8)所示的评价函数J1表示与窗函数w(k)相乘后残留的时间变动成分的大小。通过将使得该评价函数J1达到最小的窗函数w(k)与接收信号相乘，可使包含在接收信号中的传输路径的时间变动成分减小。通过对下述式(9)所示的联立方程进行求解，如下述式(10)以及式(11)所示求出使得评价函数J1达到最小的窗函数的振幅γ(k)和相位ψ(k)。

[式9]

$\frac{\&PartialD;}{\&PartialD;\mathrm{\&gamma;}}J(\mathrm{\&gamma;},\mathrm{\&psi;})=0,\frac{\&PartialD;}{\&PartialD;\mathrm{\&psi;}}J(\mathrm{\&gamma;},\mathrm{\&psi;})=0\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(9\right)$

[式10]

$\mathrm{\&psi;}\left(k\right)=a\&CenterDot;\tan [-\frac{\underset{p=0}{\overset{P-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\mathrm{\&beta;}}_p\left(k\right)\sin \left({\mathrm{\&phi;}}_p\left(k\right)\right)}{\underset{p=0}{\overset{P-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\mathrm{\&beta;}}_p\left(k\right)\cos \left({\mathrm{\&phi;}}_p\left(k\right)\right)}]\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(10\right)$

[式11]

$\mathrm{\&gamma;}\left(k\right)=\frac{\underset{p=0}{\overset{P-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\mathrm{\&beta;}}_p\left(k\right)\cos ({\mathrm{\&phi;}}_p\left(k\right)+\mathrm{\&psi;}\left(k\right))}{\underset{p=0}{\overset{P-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{{\mathrm{\&beta;}}_p}^2\left(k\right)}\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(11\right)$

然后，对式(10)以及式(11)表示的窗函数w(k)的计算、以及与去除载波间干扰有关的实施方式1的实际结构进行说明。

(结构)

图1是示出作为本发明实施方式1的载波间干扰去除装置的结构的框图。

如该图所示，向延迟谱估计部1以及窗函数相乘部5赋予作为OFDM信号的接收信号RS。延迟谱估计部1根据包含在接收信号RS中的已知信号，估计传输路径的延迟谱，得到作为估计结果的延迟谱DP1。

延迟部2使延迟谱DP1延迟预定的时间，输出延迟信号ΔDP1。振幅/相位变动量计算部3对延迟谱DP1与延迟信号ΔDP1进行比较，针对每个来波(主波以及延迟波)计算振幅和相位的时间变动量。该延迟部2和振幅/相位变动量计算部3作为振幅/相位变动量取得部发挥功能，该振幅/相位变动量取得部根据延迟谱DP1和延迟信号ΔDP1，得到与根据延迟谱DP1而得到的所有来波有关的振幅以及相位的时间变动量。即，在振幅/相位变动量计算部3中，成为计算对象的来波包括根据延迟谱DP1而得到的至少1个来波中的所有来波。

第1窗函数计算部4根据针对每个来波计算的振幅和相位的时间变动量，计算窗函数w(k)。

窗函数相乘部5将从第1窗函数计算部4输出的窗函数w(k)与包含在接收信号RS中的有效符号部(有效数据)相乘，输出相乘后的接收信号MRS。

第1FFT运算部6将相乘后的接收信号MRS转换到频域，得到(子)载波信号S6(频域信号)。第2FFT运算部7将延迟谱DP1转换到频域，得到频域延迟谱。均衡部8根据从第2FFT运算部7输出的频域延迟谱，对从第1FFT运算部6输出的载波信号S6的失真进行校正，得到完成校正的载波信号S8。

图2是示意性地示出接收信号RS的结构例(其1)的说明图。如该图所示，接收信号RS由多个有效符号部VS(有效数据)、以及配置在各有效符号部VS之前的PN序列部PN(已知数据)构成，由1个单位的有效符号部VS和前级的PN序列部PN构成1个单位的传输符号DS。该传输符号DS是作为传输单位的信号。

图3是示意性地示出接收信号RS的结构例(其2)的说明图。如该图所示，接收信号RS是对圆圈所示的用于传输发送数据的载波中的多个预定载波分配已知的导频载波(SP(Scattered Pilot，离散导频)、CP(Continual Pilot，连续导频))进行频率复用而得到的信号。即，在图3中，带阴影的圆圈以及黑圆圈是导频载波CP以及SP(已知数据)，白圆圈是传输发送数据的载波(有效数据)。

在实施方式1的载波间干扰去除装置中，接收图2或图3所示的接收信号RS，作为接收信号RS。即，接收由有效数据(有效符号部VS、传输发送数据的载波)、已知数据(PN序列部PN、导频载波SP、CP)构成的接收信号RS。

图1的延迟谱估计部1根据已知信号(已知数据)估计延迟谱。延迟谱的估计方法根据该已知信号是PN序列(参照图2)还是导频载波(参照图3)而不同。接着，说明各个情况下的估计方法。

首先，说明根据PN序列(PN序列部PN)来估计延迟谱DP1的方法。一般地，众所周知，PN序列具有尖锐的相关特性。延迟谱估计部1利用该相关特性来估计传输路径的延迟谱。具体而言，对接收信号RS与在使用本实施方式的载波间干扰去除装置的接收机中预先准备的预定PN序列之间的相关进行计算，由此得到延迟谱DP1。

图4是示意性地示出根据PN序列部PN得到延迟谱DP1的延迟谱估计部1的估计内容的说明图。

如图4(a)所示，假设由主波MW、和相对于主波MW延迟了延迟时间τ的延迟波DW构成的双波模型传输路径的情况。

在该情况下，如图4(b)所示，当包含在主波MW中的PN序列部PN与在接收机侧预先准备的PN序列部PN一致时，将与主波MW对应的相关峰值作为主波运算结果CMW输出，当包含在延迟波中的PN序列部PN与在接收机中预先准备的PN序列部PN一致时，将与延迟波对应的相关峰值作为延迟波运算结果CDW输出。这些相关峰值是分别表示主波MW、以及延迟波DW的振幅和相位的复数值。

这样，延迟谱估计部1能够根据PN序列部PN来估计由主波运算结果CMW和延迟波运算结果CDW构成的延迟谱DP1。

图5是示意性地示出根据导频载波SP得到延迟谱DP1的延迟谱估计部1的估计内容的说明图。下面，参照图5，说明根据导频载波SP估计延迟谱DP1的方法。

首先，延迟谱估计部1对接收信号RS中的导频载波SP与在接收机中预先准备的导频载波进行比较，估计作用于导频载波的传输路径特性。

并且，如图5(a)所示，在符号方向上对作用于导频载波SP(黑圆圈)的传输路径特性进行插值(带向右上倾斜阴影的圆圈)，并且，如图5(b)所示，在载波方向上对作用于导频载波SP的传输路径特性进行插值(带向左上倾斜阴影的圆圈)，其结果是，估计作用于全部载波的传输路径特性。

然后，延迟谱估计部1在载波方向上对存在于同一符号内的传输路径特性进行离散傅里叶逆变换，由此得到延迟谱DP1。这样，延迟谱估计部1可根据导频载波SP来估计延迟谱DP1。

返回到图1，延迟部2使延迟谱DP1延迟预定的时间Δ，输出延迟信号ΔDP1。在本实施方式中，假设延迟1个传输符号长度(＝Δ)，但也可以根据要接收的信号的结构，设定不同的延迟时间。

振幅/相位变动量计算部3根据延迟谱DP1和延迟信号ΔDP1，针对包含在延迟谱DP1中的每个来波，计算传输路径特性的时间变动成分。即，在实施方式1中，将包含在延迟谱DP1中的全部来波作为计算对象的来波，针对每个来波计算传输路径特性的时间变动成分。

图6是示出双波模型传输路径情况下的振幅/相位变动量计算部3的处理例的说明图。

如该图所示，将根据前1个传输符号而估计的与主波MW对应的延迟谱的值(相当于延迟部2的输出即延迟信号ΔDP1)设为式12所示的项(12)，将根据当前符号而估计的与主波MW对应的延迟谱的值(相当于延迟谱估计部1的输出即延迟谱DP1)设为式13所示的项(13)，并假设传输路径特性在1个传输符号期间内线性变化。此时，振幅/相位变动量计算部3输出由下述式(14)以及式(15)表示的主波MW的振幅β₀(k)以及相位的时间变动成分

(k)。

[式12]

α_aexp(jθ_a)…(12)

[式13]

α_bexp(jθ_b)…(13)

[式14]

${\mathrm{\&beta;}}_0\left(k\right)=\frac{({\mathrm{\&alpha;}}_b/{\mathrm{\&alpha;}}_a)-1}{N}k+1\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(14\right)$

[式15]

${\mathrm{\&phi;}}_0\left(k\right)=\frac{{\mathrm{\&theta;}}_b-{\mathrm{\&theta;}}_a}{N}k\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(15\right)$

在式(14)以及式(15)中，N为传输符号的样本数。式(14)以及式(15)是主波的振幅以及相位的时间变动成分，也应用式(14)以及式(15)计算延迟波的振幅和相位的时间变动成分并输出。另外，上述例子是双波模型传输路径，在3波以上的路径存在的情况下，也同样针对每个来波计算振幅以及相位的时间变动成分。

返回到图1，第1窗函数计算部4将式(14)以及式(15)表示的各来波的时间变动成分的振幅β_p(k)以及相位

(k)(p＝0，1，...，P-1)代入到式(10)以及式(11)，由此计算使得式(8)所示的评价函数J1达到最小的由式(7)所示的窗函数w(k)。

窗函数相乘部5将来自第1窗函数计算部4的窗函数w(k)与包含在接收信号RS中的有效符号部VS相乘，得到相乘后的接收信号MRS。其结果是，通过利用窗函数w(k)进行相乘，可得到使得包含在接收信号RS中的传输路径时间变动成分减小的相乘后的接收信号MRS。

第1FFT运算部6将相乘后的接收信号MRS转换到频域，输出由各子载波传输的载波信号S6。在多径传输路径的情况下，各子载波会受到频率选择性衰落的影响。为了根据接收信号RS正确地还原发送信号，需要对该频率选择性衰落的影响进行校正。

为了确认该频率选择性衰落对各子载波造成的影响，第2FFT运算部7将延迟谱DP1转换到频域，得到频域延迟谱。这里所得到的频域延迟谱是表示作用于各子载波的频域选择性衰落的影响即振幅衰减量和相位旋转量的值。

均衡部8根据从第2FFT运算部7得到的表示各子载波的振幅衰减量和相位旋转量的频域延迟谱，对载波信号S6校正作用于各子载波的频率选择性衰落的影响，得到完成校正载波信号S8。具体而言，使载波信号S6中的各子载波的信号除以表示振幅衰减量和相位旋转量的值，由此进行校正。

如上所述，实施方式1的载波间干扰去除装置中的第1窗函数计算部4计算出使得评价函数J1达到最小的窗函数w(k)，该评价函数J1基于从振幅/相位变动量计算部3得到的各来波的振幅以及相位的时间变动量。

因此，实施方式1的载波间干扰去除装置利用第1窗函数计算部4根据各来波的振幅以及相位的时间变动量求出窗函数，由此起到能够用比现有方法少的计算量去除包含在接收信号中的载波间干扰的效果。其结果是，能够用较少的计算量去除载波间干扰，相应地能够实现节能化，并对于第1窗函数计算部4能够实现结构的小型化。

<实施方式2>

(原理)

在多径环境下，相比于接收电平小的来波的时间变动成分引起的载波间干扰，接收电平大的来波的时间变动成分引起的载波间干扰给性能劣化带来较大影响。因此，在本实施方式中示出更强地对接收电平大的来波的时间变动成分引起的载波间干扰进行抑制的载波间干扰抑制方法。

首先，使用数式对本实施方式进行说明。如实施方式1所述，在式(5)中以作为包含在接收信号RS中的时间变动成分的上述项(6)成为常数的方式设定窗函数w(k)，由此能够抑制载波间干扰。这里，w(k)是式(7)表示的内容，用γ(k)、ψ(k)来定义下述的式(16)所示的评价函数J2。

[式16]

$J2(\mathrm{\&gamma;}\left(k\right),\mathrm{\&psi;}\left(k\right))=\underset{p=0}{\overset{P-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{{\mathrm{\&alpha;}}_p}^2{\left|\mathrm{\&gamma;}\left(k\right){\mathrm{\&beta;}}_p\left(k\right)\exp \right[j({\mathrm{\&phi;}}_p\left(k\right)+\mathrm{\&psi;}\left(k\right))]-1|}^2\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(16\right)$

式(16)是针对所有来波求出将来波的接收电平

作为权重与式17所示的项(17)相乘而得到的值的总和的函数，该项(17)是与窗函数相乘后残留的来波时间变动成分的大小。与在实施方式1中定义的评价函数J1(式8)的不同之处在于，将更大的权重与残留的时间变动成分中的由接收电平较大的来波引起的时间变动成分相乘。将使得该评价函数J2达到最小的窗函数w(k)与接收信号RS相乘，由此相比于由接收电平较小的来波引起的载波间干扰，能够更强地抑制由接收电平较大的来波引起的载波间干扰。

[式17]

|γ(k)β_p(k)exp[j(φ_p(k)+ψ(k))]-1|²…(17)

通过对上述式(9)所示的联立方程进行求解，如下述式(18)以及式(19)所示求出使得评价函数J2达到最小的窗函数的振幅ψ(k)以及γ(k)。

[式18]

$\mathrm{\&psi;}\left(k\right)=a\&CenterDot;\tan [-\frac{\underset{p=0}{\overset{P-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{{\mathrm{\&alpha;}}_p}^2{\mathrm{\&beta;}}_p\left(k\right)\sin \left({\mathrm{\&phi;}}_p\left(k\right)\right)}{\underset{p=0}{\overset{P-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{{\mathrm{\&alpha;}}_p}^2{\mathrm{\&beta;}}_p\left(k\right)\cos \left({\mathrm{\&phi;}}_p\left(k\right)\right)}]\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(18\right)$

[式19]

$\mathrm{\&gamma;}\left(k\right)=\frac{\underset{p=0}{\overset{P-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{{\mathrm{\&alpha;}}_p}^2{\mathrm{\&beta;}}_p\left(k\right)\cos ({\mathrm{\&phi;}}_p\left(k\right)+\mathrm{\&psi;}\left(k\right))}{\underset{p=0}{\overset{P-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{{\mathrm{\&alpha;}}_p}^2{{\mathrm{\&beta;}}_p}^2\left(k\right)}\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(19\right)$

(结构)

图7是示出作为本发明实施方式2的载波间干扰去除装置的结构的框图。在该图中，除了替代第1窗函数计算部4而设置的第2窗函数计算部10以外的结构与图1所示的实施方式1的结构相同，因此标注相同标号，并适当省略说明。

第2窗函数计算部10将式(14)和式(15)所示的传输路径特性的时间变动成分的振幅β_p(k)以及相位

(k)以及包含在延迟谱DP1中的各来波的接收电平α_p(p＝0，1，...，P-1)代入到式(18)以及式(19)，计算式(7)所示的窗函数w(k)，并将其输出。

这样，实施方式2的载波间干扰去除装置与实施方式1相同，求出使得评价函数J2达到最小的窗函数w(k)，由此起到能够用比现有方法少的计算量去除载波间干扰的效果。其结果是，能够用较少的计算量去除载波间干扰，相应地能够实现节能化，并对于第2窗函数计算部10能够实现结构的小型化。

并且，实施方式2的载波间干扰去除装置在接收电平根据每个来波而不同的多径环境下，相比于由接收电平较小的来波的时间变动成分引起的载波间干扰，更强地抑制由接收电平较大的来波的时间变动成分引起的载波间干扰，由此进一步起到能够使接收信号受到的载波间干扰的影响更小的效果。

即，除了各来波的时间变动成分的振幅β_p(k)和相位

(k)以外，实施方式2的载波间干扰去除装置中的第2窗函数计算部10还根据各来波的接收电平(α_p＞)计算窗函数w(k)，由此起到能够进行精度更高的载波间干扰去除的效果。

<实施方式3>

(原理)

在本实施方式中，预先选择接收电平较大的来波，将该选择的来波作为计算对象的来波，根据时间变动成分来确定窗函数。

(结构)

图8是示出作为实施方式3的载波间干扰去除装置的结构的框图。在该图中，除了新追加的延迟波选择部9以外的结构与图1所示的实施方式1的结构相同，因此标注相同标号，并适当省略说明。

延迟波选择部9(来波选择部)选择包含在延迟谱DP1中的来波(主波以及延迟波)内的接收功率较大的来波，并将其作为选择延迟谱DP2输出。具体而言，从接收电平大的来波开始依次选择预定数量的成为计算对象的来波。

图9是示出实施方式3的延迟波选择部9的来波选择处理内容的说明图。如图9(a)所示，对于6波模型传输路径的延迟谱DP1，延迟波选择部9从接收电平大的来波开始选择3个来波20，将其作为选择延迟谱DP2输出。

如图9(b)所示，对于6波模型传输路径的估计延迟谱，延迟波选择部9选择接收电平大于虚线所示的阈值R1的来波20，并将其作为选择延迟谱DP2输出。这样，作为延迟波选择部9的选择方法，也可以从包含在延迟谱DP1内的来波中，选择大于某个固定接收电平的来波。

这样，实施方式3的延迟波选择部9从根据延迟谱DP1得到的至少1个来波中，选择接收电平满足预定条件的成为计算对象的来波。

返回到图8，延迟部2使从延迟波选择部9输出的进行来波选择后的选择延迟谱DP2延迟1个传输符号长度，输出延迟选择信号ΔDP2。

振幅/相位变动量计算部3根据选择延迟谱DP2和延迟选择信号ΔDP2，计算由延迟波选择部9选择的成为计算对象的来波各自的振幅和相位的时间变动成分。这些延迟波选择部9、延迟部2和振幅/相位变动量计算部3作为振幅/相位变动量取得部发挥功能，该振幅/相位变动量取得部根据选择延迟谱DP2和延迟选择信号ΔDP2，得到与由延迟波选择部9选择的成为计算对象的来波有关的振幅以及相位的时间变动量。

这里，由延迟波选择部9选择的成为计算对象的来波的选择数量越少，则振幅/相位变动量计算部3的计算量越少。

图8的第1窗函数计算部4将所选择的来波的振幅和相位的时间变动量代入到式(10)以及式(11)，计算式(7)表示的窗函数。这里，由延迟波选择部9选择的成为计算对象的来波的选择数量越少，则第1窗函数计算部4的计算量越少。

窗函数相乘部5、第1FFT运算部6、第2FFT运算部7、均衡部8与实施方式1相同，因此省略说明。

如上所述，实施方式3的载波间干扰去除装置通过延迟波选择部9从由延迟谱估计部1估计出的延迟谱DP1中的至少1个来波中，选择接收电平大的来波，由此起到使计算窗函数w(k)时的计算量进一步减少的效果。

即，实施方式3的载波间干扰去除装置中的延迟波选择部9从由至少1个来波构成的延迟谱DP1中选择接收电平满足预定条件的作为计算对象的来波，因此第1窗函数计算部4能够用更少的计算量来计算窗函数。

其结果是，实施方式3的载波间干扰去除装置起到能够用更少的计算量来抑制传输路径特性的时间变动引起的载波间干扰。

<实施方式4>

(原理)

在实施方式4中，与实施方式3相同，预先选择接收电平较大的来波作为计算对象的来波，根据该选择的来波的接收电平和时间变动成分来确定窗函数。

(结构)

图10是示出作为本发明实施方式4的载波间干扰去除装置的结构的框图。在该图中，除了替代第1窗函数计算部4的第2窗函数计算部10以外的结构与图8所示的实施方式3的结构相同，因此标注相同标号，适当省略说明。

第2窗函数计算部10针对由延迟波选择部9选择的选择延迟谱DP2，将式(14)以及式(15)所示的传输路径特性的时间变动成分的振幅β_p(k)和相位

(k)以及包含在选择延迟谱DP2中的各来波的接收电平α_p(p＝0，1，...，P-1)代入到式(18)以及式(19)，由此计算式(7)所示的窗函数w(k)，并将其输出。

如上所述，实施方式4的载波间干扰去除装置通过延迟波选择部9从由延迟谱估计部1估计的延迟谱DP1中，选择接收电平较大的来波作为计算对象的来波，由此，与实施方式3相同，起到使计算窗函数时的计算量进一步减少的效果。

并且，与实施方式2相同，实施方式4的载波间干扰去除装置在接收电平根据每个来波而不同的多径环境下，相比于由接收电平较小的来波的时间变动成分引起的载波间干扰，更强地抑制由接收电平较大的来波的时间变动成分引起的载波间干扰，由此起到能够使接收信号受到的载波间干扰的影响更小的效果。

<其它>

(在载波间干扰去除方法上的应用)

按照在实施方式1～实施方式4中说明的载波间干扰去除装置的处理内容，能够实现接收由有效数据和已知数据构成的接收信号RS并抑制包含在该接收信号中的载波间干扰成分的载波间干扰去除方法。

以实施方式1的载波间干扰去除装置的处理为基础并包含有实施方式1～实施方式4的处理内容的载波间干扰去除方法可通过包括下述步骤(a)～(g)来实现(参照图1等)。

在步骤(a)中，根据接收信号RS，估计由至少1个来波构成的延迟谱DP1(延迟谱估计部1的处理)。

在步骤(b)中，根据延迟谱DP1，计算至少1个来波中的成为计算对象的来波各自的振幅和相位的时间变动量(延迟部2以及振幅/相位变动量计算部3的处理)。

在步骤(c)中，根据上述成为计算对象的来波各自的振幅和相位的时间变动量，计算窗函数w(k)(第1窗函数计算部4的处理)。

在步骤(d)中，将窗函数w(k)与接收信号RS中的有效数据(有效符号部VS等)相乘，得到相乘后的接收信号MRS(窗函数相乘部5的处理)。

在步骤(e)中，将相乘后的接收信号MRS转换到频域，得到载波信号S6(第1FFT运算部6的处理)。

在步骤(f)中，将延迟谱DP1转换到频域，得到频域延迟谱(第2FFT运算部7的处理)。

在步骤(g)中，根据上述频域延迟谱，对载波信号S6的失真进行校正(均衡部8的处理)。

上述载波间干扰去除方法通过在上述步骤(c)中根据成为计算对象的来波各自的振幅和相位的时间变动量求出窗函数，起到能够用比现有方法少的计算量去除包含在接收信号中的载波间干扰的效果。

另外，基于如实施方式2(实施方式4)那样用第2窗函数计算部10替换第1窗函数计算部4的结构的处理方法可通过如下述这样明确规定步骤(c)的处理内容来实现，起到与实施方式2的载波间干扰去除装置相同的效果。

在步骤(c)中，还根据上述成为计算对象的来波各自的接收电平，计算所述窗函数(明确规定为第2窗函数计算部10的处理)。

另外，基于如实施方式1(实施方式2)那样(参照图1(图7))未设有延迟波选择部9的结构的处理方法可通过下述步骤(b-1)～(b-2)来实现上述步骤(b)，起到与实施方式1的载波间干扰去除装置相同的效果。在该情况下，成为计算对象的来波包含至少1个来波中的所有来波。

在步骤(b-1)中，使延迟谱DP1延迟预定时间，得到延迟信号ΔDP1(延迟部2的处理)。

在步骤(b-2)中，根据延迟谱DP1和延迟信号ΔDP1，计算与上述至少1个来波有关的振幅以及相位的时间变动量(振幅/相位变动量计算部3的处理)。

并且，基于如实施方式3(实施方式4)那样(参照图8(图10))追加了延迟波选择部9的结构的处理方法可通过下述步骤(b-1)～(b-3)来实现上述步骤(b)，起到与实施方式3的载波间干扰去除装置相同的效果。

在步骤(b-1)中，选择如下的选择延迟谱DP2，该选择延迟谱DP2具有如下的成为计算对象的来波，该来波是延迟谱DP1的至少1个来波中的接收电平满足预定条件的来波(延迟波选择部9的处理)。

在步骤(b-2)中，使选择延迟谱DP2延迟预定时间，得到延迟选择信号ΔDP2(延迟部2的处理)。

在步骤(b-3)中，根据选择延迟谱DP2和延迟选择信号ΔDP2，计算与上述成为计算对象的来波有关的振幅以及相位的时间变动量(振幅/相位变动量计算部3的处理)。

(在接收机上的应用)

针对图1、图7、图8、图10所示的实施方式1～实施方式4的载波间干扰去除装置的完成校正的载波信号S8，进一步追加纠错电路，由此能够构成带有针对作为OFDM信号的接收信号RS的载波间干扰去除功能的接收机。

Claims (10)

1.一种载波间干扰去除装置，其接收由有效数据和已知数据构成的接收信号，抑制包含在该接收信号中的载波间干扰成分，

该载波间干扰去除装置具有：

延迟谱估计部，其根据所述接收信号，估计由至少1个来波构成的延迟谱，所述至少1个来波包括主波，并且当存在滞后于主波到达的至少1个延迟波时还包括该至少1个延迟波，

该载波间干扰去除装置还具有：

振幅/相位变动量取得部，其根据所述延迟谱，得到与所述至少1个来波中的成为计算对象的来波有关的振幅以及相位的时间变动量；

窗函数计算部，其根据与所述成为计算对象的来波有关的振幅以及相位的时间变动量，计算窗函数；以及

窗函数相乘部，其将所述窗函数与所述接收信号中的所述有效数据相乘，得到相乘后的接收信号。

2.根据权利要求1所述的载波间干扰去除装置，其中，

所述窗函数计算部还考虑所述成为计算对象的来波各自的接收电平来计算所述窗函数。

3.根据权利要求1或2所述的载波间干扰去除装置，其中，

所述成为计算对象的来波包括所述至少1个来波，

所述振幅/相位变动量取得部具有：

延迟部，其使所述延迟谱延迟预定时间，得到延迟信号；以及

振幅/相位变动量计算部，其根据所述延迟谱以及所述延迟信号，计算与所述至少1个来波有关的振幅以及相位的时间变动量。

4.根据权利要求1或2所述的载波间干扰去除装置，其中，

所述振幅/相位变动量取得部具有：

来波选择部，其选择如下的选择延迟谱，该选择延迟谱具有所述延迟谱的所述至少1个来波中接收电平满足预定条件的来波，作为所述成为计算对象的来波；

延迟部，其使所述选择延迟谱延迟预定时间，得到延迟选择信号；以及

振幅/相位变动量计算部，其根据所述选择延迟谱以及所述延迟选择信号，计算与所述成为计算对象的来波有关的振幅以及相位的时间变动量。

5.根据权利要求1或2所述的载波间干扰去除装置，其中，

该载波间干扰去除装置还具有：

第1频域转换部，其将所述相乘后的接收信号转换到频域，得到频域信号；

第2频域转换部，其将所述延迟谱转换到频域，得到频域延迟谱；以及

均衡部，其根据所述频域延迟谱，对所述频域信号的失真进行校正。

6.一种载波间干扰去除方法，其接收由有效数据和已知数据构成的接收信号，抑制包含在该接收信号中的载波间干扰成分，

该载波间干扰去除方法包括：

步骤（a），根据所述接收信号估计由至少1个来波构成的延迟谱，所述至少1个来波包括主波，并且当存在滞后于主波到达的至少1个延迟波时还包括该至少1个延迟波，

该载波间干扰去除方法还包括：

步骤（b），根据所述延迟谱，得到与所述至少1个来波中的成为计算对象的来波有关的振幅以及相位的时间变动量；

步骤（c），根据所述振幅以及相位的时间变动量，计算窗函数；以及

步骤（d），将所述窗函数与所述接收信号中的所述有效数据相乘，得到相乘后的接收信号。

7.根据权利要求6所述的载波间干扰去除方法，其中，

所述步骤（c）还考虑所述成为计算对象的来波各自的接收电平来计算所述窗函数。

8.根据权利要求6或7所述的载波间干扰去除方法，其中，

所述成为计算对象的来波包括所述至少1个来波，

所述步骤（b）包括：

步骤（b-1），使所述延迟谱延迟预定时间，得到延迟信号；以及

步骤（b-2），根据所述延迟谱以及所述延迟信号，计算与所述至少1个来波有关的振幅以及相位的时间变动量。

9.根据权利要求6或7所述的载波间干扰去除方法，其中，

所述步骤（b）包括：

步骤（b-1），选择如下的选择延迟谱，该选择延迟谱具有所述延迟谱的所述至少1个来波中接收电平满足预定条件的来波，作为所述成为计算对象的来波；

步骤（b-2），使所述选择延迟谱延迟预定时间，得到延迟选择信号；

步骤（b-3），根据所述选择延迟谱和所述延迟选择信号，计算与所述成为计算对象的来波有关的振幅以及相位的时间变动量。

10.根据权利要求6或7所述的载波间干扰去除方法，其中，

该载波间干扰去除方法还包括：

步骤（e），将所述相乘后的接收信号转换到频域，得到频域信号；

步骤（f），将所述延迟谱转换到频域，得到频域延迟谱；以及

步骤（g），根据所述频域延迟谱，对所述频域信号的失真进行校正。

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