JP4612511B2

JP4612511B2 - 受信装置及び受信方法

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Publication number: JP4612511B2
Application number: JP2005262451A
Authority: JP
Inventors: 秀夫難波; 晋平藤; 泰弘浜口
Original assignee: Sharp Corp
Current assignee: Sharp Corp
Priority date: 2005-09-09
Filing date: 2005-09-09
Publication date: 2011-01-12
Anticipated expiration: 2025-09-09
Also published as: JP2007074669A

Description

本発明は、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）に代表されるマルチキャリア伝送方式で無線通信を行うシステムにおいて、伝搬路推定を行う受信装置及びその伝搬路推定に関連する受信方法に関する。

近年、無線通信システムに関する高速化を求めるユーザ数が増加している。高速化・大容量化を実現することが可能な方式のひとつとして、ＯＦＤＭに代表されるマルチキャリア伝送方式が注目されている。

ＯＦＤＭ方式は、数十から数千のキャリアを、理論上干渉の起こらない最小となる周波数間隔に並べ、周波数分割多重で情報信号を並列に伝送する方式である。このＯＦＤＭ方式は、使用するサブキャリアの数を多くすると、同じ伝送レートのシングルキャリア方式と比較してシンボル時間が長くなるため、マルチパス干渉の影響を受けにくいという利点がある。

しかしながら、マルチパス環境下においては、各サブキャリアはそれぞれ異なる振幅変動及び位相変動を受けるため、受信側でデータを復調する際にこれらの変動を補償する必要がある。この伝搬路補償法としては、送信側においてサブキャリアの全てまたは一部を用いて振幅及び位相が既知の信号（パイロット信号）を伝送し、受信側では受信したパイロット信号から各サブキャリアが受けた伝搬路変動を推定し、その補償を行う方法がある（例えば特許文献１参照）。

ここで、特許文献１のＯＦＤＭ方式の復調装置構成について説明する。

図８は、ＯＦＤＭ方式の復調回路の構成例を示す機能ブロック図である。図８に示す回路において符号１０００はアンテナ部であり、符号１００１は無線受信部、符号１００２はアナログ/デジタル変換部（Ａ／Ｄ変換部）、符号１００３はＯＦＤＭシンボル同期部、符号１００４はガードインターバル（GI：Guard Interval）除去部、符号１００５はフーリエ変換部、符号１００６はパイロット抽出部、符号１００７は除算部、符号１００８は送信された既知のパイロット信号を発生するパイロット発生部、符号１００９は信号に０を挿入する０挿入部、符号１０１０は逆フーリエ変換部、符号１０１１は低サンプル除去部、符号１０１２は時間窓部、符号１０１３はフーリエ変換部、符号１０１４は伝搬路補償部、符号１０１５は誤り訂正復号部である。

図８のアンテナ部１０００により受信された信号は、まず無線受信部１００１においてA/D変換が可能な周波数帯域まで周波数が変換される。Ａ／Ｄ変換部１００２においてデジタル信号に変換されたデータは、同期部１００３においてＯＦＤＭのシンボル同期が取られ、GI除去部１００４においてガードインターバルが除去される。その後、フーリエ変換部１００５においてフーリエ変換が行われ、サブキャリア毎の信号に分離される。パイロット抽出部１００６では、フーリエ変換後の信号から、伝搬路推定用に挿入されたパイロット信号を抽出する（ここではスキャッタードパイロット方式を想定している）。抽出された受信パイロット信号は、除算部１００７においてパイロット発生部１００８で発生された既知のパイロット信号との除算が行われる。この除算部１００７における除算により周波数領域におけるパイロット信号の伝搬路変動を求めることができる。次に、０挿入部１００９においてパイロット信号以外のサンプルに０を挿入した後、逆フーリエ変換部１０１０において逆フーリエ変換が行われ、周波数領域における伝搬路変動が時間領域における伝搬路変動（インパルス応答）に変換される。

低サンプル除去部１０１１では、このインパルス応答において、大きさが、ある閾値以下となるサンプルを０に置き換える処理が行われ、次いで時間窓部１０１２において所定の時間（サンプル数）を超えるサンプルが０に置き換えられる。そして、フーリエ変換部１０１３では時間窓部１０１２の出力に対してフーリエ変換が行われ、パイロット信号以外のサンプルも値を有する周波数領域の伝搬路変動が得られ、伝搬路補償部１０１４においてフーリエ変換部１０１３の出力を利用した伝搬路補償が行われる。このようにして伝搬路補償されたデータは、誤り訂正復号部１０１５において復号され、情報データが得られる。

尚、特許文献１におけるＤＦＴ（Discrete Fourier Transform）11は、図８におけるフーリエ変換部１００５に対応し、特許文献１における写像１２は図８における伝搬路補償部１０１４に、特許文献１におけるN/R個のサンプルの抽出１３は図８におけるパイロット抽出部１００６、パイロット発生部１００８、除算部１００７、０挿入部１００９から構成されるブロックに、特許文献１におけるDFT１４は図８における逆フーリエ変換部１０１０に、特許文献１における限界判定１７は図８における低サンプル除去部１０１１に、特許文献１における重みづけ１５は図８における時間窓部１０１２に、特許文献１におけるDFT１６は図８におけるフーリエ変換部１０１３に、それぞれ対応する。

この特許文献１は、図８に示す低サンプル除去部１０１１及び時間窓部１０１２により雑音成分や干渉成分を除去し、高精度な伝搬路推定値を得ることを目的としている（図５参照）。しかしながら、特許文献１に示される構成では、逆フーリエ変換部１０１０の入力帯域幅（入力サンプル数）に対して０挿入部１００９の出力帯域幅（出力サンプル数）が狭い（少ない）ことにより、逆フーリエ変換部１０１０の出力は、図４に示すように、サイドローブ成分を有するインパルス応答になる。また、受信機に到来する信号の受信タイミングが時間サンプルタイミングと一致しない場合にも、逆フーリエ変換部１０１０の出力はサイドローブ成分を有するインパルス応答になる。

このようなサイドローブ成分を有するインパルス応答が、低サンプル除去部１０１１や時間窓部１０１２に入力されると、サイドローブ成分が除去されることとなり、その結果、フーリエ変換部１０１３の出力として得られる周波数領域における伝搬路変動に歪みが生じてしまう。

この問題に対する解決策を提示する文献として特許文献２がある。特許文献２における伝搬路推定部（図８の伝搬路推定部１０１６に対応）を図９に示す。図９に示す伝搬路推定部１１１２は、図８に示す伝搬路推定部１０１６に周波数窓乗算部１１０５及び周波数窓除算部１１１０を追加した構成となっている。特許文献２では、周波数窓乗算部１１０５において窓関数を乗算することにより、逆フーリエ変換部１１０６から出力されるインパルス応答のサイドローブ成分を抑圧し、その結果、フーリエ変換部１１０９から出力される周波数領域における伝搬路変動の歪みを軽減している。

特許３０４４８９９号公報特開２００５−１３０４８５号公報

しかしながら、特許文献２に示す構成では、特許文献１に示す構成に対して周波数窓乗算部１１０５及び周波数窓除算部１１１０が追加されており、回路規模が増大するという問題がある。

本発明は、回路規模の増大を抑えつつ、逆フーリエ変換部から出力されるインパルス応答のサイドローブ成分が除去される影響により生じる周波数領域における伝搬路推定の歪みを軽減することを目的とする。

本発明の一観点によれば、OFDM信号を受信する受信部と、第１のＦＦＴを行う第１のＦＦＴ部と、第１のＦＦＴ後の信号に特定の送信系列の複素共役を乗じる乗算部と、複素共役を乗じた信号に対しＩＦＦＴを行うＩＦＦＴ部と、ＩＦＦＴ後の信号に対して異なる窓関数を適用可能な時間窓処理部と、時間窓処理した信号に対して第２のＦＦＴを行う第２のＦＦＴ部とを有することを特徴とするＯＦＤＭ受信装置が提供される。

上記受信装置によれば、ＩＦＦＴ後の信号に対して時間軸上の異なる時間領域においてそれぞれ異なる複数の窓関数を適用することが可能なため、異なる時間領域においてそれぞれ適切な時間窓関数を適用でき、適切な時間窓処理を行うことができる。通信状況に応じて、時間軸上の信号が変化するため、前記時間窓処理部は、通信状況に応じて異なる窓関数を適用することが好ましい。

例えば、通信品質の良い場合にはメインローブの歪が少ない関数を適用し、通信品質の悪い時はサイドローブの抑制効果の高い関数を窓関数として適用することが好ましい。

本発明の他の観点によれば、ＯＦＤＭ信号を受信する受信部と、第１のＦＦＴを行う第１のＦＦＴ部と、第１のＦＦＴ後の信号に特定の送信系列の複素共役を乗じる乗算部と、複素共役を乗じた信号に対しＩＦＦＴを行うＩＦＦＴ部と、ＩＦＦＴ後の信号に対して異なる窓関数を適用可能な時間窓処理部と、時間窓処理後の信号に対して第２のＦＦＴを行う第２のＦＦＴ部とを具備し、ＩＦＦＴ後の信号の一部に窓関数を適用し、残りの部分の振幅を０にする時間窓処理を行う際に、ＩＦＦＴ後の基準時間以後の領域の窓幅ＷＷ１と、基準時間より前の領域の窓幅ＷＷ２とを異なる大きさにすることを特徴とするOFDM受信装置が提供される。

本発明の別の観点によれば、OFDM信号を受信するステップと、第１のＦＦＴを行う第１のＦＦＴステップと、第１のＦＦＴ後の信号に特定の送信系列の複素共役を乗じるステップと、複素共役を乗じた信号に対しＩＦＦＴを行うステップと、ＩＦＦＴ後の信号に対して異なる窓関数を適用するステップと、時間窓処理した信号に対して第２のＦＦＴを行う第２のＦＦＴステップとを有することを特徴とするＯＦＤＭ受信方法が提供される。

本発明のＯＦＤＭ受信技術によれば、高い精度で伝搬路推定が可能となる。この際、追加の回路を必要としないため、小型化・低コスト化が可能である。また、インパルス波形群がｔ＝０を中心に対称に広がらない場合でも、高い精度で伝搬路を推定することができる。

本発明の実施の形態について説明する前に、上記課題に関連して発明者が行った考察について図面を参照しながら説明を行う。サイドローブ除去の影響を低減するための窓関数として常に同じ関数を用いる場合には、受信状況によっては、大きな効果が得られない場合もある。このため、受信状況に応じて適切な窓関数を選択し使用する必要がある。

以下、サイドローブ除去において、周波数領域における伝播路推定の歪が発生する原理について図面を参照しながら説明を行う。時間窓を使用する方法において、FFTを行う帯域全てにサブキャリアを立てない状態でCI信号を生成すると、生成されるインパルスが広がってしまう。FFTを行う全帯域にサブキャリアを立ててCI信号を生成した場合を図３（ａ）に、帯域の一部を使用せずにCI信号を生成した場合を図３（ｂ）に示す。図３（ａ）に示すように時間窓をCI信号の全域に適用すると鋭いインパルス信号が得られるが、雑音を除去するための時間窓を広がったCI信号に適用し再びIFFTにより周波数応答を求めようとすると、図３（ｂ）に示すように、広がったインパルスの一部を時間窓で切り取ってしまうこととなり、IFFT後の波形が歪んでしまう。この様子を図４に示す。遅延波がある場合はこのインパルスの広がりも大きくなるため、さらに歪が大きくなる。この歪は、伝搬路推定誤差となり、通信品質の劣化に直接つながってしまう。そこで、IFFT後の信号に対して、異なる複数の窓関数を適用すること、とりわけ、雑音が大きい場合にはサイドローブを抑制するような窓関数を、雑音が小さい場合にはメインローブを重視するような窓関数を適用する。以下に、より具体的な実施例について説明を行う。

図１は、本発明の実施例１による受信装置の一構成例を示す機能ブロック図である。図１に示すように、本実施例による受信装置は、電波を受信するためのアンテナ１０１と、受信した電波から必要な帯域を抜き出し、ベースバンドに変換した後にシンボル同期を取り、ＯＦＤＭシンボルを切り出す受信部１０２と、ＯＦＤＭシンボルからガードインターバルを外すガードインターバル除去部１０３と、フーリエ変換を行ってサブキャリア毎の信号を取り出す第１のFFT部１０４と、ＦＦＴ後の信号に対し、任意の系列符号を乗じて逆拡散を行う逆拡散部１０５と、逆拡散後の信号を時間軸信号に変換するＩＦＦＴ部１１３と、後述するSINR推定部１１２からの情報により窓関数を選択する窓関数選択部１０６と、窓関数選択部１０６が選択した窓関数に従って時間軸フィルタ処理を行う時間軸フィルタ部１０７と、時間軸フィルタ１０７で処理された信号をフーリエ変換する第２のＦＦＴ部１０８と、フーリエ変換後の信号から伝搬路を推定する伝搬路推定部１０９と、第１のFFT部１０４の出力信号と伝搬路推定部１０９が出力する伝搬路情報を利用してデータの復調を行う復調部１１０と、復調部１１０が出力する信号に対し誤り訂正処理を施し、訂正可能な範囲の信号中の誤り訂正を行う誤り訂正部１１１と、第１のFFT部１０４の出力信号と誤り訂正部１１１の出力信号からＳＩＮＲを推定するＳＩＮＲ推定部１１２と、を有している。窓関数選択部１０６における処理には、例えば、異なる窓関数を適用する処理が含まれる。

尚、アンテナ１０１、受信部１０２、ガードインターバル除去部１０３、第１のFFT部１０４は、一般的な構成で良く、例えばＩＥＥＥ８０２．１１ａに準じた受信機で使用する構成を使用することが可能である。

伝搬路を推定するには、まず受信した伝搬路推定用信号の第１のFFT部１０４の出力に対し、逆拡散部１０５により送信側で伝搬路推定用信号として使用した符号の複素共役を乗じ、ＦＦＴ部１１３において時間軸のインパルスを生成する。このインパルスに対し、時間軸フィルタ１０７において窓関数選択部１０６で選択された窓関数を使用してノイズを除去する。時間軸フィルタではインパルス成分以外の雑音信号を削除するために、インパルスと遅延波とが含まれる範囲外のデータの振幅を０にし、インパルスと遅延波とが含まれる範囲に対し窓関数を乗じる。この様子を図５に示す。最も上の図に示す受信信号をＦＦＴ及び逆拡散処理した上から２番目の信号である逆拡散信号に対してIFFT処理を施した後のインパルスは図６に示すようにｔ＝０の点を基準にマイナス時間に相当する反対側にも広がっている。そこで、窓関数もｔ＝０の点が中心になるように適用する。インパルスと遅延波が含まれる範囲は伝播環境によって異なるが、本実施例では、ほとんどの遅延波が収まると思われるガードインターバル長と同じ時間幅に窓関数を適用する。窓関数選択部１０６においてどのように窓関数を選択するかについては後述する。

尚、ハミング関数は0.54 - 0.46 * cos(2πft)であり、ハニング関数は0.5 - 0.5 * cos(2πft)であり、ブラックマン関数はブラックマンハリス関数とも呼ばれ、0.42 - 0.5 * cos(2πft) + 0.08 * cos(2*2πft)で表される関数である。本実施例では、FFTのポイント数を2πとするのではなく、遅延波が含まれるとするポイント数(反対側に広がるポイントを含む)、すなわちガードインターバル長のポイント数の倍のポイント数を2πとして得られた値を使用するものとする。

時間軸フィルタ１０７によりノイズを除去した後の信号を第２のＦＦＴ部１０８でフーリエ変換して周波数軸上の信号に変換し、伝搬路推定部１０９で復調時に使用する伝搬路情報の形に変換する。データの復調は、まず受信したデータ信号の第１のFFT部１０４の出力と、伝搬路推定部１０９が出力する伝搬路情報から復調部１１０が行う。伝搬路情報をFFT部１０４の出力に乗じることにより伝搬路の影響を補正することができ、より確かな情報が得られる。この情報にエラー訂正部１１１で誤り訂正を施し、誤りがなくなった受信データを取り出すことができる。SINR推定部１１２は復調部１１０に入力される信号を復調部１１０、エラー訂正部１１１の処理時間の間だけ蓄積し、エラー訂正後の受信データと伝搬路情報を利用して復調前の信号の希望受信波とそれ以外の干渉・雑音の電力比、ＳＩＮＲを測定する。

窓関数選択部１０６は、SINRの値に基づいて窓関数を選択する。使用する窓関数、閾値は様々考えられるが、一例としてＳＩＮＲが３０ｄＢ以下の時はブラックマン関数を、３０ｄＢより大きい時はハミング関数を使用する方法を用いることができる。図２は、ある伝搬路環境下での伝搬路推定誤差のシミュレーション結果を示す図である。従来の方法である矩形窓の適用よりもサイドローブの抑制効果がある窓関数を使用した場合に伝搬路推定誤差が少なくなることを示している。その中でもＳＩＮＲの小さなところ(３０ｄＢ以下)ではブラックマン関数を適用した場合に最も特性が良く、ＳＩＮＲの大きなところ(３０ｄＢより大きい)ではハミング関数やハニング関数を適用した方が特性が良いことがわかる。この結果は、SINRの小さなところ、つまり干渉や雑音の大きなところではブラックマン関数のようにメインローブに多少の歪が生じてもサイドローブの抑制効果が大きな窓関数を適用した方が良い効果が得られ、ＳＩＮＲの大きなところ、つまり干渉や雑音の小さなところではハミング関数やハニング関数、または矩形窓のようにサイドローブの抑制効果をある程度小さくてもメインローブの歪が小さい窓関数を適用した法が良い効果が得られることを示している。以上のような原理に基づいて動作させることにより、本実施例によれば、従来方法に比べて高い精度で伝搬路推定が可能となる。

上記実施例１では、時間窓をｔ＝０を中心に対称に適用していた。しかしながら、実際のOFDMシステムにおいては、インパルス波形群は時間ｔ＝０を中心に対称に広がるのではなく、遅延波を含めたインパルス波形がそれぞれ広がるため、分布に偏りが生じる。この様子を図７に示す。

図７（ａ）に示すような遅延プロファイルの場合、第一波に同期させて実施例１に示した構成の受信機で受信を行うと図７（ｂ）に示すインパルス波形群が得られる。この場合、ｔ＝０以上の時間に対してＷＷ１の窓幅、ｔ＜０の時間に対してＷＷ２の窓幅を設定すると最も特性が良くなる。

この窓幅は、シンボル同期精度、遅延波の最大遅延時間、インパルス信号の広がり幅を考慮して決めることが好ましい。シンボル同期精度を±a、遅延波の最大遅延時間をb、インパルス信号の広がり幅を±cとすると、t≧0側の窓幅はa+b+c以上、t＜0側の窓幅はa+c以上が必要である。なお、ここでのシンボル同期精度、遅延波の最大遅延時間、インパルス信号の広がり幅は回線設計を含めたシステム設計上の理論値を使用するものとする。

尚、ＯＦＤＭシンボル同期が完全であれば最初のインパルスはｔ＝０の位置に立つため、基準時間をｔ＝０としたが、実際のシステムでは同期が完全でない場合や、第一到来波よりも以降の遅延波の方が電力が大きい場合などもあり、ｔ＝０に電力が集中するとは限らないため、必ずしも基準時間をｔ＝０にする必要はない。基準時間は、周りの回路構成、回路特性を考慮して決めてよい。

以上に説明したように、非対称時間窓を適用することにより、インパルス波形群がｔ＝０を中心に対称に広がらない場合でも、高い精度で伝搬路を推定することができる。

本発明は、ＯＦＤＭ受信装置に適用可能である。

本発明の実施例１による受信装置の一構成例を示す機能ブロック図である。ある伝搬路環境下での伝搬路推定誤差のシミュレーション結果を示す図である。図３（ａ）はＦＦＴを行う全帯域にサブキャリアを立ててＣＩ信号を生成した場合の例を、図３（ｂ）は、帯域の一部を使用せずにＣＩ信号を生成した場合の例を示す図である。広がったインパルスの一部を時間窓で切り取ってしまうことにより、ＩＦＦＴ後の波形が歪んでしまう例を示す図である。周波数窓乗算部及び周波数窓除算部を追加した構成を有する伝搬路推定部を用いて伝搬路変動の歪みを軽減する様子を示す図である。最も上の図に示す受信信号をＦＦＴ及び逆拡散処理した上から２番目の信号である逆拡散信号に対してＩＦＦＴ処理を施した後のインパルス信号と、これをフィルタした信号及び周波数応答を示す図である。本発明の第２実施例による遅延プロファイルと、得られたインパルス波形群とを示す図である。 OFDM方式の復調回路の構成例を示す機能ブロック図である。特許文献２における伝搬路推定部の構成例を示す図である。

符号の説明

１０１…アンテナ、１０２…受信部、１０３…ガードインターバル除去部、１０４…第１のＦＦＴ部、１０５…逆拡散部、１０６…窓関数選択部、１０７…時間軸フィルタ部、１０８…第２のＦＦＴ部、１０９…伝搬路推定部、１１０…復調部、１１１…誤り訂正部、１１２…SINR推定部、１１３…ＩＦＦＴ部。

Claims

ＯＦＤＭ信号を受信する受信部と、
第１のＦＦＴを行う第１のＦＦＴ部と、
第１のＦＦＴ後の信号に特定の送信系列の複素共役を乗じる乗算部と、
複素共役を乗じた信号に対しＩＦＦＴを行うＩＦＦＴ部と、
ＩＦＦＴ後の信号に対して異なる窓関数を適用可能な時間窓処理部と、
時間窓処理後の信号に対して第２のＦＦＴを行う第２のＦＦＴ部とを具備し、
ＩＦＦＴ後の信号の一部に窓関数を適用し、残りの部分の振幅を０にする時間窓処理を行う際に、ＩＦＦＴ後の基準時間以後の領域の窓幅ＷＷ１と、基準時間より前の領域の窓幅ＷＷ２とを異なる大きさにし、かつ、
ＷＷ１は遅延波の最大遅延時間を考慮した大きさで、ＷＷ２はＩＦＦＴ後のインパルス信号の広がりを考慮した大きさであることを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。
ＷＷ１はさらに、ＩＦＦＴ後のインパルス信号の広がりを考慮した大きさであることを特徴とする請求項１記載のＯＦＤＭ受信装置。
さらにＷＷ１とＷＷ２の少なくとも一方がＯＦＤＭシンボルの同期精度を考慮した大きさであることを特徴とする請求項１または２に記載のＯＦＤＭ受信装置。
ＯＦＤＭシンボルの同期精度が±a時間、遅延波の最大遅延時間がb時間、ＩＦＦＴ後のインパルス信号の広がりが±c時間であるとした時に、
ＷＷ１がa+b+c以上の時間であり、ＷＷ２がa+c以上の時間であることを特徴とする請求項１に記載のＯＦＤＭ受信装置。
ＯＦＤＭ信号を受信するステップと、
第１のＦＦＴを行う第１のＦＦＴステップと、
第１のＦＦＴ後の信号に特定の送信系列の複素共役を乗じるステップと、
複素共役を乗じた信号に対しＩＦＦＴを行うステップと、
ＩＦＦＴ後の信号に対して異なる窓関数を適用するステップと、
時間窓処理した信号に対して第２のＦＦＴを行う第２のＦＦＴステップと
を有し、
前記ＩＦＦＴ後の信号に対して異なる窓関数を適用するステップにおいてＩＦＦＴ後の基準時間以後の領域の窓幅ＷＷ１と、基準時間より前の領域の窓幅ＷＷ２とを異なる大きさにし、かつ、ＷＷ１は遅延波の最大遅延時間を考慮した大きさで、ＷＷ２はＩＦＦＴ後のインパルス信号の広がりを考慮した大きさであることを特徴とするＯＦＤＭ受信方法。