JP3756121B2 - Ｏｆｄｍ復調装置及び電力重み付け方法 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ディジタル無線通信システムにおけるＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：直交周波数分割多重）変調信号のＯＦＤＭ復調装置及び電力重み付け方法に係り、特に、畳み込み符号を復号するビタビ（Viterbi）復号器への入力に受信電力に応じた信頼度を与える計算方法の簡易化に関する。
【０００２】
【従来の技術】
一般に無線システムでは、電波が複数の伝播経路（マルチパス）を通って受信機に到達した場合に、異なる伝播経路の信号同士が干渉し、受信信号レベルが変動するフェージングと呼ばれる現象が発生する。
【０００３】
特に、マイクロ波帯を使用する無線ＬＡＮ（Local Area Network）では、屋内等の多数のマルチパスが発生し易い場所で使用した場合に、受信信号帯域内の特定の周波数のみ受信レベルが低下する周波数選択性フェージングが発生し易い。
【０００４】
このような環境下で、一般的なシングルキャリア方式の変調方式を、無線システムに採用した場合、周波数選択性フェージングにより、受信信号の品質が大きく劣化する。このため、周波数選択性フェージングの発生し易い環境下での使用を想定した無線ＬＡＮでは、周波数選択性フェージングへの耐性の高い、マルチキャリア変調方式の１つであるＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：直交周波数分割多重）変調方式が採用されている。
【０００５】
ＯＦＤＭ変調は、一般には、周波数領域の複数のサブキャリアのそれぞれを比較的低レートで１６ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）などの一次変調を加え、二次変調にＯＦＤＭを使用して、一次変調を加えられた周波数領域情報をＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform：高速逆フーリエ変換）することにより得られる時間領域信号波形を伝送し、総合的に高レートの伝送容量を実現する。
【０００６】
図１０は、１６ＱＡＭ変調されたＯＦＤＭ信号のサブキャリアのコンスタレーション（信号配置）を示す図である。
【０００７】
ＯＦＤＭ変調方式では、各サブキャリアは低レートで一次変調されていることに起因してそれぞれのサブキャリアの帯域幅は比較的狭いために、周波数選択性フェージングの影響を和らげることができる。ＯＦＤＭ信号帯域内で周波数選択性フェージングにより受信電力が落ち込むサブキャリアにのせられた情報は、誤り訂正やインターリーブなどの処理を加えることで誤り率の向上を図ることができる。
【０００８】
図１１は、従来のＯＦＤＭ無線システムの受信器の概要を示す回路構成図である。また、図１２は、ＯＦＤＭ信号パケットの構成を示す図である。
【０００９】
受信パケットの先頭には、ＡＧＣ（Automatic Gain Control）用プリアンブルＯＦＤＭシンボル、伝播路推定用プリアンブルＯＦＤＭシンボルが配置されるが、これらは既知の値である。その後ろに、データがのせられた複数のペイロードＯＦＤＭシンボルから構成されるペイロード部が続く形で構成される。
【００１０】
ＯＦＤＭ信号パケットは、図１２に示すように、その先頭に位置するＯＦＤＭ信号検出及びＡＧＣ及びダイバシチ選択及び粗い周波数オフセット推定及び時間同期に使用されるプリアンブル（本明細書では、これをＡＧＣ用プリアンブルと称している）と、伝播路推定及び細かい周波数オフセット推定に使用されるプリアンブル（本明細書では、これを伝播路推定用プリアンブルと称している）と、データ部分とから構成される。
【００１１】
図１２に示す受信パケットは、ＡＧＣ用プリアンブルを使用してＡＧＣ回路１０１により受信レベルが一定になるように操作されるが、この時点でＡＧＣ用プリアンブルは取り除かれる。Ａ／Ｄコンバータ１０２によりディジタル信号に変換され、処理回路１０３において周波数同期、周波数オフセット補償され、ＦＦＴ演算により二次変調が復調される。信号ａ１０３は一次変調された信号がのっている周波数領域信号であり、伝播路補償回路１１０に入力される。
【００１２】
伝播路補償回路１１０の分離回路１１１では、信号ａ１０３が伝播路推定用プリアンブルａ１１２とペイロード部ａ１１１に分離され、複製回路１１２においてペイロード部に含まれるペイロードＯＦＤＭシンボルの数だけ伝播路推定用プリアンブルが複製され、信号ａ１１３として出力される。除算回路１１３では、伝播路推定用プリアンブルａ１１２でペイロードＯＦＤＭシンボルａ１１１を除算することで伝播路補償（振幅補償及び位相補償）することにより各サブキャリアにのせられた情報を正規化し、信号ａ１１５として出力する。
【００１３】
続いて、位相ノイズ除去回路及びコンスタレーションデマッピング回路１２１で、ペイロードＯＦＤＭシンボルに含まれる位相ノイズが除去され、次に複素平面上のコンスタレーションからビット列にデマッピングされる。このデマッピングが一次復調に相当する。デマッピングされたビット信号ａ１２１に信頼度を与えるために、受信振幅絶対値で重み付けする場合は、伝播路推定用プリアンブル信号ａ１１４の各サブキャリアの絶対値を処理回路１２２で計算してａ１２２として出力し、乗算回路１２３でペイロードＯＦＤＭシンボルａ１２１の対応するサブキャリアに乗じる。受信電力で重み付けする場合は、伝播路推定用プリアンブル信号ａ１１４の各サブキャリアの電力値を処理回路１２２で計算してａ１２２として出力し、乗算回路１２３でペイロードＯＦＤＭシンボルａ１２１の対応するサブキャリアに乗じる。
【００１４】
この後に、ビタビ軟判定ビット選択回路１３０で、ビット信号に割り当てられているビット幅（例えば、１６ビット）を軟判定ビット幅（例えば、６ビット）に削減するが、これはビタビ復号器１４１では最尤復号計算をするための計算が複雑であり、ビタビ復号器１４１内で処理するデータのビット幅が小さいことが好ましいためである。ビタビ復号器１４１からは畳み込み符号から復号されたデータが出力される。
【００１５】
前述したように、ビタビ復号器への入力は、各サブキャリアの受信振幅絶対値、又は受信電力の大きさを尤度として重み付けを行い、ビタビ復号に柔軟性を持たせる軟判定が採用されている。この軟判定は、あるサブキャリアの受信電力又は受信振幅絶対値が大きいほどその信号の信頼度が大きいという考えに基づいており、ビタビ復号器への入力信号に割り当てる量子化ビット数を多くするほど尤度を多値で表現することができ、理想に近い復号が可能とされている。
【００１６】
なお、振幅絶対値重み付けを行う方法は、受信電力による重み付け方法に比べて、振幅絶対値を求めるために複雑な演算が必要であることや、誤り訂正能力等の性能面で劣るため、通常受信電力を使う方法が採用される。
【００１７】
【発明が解決しようとする課題】
従来技術では、ＦＦＴ演算により二次変調（ここではＯＦＤＭ変調）から復調された受信パケットに対して、ペイロードＯＦＤＭシンボルの各サブキャリアを、伝播路推定用プリアンブルの対応するサブキャリアで除算することにより振幅及び位相の伝播路補償を行って、各サブキャリアを正規化し、各サブキャリアに伝播路推定用プリアンブルの対応するサブキャリアの電力を乗じることでビタビ軟判定のための重み付けをしていた。
【００１８】
このような従来のＯＦＤＭ復調装置にあっては、以下のような問題点があった。
(1)振幅及び位相の伝播路補償に除算器を使用するため、回路構成が複雑になる。
(2)除算器を使用するため、データに割り当てられたビット幅数に相当する遅延が発生する。
(3)ビタビ復号のために、重み付けを行う際、除算の除数に用いた伝播路推定用プリアンブルと同一のものを、ペイロードＯＦＤＭシンボルに乗じることになり、計算に無駄が生じる。
【００１９】
本発明は、このような課題に鑑みてなされたものであって、ＯＦＤＭ復調装置において除算器を使用しないで、伝播路の補償を行うことができ、演算回路を減らすとともに、演算精度及び演算速度を向上させることができるＯＦＤＭ復調装置及び電力重み付け方法を提供することを目的とする。
【００２０】
【課題を解決するための手段】
本発明のＯＦＤＭ復調装置は、畳み込み符号を復号するビタビ復号器を備えるＯＦＤＭ信号の復調装置において、二次変調から復調された受信パケットから、伝播路推定用プリアンブルとペイロードＯＦＤＭシンボルとを分離する分離手段と、前記伝播路推定用プリアンブルの各サブキャリアの位相共役を計算する位相共役計算手段と、前記ペイロードＯＦＤＭシンボルの各サブキャリアと対応する前記伝播路推定用プリアンブルの各サブキャリアの位相共役信号とを複素乗算する乗算手段とを備えることを特徴とする。
【００２１】
また、前記位相共役は、前記伝播路推定用プリアンブルの各サブキャリアの位相に対しての複素共役であることを特徴としている。
【００２２】
さらに、より好ましくは、前記伝播路推定用プリアンブルＯＦＤＭシンボルに基づいて、前記乗算手段に入力される前記ペイロードＯＦＤＭシンボルの情報を規格化する規格化手段を備えるものであってもよい。
【００２３】
また、前記規格化手段は、前記伝播路推定用プリアンブルＯＦＤＭシンボルの最大値を基準にデータをクリッピングするものであってもよい。
【００２４】
本発明の電力重み付け方法は、畳み込み符号を復号するビタビ復号器への入力に受信電力に応じた重み付けをする電力重み付け方法において、二次変調から復調された受信パケットに対して、伝播路推定用プリアンブルとペイロードＯＦＤＭシンボルとを分離するステップと、前記伝播路推定用プリアンブルの各サブキャリアの位相共役を計算するステップと、前記ペイロードＯＦＤＭシンボルの各サブキャリアに、対応する前記伝播路推定用プリアンブルの各サブキャリアの位相共役信号を乗算して電力による重み付けを行うステップとを有することを特徴としている。
【００２５】
【発明の実施の形態】
以下、添付図面を参照しながら本発明の好適なＯＦＤＭ復調装置及び電力重み付け方法の実施の形態について詳細に説明する。
【００２６】
まず、本発明の基本的な考え方について説明する。
【００２７】
ＦＦＴ演算により二次変調（例えば、ＯＦＤＭ変調）から復調された受信パケットに対して、ペイロードＯＦＤＭシンボルの各サブキャリアに、伝播路推定用プリアンブルの各サブキャリアの位相に対しての複素共役（以下、これを位相共役と呼ぶ）をとって対応するサブキャリアに乗じることで、伝播路位相補償のみを行うことが可能である。この時、振幅に関しては伝播路補償が行われずに伝播路振幅特性が乗じられたことになるが、これは、受信電力で重み付けした尤度を与えたことに相当し、ビタビ復号器での誤り訂正に有効である。
【００２８】
したがって、従来回路例の、ペイロードＯＦＤＭシンボルの伝播路推定用プリアンブルで除算することによるペイロードＯＦＤＭの正規化、伝播路推定用プリアンブルに伝播路推定用プリアンブルの位相共役を乗算することによる受信電力の計算、正規化されたペイロードＯＦＤＭシンボルの受信電力による重み付けの３ステップの計算を、本発明ではペイロードＯＦＤＭシンボルに伝播路推定用プリアンブルの位相共役を乗算するという１ステップの計算で完了することができる。
【００２９】
本発明では、ペイロードＯＦＤＭシンボル部の各サブキャリアに伝播路推定用プリアンブルの位相共役をとって対応するサブキャリアに乗じることで、伝播路位相補償と各サブキャリアの受信電力による重み付けを一括して行う。
【００３０】
第１の実施の形態
図１は、上記基本的な考え方に基づく本発明の第１の実施の形態のＯＦＤＭ復調装置の構成を示す図である。図１に示すＯＦＤＭ復調装置は、ＯＦＤＭ無線システムの受信器に適用した例である。
【００３１】
図１において、ＯＦＤＭ復調装置２００は、ＡＧＣ用プリアンブルを使用して各パケットの受信レベルを一定にするＡＧＣ回路２０１と、受信レベルが一定にされた受信信号ａ２０１をディジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバータ２０２と、ディジタル信号に変換された信号ａ２０２に対し周波数オフセット補償、伝播路補償、位相ノイズ除去などの操作を行う処理回路２０３と、処理回路２０３において周波数同期、周波数オフセット補償及びＦＦＴ演算により二次変調が復調された信号ａ２０３から伝播路推定用プリアンブル信号ａ２１２とＯＦＤＭデータ信号ａ２１１とを分離する分離回路２１１（分離手段）と、伝播路推定用プリアンブルの各サブキャリア信号の位相共役を計算する位相共役処理回路２１２（位相共役計算手段）と、ペイロード部に含まれるペイロードＯＦＤＭシンボルの数だけ位相共役信号ａ２１３を複製する複製回路２１３と、複製された伝播路推定用プリアンブルの各サブキャリアの位相共役信号ａ２１４とペイロードＯＦＤＭシンボルａ２１１の対応するサブキャリアとを複素乗算して受信電力で重み付けされた信号ａ２１５として出力する乗算回路２１４（乗算手段）と、受信電力で重み付けされた信号ａ２１５からペイロードＯＦＤＭシンボルａ２１１に含まれる位相ノイズを除去し、複素平面上のコンスタレーションからビット列にデマッピングする位相ノイズ除去回路及びコンスタレーションデマッピング回路２２１と、デマッピングされたビット信号ａ２２１に対し、ビット信号に割り当てられているビット幅（例えば、１６ビット）を軟判定ビット幅（例えば、６ビット）に削減するビタビ軟判定ビット選択回路２３０と、ビタビ軟判定ビット選択回路２３０に入力された信号ａ２２１のうちＭＳＢ（Most Significant Bit）からＮビットだけを有効なデータ信号ａ２３１とし、残りの下位ビットを切り捨てるビット選択回路２３１と、データ信号ａ２３１に対し最尤復号計算を行って畳み込み符号を復号したデータを出力するビタビ復号器２４１とを備えて構成される。
【００３２】
上記分離回路２１１、位相共役処理回路２１２、複製回路２１３及び乗算回路２１４は、全体として、受信パケットに対してペイロードＯＦＤＭシンボルの各サブキャリアに、伝播路推定用プリアンブルの各サブキャリアの位相共役をとって対応するサブキャリアに乗じる伝播路位相補償及びビタビ復号器の受信電力による重み付けを行う伝播路補償回路２１０（尤度付与手段）を構成する。
【００３３】
すなわち、本ＯＦＤＭ復調装置は、図１１に示す従来回路から形式的にはペイロードＯＦＤＭの正規化のための除算回路１１３、及び受信電力の計算のための乗算回路１２２を取り除いた構成となっている。
【００３４】
以下、上述のように構成されたＯＦＤＭ復調装置の動作を説明する。
【００３５】
乗算回路２１４では、ペイロードＯＦＤＭシンボルの各サブキャリアに、伝播路推定用プリアンブルの各サブキャリアの位相共役をとって対応するサブキャリアに乗じることで、伝播路位相補償のみを行うことが可能である。このことの等価性について数式により説明する。
【００３６】
ある時間のＯＦＤＭシンボルに注目する。Ｓp（k）は送信伝播路推定用プリアンブルＯＦＤＭシンボル、Ｓd（k）は送信ペイロードＯＦＤＭシンボル、kはサブキャリア番号、α（k）は伝播路特性を示すものとする。また、*は位相共役を表すものとする。なお、伝播路推定用プリアンブルは各サブキャリアの受信電力比較を容易にするために同振幅の情報がのせられている。
【００３７】
伝播路特性α（k）を受けるので、受信伝播路推定用プリアンブルはＳp（k）Ｘα（k）、受信ペイロードＯＦＤＭシンボルはＳd（k）Ｘα（k）となる。従来例における伝播路補償による正規化は、受信ペイロードＯＦＤＭシンボルを受信伝播路推定用プリアンブルで除算するので、次式（１）となる。図１１に示す従来回路では除算回路１１３を用いた除算による正規化に対応する。
[Ｓd（k）Ｘα（k）]／[Ｓp（k）Ｘα（k）] …（１）
【００３８】
各サブキャリアの受信電力は、伝播路推定用プリアンブルＳp（k）Ｘα（k）に位相共役を乗じることにより計算できるので次式（２）のようになる。図１１の従来回路では処理回路１２２による電力又は振幅絶対値計算に対応する。
[Ｓp（k）Ｘα（k）]Ｘ[Ｓp（k）Ｘα（k）]* …（２）
【００３９】
ペイロードＯＦＤＭシンボルの受信電力による重み付けは、式（１）と式（２）を乗じることであるから、
となり、これは受信ペイロードＯＦＤＭシンボルに受信伝播路推定用プリアンブルＯＦＤＭシンボルの位相共役を乗じたことに他ならない。図１１の従来回路では乗算回路１２３による重み付けに対応する。
【００４０】
上記式（３）の左辺が図１１の従来回路の伝播路位相補償及びビタビ復号器の受信電力による重み付け計算に、また右辺が本ＯＦＤＭ復調装置の伝播路位相補償及びビタビ復号器の受信電力による重み付け計算にそれぞれ対応する。
【００４１】
したがって、従来回路では、３つのステップ、すなわち
(1)受信参照シンボル（送信伝播路推定用プリアンブルＯＦＤＭシンボル）Ｓpαでの除算
(2)受信参照シンボルＳpαの受信電力の計算
(3)上記(1)の計算結果と上記(2)の計算結果の乗算
という３ステップの計算を必要としていたものが、本ＯＦＤＭ復調装置では、(1)データシンボル（ペイロードＯＦＤＭシンボル）と参照シンボル位相共役の乗算という１ステップの計算で行うことができる。
【００４２】
これにより、従来例と比較して、乗算器一個と除算器一個を節約することができ、演算回路を減らすことで演算精度の劣化を防ぎ、除算器を使用しないことで演算処理の遅延も回避できる。
【００４３】
ここで、上記伝播路推定用プリアンブルの各サブキャリアを複素数表現すると、次式（４）により示される。但し、ｊは−１の平方根、ａ，ｂは実数を示す。
Ｓp（k）＝ａ（k）＋ｊｂ（k） …（４）
【００４４】
１ＯＦＤＭシンボルのサブキャリア数ｎが４８とすると、伝播路推定用プリアンブルに含まれる各サブキャリアの値は次式（４）’となる。
【００４５】
また、位相共役は、上記式（４）の虚数部ｊｂに、−１を掛けて（−ｊｂ）とすればよく、本実施の形態では図１の位相共役処理回路２１２において行われる。
【００４６】
次に、図１のＯＦＤＭ復調装置２００の動作について説明する。
【００４７】
受信信号の振幅をＡ／Ｄコンバータ２０２のダイナミックレンジ内に調節するために、図１２に示すように、パケットの先頭にＡＧＣ回路用プリアンブル信号が送信される。ＡＧＣ回路２０１では、このプリアンブル信号の受信レベルに基づいて増幅利得制御を行い、各パケットの受信レベルを等化する。
【００４８】
受信パケットは、ＡＧＣ用プリアンブルを使用してＡＧＣ回路２０１により受信レベルが一定になるように操作されるが、この時点でＡＧＣ用プリアンブルは取り除かれる。Ａ／Ｄコンバータ２０２によりディジタル信号に変換され、処理回路２０３において周波数同期、周波数オフセット補償され、ＦＦＴ演算により二次変調が復調される。信号ａ２０３は一次変調された信号がのっている周波数領域信号である。信号ａ２０３は、伝播路補償回路２１０の分離回路２１１に出力される。
【００４９】
分離回路２１１では、信号ａ２０３から伝播路推定用プリアンブル信号ａ２１２とペイロードＯＦＤＭシンボル信号ａ２１１とを分離し、分離した伝播路推定用プリアンブル信号ａ２１２は位相共役処理回路２１２に、ペイロードＯＦＤＭシンボル信号ａ２１１は乗算回路２１４に出力される。
【００５０】
位相共役処理回路２１２では、前述した複素計算により伝播路推定用プリアンブルの各サブキャリア信号の位相共役が計算され、信号ａ２１３として複製回路２１３に出力される。この位相共役の計算は、送信伝播路推定用プリアンブルＯＦＤＭシンボルＳp（k）の虚数部に、−１を掛けるという簡単な演算である。
【００５１】
複製回路２１３においてペイロード部に含まれるペイロードＯＦＤＭシンボルの数だけ信号ａ２１３が複製され、位相共役信号ａ２１４として乗算回路２１４に出力される。
【００５２】
乗算回路２１４では、伝播路推定用プリアンブルの位相共役信号ａ２１４と前記ペイロードＯＦＤＭシンボルａ２１１について、対応するサブキャリアを複素乗算することにより、伝播路で受けた位相回転が補償される。振幅については、伝播路推定用プリアンブルａ２１４の受けた伝播路振幅特性とペイロードＯＦＤＭシンボルａ２１１が受けた伝播路振幅特性が乗じられることになり、各サブキャリアは受信電力で重み付けされることになり、信号ａ２１５として位相ノイズ除去回路及びコンスタレーションデマッピング回路２２１に出力される。
【００５３】
位相ノイズ除去回路及びコンスタレーションデマッピング回路２２１では、ペイロードＯＦＤＭシンボルに含まれる位相ノイズが除去され、次に複素平面上のコンスタレーションからビット列にデマッピングされる。このデマッピングが一次復調に相当し、デマッピングされたビット信号ａ２２１はビタビ軟判定ビット選択回路２３０に出力される。
【００５４】
ビタビ軟判定ビット選択回路２３０では、ビット信号に割り当てられているビット幅（例えば、１６ビット）を軟判定ビット幅（例えば、６ビット）に削減するため、ビット選択回路２３１によりビタビ軟判定ビット選択回路２３０に入力された信号ａ１０８のうちＭＳＢからＮビットだけを有効なデータ信号ａ２３１としてビタビ復号器２４１に出力する。ビタビ復号器２４１では、このデータ信号ａ２３１を復号し、ビタビ復号器２４１からは畳み込み符号から復号されたデータが出力される。
【００５５】
したがって、従来回路例の、ペイロードＯＦＤＭシンボルを伝播路推定用プリアンブルで除算することによるペイロードＯＦＤＭの正規化、伝播路推定用プリアンブルに伝播路推定用プリアンブルの位相共役を乗算することによる受信電力の計算、正規化されたペイロードＯＦＤＭシンボルの受信電力による重み付けの３ステップの計算を、本実施の形態ではペイロードＯＦＤＭシンボルに伝播路推定用プリアンブルの位相共役を乗算するという１ステップの計算で完了することができる。
【００５６】
従来回路例の３ステップにわたる計算と、本実施の形態の１ステップの計算結果が、実際のディジタル計算上でどれだけの差になるかは、値表現に割り当てられるビット幅にも依存してくるため簡単には示すことはできない。しかし、従来方法で各サブキャリア情報を等化した場合に、低Ｓ／Ｎの値のノイズ量が過大評価されることが原因で発生する、位相ノイズ除去時の問題がある。この従来方法の不具合について、以下、本実施の形態の回路例との比較により具体的内容で説明する。
【００５７】
図２乃至図７は、等化することによる効果を説明するための１６ＱＡＭ変調されたＯＦＤＭ信号のサブキャリアのコンスタレーション（第一象現のみ表示）を示す図である。
【００５８】
前記図１１の位相ノイズ除去回路及びコンスタレーションデマッピング回路１２１、前記図１の位相ノイズ除去回路及びコンスタレーションデマッピング回路２２１では、位相回転を補償する。これは、図１１の伝播路補償回路１１０及び図１の伝播路補償回路２１０における伝播路補償において、参照信号から推定する伝播路位相回転情報での位相補償では取り除くことのできない位相回転成分があるためである。
【００５９】
この原因は、発振器の位相が不安定で時間的に変動するためであり、発振器において参照ＯＦＤＭシンボルが受ける位相回転と、データＯＦＤＭシンボルが受ける位相回転がちがうためである。そのため本来なら図２に示すように伝播路補償後に正規の位置に戻るはずの１６ＱＡＭのコンスタレーション（第一象限のみ表示）が、図３に示すように位相回転する場合がある。これを補償するためにデータＯＦＤＭシンボル内（データサブキャリア４８本、パイロットサブキャリア４本）の既知のパイロットサブキャリアを使用して位相を回転させる。
【００６０】
いま、パイロットキャリア数が２つの場合に、従来例と本ＯＦＤＭ復調装置とでどのような差が生じるかを示す。但し、フェージング環境下でパイロット１の受信レベルが高く（高Ｓ／Ｎ）、パイロット２の受信レベルが小さい（低Ｓ／Ｎ）とする。図４に示すように、本ＯＦＤＭ復調装置により受信電力重み付けをした場合で、受信レベルの低いパイロット２の寄与は小さく、パイロット１とパイロット２が平均された合成パイロットの位相量は確かさがある。この合成パイロットにより位相回転を加えると図６に示すようにコンスタレーションの大きさは小さくなるものの位相については正しい位置に戻る。しかし、従来例では各パイロットキャリアが等化されるために図５に示すようにパイロット２のノイズ成分が過大評価され、合成パイロットの位相は誤差が大きくなる。したがって、図７に示すように位相は回転したままになる。復調にあたり位相情報は振幅情報よりも重要であるために、図６の方が好ましい。
【００６１】
等化後に、Ｓ／Ｎの高い値とＳ／Ｎの低い値を演算することで、その演算結果のＳ／Ｎが悪くなる。これを数式で表すと、パイロットキャリア１の信号成分ベクトルをＳ１、ノイズ成分ベクトルをＮ１、パイロットキャリア２の信号成分ベクトルをＳ２、ノイズ成分ベクトルをＮ２とする。
・等化しない場合、２つのパイロットの和は、
（Ｓ１＋Ｎ１）＋（Ｓ２＋Ｎ２） …（５）
Ｓ／Ｎは、
（Ｓ１＋Ｓ２）／（Ｎ１＋Ｎ２） …（６）
である。
【００６２】
・パイロット２を等化する時にベクトル長をｋ倍するとき、２つのパイロットの和は、
（Ｓ１＋Ｎ１）＋ｋ（Ｓ２＋Ｎ２） …（７）
但し、Ｓ１＋Ｎ１＝ｋ（Ｓ２＋Ｎ２）＝ｃ（ｃは定数値ベクトル）
Ｓ／Ｎは、
であるために、Ｓ２／Ｎ２の値にかかわらず、ｋが大きいほどＳ／Ｎは悪くなる。
【００６３】
但し、乗算時は、
・等化しない場合、２つのパイロットの積は、
（Ｓ１＋Ｎ１）×（Ｓ２＋Ｎ２） …（９）
Ｓ／Ｎは、
（Ｓ１Ｓ２）／（Ｓ１Ｎ２＋Ｓ２Ｎ１＋Ｎ１Ｎ２） …（１０）
・パイロット２を等化する時にベクトル長をｋ倍するとき、２つのパイロットの積は、
（Ｓ１＋Ｎ１）×ｋ（Ｓ２＋Ｎ２） …（１１）
Ｓ／Ｎは、
（Ｓ１Ｓ２）／（Ｓ１Ｎ２＋Ｓ２Ｎ１＋Ｎ１Ｎ２） …（１２）
であるために、Ｓ／Ｎは等化した場合もしない場合も変わらない。
【００６４】
以上説明したように、第１の実施の形態に係るＯＦＤＭ復調装置２００は、二次変調が復調された信号ａ２０３から伝播路推定用プリアンブル信号ａ２１２とＯＦＤＭデータ信号ａ２１１とを分離する分離回路２１１と、伝播路推定用プリアンブルの各サブキャリア信号の位相共役を計算する位相共役処理回路２１２と、ペイロードＯＦＤＭシンボルの数だけ位相共役信号ａ２１３を複製する複製回路２１３と、複製された伝播路推定用プリアンブルの各サブキャリアの位相共役信号ａ２１４とペイロードＯＦＤＭシンボルａ２１１の対応するサブキャリアとを複素乗算して受信電力で重み付けされた信号ａ２１５として出力する乗算回路２１４と、信号ａ２１５からペイロードＯＦＤＭシンボルａ２１１に含まれる位相ノイズを除去し、デマッピングする位相ノイズ除去回路及びコンスタレーションデマッピング回路２２１と、ビット信号ａ２２１に割り当てられているビット幅を軟判定ビット幅に削減するビタビ軟判定ビット選択回路２３０と、畳み込み符号を復号するビタビ復号器２４１とを備え、ＦＦＴ演算により二次変調から復調された受信パケットに対して、ペイロードＯＦＤＭシンボルの各サブキャリアに、伝播路推定用プリアンブルの各サブキャリアの位相共役をとって対応するサブキャリアに乗じる構成としたので、伝播路位相補償と各サブキャリアの受信電力による重み付けを一括して行うことができ、ＯＦＤＭ復調装置において除算器を使用しないで、伝播路の補償を行うことができる。これにより、演算回路を減らすとともに、演算精度及び演算速度を向上させることが可能になる。
【００６５】
例えば、図１１に示す従来回路と比較して、乗算器一個と除算器一個を節約することができ、演算回路を減らすことで演算精度の劣化を防ぎ、除算器を使用しないことで演算処理の遅延も回避できる。
【００６６】
また、従来回路では、ペイロードＯＦＤＭシンボルの伝播路推定用プリアンブルで除算することによるペイロードＯＦＤＭの正規化、伝播路推定用プリアンブルに伝播路推定用プリアンブルの位相共役を乗算することによる受信電力の計算、正規化されたペイロードＯＦＤＭシンボルの受信電力による重み付けの３ステップの計算が必要であったのに対し、本実施の形態ではペイロードＯＦＤＭシンボルに伝播路推定用プリアンブルの位相共役を乗算するという１ステップの計算で完了することにより、乗算器及び除算器の数の節約とともに、計算に要する遅延を少なくすることができる。
【００６７】
第２の実施の形態
従来回路では、図１１に示すように、ＯＦＤＭデータ信号ａ１０３に含まれる各サブキャリアの情報を、分離回路１１１により分離し、複製回路１１２により複製した後、除算回路１１３により除算を行って正規化し、正規化された信号ａ１１５を基に、位相ノイズ除去回路及びコンスタレーションデマッピング回路１２１でペイロードＯＦＤＭシンボルに含まれる位相ノイズ除去してデマッピングする。乗算回路１２３による電力重み付けについても正規化された信号ａ１２１に対して受信電力で重み付けされる。すなわち、まずペイロードＯＦＤＭシンボルの正規化をし、正規化されたペイロードＯＦＤＭシンボルに対して受信電力又は振幅絶対値による重み付けを行うという一般的なディジタル信号処理の態様をとる。
【００６８】
これに対し、第１の実施の形態のＯＦＤＭ復調装置では、ペイロードＯＦＤＭシンボルに伝播路推定用プリアンブルの位相共役を乗算するという１ステップで計算を完了させるものである。これは、乗算回路２１４においては、伝播路推定用プリアンブルの位相共役信号ａ２１４とペイロードＯＦＤＭシンボルａ２１１について、正規化していない信号を基に、複素乗算することを意味する。正規化をせずに乗算することについては、本発明者は以下のような点を考察した。
・乗算回路２１４から出力される受信電力で重み付けされた信号ａ２１５についても正規化された信号ではないため、位相ノイズ除去回路及びコンスタレーションデマッピング回路２２１において、位相ノイズ補償によりデータシンボルのレベルが下がる場合がある。これは、位相ノイズベクトル等化していないので信号の大きさにバラツキがあることによるものである。
【００６９】
・位相ノイズ除去回路及びコンスタレーションデマッピング回路２２１に入力されるデータは、もともとパケットごとに信号レベルが異なることや、特に乗算などの演算の計算結果で上位ビットに空のビットが発生してさらに信号レベルに格差が生じるなどの原因により、増大するビット数幅を保持されている必要が考えられる。
【００７０】
・信号データに割り当てるビット数幅が増大することは、乗算演算の負担が大きくなるうえ、そのまま乗算回路２１４の規模が肥大することに等しく、図１１の除算回路１１３及び乗算回路１２３を削減することができた効果が減少する。
【００７１】
そこで、第２の実施の形態では、各演算ごとに、参照シンボルの最大値でデータシンボルの各情報を規格化し、必要に応じてクリッピングする規格化手段を設ける。
【００７２】
図８は、本発明の第２の実施の形態のＯＦＤＭ復調装置の構成を示す図である。本実施の形態の説明にあたり、図１と同一構成部分には同一符号を付して重複部分の説明を省略する。
【００７３】
図８において、乗算回路２１４の前段に、振幅調整回路２５０（規格化手段）を配置する。ＦＦＴ回路、伝播路補償回路、位相ノイズ除去回路などでは、内部で乗算演算などが行われることによりデータのビット数幅が大きくなるうえ、上位ビットが空になる可能性がある。振幅調整回路２５０の基本機能は、前記ビット数幅の広いデータを受け取り、伝播路推定用プリアンブルの各サブキャリアにのせられたデータの中から最大絶対値を検出し、そのデータの最大絶対値からビットシフト量を計算し、その値にしたがって同ＯＦＤＭパケット内に含まれる全てのデータの振幅調整を行うことである。この振幅調整の度合い（振幅調整値）は、同パケットに含まれるデータが復調処理をなされている間だけ有効とし、次のＯＦＤＭパケットが到達したときは、同じ手続きにより振幅調整の度合いは更新されるものとする。
【００７４】
図９は、上記振幅調整回路２５０の構成を示す図である。
【００７５】
図９において、２１１は伝播路推定用プリアンブル分離回路、２５１はフォーマット変換回路、２５２は論理和回路、２５３はビットシフト量決定回路、２５４は上位ビット切り取り及び丸め込み回路、２５５は下位ビット切り取り回路である。
【００７６】
振幅調整回路２５０は、加減乗除などの演算を含むためにデータのビット数幅が大きくなるうえ上位ビットが空になる可能性がある乗算回路２１４の前段に配置する。入力される信号は、先頭に伝播路推定用プリアンブルが付加されたＯＦＤＭデータシンボルから構成されるＯＦＤＭパケットである。まず、このＯＦＤＭパケットから伝播路推定用プリアンブルを抜き取り、値のフォーマットを変更し、符号ビットが付加された絶対値に変換する。ハードウェアの制限や演算の基本原理から任意に決定される、可能な最大ビットシフト量をＮ＿ｍｓとする。プリアンブルに含まれる各サブキャリアのデータに関して、符号ビットを除く上位Ｎ＿ｍｓビットを取り出し、それらの論理和を計算する。この論理和の計算結果はＮ＿ｍｓビットの値であるが、ＭＳＢからみて初めて“１”がたつビットの位置が、伝播路推定用プリアンブルに含まれるサブキャリアの値の最大絶対値のＭＳＳＢの位置であり、プリアンブルに含まれる最大絶対値が有効に利用しているビットの位置を表す。この位置が論理和値の上位からＮ＿ｌビット目であるとき、Ｎ＿ｌ−１をビットシフト量Ｎ＿ｓと決定する。但し、論理和値に“１”がたたない場合は、ビットシフト量Ｎ＿ｓはＮ＿ｍｓと決定する。次に、同ＯＦＤＭパケット内に含まれる全てのデータに対して、決定されたビットシフト量Ｎ＿ｓだけＭＳＢ方向にビットシフトさせる。但し、ビットシフトを加えた結果としてデータが桁あふれをおこした場合は、丸め込みをして値を飽和させるものとする。また、下位ビットにはシフトした量だけ“０”で補完する。さらに、後ろに配置されている回路の入力ビット数幅に合うように、下位ビットを切り捨てるものとする。
【００７７】
以上の操作を加えたデータを、直後に配置した乗算回路２１４に受け渡すことにより、割り当てられたビット数幅を効果的に利用して、数値を表現することが可能になる。
【００７８】
このように、第２の実施の形態では、乗算回路２１４の前段に、参照シンボルの最大値でデータシンボルの各情報を規格化し、必要に応じてクリッピングする振幅調整回路２５０を設けているので、乗算回路２１４に受け渡すデータのビット数幅及び、乗算回路２１４内における演算ビット数を少なくすることができ、乗算回路規模の抑制を図ることが可能になる。
【００７９】
なお、上記各実施の形態に係るＯＦＤＭ復調装置では、ＯＦＤＭ復調装置の受信に適用した例であるが、二次変調から復調するものであればどのような装置に用いてもよく、また二次変調はＯＦＤＭ変調には限定されない。例えば無線及び有線の送受信機、中継器、ＴＶの映像検波回路等の各種復調装置に適用できることは言うまでもない。特に、ＯＦＤＭ方式を含むマルチキャリア変調方式全般に適用できるほか、ＣＤＭＡ等の同一時刻に広帯域の周波数帯城を使用して通信を行う無線通信装置に用いられる復調装置に適用して好適である。
【００８０】
また、上記実施の形態では、ＯＦＤＭ復調装置、電力重み付け方法の名称を用いているが、これは説明の便宜上であり、例えばＯＦＤＭ受信機、ＯＦＤＭ無線システム、マルチキャリア通信装置、受信電力による尤度付与方法等でもよく、また、通信装置等の一部に組み込まれたものであってもよい。
【００８１】
さらに、上記ＯＦＤＭ復調装置を構成する分離回路、複製回路、ビット選択回路等の種類、数などは上述した各実施の形態に限られない。
【００８２】
【発明の効果】
以上、詳述したように、本発明によれば、ＯＦＤＭ復調装置において除算器を使用しないで、伝播路の補償を行うことができ、演算回路を減らすとともに、演算精度及び演算速度を向上させることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態のＯＦＤＭ復調装置の構成を示す図である。
【図２】本実施の形態のＯＦＤＭ復調装置の等化することによる効果を説明するための１６ＱＡＭ変調されたＯＦＤＭ信号のサブキャリアのコンスタレーションを示す図である。
【図３】本実施の形態のＯＦＤＭ復調装置の等化することによる効果を説明するための１６ＱＡＭ変調されたＯＦＤＭ信号のサブキャリアのコンスタレーションを示す図である。
【図４】本実施の形態のＯＦＤＭ復調装置の等化することによる効果を説明するための１６ＱＡＭ変調されたＯＦＤＭ信号のサブキャリアのコンスタレーションを示す図である。
【図５】本実施の形態のＯＦＤＭ復調装置の等化することによる効果を説明するための１６ＱＡＭ変調されたＯＦＤＭ信号のサブキャリアのコンスタレーションを示す図である。
【図６】本実施の形態のＯＦＤＭ復調装置の等化することによる効果を説明するための１６ＱＡＭ変調されたＯＦＤＭ信号のサブキャリアのコンスタレーションを示す図である。
【図７】本実施の形態のＯＦＤＭ復調装置の等化することによる効果を説明するための１６ＱＡＭ変調されたＯＦＤＭ信号のサブキャリアのコンスタレーションを示す図である。
【図８】本発明の第２の実施の形態のＯＦＤＭ復調装置の構成を示す図である。
【図９】本実施の形態のＯＦＤＭ復調装置の振幅調整回路の構成を示す図である。
【図１０】１６ＱＡＭ変調されたＯＦＤＭ信号のサブキャリアのコンスタレーション（信号配置）を示す図である。
【図１１】従来のＯＦＤＭ無線システムの受信器の概要を示す回路構成図である。
【図１２】ＯＦＤＭ信号パケットの構成を示す図である。
【符号の説明】
２００ ＯＦＤＭ復調装置
２０１ ＡＧＣ回路
２０２ Ａ／Ｄコンバータ
２０３ 処理回路
２１０ 伝播路補償回路（尤度付与手段）
２１１ 分離回路（分離手段）
２１２ 位相共役処理回路（位相共役計算手段）
２１３ 複製回路
２１４ 乗算回路（乗算手段）
２２１ 位相ノイズ除去回路及びコンスタレーションデマッピング回路
２３０ ビタビ軟判定ビット選択回路
２３１ ビット選択回路
２４１ ビタビ復号器
２５０ 振幅調整回路（規格化手段）
２５１ フォーマット変換回路
２５２ 論理和回路
２５３ ビットシフト量決定回路
２５４ 上位ビット切り取り及び丸め込み回路
２５５ 下位ビット切り取り回路
【発明の属する技術分野】
本発明は、ディジタル無線通信システムにおけるＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：直交周波数分割多重）変調信号のＯＦＤＭ復調装置及び電力重み付け方法に係り、特に、畳み込み符号を復号するビタビ（Viterbi）復号器への入力に受信電力に応じた信頼度を与える計算方法の簡易化に関する。
【０００２】
【従来の技術】
一般に無線システムでは、電波が複数の伝播経路（マルチパス）を通って受信機に到達した場合に、異なる伝播経路の信号同士が干渉し、受信信号レベルが変動するフェージングと呼ばれる現象が発生する。
【０００３】
特に、マイクロ波帯を使用する無線ＬＡＮ（Local Area Network）では、屋内等の多数のマルチパスが発生し易い場所で使用した場合に、受信信号帯域内の特定の周波数のみ受信レベルが低下する周波数選択性フェージングが発生し易い。
【０００４】
このような環境下で、一般的なシングルキャリア方式の変調方式を、無線システムに採用した場合、周波数選択性フェージングにより、受信信号の品質が大きく劣化する。このため、周波数選択性フェージングの発生し易い環境下での使用を想定した無線ＬＡＮでは、周波数選択性フェージングへの耐性の高い、マルチキャリア変調方式の１つであるＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：直交周波数分割多重）変調方式が採用されている。
【０００５】
ＯＦＤＭ変調は、一般には、周波数領域の複数のサブキャリアのそれぞれを比較的低レートで１６ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）などの一次変調を加え、二次変調にＯＦＤＭを使用して、一次変調を加えられた周波数領域情報をＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform：高速逆フーリエ変換）することにより得られる時間領域信号波形を伝送し、総合的に高レートの伝送容量を実現する。
【０００６】
図１０は、１６ＱＡＭ変調されたＯＦＤＭ信号のサブキャリアのコンスタレーション（信号配置）を示す図である。
【０００７】
ＯＦＤＭ変調方式では、各サブキャリアは低レートで一次変調されていることに起因してそれぞれのサブキャリアの帯域幅は比較的狭いために、周波数選択性フェージングの影響を和らげることができる。ＯＦＤＭ信号帯域内で周波数選択性フェージングにより受信電力が落ち込むサブキャリアにのせられた情報は、誤り訂正やインターリーブなどの処理を加えることで誤り率の向上を図ることができる。
【０００８】
図１１は、従来のＯＦＤＭ無線システムの受信器の概要を示す回路構成図である。また、図１２は、ＯＦＤＭ信号パケットの構成を示す図である。
【０００９】
受信パケットの先頭には、ＡＧＣ（Automatic Gain Control）用プリアンブルＯＦＤＭシンボル、伝播路推定用プリアンブルＯＦＤＭシンボルが配置されるが、これらは既知の値である。その後ろに、データがのせられた複数のペイロードＯＦＤＭシンボルから構成されるペイロード部が続く形で構成される。
【００１０】
ＯＦＤＭ信号パケットは、図１２に示すように、その先頭に位置するＯＦＤＭ信号検出及びＡＧＣ及びダイバシチ選択及び粗い周波数オフセット推定及び時間同期に使用されるプリアンブル（本明細書では、これをＡＧＣ用プリアンブルと称している）と、伝播路推定及び細かい周波数オフセット推定に使用されるプリアンブル（本明細書では、これを伝播路推定用プリアンブルと称している）と、データ部分とから構成される。
【００１１】
図１２に示す受信パケットは、ＡＧＣ用プリアンブルを使用してＡＧＣ回路１０１により受信レベルが一定になるように操作されるが、この時点でＡＧＣ用プリアンブルは取り除かれる。Ａ／Ｄコンバータ１０２によりディジタル信号に変換され、処理回路１０３において周波数同期、周波数オフセット補償され、ＦＦＴ演算により二次変調が復調される。信号ａ１０３は一次変調された信号がのっている周波数領域信号であり、伝播路補償回路１１０に入力される。
【００１２】
伝播路補償回路１１０の分離回路１１１では、信号ａ１０３が伝播路推定用プリアンブルａ１１２とペイロード部ａ１１１に分離され、複製回路１１２においてペイロード部に含まれるペイロードＯＦＤＭシンボルの数だけ伝播路推定用プリアンブルが複製され、信号ａ１１３として出力される。除算回路１１３では、伝播路推定用プリアンブルａ１１２でペイロードＯＦＤＭシンボルａ１１１を除算することで伝播路補償（振幅補償及び位相補償）することにより各サブキャリアにのせられた情報を正規化し、信号ａ１１５として出力する。
【００１３】
続いて、位相ノイズ除去回路及びコンスタレーションデマッピング回路１２１で、ペイロードＯＦＤＭシンボルに含まれる位相ノイズが除去され、次に複素平面上のコンスタレーションからビット列にデマッピングされる。このデマッピングが一次復調に相当する。デマッピングされたビット信号ａ１２１に信頼度を与えるために、受信振幅絶対値で重み付けする場合は、伝播路推定用プリアンブル信号ａ１１４の各サブキャリアの絶対値を処理回路１２２で計算してａ１２２として出力し、乗算回路１２３でペイロードＯＦＤＭシンボルａ１２１の対応するサブキャリアに乗じる。受信電力で重み付けする場合は、伝播路推定用プリアンブル信号ａ１１４の各サブキャリアの電力値を処理回路１２２で計算してａ１２２として出力し、乗算回路１２３でペイロードＯＦＤＭシンボルａ１２１の対応するサブキャリアに乗じる。
【００１４】
この後に、ビタビ軟判定ビット選択回路１３０で、ビット信号に割り当てられているビット幅（例えば、１６ビット）を軟判定ビット幅（例えば、６ビット）に削減するが、これはビタビ復号器１４１では最尤復号計算をするための計算が複雑であり、ビタビ復号器１４１内で処理するデータのビット幅が小さいことが好ましいためである。ビタビ復号器１４１からは畳み込み符号から復号されたデータが出力される。
【００１５】
前述したように、ビタビ復号器への入力は、各サブキャリアの受信振幅絶対値、又は受信電力の大きさを尤度として重み付けを行い、ビタビ復号に柔軟性を持たせる軟判定が採用されている。この軟判定は、あるサブキャリアの受信電力又は受信振幅絶対値が大きいほどその信号の信頼度が大きいという考えに基づいており、ビタビ復号器への入力信号に割り当てる量子化ビット数を多くするほど尤度を多値で表現することができ、理想に近い復号が可能とされている。
【００１６】
なお、振幅絶対値重み付けを行う方法は、受信電力による重み付け方法に比べて、振幅絶対値を求めるために複雑な演算が必要であることや、誤り訂正能力等の性能面で劣るため、通常受信電力を使う方法が採用される。
【００１７】
【発明が解決しようとする課題】
従来技術では、ＦＦＴ演算により二次変調（ここではＯＦＤＭ変調）から復調された受信パケットに対して、ペイロードＯＦＤＭシンボルの各サブキャリアを、伝播路推定用プリアンブルの対応するサブキャリアで除算することにより振幅及び位相の伝播路補償を行って、各サブキャリアを正規化し、各サブキャリアに伝播路推定用プリアンブルの対応するサブキャリアの電力を乗じることでビタビ軟判定のための重み付けをしていた。
【００１８】
このような従来のＯＦＤＭ復調装置にあっては、以下のような問題点があった。
(1)振幅及び位相の伝播路補償に除算器を使用するため、回路構成が複雑になる。
(2)除算器を使用するため、データに割り当てられたビット幅数に相当する遅延が発生する。
(3)ビタビ復号のために、重み付けを行う際、除算の除数に用いた伝播路推定用プリアンブルと同一のものを、ペイロードＯＦＤＭシンボルに乗じることになり、計算に無駄が生じる。
【００１９】
本発明は、このような課題に鑑みてなされたものであって、ＯＦＤＭ復調装置において除算器を使用しないで、伝播路の補償を行うことができ、演算回路を減らすとともに、演算精度及び演算速度を向上させることができるＯＦＤＭ復調装置及び電力重み付け方法を提供することを目的とする。
【００２０】
【課題を解決するための手段】
本発明のＯＦＤＭ復調装置は、畳み込み符号を復号するビタビ復号器を備えるＯＦＤＭ信号の復調装置において、二次変調から復調された受信パケットから、伝播路推定用プリアンブルとペイロードＯＦＤＭシンボルとを分離する分離手段と、前記伝播路推定用プリアンブルの各サブキャリアの位相共役を計算する位相共役計算手段と、前記ペイロードＯＦＤＭシンボルの各サブキャリアと対応する前記伝播路推定用プリアンブルの各サブキャリアの位相共役信号とを複素乗算する乗算手段とを備えることを特徴とする。
【００２１】
また、前記位相共役は、前記伝播路推定用プリアンブルの各サブキャリアの位相に対しての複素共役であることを特徴としている。
【００２２】
さらに、より好ましくは、前記伝播路推定用プリアンブルＯＦＤＭシンボルに基づいて、前記乗算手段に入力される前記ペイロードＯＦＤＭシンボルの情報を規格化する規格化手段を備えるものであってもよい。
【００２３】
また、前記規格化手段は、前記伝播路推定用プリアンブルＯＦＤＭシンボルの最大値を基準にデータをクリッピングするものであってもよい。
【００２４】
本発明の電力重み付け方法は、畳み込み符号を復号するビタビ復号器への入力に受信電力に応じた重み付けをする電力重み付け方法において、二次変調から復調された受信パケットに対して、伝播路推定用プリアンブルとペイロードＯＦＤＭシンボルとを分離するステップと、前記伝播路推定用プリアンブルの各サブキャリアの位相共役を計算するステップと、前記ペイロードＯＦＤＭシンボルの各サブキャリアに、対応する前記伝播路推定用プリアンブルの各サブキャリアの位相共役信号を乗算して電力による重み付けを行うステップとを有することを特徴としている。
【００２５】
【発明の実施の形態】
以下、添付図面を参照しながら本発明の好適なＯＦＤＭ復調装置及び電力重み付け方法の実施の形態について詳細に説明する。
【００２６】
まず、本発明の基本的な考え方について説明する。
【００２７】
ＦＦＴ演算により二次変調（例えば、ＯＦＤＭ変調）から復調された受信パケットに対して、ペイロードＯＦＤＭシンボルの各サブキャリアに、伝播路推定用プリアンブルの各サブキャリアの位相に対しての複素共役（以下、これを位相共役と呼ぶ）をとって対応するサブキャリアに乗じることで、伝播路位相補償のみを行うことが可能である。この時、振幅に関しては伝播路補償が行われずに伝播路振幅特性が乗じられたことになるが、これは、受信電力で重み付けした尤度を与えたことに相当し、ビタビ復号器での誤り訂正に有効である。
【００２８】
したがって、従来回路例の、ペイロードＯＦＤＭシンボルの伝播路推定用プリアンブルで除算することによるペイロードＯＦＤＭの正規化、伝播路推定用プリアンブルに伝播路推定用プリアンブルの位相共役を乗算することによる受信電力の計算、正規化されたペイロードＯＦＤＭシンボルの受信電力による重み付けの３ステップの計算を、本発明ではペイロードＯＦＤＭシンボルに伝播路推定用プリアンブルの位相共役を乗算するという１ステップの計算で完了することができる。
【００２９】
本発明では、ペイロードＯＦＤＭシンボル部の各サブキャリアに伝播路推定用プリアンブルの位相共役をとって対応するサブキャリアに乗じることで、伝播路位相補償と各サブキャリアの受信電力による重み付けを一括して行う。
【００３０】
第１の実施の形態
図１は、上記基本的な考え方に基づく本発明の第１の実施の形態のＯＦＤＭ復調装置の構成を示す図である。図１に示すＯＦＤＭ復調装置は、ＯＦＤＭ無線システムの受信器に適用した例である。
【００３１】
図１において、ＯＦＤＭ復調装置２００は、ＡＧＣ用プリアンブルを使用して各パケットの受信レベルを一定にするＡＧＣ回路２０１と、受信レベルが一定にされた受信信号ａ２０１をディジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバータ２０２と、ディジタル信号に変換された信号ａ２０２に対し周波数オフセット補償、伝播路補償、位相ノイズ除去などの操作を行う処理回路２０３と、処理回路２０３において周波数同期、周波数オフセット補償及びＦＦＴ演算により二次変調が復調された信号ａ２０３から伝播路推定用プリアンブル信号ａ２１２とＯＦＤＭデータ信号ａ２１１とを分離する分離回路２１１（分離手段）と、伝播路推定用プリアンブルの各サブキャリア信号の位相共役を計算する位相共役処理回路２１２（位相共役計算手段）と、ペイロード部に含まれるペイロードＯＦＤＭシンボルの数だけ位相共役信号ａ２１３を複製する複製回路２１３と、複製された伝播路推定用プリアンブルの各サブキャリアの位相共役信号ａ２１４とペイロードＯＦＤＭシンボルａ２１１の対応するサブキャリアとを複素乗算して受信電力で重み付けされた信号ａ２１５として出力する乗算回路２１４（乗算手段）と、受信電力で重み付けされた信号ａ２１５からペイロードＯＦＤＭシンボルａ２１１に含まれる位相ノイズを除去し、複素平面上のコンスタレーションからビット列にデマッピングする位相ノイズ除去回路及びコンスタレーションデマッピング回路２２１と、デマッピングされたビット信号ａ２２１に対し、ビット信号に割り当てられているビット幅（例えば、１６ビット）を軟判定ビット幅（例えば、６ビット）に削減するビタビ軟判定ビット選択回路２３０と、ビタビ軟判定ビット選択回路２３０に入力された信号ａ２２１のうちＭＳＢ（Most Significant Bit）からＮビットだけを有効なデータ信号ａ２３１とし、残りの下位ビットを切り捨てるビット選択回路２３１と、データ信号ａ２３１に対し最尤復号計算を行って畳み込み符号を復号したデータを出力するビタビ復号器２４１とを備えて構成される。
【００３２】
上記分離回路２１１、位相共役処理回路２１２、複製回路２１３及び乗算回路２１４は、全体として、受信パケットに対してペイロードＯＦＤＭシンボルの各サブキャリアに、伝播路推定用プリアンブルの各サブキャリアの位相共役をとって対応するサブキャリアに乗じる伝播路位相補償及びビタビ復号器の受信電力による重み付けを行う伝播路補償回路２１０（尤度付与手段）を構成する。
【００３３】
すなわち、本ＯＦＤＭ復調装置は、図１１に示す従来回路から形式的にはペイロードＯＦＤＭの正規化のための除算回路１１３、及び受信電力の計算のための乗算回路１２２を取り除いた構成となっている。
【００３４】
以下、上述のように構成されたＯＦＤＭ復調装置の動作を説明する。
【００３５】
乗算回路２１４では、ペイロードＯＦＤＭシンボルの各サブキャリアに、伝播路推定用プリアンブルの各サブキャリアの位相共役をとって対応するサブキャリアに乗じることで、伝播路位相補償のみを行うことが可能である。このことの等価性について数式により説明する。
【００３６】
ある時間のＯＦＤＭシンボルに注目する。Ｓp（k）は送信伝播路推定用プリアンブルＯＦＤＭシンボル、Ｓd（k）は送信ペイロードＯＦＤＭシンボル、kはサブキャリア番号、α（k）は伝播路特性を示すものとする。また、*は位相共役を表すものとする。なお、伝播路推定用プリアンブルは各サブキャリアの受信電力比較を容易にするために同振幅の情報がのせられている。
【００３７】
伝播路特性α（k）を受けるので、受信伝播路推定用プリアンブルはＳp（k）Ｘα（k）、受信ペイロードＯＦＤＭシンボルはＳd（k）Ｘα（k）となる。従来例における伝播路補償による正規化は、受信ペイロードＯＦＤＭシンボルを受信伝播路推定用プリアンブルで除算するので、次式（１）となる。図１１に示す従来回路では除算回路１１３を用いた除算による正規化に対応する。
[Ｓd（k）Ｘα（k）]／[Ｓp（k）Ｘα（k）] …（１）
【００３８】
各サブキャリアの受信電力は、伝播路推定用プリアンブルＳp（k）Ｘα（k）に位相共役を乗じることにより計算できるので次式（２）のようになる。図１１の従来回路では処理回路１２２による電力又は振幅絶対値計算に対応する。
[Ｓp（k）Ｘα（k）]Ｘ[Ｓp（k）Ｘα（k）]* …（２）
【００３９】
ペイロードＯＦＤＭシンボルの受信電力による重み付けは、式（１）と式（２）を乗じることであるから、
【００４０】
上記式（３）の左辺が図１１の従来回路の伝播路位相補償及びビタビ復号器の受信電力による重み付け計算に、また右辺が本ＯＦＤＭ復調装置の伝播路位相補償及びビタビ復号器の受信電力による重み付け計算にそれぞれ対応する。
【００４１】
したがって、従来回路では、３つのステップ、すなわち
(1)受信参照シンボル（送信伝播路推定用プリアンブルＯＦＤＭシンボル）Ｓpαでの除算
(2)受信参照シンボルＳpαの受信電力の計算
(3)上記(1)の計算結果と上記(2)の計算結果の乗算
という３ステップの計算を必要としていたものが、本ＯＦＤＭ復調装置では、(1)データシンボル（ペイロードＯＦＤＭシンボル）と参照シンボル位相共役の乗算という１ステップの計算で行うことができる。
【００４２】
これにより、従来例と比較して、乗算器一個と除算器一個を節約することができ、演算回路を減らすことで演算精度の劣化を防ぎ、除算器を使用しないことで演算処理の遅延も回避できる。
【００４３】
ここで、上記伝播路推定用プリアンブルの各サブキャリアを複素数表現すると、次式（４）により示される。但し、ｊは−１の平方根、ａ，ｂは実数を示す。
Ｓp（k）＝ａ（k）＋ｊｂ（k） …（４）
【００４４】
１ＯＦＤＭシンボルのサブキャリア数ｎが４８とすると、伝播路推定用プリアンブルに含まれる各サブキャリアの値は次式（４）’となる。
【００４５】
【００４６】
次に、図１のＯＦＤＭ復調装置２００の動作について説明する。
【００４７】
受信信号の振幅をＡ／Ｄコンバータ２０２のダイナミックレンジ内に調節するために、図１２に示すように、パケットの先頭にＡＧＣ回路用プリアンブル信号が送信される。ＡＧＣ回路２０１では、このプリアンブル信号の受信レベルに基づいて増幅利得制御を行い、各パケットの受信レベルを等化する。
【００４８】
受信パケットは、ＡＧＣ用プリアンブルを使用してＡＧＣ回路２０１により受信レベルが一定になるように操作されるが、この時点でＡＧＣ用プリアンブルは取り除かれる。Ａ／Ｄコンバータ２０２によりディジタル信号に変換され、処理回路２０３において周波数同期、周波数オフセット補償され、ＦＦＴ演算により二次変調が復調される。信号ａ２０３は一次変調された信号がのっている周波数領域信号である。信号ａ２０３は、伝播路補償回路２１０の分離回路２１１に出力される。
【００４９】
分離回路２１１では、信号ａ２０３から伝播路推定用プリアンブル信号ａ２１２とペイロードＯＦＤＭシンボル信号ａ２１１とを分離し、分離した伝播路推定用プリアンブル信号ａ２１２は位相共役処理回路２１２に、ペイロードＯＦＤＭシンボル信号ａ２１１は乗算回路２１４に出力される。
【００５０】
位相共役処理回路２１２では、前述した複素計算により伝播路推定用プリアンブルの各サブキャリア信号の位相共役が計算され、信号ａ２１３として複製回路２１３に出力される。この位相共役の計算は、送信伝播路推定用プリアンブルＯＦＤＭシンボルＳp（k）の虚数部に、−１を掛けるという簡単な演算である。
【００５１】
複製回路２１３においてペイロード部に含まれるペイロードＯＦＤＭシンボルの数だけ信号ａ２１３が複製され、位相共役信号ａ２１４として乗算回路２１４に出力される。
【００５２】
乗算回路２１４では、伝播路推定用プリアンブルの位相共役信号ａ２１４と前記ペイロードＯＦＤＭシンボルａ２１１について、対応するサブキャリアを複素乗算することにより、伝播路で受けた位相回転が補償される。振幅については、伝播路推定用プリアンブルａ２１４の受けた伝播路振幅特性とペイロードＯＦＤＭシンボルａ２１１が受けた伝播路振幅特性が乗じられることになり、各サブキャリアは受信電力で重み付けされることになり、信号ａ２１５として位相ノイズ除去回路及びコンスタレーションデマッピング回路２２１に出力される。
【００５３】
位相ノイズ除去回路及びコンスタレーションデマッピング回路２２１では、ペイロードＯＦＤＭシンボルに含まれる位相ノイズが除去され、次に複素平面上のコンスタレーションからビット列にデマッピングされる。このデマッピングが一次復調に相当し、デマッピングされたビット信号ａ２２１はビタビ軟判定ビット選択回路２３０に出力される。
【００５４】
ビタビ軟判定ビット選択回路２３０では、ビット信号に割り当てられているビット幅（例えば、１６ビット）を軟判定ビット幅（例えば、６ビット）に削減するため、ビット選択回路２３１によりビタビ軟判定ビット選択回路２３０に入力された信号ａ１０８のうちＭＳＢからＮビットだけを有効なデータ信号ａ２３１としてビタビ復号器２４１に出力する。ビタビ復号器２４１では、このデータ信号ａ２３１を復号し、ビタビ復号器２４１からは畳み込み符号から復号されたデータが出力される。
【００５５】
したがって、従来回路例の、ペイロードＯＦＤＭシンボルを伝播路推定用プリアンブルで除算することによるペイロードＯＦＤＭの正規化、伝播路推定用プリアンブルに伝播路推定用プリアンブルの位相共役を乗算することによる受信電力の計算、正規化されたペイロードＯＦＤＭシンボルの受信電力による重み付けの３ステップの計算を、本実施の形態ではペイロードＯＦＤＭシンボルに伝播路推定用プリアンブルの位相共役を乗算するという１ステップの計算で完了することができる。
【００５６】
従来回路例の３ステップにわたる計算と、本実施の形態の１ステップの計算結果が、実際のディジタル計算上でどれだけの差になるかは、値表現に割り当てられるビット幅にも依存してくるため簡単には示すことはできない。しかし、従来方法で各サブキャリア情報を等化した場合に、低Ｓ／Ｎの値のノイズ量が過大評価されることが原因で発生する、位相ノイズ除去時の問題がある。この従来方法の不具合について、以下、本実施の形態の回路例との比較により具体的内容で説明する。
【００５７】
図２乃至図７は、等化することによる効果を説明するための１６ＱＡＭ変調されたＯＦＤＭ信号のサブキャリアのコンスタレーション（第一象現のみ表示）を示す図である。
【００５８】
前記図１１の位相ノイズ除去回路及びコンスタレーションデマッピング回路１２１、前記図１の位相ノイズ除去回路及びコンスタレーションデマッピング回路２２１では、位相回転を補償する。これは、図１１の伝播路補償回路１１０及び図１の伝播路補償回路２１０における伝播路補償において、参照信号から推定する伝播路位相回転情報での位相補償では取り除くことのできない位相回転成分があるためである。
【００５９】
この原因は、発振器の位相が不安定で時間的に変動するためであり、発振器において参照ＯＦＤＭシンボルが受ける位相回転と、データＯＦＤＭシンボルが受ける位相回転がちがうためである。そのため本来なら図２に示すように伝播路補償後に正規の位置に戻るはずの１６ＱＡＭのコンスタレーション（第一象限のみ表示）が、図３に示すように位相回転する場合がある。これを補償するためにデータＯＦＤＭシンボル内（データサブキャリア４８本、パイロットサブキャリア４本）の既知のパイロットサブキャリアを使用して位相を回転させる。
【００６０】
いま、パイロットキャリア数が２つの場合に、従来例と本ＯＦＤＭ復調装置とでどのような差が生じるかを示す。但し、フェージング環境下でパイロット１の受信レベルが高く（高Ｓ／Ｎ）、パイロット２の受信レベルが小さい（低Ｓ／Ｎ）とする。図４に示すように、本ＯＦＤＭ復調装置により受信電力重み付けをした場合で、受信レベルの低いパイロット２の寄与は小さく、パイロット１とパイロット２が平均された合成パイロットの位相量は確かさがある。この合成パイロットにより位相回転を加えると図６に示すようにコンスタレーションの大きさは小さくなるものの位相については正しい位置に戻る。しかし、従来例では各パイロットキャリアが等化されるために図５に示すようにパイロット２のノイズ成分が過大評価され、合成パイロットの位相は誤差が大きくなる。したがって、図７に示すように位相は回転したままになる。復調にあたり位相情報は振幅情報よりも重要であるために、図６の方が好ましい。
【００６１】
等化後に、Ｓ／Ｎの高い値とＳ／Ｎの低い値を演算することで、その演算結果のＳ／Ｎが悪くなる。これを数式で表すと、パイロットキャリア１の信号成分ベクトルをＳ１、ノイズ成分ベクトルをＮ１、パイロットキャリア２の信号成分ベクトルをＳ２、ノイズ成分ベクトルをＮ２とする。
・等化しない場合、２つのパイロットの和は、
（Ｓ１＋Ｎ１）＋（Ｓ２＋Ｎ２） …（５）
Ｓ／Ｎは、
（Ｓ１＋Ｓ２）／（Ｎ１＋Ｎ２） …（６）
である。
【００６２】
・パイロット２を等化する時にベクトル長をｋ倍するとき、２つのパイロットの和は、
（Ｓ１＋Ｎ１）＋ｋ（Ｓ２＋Ｎ２） …（７）
但し、Ｓ１＋Ｎ１＝ｋ（Ｓ２＋Ｎ２）＝ｃ（ｃは定数値ベクトル）
Ｓ／Ｎは、
【００６３】
但し、乗算時は、
・等化しない場合、２つのパイロットの積は、
（Ｓ１＋Ｎ１）×（Ｓ２＋Ｎ２） …（９）
Ｓ／Ｎは、
（Ｓ１Ｓ２）／（Ｓ１Ｎ２＋Ｓ２Ｎ１＋Ｎ１Ｎ２） …（１０）
・パイロット２を等化する時にベクトル長をｋ倍するとき、２つのパイロットの積は、
（Ｓ１＋Ｎ１）×ｋ（Ｓ２＋Ｎ２） …（１１）
Ｓ／Ｎは、
（Ｓ１Ｓ２）／（Ｓ１Ｎ２＋Ｓ２Ｎ１＋Ｎ１Ｎ２） …（１２）
であるために、Ｓ／Ｎは等化した場合もしない場合も変わらない。
【００６４】
以上説明したように、第１の実施の形態に係るＯＦＤＭ復調装置２００は、二次変調が復調された信号ａ２０３から伝播路推定用プリアンブル信号ａ２１２とＯＦＤＭデータ信号ａ２１１とを分離する分離回路２１１と、伝播路推定用プリアンブルの各サブキャリア信号の位相共役を計算する位相共役処理回路２１２と、ペイロードＯＦＤＭシンボルの数だけ位相共役信号ａ２１３を複製する複製回路２１３と、複製された伝播路推定用プリアンブルの各サブキャリアの位相共役信号ａ２１４とペイロードＯＦＤＭシンボルａ２１１の対応するサブキャリアとを複素乗算して受信電力で重み付けされた信号ａ２１５として出力する乗算回路２１４と、信号ａ２１５からペイロードＯＦＤＭシンボルａ２１１に含まれる位相ノイズを除去し、デマッピングする位相ノイズ除去回路及びコンスタレーションデマッピング回路２２１と、ビット信号ａ２２１に割り当てられているビット幅を軟判定ビット幅に削減するビタビ軟判定ビット選択回路２３０と、畳み込み符号を復号するビタビ復号器２４１とを備え、ＦＦＴ演算により二次変調から復調された受信パケットに対して、ペイロードＯＦＤＭシンボルの各サブキャリアに、伝播路推定用プリアンブルの各サブキャリアの位相共役をとって対応するサブキャリアに乗じる構成としたので、伝播路位相補償と各サブキャリアの受信電力による重み付けを一括して行うことができ、ＯＦＤＭ復調装置において除算器を使用しないで、伝播路の補償を行うことができる。これにより、演算回路を減らすとともに、演算精度及び演算速度を向上させることが可能になる。
【００６５】
例えば、図１１に示す従来回路と比較して、乗算器一個と除算器一個を節約することができ、演算回路を減らすことで演算精度の劣化を防ぎ、除算器を使用しないことで演算処理の遅延も回避できる。
【００６６】
また、従来回路では、ペイロードＯＦＤＭシンボルの伝播路推定用プリアンブルで除算することによるペイロードＯＦＤＭの正規化、伝播路推定用プリアンブルに伝播路推定用プリアンブルの位相共役を乗算することによる受信電力の計算、正規化されたペイロードＯＦＤＭシンボルの受信電力による重み付けの３ステップの計算が必要であったのに対し、本実施の形態ではペイロードＯＦＤＭシンボルに伝播路推定用プリアンブルの位相共役を乗算するという１ステップの計算で完了することにより、乗算器及び除算器の数の節約とともに、計算に要する遅延を少なくすることができる。
【００６７】
第２の実施の形態
従来回路では、図１１に示すように、ＯＦＤＭデータ信号ａ１０３に含まれる各サブキャリアの情報を、分離回路１１１により分離し、複製回路１１２により複製した後、除算回路１１３により除算を行って正規化し、正規化された信号ａ１１５を基に、位相ノイズ除去回路及びコンスタレーションデマッピング回路１２１でペイロードＯＦＤＭシンボルに含まれる位相ノイズ除去してデマッピングする。乗算回路１２３による電力重み付けについても正規化された信号ａ１２１に対して受信電力で重み付けされる。すなわち、まずペイロードＯＦＤＭシンボルの正規化をし、正規化されたペイロードＯＦＤＭシンボルに対して受信電力又は振幅絶対値による重み付けを行うという一般的なディジタル信号処理の態様をとる。
【００６８】
これに対し、第１の実施の形態のＯＦＤＭ復調装置では、ペイロードＯＦＤＭシンボルに伝播路推定用プリアンブルの位相共役を乗算するという１ステップで計算を完了させるものである。これは、乗算回路２１４においては、伝播路推定用プリアンブルの位相共役信号ａ２１４とペイロードＯＦＤＭシンボルａ２１１について、正規化していない信号を基に、複素乗算することを意味する。正規化をせずに乗算することについては、本発明者は以下のような点を考察した。
・乗算回路２１４から出力される受信電力で重み付けされた信号ａ２１５についても正規化された信号ではないため、位相ノイズ除去回路及びコンスタレーションデマッピング回路２２１において、位相ノイズ補償によりデータシンボルのレベルが下がる場合がある。これは、位相ノイズベクトル等化していないので信号の大きさにバラツキがあることによるものである。
【００６９】
・位相ノイズ除去回路及びコンスタレーションデマッピング回路２２１に入力されるデータは、もともとパケットごとに信号レベルが異なることや、特に乗算などの演算の計算結果で上位ビットに空のビットが発生してさらに信号レベルに格差が生じるなどの原因により、増大するビット数幅を保持されている必要が考えられる。
【００７０】
・信号データに割り当てるビット数幅が増大することは、乗算演算の負担が大きくなるうえ、そのまま乗算回路２１４の規模が肥大することに等しく、図１１の除算回路１１３及び乗算回路１２３を削減することができた効果が減少する。
【００７１】
そこで、第２の実施の形態では、各演算ごとに、参照シンボルの最大値でデータシンボルの各情報を規格化し、必要に応じてクリッピングする規格化手段を設ける。
【００７２】
図８は、本発明の第２の実施の形態のＯＦＤＭ復調装置の構成を示す図である。本実施の形態の説明にあたり、図１と同一構成部分には同一符号を付して重複部分の説明を省略する。
【００７３】
図８において、乗算回路２１４の前段に、振幅調整回路２５０（規格化手段）を配置する。ＦＦＴ回路、伝播路補償回路、位相ノイズ除去回路などでは、内部で乗算演算などが行われることによりデータのビット数幅が大きくなるうえ、上位ビットが空になる可能性がある。振幅調整回路２５０の基本機能は、前記ビット数幅の広いデータを受け取り、伝播路推定用プリアンブルの各サブキャリアにのせられたデータの中から最大絶対値を検出し、そのデータの最大絶対値からビットシフト量を計算し、その値にしたがって同ＯＦＤＭパケット内に含まれる全てのデータの振幅調整を行うことである。この振幅調整の度合い（振幅調整値）は、同パケットに含まれるデータが復調処理をなされている間だけ有効とし、次のＯＦＤＭパケットが到達したときは、同じ手続きにより振幅調整の度合いは更新されるものとする。
【００７４】
図９は、上記振幅調整回路２５０の構成を示す図である。
【００７５】
図９において、２１１は伝播路推定用プリアンブル分離回路、２５１はフォーマット変換回路、２５２は論理和回路、２５３はビットシフト量決定回路、２５４は上位ビット切り取り及び丸め込み回路、２５５は下位ビット切り取り回路である。
【００７６】
振幅調整回路２５０は、加減乗除などの演算を含むためにデータのビット数幅が大きくなるうえ上位ビットが空になる可能性がある乗算回路２１４の前段に配置する。入力される信号は、先頭に伝播路推定用プリアンブルが付加されたＯＦＤＭデータシンボルから構成されるＯＦＤＭパケットである。まず、このＯＦＤＭパケットから伝播路推定用プリアンブルを抜き取り、値のフォーマットを変更し、符号ビットが付加された絶対値に変換する。ハードウェアの制限や演算の基本原理から任意に決定される、可能な最大ビットシフト量をＮ＿ｍｓとする。プリアンブルに含まれる各サブキャリアのデータに関して、符号ビットを除く上位Ｎ＿ｍｓビットを取り出し、それらの論理和を計算する。この論理和の計算結果はＮ＿ｍｓビットの値であるが、ＭＳＢからみて初めて“１”がたつビットの位置が、伝播路推定用プリアンブルに含まれるサブキャリアの値の最大絶対値のＭＳＳＢの位置であり、プリアンブルに含まれる最大絶対値が有効に利用しているビットの位置を表す。この位置が論理和値の上位からＮ＿ｌビット目であるとき、Ｎ＿ｌ−１をビットシフト量Ｎ＿ｓと決定する。但し、論理和値に“１”がたたない場合は、ビットシフト量Ｎ＿ｓはＮ＿ｍｓと決定する。次に、同ＯＦＤＭパケット内に含まれる全てのデータに対して、決定されたビットシフト量Ｎ＿ｓだけＭＳＢ方向にビットシフトさせる。但し、ビットシフトを加えた結果としてデータが桁あふれをおこした場合は、丸め込みをして値を飽和させるものとする。また、下位ビットにはシフトした量だけ“０”で補完する。さらに、後ろに配置されている回路の入力ビット数幅に合うように、下位ビットを切り捨てるものとする。
【００７７】
以上の操作を加えたデータを、直後に配置した乗算回路２１４に受け渡すことにより、割り当てられたビット数幅を効果的に利用して、数値を表現することが可能になる。
【００７８】
このように、第２の実施の形態では、乗算回路２１４の前段に、参照シンボルの最大値でデータシンボルの各情報を規格化し、必要に応じてクリッピングする振幅調整回路２５０を設けているので、乗算回路２１４に受け渡すデータのビット数幅及び、乗算回路２１４内における演算ビット数を少なくすることができ、乗算回路規模の抑制を図ることが可能になる。
【００７９】
なお、上記各実施の形態に係るＯＦＤＭ復調装置では、ＯＦＤＭ復調装置の受信に適用した例であるが、二次変調から復調するものであればどのような装置に用いてもよく、また二次変調はＯＦＤＭ変調には限定されない。例えば無線及び有線の送受信機、中継器、ＴＶの映像検波回路等の各種復調装置に適用できることは言うまでもない。特に、ＯＦＤＭ方式を含むマルチキャリア変調方式全般に適用できるほか、ＣＤＭＡ等の同一時刻に広帯域の周波数帯城を使用して通信を行う無線通信装置に用いられる復調装置に適用して好適である。
【００８０】
また、上記実施の形態では、ＯＦＤＭ復調装置、電力重み付け方法の名称を用いているが、これは説明の便宜上であり、例えばＯＦＤＭ受信機、ＯＦＤＭ無線システム、マルチキャリア通信装置、受信電力による尤度付与方法等でもよく、また、通信装置等の一部に組み込まれたものであってもよい。
【００８１】
さらに、上記ＯＦＤＭ復調装置を構成する分離回路、複製回路、ビット選択回路等の種類、数などは上述した各実施の形態に限られない。
【００８２】
【発明の効果】
以上、詳述したように、本発明によれば、ＯＦＤＭ復調装置において除算器を使用しないで、伝播路の補償を行うことができ、演算回路を減らすとともに、演算精度及び演算速度を向上させることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態のＯＦＤＭ復調装置の構成を示す図である。
【図２】本実施の形態のＯＦＤＭ復調装置の等化することによる効果を説明するための１６ＱＡＭ変調されたＯＦＤＭ信号のサブキャリアのコンスタレーションを示す図である。
【図３】本実施の形態のＯＦＤＭ復調装置の等化することによる効果を説明するための１６ＱＡＭ変調されたＯＦＤＭ信号のサブキャリアのコンスタレーションを示す図である。
【図４】本実施の形態のＯＦＤＭ復調装置の等化することによる効果を説明するための１６ＱＡＭ変調されたＯＦＤＭ信号のサブキャリアのコンスタレーションを示す図である。
【図５】本実施の形態のＯＦＤＭ復調装置の等化することによる効果を説明するための１６ＱＡＭ変調されたＯＦＤＭ信号のサブキャリアのコンスタレーションを示す図である。
【図６】本実施の形態のＯＦＤＭ復調装置の等化することによる効果を説明するための１６ＱＡＭ変調されたＯＦＤＭ信号のサブキャリアのコンスタレーションを示す図である。
【図７】本実施の形態のＯＦＤＭ復調装置の等化することによる効果を説明するための１６ＱＡＭ変調されたＯＦＤＭ信号のサブキャリアのコンスタレーションを示す図である。
【図８】本発明の第２の実施の形態のＯＦＤＭ復調装置の構成を示す図である。
【図９】本実施の形態のＯＦＤＭ復調装置の振幅調整回路の構成を示す図である。
【図１０】１６ＱＡＭ変調されたＯＦＤＭ信号のサブキャリアのコンスタレーション（信号配置）を示す図である。
【図１１】従来のＯＦＤＭ無線システムの受信器の概要を示す回路構成図である。
【図１２】ＯＦＤＭ信号パケットの構成を示す図である。
【符号の説明】
２００ ＯＦＤＭ復調装置
２０１ ＡＧＣ回路
２０２ Ａ／Ｄコンバータ
２０３ 処理回路
２１０ 伝播路補償回路（尤度付与手段）
２１１ 分離回路（分離手段）
２１２ 位相共役処理回路（位相共役計算手段）
２１３ 複製回路
２１４ 乗算回路（乗算手段）
２２１ 位相ノイズ除去回路及びコンスタレーションデマッピング回路
２３０ ビタビ軟判定ビット選択回路
２３１ ビット選択回路
２４１ ビタビ復号器
２５０ 振幅調整回路（規格化手段）
２５１ フォーマット変換回路
２５２ 論理和回路
２５３ ビットシフト量決定回路
２５４ 上位ビット切り取り及び丸め込み回路
２５５ 下位ビット切り取り回路
Claims (5)
- 畳み込み符号を復号するビタビ復号器を備えるＯＦＤＭ信号の復調装置において、
二次変調から復調された受信パケットから、伝播路推定用プリアンブルとペイロードＯＦＤＭシンボルとを分離する分離手段と、
前記伝播路推定用プリアンブルの各サブキャリアの位相共役を計算する位相共役計算手段と、
前記ペイロードＯＦＤＭシンボルの各サブキャリアと対応する前記伝播路推定用プリアンブルの各サブキャリアの位相共役信号とを複素乗算する乗算手段と
を備えることを特徴とするＯＦＤＭ復調装置。 - 前記位相共役は、前記伝播路推定用プリアンブルの各サブキャリアの位相に対しての複素共役であることを特徴とする請求項１記載のＯＦＤＭ復調装置。
- さらに、前記伝播路推定用プリアンブルＯＦＤＭシンボルに基づいて、前記乗算手段に入力される前記ペイロードＯＦＤＭシンボルの情報を規格化する規格化手段を備えることを特徴とする請求項１記載のＯＦＤＭ復調装置。
- 前記規格化手段は、前記伝播路推定用プリアンブルＯＦＤＭシンボルの最大値を基準にデータをクリッピングすることを特徴とする請求項３記載のＯＦＤＭ復調装置。
- 畳み込み符号を復号するビタビ復号器への入力に受信電力に応じた重み付けをする電力重み付け方法において、
二次変調から復調された受信パケットに対して、伝播路推定用プリアンブルとペイロードＯＦＤＭシンボルとを分離するステップと、
前記伝播路推定用プリアンブルの各サブキャリアの位相共役を計算するステップと、
前記ペイロードＯＦＤＭシンボルの各サブキャリアに、対応する前記伝播路推定用プリアンブルの各サブキャリアの位相共役信号を乗算して電力による重み付けを行うステップと
を有することを特徴とする電力重み付け方法。
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