JP2003258758A - Ofdm復調装置及び電力重み付け方法 - Google Patents

Ofdm復調装置及び電力重み付け方法

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JP2003258758A
JP2003258758A JP2002058999A JP2002058999A JP2003258758A JP 2003258758 A JP2003258758 A JP 2003258758A JP 2002058999 A JP2002058999 A JP 2002058999A JP 2002058999 A JP2002058999 A JP 2002058999A JP 2003258758 A JP2003258758 A JP 2003258758A
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Abstract

(57)【要約】 【課題】 OFDM復調装置において除算器を使用しな
いで、伝播路の補償を行うことができ、演算回路を減ら
すとともに、演算精度及び演算速度を向上させることが
できるOFDM復調装置及び電力重み付け方法を提供す
る。 【解決手段】 OFDM復調装置200は、二次変調が
復調された信号a203から伝播路推定用プリアンブル
信号a212とOFDMデータ信号a211とを分離す
る分離回路211と、複製された伝播路推定用プリアン
ブルの各サブキャリアの位相共役信号a214とペイロ
ードOFDMシンボルa211の対応するサブキャリア
とを複素乗算して受信電力で重み付けされた信号a21
5として出力する乗算回路214とを備え、FFT演算
により二次変調から復調された受信パケットに対して、
ペイロードOFDMシンボルの各サブキャリアに、伝播
路推定用プリアンブルの各サブキャリアの位相共役をと
って対応するサブキャリアに乗じる構成とする。

Description

【発明の詳細な説明】
【0001】
【発明の属する技術分野】本発明は、ディジタル無線通
信システムにおけるOFDM(Orthogonal Frequency D
ivision Multiplexing:直交周波数分割多重)変調信号
のOFDM復調装置及び電力重み付け方法に係り、特
に、畳み込み符号を復号するビタビ(Viterbi)復号器
への入力に受信電力に応じた信頼度を与える計算方法の
簡易化に関する。
【0002】
【従来の技術】一般に無線システムでは、電波が複数の
伝播経路(マルチパス)を通って受信機に到達した場合
に、異なる伝播経路の信号同士が干渉し、受信信号レベ
ルが変動するフェージングと呼ばれる現象が発生する。
【0003】特に、マイクロ波帯を使用する無線LAN
(Local Area Network)では、屋内等の多数のマルチパ
スが発生し易い場所で使用した場合に、受信信号帯域内
の特定の周波数のみ受信レベルが低下する周波数選択性
フェージングが発生し易い。
【0004】このような環境下で、一般的なシングルキ
ャリア方式の変調方式を、無線システムに採用した場
合、周波数選択性フェージングにより、受信信号の品質
が大きく劣化する。このため、周波数選択性フェージン
グの発生し易い環境下での使用を想定した無線LANで
は、周波数選択性フェージングへの耐性の高い、マルチ
キャリア変調方式の1つであるOFDM(Orthogonal F
requency Division Multiplexing:直交周波数分割多
重)変調方式が採用されている。
【0005】OFDM変調は、一般には、周波数領域の
複数のサブキャリアのそれぞれを比較的低レートで16
QAM(Quadrature Amplitude Modulation)などの一
次変調を加え、二次変調にOFDMを使用して、一次変
調を加えられた周波数領域情報をIFFT(Inverse Fa
st Fourier Transform:高速逆フーリエ変換)すること
により得られる時間領域信号波形を伝送し、総合的に高
レートの伝送容量を実現する。
【0006】図10は、16QAM変調されたOFDM
信号のサブキャリアのコンスタレーション(信号配置)
を示す図である。
【0007】OFDM変調方式では、各サブキャリアは
低レートで一次変調されていることに起因してそれぞれ
のサブキャリアの帯域幅は比較的狭いために、周波数選
択性フェージングの影響を和らげることができる。OF
DM信号帯域内で周波数選択性フェージングにより受信
電力が落ち込むサブキャリアにのせられた情報は、誤り
訂正やインターリーブなどの処理を加えることで誤り率
の向上を図ることができる。
【0008】図11は、従来のOFDM無線システムの
受信器の概要を示す回路構成図である。また、図12
は、OFDM信号パケットの構成を示す図である。
【0009】受信パケットの先頭には、AGC(Automa
tic Gain Control)用プリアンブルOFDMシンボル、
伝播路推定用プリアンブルOFDMシンボルが配置され
るが、これらは既知の値である。その後ろに、データが
のせられた複数のペイロードOFDMシンボルから構成
されるペイロード部が続く形で構成される。
【0010】OFDM信号パケットは、図12に示すよ
うに、その先頭に位置するOFDM信号検出及びAGC
及びダイバシチ選択及び粗い周波数オフセット推定及び
時間同期に使用されるプリアンブル(本明細書では、こ
れをAGC用プリアンブルと称している)と、伝播路推
定及び細かい周波数オフセット推定に使用されるプリア
ンブル(本明細書では、これを伝播路推定用プリアンブ
ルと称している)と、データ部分とから構成される。
【0011】図12に示す受信パケットは、AGC用プ
リアンブルを使用してAGC回路101により受信レベ
ルが一定になるように操作されるが、この時点でAGC
用プリアンブルは取り除かれる。A/Dコンバータ10
2によりディジタル信号に変換され、処理回路103に
おいて周波数同期、周波数オフセット補償され、FFT
演算により二次変調が復調される。信号a103は一次
変調された信号がのっている周波数領域信号であり、伝
播路補償回路110に入力される。
【0012】伝播路補償回路110の分離回路111で
は、信号a103が伝播路推定用プリアンブルa112
とペイロード部a111に分離され、複製回路112に
おいてペイロード部に含まれるペイロードOFDMシン
ボルの数だけ伝播路推定用プリアンブルが複製され、信
号a113として出力される。除算回路113では、伝
播路推定用プリアンブルa112でペイロードOFDM
シンボルa111を除算することで伝播路補償(振幅補
償及び位相補償)することにより各サブキャリアにのせ
られた情報を正規化し、信号a115として出力する。
【0013】続いて、位相ノイズ除去回路及びコンスタ
レーションデマッピング回路121で、ペイロードOF
DMシンボルに含まれる位相ノイズが除去され、次に複
素平面上のコンスタレーションからビット列にデマッピ
ングされる。このデマッピングが一次復調に相当する。
デマッピングされたビット信号a121に信頼度を与え
るために、受信振幅絶対値で重み付けする場合は、伝播
路推定用プリアンブル信号a114の各サブキャリアの
絶対値を処理回路122で計算してa122として出力
し、乗算回路123でペイロードOFDMシンボルa1
21の対応するサブキャリアに乗じる。受信電力で重み
付けする場合は、伝播路推定用プリアンブル信号a11
4の各サブキャリアの電力値を処理回路122で計算し
てa122として出力し、乗算回路123でペイロード
OFDMシンボルa121の対応するサブキャリアに乗
じる。
【0014】この後に、ビタビ軟判定ビット選択回路1
30で、ビット信号に割り当てられているビット幅(例
えば、16ビット)を軟判定ビット幅(例えば、6ビッ
ト)に削減するが、これはビタビ復号器141では最尤
復号計算をするための計算が複雑であり、ビタビ復号器
141内で処理するデータのビット幅が小さいことが好
ましいためである。ビタビ復号器141からは畳み込み
符号から復号されたデータが出力される。
【0015】前述したように、ビタビ復号器への入力
は、各サブキャリアの受信振幅絶対値、又は受信電力の
大きさを尤度として重み付けを行い、ビタビ復号に柔軟
性を持たせる軟判定が採用されている。この軟判定は、
あるサブキャリアの受信電力又は受信振幅絶対値が大き
いほどその信号の信頼度が大きいという考えに基づいて
おり、ビタビ復号器への入力信号に割り当てる量子化ビ
ット数を多くするほど尤度を多値で表現することがで
き、理想に近い復号が可能とされている。
【0016】なお、振幅絶対値重み付けを行う方法は、
受信電力による重み付け方法に比べて、振幅絶対値を求
めるために複雑な演算が必要であることや、誤り訂正能
力等の性能面で劣るため、通常受信電力を使う方法が採
用される。
【0017】
【発明が解決しようとする課題】従来技術では、FFT
演算により二次変調(ここではOFDM変調)から復調
された受信パケットに対して、ペイロードOFDMシン
ボルの各サブキャリアを、伝播路推定用プリアンブルの
対応するサブキャリアで除算することにより振幅及び位
相の伝播路補償を行って、各サブキャリアを正規化し、
各サブキャリアに伝播路推定用プリアンブルの対応する
サブキャリアの電力を乗じることでビタビ軟判定のため
の重み付けをしていた。
【0018】このような従来のOFDM復調装置にあっ
ては、以下のような問題点があった。 (1)振幅及び位相の伝播路補償に除算器を使用するた
め、回路構成が複雑になる。 (2)除算器を使用するため、データに割り当てられたビ
ット幅数に相当する遅延が発生する。 (3)ビタビ復号のために、重み付けを行う際、除算の除
数に用いた伝播路推定用プリアンブルと同一のものを、
ペイロードOFDMシンボルに乗じることになり、計算
に無駄が生じる。
【0019】本発明は、このような課題に鑑みてなされ
たものであって、OFDM復調装置において除算器を使
用しないで、伝播路の補償を行うことができ、演算回路
を減らすとともに、演算精度及び演算速度を向上させる
ことができるOFDM復調装置及び電力重み付け方法を
提供することを目的とする。
【0020】
【課題を解決するための手段】本発明のOFDM復調装
置は、畳み込み符号を復号するビタビ復号器を備えるO
FDM信号の復調装置において、二次変調から復調され
た受信パケットから、伝播路推定用プリアンブルとペイ
ロードOFDMシンボルとを分離する分離手段と、前記
伝播路推定用プリアンブルの各サブキャリアの位相共役
を計算する位相共役計算手段と、前記ペイロードOFD
Mシンボルの各サブキャリアと対応する前記伝播路推定
用プリアンブルの各サブキャリアの位相共役信号とを複
素乗算する乗算手段とを備えることを特徴とする。
【0021】また、前記位相共役は、前記伝播路推定用
プリアンブルの各サブキャリアの位相に対しての複素共
役であることを特徴としている。
【0022】さらに、より好ましくは、前記伝播路推定
用プリアンブルOFDMシンボルに基づいて、前記乗算
手段に入力される前記ペイロードOFDMシンボルの情
報を規格化する規格化手段を備えるものであってもよ
い。
【0023】また、前記規格化手段は、前記伝播路推定
用プリアンブルOFDMシンボルの最大値を基準にデー
タをクリッピングするものであってもよい。
【0024】本発明の電力重み付け方法は、畳み込み符
号を復号するビタビ復号器への入力に受信電力に応じた
重み付けをする電力重み付け方法において、二次変調か
ら復調された受信パケットに対して、伝播路推定用プリ
アンブルとペイロードOFDMシンボルとを分離するス
テップと、前記伝播路推定用プリアンブルの各サブキャ
リアの位相共役を計算するステップと、前記ペイロード
OFDMシンボルの各サブキャリアに、対応する前記伝
播路推定用プリアンブルの各サブキャリアの位相共役信
号を乗算して電力による重み付けを行うステップとを有
することを特徴としている。
【0025】
【発明の実施の形態】以下、添付図面を参照しながら本
発明の好適なOFDM復調装置及び電力重み付け方法の
実施の形態について詳細に説明する。
【0026】まず、本発明の基本的な考え方について説
明する。
【0027】FFT演算により二次変調(例えば、OF
DM変調)から復調された受信パケットに対して、ペイ
ロードOFDMシンボルの各サブキャリアに、伝播路推
定用プリアンブルの各サブキャリアの位相に対しての複
素共役(以下、これを位相共役と呼ぶ)をとって対応す
るサブキャリアに乗じることで、伝播路位相補償のみを
行うことが可能である。この時、振幅に関しては伝播路
補償が行われずに伝播路振幅特性が乗じられたことにな
るが、これは、受信電力で重み付けした尤度を与えたこ
とに相当し、ビタビ復号器での誤り訂正に有効である。
【0028】したがって、従来回路例の、ペイロードO
FDMシンボルの伝播路推定用プリアンブルで除算する
ことによるペイロードOFDMの正規化、伝播路推定用
プリアンブルに伝播路推定用プリアンブルの位相共役を
乗算することによる受信電力の計算、正規化されたペイ
ロードOFDMシンボルの受信電力による重み付けの3
ステップの計算を、本発明ではペイロードOFDMシン
ボルに伝播路推定用プリアンブルの位相共役を乗算する
という1ステップの計算で完了することができる。
【0029】本発明では、ペイロードOFDMシンボル
部の各サブキャリアに伝播路推定用プリアンブルの位相
共役をとって対応するサブキャリアに乗じることで、伝
播路位相補償と各サブキャリアの受信電力による重み付
けを一括して行う。
【0030】第1の実施の形態 図1は、上記基本的な考え方に基づく本発明の第1の実
施の形態のOFDM復調装置の構成を示す図である。図
1に示すOFDM復調装置は、OFDM無線システムの
受信器に適用した例である。
【0031】図1において、OFDM復調装置200
は、AGC用プリアンブルを使用して各パケットの受信
レベルを一定にするAGC回路201と、受信レベルが
一定にされた受信信号a201をディジタル信号に変換
するA/Dコンバータ202と、ディジタル信号に変換
された信号a202に対し周波数オフセット補償、伝播
路補償、位相ノイズ除去などの操作を行う処理回路20
3と、処理回路203において周波数同期、周波数オフ
セット補償及びFFT演算により二次変調が復調された
信号a203から伝播路推定用プリアンブル信号a21
2とOFDMデータ信号a211とを分離する分離回路
211(分離手段)と、伝播路推定用プリアンブルの各
サブキャリア信号の位相共役を計算する位相共役処理回
路212(位相共役計算手段)と、ペイロード部に含ま
れるペイロードOFDMシンボルの数だけ位相共役信号
a213を複製する複製回路213と、複製された伝播
路推定用プリアンブルの各サブキャリアの位相共役信号
a214とペイロードOFDMシンボルa211の対応
するサブキャリアとを複素乗算して受信電力で重み付け
された信号a215として出力する乗算回路214(乗
算手段)と、受信電力で重み付けされた信号a215か
らペイロードOFDMシンボルa211に含まれる位相
ノイズを除去し、複素平面上のコンスタレーションから
ビット列にデマッピングする位相ノイズ除去回路及びコ
ンスタレーションデマッピング回路221と、デマッピ
ングされたビット信号a221に対し、ビット信号に割
り当てられているビット幅(例えば、16ビット)を軟
判定ビット幅(例えば、6ビット)に削減するビタビ軟
判定ビット選択回路230と、ビタビ軟判定ビット選択
回路230に入力された信号a221のうちMSB(Mo
st Significant Bit)からNビットだけを有効なデータ
信号a231とし、残りの下位ビットを切り捨てるビッ
ト選択回路231と、データ信号a231に対し最尤復
号計算を行って畳み込み符号を復号したデータを出力す
るビタビ復号器241とを備えて構成される。
【0032】上記分離回路211、位相共役処理回路2
12、複製回路213及び乗算回路214は、全体とし
て、受信パケットに対してペイロードOFDMシンボル
の各サブキャリアに、伝播路推定用プリアンブルの各サ
ブキャリアの位相共役をとって対応するサブキャリアに
乗じる伝播路位相補償及びビタビ復号器の受信電力によ
る重み付けを行う伝播路補償回路210(尤度付与手
段)を構成する。
【0033】すなわち、本OFDM復調装置は、図11
に示す従来回路から形式的にはペイロードOFDMの正
規化のための除算回路113、及び受信電力の計算のた
めの乗算回路122を取り除いた構成となっている。
【0034】以下、上述のように構成されたOFDM復
調装置の動作を説明する。
【0035】乗算回路214では、ペイロードOFDM
シンボルの各サブキャリアに、伝播路推定用プリアンブ
ルの各サブキャリアの位相共役をとって対応するサブキ
ャリアに乗じることで、伝播路位相補償のみを行うこと
が可能である。このことの等価性について数式により説
明する。
【0036】ある時間のOFDMシンボルに注目する。
Sp(k)は送信伝播路推定用プリアンブルOFDMシン
ボル、Sd(k)は送信ペイロードOFDMシンボル、k
はサブキャリア番号、α(k)は伝播路特性を示すもの
とする。また、*は位相共役を表すものとする。なお、
伝播路推定用プリアンブルは各サブキャリアの受信電力
比較を容易にするために同振幅の情報がのせられてい
る。
【0037】伝播路特性α(k)を受けるので、受信伝
播路推定用プリアンブルはSp(k)Xα(k)、受信ペ
イロードOFDMシンボルはSd(k)Xα(k)とな
る。従来例における伝播路補償による正規化は、受信ペ
イロードOFDMシンボルを受信伝播路推定用プリアン
ブルで除算するので、次式(1)となる。図11に示す
従来回路では除算回路113を用いた除算による正規化
に対応する。 [Sd(k)Xα(k)]/[Sp(k)Xα(k)] …(1)
【0038】各サブキャリアの受信電力は、伝播路推定
用プリアンブルSp(k)Xα(k)に位相共役を乗じる
ことにより計算できるので次式(2)のようになる。図
11の従来回路では処理回路122による電力又は振幅
絶対値計算に対応する。 [Sp(k)Xα(k)]X[Sp(k)Xα(k)]* …(2)
【0039】ペイロードOFDMシンボルの受信電力に
よる重み付けは、式(1)と式(2)を乗じることであ
るから、 [Sd(k)Xα(k)]/[Sp(k)Xα(k)]X[Sp(k)Xα(k)]X[Sp(k )Xα(k)]* =|α(k)|2XSd(k)XSp*(k) =[α(k)XSd(k)]X[α(k)XSp(k)]* …(3) となり、これは受信ペイロードOFDMシンボルに受信
伝播路推定用プリアンブルOFDMシンボルの位相共役
を乗じたことに他ならない。図11の従来回路では乗算
回路123による重み付けに対応する。
【0040】上記式(3)の左辺が図11の従来回路の
伝播路位相補償及びビタビ復号器の受信電力による重み
付け計算に、また右辺が本OFDM復調装置の伝播路位
相補償及びビタビ復号器の受信電力による重み付け計算
にそれぞれ対応する。
【0041】したがって、従来回路では、3つのステッ
プ、すなわち (1)受信参照シンボル(送信伝播路推定用プリアンブル
OFDMシンボル)Spαでの除算 (2)受信参照シンボルSpαの受信電力の計算 (3)上記(1)の計算結果と上記(2)の計算結果の乗算とい
う3ステップの計算を必要としていたものが、本OFD
M復調装置では、(1)データシンボル(ペイロードOF
DMシンボル)と参照シンボル位相共役の乗算という1
ステップの計算で行うことができる。
【0042】これにより、従来例と比較して、乗算器一
個と除算器一個を節約することができ、演算回路を減ら
すことで演算精度の劣化を防ぎ、除算器を使用しないこ
とで演算処理の遅延も回避できる。
【0043】ここで、上記伝播路推定用プリアンブルの
各サブキャリアを複素数表現すると、次式(4)により
示される。但し、jは−1の平方根、a,bは実数を示
す。 Sp(k)=a(k)+jb(k) …(4)
【0044】1OFDMシンボルのサブキャリア数nが
48とすると、伝播路推定用プリアンブルに含まれる各
サブキャリアの値は次式(4)’となる。
【0045】 Sp(1)=a(1)+jb(1) Sp(2)=a(2)+jb(2) ・ ・ ・ Sp(48)=a(48)+jb(48) …(4)’ また、位相共役は、上記式(4)の虚数部jbに、−1
を掛けて(−jb)とすればよく、本実施の形態では図
1の位相共役処理回路212において行われる。
【0046】次に、図1のOFDM復調装置200の動
作について説明する。
【0047】受信信号の振幅をA/Dコンバータ202
のダイナミックレンジ内に調節するために、図12に示
すように、パケットの先頭にAGC回路用プリアンブル
信号が送信される。AGC回路201では、このプリア
ンブル信号の受信レベルに基づいて増幅利得制御を行
い、各パケットの受信レベルを等化する。
【0048】受信パケットは、AGC用プリアンブルを
使用してAGC回路201により受信レベルが一定にな
るように操作されるが、この時点でAGC用プリアンブ
ルは取り除かれる。A/Dコンバータ202によりディ
ジタル信号に変換され、処理回路203において周波数
同期、周波数オフセット補償され、FFT演算により二
次変調が復調される。信号a203は一次変調された信
号がのっている周波数領域信号である。信号a203
は、伝播路補償回路210の分離回路211に出力され
る。
【0049】分離回路211では、信号a203から伝
播路推定用プリアンブル信号a212とペイロードOF
DMシンボル信号a211とを分離し、分離した伝播路
推定用プリアンブル信号a212は位相共役処理回路2
12に、ペイロードOFDMシンボル信号a211は乗
算回路214に出力される。
【0050】位相共役処理回路212では、前述した複
素計算により伝播路推定用プリアンブルの各サブキャリ
ア信号の位相共役が計算され、信号a213として複製
回路213に出力される。この位相共役の計算は、送信
伝播路推定用プリアンブルOFDMシンボルSp(k)の
虚数部に、−1を掛けるという簡単な演算である。
【0051】複製回路213においてペイロード部に含
まれるペイロードOFDMシンボルの数だけ信号a21
3が複製され、位相共役信号a214として乗算回路2
14に出力される。
【0052】乗算回路214では、伝播路推定用プリア
ンブルの位相共役信号a214と前記ペイロードOFD
Mシンボルa211について、対応するサブキャリアを
複素乗算することにより、伝播路で受けた位相回転が補
償される。振幅については、伝播路推定用プリアンブル
a214の受けた伝播路振幅特性とペイロードOFDM
シンボルa211が受けた伝播路振幅特性が乗じられる
ことになり、各サブキャリアは受信電力で重み付けされ
ることになり、信号a215として位相ノイズ除去回路
及びコンスタレーションデマッピング回路221に出力
される。
【0053】位相ノイズ除去回路及びコンスタレーショ
ンデマッピング回路221では、ペイロードOFDMシ
ンボルに含まれる位相ノイズが除去され、次に複素平面
上のコンスタレーションからビット列にデマッピングさ
れる。このデマッピングが一次復調に相当し、デマッピ
ングされたビット信号a221はビタビ軟判定ビット選
択回路230に出力される。
【0054】ビタビ軟判定ビット選択回路230では、
ビット信号に割り当てられているビット幅(例えば、1
6ビット)を軟判定ビット幅(例えば、6ビット)に削
減するため、ビット選択回路231によりビタビ軟判定
ビット選択回路230に入力された信号a108のうち
MSBからNビットだけを有効なデータ信号a231と
してビタビ復号器241に出力する。ビタビ復号器24
1では、このデータ信号a231を復号し、ビタビ復号
器241からは畳み込み符号から復号されたデータが出
力される。
【0055】したがって、従来回路例の、ペイロードO
FDMシンボルを伝播路推定用プリアンブルで除算する
ことによるペイロードOFDMの正規化、伝播路推定用
プリアンブルに伝播路推定用プリアンブルの位相共役を
乗算することによる受信電力の計算、正規化されたペイ
ロードOFDMシンボルの受信電力による重み付けの3
ステップの計算を、本実施の形態ではペイロードOFD
Mシンボルに伝播路推定用プリアンブルの位相共役を乗
算するという1ステップの計算で完了することができ
る。
【0056】従来回路例の3ステップにわたる計算と、
本実施の形態の1ステップの計算結果が、実際のディジ
タル計算上でどれだけの差になるかは、値表現に割り当
てられるビット幅にも依存してくるため簡単には示すこ
とはできない。しかし、従来方法で各サブキャリア情報
を等化した場合に、低S/Nの値のノイズ量が過大評価
されることが原因で発生する、位相ノイズ除去時の問題
がある。この従来方法の不具合について、以下、本実施
の形態の回路例との比較により具体的内容で説明する。
【0057】図2乃至図7は、等化することによる効果
を説明するための16QAM変調されたOFDM信号の
サブキャリアのコンスタレーション(第一象現のみ表
示)を示す図である。
【0058】前記図11の位相ノイズ除去回路及びコン
スタレーションデマッピング回路121、前記図1の位
相ノイズ除去回路及びコンスタレーションデマッピング
回路221では、位相回転を補償する。これは、図11
の伝播路補償回路110及び図1の伝播路補償回路21
0における伝播路補償において、参照信号から推定する
伝播路位相回転情報での位相補償では取り除くことので
きない位相回転成分があるためである。
【0059】この原因は、発振器の位相が不安定で時間
的に変動するためであり、発振器において参照OFDM
シンボルが受ける位相回転と、データOFDMシンボル
が受ける位相回転がちがうためである。そのため本来な
ら図2に示すように伝播路補償後に正規の位置に戻るは
ずの16QAMのコンスタレーション(第一象限のみ表
示)が、図3に示すように位相回転する場合がある。こ
れを補償するためにデータOFDMシンボル内(データ
サブキャリア48本、パイロットサブキャリア4本)の
既知のパイロットサブキャリアを使用して位相を回転さ
せる。
【0060】いま、パイロットキャリア数が2つの場合
に、従来例と本OFDM復調装置とでどのような差が生
じるかを示す。但し、フェージング環境下でパイロット
1の受信レベルが高く(高S/N)、パイロット2の受
信レベルが小さい(低S/N)とする。図4に示すよう
に、本OFDM復調装置により受信電力重み付けをした
場合で、受信レベルの低いパイロット2の寄与は小さ
く、パイロット1とパイロット2が平均された合成パイ
ロットの位相量は確かさがある。この合成パイロットに
より位相回転を加えると図6に示すようにコンスタレー
ションの大きさは小さくなるものの位相については正し
い位置に戻る。しかし、従来例では各パイロットキャリ
アが等化されるために図5に示すようにパイロット2の
ノイズ成分が過大評価され、合成パイロットの位相は誤
差が大きくなる。したがって、図7に示すように位相は
回転したままになる。復調にあたり位相情報は振幅情報
よりも重要であるために、図6の方が好ましい。
【0061】等化後に、S/Nの高い値とS/Nの低い
値を演算することで、その演算結果のS/Nが悪くな
る。これを数式で表すと、パイロットキャリア1の信号
成分ベクトルをS1、ノイズ成分ベクトルをN1、パイ
ロットキャリア2の信号成分ベクトルをS2、ノイズ成
分ベクトルをN2とする。 ・等化しない場合、2つのパイロットの和は、 (S1+N1)+(S2+N2) …(5) S/Nは、 (S1+S2)/(N1+N2) …(6) である。
【0062】・パイロット2を等化する時にベクトル長
をk倍するとき、2つのパイロットの和は、 (S1+N1)+k(S2+N2) …(7) 但し、S1+N1=k(S2+N2)=c(cは定数値
ベクトル) S/Nは、 (S1+kS2)/(N1+kN2)=(S1+c-kN2)/(N1+kN 2) …(8) であるために、S2/N2の値にかかわらず、kが大き
いほどS/Nは悪くなる。
【0063】但し、乗算時は、 ・等化しない場合、2つのパイロットの積は、 (S1+N1)×(S2+N2) …(9) S/Nは、 (S1S2)/(S1N2+S2N1+N1N2) …(10) ・パイロット2を等化する時にベクトル長をk倍すると
き、2つのパイロットの積は、 (S1+N1)×k(S2+N2) …(11) S/Nは、 (S1S2)/(S1N2+S2N1+N1N2) …(12) であるために、S/Nは等化した場合もしない場合も変
わらない。
【0064】以上説明したように、第1の実施の形態に
係るOFDM復調装置200は、二次変調が復調された
信号a203から伝播路推定用プリアンブル信号a21
2とOFDMデータ信号a211とを分離する分離回路
211と、伝播路推定用プリアンブルの各サブキャリア
信号の位相共役を計算する位相共役処理回路212と、
ペイロードOFDMシンボルの数だけ位相共役信号a2
13を複製する複製回路213と、複製された伝播路推
定用プリアンブルの各サブキャリアの位相共役信号a2
14とペイロードOFDMシンボルa211の対応する
サブキャリアとを複素乗算して受信電力で重み付けされ
た信号a215として出力する乗算回路214と、信号
a215からペイロードOFDMシンボルa211に含
まれる位相ノイズを除去し、デマッピングする位相ノイ
ズ除去回路及びコンスタレーションデマッピング回路2
21と、ビット信号a221に割り当てられているビッ
ト幅を軟判定ビット幅に削減するビタビ軟判定ビット選
択回路230と、畳み込み符号を復号するビタビ復号器
241とを備え、FFT演算により二次変調から復調さ
れた受信パケットに対して、ペイロードOFDMシンボ
ルの各サブキャリアに、伝播路推定用プリアンブルの各
サブキャリアの位相共役をとって対応するサブキャリア
に乗じる構成としたので、伝播路位相補償と各サブキャ
リアの受信電力による重み付けを一括して行うことがで
き、OFDM復調装置において除算器を使用しないで、
伝播路の補償を行うことができる。これにより、演算回
路を減らすとともに、演算精度及び演算速度を向上させ
ることが可能になる。
【0065】例えば、図11に示す従来回路と比較し
て、乗算器一個と除算器一個を節約することができ、演
算回路を減らすことで演算精度の劣化を防ぎ、除算器を
使用しないことで演算処理の遅延も回避できる。
【0066】また、従来回路では、ペイロードOFDM
シンボルの伝播路推定用プリアンブルで除算することに
よるペイロードOFDMの正規化、伝播路推定用プリア
ンブルに伝播路推定用プリアンブルの位相共役を乗算す
ることによる受信電力の計算、正規化されたペイロード
OFDMシンボルの受信電力による重み付けの3ステッ
プの計算が必要であったのに対し、本実施の形態ではペ
イロードOFDMシンボルに伝播路推定用プリアンブル
の位相共役を乗算するという1ステップの計算で完了す
ることにより、乗算器及び除算器の数の節約とともに、
計算に要する遅延を少なくすることができる。
【0067】第2の実施の形態 従来回路では、図11に示すように、OFDMデータ信
号a103に含まれる各サブキャリアの情報を、分離回
路111により分離し、複製回路112により複製した
後、除算回路113により除算を行って正規化し、正規
化された信号a115を基に、位相ノイズ除去回路及び
コンスタレーションデマッピング回路121でペイロー
ドOFDMシンボルに含まれる位相ノイズ除去してデマ
ッピングする。乗算回路123による電力重み付けにつ
いても正規化された信号a121に対して受信電力で重
み付けされる。すなわち、まずペイロードOFDMシン
ボルの正規化をし、正規化されたペイロードOFDMシ
ンボルに対して受信電力又は振幅絶対値による重み付け
を行うという一般的なディジタル信号処理の態様をと
る。
【0068】これに対し、第1の実施の形態のOFDM
復調装置では、ペイロードOFDMシンボルに伝播路推
定用プリアンブルの位相共役を乗算するという1ステッ
プで計算を完了させるものである。これは、乗算回路2
14においては、伝播路推定用プリアンブルの位相共役
信号a214とペイロードOFDMシンボルa211に
ついて、正規化していない信号を基に、複素乗算するこ
とを意味する。正規化をせずに乗算することについて
は、本発明者は以下のような点を考察した。 ・乗算回路214から出力される受信電力で重み付けさ
れた信号a215についても正規化された信号ではない
ため、位相ノイズ除去回路及びコンスタレーションデマ
ッピング回路221において、位相ノイズ補償によりデ
ータシンボルのレベルが下がる場合がある。これは、位
相ノイズベクトル等化していないので信号の大きさにバ
ラツキがあることによるものである。
【0069】・位相ノイズ除去回路及びコンスタレーシ
ョンデマッピング回路221に入力されるデータは、も
ともとパケットごとに信号レベルが異なることや、特に
乗算などの演算の計算結果で上位ビットに空のビットが
発生してさらに信号レベルに格差が生じるなどの原因に
より、増大するビット数幅を保持されている必要が考え
られる。
【0070】・信号データに割り当てるビット数幅が増
大することは、乗算演算の負担が大きくなるうえ、その
まま乗算回路214の規模が肥大することに等しく、図
11の除算回路113及び乗算回路123を削減するこ
とができた効果が減少する。
【0071】そこで、第2の実施の形態では、各演算ご
とに、参照シンボルの最大値でデータシンボルの各情報
を規格化し、必要に応じてクリッピングする規格化手段
を設ける。
【0072】図8は、本発明の第2の実施の形態のOF
DM復調装置の構成を示す図である。本実施の形態の説
明にあたり、図1と同一構成部分には同一符号を付して
重複部分の説明を省略する。
【0073】図8において、乗算回路214の前段に、
振幅調整回路250(規格化手段)を配置する。FFT
回路、伝播路補償回路、位相ノイズ除去回路などでは、
内部で乗算演算などが行われることによりデータのビッ
ト数幅が大きくなるうえ、上位ビットが空になる可能性
がある。振幅調整回路250の基本機能は、前記ビット
数幅の広いデータを受け取り、伝播路推定用プリアンブ
ルの各サブキャリアにのせられたデータの中から最大絶
対値を検出し、そのデータの最大絶対値からビットシフ
ト量を計算し、その値にしたがって同OFDMパケット
内に含まれる全てのデータの振幅調整を行うことであ
る。この振幅調整の度合い(振幅調整値)は、同パケッ
トに含まれるデータが復調処理をなされている間だけ有
効とし、次のOFDMパケットが到達したときは、同じ
手続きにより振幅調整の度合いは更新されるものとす
る。
【0074】図9は、上記振幅調整回路250の構成を
示す図である。
【0075】図9において、211は伝播路推定用プリ
アンブル分離回路、251はフォーマット変換回路、2
52は論理和回路、253はビットシフト量決定回路、
254は上位ビット切り取り及び丸め込み回路、255
は下位ビット切り取り回路である。
【0076】振幅調整回路250は、加減乗除などの演
算を含むためにデータのビット数幅が大きくなるうえ上
位ビットが空になる可能性がある乗算回路214の前段
に配置する。入力される信号は、先頭に伝播路推定用プ
リアンブルが付加されたOFDMデータシンボルから構
成されるOFDMパケットである。まず、このOFDM
パケットから伝播路推定用プリアンブルを抜き取り、値
のフォーマットを変更し、符号ビットが付加された絶対
値に変換する。ハードウェアの制限や演算の基本原理か
ら任意に決定される、可能な最大ビットシフト量をN_
msとする。プリアンブルに含まれる各サブキャリアの
データに関して、符号ビットを除く上位N_msビット
を取り出し、それらの論理和を計算する。この論理和の
計算結果はN_msビットの値であるが、MSBからみ
て初めて“1”がたつビットの位置が、伝播路推定用プ
リアンブルに含まれるサブキャリアの値の最大絶対値の
MSSBの位置であり、プリアンブルに含まれる最大絶
対値が有効に利用しているビットの位置を表す。この位
置が論理和値の上位からN_lビット目であるとき、N
_l−1をビットシフト量N_sと決定する。但し、論
理和値に“1”がたたない場合は、ビットシフト量N_
sはN_msと決定する。次に、同OFDMパケット内
に含まれる全てのデータに対して、決定されたビットシ
フト量N_sだけMSB方向にビットシフトさせる。但
し、ビットシフトを加えた結果としてデータが桁あふれ
をおこした場合は、丸め込みをして値を飽和させるもの
とする。また、下位ビットにはシフトした量だけ“0”
で補完する。さらに、後ろに配置されている回路の入力
ビット数幅に合うように、下位ビットを切り捨てるもの
とする。
【0077】以上の操作を加えたデータを、直後に配置
した乗算回路214に受け渡すことにより、割り当てら
れたビット数幅を効果的に利用して、数値を表現するこ
とが可能になる。
【0078】このように、第2の実施の形態では、乗算
回路214の前段に、参照シンボルの最大値でデータシ
ンボルの各情報を規格化し、必要に応じてクリッピング
する振幅調整回路250を設けているので、乗算回路2
14に受け渡すデータのビット数幅及び、乗算回路21
4内における演算ビット数を少なくすることができ、乗
算回路規模の抑制を図ることが可能になる。
【0079】なお、上記各実施の形態に係るOFDM復
調装置では、OFDM復調装置の受信に適用した例であ
るが、二次変調から復調するものであればどのような装
置に用いてもよく、また二次変調はOFDM変調には限
定されない。例えば無線及び有線の送受信機、中継器、
TVの映像検波回路等の各種復調装置に適用できること
は言うまでもない。特に、OFDM方式を含むマルチキ
ャリア変調方式全般に適用できるほか、CDMA等の同
一時刻に広帯域の周波数帯城を使用して通信を行う無線
通信装置に用いられる復調装置に適用して好適である。
【0080】また、上記実施の形態では、OFDM復調
装置、電力重み付け方法の名称を用いているが、これは
説明の便宜上であり、例えばOFDM受信機、OFDM
無線システム、マルチキャリア通信装置、受信電力によ
る尤度付与方法等でもよく、また、通信装置等の一部に
組み込まれたものであってもよい。
【0081】さらに、上記OFDM復調装置を構成する
分離回路、複製回路、ビット選択回路等の種類、数など
は上述した各実施の形態に限られない。
【0082】
【発明の効果】以上、詳述したように、本発明によれ
ば、OFDM復調装置において除算器を使用しないで、
伝播路の補償を行うことができ、演算回路を減らすとと
もに、演算精度及び演算速度を向上させることができ
る。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の第1の実施の形態のOFDM復調装置
の構成を示す図である。
【図2】本実施の形態のOFDM復調装置の等化するこ
とによる効果を説明するための16QAM変調されたO
FDM信号のサブキャリアのコンスタレーションを示す
図である。
【図3】本実施の形態のOFDM復調装置の等化するこ
とによる効果を説明するための16QAM変調されたO
FDM信号のサブキャリアのコンスタレーションを示す
図である。
【図4】本実施の形態のOFDM復調装置の等化するこ
とによる効果を説明するための16QAM変調されたO
FDM信号のサブキャリアのコンスタレーションを示す
図である。
【図5】本実施の形態のOFDM復調装置の等化するこ
とによる効果を説明するための16QAM変調されたO
FDM信号のサブキャリアのコンスタレーションを示す
図である。
【図6】本実施の形態のOFDM復調装置の等化するこ
とによる効果を説明するための16QAM変調されたO
FDM信号のサブキャリアのコンスタレーションを示す
図である。
【図7】本実施の形態のOFDM復調装置の等化するこ
とによる効果を説明するための16QAM変調されたO
FDM信号のサブキャリアのコンスタレーションを示す
図である。
【図8】本発明の第2の実施の形態のOFDM復調装置
の構成を示す図である。
【図9】本実施の形態のOFDM復調装置の振幅調整回
路の構成を示す図である。
【図10】16QAM変調されたOFDM信号のサブキ
ャリアのコンスタレーション(信号配置)を示す図であ
る。
【図11】従来のOFDM無線システムの受信器の概要
を示す回路構成図である。
【図12】OFDM信号パケットの構成を示す図であ
る。
【符号の説明】
200 OFDM復調装置 201 AGC回路 202 A/Dコンバータ 203 処理回路 210 伝播路補償回路(尤度付与手段) 211 分離回路(分離手段) 212 位相共役処理回路(位相共役計算手段) 213 複製回路 214 乗算回路(乗算手段) 221 位相ノイズ除去回路及びコンスタレーションデ
マッピング回路 230 ビタビ軟判定ビット選択回路 231 ビット選択回路 241 ビタビ復号器 250 振幅調整回路(規格化手段) 251 フォーマット変換回路 252 論理和回路 253 ビットシフト量決定回路 254 上位ビット切り取り及び丸め込み回路 255 下位ビット切り取り回路

Claims (5)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項1】 畳み込み符号を復号するビタビ復号器を
    備えるOFDM信号の復調装置において、 二次変調から復調された受信パケットから、伝播路推定
    用プリアンブルとペイロードOFDMシンボルとを分離
    する分離手段と、 前記伝播路推定用プリアンブルの各サブキャリアの位相
    共役を計算する位相共役計算手段と、 前記ペイロードOFDMシンボルの各サブキャリアと対
    応する前記伝播路推定用プリアンブルの各サブキャリア
    の位相共役信号とを複素乗算する乗算手段とを備えるこ
    とを特徴とするOFDM復調装置。
  2. 【請求項2】 前記位相共役は、前記伝播路推定用プリ
    アンブルの各サブキャリアの位相に対しての複素共役で
    あることを特徴とする請求項1記載のOFDM復調装
    置。
  3. 【請求項3】 さらに、前記伝播路推定用プリアンブル
    OFDMシンボルに基づいて、前記乗算手段に入力され
    る前記ペイロードOFDMシンボルの情報を規格化する
    規格化手段を備えることを特徴とする請求項1記載のO
    FDM復調装置。
  4. 【請求項4】 前記規格化手段は、前記伝播路推定用プ
    リアンブルOFDMシンボルの最大値を基準にデータを
    クリッピングすることを特徴とする請求項3記載のOF
    DM復調装置。
  5. 【請求項5】 畳み込み符号を復号するビタビ復号器へ
    の入力に受信電力に応じた重み付けをする電力重み付け
    方法において、 二次変調から復調された受信パケットに対して、伝播路
    推定用プリアンブルとペイロードOFDMシンボルとを
    分離するステップと、 前記伝播路推定用プリアンブルの各サブキャリアの位相
    共役を計算するステップと、 前記ペイロードOFDMシンボルの各サブキャリアに、
    対応する前記伝播路推定用プリアンブルの各サブキャリ
    アの位相共役信号を乗算して電力による重み付けを行う
    ステップとを有することを特徴とする電力重み付け方
    法。
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