JP5653837B2 - Ｏｆｄｍ信号受信装置 - Google Patents

Description

本発明は、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：直交周波数分割多重）システムにおいて、受信信号に含まれる雑音電力を測定するＯＦＤＭ信号受信装置に関する。

電波を受信するために複数のアンテナを用いるＯＦＤＭまたはＭＩＭＯ（Multiple- Input Multiple-Output）−ＯＦＤＭシステムでは、複数の受信信号のそれぞれの雑音電力を測定し、これを元に最大比合成またはＭＭＳＥ（Minimum Mean Square Error：最小二乗誤差）合成等の復調処理を行う。また、復調処理した信号の雑音電力を測定し、これを元にビット尤度またはシンボル尤度等の尤度情報を計算し、ビタビ復号またはＬＤＰＣ（Low Density Parity Check）復号等の誤り訂正を行う。このようなＯＦＤＭまたはＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムでは、復調処理前に受信信号の雑音電力を測定し、復調処理後に復調信号の雑音電力を測定する。

ＯＦＤＭ信号の雑音電力を測定する従来技術として、ＯＦＤＭ信号の信号帯域から少し離れた周波数の電力を雑音電力とする方法がある。しかし、ＯＦＤＭ信号受信装置は、チャネル選択性を良くするために、受信信号に対しＳＡＷ（Surface Acoustic Wave：表面弾性波）フィルタ等の急峻なバンドパス・フィルタの処理を施すから、ＯＦＤＭ信号の信号帯域から離れた周波数の信号では、正確な雑音電力を測定することは困難な場合が多い。

そのため、ＯＦＤＭ信号の信号帯域内で雑音電力を測定する方法も提案されている。例えば、ＯＦＤＭ信号のサブキャリアには、周波数関係から歪みが大きくなる等の理由で、情報を送信していない無信号のＮＵＬＬキャリアがあり、このＮＵＬＬキャリアを用いて、ＮＵＬＬキャリアの受信電力を雑音電力とする方法がある。しかし、一般に、ＮＵＬＬキャリアの数は非常に少なく、また、ＮＵＬＬキャリアは歪みの影響を強く受けるため、正確な雑音電力を測定することは困難である。

また、他の方法として、受信信号を等化及び合成した後の受信信号点と、ＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）または１６ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）等の変調方式に応じた信号点からの距離を雑音成分とし、雑音電力を測定する方法がある。しかし、雑音成分が大きい場合、または等化及び合成が正しく行われない場合には、受信信号点が異なる信号点エリアに飛び出してしまい、本来の信号点からの距離を算出することができなくなり、正確な雑音電力の測定ができなくなる。

さらに、他の方法として、ＯＦＤＭ信号の既知信号で変調されたパイロットキャリア（以下、「既知信号パイロットキャリア」という。）を用いて、波形等化して得られた受信信号点と本来あるべき信号点との間の距離を雑音成分として求め、雑音電力を測定する方法が提案されている（特許文献１，２を参照）。また、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムにおいても、ＯＦＤＭ信号の既知信号で変調された既知信号パイロットキャリアを用いて雑音電力を測定する方法が提案されている（特許文献３を参照）。しかし、既知信号で変調された既知信号パイロットキャリアは、チャネル等化及び合成のための基準信号として用いられる。このため、チャネル等化及び合成後の既知信号パイロットキャリアの雑音成分は抑圧されてしまい、チャネル等化及び合成処理の後段における誤り訂正の尤度計算のための雑音電力を精度高く測定するために、その既知信号パイロットキャリアを用いることができない。

特許第３４５５７７３号公報 特許第３６６２５７９号公報 特開２００８−４２８３７号公報

このように、前述の、ＯＦＤＭ信号の帯域から少し離れた信号を用いる方法、ＯＦＤＭ信号の帯域内のＮＵＬＬキャリアを用いる方法、等化及び合成後の受信信号点とＱＰＳＫ等の変調方式に応じた信号点からの距離を雑音成分として測定する方法、既知信号パイロットキャリアを用いる方法等では、ＯＦＤＭ信号の雑音電力を正確に測定することができない場合があるという問題があった。

特に、チャネル等化及び合成処理の後に、誤り訂正の尤度計算のために復調信号の雑音電力を測定する必要があるＯＦＤＭ信号受信装置またはＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ信号受信装置において、チャネル等化及び合成後の既知信号パイロットキャリアを用いて雑音電力を測定する場合には、復調信号の雑音電力を正確に測定することができないという問題があった。これは、既知信号パイロットキャリアが、チャネル等化及び合成処理の基準信号として用いられ、これらの処理後の既知信号パイロットキャリアの雑音成分は抑圧されてしまうからであり、このような雑音成分が抑圧された既知信号パイロットキャリアからは、正確な雑音電力を測定することができないからである。

そこで、本発明は前記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、ＯＦＤＭ信号の雑音電力を精度高く測定可能なＯＦＤＭ信号受信装置を提供することにある。

前記目的を達成するために、本発明によるＯＦＤＭ信号受信装置は、シンボル毎の同じ周波数にＤＢＰＳＫ（Differential Binary Phase Shift Keying：差動２値位相変調）変調されるＴＭＣＣ（Transmission and Multiplexing Configuration Control：伝送制御多重信号）キャリアが配置されたＯＦＤＭ信号を受信し、雑音電力を測定するＯＦＤＭ信号受信装置において、現在のシンボルにおけるＴＭＣＣキャリアの値と、１つ前のシンボルにおけるＴＭＣＣキャリアの値とを用いて、前記１つ前のシンボルにおけるＴＭＣＣキャリアの実部の２乗と虚部の２乗との間の和を平均した値から、前記現在及び１つ前のシンボルにおける実部同士の積と虚部同士の積との間の和を平均した絶対値の値を減算し、前記減算結果を雑音電力として測定する雑音測定部、を備えたことを特徴とする。

また、本発明によるＯＦＤＭ信号受信装置は、前記雑音測定部が、前記現在のシンボルにおけるＴＭＣＣキャリアの値の振幅を、当該現在のシンボルにおけるＴＭＣＣキャリアの値の振幅及び前記１つ前のシンボルにおけるＴＭＣＣキャリアの値の振幅に基づいて調整し、現在のシンボルにおける前記調整後のＴＭＣＣキャリアの値と、１つ前のシンボルにおけるＴＭＣＣキャリアの値とを用いて、前記減算結果を雑音電力として測定する、ことを特徴とする。

また、本発明によるＯＦＤＭ信号受信装置は、前記雑音測定部が、前記現在のシンボルにおけるＴＭＣＣキャリアの電力から、そのシンボル内平均値の平方根（ｒｍｓ値）を求め、前記１つ前のシンボルにおけるＴＭＣＣキャリアの電力から、そのシンボル内平均値の平方根（ｒｍｓ値）を求め、前記１つ前のシンボルにおけるｒｍｓ値を、前記現在のシンボルにおけるｒｍｓ値で除算し、前記現在のシンボルにおけるＴＭＣＣキャリアの値に前記除算結果を乗算し、前記乗算結果を、前記現在のシンボルにおける前記調整後のＴＭＣＣキャリアの値とする、ことを特徴とする。

また、本発明によるＯＦＤＭ信号受信装置は、前記受信したＯＦＤＭ信号を復調する復調部を備え、前記雑音測定部が、前記復調部の前段に設けられ、前記復調前のＯＦＤＭ信号に含まれるＴＭＣＣキャリアを用いて、前記雑音電力を測定する、ことを特徴とする。

また、本発明によるＯＦＤＭ信号受信装置は、前記受信したＯＦＤＭ信号を、前記ＯＦＤＭ信号に含まれる既知信号パイロットキャリアを基準信号として復調する復調部を備え、前記雑音測定部が、前記復調部の後段に設けられ、前記復調後の復調信号に含まれるＴＭＣＣキャリアを用いて、前記雑音電力を測定する、ことを特徴とする。

以上のように、本発明によれば、ＯＦＤＭ信号の雑音電力を精度高く測定することができる。特に、チャネル等化及び合成処理等の復調処理の後に、復調処理にて用いた基準信号以外のＴＭＣＣキャリアを用いて、復調信号の雑音電力を測定するようにした。これにより、復調信号の雑音電力を精度高く測定することができる。

本発明の実施形態において、雑音電力を測定する手法を説明するためのＴＭＣＣキャリアについてのシステムモデルを示すブロック図である。 送信信号ｓ_k,i-1が送信信号ｓ_k,iへ遷移する場合のパターンを説明する図である。 パターン（１）〜（４）の受信信号ｒ_k,i，ｒ_k,i-1を示す図である。 パターン（１）〜（４）のアンサンブル平均値Ｅ［nom］，Ｅ［denom］を示す図である。 計算機シミュレーションの結果を説明する図である。 本発明の実施形態によるＯＦＤＭ信号受信装置の前段の構成（受信アンテナから等化合成処理部までの構成）を示すブロック図である。 等化合成処理前における雑音測定部の処理を示すフローチャートである。 等化合成処理前における雑音測定部の他の処理を示すフローチャートである。 本発明の実施形態によるＯＦＤＭ信号受信装置の後段の構成（等化合成処理部から誤り訂正部までの構成）を示すブロック図である。 等化合成処理後における雑音測定部の処理を示すフローチャートである。 等化合成処理後における雑音測定部の他の処理を示すフローチャートである。

以下、本発明を実施するための形態について図面を用いて詳細に説明する。本発明の実施形態における第１の測定手法（測定手法１）として、ＯＦＤＭ信号受信装置は、現在のシンボルのＴＭＣＣキャリアの値と、１つ前のシンボルのＴＭＣＣキャリアの値とを用いて、１つ前のシンボルのＴＭＣＣキャリアの実部の２乗と虚部の２乗との和（電力）を平均した値から、現在及び１つ前のシンボルの実部同士の積と虚部同士の積との和を平均した絶対値の値を減算し、減算結果を雑音電力とする。

また、第２の測定手法（測定手法２）として、ＯＦＤＭ信号受信装置は、現在のシンボルのＴＭＣＣキャリアの電力と１つ前のシンボルのＴＭＣＣキャリアの電力とのシンボル内平均値及びその平方根（振幅のｒｍｓ（root mean square：二乗平均平方根）値）を求め、現在のシンボルのＴＭＣＣキャリアの値に対し、その振幅のｒｍｓ値で除算し、１つ前のシンボルのＴＭＣＣキャリアの振幅のｒｍｓ値を乗算することにより振幅補正し、補正した現在のシンボルのＴＭＣＣキャリアの値と、補正しない１つ前のシンボルのＴＭＣＣキャリアの値とを用いて、測定手法１と同様の処理を行い、後者から前者を引いた値を雑音電力とする。測定手法２では、ＡＧＣ回路等により隣り合うシンボルでレベル変動を受けていたりする場合に、雑音電力を測定するに先立って、ＴＭＣＣキャリアの振幅を調整するものである。

図１は、本発明の実施形態において、雑音電力を測定する手法を説明するためのＴＭＣＣキャリアについてのシステムモデルを示すブロック図である。このシステムモデルは、例えばマラソン中継等に用いられているＦＰＵ装置（Field Pickup Unit：野外中継装置）等のＯＦＤＭ信号受信装置において、ＡＲＩＢ標準規格ＳＴＤ−Ｂ３３のＯＦＤＭシステムを例にしたものである。

このシステムモデルは、ＤＢＰＳＫ変調部２０、乗算部２１及び加算部２２により構成され、ＴＭＣＣ情報ｄ_k,iを入力し、ＴＭＣＣキャリアをＤＢＰＳＫ変調して送信信号ｓ_k,iを生成し、チャネル応答ｈ_k,i及び雑音ｎ_k,iから受信信号ｒ_k,iを生成して出力する。ここで、ｋはＴＭＣＣキャリアの番号を示し、ｉはシンボル番号を示す。

ＤＢＰＳＫ変調部２０は、ＴＭＣＣ情報ｄ_k,iを入力し、ＴＭＣＣキャリアをＤＢＰＳＫ変調して送信信号ｓ_k,iを生成する。乗算部２１は、ＤＢＰＳＫ変調部２０により生成された送信信号ｓ_k,iにチャネル応答ｈ_k,iを乗算する。乗算部２１の処理は、ＴＭＣＣキャリアの送信信号が、伝搬チャネルを通過することにより振幅及び位相の変動を受けたことに相当する。加算部２２は、乗算部２１の乗算結果ｓ_k,i・ｈ_k,iに雑音ｎ_k,iを加算する。加算部２２の処理は、ＴＭＣＣキャリアの送信信号が、伝搬チャネルを通過後に雑音とともに受信機で受信されたことに相当する。この加算結果ｓ_k,i・ｈ_k,i＋ｎ_k,iが受信信号ｒ_k,iとして出力される。

ＦＰＵ装置のＯＦＤＭシステムでは、ＴＭＣＣキャリアがシンボル毎の同じ周波数に１０本割り当てられている。この１０本のＴＭＣＣキャリアには同じＴＭＣＣ情報が含まれており、ＤＢＰＳＫ変調部２０においてＤＢＰＳＫ変調される。ＴＭＣＣキャリアの信号点配置は、（Ｉ軸，Ｑ軸）＝（０，＋４／３）または（０，−４／３）であり、データの信号点配置の平均電力が１であるのに対し、ＴＭＣＣキャリアの平均電力は（４／３）・（４／３）＝１６／９である。したがって、ＴＭＣＣキャリアの平均電力は、データの平均電力よりも大きい。また、１０本のＴＭＣＣキャリアのうちの１本については、差動の基準が異なるため、他の９本とは異なる信号点に配置される。

（測定手法１）
まず、測定手法１について説明する。ｋ＝１〜１０のＴＭＣＣキャリアｄ_k,iについて、シンボル番号ｉ及びシンボル番号ｉ−１の受信信号ｒ_k,i，ｒ_k,i-1と、送信信号ｓ_k,i，ｓ_k,i-1と、チャネル応答ｈ_k,i，ｈ_k,i-1と、雑音ｎ_k,i，ｎ_k,i-1との間の関係を数式に表すと、以下のとおりになる。以下の式において、ｊは虚数単位、隣り合うシンボル間でチャネル応答は同一（ｈ_k,i＝ｈ_k,i-1＝ｈ_k）であるとする。また、添え字のｘ及びｙはそれぞれ実部及び虚部を表す。

図２は、シンボル番号ｉ−１の送信信号ｓ_k,i-1がシンボル番号ｉの送信信号ｓ_k,iへ遷移する場合のパターンを説明する図である。図２に示すように、その遷移のパターンは、パターン（１）〜（４）の４通りある。

パターン（１）の場合、送信信号ｓ_k,i＝０＋ｊ・４／３であり、送信信号ｓ_k,i-1＝０＋ｊ・４／３であるから、受信信号ｒ_k,i，ｒ_k,i-1は、以下の式で表される。

図３は、パターン（１）〜（４）の受信信号ｒ_k,i，ｒ_k,i-1を示す図である。パターン（２）〜（４）の受信信号ｒ_k,i，ｒ_k,i-1も、前述のパターン（１）と同様の計算により求めることができる。

ここで、変数nom及びdenomを、それぞれ以下の式で定義する。

また、チャネル応答には、チャネル応答ｈ_k,x，ｈ_k,yが平均ａ及び分散σ_r ²の独立同分布（ｈ_k,x，ｈ_k,y∈Ｎ（ａ，σ_r ²）の独立同分布）であり、チャネル応答の実部と虚部の二乗和のアンサンブル平均値（期待値）がＥ［ｈ_k,x ²＋ｈ_k,y ²］＝Ｃ（Ｃはキャリア電力）であるという性質がある。また、雑音には、雑音ｎ_k,i,x，ｎ_k,i,y，ｎ_k,i-1,x，ｎ_k,i-1,yが平均０及び分散σ_n ²の独立同分布（ｎ_k,i,x，ｎ_k,i,y，ｎ_k,i-1,x，ｎ_k,i-1,y∈Ｎ（０，σ_n ²）の独立同分布）であり、雑音の実部と虚部の二乗和のアンサンブル平均値（期待値）がＥ［ｎ_k,i-1,x ²＋ｎ_k,i-1,y ²］＝２・σ_n ²＝Ｎ（Ｎは雑音電力）であるという性質がある。

このようなチャネル応答及び雑音の性質を利用し、パターン（１）のnom，denomのアンサンブル平均値Ｅ［nom］，Ｅ［denom］を考えると、以下の式で表される。

前記式（１１）は、前記式（１０）において、Ｅ［ｎ_k,i,x・ｎ_k,i-1,x］＝Ｅ［ｎ_k,i,y・ｎ_k,i-1,y］＝０・０＝０であり、Ｅ［ｎ_k,i,x・（４／３）ｈ_k,y］＝Ｅ［ｎ_k,i-1,x・（４／３）ｈ_k,y］＝Ｅ［ｎ_k,i,y・（４／３）ｈ_k,x］＝Ｅ［ｎ_k,i-1,y・（４／３）ｈ_k,x］＝０・（４／３）・ａ＝０により導出される。また、前記式（１３）は、前記式（１２）において、Ｅ［２・（４／３）ｎ_k,i-1,x・ｈ_k,y］＝Ｅ［２・（４／３）ｎ_k,i-1,y・ｈ_k,x］＝２・（４／３）・０・ａ＝０により導出される。これは、前述のとおり、チャネル応答ｈ_k,x，ｈ_k,yが平均ａ及び分散σ_r ²の独立同分布（ｈ_k,x，ｈ_k,y∈Ｎ（ａ，σ_r ²）の独立同分布）であり、雑音ｎ_k,i,x，ｎ_k,i,y，ｎ_k,i-1,x，ｎ_k,i-1,yが平均０及び分散σ_n ²の独立同分布（ｎ_k,i,x，ｎ_k,i,y，ｎ_k,i-1,x，ｎ_k,i-1,y∈Ｎ（０，σ_n ²）の独立同分布）であり、さらにチャネル応答と雑音が独立で無相関だからである。

図４は、パターン（１）〜（４）のアンサンブル平均値Ｅ［nom］，Ｅ［denom］を示す図である。パターン（２）〜（４）のnom，denomのアンサンブル平均値Ｅ［nom］，Ｅ［denom］も、前述のパターン（１）と同様の計算により求めることができる。ここで、パターン（１）とパターン（４）、及び、パターン（２）とパターン（３）は、それぞれ、ＴＭＣＣキャリアｄ_i＝０，ｄ_i＝１に相当し、ＴＭＣＣ情報は同じである。このため、差動の基準が違うＴＭＣＣキャリアが１本あったとしても、同一シンボル内のＴＭＣＣキャリアについて、アンサンブル平均値Ｅ［nom］及びＥ［denom］は、それぞれ同じ値となる。

nomのアンサンブル平均値Ｅ［nom］の絶対値を｜Ｅ［nom］｜とすると、全てのパターンにおいて、

となり、雑音電力Ｎ、キャリア電力Ｃ及びキャリア対雑音電力比Ｃ／Ｎは、以下の式により計算することができる。

このように、測定手法１によれば、チャネル応答ｈ_k,x，ｈ_k,yが、ｈ_k,x，ｈ_k,y∈Ｎ（ａ，σ_r ²）の独立同分布であり、チャネル応答の二乗和のアンサンブル平均値（期待値）がＥ［ｈ_k,x ²＋ｈ_k,y ²］＝Ｃ（Ｃはキャリア電力）であり、雑音ｎ_k,i,x，ｎ_k,i,y，ｎ_k,i-1,x，ｎ_k,i-1,yが、ｎ_k,i,x，ｎ_k,i,y，ｎ_k,i-1,x，ｎ_k,i-1,y∈Ｎ（０，σ_n ²）の独立同分布であり、雑音の二乗和のアンサンブル平均値（期待値）がＥ［ｎ_k,i-1,x ²＋ｎ_k,i-1,y ²］＝２・σ_n ²＝Ｎ（Ｎは雑音電力）であるという性質を利用して、アンサンブル平均値Ｅ［nom］，Ｅ［denom］を求め、前記式（１６）〜（１８）により、雑音電力Ｎ、キャリア電力Ｃ及びキャリア対雑音電力比Ｃ／Ｎを計算するようにした。これにより、ＯＦＤＭ信号の雑音電力を精度高く測定することができる。すなわち、ＯＦＤＭシステム、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステム等のＯＦＤＭ信号受信装置において、受信したＯＦＤＭ信号及び復調後のＯＦＤＭ信号の雑音電力を精度高く測定することができる。

尚、キャリア電力Ｃの計算法は、前記式（１７）に限定されるものではなく、全てまたは一部のサブキャリアを用いた平均電力として求めることもできる。また、等化及び合成後のＯＦＤＭ信号についても同様な計算を行うことにより雑音電力を計算する場合は、前記のキャリア電力Ｃ及びキャリア対雑音電力比Ｃ／Ｎは、それぞれ信号電力Ｓ及び信号対雑音電力比Ｓ／Ｎとなる。

さらに、ＦＰＵ装置のＯＦＤＭシステムをＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムに拡張する場合にも、ＴＭＣＣキャリアは複数の送信系統で同一の値になるので、前述の手法をそのまま用いることができる。また、地上デジタル放送のＯＦＤＭシステムについても、ＴＭＣＣキャリアの本数は異なるが、ＴＭＣＣキャリアはＤＢＰＳＫ変調され、振幅が４／３となっており、前述の手法をそのまま用いることができる。

（測定手法２）
次に、測定手法２について説明する。前述の測定手法１では、隣り合うシンボル間でチャネル応答が同一（ｈ_k,i＝ｈ_k,i-1＝ｈ_k）であると仮定して、雑音電力を測定する。これは、ＯＦＤＭ信号のシンボル長が、チャネル応答の変動に対して十分短く設定されているからである。しかしながら、ＯＦＤＭ信号送信装置、ＯＦＤＭ信号受信装置及び変復調器をハードウェアで実現する際に、周波数がずれていて隣り合うシンボルで位相が回転していたり、ＡＧＣ（Automatic Gain Control：自動利得制御）回路等により隣り合うシンボルでレベル変動を受けていたりする場合は、測定手法１では測定した雑音電力に誤差が生じることになる。そこで、測定手法２では、雑音電力を測定する前に、ＴＭＣＣキャリアの位相及び振幅の調整を行う。

一般に、ＯＦＤＭ信号受信装置はＡＦＣ（Automatic Frequency Control：自動周波数制御）機能を有しており、ＡＦＣが正常に動作している場合は、周波数ずれによる位相回転は補正される。したがって、既知のＡＦＣ機能を用いることにより、ＴＭＣＣキャリアの周波数ずれによる位相を調整することができる。

一方、ＴＭＣＣキャリアの振幅の調整については、以下の処理が行われる。すなわち、以下の式（１９）及び（２０）に示すように、シンボル番号ｉ−１の受信信号ｒ_k,i-1の電力とシンボル番号ｉの受信信号ｒ_k,iの電力とのシンボル内平均値p_r_i-1，p_r_iが求められ、それぞれの平方根sqrt_p_r_i-1，sqrt_p_r_iが求められる。この平方根sqrt_p_r_i-1，sqrt_p_r_iは、ＴＭＣＣキャリアの振幅のｒｍｓ値に相当する。

そして、受信信号ｒ_k,iの振幅は、以下の式（２１）に示すように、受信信号ｒ_k,i-1の振幅を考慮した値（受信信号ｒ_k,i-1の振幅に近い値）に調整される。

これにより、シンボル番号ｉにおけるＴＭＣＣキャリアの受信信号ｒ_k,iが調整される。そして、前記式（８）〜（１８）により、雑音電力Ｎ、キャリア電力Ｃ及びキャリア対雑音電力比Ｃ／Ｎが計算される。

このように、測定手法２によれば、ＡＦＣ機能にてＴＭＣＣキャリアの位相を調整し、前記式（１９）〜（２１）にて振幅を調整し、前記式（８）〜（１８）にて雑音電力Ｎ、キャリア電力Ｃ及びキャリア対雑音電力比Ｃ／Ｎを計算するようにした。これにより、ＴＭＣＣキャリアの周波数がずれていて隣り合うシンボルで位相が回転していたり、ＡＧＣ回路等により隣り合うシンボルでレベル変動を受けていたりする場合であっても、ＯＦＤＭ信号の雑音電力を精度高く測定することができる。

〔シミュレーション結果〕
図５は、計算機シミュレーション結果を説明する図である。この計算機シミュレーション結果は、所定のフェージングを与えたＯＦＤＭ信号に対し、前記測定手法１を用いて、６４シンボルのシンボル間平均を計算し、Ｃ／Ｎをプロットした結果を示している。横軸は、所定のフェージングを与えたときの設定Ｃ／Ｎであり、縦軸は、測定手法１による計算結果を示す計算Ｃ／Ｎである。図５から、特に、Ｃ／Ｎが低い範囲において、雑音電力を精度高く測定できることがわかる。

次に、前述の測定手法１，２を実際のＯＦＤＭ信号受信装置に適用した場合の実施例について詳細に説明する。実施例１は、チャネル等化及び合成処理前の雑音電力を、ＴＭＣＣキャリアを用いて測定する例であり、測定した雑音電力は、チャネル等化及び合成処理のために用いられる。実施例２は、チャネル等化及び合成処理後の雑音電力を、ＴＭＣＣキャリアを用いて測定する例であり、測定した雑音電力は、誤り訂正の尤度計算のために用いられる。

〔実施例１〕
まず、実施例１について説明する。実施例１は、前述のとおり、チャネル等化及び合成処理前の雑音電力を、ＴＭＣＣキャリアを用いて測定する例である。図６は、本発明の実施形態によるＯＦＤＭ信号受信装置の前段の構成を示すブロック図であり、受信アンテナから等化合成処理部までの構成を示している。このＯＦＤＭ信号受信装置３０はＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムの受信装置であり、ＯＦＤＭ信号受信装置３０の前段部（ＯＦＤＭ信号受信装置３０（１））は、受信アンテナ１、ＲＦ（Radio Frequency：高周波）−ＩＦ（Intermediate Frequency：中間周波数）変換部２、直交復調部３、シンボル同期部４、ＦＦＴ(Fast Fourier Transform：高速フーリエ変換)部５、チャネル推定部６、雑音測定部７及びＡＦＣ部１５を受信系統数Ｎ毎に備えており、さらに、等化合成処理部（復調部）８を備えて構成される。

ＯＦＤＭ信号送信装置からＲＦ周波数で送信されたＯＦＤＭ信号が、マルチパス移動伝搬チャネルを通過後、ＯＦＤＭ信号受信装置３０は、ＯＦＤＭ信号の電波を受信する。受信アンテナ１は、ＯＦＤＭ信号の電波を電気信号に変換する。ＲＦ−ＩＦ変換部２は、受信アンテナ１からＲＦの電気信号（ＲＦ信号）を入力し、ＲＦをＩＦに変換し、ＩＦの電気信号（ＩＦ信号）を生成する。直交復調部３は、ＲＦ−ＩＦ変換部２からＩＦ信号を入力すると共に、ＡＦＣ部１５から周波数ずれの情報を入力し、ＩＦ信号を直交復調し、周波数ずれの情報に基づいて周波数ずれを補正し、Ｉ軸成分及びＱ軸成分に分離する。

シンボル同期部４は、直交復調部３からＩ軸成分の信号及びＱ軸成分の信号を入力し、ＯＦＤＭ信号のＧＩ（Guard Interval：ガードインターバル）期間の信号が有効シンボル期間の終わりの信号のコピーであることを利用して、相関処理によりＯＦＤＭシンボルの先頭を検出すると共に、有効シンボル期間の位相のずれ（−π〜＋π）を検出する。ＦＦＴ部５は、シンボル同期部４からＯＦＤＭシンボルの先頭が検出されたＩ軸成分の信号及びＱ軸成分の信号を入力し、ＯＦＤＭシンボルの先頭からＧＩを除去してＦＦＴを行うと共に、サブキャリアのずれを求め、キャリア単位の周波数のずれを検出する。ＦＦＴ部５により生成されたＦＦＴ出力信号ｒ_x，ｒ_yは、チャネル推定部６、雑音測定部７及び等化合成処理部８へ入力され、キャリア単位の周波数ずれの情報は、ＡＦＣ部１５へ入力される。

ＡＦＣ部１５は、シンボル同期部４から有効シンボル期間の位相ずれの情報を入力すると共に、ＦＦＴ部５からキャリア単位の周波数ずれの情報を入力し、補正すべきトータルの周波数のずれを計算し、周波数ずれの情報を直交復調部３に出力する。

チャネル推定部６は、ＦＦＴ部５からＦＦＴ出力信号ｒ_x，ｒ_yを入力し、既知情報で変調されたＣＰ（Continual Pilot）キャリア（既知信号パイロットキャリア）成分を抽出し、この受信ＣＰキャリアの値を既知の送信ＣＰキャリアの値で除算してチャネル応答ｈ_x，ｈ_yを求める。チャネル推定部６により算出されたチャネル応答ｈ_x，ｈ_yは、等化合成処理部８へ入力される。

雑音測定部７は、ＦＦＴ部５からＦＦＴ出力信号ｒ_x，ｒ_yを入力し、ＦＦＴ出力信号ｒ_x，ｒ_yからＴＭＣＣキャリア成分を抽出し、前述の測定手法１，２にて雑音電力Ｎを測定する。詳細については後述する。等化合成処理部８は、各受信系統のＦＦＴ部５、チャネル推定部６及び雑音測定部７から、ＦＦＴ出力信号ｒ_x，ｒ_y、チャネル応答ｈ_x，ｈ_y及び雑音電力Ｎをそれぞれ入力し、ＣＰキャリアを基準信号としてチャネル等化、最大比合成及びＭＭＳＥ合成等の等化合成処理である復調処理を行う。

（雑音測定部の処理／測定手法１）
図７は、等化合成処理前における雑音測定部７の処理を示すフローチャートであり、この処理は、前述の測定手法１に相当する。前述のとおり、ＦＰＵ装置のＯＦＤＭシステムでは、１シンボルにおいてＴＭＣＣキャリアが１０本割り当てられている。この１０本のＴＭＣＣキャリアを用いて、以下に示す手順により雑音電力Ｎを測定する。

まず、雑音測定部７は、ＦＦＴ出力信号ｒ_x，ｒ_yからＴＭＣＣキャリア成分を抽出し、前記式（１）に示した、現在のシンボル番号ｉにおけるＴＭＣＣキャリアの受信信号ｒ_k,i,x，ｒ_k,i,y、及び前記式（２）に示した、１つ前のシンボル番号ｉ−１におけるＴＭＣＣキャリアの受信信号ｒ_k,i-1,x，ｒ_k,i-1,yを用いて、１０本のＴＭＣＣキャリアのそれぞれについて、前記式（８）に示した変数nom及び前記式（９）に示した変数denomを計算する（ステップＳ７０１，ステップＳ７０２）。

雑音測定部７は、１０本のＴＭＣＣキャリアについて計算したそれぞれの変数nom，denomに対し、１シンボルにおける平均値（シンボル内平均値）nom_mean，denom_meanを計算し（ステップＳ７０３，ステップＳ７０４）、変数nomのシンボル内平均値nom_meanについては、絶対値nom_mean_absを計算する（ステップＳ７０５）。そして、雑音測定部７は、所定数の複数のシンボルにわたって、変数nomにおけるシンボル内平均値の絶対値nom_mean_abs及び変数denomにおけるシンボル内平均値denom_meanを平均化し、複数シンボルの平均値（シンボル間平均値）nom_mean_abs_mean，denom_mean_meanを求める（ステップＳ７０６，ステップＳ７０７）。ここで、シンボル間平均を行うときのシンボル数については、ノイズ電力が変動しない範囲で十分多くする。

雑音測定部７は、変数denomにおけるシンボル間平均値denom_mean_meanから変数nomにおけるシンボル間平均値nom_mean_abs_meanを減算し、雑音電力Ｎを求める（ステップＳ７０８）。さらに、雑音測定部７は、前記式（１７）により、Ｃ＝（９／１６）・nom_mean_abs_meanにてキャリア電力Ｃを求め、前記式（１８）により、雑音電力Ｎ及びキャリア電力Ｃからキャリア対雑音電力比Ｃ／Ｎを求める。これにより、等化合成処理前のＯＦＤＭ信号の雑音電力Ｎを精度高く測定することができる。

（雑音測定部の処理／測定手法２）
図８は、等化合成処理前における雑音測定部７の他の処理を示すフローチャートであり、この処理は、前述の測定手法２に相当する。図７に示したフローチャートと同様に、１シンボルにおいて１０本のＴＭＣＣキャリアを用いて、以下に示す手順により雑音電力Ｎを測定する。まず、雑音測定部７は、ＦＦＴ出力信号ｒ_x，ｒ_yからＴＭＣＣキャリア成分を抽出し、１０本のＴＭＣＣキャリアのそれぞれについて、その位相及び振幅の調整を行う。具体的には、位相の調整については、前述のとおりＡＦＣにより行う。また、雑音測定部７は、現在のシンボル番号ｉにおけるＴＭＣＣキャリアの受信信号ｒ_k,iの振幅が、１つ前のシンボル番号ｉ−１におけるＴＭＣＣキャリアの受信信号ｒ_k,i-1の振幅と同じになるように（近くなるように）、前記式（１９）〜（２１）により振幅調整を行う（ステップＳ８０１）。

雑音測定部７は、１０本のＴＭＣＣキャリアのそれぞれについて、位相及び振幅調整した現在のシンボル番号ｉにおけるＴＭＣＣキャリアの受信信号ｒ_k,i,x，ｒ_k,i,y、及び１つ前のシンボル番号ｉ−１におけるＴＭＣＣキャリアの受信信号ｒ_k,i-1,x，ｒ_k,i-1,yを用いて、ステップＳ８０２〜ステップＳ８０９により、雑音電力Ｎを求める。ここで、図８のステップＳ８０２〜ステップＳ８０９は、図７に示したステップＳ７０１〜ステップＳ７０８にそれぞれ相当する。

これにより、ＴＭＣＣキャリアの周波数がずれていて隣り合うシンボルで位相が回転していたり、ＡＧＣ回路等により隣り合うシンボルでレベル変動を受けていたりする場合であっても、等化合成処理前のＯＦＤＭ信号の雑音電力Ｎを精度高く測定することができる。

〔実施例２〕
次に、実施例２について説明する。実施例２は、前述のとおり、チャネル等化及び合成処理後の雑音電力を、ＴＭＣＣキャリアを用いて測定する例である。図９は、本発明の実施形態によるＯＦＤＭ信号受信装置の後段の構成を示すブロック図であり、等化合成処理部から誤り訂正部までの構成を示している。このＯＦＤＭ信号受信装置３０はＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムの受信装置であり、ＯＦＤＭ信号受信装置３０の後段部（ＯＦＤＭ信号受信装置３０（２））は、等化合成処理部（復調部）９、尤度計算部１１、デインターリーブ部１２及び誤り訂正部１３を備え、さらに、送信系統数Ｍ毎の雑音測定部１０を備えて構成される。

等化合成処理部９は、図６に示した等化合成処理部８と同一の構成部であり、受信系統数Ｎ毎のＦＦＴ出力信号ｒ_x，ｒ_y、チャネル応答ｈ_x，ｈ_y及び雑音電力Ｎを入力し、ＣＰキャリアを基準信号としてチャネル等化、最大比合成及びＭＭＳＥ合成等の等化合成処理である復調処理を行い、送信系統数Ｍ毎の等化合成出力信号ｒ’_x，ｒ’_yを生成し、送信系統数Ｍ毎に対応する雑音測定部１０に出力すると共に、全ての送信系統数Ｍの等化合成出力信号ｒ’_x，ｒ’_yを尤度計算部１１に出力する。

雑音測定部１０は、等化合成処理部９から等化合成出力信号ｒ’_x，ｒ’_yを入力し、等化合成出力信号ｒ’_x，ｒ’_yからＴＭＣＣキャリア成分を抽出し、前述の測定手法１，２にて雑音電力Ｎ’を測定する。詳細については後述する。

尤度計算部１１は、等化合成処理部９から送信系統数Ｍ毎の等化合成出力信号ｒ’_x，ｒ’_yを入力すると共に、送信系統数Ｍ毎の雑音電力Ｎ’を入力し、誤り訂正に必要な尤度を計算する。尚、尤度の計算手法については既知であるから、ここで説明を省略する。デインターリーブ部１２は、尤度計算部１１から尤度を入力し、ＯＦＤＭ信号送信装置によるインターリーブの処理とは逆の方法で、尤度をデインターリーブする。誤り訂正部１３は、デインターリーブ部１２から尤度を入力し、誤り訂正を行う。

（雑音測定部の処理／測定手法１）
図１０は、等化合成処理後における雑音測定部１０の処理を示すフローチャートであり、この処理は、前述の測定手法１に相当する。前述のとおり、例えばＦＰＵ装置のＯＦＤＭシステムの１シンボルにおける１０本のＴＭＣＣキャリアを用いて、以下に示す手順により雑音電力Ｎ’を測定する。

まず、雑音測定部１０は、等化合成処理部９により出力された等化合成出力信号ｒ’_x，ｒ’_yから１０本のＴＭＣＣキャリア成分（番号ｋ＝１〜１０）を抽出し、現在のシンボル番号ｉにおけるＴＭＣＣキャリアの信号ｒ’_k,i ＝ｒ’_k,i,x＋ｊ・ｒ’_k,i,y（前記式（１））、及び１つ前のシンボル番号ｉ−１におけるＴＭＣＣキャリアの信号ｒ’_k,i-1＝ｒ’_k,i-1,x＋ｊ・ｒ’_k,i-1,y（前記式（２））を用いて、１０本のＴＭＣＣキャリアのそれぞれについて、変数nom＝ｒ’_k,i,x・ｒ’_k,i-1,x＋ｒ’_k,i,y・ｒ’_k,i-1,y（前記式（８））、及び変数denom＝｜ｒ’_k,i-1,x｜²＋｜ｒ’_k,i-1,y｜²（前記式（９））を計算する（ステップＳ１００１，ステップＳ１００２）。

雑音測定部１０は、図７に示したステップＳ７０３〜ステップＳ７０８と同様の処理を行い、変数denomにおけるシンボル間平均値denom_mean_meanから変数nomにおけるシンボル間平均値nom_mean_abs_meanを減算し、雑音電力Ｎ’を求める（ステップＳ１００３〜ステップＳ１００８）。さらに、雑音測定部１０は、Ｓ＝（９／１６）・nom_mean_abs_meanにて信号電力Ｓを求め（前記式（１７））、雑音電力Ｎ’及び信号電力Ｓから信号対雑音電力比Ｓ／Ｎを求める（前記式（１８））。

これにより、雑音電力Ｎ’を測定する際に、等化合成処理にて用いた基準信号のＣＰキャリアではなく、ＴＭＣＣキャリアを用いるようにし、このＴＭＣＣキャリアの雑音成分は抑圧されていないから、等化合成処理後の雑音電力Ｎ’を精度高く測定することができる。

（雑音測定部の処理／測定手法２）
図１１は、等化合成処理後における雑音測定部１０の他の処理を示すフローチャートであり、この処理は、前述の測定手法２に相当する。図１０に示したフローチャートと同様に、１シンボルにおいて１０本のＴＭＣＣキャリアを用いて、以下に示す手順により雑音電力Ｎ’を測定する。まず、雑音測定部１０は、等化合成出力信号ｒ’_x，ｒ’_yからＴＭＣＣキャリア成分を抽出し、１０本のＴＭＣＣキャリアのそれぞれについて、その位相及び振幅の調整を行う。具体的には、位相の調整については、前述のとおりＡＦＣにより行う。また、雑音測定部１０は、現在のシンボル番号ｉにおけるＴＭＣＣキャリアの信号ｒ’_k,iの振幅が、１つ前のシンボル番号ｉ−１におけるＴＭＣＣキャリアの信号ｒ’_k,i-1の振幅と同じになるように（近くなるように）、前記式（１９）〜（２１）により振幅調整を行う（ステップＳ１１０１）。

雑音測定部１０は、１０本のＴＭＣＣキャリアのそれぞれについて、位相及び振幅調整した現在のシンボル番号ｉにおけるＴＭＣＣキャリアの信号ｒ’_k,i,x，ｒ’_k,i,y、及び１つ前のシンボル番号ｉ−１におけるＴＭＣＣキャリアの受信信号ｒ’_k,i-1,x，ｒ’_k,i-1,yを用いて、ステップＳ１１０２〜ステップＳ１１０９により、雑音電力Ｎ’を求める。ここで、図１１のステップＳ１１０２〜ステップＳ１１０９は、図１０に示したステップＳ１００１〜ステップＳ１００８にそれぞれ相当する。

これにより、雑音電力Ｎ’を測定する際に、等化合成処理にて用いた基準信号のＣＰキャリアではなく、ＴＭＣＣキャリアを用いるようにし、このＴＭＣＣキャリアの雑音成分は抑圧されていないから、等化合成処理後の雑音電力Ｎ’を精度高く測定することができる。また、ＴＭＣＣキャリアの周波数がずれていて隣り合うシンボルで位相が回転していたり、ＡＧＣ回路等により隣り合うシンボルでレベル変動を受けていたりする場合であっても、ＡＦＣにより位相調整が行われ、隣り合うシンボルにおける振幅の変動を吸収するように振幅調整が行われるから、ＯＦＤＭ信号の雑音電力Ｎ’を一層精度高く測定することができる。

このように、ＯＦＤＭ信号受信装置３０は、現在のシンボル番号ｉにおけるＴＭＣＣキャリアの信号ｒ_k,i,x，ｒ_k,i,y、及び１つ前のシンボル番号ｉ−１におけるＴＭＣＣキャリアの受信信号ｒ_k,i-1,x，ｒ_k,i-1,yを用いて、すなわち２シンボルの受信信号を用いて雑音電力Ｎを求める。これに対し、前述の特許文献３に示した従来の装置では、４シンボルの受信信号を用いて雑音電力を求めている（特許文献３の段落００２２〜００２７を参照）。これにより、実施例１のＯＦＤＭ信号受信装置３０の方が特許文献３の従来の装置よりも少ないシンボル数にて雑音電力を求めることができ、処理負荷の低減及び雑音電力算出の高速化を実現することができる。

以上、実施例を挙げて本発明を説明したが、本発明は前記実施例に限定されるものではなく、その技術思想を逸脱しない範囲で種々変形可能である。例えば、ＯＦＤＭ信号受信装置３０は、チャネル等化及び合成処理前の場合、チャネル等化及び合成処理の基準信号であるＣＰキャリアを用いて、雑音電力Ｎを測定するようにしてもよい。これは、チャネル等化及び合成処理前であれば、ＣＰキャリアは雑音成分が抑圧されておらず、精度の高い雑音電力Ｎを測定することができるからである。

また、前記実施例１，２では、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムを例にしたＯＦＤＭ信号受信装置３０について説明したが、本発明は、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムのＯＦＤＭ信号受信装置３０だけでなく、ＯＦＤＭシステムのＯＦＤＭ信号受信装置３０にも適用がある。要するに、本発明は、ＯＦＤＭ信号を受信し、その受信信号に含まれる雑音電力を測定する装置に適用があり、例えば、雑音電力測定装置にも適用がある。

１ 受信アンテナ
２ ＲＦ−ＩＦ変換部
３ 直交復調部
４ シンボル同期部
５ ＦＦＴ部
６ チャネル推定部
７，１０ 雑音測定部
８，９ 等化合成処理部
１１ 尤度計算部
１２ デインターリーブ部
１３ 誤り訂正部
１５ ＡＦＣ部
２０ ＤＢＰＳＫ変調部
２１ 乗算部
２２ 加算部
３０ ＯＦＤＭ信号受信装置

Claims (5)

1. シンボル毎の同じ周波数にＤＢＰＳＫ変調されるＴＭＣＣキャリアが配置されたＯＦＤＭ信号を受信し、雑音電力を測定するＯＦＤＭ信号受信装置において、
   現在のシンボルにおけるＴＭＣＣキャリアの値と、１つ前のシンボルにおけるＴＭＣＣキャリアの値とを用いて、前記１つ前のシンボルにおけるＴＭＣＣキャリアの実部の２乗と虚部の２乗との間の和を平均した値から、前記現在及び１つ前のシンボルにおける実部同士の積と虚部同士の積との間の和を平均した絶対値の値を減算し、前記減算結果を雑音電力として測定する雑音測定部、を備えたことを特徴とするＯＦＤＭ信号受信装置。
2. 請求項１に記載のＯＦＤＭ信号受信装置において、
   前記雑音測定部は、
   前記現在のシンボルにおけるＴＭＣＣキャリアの値の振幅を、当該現在のシンボルにおけるＴＭＣＣキャリアの値の振幅及び前記１つ前のシンボルにおけるＴＭＣＣキャリアの値の振幅に基づいて調整し、現在のシンボルにおける前記調整後のＴＭＣＣキャリアの値と、１つ前のシンボルにおけるＴＭＣＣキャリアの値とを用いて、前記減算結果を雑音電力として測定する、ことを特徴とするＯＦＤＭ信号受信装置。
3. 請求項２に記載のＯＦＤＭ信号受信装置において、
   前記雑音測定部は、
   前記現在のシンボルにおけるＴＭＣＣキャリアの電力から、そのシンボル内平均値の平方根（ｒｍｓ値）を求め、前記１つ前のシンボルにおけるＴＭＣＣキャリアの電力から、そのシンボル内平均値の平方根（ｒｍｓ値）を求め、前記１つ前のシンボルにおけるｒｍｓ値を、前記現在のシンボルにおけるｒｍｓ値で除算し、前記現在のシンボルにおけるＴＭＣＣキャリアの値に前記除算結果を乗算し、前記乗算結果を、前記現在のシンボルにおける前記調整後のＴＭＣＣキャリアの値とする、ことを特徴とするＯＦＤＭ信号受信装置。
4. 請求項１から３までのいずれか一項に記載のＯＦＤＭ信号受信装置において、
   前記受信したＯＦＤＭ信号を復調する復調部を備え、
   前記雑音測定部は、
   前記復調部の前段に設けられ、前記復調前のＯＦＤＭ信号に含まれるＴＭＣＣキャリアを用いて、前記雑音電力を測定する、ことを特徴とするＯＦＤＭ信号受信装置。
5. 請求項１から３までのいずれか一項に記載のＯＦＤＭ信号受信装置において、
   前記受信したＯＦＤＭ信号を、前記ＯＦＤＭ信号に含まれる既知信号パイロットキャリアを基準信号として復調する復調部を備え、
   前記雑音測定部は、
   前記復調部の後段に設けられ、前記復調後の復調信号に含まれるＴＭＣＣキャリアを用いて、前記雑音電力を測定する、ことを特徴とするＯＦＤＭ信号受信装置。

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