CN102263725B - 移动ofdm接收机 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种接收机，具体地，提供一种移动正交频分复用(OFDM)接收机，其中，所述接收机包括：接收单元，用于经由发送信道接收多载波信号，信道估计单元，用于基于所述多载波信号和在所述接收机的信号处理路径的所述信道估计单元的下游的位置处提供的反馈信号，估计指示所述发送信道的属性的信道估计信号，以及补偿单元，适于基于由所述接收单元接收的所述多载波信号以及由所述信道估计单元估计的所述信道估计信号，至少部分地补偿所述发送信道中的信号失真，以及用于输出具有已至少部分地补偿过信号失真的接收到的多载波信号。

Description

移动OFDM接收机

技术领域

本发明涉及接收机，具体地，涉及移动正交频分复用(OFDM)接收机。

除此之外，本发明涉及至少部分地补偿多载波信号中的信号失真的方法。

此外，本发明涉及程序单元。

此外，本发明涉及计算机可读介质。

背景技术

正交频分复用(OFDM)是通过简单的均衡来减轻无线信道的多路径扩展(multiple spread)的有效方法。由于其对于信道的多路径扩展的鲁棒性及其高频谱效率，已经广泛地在不同的无线标准(例如DVB-T/H)中得以采用，且还将其认为是用于未来蜂窝无线系统的最有价值的候选。尽管其具有优点，由于在高移动性场景中信号的多普勒扩展(doppler spread)，OFDM系统的接收质量受到了载波间干扰(ICI)的阻碍。移动性导致的多普勒扩展使得子载波之间的正交性失真，且导致载波间干扰。ICI通过使得解调恶化且减少信道估计的准确性，让接收质量退化。移动OFDM系统中的ICI问题是众所周知且被广泛研究的问题。

可以将常规解决方案分为三个类别，即意味着基于信号处理的ICI消除方案、自我ICI消除编码方案、以及多天线技术。基于信号处理的ICI消除方案要求对信道的时变特性进行估计，以估计每一个子载波对其相邻子载波的干扰，以消除ICI，反之自我ICI消除编码方案以减少的频谱效率为代价来提供针对移动性的鲁棒性。多天线方案基于利用天线的分集和空间处理来减轻ICI。基于信号处理的ICI消除方案非常流行，因为他们相对于自我ICI消除编码方案和多天线解决方案，分别不要求对频谱效率或硬件成本的任何惩罚。

尽管一些多普勒补偿技术在单一天线移动OFDM接收机中非常有效，这些方案使用通过信道估计阶段而获得的信道信息，该信道估计阶段也受到ICI的负面影响，因此，他们的性能受限于这些估计的准确性。随着移动性所导致的多普勒扩展增加，ICI功率对用于信道估计阶段的导频符号的影响也增加了。

发明内容

本发明的目标是提供接收机，具体地，提供移动正交频分复用(OFDM)接收机，用于接收多载波信号，且用于以改进的方式至少部分地补偿多载波信号中的信号失真。

为了实现上述定义的目标，本发明提供根据独立权利要求的接收机、至少部分补偿多载波信号中的信号失真的方法、程序单元和计算机可读介质。

根据本发明的示例实施例，提供一种接收机，具体地，提供一种移动正交频分复用(OFDM)接收机。所述接收机包括：接收单元，用于经由发送信道接收多载波信号。所述接收机还包括：信道估计单元，用于基于所述多载波信号和在所述接收机的信号处理路径的所述信道估计单元的下游的位置处提供的反馈，估计对所述发送信道的属性进行指示的信道估计信号。此外，所述接收机包括：补偿单元，适于基于由所述接收单元接收的所述多载波信号以及由所述信道估计单元估计的所述信道估计信号，至少部分地补偿所述发送信道中的信号失真，以及输出具有已至少部分地补偿过信号失真的接收到的多载波信号。

根据本发明的另一个示例实施例，提供一种至少部分地补偿多载波信号(具体地，OFDM信号)中的信号失真的方法。所述方法包括：经由发送信道接收所述多载波信号，基于所述多载波信号和反馈信号，估计对所述发送信道的属性进行指示的信道估计信号，基于所述多载波信号以及所述信道估计信号，至少部分地补偿所述发送信道中的信号失真，以及输出具有已补偿过信号失真的接收到的多载波信号。

根据本发明的另一个示例实施例，提供一种程序单元(例如源代码形式或可执行代码形式的软件程序)，当由处理器执行时，其适于控制或实现具有上述特征的补偿方法。

根据本发明的另一个示例实施例，提供一种计算机可读介质(例如CD、DVD、USB棒、软盘或硬盘)，其中存储有计算机程序，当由处理器执行时，所述计算机程序适于控制或实现具有上述特征的补偿方法。

可以由计算机程序来实现根据本发明的实施例所执行的补偿信号失真(即由软件来实现)，或使用一个或多个特别的电子优化电路来实现(即以硬件方式实现)，或以混合模式实现(即通过软件组件和硬件组件来实现)。

在正交频分复用(OFDM)系统中，移动性导致的多普勒扩展使得子载波之间的正交性失真，且导致载波间干扰(ICI)。ICI通过使得解调恶化且减少信道估计的准确性，让接收质量下降。不同的多普勒补偿技术，例如ICI减少和LLR(对数似然比)技巧方案，可以在单一天线移动OFDM接收机中非常有效。然而，这些方案使用了通过信道估计阶段获得的信道信息，该信道估计阶段也受ICI的负面影响，因此，他们的性能受限于这些估计的准确性。

根据本发明的该示例实施例，将多普勒补偿技术与基于反馈信号的信道估计相结合，特别是与判定导向(decision-directed)的信道估计方案相结合，使得可以改进信道估计准确性，并从而改进这些多普勒补偿方案的有效性。所使用的两种技术的结合可以提供更好的多普勒容忍性，因此，可以提供在数字广播信号(如DVB-T、DVB-H等等)的高速交通工具速度下的更好的接收质量。

下面，将解释接收机的其他示例实施例。然而，这些实施例还应用于方法、程序单元和计算机可读介质。

补偿单元可以是适于至少部分地补偿由于接收机的移动性产生的信号失真的多普勒补偿单元。

多载波信号可以是正交频分复用(OFDM)信号。在OFDM中，使用大量接近地间隔开的正交子载波来携带数据。将数据划分为若干平行的数据流或信道，每一个子载波对应一个数据流或一个信道。以低符号速率使用常规调制方案对每一个子载波进行调制，将总数据速率维持在与相同带宽下的常规单载波调制方案相类似。

反馈信号可以包括作为用于判定多载波信号中的导频符号的基础的信息。

即使在高移动性的情况下，使用判定导向的信道估计也可以增加信道估计的准确性。在补偿单元中可以使用更准确的信道信息，因此这意味着在ICI消除阶段，可以增加减轻多普勒效应的有效性。补偿技术和判定导向的信道估计的结合可以让接收机对于移动性效果更鲁棒，且可以提供比常规方案更好的接收质量。

对信道增益和信道变化率(channel derivative)进行估计的常规方案是使用频域中的散射导频。然而，随着移动性增加，散射导频经历到的ICI功率将更高，导致将在ICI减轻和软比特产生步骤中使用与信道增益和变化率信息有关的更不准确的信息。因此，根据该实施例，可以将判定导向信道估计和ICI减轻方法和单元一起使用。可以基于散射的导频进行初始、粗略的信道估计。该初始信道信息可以用于获得与导致估计符号的已发送的符号有关的一些判定，该估计符号可用作“新的导频符号”以更准确地估计信道。可以在链中的不同点处进行与已发送的符号有关的判定。

所述补偿单元可以包括：载波间干扰减少单元和/或其他单元，载波间干扰减少单元用于从接收到的多载波信号中减去载波间干扰，该其他单元用于计算多载波信号的可靠性。

为了减轻ICI问题，可以使用两种不同的方案，即ICI减少方案和对数似然比(LLR)技巧。由所述载波间干扰减少单元提供的ICI减少方案可以简单地首先估计在每一个子载波处来自相邻子载波的ICI，然后可以将其从接收到的信号中减去，以减轻ICI。例如所谓的3-拍(3-tap)ICI净化信号可以产生。注意到，本领域技术人员可以选择使用更大数目的拍(tap)用于ICI消除，以进一步增加针对多普勒扩展的鲁棒性。

可以使用由所述其他单元提供LLR技巧(其可以是对数似然比单元)来利用与每一个子载波处的ICI功率电平有关的信息，该LLR技巧是之前针对单一天线OFDM接收机开发的。取代使用均匀的加性高斯噪声功率，可以使用剩余的ICI和噪声功率来用于计算比特的可靠性，即对数似然比(LLR)。因此，所使用的前向纠错(FEC)解码器(例如DVB-T标准中的Viterbi解码器)可以使用与输入比特的可靠性有关的更精确的信息，该信息还考虑到每一个比特经历到的ICI功率。每一个子载波经历到的ICI和噪声功率可以取决于在ICI减少阶段中使用的拍的数目。

所述接收机可以包括：解调单元，适于对所述信道估计单元(120)的输出信号和所述OFDM信号进行解调，以及产生反馈信号并向所述信道估计单元发送所述反馈信号。

可以在所述解调阶段简单地进行与已发送的符号有关的判定，同时不应用任何ICI减轻方案。可以使用所述OFDM信号直接解调已均衡的符号。其可以是最简单形式的判定导向的信道估计。然后可以使用已检测到的符号作为重新估计信道的新导频。

所述接收机可以包括：解调单元，适于对所述载波间干扰减少单元的输出信号和所述信道估计单元的输出信号进行解调，以及产生反馈信号并向所述信道估计单元发送所述反馈信号。

可以在所述ICI减少阶段之后进行与所述已发送的符号有关的判定。首先可以将ICI减少(例如3-拍ICI减少)应用于接收到的信号，然后可以对ICI已减轻的信号进行均衡。可以对已均衡的符号进行解调，然后将其发送回所述信道估计单元。然后可以使用已检测到的符号作为用于重新估计信道的新导频。

所述接收机可以包括：前向纠错单元，适于接收所述补偿单元的输出信号，以及基于纠错码来纠正所述输出信号。

前向纠错(FEC)是用于数据发送的纠错系统，通过前向纠错，发送方可以向其消息添加(仔细选择的)冗余数据，也称作纠错码。这可以允许接收机检测并纠正错误(在某个界限内的)，同时不需要向发送方要求附加数据。前向纠错的优点是不要求后向信道，且通常可以避免数据的重传(平均起来，以较高的带宽要求为代价)，

FEC处理通常可以发生在首先接收到信号之后的数字处理的早期阶段。即，FEC电路通常是模数转换过程的构成部分，其还涉及数字调制和解调，或行编码和解码。很多FEC编码器还可以产生误比特率(BER)信号，该信号可以用作对模拟接收电子设备进行微调的反馈。软判定算法(比如Viterbi解码器)可以用(准)模拟数据作为输入，且产生数字数据作为输出。

所述接收机可以包括：反馈单元，适于接收所述前向纠错单元的输出，以基于所述前向纠错单元的输出产生所述反馈信号，以及向所述信道估计单元发送所述反馈信号。

可以在前向纠错的外解码(outer decoding)阶段之后，进行与已发送的符号有关的判定。可以将所述补偿单元之后的信号发送至FEC解码器。可以就将所述FEC解码器的输出信号发送至所述反馈单元，所述反馈单元可以包括FEC编码器、交织器和调制单元。可以对所述解码比特进行重新编码、交织以及重新调制，以形成要用作新导频的符号。该方案可以提供比之前两个方案更可靠的“新导频符号”，因此使用该方案，可以得到更准确的信道估计，然而，其使用解调单元，比之前两个方案更复杂。

所述接收机可以包括：其他接收单元和/或其他信道估计单元，用于经由多根天线接收多载波信号。

例如在蜂窝和WLAN系统中，在接收广播信号中的行业趋势是使用多根接收天线并利用分集来减轻多普勒扩展的效应。根据该实施例，接收机可以与多根接收天线一起使用，以改进多普勒容忍性，这意味着使用混合多普勒补偿方案。

所述补偿单元还可以包括：多普勒补偿合并单元，具体地，简单多普勒补偿合并单元。

在该实施例中，可以实现多根接收天线。由于通过两根接收天线对广播信号进行多天线接收，所述移动接收机可以具有对通过不同时变信道传播的已发送信号的两个不同观察。由于信道中的差异，在每一个所观察的信号处经历到的信道增益和ICI电平可以是不同的。可以将来自多根天线的信号与不同的方案相结合，比如天线选择(AS)、预设权重合并(PWC)、最大比合并(MRC)、最小均方差(MMSE)合并或者简单多普勒补偿合并(SDCC)。使用合并方法，可以由信号的空间合并来减轻一些ICI，以及，由于在合并步骤之后，接收机必须仅处理单一观察而不是两个观察，则可以降低接收机的复杂度。

在该实施例中，可以使用SDCC单元，其是MMSE合并的简化版本，且是具有适度复杂度的有效合并方案。SDCC合并可以提供比正常条件下的常规MRC高得多的多普勒容忍性。SDCC方案还可以针对不同的信道模型(即在近散射和远散射环境中)是鲁棒的。其可以提供比在所有信道实现中的其他空间合并方案更高的多普勒容忍性。

基本上SDCC可以要求四个步骤：

1、计算合并权重，

2、对合并权重进行归一化，以维持子载波上固定的噪声功率，

3、将接收到的信号与计算出的合并器权重相合并，以及

4、计算已合并的信号的信道增益和信道变化率。

根据本实施例的补偿单元可以使用混合多普勒补偿方案，该方案对于不同的信道模型和场景是鲁棒的。所述混合多普勒补偿方案可以将三种不同的多普勒补偿机制进行结合，即简单多普勒补偿合并(SDCC)、3拍ICI消除(也可以是5拍、7拍等等)、以及对数似然比(LLR)技巧。所有这些方法可以使用信道信息来减轻ICI信号，其中，使用散射导频信号来估计信道增益和信道变化率。然而，通过信道估计阶段获得的信道信息也受ICI的负面影响，因此他们的性能受限于这些估计的准确性。此处，可以将混合多普勒补偿与判定导向的信道估计相结合，以改进信道估计准确性和针对多根接收天线的ICI减轻技术。可以将在单一天线OFDM系统中的接收机扩展到具有多根接收天线的OFDM系统中，使得将判定导向的信道估计与混合多普勒补偿方法相结合。

所述接收机可以包括：解调单元，适于对所述信道估计单元的输出信号以及所述多普勒补偿合并单元的输出信号进行解调，以及产生反馈信号并向所述信道估计单元发送所述反馈信号。

可以在对来自所述接收天线的SDCC合并信号的解调之后进行判定。然后可以使用已检测到的符号作为用于重新估计信道的新导频。

通过要在下文中描述并结合实施例的示例来解释的实施例的这些示例，本发明的上述定义的方面和其他方面是显而易见的。

附图说明

将结合实施例的示例在下文中更详细地描述本发明，但是本发明不受限于这些实施例的示例。

图1示出了根据本发明的示例实施例的接收机。

图2示出了常规移动OFDM接收机的框图。

图3示出了根据本发明的另一示例实施例的接收机。

图4示出了根据本发明的另一示例实施例的接收机。

图5示出了根据本发明的另一示例实施例的接收机。

图6示出了在多普勒频率为70Hz的情况下，不同类型的接收机的性能比较图。

图7示出了在多普勒频率为120Hz的情况下，不同类型的接收机的性能比较图。

图8示出了具有多根接收天线的移动OFDM接收机的框图。

图9示出了根据本发明的示例实施例的具有多根接收天线的接收机。

图10示出了根据本发明的另一示例实施例的具有多根接收天线的接收机。

图11示出了在散射丰富环境下，在多普勒频率为250Hz的的情况下的不同类型的接收机的性能比较图。

图12示出了在散射贫乏环境下，在多普勒频率为250Hz的情况下的不同类型的接收机的性能比较图。

具体实施方式

附图中的说明是示意性的。在不同附图中，向相似或相同的单元提供相同的引用标号。

正交频分复用(OFDM)是通过均衡来减轻无线信道的多路径扩展的有效方式。由于其对于信道的多路径扩展的鲁棒性及其高频谱效率，已经在不同的无线标准(例如DVB-T/H)中得到广泛采用，且还将其认为是用于未来蜂窝无线系统的最有价值的候选。尽管其具有优点，由于在高移动性场景中的信号的多普勒扩展，OFDM系统的接收质量受到了载波间干扰(ICI)的阻碍。ICI通过使得解调恶化且降低信道估计的准确性，使得接收质量退化。移动OFDM系统中的ICI问题是众所周知且被广泛研究的问题。可以将已知的解决方案分为三个类别，即基于信号处理的ICI消除方案、自我ICI消除编码方案、以及多天线技术。基于信号处理的ICI消除方案要求对信道的时变特性进行估计，以估计每一个子载波对其相邻子载波的干扰，以消除ICI，反之自我ICI消除编码方案以减少的频谱效率为代价来提供针对移动性的鲁棒性。多天线方案基于利用天线的分集和空间处理来减轻ICI。基于信号处理的ICI消除方案非常流行，因为他们相对于自我ICI消除编码方案和多天线解决方案，分别在频谱效率或硬件成本方面没有受到任何惩罚。ICI减少和LLR技巧方案(LLR trick scheme)被认为在单一天线移动OFDM接收机中非常有效。然而这些方案使用了通过信道估计阶段获得的信道信息，该信道估计阶段也受到ICI的负面影响，因此，他们的性能受限于这些估计的准确性。

图2示出了常规OFDM接收机200。考虑常规OFDM系统，其中，通过使用N点IFFT，将N个复数符号s＝[s₁，s₂，...，s_m，...，s_N]调制到N个正交子载波上。假定将比信道脉冲响应的长度更长的循环前缀插入信号以避免块间干扰。所发送的信号穿过由不相关路径构成的时变多径信道，该不相关路径具有复数衰减{h₁(t)}和具有脉冲响应的延迟{τ₁}

$h(t,\mathrm{\τ})={\mathrm{\Σ}}_{l=0}^{L-1}{h}_l\left(t\right)\mathrm{\δ}(\mathrm{\τ}-{\mathrm{\τ}}_l)---\left(1\right)$

其中，L是多径分量的数目。假定每一个多径项h₁(t)由P个独立同分布的散射信号构成，且均匀分布的到达角(AOA)θ_l，p为

其中，f_D＝f_c.v/c，v是移动单元的速度，c＝3.10⁸m/s，且f_c是载波频率。是路径增益，θ_l，p是AOA，且Δ_l，p是第l条多径的第p个散射分量的相位。

将时域中的基带接收信号表示为r(t)，且将其表达为

$r\left(t\right)={\mathrm{\Σ}}_{m=0}^{N-1}{H}_m\left(t\right)e^{j2\mathrm{\πm}{f}_s\mathrm{\τ}}{s}_m+v\left(t\right)---\left(3\right)$

其中是子载波m在时间t处的信道频率响应，f_s是子载波间隔，且v(t)是具有方差的加性白高斯噪声(AWGN)。经由接收单元110接收信号，接收单元110包括天线111和单元112，单元112包括RX滤波器和模拟/数字转换器，用于对信号进行滤波和转换。可以使用最高展开到一阶的项的在t₀附近的泰勒级数展开来对H_m(t)进行近似

H_m(t)≈H_m(t₀)+H′_m(t₀)(t-t₀)       (4)

其中，可以将t₀选择为在已分窗的OFDM符号的中间。使用(4)，在对接收到的信号进行采样、进行恰当的分窗和FFT操作之后(在单元113中进行)，可以将在第m个子载波处的基带接收信号y_m近似为

$y_m\≈H_m\left(t_0\right)s_m+{\mathrm{\Σ}}_{n=0}^{N-1}{H^{\′}}_n\left(t_0\right){\mathrm{\Ξ}}_{m,n}{s}_n+{\mathrm{\θ}}_m---\left(5\right)$

其中

${\mathrm{\Ξ}}_{m,n}=\frac{1}{N^2{f}_s}{\mathrm{\Σ}}_{k=0}^{N-1}(k-(N-1)/2)e^{j2\mathrm{\π}(n-m)k/N}---\left(6\right)$

其中，选择t₀为已分窗的OFDM符号的中间。在(5)的求和中的项表示第m个子载波所经历到的ICI项。

假定在信道估计单元120中通过使用每一个天线的每一个OFDM符号处的导频子载波，来估计子载波m的信道频率响应H_m(t₀)，例如通过使用DVB-T中的散射导频来进行，以及可以通过使用后一个和前一个OFDM符号的信道频率响应，简单地获得每一个子载波的信道变化率H′_i，m(t₀)：

${H^{\′}}_{i,m}\left(t_0\right)=\frac{H_{i,m}(t_0+T_{\mathrm{OFDM}})-H_{i,m}(t_0-T_{\mathrm{OFDM}})}{2T_{\mathrm{OFDM}}}---\left(7\right)$

其中H_i，m(t₀+T_OFDM)和H_i，m(t₀-T_OFDM)分别表示后一个和前一个OFDM符号的第i个天线的子载波m的信道频率响应，且T_OFDM是OFDM符号时间长度，即1/f_s+T_CP，T_CP是循环前缀的时间长度。

为了减轻ICI问题，在图2的接收机中使用两个单元，即使用ICI减少方案的第一单元131和使用对数似然比(LLR)技巧的第二单元132。ICI减少方案首先简单地估计在每一个子载波处来自相邻子载波的ICI，然后将其从接收信号中减去以减轻ICI。在该上下文中，作为结果的3拍ICI净化信号就是

应当注意到本领域技术人员可以选择使用更大数目的拍(tap)用于ICI消除，以进一步增加针对多普勒扩展的鲁棒性。

之前针对单一天线OFDM接收机开发的LLR技巧是利用与每一个子载波处的ICI功率电平有关的信息的简单方法。取代使用均匀的加性高斯噪声功率，可以使用剩余的ICI和噪声功率来计算比特的可靠性，即对数-似然比(LLR)。因此，FEC解码器(例如DVB-T标准中的Viterbi解码器)可以使用与输入比特的可靠性有关的更精确的信息，该信息还考虑到每一个比特经历到的ICI功率。每一个子载波经历到的ICI和噪声功率取决于在ICI减少阶段中使用的拍的数目(即在本实施例中是3)，并可以将其表达为：

${\mathrm{\σ}}_{\mathrm{ICI}+N,m}^2={\mathrm{\σ}}_{\mathrm{noise}}^2+{\mathrm{\Σ}}_{|n-m|>1}{\left|{H^{\′}}_n\right|}^2{\left|{\mathrm{\Ξ}}_{m,n}\right|}^2\≈{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{noise}}^2+{\left|{H^{\′}}_m\right|}^2{\mathrm{\Σ}}_{|n-m|>1}{\left|{\mathrm{\Ξ}}_{m,n}\right|}^2---\left(9\right)$

使用近似，对剩余ICI和噪声功率的估计进行了相当程度的简化。

应当注意到，这两个ICI减轻步骤使用了信道和信道变化率信息来补偿多普勒效应。然而，随着移动性导致的多普勒扩展增加，ICI功率还增加了对信道估计阶段中使用的导频的影响。因此，ICI使得可以在接收机处用于减轻多普勒效应的该重要信息的准确性下降。

根据图1所示的本发明的实施例，因此提出使用判定导向的信道估计与ICI减少方案和LLR技巧一起来改进信道估计准确性，从而增加这些方案在减轻多普勒效应方面的有效性。

因此，接收机100包括：接收单元110，用于经由发送信道接收多载波或OFDM信号101。信道估计单元120从接收单元接收OFDM信号，以及还接收反馈信号121。基于这两个信号，基于判定导向的信道估计来估计发送信道的属性，然后向补偿单元发送信道估计信号。然后补偿单元提供信号134，在信号134中，至少部分地补偿信号失真，例如载波间干扰。

即使在高移动性的情况下，使用判定导向的信道估计方法也可以增加信道估计的准确性。可以在ICI消除阶段使用更准确的信道信息，从而，其可以增加这些方案在减轻多普勒效应方面的有效性。该组合方法可以让接收机针对于移动性效应更加鲁棒，且提供比常规方案更好的接收质量。

估计信道增益和信道变化率的常规方案是使用频域中的散射导频，因为在标准文档中定义了这些散射导频。然而，随着移动性增加，散射导频经历到的ICI功率将更高，导致将在ICI减轻和软比特产生步骤中使用的与信道增益和变化率信息有关信息更加不准确(在作为软比特计算单元的单元133中进行)。在根据本发明的实施例中，可以将判定导向的信道估计和ICI减轻方法一起使用。可以基于散射的导频进行初始的粗略信道估计。可以使用该初始信道信息来获得与已发送的符号有关的一些判定，且可以使用该估计符号来作为“新的导频符号”以更准确地估计信道。可以在链中的不同点处进行与已发送的符号相关的判定。在图3-5中，示出了使用所提出的方案的三种类型实现的示例实施例。

图3示出了接收机300，其中，可以简单地在解调阶段进行与已发送符号有关的判定，同时不应用任何ICI减轻方案(所谓的“廉价小循环”)。将已均衡的符号

${\hat{s}}_m=y_m/H_m$

解调为星座图中的最接近的点。这意味着图2的常规接收机包括附加的解调单元150，解调单元150接收OFDM信号以及信道估计单元120的输出信号。其为在此提出的判定导向的信道估计的最简单形式。然后使用已检测的符号来作为用于重新估计信道的新导频。接收机还包括输出单元140。

图4示出了接收机400，其中，可以在ICI减少阶段之后进行与已发送的符号有关的判定(所谓的“ICI减轻小循环”)。首先如(8)中针对3拍ICI减少所定义的，将ICI减少应用于接收信号，然后，将已ICI减轻的信号均衡为：

将已均衡的符号解调为星座图中的最接近的点。这意味着图2的常规接收机包括附加的解调单元150，解调单元150接收信道估计单元120的输出信号以及在单元131中的ICI信号产生之后的作为结果的信号。然后使用已检测的信号作为用于重新估计信道的新导频。

图5示出了接收机500，其中，可以在去交织161之后的FEC解码器162中的前向纠错的外解码阶段之后，进行与已发送的符号有关的判定(所谓的“大循环”)。在反馈单元170中进一步处理已解码的比特，这意味着重新编码(FEC编码器171)、交织(交织器172)以及重新调制(调制器173)，以形成要被用作新导频的符号。该方案可以提供比之前两个方案更可靠的“新导频符号”，因此使用该方案，可以得到更准确的信道估计，然而，其比之前两个方案更复杂。

在图6和7中，通过对移动OFDM系统在不同多普勒频率和信道模型处的BER性能的仿真，示出了将判定导向的信道估计与ICI减少和LLR技巧方法相结合的新方案的优势。考虑如DVB-T标准中指定的具有1/4保护间隔、1116Hz子载波间隔和卷积编码率为R＝2/3的8KOFDM模式下的16-QAM调制的DVB-T信号。可以假定通过仅针对每一个OFDM符号，对频域中散射导频的信道估计进行插值，来进行简单的初始信道估计。图6和7示出了忽视移动性效应的固定接收机(图601)、具有3拍ICI减少和LLR技巧的常规移动接收机(图602)、图3的接收机(图603)、图4的接收机(图604)以及图5的接收机(图605)的BER性能比较。

在图6中，针对多普勒频率为70Hz的散射丰富环境进行比较。观察到，所提出的将判定导向的信道估计与ICI减少和LLR技巧方案相结合的方案提供了在BER性能方面显著的改进。如预期的一样，由于图5的接收机的更复杂和更可靠的判定，其为最佳表现方案。

在图7中，针对多普勒频率为120Hz的散射贫乏环境进行BER性能比较。在该情况下也观察到所提出的方案的类似性能增强。

下面，将图3-5的接收机扩展到多根接收天线系统。对于该系统，可以使用混合多普勒补偿方案，其对于不同的信道模型和场景是鲁棒的。所提出的方案可以将三种不同多普勒补偿机制加以结合，即简单多普勒补偿合并(SDCC)、3拍ICI消除和对数似然比(LLR)技巧。所有这些方法都使用信道信息来减轻ICI信号，其中，散射导频信号用于估计信道增益和信道变化率。然而，通过信道估计阶段获得的信道信息也受到ICI的负面影响，因此，他们的性能受限于这些估计的准确性。如上面所示和所解释的，可以使用判定导向的信道估计来改进单一天线OFDM系统中的信道估计准确性和ICI减轻技术。现在，可以将该方案扩展到具有多根接收天线的OFDM系统中，导致将判定导向的信道估计与混合多普勒补偿方法相结合。可以用两种方式来进行判定：在对来自接收天线的SDCC合并信号的解调之后；以及在FEC解码器之后。该提出的方案可以提供比常规混合多普勒补偿方法更好的多普勒容忍性，因此，可以提供在数字广播信号(如DVB-T、DVB-H等等)的高速交通工具速度下的更好的接收质量。

由于单一天线接收机ICI减轻方案的计算强度可能很大，并且可能提供有限的多普勒容忍性，在蜂窝和WLAN系统中，在接收广播信号中的行业趋势是使用多根接收天线并利用分集来减轻多普勒扩展的效应。此处，提出了针对具有多根接收天线的移动OFDM接收机的移动均衡器，以改进多普勒容忍，即混合多普勒补偿方案。该方案可以使用信道信息来减轻通过使用散射导频信号所得到的ICI。

图8示出了常规OFDM接收机800，其基于如图2所示的常规OFDM接收机及对应的描述，并将其扩展为包括具有两个接收天线111的两个接收单元110(在本示例中)。

下面，考虑具有M个接收天线的常规OFDM系统。将如图2的上下文中所解释的公式扩展为多根接收天线。现在，第i个接收天线的复数衰减是{h_i，1(t)}和脉冲响应是

$h_i(t,\mathrm{\τ})={\mathrm{\Σ}}_{l=0}^{L-1}{h}_{i,l}\left(t\right)\mathrm{\δ}(\mathrm{\τ}-{\mathrm{\τ}}_l)---\left(12\right)$

其中，L是多径分量的数目。假定每一个多径项h_i，1(t)由P个独立同分布的散射信号构成，同时均匀分布的到达角(AOA)θ_l，p为

其中，f_D＝f_c.v/c，v是移动单元的速度，c＝3.10⁸m/s，且f_c是载波频率。是路径增益，θ_l，p是AOA，且Δ_i，l，p是第i根天线的第l条多径的第p个散射分量的相位。应当注意到，{Δ_i，l，p}取决于接收天线的AOA和相对位置。

将时域中第i根接收天线的基带接收信号表示为r_i(t)，且将其表达为

$r_i\left(t\right)={\mathrm{\Σ}}_{m=0}^{N-1}{H}_{i,m}\left(t\right)e^{j2\mathrm{\πm}{f}_s\mathrm{\τ}}{s}_m+v_i\left(t\right)---\left(14\right)$

其中，是子载波m在第i根天线处、时间t处的信道频率响应，f_s是子载波间隔，且v_i(t)是在第i根天线处具有方差的附加高斯白噪声(AWGN)。可以使用最高展开到一阶的项的在t₀附近的泰勒级数展开来近似H_i，m(t)

H_m(t)≈H_m(t₀)+H′_m(t₀)(t-t₀)     (15)

其中，可以将t₀选择为在已分窗的OFDM符号的中间。使用(15)，在对接收到的信号进行采样、进行恰当的分窗和FFT操作之后，可以将在第i根天线的第m个子载波处的基带接收信号y_i，m近似为

$y_{i,m}\≈H_{i,m}\left(t_0\right)s_m+{\mathrm{\Σ}}_{n=0}^{N-1}{H^{\′}}_{i,n}\left(t_0\right){\mathrm{\Ξ}}_{m,n}{s}_n+{\mathrm{\θ}}_m---\left(16\right)$

其中，选择t₀为已分窗的OFDM符号的中间。在(16)的求和中的项表示第m个子载波经历到的ICI项。应当注意到且对于小的|m-n|值，可以由以下公式来近似

${\mathrm{\Ξ}}_{m,n}=\frac{1}{j{N}^2{f}_s\sin \left(\frac{2\mathrm{\π}(n-m)}{N}\right)}---\left(17\right)$

将来自每一根接收天线的第m个子载波的所有接收信号堆叠，可以以向量形式将接收信号表示为：

$y_m=\left[\begin{array}{c}{y}_{1,m}\\ y_{2,m}\\ \·\\ \·\\ \·\\ y_{M,m}\end{array}\right]\≈\left[\begin{array}{c}{H}_{1,m}\\ H_{2,m}\\ \·\\ \·\\ \·\\ H_{M,m}\end{array}\right]s_m+{\mathrm{\Σ}}_{n=0}^{N-1}\left[\begin{array}{c}{H}_{1,n}^{\′}\\ H_{2,n}^{\′}\\ \·\\ \·\\ \·\\ H_{M,n}^{\′}\end{array}\right]{\mathrm{\Ξ}}_{m,n}{s}_n+\left[\begin{array}{c}{\mathrm{\θ}}_{1,m}\\ {\mathrm{\θ}}_{2,m}\\ \·\\ \·\\ \·\\ {\mathrm{\θ}}_{M,m}\end{array}\right]\≈c_m{s}_m+{\mathrm{\Σ}}_{n=0}^{N-1}{d}_n{\mathrm{\Ξ}}_{m,n}{s}_n+$

${\stackrel{-}{\mathrm{\θ}}}_m---\left(18\right)$

应当注意到，近似公式的右边的第一项是在第m个子载波处的预期信号，而求和中的第二项仅表示来自相邻子载波的ICI，因为

如图8所示的混合多普勒补偿方案使用简单多普勒补偿合并器(SDCC)180、ICI减少方案131和LLR技巧132。

可以将SDCC表达为：

其中， $\mathrm{\α}={\mathrm{\Σ}}_{n=0}^{N-1}{\left|{\mathrm{\Ξ}}_{m,n}\right|}^2.$

在线性合并步骤之后，接收机对信号进行如下的单一观察：

$y_{c,m}\≈H_{c,m}{s}_m+{\mathrm{\Σ}}_{n=0}^{N-1}{H}_{c,n}^{\′}{\mathrm{\Ξ}}_{m,n}{s}_n+{\mathrm{\θ}}_{c,m}---\left(20\right)$

其中，且同时

由于最接近的子载波造成了最高的ICI电平，因此提出了在已合并的信号中使用3拍ICI消除。在该上下文中，作为结果的已ICI净化的信号便是：

(21)

在该实施例中，每一个子载波经历到的ICI和噪声功率还可以取决于在ICI减少阶段中使用的拍的数目(即，在所提出的示例解决方案中为3)，且可以将其表达为：

${\mathrm{\σ}}_{\mathrm{ICI}+N,m}^2={\mathrm{\σ}}_{\mathrm{noise}}^2+{\mathrm{\Σ}}_{|n-m|>1}{\left|{H^{\′}}_{c,n}\right|}^2{\left|{\mathrm{\Ξ}}_{m,n}\right|}^2\≈{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{noise}}^2+{\left|{H^{\′}}_{c,m}\right|}^2{\mathrm{\Σ}}_{|n-m|>1}{\left|{\mathrm{\Ξ}}_{m,n}\right|}^2$

(22)

应当认识到所有SDCC、ICI减少和LLR技巧步骤使用信道和信道变化率信息来补偿多普勒效应。然而，随着移动性导致的多普勒扩展增加，ICI功率也增加了对用于信道估计阶段的导频的影响。因此，ICI使得可以在接收机处用于减轻多普勒效应的该重要信息的准确性下降。

因此，可以一起使用判定导向的信道估计和混合多普勒补偿解决方案，来改进信道估计准确性，从而增加这些方案在减轻多普勒效应方面的有效性。图9和10示出了包括图8的常规接收机的组件在内的根据本发明的接收机的示例实施例。

在图9的接收机900中，可以在应用SDCC方案之后的解调阶段简单地进行与已发送符号有关的判定(所谓的“小循环”)。这意味着接收机包括：解调单元150，接收SDCC单元180的输出信号。将已均衡的符号

${\hat{s}}_m=y_{c,m}/H_{c,m}---\left(23\right)$

解调为星座图中的最接近的点。这是判定导向的信道估计的最简单形式。然后使用已检测的符号作为用于重新估计信道的新导频。

图10的接收机1000包括如在图5的上下文中解释的FEC解码器和反馈单元。可以在前向纠错的外解码阶段之后进行与已发送的符号有关的判定(所谓的“大循环”)。将已解码的比特重新编码、交织以及重新调制，以形成要用作新导频的符号。该方案可以提供比之前方案更可靠的“新导频符号”，因此使用该方案，可以得到更准确的信道估计，然而，其比之前方法更复杂。

通过对移动OFDM系统在不同多普勒频率和信道模型处的BER性能的仿真，图11和12示出了将判定导向的信道估计与ICI减少和LLR技巧方法相结合的新方案的优势。考虑如DVB-T标准中指定的具有1/4保护间隔、1116Hz子载波间隔和卷积编码率R＝2/3的8KOFDM模式下的16-QAM调制的DVB-T信号。假定通过仅针对每一个OFDM符号，对频域中散射导频的信道估计进行插值，来进行简单的初始信道估计。图11和12示出了忽视移动性效应的固定接收机，即基于最大比合并的检测(图701)、具有包括SDCC、3拍ICI减少和LLR技巧在内的混合多普勒补偿方法的常规移动接收机(图702)、图9的接收机(图703)以及图10的接收机(图704)。

在图11中，针对多普勒频率为250Hz的散射丰富环境进行比较。可以观察到，所提出的将判定导向的信道估计与混合多普勒补偿解决方案相结合的方案(图703和704)提供了在BER性能方面显著的改进。图9和10的接收机相当类似地执行了提供在多普勒补偿方法中要使用的类似准确性。

在图12中，针对多普勒频率为250Hz的散射贫乏环境进行BER性能比较。在该情况下也观察到所提出的方案的类似性能增强。

应当注意到，术语“包括”不排除其他单元或特征，以及“a”或“an”不排除多个。同样地则可以将与不同实施例关联描述的单元相结合。

还应当注意到，不应当将权利要求中的引用标号解释为限制权利要求的范围。

Claims (12)

1.一种接收机（100），具体地，一种移动正交频分复用OFDM接收机，所述接收机包括：

接收单元（110），用于经由发送信道接收多载波信号，

信道估计单元（120），用于基于所述接收单元(110)接收的多载波信号和在所述接收机的信号处理路径的所述信道估计单元的下游的位置处提供的反馈，估计对所述发送信道的属性进行指示的信道估计信号，以及

补偿单元（130），适于基于由所述接收单元接收的所述多载波信号以及由所述信道估计单元估计的所述信道估计信号，至少部分地补偿所述发送信道中的信号失真，以及输出（134）具有已至少部分地补偿过信号失真的接收到的多载波信号，所述补偿单元包括载波间干扰减少单元和其他单元，所述载波间干扰减少单元用于从接收到的多载波信号中减去载波间干扰，所述其他单元用于使用对数似然比计算所述多载波信号的可靠性，其中所述其他单元使用剩余的载波间干扰和噪声功率来计算对数似然比。

2.根据权利要求1所述的接收机，其中，所述补偿单元（130）是适于至少部分地补偿由于所述接收机的移动性而产生的信号失真的多普勒补偿单元。

3.根据权利要求1所述的接收机，其中，所述多载波信号是正交频分复用OFDM信号。

4.根据权利要求1所述的接收机，其中，所述反馈信号（121）包括作为判定所述多载波信号中的导频符号的基础的信息。

5.根据权利要求1所述的接收机，其中，所述接收机（100）包括：解调单元（150），适于对所述信道估计单元（120）的输出信号和所述OFDM信号进行解调，以及产生反馈信号并向所述信道估计单元发送所述反馈信号。

6.根据权利要求1所述的接收机，其中，所述接收机（100）包括：解调单元（150），适于对所述载波间干扰减少单元（131）的输出信号和所述信道估计单元（120）的输出信号进行解调，以及产生反馈信号并向所述信道估计单元发送所述反馈信号。

7.根据权利要求1所述的接收机，其中，所述接收机（100）包括：前向纠错单元（162），适于接收所述补偿单元（130）的输出信号，以及基于纠错码来纠正所述输出信号。

8.根据权利要求7所述的接收机，其中，所述接收机（100）包括：反馈单元（170），适于接收所述前向纠错单元（162）的输出，以基于所述前向纠错单元的输出产生所述反馈信号，以及向所述信道估计单元（120）发送所述反馈信号。

9.根据权利要求1所述的接收机，其中，所述接收机（100）包括：其他接收单元（110）和/或其他信道估计单元（120），用于经由多根天线（111）接收多载波信号。

10.根据权利要求9所述的接收机，其中，所述补偿单元（130）还包括：多普勒补偿合并单元（180），用于接收所述信道估计单元的输出信号。

11.根据权利要求10所述的接收机，其中，所述接收机（100）包括：解调单元（150），适于对所述信道估计单元（120）的输出信号以及所述多普勒补偿合并单元（180）的输出信号进行解调，以及产生反馈信号并向所述信道估计单元发送所述反馈信号。

12.一种至少部分地补偿多载波信号中的信号失真的方法，所述多载波信号具体是OFDM信号，所述方法包括：

经由发送信道接收所述多载波信号，

基于所述发送信道接收的多载波信号和反馈信号，估计对所述发送信道的属性进行指示的信道估计信号，

基于所述多载波信号以及所述信道估计信号，至少部分地补偿所述发送信道中的信号失真，以及

输出具有已补偿过信号失真的接收到的多载波信号，其中至少部分地补偿所述发送信道中的信号失真包括从所接收的多载波信号中除去载波间干扰，并使用对数似然比计算多载波信号的可靠性，其中使用剩余的载波间干扰和噪声功率来计算对数似然比。