CN101375567A - 采用递归滤波的信道估计方法和具有干扰感知解调的多载波接收器 - Google Patents

Abstract

本文描述了无线网络中带有干扰感知解调的多载波接收器和采用递归滤波的信道估计方法的实施例。也对其他实施例作了说明并提出了权利要求。在一些实施例中，分配递归滤波器的阶次来跟踪主要信道以及一个或多个干扰信道以便生成信道估计。

Description

采用递归滤波的信道估计方法和具有干扰感知解调的多载波接收器

技术领域

本发明的一些实施例属于无线通信系统。本发明的一些实施例属于无线网络，譬如宽带无线接入(BWA)网络。本发明的一些实施例属于多载波接收器(譬如正交频分复用(OFDM)接收器)中的干扰消除。

背景技术

移动站接收和处理来自服务基站的信号的能力可能会受干扰信号的影响，特别受来自采用相同频率子载波的其他基站的干扰的影响。在BWA网络的情况下，BWA网络的不同基站可以是时间同步的，而且可以采用多路传输方案(譬如正交频分多址：OFDMA)的相同子载波将下行链路(DL)帧并行发送到它们的相关移动站。这样就使在存在其他(即干扰)基站情况下运行的移动站很难接收和处理来自服务基站的信号。

BWA网络的另一个问题是多普勒感应载波间干扰(ICI)，这是相邻子载波之间的干扰。多普勒感应ICI也许是由于信道随时间变化的速度以及移动站的速度引起的。多普勒感应ICI使对来自服务基站的信号的解码变得很困难。

所以一般来讲，需要拥有能够在存在干扰基站的情况下运行的接收器、降低和/或消除来自其他基站的干扰的方法以及能够消除和/或降低多普勒感应ICI的接收器。

附图说明

图1A表示根据本发明的一些实施例的无线网络；

图1B表示根据本发明的一些实施例的、带有多扇区基站的无线网络；

图2是根据本发明的一些实施例的多载波接收器的功能框图；

图3是根据本发明的一些实施例的信道估计器的框图；

图4表示根据本发明的一些实施例的下行链路帧；

图5是根据本发明的一些实施例的干扰消除过程的流程图。

具体实施方式

下面的说明和附图充分说明了本发明的多个特定实施例，以使那些本领域人员能够实现这些实施例。其他实施例可以包括结构的、逻辑的、电气的、过程的和其他的变化。示例仅仅代表可能的变动。除非明确要求，否则，诸独立的部件和功能都是可选的，而且运行顺序也可以改变。一些实施例的多个部分和特征可以被包含在其他实施例的部分和特点之中，或者被用来代替其他实施例的部分和特征。在权利要求中提出的本发明的一些实施例包含了这些权利要求的所有可用的对等实施例。在本文中，仅仅是为了方便而采用术语“发明”来单独地或集体地表示本发明的诸实施例，如果实际上公布了不止一个实施例，那么决不是要将这个申请的范围限定为任何单个的发明或者发明构思。

图1A表示根据本发明的一些实施例的无线网络。无线网络100包括移动站(MS)102、服务基站(BS)104以及一个或多个干扰基站(BS)106。干扰基站106和服务基站104可以是相邻的基站。移动站102和服务基站104通过主要信道105通信。干扰基站106可以在与移动站102及服务基站104所使用频谱相同的频谱内和其他移动站(未示出)通信。服务基站104和干扰基站106可以使用相同的子载波集合来进行它们的通信。来自干扰基站106的干扰信号可以由移动站102通过干扰信道107加以接收。在一些实施例中，无线网络100可以是BWA网络，当然，本发明的范围并不局限于此。

根据本发明的一些实施例，移动站102可以通过天线103接收信号，而且可以通过对已接收信号的独立子载波进行适当加权来明显降低甚至基本消除来自一个或多个干扰基站106的干扰。在一些实施例中，移动站102按照逐符号方式执行递归滤波过程来为主信道105以及一个或多个干扰信道107生成和更新信道估计以便在生成权重时使用。

在一些实施例中，移动站102可以根据前同步符号中的标识符来识别被认为是主要干扰源的干扰基站106。在一些实施例中，移动站102可以生成供被确认为主要干扰源的干扰基站106使用的子载波调制序列。

在一些实施例中，移动站102可以按照逐个符号方式采用递归滤波过程来对每个导频子载波为主信道105和干扰信道107递归生成和/或更新信道估计。在一些实施例中，移动站102可以采用导频子载波调制序列同时为服务基站104和干扰基站106生成和/或更新这些信道估计。在一些实施例中，递归滤波过程也可以采用在导频子载波上接收到的信号以便为OFDMA帧的每个数据符号递归生成和更新这些信道估计。

在一些实施例中，利用对主信道105的信道估计和对干扰信道107的信道估计，移动站102可以对每个导频子载波按照逐符号方式计算干扰相关矩阵。在一些实施例中，移动站102还可以对每个导频子载波按照逐符号方式根据干扰相关矩阵和对主信道105的信道估计来计算权重。在一些实施例中，移动站102可以为每个导频子载波内插权重以便为每个数据子载波生成权重。后面将会对这些实施例作更为详细的说明。

在一些实施例中，移动站102可以生成信道估计以供在均衡正交频分复用(OFDM)信号时使用。在这些实施例中，移动站102可以包括信道估计器，该信道估计器可以分配递归滤波器的2阶或更多阶(即维数)来用服务基站104去跟踪主信道105。在这些实施例中，信道估计器可以分配该递归滤波器的附加阶来跟踪最重要的一个或多个干扰信道107。该递归滤波器对已接收信号的导频子载波执行逐符号的递归滤波，以便对每个导频子载波为该主信道按照逐符号方式生成信道估计。在一些实施例中，该递归滤波器的阶可以指该递归滤波器被设计成处理的矩阵维数。后面将会对这些实施例作更为详细的说明。

在能够感知干扰的实施例中，可以在符号解调的过程中应用对主信道105的信道估计和对干扰信道107的信道估计来为每个子载波生成位度量。在这些实施例中，该位度量可以代表既受主信道105的信道估计影响又受干扰信道107的信道估计影响的预定位值(譬如1或0)的概率。后面也会对这些实施例作更为详细的说明。

在一些实施例中，移动站102可以至少部分地消除已接收信号的子载波之间的多普勒感应ICI。在这些实施例中，该信道估计器可以根据对帧的诸序列符号的信道估计之间的差来为每个子载波生成信道导数估计。对每个子载波被而言，该信道导数估计可以被应用于信道均衡频域信号以便降低和/或基本消除诸子载波之间的所有多普勒感应ICI。后面也会对这些实施例作更为详细的说明。

图1B表示根据本发明的一些实施例的、带有多扇区基站的无线网络。无线网络150包括多扇区基站118以及多个移动站，这些移动站通常可以用移动站102、108和110来表示。多扇区基站118采用相同的频谱来提供多个扇区(譬如扇区112、114和116)之内的无线网络通信，而且在一些实施例中采用相同的一组子载波。在这些实施例中，多扇区基站118和扇区112中的移动站102通信，多扇区基站118和扇区116中的移动站108通信，多扇区基站118和扇区114中的移动站110通信。在这些实施例中，多扇区基站118在主信道115上和移动站102通信，而多扇区基站118在其他信道(未示出)上和移动站108和110通信。多扇区基站118和移动站108及110之间的通信可以生成移动站102和多扇区基站118之间的干扰信道117。在一些实施例中，无线网络150可以是BWA网络，当然本发明的范围并不局限于此。

在一些多扇区实施例中，发送到不同扇区的移动站的帧的前同步符号可以采用不同的子载波集，而这些帧的数据部分可以采用相同的子载波。在一些多扇区实施例中，多扇区基站118可以采用三个正交子载波集中的一个来在每个扇区之内发送前同步符号，当然，本发明的范围并不局限于此。

在这些多扇区实施例中，多扇区基站118可以采用每个第三子载波来在特定扇区之内发送前同步符号，当然本发明的范围并不局限于此。因为多扇区基站118可以在每个扇区采用不同的子载波集，所以移动站102的信道估计器可以为主信道115生成初始信道估计，而且采用该前同步符号为干扰信道117生成初始信道估计，当然本发明的范围并不局限于此。这些初始信道估计可以被用来初始化该递归滤波器，这一点在后面将会予以更为详细的说明。

在这些多扇区实施例中，图1B所示的移动站102可以对应于移动站102(图1A)。多扇区基站118也可以是服务基站，譬如基站104(图1A)。干扰信道117可以对应于干扰信道107(图1A)，而主信道115可以对应于主信道105(图1A)。

图2是根据本发明的一些实施例的多载波接收器的功能框图。多载波接收器200可以适合用来作为移动站102(图1A)的接收器部分，当然其他接收器设计也是适用的。

多载波接收器200可以包括接收多载波信号的天线203和射频(RF)电路204，从而对所接收到的信号做下变频并使其数字化。RF电路204可以生成数字时域信号205。天线203可以对应于移动站102(图1A和图1B)的天线103(图1A和图1B)。

多载波接收器200可以包括傅立叶变换电路206，对数字时域信号205进行傅立叶变换以便生成多个频域信号207。在一些实施例中，傅立叶变换电路206可以为所接收到的多载波通信信号的每个子载波提供频域信号207中的一个信号。在一些实施例中，傅立叶变换电路206可以执行离散傅立叶变换(DFT)，譬如快速傅立叶变换(FFT)，当然，本发明的范围并不局限于此。

多载波接收器200还可以包含信道估计器200以便根据频域信号207为每个数据子载波生成信道估计221。在一些实施例中，信道估计221可以包含每个数据子载波的权重。多载波接收器200还可以包含信道均衡器208以便根据信道估计221来为频域信号207的子载波做加权，从而为每个子载波生成信道均衡的频域信号209。根据实施例，由信道均衡器208做加权可以抑制干扰信号，特别是如上所述的从最主要的干扰基站106(图1A)来的传输或者从多扇区基站118(图1B)的扇区来的传输。在一些实施例中，经过信道均衡的频域信号209可以包含每个数据子载波的子符号。在一些实施例中，信道估计器220可以为该主信道生成信道估计221，为诸干扰信道生成信道估计225，以及/或者从所接收到的信号219的数据符号的前同步符号和导频子载波来生成信道导数估计223。所接收到的信号219可以包含频域信号207。关于信道估计器220如何生成信道估计221的问题，将留待以后做更为详细的说明。

在一些实施例中，多载波接收器200可以包含多普勒感应ICI消除电路210以便降低和/或基本消除来自所接收到的信号的多普勒感应ICI。在一些实施例中，多普勒感应ICI消除电路210可使用信道导数估计223。在一些实施例中，多普勒感应ICI消除电路210可以为每个数据子载波生成频域信号211。多普勒感应ICI消除电路210可以是多载波接收器200的优选部件。多普勒感应ICI的降低和/或消除将在后面做更为详细的讨论。

多载波接收器200还可以包括符号解调器214来解调频域信号211的子符号，而且为每个数据子载波生成位度量215。在一些实施例中，符号解调器214可以是正交调幅(QAM)解调器，频域信号211的子符号可以包含每个数据子载波的QAM符号，当然，本发明的范围并不局限于此。在能够感知干扰的一些实施例中，符号调制器214可以采用对干扰信道107(图1A)的信道估计225以及对主信道105(图1A)的信道估计221来降低和/或可能消除干扰信道对随后执行的解码运算的影响。

多载波接收器220还可以包含解交织器216来对位度量215执行解交织运算以便生成解交织的位度量217。在一些实施例中，解交织器216可以对位块执行解交织运算，当然，本发明的范围并不局限于此。

多载波接收器200还可以包括纠错解码器218来对位度量217执行纠错解码运算以便生成解码的输出位流。在这些实施例中，位度量215可以代表能够采用软决策解码器执行解码的概率(譬如软位)，而不是实际硬位。在这些实施例中，纠错解码器218可以是软决策解码器，譬如Viterbi解码器，当然，本发明的范围并不局限于此。在这些实施例中，干扰信道的干扰影响可以通过符号解调器214降低，该解调器在生成位度量215时考虑了对不同子载波的各种干扰值，以便改善由解码器218执行的纠错解码。

尽管多载波接收器200被描述成具有几个分离的功能元件，但这些功能元件中的一个或多个也可以加以组合，而且可以采用软件配置的元件(譬如包括数字信号处理器(DSP)的处理元件)以及/或者其他硬件元件的组合来实施。举例来说，一些元件可以包含一个或多个微处理器、DSP、专用集成电路(ASIC)以及至少用来执行本文所述功能的各种硬件和逻辑电路的组合。在一些实施例中，多载波接收器200的功能元件可以指在一个或多个处理元件上运行的一个或多个处理过程。

在一些实施例中，多载波接收器200可以是在多载波通信信道上发送和接收OFDMA通信信号的无线通信设备的组成部分。该多载波通信信道可以在预定的频率谱之内，而且可以包含多个正交子载波。在一些实施例中，这些正交子载波可以是空间排列密集的OFDM子载波。每个子载波在其他子载波的实际中心频率处可以为0，而且/或者每个子载波在一个符号周期内可以具有整数个周波，当然，本发明的范围并不局限于此。在一些其他的实施例中，多载波接收器200可以采用扩频信号通信。在一些实施例中，通信信号的频谱可以包括2到11GHz之间的频率，当然，本发明的范围并不局限于此。

在一些实施例中，多载波接收器200可以是在BWA网络(譬如微波存取全球互通(WiMax)网络)之内运行的宽带通信站的组成部分，当然，本发明的范围并不局限于此。在一些实施例中，多载波接收器200可以按照用于无线都市区域网络(WMAN)的IEEE802.16-2004和/或IEEE802.16(e)标准及其变异和演变来进行通信，当然，本发明的范围并不局限于此，因为它们也可以适用于按照其他技术和标准发送和/或接收通信。要了解关于IEEE 802.16标准的更多信息，请参阅2005年5月的“IEEEStandards for Information Technology-Telecommunications and InformationExchange between Systems”-Metropolitan Area Networks-SpecificRequirements-Part 16：“Air interface for Fixed Broadband Wireless AccessSystems”(“IEEE信息技术标准”—系统间的电信和信息交换—都市区域网络—特定要求—第16部分：“固定无线宽带接入系统的空中接口”)及其相关修正/版本。

在一些实施例中，多载波接收器200可以是便携式无线通信设备的组成部分，譬如个人数字助理(PDA)、具有无线通信能力的膝上型或便携式计算机、网络写字板、无线电话、无线耳机、寻呼机、即时消息发送设备、数字摄像机、接入点、电视、医疗设备(譬如心率监测仪、血压监测仪等)或者可以按照无线方式接收和/或发送信息的其他设备。

天线203可以包含一个或多个定向的或全方向的天线，例如包括偶极子天线、单极天线、贴片天线、回路天线、微带天线或者适合RF信号传输的其他类型天线。在一些实施例中，可以采用具有多重孔径的单个天线来作为多重天线有效地运行。

图3是根据本发明的一些实施例的信道估计器的框图。信道估计器300可以适合用作信道估计器220(图2)，当然，其他信道估计器设计也可能是适用的。在一些实施例中，信道估计器300包括前同步初始处理电路301、干扰识别电路304、前同步信道估计器306以及滤波器初始化电路308。

在一些实施例中，信道估计器300还包含递归滤波器310，以便根据已接收信号319内的导频子载波为主信道105(图1A)生成信道估计311，并为一个或多个干扰信道107(图1A)生成信道估计315。递归滤波器310还可以采用前同步信道估计器306提供的初始信道估计307和滤波器初始化电路308提供的初始状态向量309来生成信道估计311和315。初始状态向量309可以初始化递归滤波器310，而且可以包含主信道及干扰信道的滤波器阶以及导频子载波调制序列。信道估计311和315可以是多载波通信信号的导频子载波。已接收信号319可以对应于已接收信号219(图2)。

信道估计器300还可以包含内插器312，对导频子载波的信道估计311进行内插处理，以便为主信道105(图1A)的数据子载波生成信道估计321。在一些实施例中，内插器312可以对信道估计315进行内插处理来为一个或多个干扰信道107(图1A)生成信道估计325。在一些实施例中，信道估计321和325可以包括每个数据子载波的权重。

在一些实施例中，递归滤波器310还生成信道导数估计313。信道导数估计313可以基于一个或多个序列符号的信道估计的差来计算以便代表信道估计的变化率。信道导数估计323可以由内插器312提供，而且可以基于信道导数估计313来计算。

在一些实施例中，前同步初始处理电路302从已接收信号319中识别前同步符号310。干扰源识别电路304可以从前同步符号301识别一个或多个主要干扰基站，譬如干扰基站106(图1A)，而且可以从前同步标识符(譬如单元ID)提取种子以供滤波器初始化电路308使用。前同步信道估计器306可以从前同步符号310为主信道105(图1A)生成初始信道估计307。在一些多扇区实施例中，前同步信道估计器306还可以从前同步符号为一个或多个干扰信道117(图1B)生成初始信道估计，因为来自不同扇区的前同步符号可以由多扇区基站118(图1B)在不同子载波上发送。主要干扰可以包括来自被干扰识别电路304判定超过预定干扰阈限的另一个基站的干扰信号。

滤波器初始化电路308可以为递归滤波器310生成初始状态向量309。初始状态向量309可以包含为主信道和干扰信道从已提取种子中生成的导频子载波调制序列。初始状态向量309还可以包含分配给主信道的阶数以及分配给干扰信道的阶数。在一些实施例中，滤波器初始化电路308可以根据由干扰源识别电路304所识别的多个干扰基站106(图1A)选择递归滤波器310的阶(即维数)。在一些实施例中，滤波器初始化电路308可以在干扰基站106(图1A)的数量变化时以自适应方式来更新递归滤波器310的阶，当然，本发明的范围并不局限于此。在一些实施例中，递归滤波器310的阶可以根据数量、强度以及/或者来自干扰基站106(图1A)的信号的重要性以自适应方式重新加以分配。

递归滤波器310可以采用初始状态向量309以及来自已接收信号319的每个数据符号的导频子载波，通过按照逐符号方式执行递归过程来为主信道生成信道估计311，并为干扰信道生成信道估计315。在一些实施例中，递归滤波器310可以是卡尔曼滤波器，当然，本发明的范围并不局限于此。逐符号的递归过程的一些实施例将在后面更详细地加以说明。

在一些实施例中，内插器312可以执行线性内插以便从信道估计311和信道估计315的导频子载波权重来生成数据-子载波权重。在一些实施例中，内插器312可以执行最优权重计算。在这些实施例中，可以计算数据-子载波权重来抑制干扰基站106(图1A)的最重要的信号。在一些实施例中，内插器312可以应用迫零(ZF)算法来计算数据-子载波权重，而在其他实施例中，内插器312可以应用最小均方差(MMSE)算法来计算数据-子载波权重，当然，本发明的范围并不局限于此。

尽管信道估计器300被描述成具有几个独立功能元件，但这些功能元件中的一个或多个可以加以组合，而且可以通过软件配置元件(譬如包含数字信号处理(DSP)的处理元件)以及/或者其他硬件元件的组合来实施。举例来说，某些元件可以包含一个或多个微处理器、DSP、专用集成电路(ASIC)以及至少能够执行本文所述功能的各种硬件和逻辑电路的组合。在一些实施例中，信道估计器300的功能元件可以是指在一个或多个处理元件上运算的一个或多个处理过程。

图4表示根据本发明的一些实施例的下行链路帧。下行链路帧400包括前同步符号401以及一个或多个数据符号404。前同步符号402可以对应于前同步符号301(图3)，而且可以包括来自每个发送基站的同步标识符和用于为相关基站生成子载波调制序列的相关种子，以及其他内容。数据符号404可以包含和能够由递归滤波器310(图3)加以处理的导频子载波相对应的导频子载波以及可以由信道均衡器208(图2)加以处理的数据子载波。在一些实施例中，下行链路帧400可以是OFDMA帧，而且前同步符号402和数据符号404可以包含OFDMA符号。尽管帧400被描述成从基站发送到移动站的下行链路帧，但本发明的范围并不局限于此，因为本发明的一些实施例同样能够应用于上行链路传输。

现在参看图1A、图1B、图2、图3和图4，根据一些实施例，递归滤波器310可以对已接收信号319的导频子载波按照逐符号方式来执行递归滤波，以便为主信道生成信道估计311。滤波器初始化电路308可以分配递归滤波器310的2阶或更多阶(维数)以便用服务基站104来跟踪主信道105，而且可以分配递归滤波器310的附加阶以便跟踪最重要的一个或多个干扰信道107。在这些实施例中，递归滤波器310可以对该服务基站应用导频子载波调制序列，并对这些干扰基站应用导频子载波调制序列，以便对每个导频子载波为该主信道按照逐符号方式来生成信道估计。

在一些实施例中，当递归滤波器310是卡尔曼滤波器时，卡尔曼滤波器的阶数可以固定或者预先决定。在一些实施例中，该信道可以由递归滤波器310模拟成4阶信道。在这些实施例中，在识别出二个重要干扰基站106时，就可以将递归滤波器310的2阶分配给主信道105，而将1阶分配给每个干扰信道107，当然，本发明的范围并不局限于此。在一些实施例中，在识别出一个重要的干扰基站时，可以将递归滤波器310的3阶分配给该主信道，而将1阶分配给该干扰信道，当然，本发明的范围并不局限于此。正如本文中所使用的那样，递归滤波器310的阶是指递归滤波器310被设计得能够处理的矩阵维数。

在一些实施例中，递归滤波器310采用与服务基站104相关联的导频子载波调制序列来为主信道105按照逐符号方式生成信道估计311。递归滤波器310也采用与干扰基站106相关联的导频子载波调制序列来为干扰信道107按照逐符号方式生成信道估计315。在这些实施例中，每个干扰基站106可以和干扰信道107中的一个相关联，而服务基站104则可以和主信道105相关联。

在一些实施例中，干扰源识别电路304在一开始可以从已接收前同步符号402内的基站标识符(BS ID)或单元ID来识别一个或多个干扰基站106。前同步符号402可以包含由服务基站104和一个或多个干扰基站106进行的、基本上时间同步的OFDM传输。在这些实施例中，滤波器初始化电路308可以通过根据已识别干扰基站106的数量来分配阶的数量从而跟踪主信道105的方式来初始化递归滤波器310。在一些实施例中，从干扰基站106之一的传输可以根据基站的前同步符号402的信号水平和/或接收器200从前同步符号402识别特定干扰基站的能力来加以选择用于消除干扰，当然，本发明的范围并不局限于此。在这些实施例中，每个基站可以在由每个基站所发送的前同步符号402内包含不同的基站标识符或单元ID。在一些实施例中，服务基站104和干扰基站106中每个基站都可以在同一预定的子载波集上同步发送前同步符号402。在一些实施例中，前同步符号402可以包含已知的QAM符号。每个帧400都以前同步符号402开始，从而使移动站102和帧400时间同步，并在一开始就对粗频偏加以纠正，等等。

在一些多扇区基站实施例中，多扇区基站118可以在每个扇区之内发送的前同步符号402中包含不同的基站标识符或单元ID。在这些多扇区实施例中，多扇区基站118可对不同扇区内的前同步符号采用不同的子载波。

在一些实施例中，递归滤波器310可以被初始化成为4阶(即采用4维矩阵进行运算)。当一个干扰基站106被识别为主要干扰时，滤波器初始化电路308可以分配4阶递归滤波器310中的3阶来跟踪主信道105，而且可以分配4阶滤波器中的1阶来跟踪干扰信道107中的一个信道。当二个干扰基站106被识别为主要干扰时，滤波器初始化电路308可以分配4阶递归滤波器310中的2阶来跟踪主信道105，而且可以分配4阶滤波器中的2阶来跟踪与这二个已识别干扰基站106相关联的干扰信道107。

在一些实施例中，滤波器初始化电路308可以根据由与服务基站104相关联的前同步符号402的成分中提取的种子为服务基站104生成导频子载波调制序列。在这些实施例中，滤波器初始化电路308还可以根据由与每个干扰基站106相关联的前同步符号402的成分中提取的一个或多个种子为一个或多个干扰基站106生成导频子载波调制序列。在这些实施例中，服务基站104和干扰基站106可以通过并行发送下行链路前同步符号402的方式做到基本同步运行。

在一些实施例中，递归滤波器310对OFDM帧的每个符号按照逐符号方式执行递归滤波。在这些实施例中，递归滤波器310采用从服务基站104和一个或多个干扰基站106接收到的(即所观察到的)导频子载波为当前符号执行增益更新。在这些实施例中，递归滤波器310可以采用对前一个符号的信道估计、增益更新和所接收到的导频子载波对当前符号更新信道估计。

在一些能够感知干扰的实施例中，符号解调器214在QAM符号解调过程中可以应用对主信道105的信道估计221以及对一个或多个干扰信道107的信道估计225来为每个子载波生成位度量215。在这些实施例中，位度量215可以代表既受主信道的信道估计影响又受干扰信道的信道估计影响的预定位值(譬如1或0)的概率。在一些实施例中，位度量215可以包括对数似然度量，当然，本发明的范围并不局限于此。

在一些实施例中，接收器200可以至少部分地消除多普勒感应ICI。在这些实施例中，信道导数估计223可以根据帧400的序列符号的信道估计之间的差值来计算。多普勒感应ICI消除电路210可以对每个子载波将信道导数估计223应用到信道均衡频域信号209来降低或基本消除子载波之间的多普勒感应ICI。在这些实施例中，特定子载波的多普勒感应ICI取决于信道变化速度以及相邻子载波的影响。在这些实施例中，信道导数估计223可以是信道传输函数的一阶导数，而且可以代表使多普勒感应ICI能够被计算并被基本消除的信道随时间变化的度量。

传统的干扰消除技术采用每个子载波的直接估计的干扰相关矩阵。直接估计每个子载波的干扰相关矩阵可能是很困难的、计算很复杂的工作。根据本发明的一些实施例，干扰消除可以根据对干扰信道(譬如信道107或信道117)的信道估计进行，而不是根据干扰相关矩阵的直接估计进行。

因为无线网络的相邻基站可以同步运行，所以服务基站的导频子载波可能由于相邻基站的导频子载波采用和该服务基站相同的频率而受相邻基站的导频子载波的影响。但是如上所述，每个基站可以采用导频子载波调制序列来调制不同的导频子载波集。在一些实施例中，导频子载波调制序列可以包括伪随机二进制序列(PRBS)，当然，本发明的范围并不局限于此。正如上面所说，多扇区基站118可以采用不同的导频子载波调制序列来调制每个扇区中所用的导频子载波。在一些实施例中，关于每个导频子载波调制序列的信息可以采用上面讨论的前同步处理技术从帧标题所包含的标识符以及/或者从前同步符号402来确定。举例来说，每个基站104和106的前同步符号402可以包括能够从中提取种子的基站标识符或单元ID。该种子可以被用来选拔算法以便生成供发送该前同步符号的基站所使用的特定子载波调制序列。服务基站104的导频子载波调制序列可以被移动站102用来进行对主信道105的信道估计。根据一些实施例，干扰基站106的导频子载波调制序列可以被信道估计器220使用以通过估计这些干扰信道的方式来计算干扰相关矩阵，从而达到进一步干扰消除。

根据一些实施例，在特定导频子载波上接收到的信号可以被表达成

$x_r\left(k\right)=H_m\left(k\right)p_m\left(k\right)+\underset{i=1}{\overset{\mathrm{Nint}}{\mathrm{\Σ}}}{H}_i\left(k\right)p_i\left(k\right)+n\left(k\right)---\left(1\right)$

其中x_r(k)是在天线103上对第k个符号接收到的维数为1×N_int的信号向量，p_m(k)代表服务基站104的引导值，p_i(k)代表干扰基站106的引导值，而n(k)是可以被模拟为相加型白高斯噪声(AWGN)的残留噪声。该残留噪声可以包含背景接收器噪声和弱干扰。在式(1)中，H_m是代表主信道105的信道传递函数的向量，而H_i(其中i＝1...N_int)是代表干扰信道107的、从干扰基站106到移动站102的信道传达函数的向量。N_int代表被干扰源识别电路304识别为主要干扰源的干扰基站106的数量。

根据一些实施例，信道传递函数的状态空间动态模型可以被递归滤波器310用来同时估计主信道105和干扰信道107。递归滤波器310执行的递归滤波可以包含矩阵处理运算。从计算角度上讲，这些矩阵处理运算对高阶滤波器效果更好。所以，在一些实施例中，递归滤波器310的阶可以由滤波初始化电路308根据最小干扰基站数目来选择。在一些实施例中，递归滤波器310的阶数可以预定为或固定为预定的数目，譬如4，当然，本发明的范围并不局限于此。

根据实施例，递归滤波器310的阶可以按自适应方式、根据它们的相对重要性和强度在服务基站104(图1A)和干扰基站106(图1A)之间重新分配。举例来说，如果递归滤波器310是4阶滤波器，那么从服务基站104(图1A)和干扰基站106(图1A)来的信道就可以由递归滤波器310根据下式模拟成2+2结构，在这些公式中，2阶被分配给主信道，2阶被分配给干扰信道之一：

$H_m(k+1)=H_m\left(k\right)+{\stackrel{.}{H}}_m\left(k\right)+\mathrm{\ξ}\left(k\right)$

                              (2)

$H_i(k+1)=H_i\left(k\right)+{\stackrel{.}{H}}_i\left(k\right)+\mathrm{\ζ}\left(k\right)$

在公式(2)中，H_m(k)是代表对第k个符号的主信道105(图1A)信道估计的信道传递函数，H_i(k)是代表对第k个符号的干扰信道(譬如最强的一个干扰信道107(图1A))信道估计的信道传递函数，ξ(k)和ζ(k)可以代表模型噪声，可以描述随机信道特性并可以代表模型和实际信道动态特性之间的差异。

被读作“H一点”，代表信道传递函数的导数，而且可以根据表达式 ${\stackrel{.}{H}}_m\left(k\right)=H\left(k\right)-H(k-1)$ 进行计算。根据一些实施例，一阶导数以及甚至高阶导数可以被用来描述平稳或快速变化的信道。

在一些实施例中，来自服务基站104(图1A)和干扰基站106(图1A)的信道可以由递归滤波器310模拟成3+1结构，其中3阶被分配用来跟踪主信道105，1阶被分配用来跟踪与最强干扰基站相关联的干扰信道。在这些实施例中，下列公式可以被递归滤波器310用来跟踪这些信道估计：

$H_m(k+1)=H_m\left(k\right)+{\stackrel{.}{H}}_m\left(k\right)+\frac{1}{2}{\stackrel{..}{H}}_m\left(k\right)+{\mathrm{\ξ}}_m\left(k\right)---\left(3\right)$

H_i(k+1)＝H_i(k)+ξ_i(k)

在公式(3)中，其上带有二个点的H代表信道估计的二阶导数。

在一些实施例中，在识别到二个强干扰基站时，来自服务基站104(图1A)和干扰基站106(图1A)的信道可以由递归滤波器310模拟成2+1+1结构，其中2阶被分配用来跟踪主信道105，2阶被分配用来跟踪与这二个最强干扰基站相关联的二个干扰信道。在这些实施例中，下式可以被递归滤波器310用来跟踪信道估计：

$H_m(k+1)=H_m\left(k\right)+{\stackrel{.}{H}}_m\left(k\right)+{\mathrm{\ξ}}_m\left(k\right)$

H_i1(k+1)＝H_i1(k)+ξ_i1(k)

H_i2(k+1)＝H_i2(k)+ξ_i2(k)

在一些实施例中，信道参数(譬如H_m，H_i，

)可以被组合为扩展状态向量H。所接收到的信号该信道的状态空间模型可以被表达成如下形式：

H(k+1)＝FH(k)+w(k)

                                 (4)

x(k)＝p^T(k)H(k)+n(k)

在公式(4)中，F代表由1构成的转移矩阵，对不同滤波器阶数和结构，F是不同的。公式(4)分别代表状态空间模型和观测模型，在一些实施例中，被滤波器初始化电路308用来组成递归滤波器310，以便执行信道传递函数估计。在这些实施例中，下面所述的信道估计的递归过程可以对每个符号执行。在这些实施例中，递归滤波器310可以采用如下初始条件设计：

H(0)＝H_preamble，可以是由前同步信道估计器306根据前同步符号420生成的初始信道估计；

V_H，代表先验估计协方差；

V_n，代表观测加性噪声协方差；以及

V_w，代表信号模型噪声协方差。

在一些实施例中，递归滤波器310执行的逐符号的递归滤波可以包括如下运算：

K(j)＝V_H(j|j-1)p(j)[p(j)^TV_H(j|j-1)p(j)+V_n]^-1，描述如何执行增益更新；

H(j+1)＝FH(j)+K(j)[x(j)-p(j)^TFH(j)]，描述如何生成信道估计更新；

V_H(j)＝[I-H(j)K(j)]V_H(j|j-1)，描述如何为当前符号生成后验估计协方差；以及

V_H(j+1|j)＝FV_H(j)F^T+V_w，为下一个符号预测先验估计协方差。

利用上述按照符号逐一运算，对主信道105(图1A)和干扰信道107(图1A)的信道估计也可以被信道均衡器208用来生成数据子载波权重以供应用到频域信号207。利用上述按照符号逐一运算，对主信道105(图1A)和干扰信道107(图1A)的信道估计还可以被用来生成信号对干扰及噪声的比值(SINR)^*的估计以供在本发明的能够感知干扰的实施例中使用。在这些实施例中，SINR可以由解调器214根据下式计算：

$\mathrm{SINR}=\frac{{\hat{H}}_m^2}{{\hat{H}}_i^2+{\widehat{\mathrm{\σ}}}_n^2}$

在该式中，

代表主信道和干扰信道的信道传递函数的估计，

可以正比于信号功率，而σ代表接收器噪声。在这些能够感知干扰的实施例中，解调器214可以如上所述利用SINR来生成位度量215。由上式生成的SINR值可以采用上述的逐符号的导频子载波处理操作来即时地生成。这与需要长时间(譬如几个OFDM符号，甚至几个帧)的干扰估计和反馈数据处理的常规OFDM接收器不同。

图5是根据本发明的一些实施例的干扰消除过程的流程图。干扰消除过程可以由多载波接收器200(图2)执行以便降低和/或消除干扰，包括来自干扰基站的干扰，在一些实施例中，还包括多普勒感应ICI，当然，本发明的范围并不局限于此。

操作步骤502由前同步符号识别主要干扰。在一些实施例中，干扰源识别电路304(图3)可以从前同步符号来识别干扰基站。在一些实施例中，干扰源识别电路304(图3)可以将主要干扰识别为来自另一个基站的、超过预定干扰阈限的干扰信号。

操作步骤504根据操作步骤502中识别出的主要干扰数量来分配递归滤波器的阶。在一些实施例中，递归滤波器的阶数可以预先确定，而且可以分配2阶或更多阶来跟踪主信道，分配其余的阶来跟踪主要干扰源。在一些实施例中，操作步骤504可以包括为被识别为主要干扰源的干扰基站生成导频子载波调制序列。在一些实施例中，滤波器初始化电路308(图3)可以执行操作步骤504。

操作步骤506由所接收到的前同步符号来生成初始信道估计。在一些实施例中，前同步信道估计器306(图3)可以为主信道生成初始信道估计。在多扇区实施例中，操作步骤506可以包括由前同步符号来为干扰信道生成初始信道估计，当然，本发明的范围并不局限于此。

操作步骤508包括初始化递归滤波器，譬如初始化递归滤波器310(图3)。在一些实施例中，该递归滤波器可以按照被分配用来跟踪该主信道的阶数以及被分配用来跟踪干扰信道的阶数进行初始化。该递归滤波器还可以按照操作步骤506的初始信道估计来进行初始化。在一些实施例中，可以向该递归滤波器提供为在操作步骤504中识别为主要干扰源的干扰基站生成的导频子载波调制序列。

操作步骤510包括为帧的符号执行逐符号的递归滤波以便为主信道和一个或多个干扰信道生成信道估计。在一些实施例中，操作步骤510可以由递归滤波器310(图3)采用上述公式执行。

操作步骤512包括使所接收到的信号和主信道的信道估计均衡。操作步骤512可以包括将权重加到频域信号207(图2)，还可以包括对导频子载波信道估计311进行内插以便生成数据子载波信道估计321(图3)。

操作步骤514可以包括为每个子载波生成信道导数估计并应用该信道导数估计来降低和/或消除多普勒感应ICI。在一些实施例中，该信道导数估计可以在操作步骤510期间生成。在一些实施例中，多普勒感应ICI消除电路210(图2)可以将该信道导数估计应用到信道均衡频域信号，当然，本发明的范围并不局限于此。

操作步骤516包括在QAM符号调制期间应用该信道估计来降低干扰对位度量的影响。操作步骤516可以在能够感知干扰的实施例中执行，而且可以有助于降低来自干扰基站的干扰对该位度量的影响。在一些实施例中，操作步骤516可以由解调器214(图2)执行，该解调器可以是QAM符号解调器，当然，本发明的范围并不局限于此。

尽管对过程500的各个操作步骤已经作为独立的操作步骤作了说明和描述，但是，这些各个操作步骤中的一个或多个步骤可以并行执行，而且也不要求这些操作步骤按照所说明的顺序执行。操作步骤514和516是任选的，当然，本发明的范围并不局限于此。

除非特别另行说明，处理、计算机计算、计算、确定、显示等这类术语可以指一个或多个处理、或者计算机计算系统、或者类似设备的操作和/或过程，这些设备将处理系统的寄存器和内存中表示成物理(譬如电气)量的数据操纵和变换为在该处理系统的寄存器或内存(或者在其他这类信息存储器)中、传输或显示设备中按照类似方式表示为物理量的其他数据。而且，正如本文所采用的那样，计算机计算设备包括与计算机可读存储器耦合的一个或多个处理元件，该可读存储器可以是易失性或非易失性存储器或者它们的组合。

本发明的一些实施例可以按照硬件、固件和软件的一种或者组合的方式实现。本发明的一些实施例还可以作为存储在机器可读介质上的命令方式来实现，这些命令可以由至少一个处理器读出并执行，以便完成本文所述的操作步骤。机器可读介质可以包含任何按照以机器(譬如计算机)可读形式来存储或传输信息的机制。举例来说，机器可读介质可以包括只读存储器(ROM)、随机存取存储器(RAM)、磁盘存储器介质、光学存储器介质、闪存器件、电气、光学、声学或其他形式的传播信号(譬如载波、红外信号、数字信号等)等等。

本摘要符合37C.F.R.的1.72(b)节，该节要求摘要可使读者能够确认该技术公开的本质和要旨。该摘要的提交是基于如下的理解：它并非被用来限制或解释该权利要求书的范围和含义。

在前述的详细说明中，有时将各种特征组合到单独的实施例之中，其目的只是使该专利的公布变得简明有效。这种公布专利的方法不能被解释为想要说明：对其提出权利要求的该主题的实施例所需要的特片多于每项权利要求所明确记载的特征。相反，如下的权利要求反映了：发明所依赖的特征可以少于单独公布的实施例的全部特征。所以，特此将如下权利要求组合到本详细的说明书，每项权利要求都能代表独立的优选实施例。

Claims (20)

1.一种生成信道估计的方法，包括：

将递归滤波器的2阶或更多阶分配给主信道，并将该递归滤波器的另外的阶分配给一个或多个干扰信道；以及

对已接收信号的一个或多个导频子载波采用该递归滤波器执行逐符号的递归滤波，以便对每个导频子载波为该主信道生成基于逐符号的信道估计。

2.如权利要求1的方法，其中，执行逐符号递归滤波还包括采用和服务基站相关联的导频子载波调制序列以及和一个或多个干扰基站相关联的导频子载波调制序列来为所述主信道以及所述一个或多个干扰信道生成逐符号信道估计。

3.如权利要求2的方法，该方法还包括：

最初利用前同步符号内的基站标识符来识别所述一个或多个干扰基站，该前同步符号包括由所述服务基站和所述一个或多个干扰基站实现的、基本时间同步的正交频分多址(OFDMA)传输；以及

通过根据已识别干扰基站的数量来分配用于跟踪所述主信道的阶的数目来初始化所述递归滤波器。

4.如权利要求3的方法，其中，所述递归滤波器是初始化为具有4阶的卡尔曼滤波器，

其中，当一个干扰基站被识别为干扰源时，该方法包括：

分配所述递归滤波器的4阶中的3阶来跟踪所述主信道；以及

分配所述递归滤波器的4阶中的1阶来跟踪和所述一个干扰基站相关联的干扰信道，以及

其中，当二个干扰基站被识别为干扰源时，该方法还包括：

分配所述递归滤波器的4阶中的2阶来跟踪所述主信道；以及

分配所述递归滤波器的4阶中的2阶来跟踪和该二个已识别干扰基站相关联的干扰信道。

5.如权利要求3的方法，该方法还包括：

利用从和所述服务基站相关联的前同步符号的分量中提取的种子来为所述服务基站生成所述导频子载波调制序列；以及

根据从和所述干扰基站中的每个基站相关联的所述前同步符号的分量中提取的一个或多个种子来为所述一个或多个干扰基站生成所述导频子载波调制序列，

其中，所述服务基站和所述一个或多个干扰基站通过并行传输前同步符号基本同步运行。

6.如权利要求1的方法，其中，对于正交频分多址(OFDMA)帧的每个符号，执行逐符号递归滤波包括：

采用从服务基站和一个或多个干扰基站接收到的导频子载波来为当前符号执行增益更新；

采用对前一个符号的信道估计、该增益更新和所接收到的导频子载波来为该当前符号更新信道估计。

7.如权利要求6的方法，其中，该逐符号递归滤波还包括为所述一个或多个干扰信道生成信道估计，以及

其中，该方法还包括在符号解调期间应用对所述主信道的信道估计和对所述一个或多个干扰信道的信道估计来为每个子载波生成位度量，该位度量代表既受所述主信道的信道估计影响又受所述一个或多个干扰信道的信道估计影响的预定位值的概率。

8.如权利要求1的方法，进一步包括：

根据帧的顺序符号的信道估计之间的差来生成信道导数估计；

将该信道导数估计应用到信道均衡频域信号以降低所述子载波之间的多普勒感应载波间干扰。

9.如权利要求1的方法，该方法还包括：

利用前同步符号为所述主信道生成初始信道估计；以及

采用对所述主信道的初始信道估计来初始化所述递归滤波器。

10.如权利要求9的方法，其中，当干扰基站和服务基站在不同子载波上发送前同步符号时，该方法还包括：

采用在所述不同子载波上发送的前同步符号来为所述一个或多个干扰信道生成初始信道估计；以及

采用所述一个或多个干扰信道的初始信道估计来初始化该递归滤波器。

11.一种多载波接收器，包括：

递归滤波器，对已接收信号的导频子载波执行逐符号递归滤波，以便为主信道生成信道估计；以及

滤波器初始化电路，将该递归滤波器的2阶或更多阶分配给与服务基站关联的该主信道，并将该递归滤波器的另外的阶分配给一个或多个干扰信道，

其中，在逐符号递归滤波期间，该递归滤波器应用该服务基站的导频子载波调制序列以及干扰基站的导频子载波调制序列，以便对每个导频子载波为该主信道生成基于逐符号的信道估计。

12.如权利要求11的多载波接收器，其中，所述递归滤波器采用和所述服务基站相关联的导频子载波调制序列以及和所述一个或多个干扰基站相关联的导频子载波调制序列，为所述主信道和所述一个或多个干扰信道生成逐符号信道估计。

13.如权利要求12的多载波接收器，其中，所述递归滤波器和所述滤波器初始化电路是信道估计器的组成部分，

其中，该信道估计器还包括干扰源识别电路，利用已接收前同步符号内的基站标识符来初始地识别所述一个或多个干扰基站，该前同步符号包括由所述服务基站和所述一个或多个干扰基站实现的基本时间同步的正交频分多址(OFDMA)传输，

其中，所述滤波器初始化电路通过已识别干扰基站的数量分配用于跟踪所述主信道的阶数，初始化所述递归滤波器。

14.如权利要求13的多载波接收器，其中，所述递归滤波器是被初始化为4阶的卡尔曼滤波器，

其中，当一个干扰基站被识别为干扰源时，所述滤波器初始化电路分配所述递归滤波器的4阶中的3阶来跟踪所述主信道，并分配所述递归滤波器的4阶中的1阶来跟踪和所述一个干扰基站相关联的干扰信道，以及

其中，当二个干扰基站被识别为干扰源时，所述滤波器初始化电路分配所述递归滤波器的4阶中的2阶来跟踪所述主信道，并分配所述递归滤波器的4阶中的2阶来跟踪和该二个已识别干扰基站相关联的干扰信道。

15.如权利要求13的多载波接收器，其中，所述滤波器初始化电路利用从和所述服务基站相关联的前同步符号的分量中提取的种子为所述服务基站生成所述导频子载波调制序列，而且利用从和所述一个或多个干扰基站的每一个基站相关联的前同步符号的分量中提取的一个或多个种子为所述一个或多个干扰基站中的每个干扰基站生成该导频子载波调制序列，

其中，所述服务基站和所述一个和多个干扰基站通过并行传输前同步符号实现基本同步运行。

16.如权利要求11的多载波接收器，其中，所述递归滤波器对正交频分多址(OFDMA)帧的每个符号执行逐符号递归滤波，

其中，所述递归滤波器采用从所述服务基站和所述一个和多个干扰基站接收到的导频子载波来为当前符号执行增益更新，以及

其中，所述递归滤波器采用对先前符号的信道估计、该增益更新和所接收到的子载波来为该当前符号更新信道估计。

17.如权利要求16的多载波接收器，其中，所述递归滤波器为所述一个和多个干扰信道生成信道估计，以及

其中，该多载波接收器还包括符号解调器，以在符号解调过程中应用对所述主信道的信道估计以及对所述一个和多个干扰信道的信道估计来为每个子载波生成位度量，该位度量代表既受所述主信道的信道估计影响也受所述一个和多个干扰信道的信道估计影响的预定位值的概率。

18.如权利要求11的多载波接收器，其中，所述信道估计器还根据帧的序列符号的信道估计之间的差来生成信道导数估计，以及

其中，该多载波接收器还包括多普勒感应载波间干扰消除电路，将该信道导数估计应用于信道均衡频域信号，以便降低所述子波之间的多普勒感应载波间干扰。

19.如权利要求11的多载波接收器，其中，所述信道估计器包括前同步信道估计器，以便利用该前同步符号来为所述主信道生成初始信道估计，而且，

其中，所述滤波器初始化电路采用对所述主信道的初始信道估计来初始化所述递归滤波器。

20.如权利要求19的多载波接收器，其中，当所述干扰基站和服务基站在不同子载波上发送前同步符号时，所述前同步信道估计器采用在所述不同子载波上传输的前同步符号来为所述一个和多个干扰信道生成初始信道估计，并且所述滤波器初始化电路采用对所述一个和多个干扰信道的初始信道估计来初始化所述递归滤波器。

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