KR20130070338A - Ｏｆｄｍ 시스템의 상호상관 기반 채널 추정 방법 및 그 장치 - Google Patents

Ｏｆｄｍ 시스템의 상호상관 기반 채널 추정 방법 및 그 장치 Download PDF

Info

Publication number
KR20130070338A
KR20130070338A KR1020110137608A KR20110137608A KR20130070338A KR 20130070338 A KR20130070338 A KR 20130070338A KR 1020110137608 A KR1020110137608 A KR 1020110137608A KR 20110137608 A KR20110137608 A KR 20110137608A KR 20130070338 A KR20130070338 A KR 20130070338A
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
signal
channel estimation
time domain
correlation
received signal
Prior art date
Application number
KR1020110137608A
Other languages
English (en)
Other versions
KR101294283B1 (ko
Inventor
위정욱
전원기
이연성
박경원
Original Assignee
전자부품연구원
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 전자부품연구원 filed Critical 전자부품연구원
Priority to KR1020110137608A priority Critical patent/KR101294283B1/ko
Publication of KR20130070338A publication Critical patent/KR20130070338A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR101294283B1 publication Critical patent/KR101294283B1/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202—Channel estimation
    • H04L25/0224—Channel estimation using sounding signals
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2697—Multicarrier modulation systems in combination with other modulation techniques
    • H04L27/2698—Multicarrier modulation systems in combination with other modulation techniques double density OFDM/OQAM system, e.g. OFDM/OQAM-IOTA system

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
  • Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)

Abstract

본 발명의 채널 추정 기법에서는 파일럿 심볼 수의 감소에 의해 파일럿 신호의 전력이 감소하여 채널 추정 성능이 저하되는 종래의 파일럿 심볼을 이용한 상호상관 채널 추정 기법과는 달리 적은 수의 파일럿 심볼을 이용하는 경우에도 채널 추정 성능이 향상된다.

Description

ＯＦＤＭ 시스템의 상호상관 기반 채널 추정 방법 및 그 장치{METHOD FOR ESTIMATING CHANNEL BASED ON CROSS CORRELATION OF OFDM SYSTEM AND DEVICE THEREOF}
본 발명은 OFDM 시스템의 상호상관 기반 채널 추정 방법 및 그 장치에 관한 것으로서, 더욱 상세하게는 OFDM 시스템에서 사용되는 파일럿을 이용한 상호상관 채널 추정 기법의 성능 향상 및 복잡도를 감소시키는 OFDM 시스템의 상호상관 기반 채널 추정 방법 및 그 장치에 관한 것이다.
도 1은 종래의 OFDM 시스템의 구성을 나타내는 블록도이다.
도 1을 참조하면, 데이터 비트가 모뎀으로 입력되면 변조기를 통해 데이터 심볼이 출력된다. 출력된 데이터는 S/P(Serial to Parallel) 블록을 통해 각 부반송파로 할당된다.
각 부반송파로 할당된 심볼은 IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)에 의해 시간영역 신호로 변조되며, 다중경로 채널에 의한 인접 심볼 간 간섭(Inter-symbol interference; ISI) 및 인접 채널 간 간섭(Inter-carrier interference; ICI)을 방지하기 위한 보호 구간(Cyclic prefix; CP)이 삽입되어 무선 채널을 통해 전송된다.
전송되는 데이터 신호의 n번째 샘플링 시간에서의 OFDM 심볼은 다음과 같이 나타낼 수 있다.
Figure pat00001
여기서
Figure pat00002
은 전체 부반송파 수를 나타낸다.
Figure pat00003
는
Figure pat00004
번째 부반송파로 전송되는 주파수 영역 OFDM 심볼을 나타내며 다음과 같이 나타낼 수 있다.
Figure pat00005
여기서
Figure pat00006
와
Figure pat00007
는 각각 데이터 부반송파 인덱스와 파일럿 부반송파 인덱스의 집합을 나타낸다.
여기서,
Figure pat00008
개의 부반송파가
Figure pat00009
개의 데이터와
Figure pat00010
개의 파일럿 부반송파로 구성된다고 가정한다. 따라서
Figure pat00011
이며, 데이터 심볼과 파일럿 심볼은 중첩되지 않는 서로 다른 부반송파로 전송되며, 송신 심볼
Figure pat00012
은
Figure pat00013
로 나타낼 수 있다. 여기서,
Figure pat00014
와
Figure pat00015
는 각각 데이터 심볼과 파일럿 심볼을 나타낸다.
OFDM 심볼 주기 동안 전송된 신호는 다중경로 채널을 통과한 후 잡음이 포함되어 수신되며, 수신신호
Figure pat00016
는 다음과 같이 나타낼 수 있다.
Figure pat00017
여기서
Figure pat00018
은 기저대역에서 샘플링된
Figure pat00019
번째 다중경로 채널의 이산시간 임펄스 응답을 나타내며,
Figure pat00020
은 채널의 전체 샘플 수를 나타낸다.
또한,
Figure pat00021
은 평균이 0이며 분산이
Figure pat00022
인 가산성 백색 가우스 잡음(Additive White Gaussian Noise; AWGN)을 나타낸다. 수신 신호를 FFT(Fast Fourier Transform)를 통해 복조하면 다음과 같이 나타낼 수 있다.
Figure pat00023
여기서
Figure pat00024
와
Figure pat00025
는 각각
Figure pat00026
번째 부반송파에서의 채널 주파수 응답(Channel Frequency Response; CFR)과 AWGN의 주파수 응답을 나타내며, CFR을 이용하여 데이터 심볼을 다음과 같이 검출할 수 있다.
Figure pat00027
파일럿이 포함된 수신신호와 샘플 지연된 시간영역 파일럿 신호와의 상호상관 신호
Figure pat00028
를 다음과 같이 정의할 수 있다.
Figure pat00029
여기서,
Figure pat00030
은 파일럿 심볼의 시간 영역 신호를 나타내며 다음과 같다.
Figure pat00031
또한,
Figure pat00032
는 신호
Figure pat00033
와
Figure pat00034
의 상관함수를 나타내며 다음과 같이 정의된다.
Figure pat00035
여기서,
Figure pat00036
는 송신된 데이터 신호와 파일럿 신호 간의 상호상관을 나타내며 다음과 같다.
Figure pat00037
전술한 수학식 2에 의해 데이터 심볼과 파일럿 심볼은 서로 다른 부반송파에 할당되므로, 수학식 (9)에서
Figure pat00038
는 0이 된다. 또한,
Figure pat00039
는 파일럿 심볼 간의 상호상관을 나타내며 다음과 같다.
Figure pat00040
파일럿 심볼은 일반적으로 모든 심볼이 동일한 전력을 갖는 BPSK 또는 QPSK 등의 변조를 통해 전송되므로,
Figure pat00041
는 다음 수식과 같이 나타낼 수 있다.
Figure pat00042
여기서
Figure pat00043
은 파일럿 신호의 전체 전력을 의미하며, 송신 신호의 전체 전력을 1이라고 가정하면 파일럿 신호의 전력은
Figure pat00044
이 된다. 전술한 수학식 9와 수학식 11에 의해 수학식 6은 다음과 같이 나타낼 수 있다.
Figure pat00045
따라서,
Figure pat00046
번재 다중경로 채널은 다음과 같이 추정할 수 있다.
Figure pat00047
수학식 13에서 데이터와의 간섭은 직교성에 의해 제거되었으나, AWGN과의 간섭인
Figure pat00048
은 여전히 존재하게 되며, 그 값은 파일럿 심볼 수를 증가시켜
Figure pat00049
의 값이 증가하거나 평균을 구하는 데이터의 수가 증가할수록 감소한다.
그러나 데이터의 수는
Figure pat00050
으로 고정되므로 채널 추정 성능 향상을 위해서는 파일럿 심볼 수를 증가시켜야 한다. 파일럿 심볼 수의 증가는 데이터 심볼 수의 감소를 초래하게 되어 데이터 전송 효율이 저하된다.
따라서, 본 발명의 목적은 적은 수의 파일럿 심볼을 사용하여 채널 추정 성능을 향상시킬 수 있고, 동시에 신호의 크기가 일정한 PSK(Phase Shift Keying) 변조가 아닌 QAM(Quadrature Amplitude Modulation) 변조를 사용할 경우 발생하는 간섭을 간단하게 제거하여 복잡도를 감소시킬 수 있는 OFDM시스템의 상호상관 기반 채널 추정 방법을 제공하는 데 있다.
본 발명의 다른 목적은, 상기한 채널 추정방법을 이용한 채널 추정 장치를 제공하는 데 있다.
상기와 같은 목적을 달성하기 위한 본 발명의 일면에 따른 OFDM시스템의 상호상관 기반 채널 추정 방법은, 송신단으로부터 수신된 시간 영역의 수신 신호와 수신단에서 미리 알고 있는 시간 영역의 파일롯 신호를 이용하여, 상기 수신 신호와 상기 파일롯 신호를 지연한 제1 채널 추정 신호 간의 상호상관을 계산한 채널 추정된 1차 채널 추정값을 산출하는 단계와, 상기 시간 영역의 수신 신호와 상기 1차 채널 추정 값을 각각 주파수 영역의 수신 신호와 주파수 영역의 1차 채널 추정 값으로 변환하는 단계와, 상기 주파수 영역의 1차 채널 추정 값에 기초하여 상기 주파수 영역의 수신 신호를 복조하여 상기 수신 신호에 포함된 데이터 신호를 검출하는 단계와, 상기 검출된 데이터 신호를 정규화하고, 정규화된 상기 검출된 데이터 신호를 시간 영역의 데이터 신호를 변환하는 단계와, 상기 시간 영역의 검출된 데이터 신호와 상기 파일롯 신호를 합산하여 제2 채널 추정 신호를 획득하는 단계 및 상기 제2 채널 추정 신호와 상기 시간 영역의 수신 신호 간의 상호상관을 계산한 최종 채널 추정값을 산출하여, 채널 추정을 수행하는 단계를 포함한다.
본 발명의 다른 일면에 따른 OFDM시스템의 상호상관 기반 채널 추정 장치는, 송신단으로부터 수신된 시간 영역의 수신 신호와 시간 영역의 파일롯 신호를 수신하여, 상기 수신 신호와 상기 파일롯 신호를 지연한 지연 파일롯 신호 간의 상호상관을 계산한 채널 추정된 1차 채널 추정값을 출력하는 상호상관 계산기와, 상기 시간 영역의 수신 신호와 상기 1차 채널 추정 값을 각각 주파수 영역의 수신 신호와 주파수 영역의 1차 채널 추정 값으로 변환하는 고속 푸리에 변환 연산기와, 상기 주파수 영역의 1차 채널 추정 값에 기초하여 상기 주파수 영역의 수신 신호를 복조하여 상기 수신 신호에 포함된 데이터 신호를 검출하는 복조기를 포함한다. 여기서, 상기 검출된 데이터 신호에 정규화 계수를 곱셈 연산하여 상기 검출된 데이터 신호를 정규화하는 정규화 연산기 및 상기 정규화된 데이터 신호를 역 고속 푸리에 변환하는 역 고속 푸리에 변환기를 더 포함하고, 상기 상호상관 계산기는, 상기 역 고속 푸리에 변환기에 변환된 상기 정규화된 데이터 신호와 상기 시간 영역의 수신 신호를 합산한 결과치를 피드백 받아서, 피드백된 상기 합산 결과치와 상기 시간 영역의 수신 신호 간의 상호상관을 계산하여 최종 채널 추정을 수행하는 것을 특징으로 한다.
본 발명에 의하면, 오직 파일럿 심볼 만을 이용하여 채널을 추정함으로써, 파일럿 심볼 수가 감소하면 채널 추정 성능이 저하되는 종래와는 달리 적은 수의 파일럿 심볼을 사용하는 경우에서도 검출된 데이터와 파일럿 심볼을 이용하여 채널을 추정하므로 데이터와의 간섭이 제거되어 채널 추정 성능이 향상된다.
또한 PSK 변조 방식이 아닌 QAM 변조 방식을 사용할 때 발생하는 간섭을 검출된 데이터 심볼을 이용하여 간단하게 제거할 수 있으므로, 복잡도를 크게 낮출 수 있다.
도 1은 종래의 OFDM 시스템의 구성을 나타내는 블록도이다.
도 2는 본 발명의 일실시예에 따른 채널 추정 장치의 전체 구성을 보여주는 블록도이다.
도 3은 도 2에 도시된 정규화 연산기에서 수행되는 정규화 과정의 개념을 설명하기 위한 성상도이다.
도 4 내지 도 6은 본 발명의 일실시예에서 제안하는 채널 추정 기법에 따른 모의 실험 결과를 보여주는 도면들이다.
이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 일실시예에 대해 상세히 설명하기로 하며, 아래의 실시예에서 기술되는 신호(signal), 심볼(symbol), 값 등의 용어들이 나타며, 이들 용어들은 특별히 정의하지 않는 이상 혼용되어 사용된다. 따라서, 신호의 용어는 심볼 또는 값 등의 용어로 대체될 수 있음은 OFDM 기술분야에 종사하는 당업자라면 충분히 이해할 수 있을 것이다.
도 2는 본 발명의 일실시예에 따른 채널 추정 장치의 전체 구성을 보여주는 블록도이다.
도 2를 참조하면, 본 발명의 일실시예에 따른 채널 추정 장치(100)는 파일럿 심볼 수의 감소에 의해 파일럿 신호의 전력이 감소하여 채널 추정 성능이 저하되는 종래의 파일럿 심볼을 이용한 상호상관 채널 추정 기법과는 달리 적은 수의 파일럿 심볼을 이용하는 경우에도 채널 추정 성능이 향상되는 상호상관을 이용한 파일럿 기반 채널 추정을 수행한다.
이를 위해, 본 발명의 일실시예에 따른 채널 추정 장치(100)는 크게, 지연기(102), 먹스(104), 제1 고속 푸리에 변환(Fast Fourier Transform: FFT) 연산기(106), 상호산관 연산기(108), 제2 FFT 연산기(110) 및 복조기(112)를 포함하고, 정규화 연산기(114) 및 IFFT 연산기(116)를 더 포함한다.
지연기(102)는 수신단에서 미리 알고 있는 시간 영역의 파일롯 신호(
Figure pat00051
)를 d 샘플 지연된 제1 채널 추정 신호(
Figure pat00052
)를 출력한다.
먹스(104)는 상기 지연기(102)로부터의 제1 채널 추정 신호(
Figure pat00053
) 및 상기 IFFT 연산기(116)의 출력값(
Figure pat00054
)과 상기 파일롯 신호(
Figure pat00055
) 간의 합한 최종 채널 추정 신호(
Figure pat00056
) 중 어느 하나를 선택적으로 출력한다.
제1 FFT 연산기(106)는 수신단에서 미리 알고 있는 상기 시간 영역의 파일롯 신호(
Figure pat00057
)와 함께 송신단으로부터 수신되는 수신 신호(
Figure pat00058
)를 입력받아서 이를 고속 푸리에 변환하여 주파수 영역의 수신 신호(
Figure pat00059
)로 변환한다.
상호상관(Cross Correlator) 연산기(108)는 두 신호 간의 상호상관을 계산한다. 상기 상호상관 연산기(108)에 의한 상호상관을 계산하는 과정은 1차 채널 추정값을 계산하는 과정과 최종 채널 추정값을 계산하는 과정으로 이루어진다. 1차 채널 추정값을 계산하는 과정은 상기 지연기(102)에 의해 지연된 상기 제1 채널 추정 신호(
Figure pat00060
)와 상기 송신단으로부터 수신된 상기 시간 영역의 수신 신호(
Figure pat00061
) 간의 상호 상관을 계산하는 과정이다. 최종 채널 추정값을 계산하는 과정은 상기 1차 채널 추정값을 계산하는 과정에 따라 계산된 결과치(
Figure pat00062
)를 이용하여 상기 복조기(112)에서 검출된 데이터 신호(
Figure pat00063
)를 상기 정규화 연산기(114)를 거쳐 IFFT 연산기(116)를 통해 출력되는 출력 값과 상기 시간 영역의 파일롯 신호(
Figure pat00064
)를 합산하는 과정과, 이 합산 과정에 의한 제2 채널 추정 신호(
Figure pat00065
)와 상기 시간 영역의 수신 신호(
Figure pat00066
) 간의 상호 상관을 다시 계산하여 최종 채널 추정 값(
Figure pat00067
)을 계산하는 과정으로 이루어진다. 이에 대한 보다 구체적인 상호상관 연산과정은 아래에서 제시되는 수학식을 통해 상세히 설명된다.
제2 FFT 연산기(110)는 상기 상호상관 연산기(108)에 의해 계산된 1차 채널 추정값(
Figure pat00068
) 또는 최종 채널 추정값(
Figure pat00069
)을 고속 푸리에 변환 연산을 통해 주파수 영역의 채널 추정값으로 변환하고, 이를 복조기(112)로 전달한다.
복조기(112)는 상기 제2 FFT 연산기(110)에 의해 변환된 1차 및 최종 채널 추정값을 이용하여 제1 FFT 연산기(106)에 의해 변환된 주파수 영역의 수신 신호(
Figure pat00070
)를 복조하여 데이터 신호(
Figure pat00071
)를 검출한다.
정규화 연산기(114)는 1차 채널 추정값에 따라 검출된 데이터 신호(
Figure pat00072
)를 정규화한다.
IFFT 연산기(116)는 상기 정규화 연산기(114)에 의해 정규화된 결과치(
Figure pat00073
)를 역 고속 푸리에 변환한 결과치(
Figure pat00074
)를 출력한다.
상기 IFFT 연산기(116)에 의해 연산된 결과치(
Figure pat00075
)는 시간 영역의 수신 신호(
Figure pat00076
)와 합산되어 최종 채널값을 생성하기 위한 최종 채널 추정 신호(
Figure pat00077
)로서 먹스(104)에 전달되고, 먹스(104)는 최종 채널 추정 신호(
Figure pat00078
)를 상기 상호상관 연산기(108)로 전달한다. 이후, 상술한 바와 같이, 상호상관 연산기(108)는 상기 최종 채널 추정 신호와 상기 시간 영역의 수신 신호(
Figure pat00079
) 간의 상호상관을 계산하여 최종 채널 추정값을 출력한다.
이와 같이, 본 발명에서는 수신 신호와 파일럿 신호 간의 상호상관에 기반하여 채널을 추정한 후, 데이터를 검출한다. 이후, 검출된 데이터 신호를 정규화하고, 정규화된 데이터 신호와 파일럿 신호를 합산한 결과와 수신 신호 간의 상호상관을 다시 계산하여 최종 채널 추정을 수행하게 된다. 즉, 본 발명에서는 적은 수의 파일럿 심볼을 이용하여 채널 추정 성능을 향상시키기 위해, 변형된 파일럿(
Figure pat00080
)을 생성하고, 이 변형 파일럿(
Figure pat00081
)을 이용하여 상호상관 기반 채널 추정을 수행한다.
한편, 도 2에 도시된 각 구성 블록들은 각자의 연산과정을 수행하기 위한 다양한 논리 회로 모듈로 구현될 수 있다. 또한, 도 2의 각 구성 블록들은 서로 독립된 형태로 분리되어 각각 연산 논리를 수행하는 칩 형태의 논리 회로 모듈로 구현될 수 있으며, 또한 각 구성 블록들에서 수행되는 연산 과정이 하나의 소프트웨어 로직으로 구현되고, 이 소프드웨어 로직이 탑재된 하나의 칩 형태로 통합된 논리 회로 모듈로 구현될 수 있음은 자명하다.
이하, 도 2에 도시된 채널 추정 장치의 각 구성 블록들의 동작 과정을 아래의 수학식들을 이용하여 상세히 설명하기로 한다. 또한, 도 2에서 각 구성 블록들의 입력 및 출력을 나타내는 값(또는 신호)들이 아래의 수학식들에서 그대로 나타난다. 따라서, 아래의 수학식들을 통해 각 구성 블록들의 동작 기능(또는 연산 과정)은 명확히 이해될 수 있음은 당업자에게 자명하다.
OFDM 시스템에서 파일럿을 이용한 상호상관 채널 추정 기법은 적은 수의 파일럿 심볼을 사용할 경우 채널 추정 성능이 저하된다. 이에, 본 발명에서는 적은 수의 파일럿 심볼을 사용하여 채널 추정 성능을 향상시킨다. 더불어, 송신단 측에서 신호의 크기가 일정한 PSK(Phase Shift Keying) 변조가 아닌 QAM(Quadrature Amplitude Modulation) 변조방식을 사용하는 경우에 발생하는 간섭을 간단하게 제거하여 복잡도를 감소시킬 수 있다.
종래 기법인 파일럿 심볼을 이용한 상호상관 채널 추정 기법은 파일럿 심볼수의 감소에 의해 파일럿 신호의 전력이 감소하여 채널 추정 성능이 저하된다. 본 발명에서는 전술한 수학식 13에서 추정된 채널을 이용하여 전술한 수학식 5와 같이 데이터 심볼을 검출한다.
검출된 데이터 심볼과 파일럿 심볼을 이용하여 채널 추정 신호를 다음과 같이 생성할 수 있다.
Figure pat00082
여기서, 검출된 데이터 심볼에 오류가 없다고 가정하면, 수신 신호와 d 샘플 지연된 채널추정 신호와의 상호상관 신호(
Figure pat00083
)는 다음과 같이 나타낼 수 있다.
Figure pat00084
여기서,
Figure pat00085
는 송신 신호와 채널 추정 신호와의 상호상관을 나타내며 다음과 같다.
Figure pat00086
검출된 데이터 심볼에 오류가 없다고 가정할 경우,
Figure pat00087
이 되어
Figure pat00088
이 된다. 수학식 15로부터
Figure pat00089
번째 경로의 채널을 추정하면, 다음과 같이 나타낼 수 있다.
Figure pat00090
여기서,
Figure pat00091
는 송신신호의 전력을 나타내며, 파일럿 심볼과 데이터 심볼의 전력을 포함하고 있으므로, 전술한 수학식 13에 비해 잡음에 의한 영향을 감소시킬 수 있다.
그러나 전술한 수학식 11과는 달리
Figure pat00092
는 항상 0이 되지는 않으므로, 데이터 간의 상호상관 간섭인 CCI(Cross-Correlation Interference)가 발생하여 채널추정 성능에 영향을 미치게 되므로 CCI를 보상하여야 한다.
CCI 보상을 위해 전술한 수학식 (15)를 행렬로 나타내면 다음과 같다.
Figure pat00093
여기서,
Figure pat00094
,
Figure pat00095
,
Figure pat00096
이며,
Figure pat00097
이다.
상기 수학식 18을 이용하여 아래의 수학식 19와 같이 CCI가 보상된 채널
Figure pat00098
을 추정할 수 있다.
Figure pat00099
전술한 수학식 16에서 알 수 있듯이, 송신 심볼의 전력이 일정한 PSK 변조 방식을 사용할 경우,
Figure pat00100
의 값이
Figure pat00101
와 관계없이 동일한 값이 되므로,
Figure pat00102
가 0이 되어 CCI가 발생하지 않는다.
그러나 QAM 변조 방식과 같이 송신 심볼의 전력이 일정하지 않을 경우, CCI가 발생하여 복잡도가 증가하게 된다. 이러한 CCI는 도 3에 도시된 바와 같이
Figure pat00103
을 1로 정규화할 경우 제거 될수 있으므로, 이를 위해 검출된 데이터 심볼을 아래의 수학식 20과 같이 변환한다.
Figure pat00104
여기서,
Figure pat00105
는 정규화 계수를 나타내며, 아래의 수학식 21과 같이 구할 수 있다.
Figure pat00106
전술한 수학식 20에서 변환된 임시 데이터 심볼을 이용하여 다음과 같이 채널 추정 신호를 생성한다.
Figure pat00107
전술한 수학식 15의
Figure pat00108
와
Figure pat00109
을 각각
Figure pat00110
와
Figure pat00111
으로 치환하면, 다음과 같이 상관신호
Figure pat00112
를 얻을 수 있다.
Figure pat00113
상기 수학식 23을 이용하여 다음과 같이 채널을 추정한다.
Figure pat00114
여기서,
Figure pat00115
행렬의 구성요소는 다음과 같다.
Figure pat00116
여기서, 검출된 데이터 심볼에 오류가 없다고 가정하고, 상기 수학식 20을 대입하면,
Figure pat00117
은 아래의 수학식 26과 같이 나타낼 수 있다.
Figure pat00118
상기 수학식 26에 의해
Figure pat00119
는 다음과 같이 된다.
Figure pat00120
따라서, 상기 수학식 24에 상기 수학식 27을 대입하면 다음과 같다.
Figure pat00121
상기 수학식 28은 상기 수학식 19와 비교하여 채널 추정을 위한 추가적인 연산이 필요 없게 되어 복잡도가 크게 감소되는 것을 알 수 있다. 또한, 상기 수학식 28에 의해 추정된 채널은 잡음 성분의 전력이 기존 기법에 비해
Figure pat00122
만큼 감소하는 것을 알 수 있다.
도 4 내지 도 6은 본 발명의 일실시예에서 제안하는 채널 추정 기법에 따른 모의 실험 결과를 보여주는 도면들이다.
모의실험에 사용된 채널은 2-path Rayleigh 페이딩 모델을 사용하였다. 전체 대역폭 20MHz를 1024개의 부반송파로 나누었으며, 파일럿은 BPSK 변조 방식을 사용하였다. 또한, 반송파 주파수 오프셋 (Carrier Frequency Offset; CFO)과 심볼 타이밍 오프셋 (Symbol Timing Offset; STO)은 완벽하게 보상되었다고 가정하였으며, 채널의 다중 경로 위치는 정확하게 추정되었다고 가정하였다.
도 4에서는 파일럿의 수에 따른 기존의 상호상관기반 채널 추정 기법의 성능을 보여준다. 파일럿 심볼은 주파수 영역에서 등간격으로 배치되었으며, M은 파일럿 심벌 간의 간격을 나타낸다. M이 8일 경우, 총 파일럿 심볼의 수는 128(=1024/8)개 이며 M이 64일 경우 총 16개의 파일럿을 사용한 결과를 나타낸다. 도 4에서 기존 기법은 파일럿 심볼의 수가 많을수록 AWGN의 영향이 감소하여 MSE 성능이 향상되는 것을 알 수 있다.
도 5에서는 M이 8일 경우 기존 기법과 제안된 상호상관기반 채널 추정 기법의 성능이 나타난다. 제안된 기법의 경우 데이터 심볼은 BPSK 변조를 사용하였다. 파일럿의 수가 128 심볼인 경우 기존 기법에 비해 MSE 10-4에서 약 10dB의 SNR 성능이 향상되는 것을 알 수 있으며, 파일럿의 수가 16 심볼인 경우 약 22dB의 SNR 성능이 향상되는 것을 알 수 있다.
도 6에서는 16개의 파일럿 심볼을 사용하고 데이터 심볼을 16-QAM으로 변조하였을 경우의 성능이 나타난다.
기존 기법의 경우 파일럿 심볼만을 이용하므로 데이터 심볼에 관계없이 동일한 성능을 나타내고 있으나, 본 발명에 따른 채널 추정 기법의 경우, 높은 변조방식의 사용으로 낮은 SNR에서 오류 발생 확률이 높아지게 되어 채널 추정 성능의 저하가 발생함을 알 수 있다.
그러나 SNR이 증가할수록 데이터 오류가 감소하여 기존 기법에 비해 MSE 10-4에서 약 16dB의 SNR 성능이 향상되는 것을 확인할 수 있다.
또한, 도 6에서 알 수 있듯이 수학식 (24)를 이용하여 인접 상관 간섭을 제거한 방식(Modified pilot)과 수학식 18을 이용하여 인접 상관 간섭을 zero-forcing으로 제거한 방식(Detected data)의 차이가 거의 없는 것을 알 수 있다. 두 방식 모두 유사한 성능을 나타내고 있어, 변형 파일럿을 사용에 의한 복잡도의 감소에도 성능 저하가 거의 없는 것을 확인할 수 있다.
이상 설명한 바와 같이, 본 발명에서는 OFDM 시스템에서 상호상관 기반 채널 추정의 성능을 향상시키는 기법이 제안되었다. 기존 기법의 경우 파일럿 심볼의 수가 감소함에 따라 채널추정 성능이 저하되는 단점이 있었으나, 본 발명의 제안된 상호상관 기반 채널 추정 기법의 경우, 파일럿의 수에 관계없이 유사한 성능을 나타내는 것을 알 수 있었다.
또한, 데이터 심볼의 전력이 일정한 PSK 변조방식의 사용이 아닌 QAM 변조 방식을 사용하였을 경우, 인접 상관 간섭이 발생하여 행렬 연산으로 인한 복잡도가 증가하는 단점이 있었으나, 변형된(modified) 파일럿 심볼을 사용하여 간단하게 복잡도를 제거할 수 있다.
본 발명에서 제안된 채널 추정 기법의 성능은 도 4 내지 도 6에 예시된 모의실험을 통해 확인한 바와 같으며, 기존 파일럿을 이용한 기법에 비해 많은 성능 향상을 보이는 것을 알 수 있었다. 또한, 변형된(modified) 파일럿 심볼을 사용하는 기법은 복잡도를 크게 감소시키면서 기존 기법과 유사한 성능을 내는 것을 확인할 수 있다.

Claims (6)

  1. 송신단으로부터 수신된 시간 영역의 수신 신호와 수신단에서 미리 알고 있는 시간 영역의 파일롯 신호를 수신하여, 상기 수신 신호와 상기 파일롯 신호를 지연한 제1 채널 추정 신호 간의 상호상관을 계산하여 채널 추정된 1차 채널 추정값을 산출하는 단계;
    상기 시간 영역의 수신 신호와 상기 1차 채널 추정 값을 각각 주파수 영역의 수신 신호와 주파수 영역의 1차 채널 추정 값으로 변환하는 단계;
    상기 주파수 영역의 1차 채널 추정 값에 기초하여 상기 주파수 영역의 수신 신호를 복조하여 상기 수신 신호에 포함된 데이터 신호를 검출하는 단계;
    상기 검출된 데이터 신호를 정규화하고, 정규화된 상기 검출된 데이터 신호를 시간 영역의 데이터 신호를 변환하는 단계;
    상기 시간 영역의 검출된 데이터 신호와 상기 파일롯 신호를 합산하여 제2 채널 추정 신호를 획득하는 단계; 및
    상기 제2 채널 추정 신호와 상기 시간 영역의 수신 신호 간의 상호상관을 계산한 최종 채널 추정값을 산출하여, 채널 추정을 수행하는 단계;
    를 포함하는 OFDM 시스템의 상호상관 기반 채널 추정 방법.
  2. 제1항에 있어서, 상기 검출된 데이터 신호의 정규화 과정은,
    상기 검출된 데이터 신호를
    Figure pat00123
    라 표기하고, 상기 정규화된 검출된 데이터 신호를
    Figure pat00124
    라 표기할 때,
    Figure pat00125
    의 수학식을 통해 수행되고,
    여기서, 상기
    Figure pat00126
    는 정규화 계수이고,
    Figure pat00127
    의 수학식을 통해 산출되는 것을 특징으로 하는 OFDM 시스템의 상호상관 기반 채널 추정 방법.
  3. 제2항에 있어서, 상기 제2 채널 추정 신호를 획득하는 단계는,
    상기 채널 추정 신호를
    Figure pat00128
    라 할 때,
    Figure pat00129
    이 수학식을 통해 획득되고,
    여기서, 상기
    Figure pat00130
    는 상기
    Figure pat00131
    의 역고속 푸리에 변환 결과치를 나타내고, 상기
    Figure pat00132
    은 상기 시간 영역의 파일롯 신호를 나타내는 것을 특징으로 하는 OFDM 시스템의 상호상관 기반 채널 추정 방법.
  4. 제1항에 있어서, 상기 채널 추정을 수행하는 단계는,
    상기 송신 단에 의해 직교 진폭 변조 방식(Quadrature Amplitude Modulation: QAM)에 의해 변조된 상기 시간 영역의 수신 신호와 시간 영역의 파일롯 신호의 채널 추정을 수행하는 것인 OFDM 시스템의 상호상관 기반 채널 추정 방법.
  5. 송신단으로부터 수신된 시간 영역의 수신 신호와 수신단에서 미리 알고 있는 시간 영역의 파일롯 신호를 이용하여, 상기 수신 신호와 상기 파일롯 신호를 지연한 지연 파일롯 신호 간의 상호상관을 계산한 채널 추정된 1차 채널 추정값을 출력하는 상호상관 계산기;
    상기 시간 영역의 수신 신호와 상기 1차 채널 추정 값을 각각 주파수 영역의 수신 신호와 주파수 영역의 1차 채널 추정 값으로 변환하는 고속 푸리에 변환 연산기;
    상기 주파수 영역의 1차 채널 추정 값에 기초하여 상기 주파수 영역의 수신 신호를 복조하여 상기 수신 신호에 포함된 데이터 신호를 검출하는 복조기를 포함하고,
    상기 검출된 데이터 신호에 정규화 계수를 곱셈 연산하여 상기 검출된 데이터 신호를 정규화하는 정규화 연산기; 및
    상기 정규화된 데이터 신호를 역 고속 푸리에 변환하는 역 고속 푸리에 변환기를 더 포함하고,
    상기 상호상관 계산기는,
    상기 역 고속 푸리에 변환기에 변환된 상기 정규화된 데이터 신호와 상기 시간 영역의 수신 신호를 합산한 결과치를 피드백 받아서, 피드백된 상기 합산 결과치와 상기 시간 영역의 수신 신호 간의 상호상관을 계산하여 최종 채널 추정을 수행하는 것을 특징으로 하는 OFDM 시스템의 상호상관 기반 채널 추정 장치.
  6. 제5항에 잇어서, 상기 송신단으로부터 수신된 시간 영역의 수신 신호와 시간 영역의 파일롯 신호는,
    위상 천이 변조 방식(Phase Shift Keying: PSK) 또는 직교 진폭 변조 방식(Quadrature Amplitude Modulation: QAM)에 의해 변조된 것인 OFDM 시스템의 상호상관 기반 채널 추정 장치.
KR1020110137608A 2011-12-19 2011-12-19 Ｏｆｄｍ 시스템의 상호상관 기반 채널 추정 방법 및 그 장치 KR101294283B1 (ko)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020110137608A KR101294283B1 (ko) 2011-12-19 2011-12-19 Ｏｆｄｍ 시스템의 상호상관 기반 채널 추정 방법 및 그 장치

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020110137608A KR101294283B1 (ko) 2011-12-19 2011-12-19 Ｏｆｄｍ 시스템의 상호상관 기반 채널 추정 방법 및 그 장치

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20130070338A true KR20130070338A (ko) 2013-06-27
KR101294283B1 KR101294283B1 (ko) 2013-08-07

Family

ID=48865163

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020110137608A KR101294283B1 (ko) 2011-12-19 2011-12-19 Ｏｆｄｍ 시스템의 상호상관 기반 채널 추정 방법 및 그 장치

Country Status (1)

Country Link
KR (1) KR101294283B1 (ko)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20150038841A (ko) * 2013-10-01 2015-04-09 한국전자통신연구원 잔류 동기 오프셋을 고려하여 채널을 추정하기 위한 장치 및 그 방법
CN109302365A (zh) * 2017-12-21 2019-02-01 上海创远仪器技术股份有限公司 一种基于多段差分法的td-scdma分析仪频偏估计方法

Family Cites Families (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6192040B1 (en) 1999-04-16 2001-02-20 Motorola, Inc. Method and apparatus for producing channel estimate of a communication channel in a CDMA communication system
WO2002043269A2 (en) 2000-11-27 2002-05-30 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Method and apparatus for improving channel estimates using space-time coding
KR20120049434A (ko) * 2010-11-08 2012-05-17 삼성전자주식회사 채널 추정 방법 및 장치

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20150038841A (ko) * 2013-10-01 2015-04-09 한국전자통신연구원 잔류 동기 오프셋을 고려하여 채널을 추정하기 위한 장치 및 그 방법
CN109302365A (zh) * 2017-12-21 2019-02-01 上海创远仪器技术股份有限公司 一种基于多段差分法的td-scdma分析仪频偏估计方法
CN109302365B (zh) * 2017-12-21 2024-03-26 上海创远仪器技术股份有限公司 一种基于多段差分法的td-scdma分析仪频偏估计方法

Also Published As

Publication number Publication date
KR101294283B1 (ko) 2013-08-07

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP4472771B2 (ja) マルチキャリア信号を受信するための受信装置
JP5477481B2 (ja) 無線通信システムにおける整数周波数オフセット推定のための方法および装置
KR100896654B1 (ko) Ｏｆｄｍ 시스템의 다중경로 페이딩 채널의 지연 확산 추정장치 및 방법
JP2010016913A (ja) 送信装置及び送信方法、並びに遅延時間算出装置及び遅延時間算出方法
KR20080051984A (ko) Ｔｄｓ-ｏｆｄｍ 수신기의 등화방법 및 상기 등화방법을이용한 등화장치
KR20090021630A (ko) Ｉｃｉ 추정 방법 및 ｉｃｉ 저감 등화기
KR100749447B1 (ko) 고속 휴대 인터넷 시스템에서 타이밍 에러와 주파수오프셋을 추정하는 방법 및 그 장치
US9160589B1 (en) Biased estimation of symbol timing offset in OFDM systems
KR20180052003A (ko) Ofdm 시스템에서 단일 탭 등화기를 이용한 부반송파의 왜곡 보상 방법 및 그를 위한 장치
CN102265573B (zh) 用于估计正交频分复用传输系统中相位噪声的方法和装置
KR101294283B1 (ko) Ｏｆｄｍ 시스템의 상호상관 기반 채널 추정 방법 및 그 장치
US9509542B1 (en) Method and apparatus for channel estimation tolerant to timing errors
US9369329B1 (en) Low-complexity non-data-aided estimation of symbol time offset in OFDM systems
KR100602518B1 (ko) 직교주파수분할다중 통신 시스템의 채널 추정 방법 및 장치
US11405254B2 (en) Spread OFDM for radio frequency communications
CN109120560B (zh) 自适应的ici载波间干扰消除方法及装置
KR100874011B1 (ko) 무선 통신 시스템에서의 주파수 옵셋 보상 장치 및 방법
KR20090131543A (ko) 직교 주파수 분할 다중화 시스템에서의 차동 결합을 이용한정수 주파수 옵셋 추정 방법 및 그 장치
JP5182699B2 (ja) 受信装置、無線信号の受信方法および無線通信システムならびにプログラム
EP2790363A1 (en) A new interpolation algorithm for pilot-based channel estimation in OFDM systems
KR101351603B1 (ko) 단일 반송파 ｍｉｍｏ기반의 ｐｎ시퀀스를 이용한 반송파 주파수 오차 추정시스템 및 그 방법
KR101074111B1 (ko) Ｏｆｄｍ 시스템의 시간 동기 검출 장치 및 방법
CN109120559B (zh) 自适应的ici载波间干扰消除方法及装置
Boshehba et al. A modified blind deterministic carrier frequency offset estimator for OFDM systems
KR100625075B1 (ko) 복소 채널 송수신 시스템에 있어서의 효율적인 채널 추정방법

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
PA0109 Patent application

Patent event code: PA01091R01D

Comment text: Patent Application

Patent event date: 20111219

PA0201 Request for examination
E902 Notification of reason for refusal
PE0902 Notice of grounds for rejection

Comment text: Notification of reason for refusal

Patent event date: 20130329

Patent event code: PE09021S01D

E701 Decision to grant or registration of patent right
PE0701 Decision of registration

Patent event code: PE07011S01D

Comment text: Decision to Grant Registration

Patent event date: 20130627

PG1501 Laying open of application
GRNT Written decision to grant
PR0701 Registration of establishment

Comment text: Registration of Establishment

Patent event date: 20130801

Patent event code: PR07011E01D

PR1002 Payment of registration fee

Payment date: 20130801

End annual number: 3

Start annual number: 1

PG1601 Publication of registration
FPAY Annual fee payment

Payment date: 20160801

Year of fee payment: 4

PR1001 Payment of annual fee

Payment date: 20160801

Start annual number: 4

End annual number: 4

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20180627

Year of fee payment: 6

PR1001 Payment of annual fee

Payment date: 20180627

Start annual number: 6

End annual number: 6

PC1903 Unpaid annual fee

Termination category: Default of registration fee

Termination date: 20210512