JP5182699B2 - 受信装置、無線信号の受信方法および無線通信システムならびにプログラム - Google Patents

Description

本発明は、受信装置、無線信号の受信方法および無線通信システムならびにプログラムに関する。

近年、通信技術の発達はめざましく、大容量のデータを高速で通信するシステムが実現されつつある。これは、有線通信に限らず、無線通信においても同様である。このような状況において無線通信では、携帯電話などの移動端末の普及に伴い、無線で大容量のデータを高速で通信するための次世代通信方式の研究、開発が盛んに行われている。これにより、動画や音声などのマルチメディアデータを移動端末で利用可能とすることができる。

この移動端末のための次世代通信方式として、３ＧＰＰ(3rd Generation
Partnership Project)で議論されているＬＴＥ(Long Term Evolution)に代表されるようなＯＦＤＭ(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)を用いた通信方式が注目されている。ＯＦＤＭは、使用する帯域を複数のサブキャリアに分割し、それぞれのサブキャリアにデータシンボルを割当て送信を行う方式である。このサブキャリアは周波数軸上で互いに直交するように配置されるため、周波数利用効率に優れている。また、１つ１つのサブキャリアは狭帯域になるため、マルチパス干渉の影響を抑えることができ、高速大容量通信を実現することができる。

無線通信では、無線通信路（チャネル）において、マルチパスあるいはフェージング等に起因する信号の歪が生じる。そのため、ＯＦＤＭ通信では、受信側において、データシンボルと共に多重されて送信される既知のリファレンスシグナルを用いて、各サブキャリアのチャネル特性の推定値（チャネル推定値）が求められる。そして、このチャネル推定値を用いてチャネルで受けた信号の歪が補償される。しかしながら、このチャネル推定値の精度が低いと信号の歪が適切に補正されず、受信信号の復調精度が低下する。そこで、チャネル推定値の精度を向上させるための方式が様々提案されている。

一般的なＯＦＤＭを用いた無線通信システムの構成について図８から図１０を参照して説明する。図８は、送信装置５０のブロック構成図である。図９は、受信装置６０のブロック構成図である。図８および図９は、一般的なＯＦＤＭを用いた無線通信システムにおける構成要素としての送信装置５０および受信装置６０の構成をそれぞれ示したものである。

送信装置５０は、チャネル符号化部５１、変調部５２、ＩＦＦＴ(Inverse Fast
Fourier Transform)処理部５３、ＣＰ(Cyclic Prefix)付加部５４、Ｄ／Ａ(Digital/Analog)変換部５５および送信アンテナ５６を備えている。受信装置６０は、受信アンテナ６１、Ａ／Ｄ(Analog/Digital)変換部６２、ＦＦＴ(Fast Fourier
Transform)タイミング検出部６３、ＣＰ除去部６４、ＦＦＴ処理部６５、チャネル推定部６６、乗算器６７−１〜６７−ｎ、復調部６８およびチャネル復号部６９を備えている。

図１０は、チャネル推定部６６のブロック構成図である。チャネル推定部６６は、リファレンスパターンキャンセル部７０、ＩＦＦＴ処理部７１、雑音除去部７２およびＦＦＴ処理部７３を備えている。

次に、図８の送信装置５０および図９の受信装置６０の動作を説明する。送信装置５０では、送信データは、まず、チャネル符号化部５１で誤り検出符号化および誤り訂正符号化が施される。その後、変調部５２でＩ成分およびＱ成分にマッピングされる。続いて、ＩＦＦＴ処理部５３で時間領域の信号波へ変換された後、ＣＰ付加部５４でマルチパスによるシンボル間干渉の影響を防ぐために、ＯＦＤＭシンボルの先頭にＣＰが付加される。ＣＰが付加されたＯＦＤＭシンボルは、Ｄ／Ａ変換部５５でデジタル信号からアナログ信号へ変換され、送信アンテナ５６から送信される。

一方、受信装置６０では、受信アンテナ６１で受信された受信信号は、Ａ／Ｄ変換部６２でアナログ信号からデジタル信号に変換された後、ＦＦＴタイミング検出部６３とＣＰ除去部６４とに入力される。ＦＦＴタイミング検出部６３では、受信信号の自己相関のピークを検出する手段等によって、ＦＦＴを行うタイミングが検出される。また、ＣＰ除去部６４では、ＦＦＴタイミング検出部６３で検出されたＦＦＴタイミング情報を元に、ＯＦＤＭシンボルから先頭に付加されているＣＰが除去される。さらに、ＦＦＴ処理部６５で時間領域の信号波から各サブキャリア成分に変換される。続いて、チャネル推定部６６では、データシンボルと共に多重されて送信される既知のリファレンスシグナルを用いて、各サブキャリアのチャネル推定値が求められる。

各サブキャリアの受信信号にチャネル推定値の複素共役を乗算器６７−１〜６７−ｎにより乗算することによって、チャネルで受けた信号の歪を補償（チャネル等化）することができる。チャネルの影響が補償された各サブキャリアの受信信号は復調部６８でＩ成分、Ｑ成分から尤度情報に変換され、チャネル復号部６９で誤り訂正復号・誤り検出が行われる。このときに、チャネル推定部６６によるチャネル推定値の精度が低いと、チャネルで受けた信号の歪が適切に補正されず、受信信号の復調精度が低下する。

例えば、非特許文献１に記載されているチャネル推定方式では、リファレンスシグナルから各サブキャリアのチャネル推定値が推定され、そのチャネル推定値にＩＦＦＴ処理を施して複素遅延プロファイルを作成する。この複素遅延プロファイルにおいて、規定の閾値以下の成分が雑音とみなされて「０」に置き換えられる。このようにすることにより、雑音の影響が少ない精度の良いチャネル推定値を得ることができる。

また、特許文献１には、ＯＦＤＭを用いた通信方式において、直接波の受信電力が遅延波の受信電力と比べて小さい場合に対処する技術が開示されている。図１１は、特許文献１に係る受信装置８０のブロック構成図である。なお、受信装置６０と受信装置８０とは僅かに異なる。よって、受信装置６０と同一または同種の部材は同一または同一系の符号を用いて説明し、その説明を省略または簡略化し、かつ異なる部材について主として説明する。

受信装置８０は、図９に示した受信装置６０に加え、ＣＰ除去部６４とＦＦＴ処理部６５との間にＦＦＴ演算位置シフト部８１を備えている。なお、図１１の受信装置８０のブロック構成は、特許文献１（第２図）に開示されているブロック構成を若干変更している。この変更は、後述する本発明の実施の形態に係る受信装置の構成との対応関係を明確化するために行われたものであり、図１１の回路構成と特許文献１（図２）の回路構成とは便宜上等価と考えることとする。

図１２は、特許文献１に開示されているＦＦＴタイミングシフトを用いる受信装置の受信原理を説明するための図である。図１２（Ａ）に示すように、直接波ａの受信電力ｖａが、遅延波ｂの受信電力ｖｂより小さい場合に、直接波ａのＯＦＤＭシンボルＤ０を基準にしてＦＦＴウインドウＷａを決定するとシンボル間干渉はない。しかしながら、図１２（Ｂ）に示すようにＦＦＴ変換の平均値（図中点線で示されている）が小さく、回転振幅が大きくなり、チャネル推定を正しく行えなくなる。

一方、遅延波ｂのＯＦＤＭシンボルＤ０を基準にしてＦＦＴウインドウＷｂを決定すると図１２（Ｃ）に示すようにＦＦＴ変換の平均値（図中点線で示されている）が大きくなると共に、回転振幅が小さくなるが、シンボル間干渉が発生する。

そこで、特許文献１の技術では、直接波ａのＯＦＤＭシンボルＤ０の先頭（時刻Ｔａ）を基準にして入力データ列より１ＯＦＤＭシンボルが取り込まれる。また、ＦＦＴ演算位置シフト部８１により、遅延波のＯＦＤＭシンボルＤ０の先頭（時刻Ｔｂ）がＦＦＴ演算開始位置とされる。このときＦＦＴ演算開始位置よりも先に取り込まれたＯＦＤＭシンボルの部分（時刻Ｔａ〜Ｔｂ間のデータ）は図１２（Ｄ）に示すようにシフトされる。以下において、このようにシフトすることをＦＦＴタイミングシフトと称する。このようにＦＦＴタイミングシフトしてもデータの連続性は維持されるから何ら問題は生じない。その際、遅延波ｂのＯＦＤＭシンボルＤ０を基準としてＦＦＴウインドウＷｂに基づくＦＦＴ演算が行われる。これによりシンボル間干渉をなくすことができ、ＦＦＴ変換の平均値を大きくでき、回転振幅を小さくでき、チャネル推定を正しく行うことができる、と特許文献１には記述されている。

社団法人電子情報通信学会、「電子情報通信学会技術研究報告」、ＲＣＳ２００１−１７７、ｐｐ．１−６、Ｎｏｖ．２００１ 再公表特許Ｗ０２００３／０３２５４１

特許文献１で述べられているように、直接波の電力よりも遅延波の電力が大きい場合を考慮し、ＦＦＴタイミングにオフセットをつける場合がある。このときに、非特許文献１のチャネル推定方式のように、リファレンスシグナルから推定した各サブキャリアのチャネル推定値をＩＦＦＴ処理して、複素遅延プロファイルを作成したとする。この場合には、ＦＦＴタイミングオフセットの影響で、電力遅延プロファイルのピークが０サンプル目に表れない。さらに、電力遅延プロファイルのピーク付近のサイドローブも大きくなってしまう。これにより、希望信号と雑音との判別が難しくなるという問題点がある。

また、３ＧＰＰのＬＴＥのようにリファレンスシグナルの挿入されている間隔が２のべき乗になっていない場合がある。このときに、リファレンスシグナルから推定したチャネル推定値をＩＦＦＴ処理して得た複素遅延プロファイルに対して雑音除去を行うと、サブキャリア端のチャネル推定値の誤差が大きくなる。これにより、チャネル推定値の推定精度が低下し、チャネルで受けた信号の歪みが適切に補正されず、受信信号の復調精度が低下するという問題点がある。

本発明は、このような背景の下に行われたものであって、ＦＦＴタイミングオフセットが存在する場合においても雑音の影響が少ない、精度の良いチャネル推定値を得ることができる受信装置、無線信号の受信方法および無線通信システムならびにプログラムを提供することを目的とする。

本発明の受信装置は、直接波としてのＯＦＤＭシンボルの受信タイミングＴａで取り込んだＯＦＤＭシンボルに対し、チャネル推定値を求めるためのＦＦＴ演算を施す手段と、遅延波としてのＯＦＤＭシンボルの受信タイミングＴｂで取り込んだＯＦＤＭシンボルに対し、データシンボルを求めるためのＦＦＴ演算を施す手段と、受信タイミングＴａと受信タイミングＴｂとの間の時間差に基づきチャネル推定値とデータシンボルとを時間的に一致させるタイミング補正手段と、を備えることを特徴とする。

あるいは、本発明の受信装置は、直接波としてのＯＦＤＭシンボルの受信タイミングＴａに基づきＯＦＤＭシンボルを取り込み、この取り込んだＯＦＤＭシンボルに対し、遅延波としてのＯＦＤＭシンボルの受信タイミングＴｂに基づきＦＦＴ演算を行う、受信装置において、ＯＦＤＭシンボルに基づき求めたチャネル推定値に対し、受信タイミングＴａと受信タイミングＴｂとの間の時間差に基づき生じるＦＦＴ演算の際の回転を補正するタイミング補正手段と、このタイミング補正手段により回転が補正されたチャネル推定値から雑音成分を除去する雑音除去手段と、この雑音除去手段により雑音が除去されたチャネル推定値に対し、タイミング補正手段により補正された回転を補正する以前の状態に戻す手段と、を備えることを特徴とする。

また、本発明を無線信号の受信方法としての観点から観ることもできる。すなわち、本発明の無線信号の受信方法は、直接波としてのＯＦＤＭシンボルの受信タイミングＴａで取り込んだＯＦＤＭシンボルに対し、チャネル推定値を求めるためのＦＦＴ演算を施すステップと、遅延波としてのＯＦＤＭシンボルの受信タイミングＴｂで取り込んだＯＦＤＭシンボルに対し、データシンボルを求めるためのＦＦＴ演算を施すステップと、受信タイミングＴａと受信タイミングＴｂとの間の時間差に基づきチャネル推定値とデータシンボルとを時間的に一致させるタイミング補正ステップと、を有することを特徴とする。

あるいは、本発明の無線信号の受信方法は、直接波としてのＯＦＤＭシンボルの受信タイミングＴａに基づきＯＦＤＭシンボルを取り込み、この取り込んだＯＦＤＭシンボルに対し、遅延波としてのＯＦＤＭシンボルの受信タイミングＴｂに基づきＦＦＴ演算を行う、無線信号の受信方法において、ＯＦＤＭシンボルに基づき求めたチャネル推定値に対し、受信タイミングＴａと受信タイミングＴｂとの間の時間差に基づき生じるＦＦＴ演算の際の回転を補正するタイミング補正ステップと、このタイミング補正ステップの処理により回転が補正されたチャネル推定値から雑音成分を除去する雑音除去ステップと、この雑音除去ステップの処理により雑音が除去されたチャネル推定値に対し、タイミング補正ステップの処理により補正された回転を補正する以前の状態に戻すステップと、を有することを特徴とする。

また、本発明を無線通信システムとしての観点から観ることもできる。すなわち、本発明の無線通信システムは、本発明の受信装置を備えることを特徴とする。

また、本発明をプログラムとしての観点から観ることもできる。すなわち、本発明のプログラムは、情報処理装置にインストールすることにより、その情報処理装置に、本発明の受信装置の制御機能を実現することを特徴とする。

本発明によれば、ＦＦＴタイミングオフセットが存在する場合においても雑音の影響が少ない、精度の良いチャネル推定値を得ることができる。

（本発明の第一の実施の形態）
本発明の第一の実施の形態に係る受信装置１の構成について図１および図２を参照して説明する。図１は、本発明の第一の実施の形態に係る受信装置１のブロック構成図である。図２は、本発明の第一の実施の形態に係るチャネル推定部２のブロック構成図である。本発明の第一の実施の形態に係る無線通信システムでは、送信装置に関しては図８の送信装置５０を用いる。また、受信装置１は、図１１の受信装置８０におけるチャネル推定部６６（図１０参照）が図２に示すチャネル推定部２に置き換わった構成である。

チャネル推定部２は、リファレンスパターンキャンセル部３、タイミング補正部４、ＩＦＦＴ処理部５、雑音除去部６、ＦＦＴ処理部７およびタイミング補正部８を備えている。このように、リファレンスパターンキャンセル部３とＩＦＦＴ処理部５との間にタイミング補正部４を備えると共に、ＦＦＴ処理部７の後段にタイミング補正部８を備えるところが図１０に示したチャネル推定部６６とは異なる。

受信装置１は、ＯＦＤＭを用いた無線通信において、直接波の電力よりも遅延波の電力が大きい場合を考慮してＦＦＴタイミングにオフセットを付けた場合でも、雑音の影響が少ない、精度良いチャネル推定値を得ることができる。すなわち、チャネル推定部２のＩＦＦＴ処理部５でＩＦＦＴ処理を行う前に、タイミング補正部４によりＦＦＴタイミングオフセットの補正を行う。これにより、雑音除去部６は、ＦＦＴタイミングオフセットの無い状態で雑音除去を行うことができる。よって、ＦＦＴタイミングオフセットが存在する場合においても雑音の影響が少ない、精度の良いチャネル推定値を得ることができる。

チャネル推定部２では、まず、リファレンスパターンキャンセル部３で、データシンボルと共に多重されて送信されているリファレンスシグナルのパターンがキャンセルされる。これにより、各サブキャリアのチャネル推定値が求められる。

次に、タイミング補正部４において、ＦＦＴタイミングのオフセットによる回転の影響が補正される。補正は以下の式で示される回転因子Ｒ（ｋ）を各サブキャリアのチャネル推定値に乗算することによって実現する。

ここで、Ｔ_offsetはＦＦＴタイミングオフセットとし、ＦＦＴのタイミングが早まった場合に負の値とする。Ｎ_FFTはＦＦＴのポイント数、Ｎ_subcarrierはサブキャリア数とする。また、ｋはサブキャリアのインデックスとし、０≦ｋ＜Ｎ_subcarrierの範囲の整数とする。リファレンスパターンキャンセル後のサブキャリアｋのチャネル推定値をＨ_zf (ｋ) 、タイミング補正後のサブキャリアｋのチャネル推定値をＨ_rot (k) とすると、補正処理は以下の式で表すことができる。
Ｈ_rot (ｋ) ＝ Ｈ_zf (ｋ) ×Ｒ(ｋ) ０≦ｋ＜Ｎ_subcarrier
上記の演算は、リファレンスパターンキャンセル後のチャネル推定値を時間領域でＴ_offsetサンプルだけ正の方向に循環シフトさせる処理に相当する。そのため、この処理を行うことで、ＦＦＴ演算位置シフト部８１で加わったＦＦＴタイミングオフセットの影響をキャンセルすることができる。

補正されたチャネル推定値はＩＦＦＴ処理部５に入力され、周波数成分から時間領域の複素遅延プロファイルへと変換される。雑音除去部６では、複素遅延プロファイルから電力遅延プロファイルを求める。さらに、電力遅延プロファイルが規定の閾値以下となるサンプルを雑音とみなし、複素遅延プロファイルの当該サンプルを「０」に置き換える。その後、ＦＦＴ処理部７で、再び時間領域の複素遅延プロファイルから周波数成分へ変換する。

しかしながら、ここで得られるチャネル推定値はＦＦＴタイミングオフセットの影響が補正されている。このため、このままでは、データシンボルのＦＦＴタイミングと、チャネル推定値のＦＦＴタイミングにずれが生じてしまう。そこで、タイミング補正部８で、タイミング補正部４とは逆の補正をかける。これにより、チャネル推定値とデータシンボルのＦＦＴタイミングとを一致させる。タイミング補正部７での補正は以下の式で示される回転因子Ｒ^*（ｋ）を雑音除去後の各サブキャリアのチャネル推定値に乗算することによって実現する。

雑音除去後のサブキャリアｋのチャネル推定値をＨ_denoise（ｋ）、タイミング逆補正後のサブキャリアｋのチャネル推定値をＨ（ｋ）とすると、逆補正処理は以下の式で表すことができる。
Ｈ（ｋ）＝Ｈ_denoise（ｋ）×Ｒ^*（ｋ） ０≦ｋ＜Ｎ_subcarrier
上記の演算は、雑音除去後のチャネル推定値を時間領域でＴ_offsetサンプルだけ負の方向に循環シフトさせる処理に相当する。その為、この処理を行うことで、ＦＦＴ演算位置シフト部８１で加えたＦＦＴタイミングオフセットの影響を再び付加することができる。

（第二の実施の形態）
本発明の第二の実施の形態に係る受信装置１０を説明する。第一の実施の形態では、チャネル推定値はデータシンボルと同じＦＦＴタイミングを想定している。しかしながら、データシンボルとチャネル推定のＦＦＴタイミングを最初から別にする構成としてもよい。つまり、データシンボル用のＦＦＴ処理では、オフセットを考慮したタイミングでＦＦＴを行い、チャネル推定値用のＦＦＴ処理では、オフセットを付けずにＦＦＴを行う。この場合には、チャネル推定は従来のチャネル推定部と同様に行うことができ、チャネル推定部の出力のチャネル推定値に対し、または、チャネル等化時にデータシンボルのＦＦＴタイミングと一致させるためのタイミング補正処理を行えばよい。

この受信装置１０の構成例を図３に示す。なお、受信装置１０において、受信装置１と同一または同種の部材は同一または同一系の符号を用いて説明し、その説明を省略または簡略化し、かつ異なる部材について主として説明する。受信装置１０は、図１０に示すチャネル推定部６６を用いる。すなわち、受信装置１０は、受信装置１の構成からチャネル推定部２を除去し、その代わりに、チャネル推定用として、ＣＰ除去部１１、ＦＦＴ処理部１２、チャネル推定部６６およびタイミング補正部１３を備える構成である。

受信装置１０において、データシンボル用のＦＦＴ処理は、Ａ／Ｄ変換部６２→ＦＦＴタイミング検出部６３およびＣＰ除去部６４→ＦＦＴ演算位置シフト部８１→ＦＦＴ処理部６５→乗算器６７−１〜６７−ｎ→復調部６８→チャネル復号部６９という流れで処理される。これにより、オフセットを考慮したタイミングでＦＦＴを行うことができる。これに対し、チャネル推定値用のＦＦＴ処理は、Ａ／Ｄ変換部６２→ＣＰ除去部１１→ＦＦＴ処理部１２→チャネル推定部６６→タイミング補正部１３→乗算器６７−１〜６７−ｎという流れで処理される。この場合には、オフセットを付けずにＦＦＴを行う。また、チャネル推定はチャネル推定部６６を用いて行うことができる。チャネル推定部６６の出力のチャネル推定値に対し、タイミング補正部１３によりデータシンボルのＦＦＴタイミングと一致させるためのタイミング補正処理を行う。

（本発明の実施の形態による効果）
以上説明したように、ＩＦＦＴ処理部５でＦＦＴ処理を行う前に、タイミング補正部４によりＦＦＴタイミングオフセットの補正を行い、雑音除去部６では、ＦＦＴタイミングオフセットの無い状態で雑音除去処理を行う（第一の実施の形態）。あるいは、ＦＦＴ処理とチャネル推定処理とを個別に行い、チャネル推定処理ではＦＦＴタイミングオフセットの無い状態で雑音除去処理を行う（第二の実施の形態）。これにより、ＦＦＴタイミングオフセットが存在する場合においても雑音の影響が少ない、精度の良いチャネル推定値を得ることができる。

（実験結果の説明）
本発明の実施の形態の効果を実証するために、本出願人が特許文献１の説明に基づきＯＦＤＭを用いた無線通信システムの送信装置５０および受信装置８０を用いて実験を行った結果を説明する。

図４は、受信装置８０のチャネル推定部６６におけるチャネル推定を用いた場合の電力遅延プロファイルである。図４は、横軸に時間をとり、縦軸に電力値（ｄｂ）をとる。図４によれば、ＦＦＴタイミングオフセットの影響で、電力遅延プロファイルのピークが０サンプル目に現れておらず、さらに、ピーク付近のサイドローブも大きくなってしまっている。

また、図５は受信装置８０のチャネル推定部６６におけるチャネル推定を用いた場合のチャネル推定値である。図５の実線はチャネル推定の理想値を表し、×は雑音除去前のチャネル推定値、○は雑音除去後のチャネル推定値をそれぞれ表す。なお、縦軸および横軸は、互いに直交する信号成分（Ｉ，Ｑ）における振幅値（真数）を表す。図５によれば、雑音除去処理によって雑音が除去されていることがわかる。しかしながら、サブキャリア端のチャネル推定値が内側に丸まってしまっている。よって、理想値とは異なる形状となっている。このような場合には、受信信号の歪が適切に補正されず、受信信号の復調精度が低下する。

なお、雑音除去後のチャネル推定値は理想値よりも振幅が小さくなっている。これは、雑音除去処理の過程で複素遅延プロファイルのサンプルを「０」に置き換えていることに起因している。ＱＡＭ等、多値変調の場合には、チャネル等化時にこの減衰分を考慮した閾値計算を行うことで減衰の影響を取り除くことができる。

このような実験の結果から特許文献１で述べられているように、直接波の電力よりも遅延波の電力が大きい場合を考慮し、ＦＦＴタイミングにオフセットを付けた場合には、チャネル推定値の推定精度が低下し、チャネルで受けた信号の歪が適切に補正されない。これにより、受信信号の復調精度が低下するという問題点がある。

次に、本発明の実施の形態の効果を図６および図７を用いて説明する。図６は、チャネル推定部２でのＩＦＦＴ処理後に得られる電力遅延プロファイルを示したものである。図６は、横軸に時間をとり、縦軸に電力値（ｄｂ）をとる。既に図４で説明したように、受信装置８０のチャネル推定部６６によるチャネル推定を用いた場合には、ＦＦＴタイミングオフセットの影響で、電力遅延プロファイルのピークが０サンプル目に現れておらず、さらに、ピーク付近のサイドローブも大きくなってしまっている。これに対し、図６に示すように、チャネル推定部２のチャネル推定を用いた場合には、ＦＦＴタイミングオフセットの影響が補正されているため、電力遅延プロファイルのピークが０サンプル目付近に現れ、サイドローブも抑えられていることがわかる。

図７は、チャネル推定部２によるチャネル推定のコンスタレーションを表示したものである。図７中の実線はチャネル推定の理想値を表し、×は雑音除去前のチャネル推定値、○は雑音除去後のチャネル推定値をそれぞれ表す。なお、縦軸および横軸は、互いに直交する信号成分（Ｉ，Ｑ）における振幅値（真数）を表す。既に図５で説明したように、受信装置８０のチャネル推定部６６によるチャネル推定を用いた場合は、雑音除去処理によって雑音が除去されていることがわかる。しかしながら、サブキャリア端のチャネル推定値が内側に丸まってしまっている。よって、理想値とは異なる形状となっている。このような場合には、受信信号の歪が適切に補正されず、受信信号の復調精度が低下する。これに対し、チャネル推定部２のチャネル推定を用いた場合には、図７に示すように、雑音除去後のチャネル推定値は、限りなく理想値に近い形状になっている。よって、チャネルの状態を精度良く推定できていることがわかる。

なお、雑音除去後のチャネル推定値は理想値よりも振幅が小さくなっている。これは、雑音除去処理の過程で複素遅延プロファイルのサンプルを「０」に置き換えていることに起因している。したがって、チャネル推定部２であってもチャネル推定部６６であっても生じる現象である。ＱＡＭ等、多値変調の場合には、チャネル等化時にこの減衰分を考慮した閾値計算を行うことで減衰の影響を取り除くことができる。

（プログラムの実施例）
情報処理装置にインストールすることにより、その情報処理装置に、本発明の実施の形態の受信装置１または１０における制御機能を実現するプログラムの実施例を説明する。ここで、情報処理装置とは、例えば、ＣＰＵ(Central Processing Unit)などの汎用のコンピュータ装置である。

本実施例のプログラムは記録媒体に記録されることにより、情報処理装置は、この記録媒体を用いて本実施例のプログラムをインストールすることができる。あるいは、本実施例のプログラムを保持するサーバからネットワークを介して直接、情報処理装置に本実施例のプログラムをインストールすることもできる。

これにより、情報処理装置を用いて、本発明の実施の形態の受信装置１または１０における各部の制御機能を実現することができる。なお、これ以外の機能についてもソフトウェアによって実現可能な機能については、本実施例のプログラムによって実現してもよい。

なお、本実施例のプログラムは、情報処理装置によって直接実行可能なものだけでなく、ハードディスクなどにインストールすることによって実行可能となるものも含む。また、圧縮されたり、暗号化されたりしたものも含む。

（その他の実施の形態）
本発明の実施の形態は、本発明の要旨を逸脱しない限り、様々に変更が可能である。例えば、上記の実施の形態では、各サブキャリアのチャネル推定値に回転因子を乗算することによって、ＦＦＴタイミングオフセットの影響を補正した。しかしながら、必ずしもこれに限るものではない。ＦＦＴタイミングオフセットの補正を時間領域で行ってもよい。またはその他の手法を用いてもよい。

本発明の第一の実施の形態に係る受信装置のブロック構成図である。 図１の受信装置が有するチャネル推定部のブロック構成図である。 本発明の第二の実施の形態に係る受信装置のブロック構成図である。 図１１に示す受信装置におけるチャネル推定を用いた場合の電力遅延プロファイルを示す図である。 図１１に示す受信装置におけるチャネル推定を用いた場合のチャネル推定値を示す図である。 図１に示す受信装置におけるチャネル推定を用いた場合の電力遅延プロファイルを示す図である。 図１に示す受信装置におけるチャネル推定を用いた場合のチャネル推定値を示す図である。 一般的なＯＦＤＭを用いた無線通信システムの送信装置のブロック構成図である。 一般的なＯＦＤＭを用いた無線通信システムの受信装置のブロック構成図である。 従来技術に係るチャネル推定部のブロック構成図である。 ＦＦＴタイミングシフトを用いる受信装置のブロック構成図である。 ＦＦＴタイミングシフトを用いる受信装置の受信原理を説明するための図である。

符号の説明

１、１０、８０ 受信装置、２、６６ チャネル推定部、３、７０ リファレンスパターンキャンセル部、４ タイミング補正部（回転を補正するタイミング補正手段）、５、７１ ＩＦＦＴ処理部、６、７２ 雑音除去部（雑音除去手段）、７、７３ ＦＦＴ処理部（チャネル推定値を求めるためのＦＦＴ演算を施す手段）、８ タイミング補正部（回転を補正する以前の状態に戻す手段）、１１、６４、ＣＰ除去部、１２ ＦＦＴ処理部（データシンボルを求めるためのＦＦＴ演算を施す手段）、１３ タイミング補正部（チャネル推定値とデータシンボルとを時間的に一致させるタイミング補正手段）、５０ 送信装置、５１ チャネル符号化部、５２ 変調部、５３ ＩＦＦＴ処理部、５４ ＣＰ付加部、５５ Ｄ／Ａ変換部、５６ 送信アンテナ、６１ 受信アンテナ、６２ Ａ／Ｄ変換部、６３ ＦＦＴタイミング検出部、６５ ＦＦＴ処理部、６７−１〜６７−ｎ 乗算器、６８ 復調部、６９ チャネル復号部、８１ ＦＦＴ演算位置シフト部

Claims (7)

1. 直接波としてのＯＦＤＭ(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)シンボルの受信タイミングＴａで取り込んだＯＦＤＭシンボルに対し、チャネル推定値を求めるためのＦＦＴ演算を施す手段と、
   遅延波としてのＯＦＤＭシンボルの受信タイミングＴｂで取り込んだＯＦＤＭシンボルに対し、データシンボルを求めるためのＦＦＴ(Fast Fourier Transform)演算を施す手段と、
   上記受信タイミングＴａと上記受信タイミングＴｂとの間の時間差に基づき上記チャネル推定値と上記データシンボルとを時間的に一致させるタイミング補正手段と、
   を備えることを特徴とする受信装置。
2. 直接波としてのＯＦＤＭシンボルの受信タイミングＴａに基づきＯＦＤＭシンボルを取り込み、この取り込んだＯＦＤＭシンボルに対し、遅延波としてのＯＦＤＭシンボルの受信タイミングＴｂに基づきＦＦＴ演算を行ってチャネル推定値を求めるチャネル推定手段を備え、
   上記チャネル推定手段は、
   上記求めたチャネル推定値に対し、受信タイミングＴａと受信タイミングＴｂとの間の時間差に基づき生じるＦＦＴ演算の際の回転を補正するタイミング補正手段と、
   このタイミング補正手段により上記回転が補正されたチャネル推定値から雑音成分を除去する雑音除去手段と、
   この雑音除去手段により雑音が除去されたチャネル推定値に対し、上記タイミング補正手段により補正された上記回転を補正する以前の状態に戻す手段と、
   を備えることを特徴とする受信装置。
3. 直接波としてのＯＦＤＭシンボルの受信タイミングＴａで取り込んだＯＦＤＭシンボルに対し、チャネル推定値を求めるためのＦＦＴ演算を施すステップと、
   遅延波としてのＯＦＤＭシンボルの受信タイミングＴｂで取り込んだＯＦＤＭシンボルに対し、データシンボルを求めるためのＦＦＴ演算を施すステップと、
   上記受信タイミングＴａと上記受信タイミングＴｂとの間の時間差に基づき上記チャネル推定値と上記データシンボルとを時間的に一致させるタイミング補正ステップと、
   を有することを特徴とする無線信号の受信方法。
4. 直接波としてのＯＦＤＭシンボルの受信タイミングＴａに基づきＯＦＤＭシンボルを取り込み、この取り込んだＯＦＤＭシンボルに対し、遅延波としてのＯＦＤＭシンボルの受信タイミングＴｂに基づきＦＦＴ演算を行ってチャネル推定値を求めるチャネル推定ステップを有し、
   上記チャネル推定ステップは、
   上記求めたチャネル推定値に対し、受信タイミングＴａと受信タイミングＴｂとの間の時間差に基づき生じるＦＦＴ演算の際の回転を補正するタイミング補正ステップと、
   このタイミング補正ステップの処理により上記回転が補正されたチャネル推定値から雑音成分を除去する雑音除去ステップと、
   この雑音除去ステップの処理により雑音が除去されたチャネル推定値に対し、上記タイミング補正ステップの処理により補正された上記回転を補正する以前の状態に戻すステップと、
   を有することを特徴とする無線信号の受信方法。
5. 請求項１または２記載の受信装置を備えることを特徴とする無線通信システム。
6. 情報処理装置にインストールすることにより、その情報処理装置に、請求項１記載の受信装置のチャネル推定値を求めるためのＦＦＴ演算を施す手段およびデータシンボルを求めるためのＦＦＴ演算を施す手段ならびにタイミング補正手段の機能を実現することを特徴とするプログラム。
7. 情報処理装置にインストールすることにより、その情報処理装置に、請求項２記載の受信装置のチャネル推定手段の機能を実現することを特徴とするプログラム。

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