WO2006098050A1 - ダイバーシティ受信装置 - Google Patents

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WO2006098050A1
WO2006098050A1 PCT/JP2005/017161 JP2005017161W WO2006098050A1 WO 2006098050 A1 WO2006098050 A1 WO 2006098050A1 JP 2005017161 W JP2005017161 W JP 2005017161W WO 2006098050 A1 WO2006098050 A1 WO 2006098050A1
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WO
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noise
circuit
amount
noise amount
weighting
Prior art date
Application number
PCT/JP2005/017161
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English (en)
French (fr)
Inventor
Hidenari Nagata
Original Assignee
Fujitsu Limited
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Fujitsu Limited filed Critical Fujitsu Limited
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Priority to EP05783607A priority patent/EP1860793A1/en
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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/08—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station
    • H04B7/0837—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station using pre-detection combining
    • H04B7/0842—Weighted combining
    • H04B7/0848—Joint weighting
    • H04B7/0857—Joint weighting using maximum ratio combining techniques, e.g. signal-to- interference ratio [SIR], received signal strenght indication [RSS]
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B17/00—Monitoring; Testing
    • H04B17/30—Monitoring; Testing of propagation channels
    • H04B17/309—Measuring or estimating channel quality parameters
    • H04B17/345—Interference values
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only

Definitions

  • the present invention relates to a diversity receiver that synthesizes demodulated signals of a plurality of branches, and more particularly to a diversity receiver that exhibits good reception performance even when noise is mixed in demodulated signals of branches.
  • Frequency division multiplexing (orthogonal frequency division multiplexing) receivers have been put into practical use.
  • OFDM signal processing such as receivers for digital television broadcasting and digital radio broadcasting, or wireless LAN (Local Area Network), etc.
  • OFDM signal processing LSI and OFDM reception with higher performance The device is requested.
  • the diversity reception technology is a technology that enables stable reception by using a plurality of antennas and selecting or combining signals received by the plurality of antennas.
  • FIG. 1 is a block circuit diagram showing the main part of an example of a conventional diversity receiver, and shows the main part of an example of a diversity combining circuit (OFDM signal processing LSI) applied to the OFDM receiver. is there.
  • OFDM signal processing LSI diversity combining circuit
  • the diversity combining circuit includes power calculating circuits 11-1, 11-2 and a combined value calculating circuit 13.
  • the power calculation circuit 11-1 calculates the OFDM signal power value DB1 of the branch 1 according to the transmission path estimation signal DA1 of the branch 1, and the power calculation circuit 11-2 stores the branch according to the transmission path estimation signal DA2 of the branch 2. 2 OFDM signal power value DB2 is calculated.
  • the composite value calculation circuit 13 receives the demodulated data DC1 of branch 1 and the OFDM signal power value D Bl, and the demodulated data DC2 of branch 2 and the OFDM signal power value DB2. Based on the ratio between the OFDM signal power value DB 1 of branch 1 and the OFDM signal power value DB2 of branch 2, the OFDM demodulated signal DC1 of branch 1 and the OFDM demodulated signal DC2 of branch 2 are combined by the maximum ratio combining method. Thus, the combined demodulated signal DD is calculated.
  • a received signal is received for each branch.
  • FFT processing and demodulating By performing FFT processing and demodulating, integrating data containing noise components over a certain bandwidth, and obtaining the noise power of each branch individually, the gain of the AGC amplifier provided at the reception high-frequency stage of each branch individually, the gain of the AGC amplifier provided at the reception high-frequency stage of each branch.
  • a diversity receiver that synthesizes a signal such as a noise figure and the like at an optimum ratio by estimating the baseband signal power after FFT processing (see, for example, Patent Document 1).
  • a digital OFDM signal or a carrier signal sequence is input, and a noise level mixed with a digital OFDM signal is generated.
  • a noise level detection circuit that detects and outputs the noise level that is mixed into the carrier signal string, and calculates the noise level ratio that is output by inputting the noise level and calculating the noise level ratio relative to the reference noise level
  • an OFDM receiver including a circuit and a noise level equalization circuit that inputs a noise level ratio and outputs a carrier signal obtained by multiplying the carrier signal sequence by the noise level ratio (for example, patent literature). 2).
  • Patent Document 1 Japanese Patent Application Laid-Open No. 2004-312333
  • Patent Document 2 JP 2004-112155 A
  • an OFDM receiver using a diversity method generally applies the maximum ratio combining method, and has been powerful without considering the amount of noise. Therefore, even if one branch has a larger amount of noise than another branch, it is combined with the deteriorated signal, so that the amount of noise is smaller and the reception performance of the side branch alone is worse. There was even a thing.
  • the conventional diversity receiving apparatus (diversity) shown in FIG. (City synthesis circuit) does not consider the noise amount of each branch, so that the noise amount of one branch is larger than the noise amount of the other branch, and the OFDM signal power value of one branch is As a result, the synthesized value calculation circuit 13 synthesizes the OFDM demodulated signal of the branch on the side where the signal degradation is large such that the synthesis ratio becomes larger. Therefore, in some cases, there is a problem to be solved when the reception performance may be worse than the reception performance of the branch on the side with a small amount of noise.
  • the present invention reduces reception performance by reducing the amount of demodulated signals that have deteriorated due to noise when combining demodulated signals of a plurality of branches.
  • the purpose is to provide a diversity receiver that can be enhanced.
  • a diversity receiving device that receives a diversity signal of a plurality of branches, a plurality of noise amount calculation circuits that calculate a noise amount for each branch, Compared with the amount of noise calculated by the noise amount calculation circuit, the amount of noise is large! / Diversity combining circuit that changes the diversity combining ratio according to the amount of noise in the branch power A diversity receiver is provided.
  • a diversity receiving device that receives a diversity signal of a plurality of branches, a plurality of noise amount calculation circuits that calculate a noise amount for each branch, A selection diversity circuit that compares the magnitude of the noise amount calculated by the noise amount calculation circuit, controls the selection and weighting amount of each branch according to the noise amount, and the amount of noise is large! /
  • a diversity receiver characterized by comprising:
  • a diversity receiving device for receiving a diversity signal, a demapping circuit that calculates soft decision bits by performing demapping in advance before combining, and the soft decision bits.
  • the amount of noise in each branch is compared and the amount of noise is compared.
  • the amount of noise is large! /
  • the power of the branch is changed according to the amount of noise and the diversity combining ratio is changed.
  • a diversity combining circuit A diversity receiving apparatus is provided.
  • a diversity receiving device that receives a diversity signal, a de-mapping circuit that calculates soft decision bits by performing demapping in advance before combining, and the soft decision bits. And a selection diversity circuit that controls the selection of the branch and the weighting amount according to the amount of noise in the branch power according to the amount of noise.
  • a diversity receiver characterized by the above is provided.
  • a diversity receiving apparatus for combining demodulated signals of a plurality of branches, the amount of noise is large, and the demodulated signal of the branch is reduced in the combining ratio.
  • a diversity receiving apparatus is provided that combines the demodulated signals of the plurality of branches.
  • the present invention combines the demodulated signals of a plurality of branches, and combines the demodulated signals of the plurality of branches so that the demodulated signal of the branch having a larger amount of noise becomes smaller in the combined ratio.
  • a receiving apparatus is provided.
  • the demodulated signals of a plurality of branches are combined such that the amount of noise is large and the ratio of the demodulated signals of the branches is reduced, so that the demodulated signal deteriorated due to noise.
  • the amount of signal synthesis can be reduced and the reception performance of the diversity receiver can be improved.
  • FIG. 1 is a block circuit diagram showing a main part of an example of a conventional diversity receiver.
  • FIG. 2 is a block diagram schematically showing an example of a diversity receiver according to the present invention.
  • FIG. 3A is a diagram (No. 1) for explaining a threshold value in the diversity receiver according to the present invention.
  • FIG. 3B is a diagram (No. 2) for explaining the threshold value in the diversity receiver according to the present invention.
  • FIG. 4 is a block circuit diagram showing the main part of the first embodiment of the diversity receiver according to the present invention.
  • FIG. 5 is a block circuit diagram showing a main part of a second embodiment of the diversity receiver according to the present invention.
  • FIG. 6 is a block circuit diagram showing the main part of the first first-stage composite value calculation circuit provided in the second embodiment of the diversity receiver according to the present invention.
  • FIG. 7 is a block circuit diagram showing a main part of a second first-stage composite value calculation circuit provided in the second embodiment of the diversity receiver according to the present invention.
  • FIG. 8 is a block circuit diagram showing the main part of the second-stage composite value calculation circuit provided in the second embodiment of the diversity receiver according to the present invention.
  • FIG. 9 is a block circuit diagram showing an essential part of a third embodiment of the diversity receiver according to the present invention.
  • FIG. 10 is a block circuit diagram showing an essential part of a fourth embodiment of the diversity receiver according to the present invention.
  • FIG. 11 is a diagram for explaining the operation of the noise threshold circuit included in the fourth embodiment of the diversity receiver according to the present invention.
  • FIG. 12 is a block circuit diagram showing an essential part of a fifth embodiment of the diversity receiver according to the present invention.
  • FIG. 13 is a block circuit diagram showing the main part of the first first-stage composite value calculation circuit provided in the fifth embodiment of the diversity receiver according to the present invention.
  • FIG. 14 is a block circuit diagram showing a main part of a second first-stage composite value calculation circuit included in the fifth embodiment of the diversity receiver according to the present invention.
  • FIG. 15 is a block circuit diagram showing the main part of the second-stage composite value calculation circuit provided in the fifth embodiment of the diversity receiver according to the present invention.
  • FIG. 16 is a block circuit diagram showing an essential part of a sixth embodiment of the diversity receiver according to the present invention.
  • FIG. 17 is a diagram for explaining the operation of the noise threshold circuit included in the sixth embodiment of the diversity receiver according to the present invention.
  • FIG. 18 is a block circuit diagram showing an essential part of a seventh embodiment of the diversity receiver according to the present invention.
  • FIG. 19 is a block circuit diagram showing a main part of an eighth embodiment of the diversity receiver according to the present invention.
  • FIG. 20 is a diagram for explaining a modification of the eighth embodiment of the diversity receiver shown in FIG.
  • FIG. 21 is a diagram (No. 1) for explaining the demapping process in the eighth embodiment of the diversity receiver shown in FIG. 19.
  • FIG. 22 is a diagram (No. 2) for explaining the demapping process in the eighth embodiment of the diversity receiver shown in FIG. 19.
  • FIG. 23 is a diagram (No. 3) for explaining the demapping process in the eighth embodiment of the diversity receiver shown in FIG. 19.
  • FIG. 24 is a diagram (No. 1) illustrating an example of an OFDM segment configuration of a synchronous modulation unit in the diversity receiver of the present invention.
  • FIG. 25A is a diagram (No. 2) showing an example of the OFDM segment configuration of the synchronous modulation unit in the diversity receiver of the present invention.
  • FIG. 25B is a diagram (No. 3) showing an example of the OFDM segment configuration of the synchronous modulation section in the diversity receiver of the present invention.
  • Weighting factor selection circuit First stage composite value calculation circuit-3, 41-4 Power calculation circuit-3, 42-4 Weighting circuit Composite value calculation circuit
  • Weighting coefficient selection circuit Second stage composite value calculation circuit-1, 52-3 Weighting circuit Composite value calculation circuit
  • Weighting factor selection circuit 1 to 61— 4 Power calculation circuit — 1 to 62— 4 Weighting circuit Composite value calculation circuit
  • A3, A4 noise calculator (noise amount calculation circuit)
  • FIG. 2 is a block diagram schematically showing an example of a diversity receiver according to the present invention, and shows an example of an OFDM receiver that receives and demodulates an OFDM-modulated signal.
  • the first-stage composite value calculation circuit 30 transmits the transmission path estimation signal D1 of branch 1 (shown in FIG. 1). Based on DA1), the power calculation circuit A1 (11-1) calculates the OFDM signal power value D2 (DB1) of branch 1 and similarly, based on the transmission path estimation signal D3 (DA2) up to branch 2 The OFDM signal power value D4 (DB2) up to branch 2 is obtained by the power calculation circuit A2 (11—2).
  • the amount of synthesis D8 and D9, the noise amount D5 and D6, and the threshold D7 (threshold 1, threshold 2, threshold 3) are given to the noise threshold circuit A7, and the signals D10 and D11 are calculated.
  • Coefficients D 13 and D 14 for controlling the ratio of the synthesis amount of each branch are generated from the calculated signals D 10 and Dl 1 and the signal D 12 for controlling the synthesis amount selection circuit A 8 according to the noise level.
  • the OFDM signal power values D15 and D16 of branches 1 and 2 are calculated by multiplying the OFDM signal power values D2 and D4 of each branch by the generated coefficients D13 and D14.
  • the calculated OFDM signal power values D15 and D16 and demodulated signals D17 and D18 are input to the combined value calculation circuit A9 to obtain combined data D19 and combined power D20.
  • noise amount comparator A5 compares the noise amounts D5 and D6 calculated by the noise calculators A3 and A4, and outputs the one with the smaller noise amount as the noise amount D21.
  • the second-stage composite value calculation circuit 50 uses the composite data D19 and D22 as a demodulation signal
  • the combined calculation is performed using the combined power D20 and D23 as input power values and the noise amounts D21 and D24 as noise amount inputs.
  • the calculated composite signal D25 becomes a composite signal in which the influence of noise is reduced.
  • FIGS. 3A and 3B are diagrams for explaining the threshold value in the diversity receiver according to the present invention.
  • the threshold value D7 input to the noise threshold circuit A7 is explained. It is.
  • threshold 1 when there are two branches, branch 1 and branch 2, three threshold values of threshold value 1, threshold value 2 and threshold value 3 are prepared. That is, with single reception
  • the required CN (Carrier to Noise) noise amount is set to threshold 1
  • the required CN noise amount when a signal with the same amount of noise added to each branch during diversity reception is set to threshold value 2, and diversity is applied.
  • a noise equivalent to the required CN for single reception is given to one branch, and the noise amount when the noise is given to the other branch until the required CN is reached is threshold 3.
  • each branch has a noise level lower than threshold value 1 (Sll, S21), a noise level higher than threshold value 1 and lower than threshold value 2 (S12, S22).
  • Sll, S21 a noise level lower than threshold value 1
  • S12, S22 a noise level higher than threshold value 1 and lower than threshold value 2
  • S13, S23 the amount is greater than threshold value 2 and less than threshold value 3
  • S14, S24 the amount of noise is greater than threshold value 3
  • the signal is synthesized using the OFDM signal power value.
  • the noise amount of each branch is compared, and if the noise amount is extremely large in a certain branch, the influence of noise is reduced by controlling the synthesis amount of that branch. It is possible to improve the performance as diversity.
  • Threshold 1 Necessary amount of noise at CN when receiving single signal only
  • Threshold 2 Necessary amount of noise at CN when receiving only two channels
  • Threshold 3 Required CN noise amount when receiving only 3 channels
  • Threshold 4 Necessary amount of noise at CN when receiving four (all) channels
  • Threshold 5 The amount of noise at the required CN when receiving four channels in advance! Increased the amount of noise for only one channel, and the required CN became the same as when receiving a single channel. Noise amount of time
  • Threshold 6 The amount of noise at the required CN when receiving four channels in advance! Increase the amount of noise at two channels, and the amount of noise when the required CN becomes the same as when receiving single ( At this time, the two channels that increase the noise give the same amount of noise.)
  • Threshold 7 In advance, the amount of noise at the required CN when receiving four channels! Increase the amount of noise on three of those channels. , The amount of noise when the required CN is equivalent to that at the time of single reception (At this time, the three channels that increase the noise give the same amount of noise) [0039]
  • the number of branches (channels) is N
  • FIG. 4 is a block circuit diagram showing the main part of the first embodiment of the diversity receiver according to the present invention.
  • the first embodiment of the present invention is used for an OFDM receiver having two branches (branch 1 and branch 2), and includes a power calculation circuit 21-1, 21-2 and a weighting circuit 22-. 1, 22-2, a composite value calculation circuit 23, a noise amount calculation circuit 24-1, 24-2, a noise amount comparison circuit 25, and a weighting coefficient calculation circuit 26.
  • the power calculation circuit 21-1 calculates the OFDM signal power value DB1 of branch 1 based on the transmission path estimation signal DA1 of branch 1.
  • the power calculation circuit 21-2 calculates the OFDM signal power value DB2 of branch 2 based on the transmission path estimation signal DA2 of branch 2.
  • the weighting circuit 22-1 calculates the weighted OFDM signal power value DF1 of the branch 1 by multiplying the OFDM signal power value DB1 of the branch 1 by the weighting coefficient DE1.
  • the weighting circuit 22-2 calculates the weighted OFDM signal power value DF2 of branch 2 by multiplying the OFDM signal power value DB2 of branch 2 by the weighting coefficient DE2.
  • the composite value calculation circuit 23 calculates the OFD of branch 1 according to the ratio of the weighted OFDM signal power value DF1 of branch 1 and the weighted OFDM signal power value DF2 of branch 2.
  • the M demodulated signal DC1 and the branch 2 OFDM demodulated signal DC2 are combined by the maximum ratio combining method and the combined demodulated signal DD is output.
  • the noise amount calculation circuit 24-1 compares the dispersion integrated value of the value obtained by demapping the data carrier signal of branch 1 with the demapping reference value, the dispersion integrated value of the transmission path estimation signal of branch 1, or
  • the noise amount DG1 of the branch 1 is calculated from the dispersion integral value of the AC (Auxiliary Channel) and TMCC (Transmission and Multiplexing Configuration Control) signals of the branch 1.
  • the noise amount calculation circuit 24-2 compares the dispersion integrated value of the value obtained by demapping the data carrier signal of branch 2 with the demapping reference value, the dispersion integrated value of the transmission path estimation signal of branch 2, or The noise amount DG2 of branch 2 is calculated from the dispersion integral value of the AC and TMCC signals of branch 2.
  • the noise amount comparison circuit 25 compares the noise amounts DG1 and DG2 of the branches 1 and 2, and outputs a noise amount comparison result DH.
  • the weighting coefficient calculation circuit 26 calculates weighting coefficients DEI and DE2 to be given to the weighting circuits 22-1 and 22-2 from the noise amounts DG1 and DG2 of the branches 1 and 2 and the noise amount comparison result DH.
  • the noise amount calculation circuit 24-1, 24-2, the noise amount comparison circuit 25, and the weighting coefficient calculation circuit 26 constitute a weighting coefficient supply circuit, and weighting is performed.
  • the coefficient calculating circuit 26 uses the weighting coefficients DEI and DE2 as the weighting coefficients DEI and DE2 when combining the OFDM demodulated signals DC1 and DC2 of the branches 1 and 2 with the maximum ratio combining method. Output a value according to the noise amount DG1, DG2, so that the OFDM demodulated signal of the branch with more noise amount becomes smaller.
  • the power calculation circuit 21-1 calculates the OFDM signal power value DB1 of branch 1, and the power calculation circuit 21-2 stores the branch 2 Calculate the OFDM signal power value DB2 of.
  • the noise amount calculation circuit 24-1 calculates the noise amount DG1 of the branch 1, and the noise amount calculation circuit 24-2 calculates the noise amount DG2 of the branch 2. Furthermore, the noise amount comparison circuit 25 compares the noise amounts DG1 and DG2 of the branches 1 and 2, and the weighting coefficient calculation circuit 26 weights the noise amounts DG1 and DG2 of the branches 1 and 2 and the noise amount comparison result DH. Coefficient DE 1, DE2 is calculated.
  • the weighting circuit 22—1 multiplies the OFDM signal power value DB1 of branch 1 by the weighting coefficient DE 1 to calculate the weighted OFDM signal power value DF 1 of branch 1, and the weighting circuit 22—2 Then, the branch 2 OFDM signal power value DB2 is multiplied by the weighting coefficient DE 2 to calculate the branch 2 weighted OFDM signal power value DF2.
  • the synthesized value calculation circuit 23 generates the OFDM demodulated signal DC1 and the branch 2 of the branch 1 according to the ratio of the weighted OFDM signal power value DF1 of the branch 1 and the weighted OFDM signal power value DF2 of the branch 2. This is combined with the OFDM demodulated signal DC2 by the maximum ratio combining method and the combined demodulated signal DD is output.
  • the weighting coefficient calculation circuit 26 uses the maximum ratio combining method of the OFDM demodulated signals DC1 and DC2 of the branches 1 and 2 in the combined value calculation circuit 23 as the weighting coefficients DEI and DE2. Therefore, the combined ratio power of the OFDM demodulated signal of the branch with a large amount of noise out of the branches 1 and 2 is output.
  • DC2 it is possible to reduce the amount of OFDM demodulated signal that has deteriorated due to noise.
  • the OFDM demodulated signals DC1 and DC2 of the branches 1 and 2 are synthesized as the OFDM demodulated signals of the branch having a larger noise amount. Since the ratios are combined so that the ratio is reduced, the amount of OFDM demodulated signal deteriorated due to noise can be reduced, and the reception performance of the diversity receiver having two branches can be improved.
  • FIG. 5 is a block circuit diagram showing the main part of the second embodiment of the diversity receiver according to the present invention.
  • the second embodiment of the present invention is used for an OFDM receiver having four branches (branch 1 to branch 4).
  • the first stage composite value calculation circuits 30, 40 and the second stage composite value are used.
  • a calculation circuit 50 is provided.
  • FIG. 6 is a block circuit diagram showing a main part of the first-stage composite value calculation circuit 30.
  • the first stage composite value calculation circuit 30 includes a power calculation circuit 31-1, 31-2, a weighting circuit 32-1, 32-2, a composite value calculation circuit 33, and a noise amount calculation circuit 34-1, 34— 2 and noise amount comparison circuit 35
  • a weighting coefficient calculation circuit 36 is provided.
  • the power calculation circuit 31-1 calculates the OFDM signal power value DB1 of branch 1 based on the transmission path estimation signal DA1 of branch 1.
  • the power calculation circuit 31-2 calculates the OFDM signal power value DB2 of branch 2 based on the transmission path estimation signal DA2 of branch 2.
  • the weighting circuit 32-1 calculates the weighted OFDM signal power value DF1 of branch 1 by multiplying the OFDM signal power value DB1 of branch 1 by the weighting coefficient D E1.
  • the weighting circuit 32-2 multiplies the OFDM signal power value DB2 of branch 2 by the weighting coefficient DE2 to calculate the weighted OFDM signal power value DF2 of branch 2.
  • the composite value calculation circuit 33 determines the ratio of the weighted OFDM signal power value DF1 of branch 1 and the weighted OFDM signal power value DF2 of branch 2 to the OFD M demodulated signal DC1 of branch 1 and branch 2 It combines the OFDM demodulated signal DC2 with the maximum ratio combining method and outputs the combined demodulated signal DDI, and outputs the power value (combined power value) DI1 of the combined demodulated signal DDI.
  • the noise amount calculation circuit 34-1 is a dispersion variance integral value of a value obtained by demapping the data carrier signal of branch 1 with a demapping reference value, a variance integral value of the transmission path estimation signal of branch 1, or The amount of noise DG 1 in branch 1 is calculated from the dispersion integral value of the AC and TMCC signals in branch 1.
  • the noise amount calculation circuit 34-2 is a dispersion variance integral value of a value obtained by demapping the data carrier signal of branch 2 with a demapping reference value, a variance integral value of the transmission path estimation signal of branch 2, or
  • the noise amount DG2 of branch 1 is calculated from the dispersion integral value of the AC and TMCC signals of branch 2.
  • the noise amount comparison circuit 35 compares the noise amounts DG1 and DG2 of the branches 1 and 2 and outputs the noise amount comparison result DH1, and the smaller of the noise amounts DG1 and DG2 of the branches 1 and 2 The amount of noise is output as noise amount DJ1.
  • the weighting coefficient calculation circuit 36 calculates the weighting coefficients DEI and DE2 to be given to the weighting circuits 32-1, 32-2 from the noise amount comparison results DH1 of the noise amounts DG1, DG2 of the branches 1 and 2. Is to be calculated.
  • the noise amount calculation circuits 34-1, 34-2, the noise amount comparison circuit 35, and the weighting coefficient calculation circuit 36 constitute a weighting coefficient supply circuit.
  • the weighting coefficient calculation circuit 36 uses the maximum ratio combining method of the OFDM demodulated signals DC1 and DC2 of the branches 1 and 2 in the combined value calculation circuit 33 as the weighting coefficients DEI and DE2. Among them, the value corresponding to the amount of noise DG1 and DG2 is output so that the combined demodulated power S becomes smaller for the OFDM demodulated signal of the branch with more noise.
  • the power calculation circuit 31-1 calculates the OFDM signal power value DB1 of branch 1, and the power calculation circuit 31-2 stores the branch. Calculate the OFDM signal power value DB2 of 2.
  • the noise amount calculation circuit 34-1 calculates the noise amount DG1 of the branch 1
  • the noise amount calculation circuit 34-2 calculates the noise amount DG2 of the branch 2.
  • the noise amount comparison circuit 35 compares the noise amounts DG1 and DG2 of the branches 1 and 2
  • the weighting coefficient calculation circuit 36 weights the noise amounts DG1 and DG2 of the branches 1 and 2 and the noise amount comparison result DH1.
  • Coefficient D El, DE2 is calculated.
  • the weighting circuit 32-1 multiplies the OFDM signal power value DB1 of branch 1 by the weighting coefficient DE 1 to calculate the weighted OFDM signal power value DF 1 of branch 1, and the weighting circuit 32-2 Then, the branch 2 OFDM signal power value DB2 is multiplied by the weighting coefficient DE 2 to calculate the branch 2 weighted OFDM signal power value DF2.
  • the composite value calculation circuit 33 determines the OFDM demodulated signal DC1 of branch 1 and the branch 2 according to the ratio of the weighted OFDM signal power value DF1 of branch 1 and the weighted OFDM signal power value DF2 of branch 2. This is combined with the OFDM demodulated signal DC2 by the maximum ratio combining method to output the combined demodulated signal DDI and the combined power value DI1.
  • FIG. 7 is a block circuit diagram showing the main part of the first-stage composite value calculation circuit 40.
  • the first-stage composite value calculation circuit 40 includes a power calculation circuit 41—3, 41-4, a weighting circuit 42—3, 42—4, a composite value calculation circuit 43, and a noise amount calculation circuit 44—3, 44— 4, a noise amount comparison circuit 45, and a weighting coefficient calculation circuit 46.
  • the power calculation circuit 41-3 uses the branch 3 transmission line estimation signal DA3 based on the branch 3 transmission path estimation signal DA3. FDM signal power value DB3 is calculated.
  • the power calculation circuit 41-4 calculates the OFDM signal power value DB4 of branch 4 based on the transmission path estimation signal DA4 of branch 4.
  • the weighting circuit 42-3 calculates the weighted OFDM signal power value DF3 of branch 3 by multiplying the OFDM signal power value DB3 of branch 3 by the weighting coefficient DE3.
  • the weighting circuit 42-4 calculates the weighted OFDM signal power value DF4 of the branch 4 by multiplying the OFDM signal power value DB4 of the branch 4 by the weighting coefficient DE4.
  • the combined value calculation circuit 43 determines the ratio of the weighted OFDM signal power value DF3 of branch 3 and the weighted OFDM signal power value DF4 of branch 4 to the OFD M demodulated signal DC3 of branch 3 and branch 4 It combines the OFDM demodulated signal DC4 with the maximum ratio combining method and outputs the combined demodulated signal DD2, and also outputs the power value (combined power value) DI2 of the combined demodulated signal DD2.
  • the noise amount calculation circuit 44 3 is a dispersion dispersion integral value of a value obtained by demapping the data carrier signal of branch 3 with a demapping reference value, a dispersion integral value of the transmission path estimation signal of branch 3, or
  • the noise amount DG3 of branch 3 is calculated from the dispersion integral value of the AC and TMCC signals of branch 3.
  • the noise amount calculation circuit 44-4 is configured such that the value obtained by demapping the data carrier signal of branch 4 is compared with the demapping reference value, or the dispersion integrated value of the transmission path estimation signal of branch 4 or The amount of noise DG4 in branch 4 is calculated from the dispersion integral value of the AC and TMCC signals in branch 4.
  • the noise amount comparison circuit 45 compares the noise amounts DG3 and DG4 of the branches 3 and 4 and outputs the noise amount comparison result DH2, and the smaller of the noise amounts DG3 and DG4 of the branches 3 and 4 The amount of noise is output as noise amount DJ2.
  • the weighting coefficient calculation circuit 46 calculates the weighting coefficients DE3 and DE4 to be given to the weighting circuits 42-3 and 42-4 from the noise amount comparison results DH2 of the noise amounts DG3 and DG4 of the branches 3 and 4. .
  • the weighting coefficient supply circuit is configured by the path 45 and the weighting coefficient calculation circuit 46.
  • the weighting coefficient calculation circuit 46 uses the OFDM demodulation of the branches 3 and 4 in the composite value calculation circuit 43 as the weighting coefficients DE3 and DE4.
  • a value corresponding to the amount of noise DG3 and DG4 is set so that the combined ratio of the OFDM demodulated signals in the branches with a large amount of noise out of branches 3 and 4 decreases. Output.
  • the power calculation circuit 41-3 calculates the OFDM signal power value DB3 of branch 3, and the power calculation circuit 41-4 includes the branch. Calculate the OFDM signal power value DB4 of 4.
  • the noise amount calculation circuit 443 calculates the noise amount DG3 of the branch 3, and the noise amount calculation circuit 44-4 calculates the noise amount DG4 of the branch 4. Furthermore, the noise amount comparison circuit 45 compares the noise amounts DG3 and DG4 in branches 3 and 4, and the weighting coefficient calculation circuit 46 weights the noise amounts DG3 and DG4 in branch 3 and 4 and the noise amount comparison result DH2. Calculate the coefficients D E3 and DE4.
  • the weighting circuit 42-3 multiplies the OFDM signal power value DB3 of branch 3 by the weighting coefficient DE3 to calculate the weighted OFDM signal power value DF3 of branch 3, and the weighting circuit 42-4
  • the OFDM signal power value DB4 of 4 is multiplied by the weighting factor DE 4 to calculate the weighted OFDM signal power value DF4 of branch 4.
  • the composite value calculation circuit 43 determines the OFDM demodulated signal DC3 of branch 3 and the branch 4 according to the ratio of the weighted OFDM signal power value DF3 of branch 3 and the weighted OFDM signal power value DF4 of branch 4. It combines the OFDM demodulated signal DC4 with the maximum ratio combining method and outputs the combined demodulated signal DD2 and also outputs the combined power value DI2.
  • FIG. 8 is a block circuit diagram showing a main part of the second-stage composite value calculation circuit 50.
  • the second-stage composite value calculation circuit 50 includes weighting circuits 52-1, 52-2, a composite value calculation circuit 53, a noise amount comparison circuit 55, and a weighting coefficient calculation circuit 56.
  • Weighting circuit 52-1 calculates weighted composite power value DL1 by multiplying composite power value DI1 output from composite value calculation circuit 33 of first-stage composite value calculation circuit 30 by weighting coefficient DK1.
  • Weighting circuit 52-2 is the first-stage composite value calculation circuit The composite power value DI2 output from the 40 composite value calculation circuit 43 is multiplied by a weighting coefficient DK2 to calculate a weighted composite power value DL2.
  • the composite value calculation circuit 53 outputs the composite demodulation output from the composite value calculation circuit 33 of the first-stage composite value calculation circuit 30 in accordance with the ratio between the weighted composite power value DL1 and the weighted composite power value DL2.
  • the signal DDI and the synthesized demodulated signal DD2 output from the synthesized value computing circuit 43 of the second-stage synthesized value computing circuit 40 are synthesized by the maximum ratio synthesis method to calculate the synthesized demodulated signal DM.
  • the noise amount comparison circuit 55 includes a noise amount DJ1 output from the noise amount comparison circuit 35 of the first-stage composite value calculation circuit 30, and a noise output from the noise amount comparison circuit 45 of the first-stage composite value calculation circuit 40. This compares the amount DJ2 and outputs the noise amount comparison result DN.
  • the weighting coefficient calculation circuit 56 includes the noise amount DJ1 output from the noise amount comparison circuit 35 of the first-stage composite value calculation circuit 30 and the noise amount output from the noise amount comparison circuit 45 of the first-stage composite value calculation circuit 40.
  • the weighting coefficients DK1 and DK2 to be given to the weighting circuits 52-1, 52-2 are calculated from the noise amount comparison result DN output by DJ2 and the noise amount comparison circuit 55.
  • a noise amount comparison circuit 55 and a weighting coefficient calculation circuit 56 constitute a weighting coefficient supply circuit, and the weighting coefficient calculation circuit 56 includes weighting coefficients DK1 and DK2.
  • the synthesized demodulated signal DDI, DD 2 is synthesized by the maximum ratio synthesis method in the synthesized value calculation circuit 53, the first-stage synthesized value calculation circuit that outputs the larger noise amount of the noise amounts DJ1, DJ2 is output. Outputs a value corresponding to the amount of noise DJ1 and DJ2, so that the composite ratio of the combined demodulated signal is small.
  • the noise amount comparison circuit 55 includes the noise amount DJ1 output from the noise amount comparison circuit 35 of the first-stage composite value calculation circuit 30 and the first stage. Compare the noise amount DJ2 output by the noise amount comparison circuit 45 of the eye composition value calculation circuit 40, and the weighting coefficient calculation circuit 56 calculates the weighting coefficient DK1, from the noise amount DJ1, DJ2 and the noise amount comparison result DN. Calculate DK2.
  • the weighting circuit 52-1 then multiplies the composite power value DI1 output from the composite value calculation circuit 33 of the first-stage composite value calculation circuit 30 by the weighting coefficient DK1 to calculate the weighted composite power value DL1.
  • the weighting circuit 52-2 calculates the composite value of the first-stage composite value calculation circuit 40.
  • the combined power value DI2 output from the circuit 43 is multiplied by the weighting coefficient DK2, and the weighted combined power value DL2 is calculated.
  • the composite value calculation circuit 53 outputs the composite value output from the composite value calculation circuit 33 of the first-stage composite value calculation circuit 30 according to the ratio of the weighted composite power value DL1 and the weighted composite power value DL2.
  • the demodulated signal DDI and the combined demodulated signal DD2 output from the combined value calculating circuit 43 of the first-stage combined value calculating circuit 40 are combined by the maximum ratio combining method to output a combined demodulated signal DM.
  • the first-stage composite value calculation circuit 30 performs the weighted OFDM signal power value DF 1 for branch 1 and the weighted OFDM signal power value for branch 2.
  • the combined demodulated signal DDI is calculated by combining the OFDM demodulated signal DC1 of branch 1 and the OFDM demodulated signal DC2 of branch 2 by the maximum ratio combining method according to the ratio of DF2.
  • the first-stage composite value calculation circuit 40 determines the OFDM demodulated signal DC3 of branch 3 according to the ratio of the weighted OFDM signal power value DF3 of branch 3 and the weighted OFDM signal power value DF4 of branch 4. And the OFDM demodulated signal DC4 of branch 4 are combined by the maximum ratio combining method to calculate the combined demodulated signal DD2.
  • the second-stage composite value calculation circuit 50 includes a composite value calculation circuit 33 of the first-stage composite value calculation circuit 30 according to the ratio of the weighted composite power value DL1 and the weighted composite power value DL2.
  • the combined demodulated signal DDI to be output and the combined demodulated signal DD2 output from the combined value calculating circuit 43 of the first-stage combined value calculating circuit 40 are combined by the maximum ratio combining method to calculate a combined demodulated signal DM.
  • the weighting coefficient calculating circuit 36 uses the maximum ratio combining method of the OFDM demodulated signals DC1 and DC2 of the branches 1 and 2 in the combined value calculating circuit 33 as the weighting coefficients DEI and DE2. , Out of branches 1 and 2, outputs a value that makes the combined ratio of the OFDM demodulated signal of the branch with a lot of noise small.
  • the weighting coefficient calculation circuit 46 uses the maximum ratio combining method of the OFDM demodulated signals DC3 and DC4 of the branches 3 and 4 in the combined value calculation circuit 43 as the weighting coefficients DE3 and DE4. 3 and 4 of the OFDM demodulated signal of the noisy branch A value that makes the composition ratio small is output.
  • the weighting coefficient calculation circuit 56 uses the noise amounts DJ1, DJ2 as the weighting coefficients DK1, DK2 when the combined demodulated signals DDI, DD2 are combined by the maximum ratio combining method in the combined value calculation circuit 53. Of these, a value is output so that the composite ratio of the composite demodulated signal output from the first-stage composite value calculation circuit that outputs the larger amount of noise is small.
  • the OFDM demodulated signals DC1 to DC4 of the branches 1 to 4 have a smaller synthesis ratio than the demodulated signals of the branch having a large amount of noise. Therefore, it is possible to reduce the synthesis amount of the demodulated signal deteriorated due to noise and improve the reception performance of the diversity receiver having four branches.
  • the present invention provides a diversity receiving device comprising three or more first-stage composite value calculation circuits and one second-stage composite value calculation circuit, or four or more first-stage composite value calculation circuits, and The present invention can also be applied to the case where a diversity receiving apparatus is provided in which a post-stage composite value calculation circuit having two or more layers of power is provided in the subsequent stage.
  • the second-stage combined value calculation circuits 50 and 90 are configured to combine the combined demodulated signals DDI and DD2 in consideration of the noise amount.
  • the value calculation circuit may have the same configuration as the conventional one. In this case, the noise amount comparison circuits 35 and 45 of the first-stage composite value calculation circuits 30, 40, 70, and 80 do not need to be configured to output the noise amounts DJ1 and DJ2.
  • FIG. 9 is a block circuit diagram showing the main part of the third embodiment of the diversity receiver according to the present invention.
  • the third embodiment of the present invention is used in an OFDM receiving apparatus having four branches (branch 1 to branch 4), and includes power calculation circuits 61-1 to 61-4 and a weighting circuit 62. — 1 to 62—4, a composite value calculation circuit 63, a noise amount calculation circuit 64-1 to 64 —4, a noise amount comparison circuit 65, and a weighting coefficient calculation circuit 66.
  • the power calculation circuit 61—1 uses the branch 1 transmission path estimation signal DA1 to FDM signal power value DB1 is calculated.
  • the power calculation circuit 61-2 calculates the OFDM signal power value DB2 of branch 2 based on the transmission path estimation signal DA2 of branch 2.
  • the power calculation circuit 61-3 calculates the OFDM signal power value DB3 of branch 3 based on the transmission path estimation signal DA3 of branch 3.
  • the power calculation circuit 61-4 calculates the OFDM signal power value DB4 of branch 4 based on the transmission path estimation signal DA4 of branch 4.
  • the weighting circuit 62-1 calculates the weighted OFDM signal power value DF 1 of branch 1 by multiplying the OFDM signal power value DB 1 of branch 1 by the weighting coefficient D E 1.
  • the weighting circuit 62-2 calculates the weighted OFDM signal power value DF2 of branch 2 by multiplying the OFDM signal power value DB2 of branch 2 by the weighting coefficient DE2.
  • the weighting circuit 62-3 calculates the weighted OFDM signal power value DF3 of branch 3 by multiplying the OFDM signal power value DB3 of branch 3 by the weighting coefficient DE3.
  • the weighting circuit 62-4 calculates the weighted OFDM signal power value DF4 of the branch 4 by multiplying the OFDM signal power value DB4 of the branch 4 by the weighting coefficient DE4.
  • the combined value calculation circuit 63 calculates the weighted OFDM signal power value DF1 and branch 2 weighted OFDM signal power value DF2 and branch 3 weighted OFDM signal power value DF3 and branch 4 weighted OFDM.
  • the OFDM demodulated signal DC1 of branch 1 the OFDM demodulated signal DC2 of branch 2
  • the OFDM demodulated signal DC3 of branch 3 the OFDM demodulated signal DC4 of branch 4 are analyzed by the maximum ratio combining method.
  • the combined demodulated signal DD is calculated by combining.
  • the noise amount calculation circuit 64-1 compares the dispersion integrated value of the value obtained by demapping the data carrier signal of branch 1 with the demapping reference value, the dispersion integrated value of the transmission path estimation signal of branch 1, or The amount of noise DG 1 in branch 1 is calculated from the dispersion integral value of the AC and TMCC signals in branch 1.
  • Noise amount calculation circuit 64-2 is a value obtained by demapping the data carrier signal of branch 2
  • the amount of noise DG2 in branch 2 is calculated from the variance integrated value compared with the demapping reference value of the channel, the variance integrated value of the channel estimation signal in branch 2, or the variance integrated value of the AC and TMCC signals in branch 2. Is.
  • the noise amount calculation circuit 64-3 has the dispersion variance integrated value of the value obtained by demapping the data carrier signal of branch 3 with the demapping reference value, the variance integrated value of the transmission path estimation signal of branch 3, or The amount of noise DG3 in branch 3 is calculated from the dispersion integral value of the AC and TMCC signals in branch 3.
  • the noise amount calculation circuit 64-4 is configured to compare the dispersion integrated value of the value obtained by demapping the data carrier signal of branch 4 with the demapping reference value, the dispersion integrated value of the transmission path estimation signal of branch 4, or The amount of noise DG4 in branch 4 is calculated from the dispersion integral value of the AC and TMCC signals in branch 4.
  • the noise amount comparison circuit 65 compares the noise amounts DG1 to DG4 of the branches 1 to 4 and outputs a noise amount comparison result DH.
  • the weighting coefficient calculation circuit 66 calculates the weighting coefficients DE1 to DE4 to be given to the weighting circuits 62-1 to 62-4 from the noise amounts DG1 to DG4 of the branches 1 to 4 and the noise amount comparison result DH.
  • the noise amount calculation circuits 64-1 to 64-4, the noise amount comparison circuit 65, and the weighting coefficient calculation circuit 66 constitute a weighting coefficient supply circuit.
  • the combining coefficient calculation circuit 66 combines the OFDM demodulated signals DC1 to DC4 of the branches 3 to 4 in the combined value calculation circuit 63 by the maximum ratio combining method as the weighting coefficients DE1 to DE4, Output a value according to the noise amount DG1 to DG4 so that the combined demodulated power S becomes smaller for the OFDM demodulated signal of the branch with more noise amount.
  • the power calculation circuit 61-1 calculates the OFDM signal power value DB1 of branch 1, and the power calculation circuit 61-2 stores the branch 2
  • the OFDM signal power value DB2 is calculated
  • the power calculation circuit 61-3 calculates the branch 3 OFDM signal power value DB3
  • the power calculation circuit 61-4 calculates the branch 4 OFDM signal power value DB4. .
  • the noise amount calculation circuit 64-1 calculates the noise amount DG1 of branch 1
  • the noise amount calculation circuit 64-2 calculates the noise amount DG2 of branch 2
  • the noise amount calculation circuit 64— 3 is The noise amount DG3 of branch 3 is calculated
  • the noise amount calculation circuit 64-4 calculates the noise amount DG4 of branch 4.
  • the noise amount comparison circuit 65 compares the noise amounts DG1 to DG4 of the branches 1 to 4
  • the weighting coefficient calculation circuit 66 compares the noise amounts with the noise amounts DG1 to DG4 of the branches 1 to 4. Results Calculate the weighting factors DE1 to DE4 from DH.
  • the weighting circuit 62-1 multiplies the OFDM signal power value DB1 of branch 1 by the weighting coefficient DE 1 to calculate the weighted OFDM signal power value DF1 of branch 1, and the weighting circuit 62-2 is Then, the branch 2 OFDM signal power value DB2 is multiplied by the weighting coefficient DE 2 to calculate the branch 2 weighted OFDM signal power value DF2.
  • the weighting circuit 62-3 calculates the weighted OFDM signal power value DF3 of branch 3 by multiplying the OFDM signal power value DB3 of branch 3 by the weighting factor DE3, and the weighting circuit 62-4 Multiplies the OFDM signal power value DB4 of branch 4 by the weighting factor DE4 to calculate the weighted OFDM signal power value DF4 of branch 4.
  • the composite value calculation circuit 63 then weights the weighted OFDM signal power value DF1 of branch 1 and the weighted OFDM signal power value DF2 of branch 2 and the weighted OFDM signal power value DF3 and branch 4 of branch 3
  • the combined demodulated signal DD is calculated by combining with the combining method.
  • the weighting coefficient calculation circuit 66 uses the maximum ratio combining method of the OFDM demodulated signals DC1 to DC4 of the branches 1 to 4 in the combined value calculation circuit 63 as the weighting coefficients DE1 to DE4.
  • the OFDM demodulated signal of the branch with the most noise amount outputs a value that reduces the composite ratio power. Therefore, the OFDM demodulated signals DC 1 to 4 of the branches 1 to 4 by the composite value calculation circuit 63 are output.
  • the amount of OF DM demodulated signal deteriorated due to noise can be reduced.
  • the OFDM demodulated signals DC1 to DC4 of branches 1 to 4 have a large amount of noise! Since synthesis is performed so that the synthesis ratio is small, the demodulated signal deteriorated due to noise is combined. It is possible to reduce the generation amount and improve the reception performance of the diversity receiver having four branches.
  • FIG. 10 is a block circuit diagram showing the main part of the fourth embodiment of the diversity receiver according to the present invention.
  • the fourth embodiment of the present invention is used for an OFDM receiver having two branches (branch 1 and branch 2), and is an improvement of the first embodiment of the present invention shown in FIG. .
  • a noise threshold circuit 27 and a weighting coefficient selection circuit 28 are provided.
  • the noise threshold circuit 27 inputs the noise amounts DG1 and DG2 of the branches 1 and 2 and the thresholds 1 and 2 and 3 (however, the threshold 1 and the threshold 2 and the threshold 3), and the weighting coefficients DOl and DO 2
  • the weighting coefficient selection signal DP is output to the weighting coefficient selection circuit 28.
  • the threshold value 1 is a required value required at the time of reception in the single system when the CN ratio (the ratio of the carrier signal power and the noise power) is set, for example, when the reception state is in the single system. The same value as the amount of noise in the case.
  • the threshold value 2 is a required value required when the diversity ratio is received in the diversity scheme and the CN ratio is received in the diversity scheme when the same amount of noise is added to each branch. In this case, the amount of noise given to each branch is set to the same value.
  • threshold 3 is, for example, a diversity reception state, one branch is given a noise amount with a required CN ratio during single reception, and the other branch is given diversity reception. Use the same amount of noise as when the amount of noise was applied until the CN ratio reached the required value.
  • the weighting coefficient selection circuit 28 selects the weighting coefficients DEI and DE2 output from the weighting coefficient calculation circuit 26 or the weighting coefficients DO 1 and D02 output from the noise threshold circuit 27 and outputs the weighting circuits 22-1, 22 —
  • the weighting coefficient selection signal DP logic 1
  • the weighting coefficient selection signal DP logic 1
  • FIG. 11 is a diagram for explaining the operation of the noise threshold circuit 27. In Fig.
  • Sl l, S12, S13, and S14 indicate the magnitude relationship with respect to the threshold 1 to threshold 3 of the noise amount DG1 of branch 1
  • S11 is the state of the noise amount DG1 and threshold 1
  • S12 is Threshold 1 ⁇ noise amount DG1 and threshold 2 state
  • S13 indicates threshold 2 ⁇ noise amount DG1 and threshold 3 state
  • S14 indicates threshold 3 ⁇ noise amount DG 1 state.
  • S21, S22, S23, and S24 indicate the magnitude relationship with respect to the threshold 1 to threshold 3 of the noise amount DG2 of branch 2, and S21 is the state with the noise amount DG2 and threshold 1; S22 Is the threshold value 1 ⁇ noise amount DG2 and threshold 2 state, S23 is threshold 2 ⁇ noise amount DG2 and threshold 3 state, and S24 is the threshold 3 ⁇ noise amount DG2 state.
  • Table 1 shows the relationship between the state of the values of the noise amounts DG1 and DG2 of the branches 1 and 2 and the values of the weighting coefficients DO1 and D02 output from the noise threshold circuit 27.
  • the noise threshold circuit 27 uses the weighting coefficient DOl as 4 when the noise amount DG1 is S11, 3 when the noise amount DG1 is S12, and 2 when the noise amount DG1 is S13.
  • the weighting factor D02 is 4 when the noise amount D G2 is S21, 3 when the noise amount DG2 is S22, and 3 when the noise amount DG2 is S23. 2.
  • the noise threshold circuit 27 outputs, as the weighting coefficients DOl and D02, preset fixed values according to the magnitude relationship between the threshold values 1 to 3 of the noise amounts DG1 and DG2. To do.
  • the noise threshold circuit 27 is used as a weighting coefficient selection signal DP. Therefore, when the amount of noise DGl, DG2 is Sl l, S21, logic 1 is output, otherwise, logic 0 is output.
  • the noise amount calculation circuits 24-1, 24-2 and the noise amount comparison circuit 25 the weighting coefficient calculation circuit 26, the noise threshold circuit 27, and the weighting coefficient selection circuit 2
  • the weighting coefficient supply circuit is configured by 8 and 8.
  • the fourth embodiment of the present invention is the first of the present invention.
  • the operation is the same as in the case of the embodiment, and the same effect as in the case of the first embodiment of the present invention can be obtained.
  • the OFDM demodulated signals DC1 and DC2 of the branches 1 and 2 are synthesized as much as the demodulated signal of the branch having a larger amount of noise. Since the ratios are synthesized so that the ratio becomes smaller, the synthesis amount of the demodulated signal deteriorated by noise can be reduced, and the reception performance of the diversity receiver having two branches can be improved.
  • the present invention has three or more first-stage combined value calculation circuits and one second-stage combined circuit. Diversity receivers with a composition value calculation circuit, or diversity receivers with four or more first-stage composite value calculation circuits, and a subsequent-stage composite value calculation circuit with more than two layers of power in these subsequent stages
  • the present invention can also be applied to a configuration.
  • the second-stage combined value calculation circuits 50 and 90 are configured to combine the combined demodulated signals DDI and DD2 in consideration of the noise amount.
  • the value calculation circuit may have the same configuration as the conventional one. In this case, the noise amount comparison circuits 35 and 45 of the first-stage composite value calculation circuits 30, 40, 70, and 80 do not need to be configured to output the noise amounts DJ1 and DJ2.
  • FIG. 12 is a block circuit diagram showing the main part of the fifth embodiment of the diversity receiver according to the present invention.
  • the fifth embodiment of the present invention is used in an OFDM receiving apparatus having four branches (branch 1 to branch 4), and the first stage synthesis provided by the second embodiment of the present invention shown in FIG.
  • a first-stage composite value calculation circuit 70, 80 and a second-stage composite value calculation circuit 90 obtained by improving the value calculation circuits 30, 40 and the second-stage composite value calculation circuit 50 are provided.
  • FIG. 13 is a block circuit diagram showing the main part of the first-stage composite value calculation circuit 70.
  • a noise threshold circuit 37 and a weighting coefficient selection circuit 38 are provided in the first-stage composite value calculation circuit 70.
  • the noise threshold circuit 37 inputs the noise amounts DG1 and DG2 of the branches 1 and 2 and the thresholds 1 and 2 and 3 (however, the thresholds 1 and 2 and the thresholds 3), and the weighting coefficients DOl and D02 are weighted. Is used to output a weighting coefficient selection signal DPI to the weighting coefficient selection circuit 38, and performs the same operation as the noise threshold circuit 27 provided in the fourth embodiment of the present invention.
  • the weighting coefficient selection circuit 38 selects the weighting coefficients DEI and DE2 output from the weighting coefficient calculation circuit 36 or the weighting coefficients DO 1 and D02 output from the noise threshold circuit 37 and outputs the weighting circuits 32-1 and 32.
  • the weighting factor selection signal DP 1 logic 1
  • the weighting factor DEI, DE2 is selected.
  • the weighting factor selection signal DPI logic 0, the weighting factor DOl, D02 is select.
  • the other configurations are the same as those of the first-stage composite value calculation circuit 30 shown in FIG.
  • the circuit 38 constitutes a weighting coefficient supply circuit.
  • FIG. 14 is a block circuit diagram showing the main part of the first-stage composite value calculation circuit 80.
  • a noise threshold circuit 47 and a weighting coefficient selection circuit 48 are provided in the first-stage composite value calculation circuit 80.
  • the noise threshold circuit 47 inputs the noise amounts DG3 and DG4 of the branches 3 and 4 and the thresholds 1 and 2 and the threshold 3, and outputs the weighting coefficients D03 and D04 and the weighting coefficient selection signal DP2 to the weighting coefficient selection circuit 48.
  • the noise amounts DG3 and DG4 the same operation as the noise threshold circuit 27 provided in the first embodiment of the present invention is performed.
  • the other configurations are the same as those of the first-stage composite value calculation circuit 40 shown in FIG.
  • the noise amount calculation circuit 44 In the first-stage composite value calculation circuit 80, the noise amount calculation circuit 44—3, 44—4, the noise amount comparison circuit 45, the weighting coefficient calculation circuit 46, the noise threshold circuit 47, the weighting coefficient selection circuit 48,
  • the weighting coefficient supply circuit is configured as described above.
  • FIG. 15 is a block circuit diagram showing the main part of the second-stage composite value calculation circuit 90.
  • a noise threshold circuit 57 and a weighting coefficient selection circuit 58 are provided in the second-stage composite value calculation circuit 90.
  • the noise threshold circuit 57 inputs the noise amount DJ1 output from the first-stage composite value calculation circuit 70 and the noise amount DJ2 output from the second-stage composite value calculation circuit 80, the threshold value 1, the threshold value 2, and the threshold value 3.
  • the weighting coefficients DQ1, DQ2 and the weighting coefficient selection signal DR are output to the weighting coefficient selection circuit 58, and the noise amounts DJ1, DJ2 are the same as the noise threshold circuit 27 provided in the first embodiment of the present invention. The operation is performed.
  • the noise amount comparison circuit 55, the weighting coefficient calculation circuit 56, the noise threshold circuit 57, and the weighting coefficient selection circuit 58 constitute a weighting coefficient supply circuit.
  • the OFDM demodulated signals DC1 to DC4 of branches 1 to 4 have a higher synthesis ratio as the demodulated signal of the branch having a larger amount of noise. Since the signals are combined so as to be smaller, the amount of demodulated signals deteriorated due to noise can be reduced, and the reception performance of the diversity receiver having two branches can be improved.
  • FIG. 16 is a block circuit diagram showing the main parts of a sixth embodiment of the diversity receiver according to the present invention.
  • the sixth embodiment of the present invention is used for an OFDM receiver having four branches (branch 1 to branch 4), and improves the third embodiment of the present invention shown in FIG. .
  • a noise threshold circuit 67 and a weighting coefficient selection circuit 68 are provided.
  • the noise threshold circuit 67 inputs threshold 1 to threshold 7 (however, threshold 1 and threshold 2 and threshold 3 ⁇ threshold 4 and threshold 5 and threshold 6 and threshold 7) and the noise amounts DG1 to DG4 of branches 1 to 4, respectively.
  • the weighting coefficients D01 to D04 and the weighting coefficient selection signal DP are output to the weighting coefficient selection circuit 68.
  • the threshold value 1 to the threshold value 7 can be selected from the following values (1) to (7), for example. (1) The same value as the amount of noise when the CN ratio is the required value required when receiving in the single method when receiving in the single method. (2) The same amount of noise when the reception ratio in the diversity scheme using two branches is the required value required for reception in the diversity scheme using two branches. value.
  • the weighting coefficient selection circuit 68 selects the weighting coefficients DE1 to DE4 output from the weighting coefficient calculation circuit 65 or the weighting coefficients D01 to D04 output from the noise threshold circuit 67 to select the weighting circuits 62-1 to 62-
  • weighting factor selection signal DP logic 1
  • select weighting factors DE1 to DE4 and when weighting factor selection signal DP logic 0, select weighting factors D01 to D04. To do.
  • the rest of the configuration is the same as that of the third embodiment of the present invention shown in FIG.
  • FIG. 17 is a diagram for explaining the operation of the noise threshold circuit 67.
  • S11 to S18 indicate the magnitude relationship between the threshold 1 to threshold 7 of the noise amount DG 1 of branch 1
  • S11 is the state of noise amount DG1 and threshold 1
  • S12 is threshold 1 ⁇ noise.
  • Amount DG1 Threshold 2 state S 13 is Threshold 2 ⁇ Noise amount DG1 Threshold 3 state, S14 is Threshold 3 ⁇ Noise DG1 Threshold 4 state, S15 is Threshold 4 ⁇ Noise DG1 Threshold 5 State, S16 is the threshold 5 ⁇ noise amount DG1 and threshold 6 state, S17 is the threshold 6 ⁇ noise amount DG1 and threshold 7 state, and S18 is the threshold 7 ⁇ noise amount DG 1 state.
  • S21 to S28 indicate the magnitude relationship with respect to the threshold 2 to threshold 7 of the noise amount DG2 of branch 2, S21 is the state of noise DG2 and threshold 1, and S22 is threshold 1 ⁇ noise amount DG2.
  • Threshold 2 state S23 is Threshold 2 ⁇ Noise amount DG2 Threshold 3 state
  • S24 is Threshold 3 ⁇ Noise amount DG2 ⁇ Threshold 4 state
  • S25 is Threshold 4 ⁇ Noise amount DG2 ⁇ Threshold 5 state
  • S26 Is the threshold value 5 ⁇ noise amount DG2 ⁇ threshold 6 state
  • S27 is the threshold 6 ⁇ noise amount DG2 ⁇ threshold 7 state
  • S28 is the threshold 7 ⁇ noise amount DG2 state.
  • S31 to S38 indicate the magnitude relationship with respect to the threshold 1 to threshold 7 of the noise amount DG3 of branch 3, S31 is the state of noise DG3 and threshold 1, and S32 is threshold 1 ⁇ noise amount DG3 Threshold 2 state, S33 is Threshold 2 ⁇ Noise amount DG3 Threshold 3 state, S34 is Threshold 3 ⁇ Noise amount DG3 ⁇ Threshold 4 state, S35 is Threshold 4 ⁇ Noise amount DG3 ⁇ Threshold 5 state, S36 Is the state of threshold value 5 ⁇ noise amount DG3 ⁇ threshold value 6, S37 is the state of threshold value 6 ⁇ noise amount DG3 ⁇ threshold value 7, and S38 is the state of threshold value 7 ⁇ noise amount DG3.
  • S41 to S48 indicate the state of magnitude relationship with respect to threshold 1 to threshold 7 of noise amount DG4 of branch 4, S41 is the amount of noise DG4 and threshold 1, S42 is threshold 1 ⁇ noise amount DG4 ⁇ Threshold 2 state, S43 is threshold 2 ⁇ noise amount DG4 ⁇ Threshold 3 state, S44 is threshold 3 ⁇ noise amount DG4 ⁇ Threshold 4 state, S45 is threshold 4 ⁇ noise amount DG4 ⁇ Threshold 5 state, S46 Shows the state of threshold value 5 ⁇ noise amount DG4 ⁇ threshold value 6, S47 shows the state of threshold value 6 ⁇ noise amount DG4 ⁇ threshold value 7, and S48 shows the state of threshold value 7 ⁇ noise amount DG4.
  • the noise threshold circuit 67 uses the weighting coefficient DO1 as 8 when the noise amount DG1 is S11, 7 when the noise amount DG1 is S12, and the noise amount DG1 is S1. 6 for noise level 5, 5 for noise level DG1 S14, 4 for noise level DG1 S15, 3 for noise level DG1 S16, 2 for noise level DG1 S17 When the noise amount D G1 is S18, 1 is output.
  • the weighting factor D02 is 8 when the noise amount DG2 is S21, 7 when the noise amount DG2 is 22, 22 when the noise amount DG2 is S23, and the noise amount DG2 is S24. 5 if the noise amount DG2 is S25, 3 if the noise amount DG2 is S26, 2 if the noise amount DG2 is S27, and 1 if the noise amount DG2 is S28. Output.
  • the weighting coefficient D03 is 8 when the noise amount DG3 is S31, 7 when the noise amount DG3 is 32, 6 when the noise amount DG3 is S33, and the noise amount DG3 is S34. 5 if the noise level is DG3 S4, 3 if the noise level DG3 is S36, When the amount of noise DG3 is S37, 2 is output. When the amount of noise DG3 is S38, 1 is output.
  • the weighting coefficient D04 is 8 when the noise amount DG4 is S41, 7 when the noise amount DG4 is 42, 6 when the noise amount DG4 is S43, and the noise amount DG4 is S44. 5 if the noise amount DG4 is S45, 3 if the noise amount DG4 is S46, 2 if the noise amount DG4 is S47, and 1 if the noise amount DG4 is S48. Output.
  • the noise threshold circuit 67 outputs a fixed value that is set in advance as the weighting coefficients D01 to D04 according to the magnitude relationship between the threshold values 1 to 7 of the noise amounts DG1 to DG4. To do. Also, the noise threshold circuit 67 outputs a logic 1 as a weighting coefficient selection signal DP until the noise level DG1, DG2, DG3, DG4 has a state power ⁇ Sl, S21, S31, S41. Otherwise, a logic 0 is output.
  • the weighting coefficient supply circuit is configured as described above.
  • the weighting circuit 62-1, 62 — 2, 62— 3 and 62— 4 are given the weighting coefficients DEI, DE2, DE 3 and DE4 output from the weighting coefficient calculation circuit 66, so the sixth embodiment of the present invention is the third embodiment of the present invention.
  • the operation is the same as in this case, and the same effect as in the third embodiment of the present invention can be obtained.
  • the amount of noise DG1, DG2, DG3, DG4 force ⁇ Sl, S21, S31, S41, except in the case of weighting circuit 62— 1, 62- 2, 62- 3, 62 — 4 is given the weighting factors DO 1, D02, D03, D04 output by the noise threshold circuit 67.
  • the noise amount comparison results DH of the noise amounts DG1 to DG4 are added to the DH as in the first embodiment of the present invention.
  • Applying the appropriate weighting coefficients DE1 to DE4 to the weighting circuits 62-1 to 62-4 cannot effectively reduce the amount of demodulated signal synthesis that has deteriorated due to noise, but it also has a fixed value weighting coefficient 001 When ⁇ 004 is assigned to the weighting circuits 62-1 to 62-4, the amount of the demodulated signal deteriorated due to noise can be effectively reduced by taking a fixed value.
  • the OFDM demodulated signals DC1 to DC4 of branches 1 to 4 have a large amount of noise! Since the synthesis ratio is reduced, the synthesis amount of the demodulated signal deteriorated due to noise can be reduced, and the reception performance of the diversity receiver having four branches can be improved.
  • FIG. 18 is a block circuit diagram showing an essential part of a seventh embodiment of the diversity receiving apparatus according to the present invention, for explaining an example of the diversity combining circuit.
  • the seventh embodiment is a two-branch diversity OFDM receiver that receives and demodulates an OFDM-modulated signal.
  • the calculation circuit A1 obtains the OFDM signal power value D32 of branch 1 and further calculates the power of the branch signal 2 based on the transmission path estimation signal D33 based on the transmission path estimation signal D33 of branch 2.
  • Noise calculator (noise amount calculation circuit) of each branch
  • the noise amounts D35 and D36 calculated by A3 and A4 are input to the noise comparator A5, the ratio calculation circuit A6, and the noise threshold circuit A7.
  • the ratio D37 and D38 of each branch calculated by the ratio calculation circuit A6, the noise level D39 of each branch calculated by the noise threshold circuit A7, and the signals D40 and D41 indicating the ratio of the synthesis amount are combined.
  • the values D32 and D34 which are input to the quantity selection circuit A8, selected by the noise level D39 and calculated based on the transmission path estimation signal of each branch, are multiplied, and OFDM signal power values D42 and D45 are calculated.
  • the OFDM signal power value D42 multiplied by the demodulated data D44 of branch 1 and the combining ratio, and the OF DM signal power value D43 multiplied by the demodulated data D45 of branch 2 and the combining ratio are combined values.
  • the composite signal D45 input to the calculation circuit A9 and calculated by the composite value calculation circuit A9 becomes a composite signal in which the influence of noise is reduced.
  • FIG. 19 is a block circuit diagram showing the main part of an eighth embodiment of the diversity receiving apparatus according to the present invention, for explaining an example of the selection diversity circuit.
  • the eighth embodiment receives an OFDM modulated signal and demodulates it.
  • the power calculation circuit A1 determines the OFDM signal power value D52 of branch 1 based on the transmission path estimation signal D51 of branch 1, and further, based on the transmission path estimation signal D53 of branch 2. Based on the transmission path estimation signal, the power calculation circuit A2 determines the OFDM signal power value D54 of branch 2.
  • soft decision bit values (soft decision bits) D55 and D56 are determined by the demapping circuits A30 and A40. Further, the weight amount determination circuit A50 is provided with a table corresponding to the soft decision bit values in advance, and the weight amounts D57 and D58 are determined based on the soft decision bit values D55 and D56 of each branch.
  • Multipliers A70 and A80 multiply the OFDM signal power value data D52 and D54 obtained by the power calculation circuits A1 and A2 and the calculated weights D57 and D58 of each branch.
  • the demodulated data D61 of branch 1 and the OFDM signal power value D59 multiplied by the composite ratio D59, the demodulated data D62 of branch 2 and the OFDM signal power value D60 multiplied by the composite ratio are input to the composite value calculation circuit A9 and are The combined signal D63 is calculated in which the effect of is reduced.
  • the present invention it is possible to improve the reception performance of the OF DM device in terrestrial digital broadcasting, wireless LAN, or the like. Also, in diversity technology, by controlling the amount of signal synthesis when noise is mixed, the performance can be greatly improved compared to a synthesis result in which noise that is conventionally performed is mixed.
  • FIG. 20 is a diagram for explaining a modification of the eighth embodiment of the diversity receiver shown in FIG. 19, and is for explaining another example of the selection diversity circuit.
  • the modified example of the eighth embodiment uses the demodulated data D61 of branch 1 instead of the composite value calculation circuit A9 in the eighth embodiment.
  • the selection circuit A90 to which the demodulated data D62 of branch 2 is input is provided, the OFDM signal power value D59 and D60 multiplied by the synthesis ratio are judged by the comparison circuit A91, and the one with the larger OF DM signal power value
  • the demodulated data of the branch is selected and output.
  • FIGS. 21, 22 and 23 are diagrams for explaining the demapping process in the eighth embodiment of the diversity receiver shown in FIG.
  • Figure 21 shows QPSK (four-phase Fig. 22 shows an example of constellation
  • Fig. 22 is for explaining the normal demapping process
  • Fig. 23 is applied to the above-mentioned eighth embodiment. This is for explaining the demapping process to be performed.
  • Figures 22 and 22 show examples of I-axis 3-bit soft decision.
  • QPSK is one of the modulation methods for converting a digital signal into an analog signal. By assigning one value to each of the four different phases in the converted wave, modulation is performed once. It can transmit and receive 4-level (2-bit) data. For example, it is a modulation method used in digital satellite broadcasting and cable modems.
  • the variance is the distance DIS between the received signal (received data position DP) on the constellation and the ideal point IP.
  • Dispersion (DIS) is defined as noise amount (carrier noise amount). This variance is almost equivalent to the CN ratio (Carrier to Noise Ratio). Also, the amount of noise (the amount of noise in an arbitrary unit time) can be obtained by integrating the above variance for a certain period.
  • the normal demapping process uses input data (for example, 10 bits, 12 bits, etc.) and the power of several bits (3 bits in Fig. 22). Replace with soft decision bit.
  • input data for example, 10 bits, 12 bits, etc.
  • the power of several bits 3 bits in Fig. 22.
  • the I-axis demapping value of the received data is represented as “101”.
  • the threshold value for each range is set in advance.
  • the demapping process applied to the above-described eighth embodiment is equivalent to the normal demapping described with reference to FIG. Changes the value assigned to each range and treats values other than hard decision bits as noise.
  • the hard decision is, for example, a 3-bit soft decision. If the value at this time is “101”, the most significant bit “1” becomes the hard decision bit, and the remaining “01” Soft decision bit.
  • FIG. 24, FIG. 25A and FIG. 25B are diagrams showing examples of the OFDM segment configuration of the synchronization modulation unit in the diversity receiver of the present invention.
  • FIG. 24 shows an OFDM segment (Model) of a synchronous modulation (QPSK, 16QAM (Quadrature Amplitude Modulation), 64Q AM carrier modulation scheme) section.
  • Sij represents a carrier symbol in the data segment after interleaving.
  • SP Sp (Scattered Pilot: pilot signal) is inserted at intervals of once every 12 carriers in the carrier direction, once in the symbol direction, and once every 4 symbols.
  • TMCC Transmission and Multiplexing Configuration Control
  • AC auxiliary Channel
  • FIG. 25A shows a case where all 13 segments are in layer A
  • FIG. 25B shows a case where 13 segments are composed of three layers A, B, and C.
  • the hierarchy is defined by, for example, ISDB-T (Terrestrial Integrated Services Digital Broadcasting: Japanese digital television system). Digital television broadcasting is performed in units of 13 OFDM segments, and digital audio broadcasting is performed in units of 1 or 3 OFDM segments). As a result, a part of one television channel can be used as a fixed reception service and the rest can be used for a mobile reception service. Such transmission is called hierarchical transmission. Each layer is composed of one or more OFDM segments, and parameters such as modulation scheme, coding rate, and interleave length can be set for each layer, and up to three layers can be provided. .
  • Fig. 25B shows an example in which 13 segments are configured in three layers, ie, A layer, B layer, and C layer.
  • Fig. 24, Fig. 25A and Fig. 25B merely show examples of OFDM segment configurations to which the present invention can be applied, and the present invention is widely applied to various other segment configurations. Needless to say, you can.
  • the present invention can estimate a transmission path even for a radio signal other than an OFDM signal. Widely applicable to diversity receivers that receive radio signals including signals

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Abstract

　ダイバーシティ受信装置は、複数のブランチのダイバーシティ信号を受信するものであり、前記ブランチ毎にノイズ量を算出する複数のノイズ量算出回路と、該各ノイズ量算出回路で算出されたノイズ量の大小を比較し、ノイズ量が大きいブランチのパワーをノイズ量に応じて、ダイバーシティ合成比を変えるダイバーシティ合成回路と、を備える。

Description

明 細 書
ダイバーシティ受信装置
技術分野
[0001] 本発明は、複数のブランチの復調信号の合成を行うダイバーシティ受信装置に関 し、特に、ブランチの復調信号にノイズが混入したときでも良好な受信性能を発揮す るダイバーシティ受信装置に関する。
背景技術
[0002] 従来、無線信号をダイバーシティ方式で受信するダイバーシティ受信装置として、
Frequency Division Multiplexing:直交周波数分割多重)受信装置が実用化されて いる。
[0003] そして、例えば、ディジタルテレビジョン放送やディジタルラジオ放送の受信機、或 いは、無線 LAN (Local Area Network)等の OFDM信号処理においては、より性能 の優れた OFDM信号処理 LSIおよび OFDM受信装置が要求されている。
[0004] ここで、ダイバーシティ受信技術は、複数のアンテナを使用し、その複数のアンテナ で受信した信号を選択、或いは、合成することで安定受信を可能にする技術であり、 ブランチとは、ダイバーシティにおける 1つの受信系を意味する。
[0005] 図 1は従来のダイバーシティ受信装置の一例の要部を示すブロック回路図であり、 OFDM受信装置に適用されるダイバーシティ合成回路 (OFDM信号処理用 LSI)の 一例の要部を示すものである。
[0006] 図 1に示されるように、ダイバーシティ合成回路は、電力算出回路 11— 1, 11— 2、 および、合成値算出回路 13を備えている。電力算出回路 11— 1は、ブランチ 1の伝 送路推定信号 DA1に従ってブランチ 1の OFDM信号電力値 DB1を算出し、また、 電力算出回路 11— 2は、ブランチ 2の伝送路推定信号 DA2に従ってブランチ 2の O FDM信号電力値 DB2を算出する。
[0007] 合成値算出回路 13は、ブランチ 1の復調データ DC 1および OFDM信号電力値 D Bl、並びに、ブランチ 2の復調データ DC2および OFDM信号電力値 DB2を受け取 り、ブランチ 1の OFDM信号電力値 DB 1とブランチ 2の OFDM信号電力値 DB2の 割合に応じて、ブランチ 1の OFDM復調信号 DC1とブランチ 2の OFDM復調信号 D C2とを最大比合成法により合成して合成復調信号 DDを算出する。
[0008] ところで、従来、各ブランチの雑音電力が等しくない場合においても、選択合成や 最大比合成を最適な比率で行うことができる OFDM信号受信用のダイバーシティ受 信装置として、受信信号をブランチ毎に FFT処理して復調し、雑音成分が含まれる データを一定帯域幅にわたって積算し、各ブランチの雑音電力を個別に求めること により、各ブランチの受信高周波段に設けられた AGC増幅器の増幅率や雑音指数 等の値を、 FFT処理後のベースバンド信号力も推定して最適な比率で信号合成を 行うダイバーシティ受信装置が提案されている (例えば、特許文献 1参照)。
[0009] また、従来、最大比合成法で期待される性能を有するダイバーシティ受信を可能に するために、ディジタル OFDM信号またはキャリア信号列を入力し、ディジタル OFD M信号に混入して ヽる雑音レベルまたはキャリア信号列に混入して ヽる雑音レベル を検出して出力する雑音レベル検出回路と、雑音レベルを入力し、基準となる雑音レ ベルに対する雑音レベル比を算出して出力する雑音レベル比算出回路と、雑音レべ ル比を入力し、キャリア信号列を前記雑音レベル比倍したキャリア信号を出力する雑 音レベル同一化回路と、を備える OFDM受信装置も提案されている（例えば、特許 文献 2参照)。
[0010] 特許文献 1 :特開 2004— 312333号公報
特許文献 2：特開 2004 - 112155号公報
発明の開示
発明が解決しょうとする課題
[0011] 上述したように、従来、例えば、ダイバーシティ方式を用いた OFDM受信装置は、 一般的に最大比合成法を適用しており、ノイズ量が考慮されていな力つた。そのため 、あるブランチが別のブランチに比べてノイズ量が多い場合でも、その劣化した信号 と共に合成されることになつて、ノイズ量の少な 、側のブランチ単独での受信性能より も悪ィ匕することさえあった。
[0012] すなわち、例えば、上述した図 1に示す従来のダイバーシティ受信装置 (ダイバー シティ合成回路)では、各ブランチのノイズ量を考慮していないため、一方のブランチ のノイズ量が他方のブランチのノイズ量より多 、と、一方のブランチの OFDM信号電 力値が他方のブランチの OFDM信号電力値よりも大きいと判断され、その結果、合 成値算出回路 13では、信号劣化が大きい側のブランチの OFDM復調信号の合成 割合が大きくなるように合成される。そのため、場合によっては、受信性能が、ノイズ 量の少な 、側のブランチ単独での受信性能よりも悪ィ匕してしまう場合があると 、う解 決すべき課題があった。
[0013] 本発明は、上述した従来のダイバーシティ受信装置が有する課題に鑑み、複数の ブランチの復調信号を合成する際に、ノイズにより劣化した復調信号の合成量を減ら すことにより、受信性能を高めることができるようにしたダイバーシティ受信装置の提 供を目的とする。
課題を解決するための手段
[0014] 本発明の第 1の形態によれば、複数のブランチのダイバーシティ信号を受信するダ ィバーシティ受信装置であって、前記ブランチ毎にノイズ量を算出する複数のノイズ 量算出回路と、該各ノイズ量算出回路で算出されたノイズ量の大小を比較し、ノイズ 量が大き!/、ブランチのパワーをノイズ量に応じて、ダイバーシティ合成比を変えるダイ バーシティ合成回路と、を備えることを特徴とするダイバーシティ受信装置が提供さ れる。
[0015] 本発明の第 2の形態によれば、複数のブランチのダイバーシティ信号を受信するダ ィバーシティ受信装置であって、前記ブランチ毎にノイズ量を算出する複数のノイズ 量算出回路と、該各ノイズ量算出回路で算出されたノイズ量の大小を比較し、ノイズ 量が大き!/、ブランチのパワーをノイズ量に応じて、前記各ブランチの選択および重み 付け量を制御する選択ダイバーシティ回路と、を備えることを特徴とするダイバーシテ ィ受信装置が提供される。
[0016] 本発明の第 3の形態によれば、ダイバーシティ信号を受信するダイバーシティ受信 装置であって、合成前に予めデマッピングを行って軟判定ビットを算出するデマツビ ング回路と、前記軟判定ビットをノイズ量とし、各ブランチのノイズ量の大小を比較し、 ノイズ量が大き!/、ブランチのパワーをノイズ量に応じて、ダイバーシティ合成比を変え るダイバーシティ合成回路と、を備えることを特徴とするダイバーシティ受信装置が提 供される。
[0017] 本発明の第 4の形態によれば、ダイバーシティ信号を受信するダイバーシティ受信 装置であって、合成前に予めデマッピングを行って軟判定ビットを算出するデマツビ ング回路と、前記軟判定ビットをノイズ量とし、各ブランチのノイズ量の大小を比較し、 ノイズ量が大き!/、ブランチのパワーをノイズ量に応じて、前記ブランチの選択および 重み付け量を制御する選択ダイバーシティ回路と、を備えることを特徴とするダイバ 一シティ受信装置が提供される。
[0018] 本発明の第 5の形態によれば、複数のブランチの復調信号を合成するダイバーシ ティ受信装置であって、ノイズ量が多!、ブランチの復調信号ほど合成割合が小さくな るように前記複数のブランチの復調信号を合成することを特徴とするダイバーシティ 受信装置が提供される。
[0019] 以上のように、本発明は、複数のブランチの復調信号を合成し、ノイズ量が多いブ ランチの復調信号ほど合成割合が小さくなるように複数のブランチの復調信号を合 成するダイバーシティ受信装置を提供するものである。
発明の効果
[0020] 本発明のダイバーシティ受信装置によれば、複数のブランチの復調信号は、ノイズ 量が多!、ブランチの復調信号ほど合成割合が小さくなるように合成されるので、ノィ ズにより劣化した復調信号の合成量を減らし、ダイバーシティ受信装置の受信性能を 高めることができる。
図面の簡単な説明
[0021] [図 1]従来のダイバーシティ受信装置の一例の要部を示すブロック回路図である。
[図 2]本発明に係るダイバーシティ受信装置の一例を概略的に示すブロック図である
[図 3A]本発明に係るダイバーシティ受信装置における閾値を説明するための図（そ の 1)である。
[図 3B]本発明に係るダイバーシティ受信装置における閾値を説明するための図（そ の 2)である。 圆 4]本発明に係るダイバーシティ受信装置の第 1実施例の要部を示すブロック回路 図である。
圆 5]本発明に係るダイバーシティ受信装置の第 2実施例の要部を示すブロック回路 図である。
圆 6]本発明に係るダイバーシティ受信装置の第 2実施例が備える第 1の 1段目合成 値算出回路の要部を示すブロック回路図である。
圆 7]本発明に係るダイバーシティ受信装置の第 2実施例が備える第 2の 1段目合成 値算出回路の要部を示すブロック回路図である。
圆 8]本発明に係るダイバーシティ受信装置の第 2実施例が備える 2段目合成値算出 回路の要部を示すブロック回路図である。
圆 9]本発明に係るダイバーシティ受信装置の第 3実施例の要部を示すブロック回路 図である。
圆 10]本発明に係るダイバーシティ受信装置の第 4実施例の要部を示すブロック回 路図である。
圆 11]本発明に係るダイバーシティ受信装置の第 4実施例が備えるノイズ閾値回路 の動作を説明するための図である。
圆 12]本発明に係るダイバーシティ受信装置の第 5実施例の要部を示すブロック回 路図である。
圆 13]本発明に係るダイバーシティ受信装置の第 5実施例が備える第 1の 1段目合成 値算出回路の要部を示すブロック回路図である。
圆 14]本発明に係るダイバーシティ受信装置の第 5実施例が備える第 2の 1段目合成 値算出回路の要部を示すブロック回路図である。
圆 15]本発明に係るダイバーシティ受信装置の第 5実施例が備える 2段目合成値算 出回路の要部を示すブロック回路図である。
圆 16]本発明に係るダイバーシティ受信装置の第 6実施例の要部を示すブロック回 路図である。
圆 17]本発明に係るダイバーシティ受信装置の第 6実施例が備えるノイズ閾値回路 の動作を説明するための図である。 圆 18]本発明に係るダイバーシティ受信装置の第 7実施例の要部を示すブロック回 路図である。
圆 19]本発明に係るダイバーシティ受信装置の第 8実施例の要部を示すブロック回 路図である。
圆 20]図 19に示すダイバーシティ受信装置の第 8実施例の変形例を説明するため の図である。
[図 21]図 19に示すダイバーシティ受信装置の第 8実施例におけるデマッピング処理 を説明するための図（その 1)である。
[図 22]図 19に示すダイバーシティ受信装置の第 8実施例におけるデマッピング処理 を説明するための図（その 2)である。
[図 23]図 19に示すダイバーシティ受信装置の第 8実施例におけるデマッピング処理 を説明するための図（その 3)である。
[図 24]本発明のダイバーシティ受信装置における同期変調部の OFDMセグメント構 成の例を示す図（その 1)である。
[図 25A]本発明のダイバーシティ受信装置における同期変調部の OFDMセグメント 構成の例を示す図（その 2)である。
[図 25B]本発明のダイバーシティ受信装置における同期変調部の OFDMセグメント 構成の例を示す図（その 3)である。
符号の説明
21 - 1, 21 - 2 電力算出回路
22- 1, 22- 2 重み付け回路
23 合成値算出回路
24- 1, 24- 2 ノイズ量算出回路
25 ノイズ量比較回路
26 重み付け係数算出回路
27 ノイズ閾値回路
28 重み付け係数選択回路
30 1段目合成値算出回路 - 1, 31-2 電力算出回路- 1, 32-2 重み付け回路 合成値算出回路
-1, 34-2 ノイズ量算出回路 ノイズ量比較回路
重み付け係数算出回路 ノイズ閾値回路
重み付け係数選択回路 1段目合成値算出回路- 3, 41-4 電力算出回路- 3, 42-4 重み付け回路 合成値算出回路
-3, 44-4 ノイズ量算出回路 ノイズ量比較回路
重み付け係数算出回路 ノイズ閾値回路
重み付け係数選択回路 2段目合成値算出回路-1, 52-3 重み付け回路 合成値算出回路
ノイズ量比較回路
重み付け係数算出回路 ノイズ閾値回路
重み付け係数選択回路 — 1〜61— 4 電力算出回路 — 1〜62— 4 重み付け回路 合成値算出回路
—1〜64—4 ノイズ量算出回路 65 ノイズ量比較回路
66 重み付け係数算出回路
67 ノイズ閾値回路
68 重み付け係数選択回路
Al, A2 電力算出回路
A3, A4 ノイズ算出器 (ノイズ量算出回路）
A5 ノイズ比較器
A6 割合算出回路
A7 ノイズ閾値回路
A8 合成量選択回路
A9 合成値算出回路
A30, A40 デマッピング回路
A50 重み付け量決定回路
A70, A80 乗算器
A90 選択回路
A91 比較回路
発明を実施するための最良の形態
[0023] まず、本発明の実施例を詳述する前に、本発明に係るダイバーシティ受信装置の 全体構成を概略的に説明する。
[0024] 図 2は本発明に係るダイバーシティ受信装置の一例を概略的に示すブロック図であ り、 OFDM変調された信号を受信して復調する OFDM受信装置の一例を示すもの である。
[0025] 図 2に示されるように、 OFDM変調された信号を受信して復調する OFDM受信装 置において、 1段目合成値算出回路 30は、ブランチ 1の伝送路推定信号 D1 (図 1の DA1に対応）を元に、電力算出回路 A1 (11 - 1)でブランチ 1の OFDM信号電力値 D2 (DB1)を求め、同様に、ブランチ 2までの伝送路推定信号 D3 (DA2)を元に、電 力算出回路 A2 (11— 2)でブランチ 2までの OFDM信号電力値 D4 (DB2)を求める [0026] また、各ブランチのノイズ算出器 (ノイズ量算出回路) A3および A4で算出されたノ ィズ量 D5および D6を比較するノイズ比較器 A5並びに割合算出回路 A6により得ら れる各ブランチの合成量の割合 D8および D9と、ノイズ閾値回路 A7にノイズ量 D5お よび D6並びに閾値 D7 (閾値 1,閾値 2,閾値 3)を与え、信号 D10および D11を算出 する。この算出された信号 D10および Dl l、並びに、ノイズレベルにより合成量選択 回路 A8の制御を行う信号 D12により、各ブランチの合成量の割合を制御する係数 D 13および D14を生成する。
[0027] そして、各ブランチの OFDM信号電力値 D2および D4と生成された係数 D13およ び D 14との乗算を行って、ブランチ 1および 2の OFDM信号電力値 D 15および D 16 を算出する。この算出された OFDM信号電力値 D15および D16、並びに、復調信 号 D17および D18は、合成値算出回路 A9に入力され、合成データ D19および合成 電力 D20を得る。
[0028] なお、ノイズ量比較器 A5は、ノイズ算出器 A3および A4で算出されたノイズ量 D5 および D6を比較してノイズ量の少ないブランチのものをノイズ量 D21として出力する
[0029] 同様に、 3以上の複数のブランチがある場合には、上述した回路 30と同様の 1段目 合成値算出回路 40で得られた合成データ D22および合成電力 D23と、少な 、ブラ ンチのノイズ量 D24を出力する。
[0030] さらに、 1段目合成値算出回路 30および 40で演算された結果を合成するために、 回路 30と同様の 2段目合成値算出回路 50により、合成データ D19および D22を復 調信号入力とし、合成電力 D20および D23を電力値入力とし、そして、ノイズ量 D21 および D24をノイズ量入力として、合成演算を行う。そして、算出された合成信号 D2 5がノイズの影響を軽減した合成信号となる。
[0031] 図 3Aおよび図 3Bは本発明に係るダイバーシティ受信装置における閾値を説明す るための図であり、上述した図 2において、ノイズ閾値回路 A7に入力される閾値 D7 を説明するためのものである。
[0032] まず、図 3Aに示されるように、ブランチがブランチ 1およびブランチ 2の 2つの場合、 閾値 1,閾値 2および閾値 3の 3つの閾値を用意する。すなわち、シングル受信での 所要 CN (Carrier to Noise)のノイズ量を閾値 1とし、ダイバーシティ受信時において 各ブランチに同相当のノイズ量を付加した信号を与えた時の所要 CNのノイズ量を閾 値 2とし、そして、ダイバーシティ受信時において一方のブランチにシングル受信での 所要 CN相当量のノイズを与えると共に、他方のブランチに所要 CNになるまでノイズ を与えたときのノイズ量を閾値 3とする。
[0033] これら 3つの閾値により、各ブランチは、ノイズ量が閾値 1よりも少ない場合 (Sl l, S 21)、ノイズ量が閾値 1より多く且つ閾値 2より少ない場合 (S12, S22)、ノイズ量が閾 値 2より多く且つ閾値 3より少ない場合 (S13, S23)、並びに、ノイズ量が閾値 3よりも 多い場合（S14, S24)の 4通りの場合が存在する。
[0034] 次に、図 3Bに示されるように、例えば、 N個のブランチの場合 (N個のブランチのダ ィバーシティ合成を同時に行う場合）、閾値の数はブランチ数 (N)が増えるに従って 、 2N—1の閾値を用意することになり、 2N通りの場合が存在する。
[0035] 各ブランチにおいて、（Sl l, S12) = (8, 8)、および、 (Sl l, S24) = (8, 2)等の 合成割合のための固定値を与え、この値で乗算された OFDM信号電力値を用いて 信号が合成される。
[0036] そして、各ブランチでお互 、のノイズ量を比較し、或るブランチでノイズ量が極端に 大きい場合には、そのブランチの合成量を制御することにより、ノイズの影響を少なく することができ、ダイバーシティとしての性能向上を図ることが可能になる。
[0037] ここで、閾値の 2N— 1について説明する。具体的に、例えば、 4ブランチ入力の場 合を考える。このとき、閾値の数は、 2 X 4— 1 = 7となる。すなわち、閾値 1〜閾値 7は 、次のようになる。なお、閾値 1〜閾値 7は、例えば、ノイズ量により順番が入れ替わり 、また、全てのチャネル (ブランチ）の受信感度等の性能は同じものとする。
[0038] 閾値 1：シングルのみ受信時の所要 CN時ノイズ量
閾値 2： 2つのチャネルのみ受信時の所要 CN時ノイズ量
閾値 3： 3つのチャネルのみ受信時の所要 CN時ノイズ量
閾値 4： 4つの（全ての）チャネル受信時の所要 CN時ノイズ量
閾値 5：予め 4つのチャネル受信時における所要 CN時のノイズ量にお!、て、そのう ち 1つのチャネルのみノイズ量を増やし、所要 CNがシングル受信時と同等になった 時のノイズ量
閾値 6：予め 4つのチャネル受信時における所要 CN時のノイズ量にお!、て、そのう ち 2つのチャネルのノイズ量を増やし、所要 CNがシングル受信時と同等になった時 のノイズ量（このとき、ノイズを増やす 2つのチャネルは同等のノイズ量を与える） 閾値 7：予め 4つのチャネル受信時における所要 CN時のノイズ量にお!、て、そのう ち 3つのチャネルのノイズ量を増やし、所要 CNがシングル受信時と同等になった時 のノイズ量（このとき、ノイズを増やす 3つのチャネルは同等のノイズ量を与える） [0039] このように、ブランチ（チャネル）の数を Nとすると、閾値の数は、 2 (N— 1) + 1 = 2N
1となる。
[0040] 以下、本発明に係るダイバーシティ受信装置の各実施例を、添付図面を参照して 詳述する。
実施例 1
[0041] 図 4は本発明に係るダイバーシティ受信装置の第 1実施例の要部を示すブロック回 路図である。本発明の第 1実施例は、 2系統のブランチ (ブランチ 1,ブランチ 2)を有 する OFDM受信装置に使用するものであり、電力算出回路 21— 1, 21— 2と、重み 付け回路 22— 1, 22— 2と、合成値算出回路 23と、ノイズ量算出回路 24— 1, 24— 2と、ノイズ量比較回路 25と、重み付け係数算出回路 26を備えている。
[0042] 電力算出回路 21— 1は、ブランチ 1の伝送路推定信号 DA1を元に、ブランチ 1の O FDM信号電力値 DB1を算出するものである。電力算出回路 21— 2は、ブランチ 2の 伝送路推定信号 DA2を元に、ブランチ 2の OFDM信号電力値 DB2を算出するもの である。
[0043] 重み付け回路 22—1は、ブランチ 1の OFDM信号電力値 DB1に重み付け係数 D E 1を乗算することにより、ブランチ 1の重み付け済み OFDM信号電力値 DF 1を算出 するものである。重み付け回路 22— 2は、ブランチ 2の OFDM信号電力値 DB2に重 み付け係数 DE2を乗算することにより、ブランチ 2の重み付け済み OFDM信号電力 値 DF2を算出するものである。
[0044] 合成値算出回路 23は、ブランチ 1の重み付け済み OFDM信号電力値 DF1とブラ ンチ 2の重み付け済み OFDM信号電力値 DF2の割合に応じて、ブランチ 1の OFD M復調信号 DC1とブランチ 2の OFDM復調信号 DC2とを最大比合成法により合成 して合成復調信号 DDを出力するものである。
[0045] ノイズ量算出回路 24—1は、ブランチ 1のデータキャリア信号をデマッピングした値 のデマッピング基準値との比較分散積分値、または、ブランチ 1の伝送路推定信号の 分散積分値、または、ブランチ 1の AC (Auxiliary Channel) , TMCC (Transmission a nd Multiplexing Configuration Control)信号の分散積分値から、ブランチ 1のノイズ 量 DG1を算出するものである。
[0046] ノイズ量算出回路 24— 2は、ブランチ 2のデータキャリア信号をデマッピングした値 のデマッピング基準値との比較分散積分値、または、ブランチ 2の伝送路推定信号の 分散積分値、または、ブランチ 2の AC, TMCC信号の分散積分値から、ブランチ 2 のノイズ量 DG2を算出するものである。
[0047] ノイズ量比較回路 25は、ブランチ 1, 2のノイズ量 DG1, DG2を比較してノイズ量比 較結果 DHを出力するものである。重み付け係数算出回路 26は、ブランチ 1, 2のノィ ズ量 DG1, DG2とノイズ量比較結果 DHから、重み付け回路 22—1, 22— 2に与え る重み付け係数 DEI, DE2を算出するものである。
[0048] 本発明の第 1実施例では、ノイズ量算出回路 24— 1, 24— 2とノイズ量比較回路 25 と重み付け係数算出回路 26とで重み付け係数供給回路が構成されており、重み付 け係数算出回路 26は、重み付け係数 DEI, DE2として、合成値算出回路 23におけ るブランチ 1, 2の OFDM復調信号 DC 1, DC2の最大比合成法による合成の際に、 ブランチ 1, 2のうち、ノイズ量の多いブランチの OFDM復調信号ほど合成割合が小 さくなるような、ノイズ量 DG1, DG2に応じた値を出力する。
[0049] このように構成された本発明の第 1実施例においては、電力算出回路 21— 1は、ブ ランチ 1の OFDM信号電力値 DB1を算出し、電力算出回路 21— 2は、ブランチ 2の OFDM信号電力値 DB2を算出する。
[0050] また、ノイズ量算出回路 24— 1は、ブランチ 1のノイズ量 DG1を算出し、ノイズ量算 出回路 24— 2は、ブランチ 2のノイズ量 DG2を算出する。さらに、ノイズ量比較回路 2 5は、ブランチ 1, 2のノイズ量 DG1, DG2を比較し、重み付け係数算出回路 26は、 ブランチ 1, 2のノイズ量 DG1, DG2とノイズ量比較結果 DHから、重み付け係数 DE 1, DE2を算出する。
[0051] そして、重み付け回路 22— 1は、ブランチ 1の OFDM信号電力値 DB1に重み付け 係数 DE 1を乗算し、ブランチ 1の重み付け済み OFDM信号電力値 DF 1を算出し、 重み付け回路 22— 2は、ブランチ 2の OFDM信号電力値 DB2に重み付け係数 DE 2を乗算し、ブランチ 2の重み付け済み OFDM信号電力値 DF2を算出する。
[0052] そして、合成値算出回路 23は、ブランチ 1の重み付け済み OFDM信号電力値 DF 1とブランチ 2の重み付け済み OFDM信号電力値 DF2の割合に応じて、ブランチ 1 の OFDM復調信号 DC1とブランチ 2の OFDM復調信号 DC2とを最大比合成法に より合成して合成復調信号 DDを出力する。
[0053] ここで、重み付け係数算出回路 26は、重み付け係数 DEI, DE2として、合成値算 出回路 23におけるブランチ 1, 2の OFDM復調信号 DC 1, DC2の最大比合成法に よる合成の際に、ブランチ 1, 2のうち、ノイズ量の多いブランチの OFDM復調信号ほ ど合成割合力 、さくなるような値を出力するので、合成値算出回路 23によるブランチ 1, 2の OFDM復調信号 DC 1, DC2の合成の際に、ノイズにより劣化した OFDM復 調信号の合成量を減らすことができる。
[0054] 以上のように、本発明に係るダイバーシティ受信装置の第 1実施例によれば、ブラ ンチ 1, 2の OFDM復調信号 DC 1, DC2は、ノイズ量が多いブランチの OFDM復調 信号ほど合成割合が小さくなるように合成されるので、ノイズにより劣化した OFDM 復調信号の合成量を減らし、 2系統のブランチを有するダイバーシティ受信装置の受 信性能を高めることができる。
実施例 2
[0055] 図 5は本発明に係るダイバーシティ受信装置の第 2実施例の要部を示すブロック回 路図である。本発明の第 2実施例は、 4系統のブランチ (ブランチ 1〜ブランチ 4)を有 する OFDM受信装置に使用するものであり、 1段目合成値算出回路 30, 40と、 2段 目合成値算出回路 50を備えている。
[0056] 図 6は 1段目合成値算出回路 30の要部を示すブロック回路図である。 1段目合成 値算出回路 30は、電力算出回路 31— 1, 31— 2と、重み付け回路 32— 1, 32— 2と 、合成値算出回路 33と、ノイズ量算出回路 34—1, 34— 2と、ノイズ量比較回路 35と 、重み付け係数算出回路 36を備えている。
[0057] 電力算出回路 31— 1は、ブランチ 1の伝送路推定信号 DA1を元に、ブランチ 1の O FDM信号電力値 DB1を算出するものである。電力算出回路 31— 2は、ブランチ 2の 伝送路推定信号 DA2を元に、ブランチ 2の OFDM信号電力値 DB2を算出するもの である。
[0058] 重み付け回路 32—1は、ブランチ 1の OFDM信号電力値 DB1に重み付け係数 D E 1を乗算することにより、ブランチ 1の重み付け済み OFDM信号電力値 DF 1を算出 するものである。重み付け回路 32— 2は、ブランチ 2の OFDM信号電力値 DB2に重 み付け係数 DE2を乗算することにより、ブランチ 2の重み付け済み OFDM信号電力 値 DF2を算出するものである。
[0059] 合成値算出回路 33は、ブランチ 1の重み付け済み OFDM信号電力値 DF1とブラ ンチ 2の重み付け済み OFDM信号電力値 DF2の割合に応じて、ブランチ 1の OFD M復調信号 DC1とブランチ 2の OFDM復調信号 DC2とを最大比合成法により合成 して合成復調信号 DDIを出力すると共に、合成復調信号 DDIの電力値 (合成電力 値) DI1を出力するものである。
[0060] ノイズ量算出回路 34—1は、ブランチ 1のデータキャリア信号をデマッピングした値 のデマッピング基準値との比較分散積分値、または、ブランチ 1の伝送路推定信号の 分散積分値、または、ブランチ 1の AC, TMCC信号の分散積分値から、ブランチ 1 のノイズ量 DG 1を算出するものである。
[0061] ノイズ量算出回路 34— 2は、ブランチ 2のデータキャリア信号をデマッピングした値 のデマッピング基準値との比較分散積分値、または、ブランチ 2の伝送路推定信号の 分散積分値、または、ブランチ 2の AC, TMCC信号の分散積分値から、ブランチ 1 のノイズ量 DG2を算出するものである。
[0062] ノイズ量比較回路 35は、ブランチ 1, 2のノイズ量 DG1, DG2を比較してノイズ量比 較結果 DH1を出力すると共に、ブランチ 1, 2のノイズ量 DG1, DG2のうち、少ない 方のノイズ量をノイズ量 DJ1として出力するものである。
[0063] 重み付け係数算出回路 36は、ブランチ 1, 2のノイズ量 DG1, DG2とノイズ量比較 結果 DH1から、重み付け回路 32— 1, 32— 2に与える重み付け係数 DEI, DE2を 算出するものである。
[0064] 1段目合成値算出回路 30では、ノイズ量算出回路 34— 1, 34— 2とノイズ量比較回 路 35と重み付け係数算出回路 36とで重み付け係数供給回路が構成されており、重 み付け係数算出回路 36は、重み付け係数 DEI, DE2として、合成値算出回路 33に おけるブランチ 1, 2の OFDM復調信号 DC 1, DC2の最大比合成法による合成の際 に、ブランチ 1, 2のうち、ノイズ量の多いブランチの OFDM復調信号ほど合成割合 力 S小さくなるような、ノイズ量 DG1, DG2に応じた値を出力する。
[0065] このように構成された 1段目合成値算出回路 30においては、電力算出回路 31— 1 は、ブランチ 1の OFDM信号電力値 DB1を算出し、電力算出回路 31— 2は、ブラン チ 2の OFDM信号電力値 DB2を算出する。
[0066] また、ノイズ量算出回路 34— 1は、ブランチ 1のノイズ量 DG1を算出し、ノイズ量算 出回路 34— 2は、ブランチ 2のノイズ量 DG2を算出する。さらに、ノイズ量比較回路 3 5は、ブランチ 1, 2のノイズ量 DG1, DG2を比較し、重み付け係数算出回路 36は、 ブランチ 1, 2のノイズ量 DG1, DG2とノイズ量比較結果 DH1から、重み付け係数 D El, DE2を算出する。
[0067] そして、重み付け回路 32— 1は、ブランチ 1の OFDM信号電力値 DB1に重み付け 係数 DE 1を乗算し、ブランチ 1の重み付け済み OFDM信号電力値 DF 1を算出し、 重み付け回路 32— 2は、ブランチ 2の OFDM信号電力値 DB2に重み付け係数 DE 2を乗算し、ブランチ 2の重み付け済み OFDM信号電力値 DF2を算出する。
[0068] そして、合成値算出回路 33は、ブランチ 1の重み付け済み OFDM信号電力値 DF 1とブランチ 2の重み付け済み OFDM信号電力値 DF2の割合に応じて、ブランチ 1 の OFDM復調信号 DC1とブランチ 2の OFDM復調信号 DC2とを最大比合成法に より合成して合成復調信号 DDIを出力すると共に、合成電力値 DI1を出力する。
[0069] 図 7は 1段目合成値算出回路 40の要部を示すブロック回路図である。 1段目合成 値算出回路 40は、電力算出回路 41— 3, 41 -4と、重み付け回路 42— 3, 42—4と 、合成値算出回路 43と、ノイズ量算出回路 44— 3, 44— 4と、ノイズ量比較回路 45と 、重み付け係数算出回路 46を備えている。
[0070] 電力算出回路 41— 3は、ブランチ 3の伝送路推定信号 DA3を元に、ブランチ 3の O FDM信号電力値 DB3を算出するものである。電力算出回路 41— 4は、ブランチ 4の 伝送路推定信号 DA4を元に、ブランチ 4の OFDM信号電力値 DB4を算出するもの である。
[0071] 重み付け回路 42— 3は、ブランチ 3の OFDM信号電力値 DB3に重み付け係数 D E3を乗算することにより、ブランチ 3の重み付け済み OFDM信号電力値 DF3を算出 するものである。重み付け回路 42— 4は、ブランチ 4の OFDM信号電力値 DB4に重 み付け係数 DE4を乗算することにより、ブランチ 4の重み付け済み OFDM信号電力 値 DF4を算出するものである。
[0072] 合成値算出回路 43は、ブランチ 3の重み付け済み OFDM信号電力値 DF3とブラ ンチ 4の重み付け済み OFDM信号電力値 DF4の割合に応じて、ブランチ 3の OFD M復調信号 DC3とブランチ 4の OFDM復調信号 DC4とを最大比合成法により合成 して合成復調信号 DD2を出力すると共に、合成復調信号 DD2の電力値 (合成電力 値) DI2を出力するものである。
[0073] ノイズ量算出回路 44 3は、ブランチ 3のデータキャリア信号をデマッピングした値 のデマッピング基準値との比較分散積分値、または、ブランチ 3の伝送路推定信号の 分散積分値、または、ブランチ 3の AC, TMCC信号の分散積分値から、ブランチ 3 のノイズ量 DG3を算出するものである。
[0074] ノイズ量算出回路 44— 4は、ブランチ 4のデータキャリア信号をデマッピングした値 のデマッピング基準値との比較分散積分値、または、ブランチ 4の伝送路推定信号の 分散積分値、または、ブランチ 4の AC, TMCC信号の分散積分値から、ブランチ 4 のノイズ量 DG4を算出するものである。
[0075] ノイズ量比較回路 45は、ブランチ 3, 4のノイズ量 DG3, DG4を比較してノイズ量比 較結果 DH2を出力すると共に、ブランチ 3, 4のノイズ量 DG3, DG4のうち、少ない 方のノイズ量をノイズ量 DJ2として出力するものである。
[0076] 重み付け係数算出回路 46は、ブランチ 3, 4のノイズ量 DG3, DG4とノイズ量比較 結果 DH2から、重み付け回路 42— 3, 42— 4に与える重み付け係数 DE3, DE4を 算出するものである。
[0077] 1段目合成値算出回路 40では、ノイズ量算出回路 44— 3, 44— 4とノイズ量比較回 路 45と重み付け係数算出回路 46とで重み付け係数供給回路が構成されており、重 み付け係数算出回路 46は、重み付け係数 DE3, DE4として、合成値算出回路 43に おけるブランチ 3, 4の OFDM復調信号 DC3, DC4の最大比合成法による合成の際 に、ブランチ 3, 4のうち、ノイズ量の多いブランチの OFDM復調信号の合成割合が 小さくなるような、ノイズ量 DG3, DG4に応じた値を出力する。
[0078] このように構成された 2段目合成値算出回路 40においては、電力算出回路 41— 3 は、ブランチ 3の OFDM信号電力値 DB3を算出し、電力算出回路 41— 4は、ブラン チ 4の OFDM信号電力値 DB4を算出する。
[0079] また、ノイズ量算出回路 44 3は、ブランチ 3のノイズ量 DG3を算出し、ノイズ量算 出回路 44— 4は、ブランチ 4のノイズ量 DG4を算出する。さらに、ノイズ量比較回路 4 5は、ブランチ 3, 4のノイズ量 DG3, DG4を比較し、重み付け係数算出回路 46は、 ブランチ 3, 4のノイズ量 DG3, DG4とノイズ量比較結果 DH2から、重み付け係数 D E3, DE4を算出する。
[0080] そして、重み付け回路 42— 3は、ブランチ 3の OFDM信号電力値 DB3に重み付け 係数 DE3を乗算し、ブランチ 3の重み付け済み OFDM信号電力値 DF3を算出し、 重み付け回路 42— 4は、ブランチ 4の OFDM信号電力値 DB4に重み付け係数 DE 4を乗算し、ブランチ 4の重み付け済み OFDM信号電力値 DF4を算出する。
[0081] そして、合成値算出回路 43は、ブランチ 3の重み付け済み OFDM信号電力値 DF 3とブランチ 4の重み付け済み OFDM信号電力値 DF4の割合に応じて、ブランチ 3 の OFDM復調信号 DC3とブランチ 4の OFDM復調信号 DC4とを最大比合成法に より合成して合成復調信号 DD2を出力すると共に、合成電力値 DI2を出力するもの である。
[0082] 図 8は 2段目合成値算出回路 50の要部を示すブロック回路図である。 2段目合成 値算出回路 50は、重み付け回路 52— 1, 52— 2と、合成値算出回路 53と、ノイズ量 比較回路 55と、重み付け係数算出回路 56を備えている。
[0083] 重み付け回路 52— 1は、 1段目合成値算出回路 30の合成値算出回路 33が出力 する合成電力値 DI1に重み付け係数 DK1を乗算することにより、重み付け済み合成 電力値 DL1を算出するものである。重み付け回路 52— 2は、 1段目合成値算出回路 40の合成値算出回路 43が出力する合成電力値 DI2に重み付け係数 DK2を乗算す ることにより、重み付け済み合成電力値 DL2を算出するものである。
[0084] 合成値算出回路 53は、重み付け済み合成電力値 DL1と重み付け合成電力値 DL 2との割合に応じて、 1段目合成値算出回路 30の合成値算出回路 33が出力する合 成復調信号 DDIと 2段目合成値算出回路 40の合成値算出回路 43が出力する合成 復調信号 DD2とを最大比合成法により合成して合成復調信号 DMを算出するもの である。
[0085] ノイズ量比較回路 55は、 1段目合成値算出回路 30のノイズ量比較回路 35が出力 するノイズ量 DJ1と 1段目合成値算出回路 40のノイズ量比較回路 45が出力するノィ ズ量 DJ2を比較してノイズ量比較結果 DNを出力するものである。
[0086] 重み付け係数算出回路 56は、 1段目合成値算出回路 30のノイズ量比較回路 35が 出力するノイズ量 DJ1と 1段目合成値算出回路 40のノイズ量比較回路 45が出力する ノイズ量 DJ2とノイズ量比較回路 55が出力するノイズ量比較結果 DNから、重み付け 回路 52— 1, 52— 2に与える重み付け係数 DK1, DK2を算出するものである。
[0087] 2段目合成値算出回路 50では、ノイズ量比較回路 55と重み付け係数算出回路 56 とで重み付け係数供給回路が構成されており、重み付け係数算出回路 56は、重み 付け係数 DK1, DK2として、合成値算出回路 53における合成復調信号 DDI, DD 2の最大比合成法による合成の際に、ノイズ量 DJ1, DJ2のうち、多い方のノイズ量を 出力した 1段目合成値算出回路が出力する合成復調信号の合成割合が小さくなるよ うな、ノイズ量 DJ1, DJ2に応じた値を出力する。
[0088] このように構成された 2段目合成値算出回路 50においては、ノイズ量比較回路 55 は、 1段目合成値算出回路 30のノイズ量比較回路 35が出力するノイズ量 DJ1と 1段 目合成値算出回路 40のノイズ量比較回路 45が出力するノイズ量 DJ2を比較し、重 み付け係数算出回路 56は、ノイズ量 DJ1, DJ2とノイズ量比較結果 DNから、重み付 け係数 DK1, DK2を算出する。
[0089] そして、重み付け回路 52— 1は、 1段目合成値算出回路 30の合成値算出回路 33 が出力する合成電力値 DI1に重み付け係数 DK1を乗算し、重み付け済み合成電力 値 DL1を算出し、重み付け回路 52— 2は、 1段目合成値算出回路 40の合成値算出 回路 43が出力する合成電力値 DI2に重み付け係数 DK2を乗算し、重み付け済み 合成電力値 DL2を算出する。
[0090] そして、合成値算出回路 53は、重み付け済み合成電力値 DL1と重み付け済み合 成電力値 DL2の割合に応じて、 1段目合成値算出回路 30の合成値算出回路 33が 出力する合成復調信号 DDIと 1段目合成値算出回路 40の合成値算出回路 43が出 力する合成復調信号 DD2とを最大比合成法により合成して合成復調信号 DMを出 力する。
[0091] 以上のように、本発明の第 2実施例においては、 1段目合成値算出回路 30は、ブラ ンチ 1の重み付け済み OFDM信号電力値 DF 1とブランチ 2の重み付け済み OFDM 信号電力値 DF2の割合に応じて、ブランチ 1の OFDM復調信号 DC1とブランチ 2の OFDM復調信号 DC2とを最大比合成法により合成して合成復調信号 DDIを算出 する。
[0092] また、 1段目合成値算出回路 40は、ブランチ 3の重み付け済み OFDM信号電力値 DF3とブランチ 4の重み付け済み OFDM信号電力値 DF4の割合に応じて、ブラン チ 3の OFDM復調信号 DC3とブランチ 4の OFDM復調信号 DC4とを最大比合成法 により合成して合成復調信号 DD2を算出する。
[0093] そして、 2段目合成値算出回路 50は、重み付け済み合成電力値 DL1と重み付け 済み合成電力値 DL2の割合に応じて、 1段目合成値算出回路 30の合成値算出回 路 33が出力する合成復調信号 DDIと 1段目合成値算出回路 40の合成値算出回路 43が出力する合成復調信号 DD2とを最大比合成法により合成して合成復調信号 D Mを算出する。
[0094] ここで、重み付け係数算出回路 36は、重み付け係数 DEI, DE2として、合成値算 出回路 33におけるブランチ 1, 2の OFDM復調信号 DC 1, DC2の最大比合成法に よる合成の際に、ブランチ 1, 2のうち、ノイズ量の多いブランチの OFDM復調信号の 合成割合が小さくなるような値を出力する。
[0095] また、重み付け係数算出回路 46は、重み付け係数 DE3, DE4として、合成値算出 回路 43におけるブランチ 3, 4の OFDM復調信号 DC3, DC4の最大比合成法によ る合成の際に、ブランチ 3, 4のうち、ノイズ量の多いブランチの OFDM復調信号の 合成割合が小さくなるような値を出力する。
[0096] そして、重み付け係数算出回路 56は、重み付け係数 DK1, DK2として、合成値算 出回路 53における合成復調信号 DDI, DD2の最大比合成法による合成の際に、ノ ィズ量 DJ1, DJ2のうち、多い方のノイズ量を出力した 1段目合成値算出回路が出力 する合成復調信号の合成割合が小さくなるような値を出力する。
[0097] したがって、本発明に係るダイバーシティ受信装置の第 2実施例によれば、ブラン チ 1〜4の OFDM復調信号 DC1〜DC4は、ノイズ量が多いブランチの復調信号ほ ど合成割合が小さくなるように合成されるので、ノイズにより劣化した復調信号の合成 量を減らし、 4系統のブランチを有するダイバーシティ受信装置の受信性能を高める ことができる。
[0098] ここで、本発明の第 2実施例では、 2個の 1段目合成値算出回路と 1個の 2段目合 成値算出回路を設けてなるダイバーシティ受信装置を例にして説明したが、本発明 は、 3個以上の 1段目合成値算出回路と 1個の 2段目合成値算出回路を設けてなる ダイバーシティ受信装置、或いは、 4個以上の 1段目合成値算出回路と、これらの後 段に 2階層以上力もなる後段合成値算出回路を設けてなるダイバーシティ受信装置 を構成する場合にも適用することができる。
[0099] さらに、本発明の第 2実施例では、 2段目合成値算出回路 50, 90はノイズ量を考慮 して合成復調信号 DDI, DD2の合成を行う構成としたが、 2段目合成値算出回路に ついては、従来と同様の構成としても良い。この場合、 1段目合成値算出回路 30, 4 0, 70, 80のノイズ量比較回路 35, 45はノイズ量 DJ1, DJ2を出力する構成とする必 要はない。
実施例 3
[0100] 図 9は本発明に係るダイバーシティ受信装置の第 3実施例の要部を示すブロック回 路図である。本発明の第 3実施例は、 4系統のブランチ (ブランチ 1〜ブランチ 4)を有 する OFDM受信装置に使用するものであり、電カ算出回路61—1〜61—4と、重み 付け回路 62— 1〜62— 4と、合成値算出回路 63と、ノイズ量算出回路 64— 1〜64 —4と、ノイズ量比較回路 65と、重み付け係数算出回路 66を備えている。
[0101] 電力算出回路 61— 1は、ブランチ 1の伝送路推定信号 DA1を元に、ブランチ 1の O FDM信号電力値 DB1を算出するものである。電力算出回路 61— 2は、ブランチ 2の 伝送路推定信号 DA2を元に、ブランチ 2の OFDM信号電力値 DB2を算出するもの である。
[0102] 電力算出回路 61— 3は、ブランチ 3の伝送路推定信号 DA3を元に、ブランチ 3の O FDM信号電力値 DB3を算出するものである。電力算出回路 61— 4は、ブランチ 4の 伝送路推定信号 DA4を元に、ブランチ 4の OFDM信号電力値 DB4を算出するもの である。
[0103] 重み付け回路 62— 1は、ブランチ 1の OFDM信号電力値 DB1に重み付け係数 D E 1を乗算することにより、ブランチ 1の重み付け済み OFDM信号電力値 DF 1を算出 するものである。重み付け回路 62— 2は、ブランチ 2の OFDM信号電力値 DB2に重 み付け係数 DE2を乗算することにより、ブランチ 2の重み付け済み OFDM信号電力 値 DF2を算出するものである。
[0104] 重み付け回路 62— 3は、ブランチ 3の OFDM信号電力値 DB3に重み付け係数 D E3を乗算することにより、ブランチ 3の重み付け済み OFDM信号電力値 DF3を算出 するものである。重み付け回路 62— 4は、ブランチ 4の OFDM信号電力値 DB4に重 み付け係数 DE4を乗算することにより、ブランチ 4の重み付け済み OFDM信号電力 値 DF4を算出するものである。
[0105] 合成値算出回路 63は、ブランチ 1の重み付け済み OFDM信号電力値 DF1とブラ ンチ 2の重み付け済み OFDM信号電力値 DF2とブランチ 3の重み付け済み OFDM 信号電力値 DF3とブランチ 4の重み付け済み OFDM信号電力値 DF4の割合に応 じて、ブランチ 1の OFDM復調信号 DC1とブランチ 2の OFDM復調信号 DC2とブラ ンチ 3の OFDM復調信号 DC3とブランチ 4の OFDM復調信号 DC4とを最大比合成 法により合成して合成復調信号 DDを算出するものである。
[0106] ノイズ量算出回路 64—1は、ブランチ 1のデータキャリア信号をデマッピングした値 のデマッピング基準値との比較分散積分値、または、ブランチ 1の伝送路推定信号の 分散積分値、または、ブランチ 1の AC, TMCC信号の分散積分値から、ブランチ 1 のノイズ量 DG 1を算出するものである。
[0107] ノイズ量算出回路 64— 2は、ブランチ 2のデータキャリア信号をデマッピングした値 のデマッピング基準値との比較分散積分値、または、ブランチ 2の伝送路推定信号の 分散積分値、または、ブランチ 2の AC, TMCC信号の分散積分値から、ブランチ 2 のノイズ量 DG2を算出するものである。
[0108] ノイズ量算出回路 64— 3は、ブランチ 3のデータキャリア信号をデマッピングした値 のデマッピング基準値との比較分散積分値、または、ブランチ 3の伝送路推定信号の 分散積分値、または、ブランチ 3の AC, TMCC信号の分散積分値から、ブランチ 3 のノイズ量 DG3を算出するものである。
[0109] ノイズ量算出回路 64— 4は、ブランチ 4のデータキャリア信号をデマッピングした値 のデマッピング基準値との比較分散積分値、または、ブランチ 4の伝送路推定信号の 分散積分値、または、ブランチ 4の AC, TMCC信号の分散積分値から、ブランチ 4 のノイズ量 DG4を算出するものである。
[0110] ノイズ量比較回路 65は、ブランチ 1〜4のノイズ量 DG1〜DG4を比較してノイズ量 比較結果 DHを出力するものである。重み付け係数算出回路 66は、ブランチ 1〜4の ノイズ量 DG1〜DG4とノイズ量比較結果 DHから、重み付け回路 62— 1〜62—4に 与える重み付け係数 DE1〜DE4を算出するものである。
[0111] 本発明の第 3実施例では、ノイズ量算出回路 64— 1〜64— 4とノイズ量比較回路 6 5と重み付け係数算出回路 66とで重み付け係数供給回路が構成されており、重み付 け係数算出回路 66は、重み付け係数 DE1〜DE4として、合成値算出回路 63にお けるブランチ 3〜4の OFDM復調信号 DC1〜DC4の最大比合成法による合成の際 に、ブランチ 1〜4のうち、ノイズ量の多いブランチの OFDM復調信号ほど合成割合 力 S小さくなるような、ノイズ量 DG1〜DG4に応じた値を出力する。
[0112] このように構成された本発明の第 3実施例においては、電力算出回路 61— 1は、ブ ランチ 1の OFDM信号電力値 DB1を算出し、電力算出回路 61— 2は、ブランチ 2の OFDM信号電力値 DB2を算出し、電力算出回路 61— 3は、ブランチ 3の OFDM信 号電力値 DB3を算出し、電力算出回路 61— 4は、ブランチ 4の OFDM信号電力値 DB4を算出する。
[0113] 他方、ノイズ量算出回路 64—1は、ブランチ 1のノイズ量 DG1を算出し、ノイズ量算 出回路 64— 2は、ブランチ 2のノイズ量 DG2を算出し、ノイズ量算出回路 64— 3は、 ブランチ 3のノイズ量 DG3を算出し、ノイズ量算出回路 64— 4は、ブランチ 4のノイズ 量 DG4を算出する。
[0114] さらに、ノイズ量比較回路 65は、ブランチ 1〜4のノイズ量 DG1〜DG4を比較し、重 み付け係数算出回路 66は、ブランチ 1〜4のノイズ量 DG 1〜DG4とノイズ量比較結 果 DHから、重み付け係数 DE1〜DE4を算出する。
[0115] そして、重み付け回路 62— 1は、ブランチ 1の OFDM信号電力値 DB1に重み付け 係数 DE 1を乗算し、ブランチ 1の重み付け済み OFDM信号電力値 DF 1を算出し、 重み付け回路 62— 2は、ブランチ 2の OFDM信号電力値 DB2に重み付け係数 DE 2を乗算し、ブランチ 2の重み付け済み OFDM信号電力値 DF2を算出する。
[0116] また、重み付け回路 62— 3は、ブランチ 3の OFDM信号電力値 DB3に重み付け係 数 DE3を乗算し、ブランチ 3の重み付け済み OFDM信号電力値 DF3を算出し、重 み付け回路 62— 4は、ブランチ 4の OFDM信号電力値 DB4に重み付け係数 DE4を 乗算し、ブランチ 4の重み付け済み OFDM信号電力値 DF4を算出する。
[0117] そして、合成値算出回路 63は、ブランチ 1の重み付け済み OFDM信号電力値 DF 1とブランチ 2の重み付け済み OFDM信号電力値 DF2とブランチ 3の重み付け済み OFDM信号電力値 DF3とブランチ 4の重み付け済み OFDM信号電力値 DF4の割 合に応じて、ブランチ 1の OFDM復調信号 DC 1とブランチ 2の OFDM復調信号 DC 2とブランチ 3の OFDM復調信号 DC3とブランチ 4の OFDM復調信号 DC4とを最大 比合成法により合成して合成復調信号 DDを算出する。
[0118] ここで、重み付け係数算出回路 66は、重み付け係数 DE1〜DE4として、合成値算 出回路 63におけるブランチ 1〜4の OFDM復調信号 DC 1〜DC4の最大比合成法 による合成の際に、ブランチ 1〜4のうち、ノイズ量の多いブランチの OFDM復調信 号ほど合成割合力 、さくなるような値を出力するので、合成値算出回路 63によるブラ ンチ 1〜4の OFDM復調信号 DC 1〜DC4の合成の際に、ノイズにより劣化した OF DM復調信号の合成量を減らすことができる。
[0119] 以上のように、本発明に係るダイバーシティ受信装置の第 3実施例によれば、ブラ ンチ 1〜4の OFDM復調信号 DC 1〜DC4は、ノイズ量が多!、ブランチの復調信号 ほど合成割合が小さくなるように合成されるので、ノイズにより劣化した復調信号の合 成量を減らし、 4系統のブランチを有するダイバーシティ受信装置の受信性能を高め ることがでさる。
実施例 4
[0120] 図 10は本発明に係るダイバーシティ受信装置の第 4実施例の要部を示すブロック 回路図である。本発明の第 4実施例は、 2系統のブランチ (ブランチ 1,ブランチ 2)を 有する OFDM受信装置に使用するものであり、図 4に示す本発明の第 1実施例を改 良したものである。
[0121] 本発明の第 4実施例では、ノイズ閾値回路 27と、重み付け係数選択回路 28が設け られている。ノイズ閾値回路 27は、ブランチ 1, 2のノイズ量 DG1, DG2と閾値 1,閾 値 2,閾値 3 (ただし、閾値 1く閾値 2く閾値 3)とを入力し、重み付け係数 DOl, DO 2と重み付け係数選択信号 DPを重み付け係数選択回路 28に対して出力するもので ある。
[0122] ここで、閾値 1は、例えば、シングル方式での受信状態とした場合に、 CN比（キヤリ ァ信号電力とノイズ電力の比）がシングル方式での受信時に要求される所要値となる 場合のノイズ量と同一値とする。
[0123] また、閾値 2は、例えば、ダイバーシティ方式での受信状態とし、各ブランチに同量 のノイズ量を付加した場合にぉ 、て、 CN比がダイバーシティ方式での受信時に要求 される所要値となる場合に、各ブランチに与えたノイズ量と同一値とする。
[0124] また、閾値 3は、例えば、ダイバーシティ方式での受信状態とし、一方のブランチに 、シングル受信時に CN比が所要値となるノイズ量を与え、他方のブランチに、ダイバ 一シティ受信時の CN比が所要値になるまでノイズ量を与えたときのノイズ量と同一値 とする。
[0125] 重み付け係数選択回路 28は、重み付け係数算出回路 26が出力する重み付け係 数 DEI, DE2またはノイズ閾値回路 27が出力する重み付け係数 DO 1, D02を選 択して重み付け回路 22—1, 22— 2に与えるものであり、重み付け係数選択信号 DP =論理 1の場合には、重み付け係数 DEI, DE2を選択し、重み付け係数選択信号 DP=論理 0の場合には、重み付け係数 DOl, D02を選択する。その他については 、図 4に示す本発明の第 1実施例と同様に構成されている。 [0126] 図 11はノイズ閾値回路 27の動作を説明するための図である。図 11中、 Sl l, S12 , S13, S14は、ブランチ 1のノイズ量 DG1の閾値 1〜閾値 3に対する大小関係の状 態を示しており、 S11はノイズ量 DG1く閾値 1の状態、 S12は閾値 1≤ノイズ量 DG1 く閾値 2の状態、 S13は閾値 2≤ノイズ量 DG1く閾値 3の状態、 S14は閾値 3≤ノィ ズ量 DG 1の状態を示してレ、る。
[0127] また、 S21, S22, S23, S24は、ブランチ 2のノイズ量 DG2の閾値 1〜閾値 3に対 する大小関係の状態を示しており、 S21はノイズ量 DG2く閾値 1の状態、 S22は閾 値 1≤ノイズ量 DG2く閾値 2の状態、 S23は閾値 2≤ノイズ量 DG2く閾値 3の状態、 S24は閾値 3≤ノイズ量 DG2の状態を示してレ、る。
[0128] 表 1はブランチ 1, 2のノイズ量 DG1, DG2が取り得る値の状態と、ノイズ閾値回路 2 7が出力する重み付け係数 DO 1, D02の値との関係を示すものである。
[0129] [表 1]
Figure imgf000027_0001
[0130] すなわち、ノイズ閾値回路 27は、重み付け係数 DOlとして、ノイズ量 DG1が S11 の場合には 4、ノイズ量 DG1が S12の場合には 3、ノイズ量 DG1が S13の場合には 2 、ノイズ量 DG1が S14の場合には 1を出力し、重み付け係数 D02として、ノイズ量 D G2が S21の場合には 4、ノイズ量 DG2が S22の場合には 3、ノイズ量 DG2が S23の 場合には 2、ノイズ量 DG2が S24の場合には 1を出力する。
[0131] このように、ノイズ閾値回路 27は、重み付け係数 DOl, D02として、ノイズ量 DG1 , DG2の閾値 1〜閾値 3との大小関係の状態に応じて、予め設定されている固定値 を出力するものである。また、ノイズ閾値回路 27は、重み付け係数選択信号 DPとし て、ノイズ量 DGl, DG2の状態が Sl l, S21の場合には、論理 1を出力し、それ以外 の場合には、論理 0を出力する。
[0132] なお、本発明の第 4実施例では、ノイズ量算出回路 24— 1, 24— 2とノイズ量比較 回路 25と重み付け係数算出回路 26とノイズ閾値回路 27と重み付け係数選択回路 2
8とで重み付け係数供給回路が構成されて 、る。
[0133] このように構成された本発明の第 4実施例においては、ノイズ量 DGl, DG2力 11
, S21の場合には、重み付け回路 22— 1, 22— 2には重み付け係数算出回路 26が 出力する重み付け係数 DEI, DE2が与えられるので、本発明の第 4実施例は本発 明の第 1実施例の場合と同様に動作し、本発明の第 1実施例の場合と同様の効果を 得ることができる。
[0134] これに対して、ノイズ量 DGl, DG2が Sl l, S21の場合以外の場合には、重み付 け回路 22— 1, 22— 2にはノイズ閾値回路 27が出力する重み付け係数 DOl, D02 が与えられる。
[0135] ここに、ノイズ量 DGl, DG2の閾値 1,閾値 2,閾値 3に対する状態が異なる場合に は、本発明の第 1実施例の場合のようにノイズ量 DGl, DG2のノイズ量比較結果 DH に応じた重み付け係数 DEI, DE2を重み付け回路 22—1, 22— 2に与えても、ノィ ズにより劣化した復調信号の合成量を効果的に減らすことはできないが、本発明の 第 4実施例にように、固定値力 なる重み付け係数 DO 1, D02を重み付け回路 22 - 1, 22— 2に与えるようにする場合には、固定値の取り方によって、ノイズにより劣 化した復調信号の合成量を効果的に減らすことができる。
[0136] 以上のように、本発明に係るダイバーシティ受信装置の第 4実施例によれば、ブラ ンチ 1, 2の OFDM復調信号 DC 1, DC2は、ノイズ量が多いブランチの復調信号ほ ど合成割合が小さくなるように合成されるので、ノイズにより劣化した復調信号の合成 量を減らし、 2系統のブランチを有するダイバーシティ受信装置の受信性能を高める ことができる。
[0137] ここで、本発明の第 4実施例では、前述した第 2実施例と同様に、 2個の 1段目合成 値算出回路と 1個の 2段目合成値算出回路を設けてなるダイバーシティ受信装置を 例にして説明したが、本発明は、 3個以上の 1段目合成値算出回路と 1個の 2段目合 成値算出回路を設けてなるダイバーシティ受信装置、或いは、 4個以上の 1段目合成 値算出回路と、これらの後段に 2階層以上力もなる後段合成値算出回路を設けてな るダイバーシティ受信装置を構成する場合にも適用することができる。
[0138] さらに、本発明の第 4実施例では、 2段目合成値算出回路 50, 90はノイズ量を考慮 して合成復調信号 DDI, DD2の合成を行う構成としたが、 2段目合成値算出回路に ついては、従来と同様の構成としても良い。この場合、 1段目合成値算出回路 30, 4 0, 70, 80のノイズ量比較回路 35, 45はノイズ量 DJ1, DJ2を出力する構成とする必 要はない。
実施例 5
[0139] 図 12は本発明に係るダイバーシティ受信装置の第 5実施例の要部を示すブロック 回路図である。本発明の第 5実施例は、 4系統のブランチ (ブランチ 1〜ブランチ 4)を 有する OFDM受信装置に使用するものであり、図 5に示す本発明の第 2実施例が備 える 1段目合成値算出回路 30, 40および 2段目合成値算出回路 50を改良してなる 1 段目合成値算出回路 70, 80および 2段目合成値算出回路 90を備えるものである。
[0140] 図 13は 1段目合成値算出回路 70の要部を示すブロック回路図である。 1段目合成 値算出回路 70では、ノイズ閾値回路 37と重み付け係数選択回路 38が設けられてい る。ノイズ閾値回路 37は、ブランチ 1, 2のノイズ量 DG1, DG2と閾値 1,閾値 2,閾値 3 (ただし、閾値 1く閾値 2く閾値 3)とを入力し、重み付け係数 DOl, D02と重み付 け係数選択信号 DPIを重み付け係数選択回路 38に対して出力するものであり、本 発明の第 4実施例が備えるノイズ閾値回路 27と同様の動作を行うものである。
[0141] 重み付け係数選択回路 38は、重み付け係数算出回路 36が出力する重み付け係 数 DEI, DE2またはノイズ閾値回路 37が出力する重み付け係数 DO 1, D02を選 択して重み付け回路 32—1, 32— 2に与えるものであり、重み付け係数選択信号 DP 1 =論理 1の場合には、重み付け係数 DEI, DE2を選択し、重み付け係数選択信号 DPI =論理 0の場合には、重み付け係数 DOl, D02を選択する。その他について は、図 6に示す 1段目合成値算出回路 30と同様に構成されている。
[0142] なお、 1段目合成値算出回路 70では、ノイズ量算出回路 34— 1, 34— 2とノイズ量 比較回路 35と重み付け係数算出回路 36とノイズ閾値回路 37と重み付け係数選択 回路 38とで重み付け係数供給回路が構成されている。
[0143] 図 14は 1段目合成値算出回路 80の要部を示すブロック回路図である。 1段目合成 値算出回路 80では、ノイズ閾値回路 47と重み付け係数選択回路 48が設けられてい る。ノイズ閾値回路 47は、ブランチ 3, 4のノイズ量 DG3, DG4と閾値 1,閾値 2,閾値 3とを入力し、重み付け係数 D03, D04と重み付け係数選択信号 DP2を重み付け 係数選択回路 48に対して出力するものであり、ノイズ量 DG3, DG4について、本発 明の第 1実施例が備えるノイズ閾値回路 27と同様の動作を行うものである。
[0144] 重み付け係数選択回路 48は、重み付け係数算出回路 46が出力する重み付け係 数 DE3, DE4またはノイズ閾値回路 47が出力する重み付け係数 D03, D04を選 択して重み付け回路 42— 3, 42— 4に与えるものであり、重み付け係数選択信号 DP 2 =論理 1の場合には、重み付け係数 DE3, DE4を選択し、重み付け係数選択信号 DP2=論理 0の場合には、重み付け係数 D03, D04を選択する。その他について は、図 7に示す 1段目合成値算出回路 40と同様に構成されている。
[0145] なお、 1段目合成値算出回路 80では、ノイズ量算出回路 44— 3, 44— 4とノイズ量 比較回路 45と重み付け係数算出回路 46とノイズ閾値回路 47と重み付け係数選択 回路 48とで重み付け係数供給回路が構成されて ヽる。
[0146] 図 15は 2段目合成値算出回路 90の要部を示すブロック回路図である。 2段目合成 値算出回路 90では、ノイズ閾値回路 57と重み付け係数選択回路 58が設けられてい る。ノイズ閾値回路 57は、 1段目合成値算出回路 70が出力するノイズ量 DJ1と 2段目 合成値算出回路 80が出力するノイズ量 DJ2と閾値 1,閾値 2,閾値 3とを入力し、重 み付け係数 DQ1, DQ2と重み付け係数選択信号 DRを重み付け係数選択回路 58 に対して出力するものであり、ノイズ量 DJ1, DJ2について、本発明の第 1実施例が備 えるノイズ閾値回路 27と同様の動作を行うものである。
[0147] 重み付け係数選択回路 58は、重み付け係数算出回路 56が出力する重み付け係 数 DK1, DK2またはノイズ閾値回路 57が出力する重み付け係数 DQ1, DQ2を選 択して重み付け回路 52—1, 52— 2に与えるものであり、重み付け係数選択信号 DR =論理 1の場合には、重み付け係数 DK1, DK2を選択し、重み付け係数選択信号 DR=論理 0の場合には、重み付け係数 DQ1, DQ2を選択する。その他については 、図 8に示す 2段目合成値算出回路 50と同様に構成されている。
[0148] なお、 2段目合成値算出回路 90では、ノイズ量比較回路 55と重み付け係数算出回 路 56とノイズ閾値回路 57と重み付け係数選択回路 58とで重み付け係数供給回路が 構成されている。
[0149] このように構成された本発明に係るダイバーシティ受信装置の第 5実施例によれば 、ブランチ 1〜4の OFDM復調信号 DC1〜DC4は、ノイズ量が多いブランチの復調 信号ほど合成割合が小さくなるように合成されるので、ノイズにより劣化した復調信号 の合成量を減らし、 2系統のブランチを有するダイバーシティ受信装置の受信性能を 高めることができる。
実施例 6
[0150] 図 16は本発明に係るダイバーシティ受信装置の第 6実施例の要部を示すブロック 回路図である。本発明の第 6実施例は、 4系統のブランチ (ブランチ 1〜ブランチ 4)を 有する OFDM受信装置に使用するものであり、図 9に示す本発明の第 3実施例を改 良するものである。
[0151] 本発明の第 6実施例では、ノイズ閾値回路 67と、重み付け係数選択回路 68が設け られている。ノイズ閾値回路 67は、閾値 1〜閾値 7 (ただし、閾値 1く閾値 2く閾値 3 <閾値 4く閾値 5く閾値 6く閾値 7)とブランチ 1〜4のノイズ量 DG1〜DG4を入力し て、重み付け係数 D01〜D04と重み付け係数選択信号 DPを重み付け係数選択回 路 68に対して出力するものである。
[0152] なお、閾値 1〜閾値 7としては、例えば、以下の（1)〜（7)の値から選択することが できる。（1)シングル方式での受信状態とした場合に、 CN比がシングル方式での受 信時に要求される所要値となる場合のノイズ量と同一値。 (2) 2個のブランチを用い たダイバーシティ方式での受信状態とした場合に、 CN比が 2個のブランチを用いた ダイバーシティ方式での受信時に要求される所要値となる場合のノイズ量と同一値。
[0153] (3) 3個のブランチを用いたダイバーシティ方式での受信状態とした場合に、 CN比 力 S3個のブランチを用いたダイバーシティ方式での受信時に要求される所要値となる 場合のノイズ量と同一値。（4) 4個のブランチを用いたダイバーシティ方式での受信 状態とした場合に、 CN比が 4個のブランチを用いたダイバーシティ方式での受信時 に要求される所要値となる場合のノイズ量と同一値。
[0154] (5) 4個のブランチを用いたダイバーシティ方式での受信状態とし、 CN比を 4個の ブランチを用いたダイバーシティ方式での受信時に要求される所要値とした場合に おいて、 1個のブランチのノイズ量を増やし、 CN比がシングル方式での受信時の所 要 CN比と同等になったときのノイズ量と同一値。
[0155] (6) 4個のブランチを用いたダイバーシティ方式での受信状態とし、 CN比を 4個の ブランチを用いたダイバーシティ方式での受信時に要求される所要値とした場合に おいて、 2個のブランチのノイズ量を同量増やし、 CN比がシングル方式での受信時 の所要 CN比と同等になったときのノイズ量と同一値。
[0156] (7) 4個のブランチを用いたダイバーシティ方式での受信状態とし、 CN比を 4個の ブランチを用いたダイバーシティ方式での受信時に要求される所要値とした場合に おいて、 3個のブランチのノイズ量を同量増やし、 CN比がシングル方式での受信時 の所要 CN比と同等になったときのノイズ量と同一値。
[0157] 重み付け係数選択回路 68は、重み付け係数算出回路 65が出力する重み付け係 数 DE1〜DE4またはノイズ閾値回路 67が出力する重み付け係数 D01〜D04を選 択して重み付け回路 62— 1〜62— 4に与えるものであり、重み付け係数選択信号 D P=論理 1の場合には、重み付け係数 DE1〜DE4を選択し、重み付け係数選択信 号 DP=論理 0の場合には、重み付け係数 D01〜D04を選択する。その他につい ては、図 9に示す本発明の第 3実施例と同様に構成されている。
[0158] 図 17はノイズ閾値回路 67の動作を説明するための図である。図 17中、 S11〜S18 は、ブランチ 1のノイズ量 DG 1の閾値 1〜閾値 7に対する大小関係の状態を示してお り、 S11はノイズ量 DG1く閾値 1の状態、 S12は閾値 1≤ノイズ量 DG1く閾値 2の状 態、 S 13は閾値 2≤ノイズ量 DG1く閾値 3の状態、 S14は閾値 3≤ノイズ量 DG1く 閾値 4の状態、 S15は閾値 4≤ノイズ量 DG1く閾値 5の状態、 S16は閾値 5≤ノイズ 量 DG1く閾値 6の状態、 S17は閾値 6≤ノイズ量 DG1く閾値 7の状態、 S18は閾値 7≤ノイズ量 DG 1の状態を示して 、る。
[0159] S21〜S28は、ブランチ 2のノイズ量 DG2の閾値 1〜閾値 7に対する大小関係の状 態を示しており、 S21はノイズ量 DG2く閾値 1の状態、 S22は閾値 1≤ノイズ量 DG2 く閾値 2の状態、 S23は閾値 2≤ノイズ量 DG2く閾値 3の状態、 S24は閾値 3≤ノィ ズ量 DG2<閾値 4の状態、 S25は閾値 4≤ノイズ量 DG2<閾値 5の状態、 S26は閾 値 5≤ノイズ量 DG2<閾値 6の状態、 S27は閾値 6≤ノイズ量 DG2<閾値 7の状態、 S28は閾値 7≤ノイズ量 DG2の状態を示している。
[0160] S31〜S38は、ブランチ 3のノイズ量 DG3の閾値 1〜閾値 7に対する大小関係の状 態を示しており、 S31はノイズ量 DG3く閾値 1の状態、 S32は閾値 1≤ノイズ量 DG3 く閾値 2の状態、 S33は閾値 2≤ノイズ量 DG3く閾値 3の状態、 S34は閾値 3≤ノィ ズ量 DG3<閾値 4の状態、 S35は閾値 4≤ノイズ量 DG3<閾値 5の状態、 S36は閾 値 5≤ノイズ量 DG3<閾値 6の状態、 S37は閾値 6≤ノイズ量 DG3<閾値 7の状態、 S38は閾値 7≤ノイズ量 DG3の状態を示している。
[0161] S41〜S48は、ブランチ 4のノイズ量 DG4の閾値 1〜閾値 7に対する大小関係の状 態を示しており、 S41はノイズ量 DG4く閾値 1の状態、 S42は閾値 1≤ノイズ量 DG4 <閾値 2の状態、 S43は閾値 2≤ノイズ量 DG4<閾値 3の状態、 S44は閾値 3≤ノィ ズ量 DG4<閾値 4の状態、 S45は閾値 4≤ノイズ量 DG4<閾値 5の状態、 S46は閾 値 5≤ノイズ量 DG4<閾値 6の状態、 S47は閾値 6≤ノイズ量 DG4<閾値 7の状態、 S48は閾値 7≤ノイズ量 DG4の状態を示している。
[0162] 本発明の第 6実施例では、ノイズ閾値回路 67は、重み付け係数 DOlとして、ノイズ 量 DG1が S11の場合には 8、ノイズ量 DG1が S12の場合には 7、ノイズ量 DG1が S1 3の場合には 6、ノイズ量 DG1が S14の場合には 5、ノイズ量 DG1が S15の場合には 4、ノイズ量 DG1が S16の場合には 3、ノイズ量 DG1が S17の場合には 2、ノイズ量 D G1が S18の場合には 1を出力する。
[0163] また、重み付け係数 D02として、ノイズ量 DG2が S21の場合には 8、ノイズ量 DG2 力 22の場合には 7、ノイズ量 DG2が S23の場合には 6、ノイズ量 DG2が S24の場 合には 5、ノイズ量 DG2が S25の場合には 4、ノイズ量 DG2が S26の場合には 3、ノィ ズ量 DG2が S27の場合には 2、ノイズ量 DG2が S28の場合には 1を出力する。
[0164] また、重み付け係数 D03として、ノイズ量 DG3が S31の場合には 8、ノイズ量 DG3 力 32の場合には 7、ノイズ量 DG3が S33の場合には 6、ノイズ量 DG3が S34の場 合には 5、ノイズ量 DG3が S35の場合には 4、ノイズ量 DG3が S36の場合には 3、ノィ ズ量 DG3が S37の場合には 2、ノイズ量 DG3が S38の場合には 1を出力する。
[0165] また、重み付け係数 D04として、ノイズ量 DG4が S41の場合には 8、ノイズ量 DG4 力 42の場合には 7、ノイズ量 DG4が S43の場合には 6、ノイズ量 DG4が S44の場 合には 5、ノイズ量 DG4が S45の場合には 4、ノイズ量 DG4が S46の場合には 3、ノィ ズ量 DG4が S47の場合には 2、ノイズ量 DG4が S48の場合には 1を出力する。
[0166] このように、ノイズ閾値回路 67は、重み付け係数 D01〜D04として、ノイズ量 DG1 〜DG4の閾値 1〜閾値 7との大小関係の状態に応じて、予め設定されている固定値 を出力するものである。また、ノイズ閾値回路 67は、重み付け係数選択信号 DPとし て、ノイズ量 DG1, DG2, DG3, DG4の状態力 ^Sl l, S21, S31, S41の場合に ίま 、論理 1を出力し、それ以外の場合には、論理 0を出力する。
[0167] なお、本発明の第 6実施例では、ノイズ量算出回路 64— 1〜64— 4とノイズ量比較 回路 65と重み付け係数算出回路 66とノイズ閾値回路 67と重み付け係数選択回路 6 8とで重み付け係数供給回路が構成されて 、る。
[0168] このように構成された本発明の第 6実施例においては、ノイズ量 DG1, DG2, DG3 , DG4力 ^Sl l, S21, S31, S41の場合には、重み付け回路 62— 1, 62— 2, 62— 3 , 62— 4には重み付け係数算出回路 66が出力する重み付け係数 DEI, DE2, DE 3, DE4が与えられるので、本発明の第 6実施例は本発明の第 3実施例の場合と同 様に動作し、本発明の第 3実施例の場合と同様の効果を得ることができる。
[0169] これに対して、ノイズ量 DG1, DG2, DG3, DG4力 ^Sl l, S21, S31, S41の場合 以外の場合には、重み付け回路 62— 1, 62- 2, 62- 3, 62— 4にはノイズ閾値回 路 67が出力する重み付け係数 DO 1, D02, D03, D04が与えられる。
[0170] ここに、ノイズ量 DG1〜DG4の閾値 1〜閾値 7に対する状態が異なる場合には、本 発明の第 1実施例の場合のようにノイズ量 DG 1〜DG4のノイズ量比較結果 DHに応 じた重み付け係数 DE1〜DE4を重み付け回路 62— 1〜62—4に与えても、ノイズに より劣化した復調信号の合成量を効果的に減らすことはできないが、固定値力もなる 重み付け係数001〜004を重み付け回路62—1〜62—4に与ぇるょぅにする場合 には、固定値の取り方によって、ノイズにより劣化した復調信号の合成量を効果的に 減らすことができる。 [0171] 以上のように、本発明に係るダイバーシティ受信装置の第 6実施例によれば、ブラ ンチ 1〜4の OFDM復調信号 DC 1〜DC4は、ノイズ量が多!、ブランチの復調信号 ほど合成割合が小さくなるように合成されるので、ノイズにより劣化した復調信号の合 成量を減らし、 4系統のブランチを有するダイバーシティ受信装置の受信性能を高め ることがでさる。
実施例 7
[0172] 図 18は本発明に係るダイバーシティ受信装置の第 7実施例の要部を示すブロック 回路図であり、ダイバーシティ合成回路の例を説明するためのものである。
[0173] 図 18に示されるように、本第 7実施例は、 OFDM変調された信号を受信して復調 する 2ブランチダイバーシティ OFDM受信装置において、ブランチ 1の伝送路推定 信号 D31を元に、電力算出回路 A1でブランチ 1の OFDM信号電力値 D32を求め、 さらに、ブランチ 2の伝送路推定信号 D33を元に、伝送路推定信号を元に電力算出 回路 A2でブランチ 2の OFDM信号電力値 D34を求める。
[0174] 各ブランチのノイズ算出器 (ノイズ量算出回路) A3および A4で算出されたノイズ量 D35および D36は、ノイズ比較器 A5,割合算出回路 A6およびノイズ閾値回路 A7に 入力される。割合算出回路 A6で算出される各ブランチの合成量の割合 D37および D38、ノイズ閾値回路 A7で算出された各ブランチのノイズレベル D39、並びに、合 成量の割合を示す信号 D40および D41は、合成量選択回路 A8に入力され、ノイズ レベル D39により選択されて各ブランチの伝送路推定信号を元に算出された値 D32 および D34に乗算され、 OFDM信号電力値 D42および D45が算出される。
[0175] さらに、ブランチ 1の復調データ D44および合成割合が乗算された OFDM信号電 力値 D42、並びに、ブランチ 2の復調データ D45および合成割合が乗算された OF DM信号電力値 D43は、合成値算出回路 A9に入力され、この合成値算出回路 A9 で算出された合成信号 D45がノイズの影響を軽減した合成信号となる。
実施例 8
[0176] 図 19は本発明に係るダイバーシティ受信装置の第 8実施例の要部を示すブロック 回路図であり、選択ダイバーシティ回路の例を説明するためのものである。
[0177] 図 19に示されるように、本第 8実施例は、 OFDM変調された信号を受信して復調 する 2ブランチダイバーシティ OFDM受信装置において、ブランチ 1の伝送路推定 信号 D51を元に、電力算出回路 A1でブランチ 1の OFDM信号電力値 D52を求め、 さらに、ブランチ 2の伝送路推定信号 D53を元に、伝送路推定信号を元に電力算出 回路 A2でブランチ 2の OFDM信号電力値 D54を求める。
[0178] また、デマッピング回路 A30および A40により、軟判定ビット値 (軟判定ビット） D55 および D56を決定する。さらに、重み付け量決定回路 A50には、予め軟判定ビット値 に対応したテーブルが設けられ、各ブランチの軟判定ビット値 D55および D56により 、重み付け量 D57および D58が決定される。
[0179] 乗算器 A70および A80は、電力算出回路 A1および A2で求めた OFDM信号電力 値データ D52および D54と算出された各ブランチの重み付け量 D57および D58と の乗算を行う。ブランチ 1の復調データ D61,合成割合が乗算された OFDM信号電 力値 D59,ブランチ 2の復調データ D62および合成割合を乗算された OFDM信号 電力値 D60は、合成値算出回路 A9に入力され、ノイズの影響が軽減された合成信 号 D63が算出される。
[0180] 以上述べたように、本発明によれば、地上波ディジタル放送や無線 LAN等で、 OF DM装置での受信性能向上を行うことができる。また、ダイバーシティ技術において、 ノイズ混入時に信号の合成量を制御することにより、従来から行われて ヽるノイズが 混入されている合成結果と比較して、性能を大幅に向上させることができる。
[0181] 図 20は図 19に示すダイバーシティ受信装置の第 8実施例の変形例を説明するた めの図であり、選択ダイバーシティ回路の他の例を説明するためのものである。
[0182] 図 20と上述した図 19との比較から明らかなように、本第 8実施例の変形例は、第 8 実施例における合成値算出回路 A9の代わりに、ブランチ 1の復調データ D61およ びブランチ 2の復調データ D62が入力された選択回路 A90を設け、合成割合が乗 算された OFDM信号電力値 D59および D60の大小を比較回路 A91で判定し、 OF DM信号電力値が大きい方のブランチの復調データを選択して出力するようになつ ている。
[0183] 図 21,図 22および図 23は図 19に示すダイバーシティ受信装置の第 8実施例にお けるデマッピング処理を説明するための図である。ここで、図 21は、 QPSK (四位相 偏移変調： Quadrature Phase-Shift Keying)コンスタレーシヨンの例を示し、図 22は、 通常のデマッピング処理を説明するためのものであり、そして、図 23は、前述した第 8 実施例に適用するデマッピング処理を説明するためのものである。なお、図 22およ び図は、 I軸 3ビット軟判定の例を示して 、る。
[0184] なお、 QPSKとは、ディジタル信号をアナログ信号に変換する変調方式の 1つであ り、変換された後の波における 4つの異なる位相にそれぞれ 1つの値を割り当てること により 1回変調で 4値（2ビット）のデータを送受信することができ、例えば、ディジタル 衛星放送やケーブルモデム等に使用される変調方式である。
[0185] 図 21に示されるように、本第 8実施例において、分散とは、コンスタレーシヨン上で の受信信号 (受信データの位置 DP)と理想点 IPとの間の距離 DISであり、分散 (DIS )をノイズ量（キャリアのノイズ量）とする。なお、この分散は、 CN比（Carrier to Noise Ratio)とほぼ等価である。また、上記の分散を一定期間積分したものをノイズ量 (任意 の単位時間のノイズ量）とすることも可能である。
[0186] 図 22に示されるように、通常のデマッピング処理は、入力されたデータ（例えば、 1 0ビット、 12ビット等）力 どの位置に現れたかを数ビット（図 22では 3ビット）の軟判定 ビットに置き換える。ここで、図 22において、受信データ（DP)の I軸デマッピング数値 は、『101』として表す。なお、各範囲の閾値は、予め設定しておく。
[0187] 図 23に示されるように、前述した第 8実施例に適用するデマッピング処理は、デマ ッビングを擬似的にノイズ量とするため、図 22を参照して説明した通常のデマツピン グとは、各範囲に割り当てる値を変え、硬判定ビット以外の数値をノイズとして扱うよう になっている。ここで、硬判定とは、例えば、 3ビット軟判定を例にあげると、この時の 数値が『101』だった場合、最上位ビット『1』が硬判定ビットとなり、残りの『01』が軟判 定ビットとなる。
[0188] 図 24,図 25Aおよび図 25Bは本発明のダイバーシティ受信装置における同期変 調部の OFDMセグメント構成の例を示す図である。
[0189] 図 24は、同期変調（QPSK, 16QAM (Quadrature Amplitude Modulation) , 64Q AMのキャリア変調方式）部の OFDMセグメント（Model)を示している。なお、図 24 において、 Sijは、インターリーブ後のデータセグメント内のキャリアシンボルを表し、ま た、 SP (Scattered Pilot:パイロット信号）は、キャリア方向において 12キャリアに 1回、 シンボル方向にぉ 、て 4シンボルに 1回の間隔で揷入される。
[0190] なお、図 24にお！/、て、 TMCC (Transmission and Multiplexing Configuration Contr ol)は、制御情報を伝送するために挿入されるものであり、また、 AC (Auxiliary Chann el)は、付加情報を伝送するための信号で、 AC1は全てのセグメントに同一数挿入さ れる。
[0191] 図 25Aは、 13セグメントの全てが A階層の場合を示し、図 25Bは、 13セグメントが 3 つの階層 A,階層 Bおよび階層 Cで構成される場合を示している。
[0192] すなわち、階層とは、例えば、 ISDB-T (Terrestrial Integrated Services Digital Br oadcasting:日本のディジタルテレビジョン方式）で規定されているものであり、伝送路 符号化は、 OFDMセグメント単位（例えば、ディジタルテレビジョン放送は、 13個の O FDMセグメント単位、また、ディジタル音声放送は、 1または 3の OFDMセグメント単 位）に行われる。これにより、 1つのテレビジョンチャネルの中で一部を固定受信サー ビスとし、残りを移動体受信サービス向けとすることができる。このような伝送を階層伝 送という。各階層は、 1または複数の OFDMセグメントにより構成され、階層毎に変調 方式、符号化率、および、インターリーブ長等のパラメータを設定することができ、最 大 3までの階層数を設けることができる。
[0193] 図 25Bは、 13セグメントを、 A階層、 B階層および C階層の 3つの階層で構成した例 を示している。
[0194] なお、図 24,図 25Aおよび図 25Bは本発明を適用し得る OFDMセグメント構成の 例を示すだけのものであり、本発明は、他の様々なセグメント構成に対して幅広く適 用することができるのはいうまでもない。
産業上の利用可能性
[0195] 上述した各実施例の説明では、ブランチが 2個の場合、或いは、 4個の場合を例に して説明したが、本発明は、ブランチが 3個や 5個以上の場合にも適用することができ る。
[0196] また、上記各実施例においては、本発明を OFDM受信装置に使用する場合を例 にして説明したが、本発明は、 OFDM信号以外の無線信号であっても、伝送路推定 信号を含む無線信号を受信するダイバーシティ受信装置に広く適用することができる

Claims

請求の範囲
[1] 複数のブランチのダイバーシティ信号を受信するダイバーシティ受信装置であって 前記ブランチ毎にノイズ量を算出する複数のノイズ量算出回路と、
該各ノイズ量算出回路で算出されたノイズ量の大小を比較し、ノイズ量が大きいブ ランチのパワーをノイズ量に応じて、ダイバーシティ合成比を変えるダイバーシティ合 成回路と、を備えることを特徴とするダイバーシティ受信装置。
[2] 請求項 1に記載のダイバーシティ受信装置にお 、て、前記ノイズ量算出回路は、デ ータキャリア信号をデマッピングした値およびデマッピング基準値の分散積分値から 前記ノイズ量を算出することを特徴とするダイバーシティ受信装置。
[3] 請求項 1に記載のダイバーシティ受信装置にお 、て、前記ノイズ量算出回路は、パ ィロット信号の分散積分値力 前記ノイズ量を算出することを特徴とするダイバーシテ ィ受信装置。
[4] 請求項 1に記載のダイバーシティ受信装置にお 、て、前記ノイズ量算出回路は、 A C, TMCC信号の分散積分値力 前記ノイズ量を算出することを特徴とするダイバー シティ受信装置。
[5] 請求項 1に記載のダイバーシティ受信装置にお 、て、複数のノイズの閾値を設け、 該複数のノイズの閾値により新たにノイズレベルを与えるようにしたことを特徴とする ダイバーシティ受信装置。
[6] 請求項 5に記載のダイバーシティ受信装置において、前記各ブランチのノイズレべ ルにより、それぞれ固定合成比を用いて前記ダイバーシティ合成比を変えるようにし たことを特徴とするダイバーシティ受信装置。
[7] 請求項 5に記載のダイバーシティ受信装置において、前記閾値は、階層分に対応 して設定されることを特徴とするダイバーシティ受信装置。
[8] 複数のブランチのダイバーシティ信号を受信するダイバーシティ受信装置であって ランチのパワーをノイズ量に応じて、前記各ブランチの選択および重み付け量を制御 する選択ダイバーシティ回路と、を備えることを特徴とするダイバーシティ受信装置。
[9] 請求項 8に記載のダイバーシティ受信装置にお 、て、前記ノイズ量算出回路は、デ ータキャリア信号をデマッピングした値およびデマッピング基準値の分散積分値から 前記ノイズ量を算出することを特徴とするダイバーシティ受信装置。
[10] 請求項 8に記載のダイバーシティ受信装置において、前記パイロット信号は SP信 号であることを特徴とするダイバーシティ受信装置。
[11] 請求項 8に記載のダイバーシティ受信装置において、前記ノイズ量算出回路は、 A C, TMCC信号の分散積分値力 前記ノイズ量を算出することを特徴とするダイバー シティ受信装置。
[12] 請求項 8に記載のダイバーシティ受信装置において、複数のノイズの閾値を設け、 該複数のノイズの閾値により新たにノイズレベルを与えるようにしたことを特徴とする ダイバーシティ受信装置。
[13] 請求項 12に記載のダイバーシティ受信装置において、前記閾値は、階層分に対 応して設定されることを特徴とするダイバーシティ受信装置。
[14] ダイバーシティ信号を受信するダイバーシティ受信装置であって、
合成前に予めデマッピングを行って軟判定ビットを算出するデマッピング回路と、 前記軟判定ビットをノイズ量とし、各ブランチのノイズ量の大小を比較し、ノイズ量が 大き 、ブランチのパワーをノイズ量に応じて、ダイバーシティ合成比を変えるダイバー シティ合成回路と、を備えることを特徴とするダイバーシティ受信装置。
[15] 請求項 14に記載のダイバーシティ受信装置において、前記軟判定ビットを決定す る閾値以外の閾値を設け、前記ノイズ量を決定することを特徴とするダイバーシティ 受信装置。
[16] 請求項 15に記載のダイバーシティ受信装置において、前記閾値は、階層分に対 応して設定されることを特徴とするダイバーシティ受信装置。
[17] ダイバーシティ信号を受信するダイバーシティ受信装置であって、
合成前に予めデマッピングを行って軟判定ビットを算出するデマッピング回路と、 前記軟判定ビットをノイズ量とし、各ブランチのノイズ量の大小を比較し、ノイズ量が 大き 、ブランチのパワーをノイズ量に応じて、前記ブランチの選択および重み付け量 を制御する選択ダイバーシティ回路と、を備えることを特徴とするダイバーシティ受信 装置。
[18] 請求項 17に記載のダイバーシティ受信装置において、前記軟判定ビットを決定す る閾値以外の閾値を設け、前記ノイズ量を決定することを特徴とするダイバーシティ 受信装置。
[19] 請求項 18に記載のダイバーシティ受信装置において、前記閾値は、階層分に対 応して設定されることを特徴とするダイバーシティ受信装置。
[20] 複数のブランチの復調信号を合成するダイバーシティ受信装置であって、
ノイズ量が多!、ブランチの復調信号ほど合成割合力 、さくなるように前記複数のブ ランチの復調信号を合成することを特徴とするダイバーシティ受信装置。
[21] 請求項 20に記載のダイバーシティ受信装置において、さらに、
前記複数のブランチの信号電力値を算出する複数の電力算出回路と、 前記複数の電力算出回路が出力する複数の信号電力値に重み付けを行う複数の 重み付け回路と、
ノイズ量が多!、ブランチの復調信号ほど合成割合力 、さくなるように前記複数の重 み付け回路に複数の重み付け係数を供給する重み付け係数供給回路と、
前記複数のブランチの復調信号と前記複数の重み付け回路が出力する複数の重 み付け済み信号電力値を入力して最大比合成法により前記複数のブランチの復調 信号を合成する合成値算出回路と、を備えることを特徴とするダイバーシティ受信装 置。
[22] 請求項 21に記載のダイバーシティ受信装置にお 、て、前記重み付け係数供給回 路は、
前記複数のブランチのノイズ量を算出する複数のノイズ量算出回路と、 前記複数のノイズ量算出回路が出力するノイズ量を比較するノイズ量比較回路と、 前記複数のノイズ量算出回路が出力するノイズ量と前記ノイズ量比較回路が出力 するノイズ量比較結果から、前記複数の重み付け係数を算出する重み付け係数算 出回路と、を備えることを特徴とするダイバーシティ受信装置。
[23] 請求項 22に記載のダイバーシティ受信装置において、前記ノイズ量算出回路は、 データキャリア信号をデマッピングした値のデマッピング基準値との比較分散積分値 、または、伝送路推定信号の分散積分値、または、 AC, TMCC信号の分散積分値 から、ノイズ量を算出することを特徴とするダイバーシティ受信装置。
[24] 請求項 21に記載のダイバーシティ受信装置にお 、て、前記重み付け係数供給回 路は、
前記複数のブランチのノイズ量を算出する複数のノイズ量算出回路と、 前記複数のノイズ量算出回路が出力するノイズ量を比較するノイズ量比較回路と、 前記複数のノイズ量算出回路が出力するノイズ量と前記ノイズ量比較回路が出力 するノイズ量比較結果から、第 1の複数の被選択重み付け係数を算出する重み付け 係数算出回路と、
前記複数のノイズ量算出回路が出力するノイズ量と 1以上の閾値との大小関係に 基づ 、て、第 2の複数の被選択重み付け係数を出力するノイズ閾値回路と、 前記ノイズ閾値回路に制御され、前記第 1の複数の被選択重み付け係数または前 記第 2の複数の被選択重み付け係数を前記複数の重み付け係数として選択する選 択回路と、を備えることを特徴とするダイバーシティ受信装置。
[25] 請求項 24に記載のダイバーシティ受信装置において、前記ノイズ量算出回路は、 データキャリア信号をデマッピングした値のデマッピング基準値との比較分散積分値 、または、伝送路推定信号の分散積分値、または、 AC, TMCC信号の分散積分値 から、ノイズ量を算出することを特徴とするダイバーシティ受信装置。
[26] 請求項 20に記載のダイバーシティ受信装置において、さらに、
複数の前段合成値算出回路と、
前記複数の前段合成値算出回路の後段に後段合成値算出回路を有し、 前記複数の前段合成値算出回路は、
前記複数のブランチの一部の複数のブランチの信号電力値を算出する複数の電 力算出回路と、
前記複数の電力算出回路が出力する複数の信号電力値に重み付けを行う複数 の重み付け回路と、 ノイズ量が多!、ブランチの復調信号ほど合成割合力 、さくなるように前記複数の 重み付け回路に複数の重み付け係数を供給する重み付け係数供給回路と、
前記複数のブランチの復調信号と前記複数の重み付け回路が出力する複数の 重み付け済み信号電力値を入力して最大比合成法により前記複数のブランチの一 部の複数のブランチの復調信号を合成すると共に、合成電力値を算出する合成値 算出回路と、を備え、
前記後段合成値算出回路は、前記複数の前段合成値算出回路が出力する複数の 合成復調信号を 1段構成または複数段構成で合成することを特徴とするダイバーシ ティ受信装置。
[27] 請求項 26に記載のダイバーシティ受信装置において、前記重み付け係数供給回 路は、
前記複数のブランチの一部の複数のブランチのノイズ量を算出する複数のノイズ量 算出回路と、
前記複数のノイズ量算出回路が出力するノイズ量を比較するノイズ量比較回路と、 前記複数のノイズ量算出回路が出力するノイズ量と前記ノイズ量比較回路が出力 するノイズ量比較結果から、前記複数の重み付け係数を算出する重み付け係数算 出回路と、を備えることを特徴とするダイバーシティ受信装置。
[28] 請求項 27に記載のダイバーシティ受信装置にお 、て、
前記複数の前段合成値算出回路は、それぞれ、前記複数のノイズ量算出回路が 出力するノイズ量のうち、最も少ないノイズ量を前記後段合成値算出回路に与える構 成とされ、
前記後段合成値算出回路は、
前記複数の前段合成値算出回路が出力する複数の合成電力値に重み付けを行 う複数の重み付け回路と、
前記後段合成値算出回路に与えるノイズ量が多い前段合成値算出回路が出力 する合成復調信号ほど合成割合が小さくなるように前記複数の重み付け回路に複数 の重み付け係数を供給する重み付け係数供給回路と、
前記複数の前段合成値算出回路が出力する複数の合成復調信号と前記後段合 成値算出回路の複数の重み付け回路が出力する複数の重み付け済み合成電力値 を入力して最大比合成法により前記複数の前段合成値算出回路が出力する合成復 調信号を合成する合成値算出回路と、を備えることを特徴とするダイバーシティ受信 装置。
[29] 請求項 28に記載のダイバーシティ受信装置において、前記後段合成値算出回路 の重み付け係数供給回路は、
前記複数の前段合成値算出回路から与えられるノイズ量を比較するノイズ量比較 回路と、
前記複数の前段合成値算出回路から与えられるノイズ量と前記後段合成値算出回 路のノイズ量比較回路が出力するノイズ量比較結果から、第 1の複数の被選択重み 付け係数を算出する重み付け係数算出回路と、
前記複数の前段合成値算出回路から与えられるノイズ量と前記後段合成値算出回 路のノイズ量比較回路が出力するノイズ量比較結果から、前記後段合成値算出回路 の前記複数の重み付け回路に供給する前記複数の重み付け係数を算出する重み 付け係数算出回路と、を備えることを特徴とするダイバーシティ受信装置。
[30] 請求項 28に記載のダイバーシティ受信装置において、前記後段合成値算出回路 の重み付け係数供給回路は、
前記複数の前段合成値算出回路から与えられるノイズ量を比較するノイズ量比較 回路と、
前記複数の前段合成値算出回路から与えられるノイズ量と前記後段合成値算出回 路のノイズ量比較回路が出力するノイズ量比較結果から、第 1の複数の被選択重み 付け係数を算出する重み付け係数算出回路と、
前記複数の前段合成値算出回路力も与えられるノイズ量と 1以上の閾値を入力し、 前記複数の前段合成値算出回路力 与えられるノイズ量と前記 1以上の閾値との大 小関係に基づいて、第 2の複数の被選択重み付け係数を算出するノイズ閾値回路と 前記ノイズ閾値回路に制御され、前記第 1の複数の被選択重み付け係数または前 記第 2の複数の被選択重み付け係数を前記重み付け係数として選択する選択回路 と、を備えることを特徴とするダイバーシティ受信装置。
[31] 請求項 27に記載のダイバーシティ受信装置において、前記ノイズ量算出回路は、 データキャリア信号をデマッピングした値のデマッピング基準値との比較分散積分値 、または、伝送路推定信号の分散積分値、または、 AC, TMCC信号の分散積分値 から、ノイズ量を算出することを特徴とするダイバーシティ受信装置。
[32] 請求項 26に記載のダイバーシティ受信装置において、前記重み付け係数供給回 路は、
前記複数のブランチの一部の複数のブランチのノイズ量を算出する複数のノイズ量 算出回路と、
前記複数のノイズ量算出回路が出力するノイズ量を比較するノイズ量比較回路と、 前記複数のノイズ量算出回路が出力するノイズ量と前記ノイズ量比較回路が出力す るノイズ量比較結果から、第 1の複数の被選択重み付け係数を算出する重み付け係 数算出回路と、
前記複数のノイズ量算出回路が出力するノイズ量と 1以上の閾値との大小関係に 基づいて、第 2の複数の被選択重み付け係数を算出するノイズ閾値回路と、 前記ノイズ閾値回路に制御され、前記第 1の複数の被選択重み付け係数または前 記第 2の複数の被選択重み付け係数を前記重み付け係数として選択する選択回路 と、を備えることを特徴とするダイバーシティ受信装置。
[33] 請求項 32に記載のダイバーシティ受信装置において、
前記複数の前段合成値算出回路は、それぞれ、前記複数のノイズ量算出回路が 出力するノイズ量のうち、最も少ないノイズ量を前記後段合成値算出回路に与える構 成とされ、
前記後段合成値算出回路は、
前記複数の前段合成値算出回路が出力する複数の合成電力値に重み付けを行 う複数の重み付け回路と、
前記後段合成値算出回路に与えるノイズ量が多い前段合成値算出回路が出力 する合成復調信号ほど合成割合が小さくなるように前記複数の重み付け回路に複数 の重み付け係数を供給する重み付け係数供給回路と、 前記複数の前段合成値算出回路が出力する複数の合成復調信号と前記後段合 成値算出回路の複数の重み付け回路が出力する複数の重み付け済み合成電力値 を入力して最大比合成法により前記複数の前段合成値算出回路が出力する合成復 調信号を合成する合成値算出回路と、を備えることを特徴とするダイバーシティ受信 装置。
[34] 請求項 33に記載のダイバーシティ受信装置において、前記後段合成値算出回路 の重み付け係数供給回路は、
前記複数の前段合成値算出回路から与えられるノイズ量を比較するノイズ量比較 回路と、
前記複数の前段合成値算出回路から与えられるノイズ量と前記後段合成値算出回 路のノイズ量比較回路が出力するノイズ量比較結果から、第 1の複数の被選択重み 付け係数を算出する重み付け係数算出回路と、
前記複数の前段合成値算出回路から与えられるノイズ量と前記後段合成値算出回 路のノイズ量比較回路が出力するノイズ量比較結果から、前記後段合成値算出回路 の前記複数の重み付け回路に供給する前記複数の重み付け係数を算出する重み 付け係数算出回路と、を備えることを特徴とするダイバーシティ受信装置。
[35] 請求項 33に記載のダイバーシティ受信装置において、前記後段合成値算出回路 の重み付け係数供給回路は、
前記複数の前段合成値算出回路から与えられるノイズ量を比較するノイズ量比較 回路と、
前記複数の前段合成値算出回路から与えられるノイズ量と前記後段合成値算出回 路のノイズ量比較回路が出力するノイズ量比較結果から、第 1の複数の被選択重み 付け係数を算出する重み付け係数算出回路と、
前記複数の前段合成値算出回路力も与えられるノイズ量と 1以上の閾値を入力し、 前記複数の前段合成値算出回路力 与えられるノイズ量と前記 1以上の閾値との大 小関係に基づいて、第 2の複数の被選択重み付け係数を算出するノイズ閾値回路と 前記ノイズ閾値回路に制御され、前記第 1の複数の被選択重み付け係数または前 記第 2の複数の被選択重み付け係数を前記重み付け係数として選択する選択回路 と、を備えることを特徴とするダイバーシティ受信装置。
請求項 32に記載のダイバーシティ受信装置において、前記ノイズ量算出回路は、 データキャリア信号をデマッピングした値のデマッピング基準値との比較分散積分値 、または、伝送路推定信号の分散積分値、または、 AC, TMCC信号の分散積分値 から、ノイズ量を算出することを特徴とするダイバーシティ受信装置。
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2012244296A (ja) * 2011-05-17 2012-12-10 Nippon Hoso Kyokai <Nhk> Ｏｆｄｍ信号受信装置
JP2013207754A (ja) * 2012-03-29 2013-10-07 Nippon Hoso Kyokai <Nhk> 受信装置及びプログラム

Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8724754B2 (en) 2012-08-29 2014-05-13 Motorola Mobility Llc Noise power thresholding and balancing for long term evolution (LTE) symbol detection
CN112865892B (zh) * 2021-01-19 2023-05-16 中国科学院国家空间科学中心 基于信噪比排序的自适应广义选择分集合并方法和系统

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH11196141A (ja) * 1997-12-26 1999-07-21 Jisedai Digital Television Hoso System Kenkyusho Ｐｓｋの軟判定方法及び受信装置
JP2002026866A (ja) * 2000-07-11 2002-01-25 Sony Corp 復調装置及び復調方法
JP2004112216A (ja) * 2002-09-17 2004-04-08 Alps Electric Co Ltd Ｏｆｄｍ受信装置
JP2004135120A (ja) * 2002-10-11 2004-04-30 Matsushita Electric Ind Co Ltd ダイバーシティ受信装置及びダイバーシティ受信方法

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH11196141A (ja) * 1997-12-26 1999-07-21 Jisedai Digital Television Hoso System Kenkyusho Ｐｓｋの軟判定方法及び受信装置
JP2002026866A (ja) * 2000-07-11 2002-01-25 Sony Corp 復調装置及び復調方法
JP2004112216A (ja) * 2002-09-17 2004-04-08 Alps Electric Co Ltd Ｏｆｄｍ受信装置
JP2004135120A (ja) * 2002-10-11 2004-04-30 Matsushita Electric Ind Co Ltd ダイバーシティ受信装置及びダイバーシティ受信方法

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2012244296A (ja) * 2011-05-17 2012-12-10 Nippon Hoso Kyokai <Nhk> Ｏｆｄｍ信号受信装置
JP2013207754A (ja) * 2012-03-29 2013-10-07 Nippon Hoso Kyokai <Nhk> 受信装置及びプログラム

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