JP2013207754A - 受信装置及びプログラム - Google Patents

Abstract

【課題】受信したＯＦＤＭ信号の雑音推定を精度良く算出し、ＢＥＲ特性を改善する。
【解決手段】受信装置１は、受信したＯＦＤＭ信号を直交復調処理及びフーリエ変換処理して複素ベースバンド信号を生成する入力処理部１２と、複素ベースバンド信号に含まれる既知のパイロット信号を抽出し、該抽出したパイロット信号を用いて各キャリアの伝送路応答を算出する伝送路応答算出部１３と、伝送路応答を用いて複素ベースバンド信号から送信信号の推定値を生成するＭＩＭＯ検出部１４と、ヌルパイロット信号の推定値を用いてＯＦＤＭ雑音分散を算出する雑音分散算出部１６と、雑音分散及び送信信号の推定値を用いて送信された各ビットの尤度比を算出する尤度比算出部１８と、尤度比を用いて送信されたビットの推定値を復号する誤り訂正復号部２０とを備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、ヌルパイロット信号が挿入されたＯＦＤＭ信号を伝送するＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）システムにおける、受信装置及びプログラムに関するものである。

日本の地上デジタル放送方式であるＩＳＤＢ−Ｔ（Integrated Services Digital Broadcasting - Terrestrial）は、固定受信機向けにハイビジョン放送（又は複数標準画質放送）を実現している。次世代の地上デジタル放送方式では、従来のハイビジョンに変わり、３Ｄハイビジョン放送やハイビジョンの１６倍の解像度を持つスーパーハイビジョンなど、さらに情報量の多いサービスを提供することが求められている。

そこで、無線によるデータ伝送容量を拡大するための手法として、複数の送受信アンテナを用いてＭＩＭＯ伝送を行うＭＩＭＯシステムが提案されている。ＭＩＭＯシステムでは、空間分割多重（ＳＤＭ：Space Division Multiplexing）や、時空間符号（ＳＴＣ：Space Time Codes）が行われる。ＳＤＭの実現例としては、水平偏波及び垂直偏波の両偏波を同時に用いる偏波ＭＩＭＯ方式などが提案されている。

また、デジタル伝送の誤り訂正能力を向上させるための手法として、ターボ符号やＬＤＰＣ（Low Density Parity Check）符号が提案されている。これらの符号の復号処理は、対数尤度比（ＬＬＲ：Log Likelihood Ratio)と呼ばれるパラメータを用いて、各ビットが０又は１である確率推定を基本原理としている。対数尤度比は受信信号の信号点とマッピング上の候補点とのユークリッド距離、及び各キャリアシンボルの雑音分散の推定値から算出される。誤り訂正能力を向上させるためには、復号過程において対数尤度比をできるだけ正確に求める必要があるが、そのためには、対数尤度比の算出に用いられる雑音分散をできるだけ正確に推定することが重要となる。雑音分散は、受信した信号の信号点と理想信号点のユークリッド距離の２乗から推定できることが知られている（例えば、特許文献１参照）。

特開２００８−３５４４２号公報

雑音分散は、本来あるべきＩＱ座標上の理想信号点と実際に観測した受信信号の信号点とのずれを意味し、変調誤差比（ＭＥＲ：Modulation Error Ratio）を求めて逆数を取ることで得られる。これは、帯域内平均電力を１とする正規化係数を乗じているためである。データ信号のＭＥＲは、キャリアシンボルの雑音が大きい場合に本来あるべきシンボル点を誤って定めてしまう可能性があるが、ＢＰＳＫ変調された信号は他の変調方式で変調された信号よりも誤る可能性が低い。そのため、一般的に、ＡＣ（Auxiliary Channel）信号、ＴＭＣＣ（Transmission and Multiplexing Configuration Control）信号といったＢＰＳＫ変調された信号を用いて雑音分散を算出する。

しかし、ＡＣ、ＴＭＣＣ信号の変調内容（送信側で決定される信号点）は受信側で未知であるため、雑音分散を精度よく求めるのは困難であった。また、雑音分散はガウス分布に従うため、雑音分散を推定するためにはなるべくサンプル数を多く取ることが望ましいが、１ ＯＦＤＭシンボル当たりのＡＣ、ＴＭＣＣ信号の数は少ないため、十分な精度を確保することができないという問題があった。

かかる事情に鑑みてなされた本発明の目的は、ＭＩＭＯシステムにおいて、受信したＯＦＤＭ信号の雑音分散を精度良く算出してＢＥＲ（Bit Error Rate）特性を改善することが可能な受信装置及びプログラムを提供することにある。

上記課題を解決するため、本発明に係る受信装置は、ヌルパイロット信号が挿入されたＯＦＤＭ信号を伝送するＭＩＭＯシステムにおける受信装置であって、受信したＯＦＤＭ信号を直交復調処理及びフーリエ変換処理して、複素ベースバンド信号を生成する入力処理部と、前記複素ベースバンド信号に含まれる既知のパイロット信号を抽出し、該抽出したパイロット信号を用いて各キャリアの伝送路応答を算出する伝送路応答算出部と、前記伝送路応答を用いて前記複素ベースバンド信号から送信信号の推定値を生成するＭＩＭＯ検出部と、前記推定値のうちのヌルパイロット信号の推定値を用いて、受信したＯＦＤＭ信号の雑音分散であるＯＦＤＭ雑音分散を算出する雑音分散算出部と、前記雑音分散及び前記送信信号の推定値を用いて、送信された各ビットの尤度比を算出する尤度比算出部と、前記尤度比を用いて、送信されたビットの推定値を復号する誤り訂正復号部と、を備えることを特徴とする。

さらに、本発明に係る受信装置において、前記雑音分散算出部は、前記推定値がヌルパイロット信号の推定値であるか否を判定する信号判定部と、前記ヌルパイロット信号の推定値から、ヌルパイロット信号の雑音分散であるヌルパイロット雑音分散を算出するヌルパイロット雑音分散算出部と、所定のＯＦＤＭシンボル内における、前記ヌルパイロット雑音分散の平均値である帯域雑音分散を、前記ＯＦＤＭ雑音分散として算出する帯域雑音分散決定部と、を備えることを特徴とする。

さらに、本発明に係る受信装置において、前記雑音分散算出部は、前記帯域雑音分散に対して、前記伝送路応答から求まる重み付け行列によりキャリアごとに重み付け演算を行った雑音分散を前記ＯＦＤＭ雑音分散として算出するキャリア雑音分散算出部を更に備えることを特徴とする。

さらに、本発明に係る受信装置において、前記雑音分散算出部は、前記推定値のうちのヌルパイロット信号、ＡＣ信号、及びＴＭＣＣ信号の推定値を用いて、前記ＯＦＤＭ雑音分散を算出することを特徴とする。

さらに、本発明に係る受信装置において、前記雑音分散算出部は、前記推定値がヌルパイロット信号、ＡＣ信号、又はＴＭＣＣ信号の推定値であるか否を判定する信号判定部と、前記ヌルパイロット信号の推定値から、ヌルパイロット信号の雑音分散であるヌルパイロット雑音分散を算出するヌルパイロット雑音分散算出部と、前記ＡＣ信号及びＴＭＣＣ信号の推定値から、ＡＣ信号及びＴＭＣＣ信号の雑音分散であるＢＰＳＫ雑音分散を算出するＢＰＳＫ雑音分散算出部と、所定のＯＦＤＭシンボル内における、前記ヌルパイロット雑音分散及びＢＰＳＫ雑音分散の加重平均値である帯域雑音分散を、前記ＯＦＤＭ雑音分散として算出する帯域雑音分散決定部と、を備えることを特徴とする。

さらに、本発明に係る受信装置において、前記雑音分散算出部は、前記帯域雑音分散に対して、前記伝送路応答から求まる重み付け行列によりキャリアごとに重み付け演算を行った雑音分散を前記ＯＦＤＭ雑音分散として算出するキャリア雑音分散算出部を更に備えることを特徴とする。

また、上記課題を解決するため、本発明に係るプログラムは、コンピュータを、上記受信装置として機能させることを特徴とする。

本発明によれば、ＭＩＭＯシステムにおいて、受信したＯＦＤＭ信号の雑音分散を精度良く算出でき、ＢＥＲ特性を改善することができるようになる。

本発明の一実施形態に係る受信装置の構成例を示すブロック図である。 ヌルパイロット信号が挿入されたＯＦＤＭ信号の例を示す図である。 本発明の一実施形態に係る受信装置における雑音分散算出部の構成例を示すブロック図である。 本発明の一実施形態に係る受信装置における第１の態様の帯域雑音分散算出部の構成例を示すブロック図である。 本発明の一実施形態に係る受信装置における第２の態様の帯域雑音分散算出部の構成例を示すブロック図である。 本発明の一実施形態に係る受信装置における第２の態様の帯域雑音分散算出部の動作を示すフローチャートである。 ヌルパイロット信号の雑音分散を説明する図である。 ＡＣ信号及びＴＭＣＣ信号の雑音分散を説明する図である。 本発明の一実施形態に係る受信装置によるＢＥＲ特性のシミュレーション結果を示すグラフである。

以下、本発明の実施形態について、図面を参照して詳細に説明する。以下の説明において、添え字のｉはＯＦＤＭ信号のキャリア番号を意味する。また、本実施形態では、送信アンテナ数２、受信アンテナ数２の２×２ＭＩＭＯシステムにおける受信装置を例に説明する。

水平、垂直両偏波を用いた偏波ＭＩＭＯ伝送において、受信装置側で偏波を分離するために、水平偏波、垂直偏波で送信するＯＦＤＭ信号に挿入されるパイロット信号の挿入パターンを相違させる技術が提案されている。例えば、村山,”-次世代地上放送に向けた伝送技術-スーパーハイビジョンの地上放送を目指して-”,映像情報メディア学会技術報告,Vol.34,No.36,pp37-40,2010にて提案されている技術では、ＯＦＤＭ信号に、従来のパイロット信号（ＳＰ信号）に加え、ヌルパイロット信号を挿入している。ヌルパイロット信号は、無変調の振幅０の信号である。

図２は、ヌルパイロット信号が挿入されたＯＦＤＭ信号を示す図である。図２（ａ）は水平偏波用、図２（ｂ）は垂直偏波用のＯＦＤＭ信号であり、図中の丸印はデータ信号、二重丸印はパイロット信号（ＳＰ信号）、丸の中に×が付された印はヌルパイロット信号を意味する。この例では、ＩＳＤＢ−Ｔが採用している、キャリア方向に１２キャリア周期、シンボル方向に４シンボル周期の配置パターンは変更せずに、水平偏波と垂直偏波でヌルパイロット信号を交互に挿入している。本発明の受信装置は、ヌルパイロット信号が挿入されたＯＦＤＭ信号を受信するが、ヌルパイロット信号の配置はこれに限られるものではない。

図１は、本発明の一実施形態に係る受信装置の構成例を示すブロック図である。図１に示すように、受信装置１は、受信アンテナ１１（１１−１及び１１−２）と、入力処理部１２（１２−１及び１２−２）と、伝送路応答算出部１３と、ＭＩＭＯ検出部１４と、第１周波数デインターリーブ部１５と、雑音分散算出部１６と、第２周波数デインターリーブ部１７と、尤度比算出部１８と、ビットデインターリーブ部１９と、誤り訂正復号部２０と、を備える。なお、受信装置１に対応する送信装置が周波数方向にインターリーブ処理しない場合には、受信装置１は第１周波数デインターリーブ部１５、及び第２周波数デインターリーブ部１７を備える必要はなく、受信装置１に対応する送信装置がビット方向にインターリーブ処理しない場合には、受信装置１はビットデインターリーブ部１９を備える必要はない。

入力処理部１２は、受信装置１に対応する送信装置から送信されるＯＦＤＭ信号を、受信アンテナ１１を介して受信し、受信したＯＦＤＭ信号を直交復調処理及びフーリエ変換処理して、複素ベースバンド信号を生成する。図１に示すように、入力処理部１２は、ＧＩ除去部１２１（１２１−１及び１２１−２）と、フーリエ変換部１２２（１２２−１及び１２２−２）と、パイロット信号抽出部１２３（１２３−１及び１２３−２）と、を備える。

ＧＩ除去部１２１は、受信したＯＦＤＭ信号を直交復調処理してベースバンド信号を生成し、Ａ／Ｄ変換によりデジタル信号を生成する。続いて、ＧＩ除去部１２１は、ガードインターバルを除去して有効シンボル信号を抽出する。そして、有効シンボル信号をフーリエ変換部１２２に出力する。

フーリエ変換部１２２は、ＧＩ除去部１２１により抽出された有効シンボル信号に対して、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform：高速フーリエ変換）処理を施して周波数領域の複素ベースバンド信号ｙ_ｉ１，ｙ_ｉ２生成する。そして、複素ベースバンド信号ｙ_ｉ１，ｙ_ｉ２をパイロット信号抽出部１２３、及びＭＩＭＯ検出部１４に出力する。つまり、フーリエ変換部１２２−１は、受信アンテナ１１−１から受信したＯＦＤＭ信号をＦＦＴ処理して複素ベースバンド信号ｙ_ｉ１を生成し、パイロット信号抽出部１２３−１、及びＭＩＭＯ検出部１４に出力する。フーリエ変換部１２２−２は、受信アンテナ１１−２から受信したＯＦＤＭ信号をＦＦＴ処理して複素ベースバンド信号ｙ_ｉ２を生成し、パイロット信号抽出部１２３−２、及びＭＩＭＯ検出部１４に出力する。

パイロット信号抽出部１２３は、フーリエ変換部１２２により生成された複素ベースバンド信号ｙ_ｉ１，ｙ_ｉ２に含まれる既知のパイロット信号を抽出する。そして、パイロット信号を伝送路応答算出部１３に出力する。

伝送路応答算出部１３は、パイロット信号抽出部１２３により抽出されたパイロット信号を用いて伝送路応答Ｈ_ｉを算出する。そして、伝送路応答Ｈ_ｉをＭＩＭＯ検出部１４、及び雑音分散算出部１６に出力する。伝送路応答算出部１３は、復号対象となるＯＦＤＭシンボルの前後７シンボル内のパイロット信号の振幅応答を算出して記憶し、パイロット信号の振幅応答を時間方向に１次補間することにより、復号対象シンボルの伝送路応答Ｈ_ｉを算出する。

２×２ＭＩＭＯ伝送の伝送路応答Ｈ_ｉは
と表すことができる。伝送路応答Ｈの各要素ｈ_ｉ１１，ｈ_ｉ１２，ｈ_ｉ２１，ｈ_ｉ２２は複素数であり、ｈ_ｉ１１は送信アンテナ＃１から受信アンテナ＃１への伝送路の状態を表し、ｈ_ｉ１２は送信アンテナ＃２から受信アンテナ＃１への伝送路の状態を表し、ｈ_ｉ２１は送信アンテナ＃１から受信アンテナ＃２への伝送路の状態を表し、ｈ_ｉ２２は送信アンテナ＃２から受信アンテナ＃２への伝送路の状態を表す。

ＭＩＭＯ検出部１４は、フーリエ変換部１２２により生成された複素ベースバンド信号ｙ_ｉ１，ｙ_ｉ２、及び伝送路応答算出部１３により算出された伝送路応答Ｈ_ｉを用いて、ＺＦ（Zero Forcing）、ＭＭＳＥ（Minimum Mean Squared Error）などの既知の手法により、複数の受信アンテナ１１により受信したデータストリームを分離して送信信号の推定値ｘ＾_ｉ１，ｘ＾_ｉ２を生成する。そして、送信信号の推定値ｘ＾_ｉ１，ｘ＾_ｉ２を第１周波数デインターリーブ部１５及び雑音分散算出部１６に出力する。

第１周波数デインターリーブ部１５は、ＭＩＭＯ検出部１４により生成された送信信号の推定値ｘ＾_ｉ１，ｘ＾_ｉ２に対し、周波数方向にデインターリーブ処理を行う。そして、デインターリーブ処理された送信信号の推定値ｘ＾_ｉ１，ｘ＾_ｉ２を尤度比算出部１８に出力する。周波数方向のデインターリーブ処理とは、受信装置１に対応する送信装置の周波数インターリーブ部により周波数方向に並べ替えられたデータを、元の順序に戻す処理である。

受信装置１は、復号に必要な尤度比を算出するために、受信したＯＦＤＭ信号の雑音分散を算出する必要がある。第１周波数デインターリーブ部１５によりデインターリーブ処理されたデータキャリアから帯域全体の雑音分散を算出してもよいが、より精度の高い雑音分散を算出するには、後述するように、データキャリアでないキャリアシンボルを用いて帯域全体の雑音分散を推定する必要がある。したがって、図１に示す受信装置１では、雑音分散算出部１６を、第１周波数デインターリーブ部１５と尤度比算出部１８との間ではなく、第１周波数デインターリーブ部１５の前に配置している。

雑音分散算出部１６は、ＭＩＭＯ検出部１４から入力される送信信号の推定値ｘ＾_ｉ１，ｘ＾_ｉ２のうち、ヌルパイロット信号の推定値を用いて、受信したＯＦＤＭ信号の雑音分散である雑音分散σ_ｉ１ ^２，σ_ｉ２ ^２を算出する。本明細書では、この雑音分散σ_ｉ１ ^２，σ_ｉ２ ^２をＯＦＤＭ雑音分散と称する。そして、ＯＦＤＭ雑音分散σ_ｉ１ ^２，σ_ｉ２ ^２を第２周波数デインターリーブ部１７に出力する。雑音分散算出部１６の詳細については後述する。

第２周波数デインターリーブ部１７は、雑音分散算出部１６により算出されたＯＦＤＭ雑音分散σ_ｉ１ ^２，σ_ｉ２ ^２に対し、周波数方向にデインターリーブ処理を行う。そして、デインターリーブ処理されたＯＦＤＭ雑音分散σ_ｉ１ ^２，σ_ｉ２ ^２を尤度比算出部１８に出力する。

尤度比算出部１８は、第１周波数デインターリーブ部１５によりデインターリーブ処理された送信信号の推定値ｘ＾_ｉ１，ｘ＾_ｉ２と、第２周波数デインターリーブ部１７から入力されるＯＦＤＭ雑音分散σ_ｉ１ ^２，σ_ｉ２ ^２とを用いて、受信信号の尤度比λを算出する。そして、尤度比λをビットデインターリーブ部１９に出力する。尤度比λは誤り訂正符号の各ビットについて算出されるものであり、受信信号の確率的な信頼度情報を表す。なお、尤度比λとしては、一般的に対数尤度比（ＬＬＲ）が用いられる。

対数尤度比λは、ｂ＝０となる尤度関数とｂ＝１となる尤度関数の比の対数で表される。つまり、対数尤度比λは、送信信号の推定値ｘ＾_ｉ、及びＯＦＤＭ雑音分散σ_ｉ ^２を用いて、次式（１）により求められる。ｄ_１ ^２，ｄ_０ ^２は理想信号点と送信信号の推定値ｘ_ｉ＾の信号点との間の２乗ユークリッド距離である。

ビットデインターリーブ部１９は、尤度比算出部１８により算出された尤度比λに対し、ビット方向にデインターリーブ処理を行う。そして、デインターリーブ処理された尤度比λを、誤り訂正復号部２０に出力する。ビット方向のデインターリーブ処理とは、受信装置１に対応する送信装置のビットインターリーブ部によりビット方向に並べ替えられたデータを、元の順序に戻す処理である。

なお、受信装置１に対応する送信装置が時間インターリーブ部により時間方向にもインターリーブ処理を行う場合には、受信装置１は、更に時間デインターリーブ部（図示せず）を備える。この時間デインターリーブ部は、尤度比λを時間方向にデインターリーブ部処理し、送信装置の時間インターリーブ部により時間方向に並べ替えられたデータを元の順序に戻す。

誤り訂正復号部２０は、ビットデインターリーブ部１９によりデインターリーブ処理された尤度比λを用いて、誤り訂正符号（ＬＤＰＣ符号やターボ符号）の復号を行い、送信装置から送信されたビットの推定値を出力する。

次に、雑音分散算出部１６の詳細について説明する。図３は、雑音分散算出部１６の構成例を示すブロック図である。図３に示すように、雑音分散算出部１６は、帯域雑音分散算出部１６１と、キャリア雑音分散算出部１６２と、を備える。キャリア雑音分散算出部１６２は必須の構成部ではないが、キャリア雑音分散算出部１６２を備えることにより、より雑音分散の推定精度を向上させることができる。帯域雑音分散算出部１６１については、以下に２つの態様を示す。

［第１の態様の帯域雑音分散算出部］
図４は、第１の態様の帯域雑音分散算出部１６１−１の構成例を示すブロック図である。図４に示すように、第１の態様の帯域雑音分散算出部１６１−１は、信号判定部１６１１−１と、ヌルパイロット雑音分散算出部１６１２と、雑音分散決定部１６１３−１と、を備える。帯域雑音分散算出部１６１−１は、ＭＩＭＯ検出部１４から入力される送信信号の推定値ｘ＾_ｉ１，ｘ＾_ｉ２に対してそれぞれ同じ処理を施すため、両者を区別することなく説明する。

信号判定部１６１１−１は、ＭＩＭＯ検出部１４から入力される送信信号の推定値ｘ＾_ｉ（ｘ＾_ｉ１，ｘ＾_ｉ２）がヌルパイロット信号の推定値であるか否を判定する。信号判定部１６１１−１は、推定値ｘ＾_ｉがヌルパイロット信号の推定値であると判定した場合にのみ、該推定値ｘ＾_ｉをヌルパイロット雑音分散算出部１６１２に出力する。

ヌルパイロット雑音分散算出部１６１２は、信号判定部１６１１−１から入力されるヌルパイロット信号の推定値から、ヌルパイロット信号の雑音分散σ_ｉＮ ^２を算出する。そして、雑音分散σ_ｉＮ ^２を雑音分散決定部１６１３−１に出力する。本明細書では、この雑音分散σ_ｉＮ ^２をヌルパイロット雑音分散と称する。

図７は、ヌルパイロット信号の雑音分散を説明する図であり、変調方式が１６ＱＡＭのデータ信号の信号点、変調方式がＢＰＳＫのＡＣ信号又はＴＭＣＣ信号の信号点、ヌルパイロット信号の信号点、及びヌルパイロット信号の推定値の信号点を図示している。ヌルパイロット信号の推定値の信号点が（Ｉ_ｉ，Ｑ_ｉ）であるとき、ヌルパイロット雑音分散σ_ｉＮ ^２は次式（２）により算出される。

雑音分散決定部１６１３−１は、ヌルパイロット雑音分散算出部１６１２により算出されたヌルパイロット雑音分散σ_ｉＮ ^２の平均値を、受信信号の帯域雑音分散σ^−２として算出する。帯域雑音分散σ^−２は式（３）により算出される。ここで、ＮはＯＦＤＭシンボル内のキャリア本数であり、Ｎ_ＮはＯＦＤＭシンボル内のヌルパイロット信号の数である。なお、平均値は、１ ＯＦＤＭシンボル単位で算出してもよいし、複数のＯＦＤＭシンボル単位で算出してもよい。

ヌルパイロット信号は無変調であるため、これが観測された受信シンボルは雑音そのものであり、シンボルの判定誤りが発生することは無い。また、ヌルパイロット信号はパイロット信号を用いた等化処理に使用されないため、ヌルパイロット信号の雑音成分情報はパイロット信号を用いた等化処理後もそのまま残ることとなる。また、ヌルパイロット信号の多重位置は既知であるため、これをＯＦＤＭシンボル全体で統計的に分散を算出する事で、ＡＣ信号及びＴＭＣＣ信号を使用した場合よりも雑音分散を精度良く算出することができる。

［第２の態様の帯域雑音分散算出部］
次に、第２の態様の雑音分散算出部について説明する。図５は、第２の態様の帯域雑音分散算出部１６１−２の構成例を示すブロック図である。図５に示すように、帯域雑音分散算出部１６１−２は、信号判定部１６１１−２と、ヌルパイロット雑音分散算出部１６１２と、雑音分散決定部１６１３−２と、ＢＰＳＫ雑音分散算出部１６１４と、を備える。図６は、帯域雑音分散算出部１６１−２の動作を示すフローチャートである。図５及び図６を参照して、第２の態様の帯域雑音分散算出部１６１−２について説明する。

信号判定部１６１１−２は、ＭＩＭＯ検出部１４から入力される送信信号の推定値ｘ＾_ｉが非データ信号の推定値であるか否を判定する（ステップＳ１０１）。推定値ｘ＾が非データ信号の推定値であると判定した場合には（ステップＳ１０１−Ｙｅｓ）、さらに非データ信号がＡＣ信号又はＴＭＣＣ信号であるか否かを判定する（ステップＳ１０２）。信号判定部１６１１−２は、送信信号がＡＣ信号又はＴＭＣＣ信号であると判定した場合には（ステップＳ１０２−Ｙｅｓ）、送信信号（ＡＣ信号及びＴＭＣＣ信号）の推定値ｘ＾_ｉをＢＰＳＫ雑音分散算出部１６１３に出力する。

信号判定部１６１１−２は、推定値ｘ＾_ｉがＡＣ信号又はＴＭＣＣ信号の推定値でないと判定した場合には（ステップＳ１０２−Ｎｏ）、推定値ｘ＾_ｉがヌルパイロット信号の推定値であるか否を判定する（ステップＳ１０４）。ヌルパイロット信号の推定値であると判定した場合には（ステップＳ１０４−Ｙｅｓ）、送信信号（ヌルパイロット信号）の推定値ｘ＾_ｉをヌルパイロット雑音分散算出部１６１２に出力する。推定値ｘ＾_ｉがＡＣ信号、ＴＭＣＣ信号、又はヌルパイロット信号の推定値でない場合には、その推定値ｘ＾_ｉは雑音分散の算出には使用されない。

ヌルパイロット雑音分散算出部１６１２は、信号判定部１６１１−２から入力されるヌルパイロット信号の推定値から、ヌルパイロット雑音分散σ_ｉＮ ^２を算出する（ステップＳ１０５）。そして、ヌルパイロット雑音分散σ_ｉＮ ^２を雑音分散決定部１６１３−２に出力する。ヌルパイロット雑音分散σ_ｉＮ ^２は上記の式（２）により算出される。

ＢＰＳＫ雑音分散算出部１６１４は、信号判定部１６１１−２から入力されるＡＣ信号及びＴＭＣＣ信号の推定値から、ＡＣ信号及びＴＭＣＣ信号の雑音分散σ_ｉＢ ^２を算出する（ステップＳ１０３）。そして、ＡＣ信号及びＴＭＣＣ信号の雑音分散σ_ｉＢ ^２を雑音分散決定部１６１３−２に出力する。本明細書では、この雑音分散σ_ｉＢ ^２をＢＰＳＫ雑音分散と称する。

図８は、ＡＣ信号及びＴＭＣＣ信号の雑音分散を説明する図であり、変調方式が１６ＱＡＭのデータ信号の信号点、変調方式がＢＰＳＫのＡＣ，ＴＭＣＣ信号の信号点、ヌルパイロット信号の信号点、及びＡＣ，ＴＭＣＣ信号の推定値の信号点を図示している。ＡＣ，ＴＭＣＣ信号の推定値の信号点が（Ｉ_ｉ，Ｑ_ｉ）であり、ＢＰＳＫ変調されているＡＣ，ＴＭＣＣ信号の信号点が（Ｂ，０）及び（−Ｂ，０）であるとき、ＢＰＳＫ雑音分散σ_ｉＢ ^２は次式（４）により算出される。ここで、ＢはＡＣ，ＴＭＣＣ信号のブースト比であり、ＩＳＤＢ−Ｔの場合は４／３となる。ｍｉｎ（ ）は小さいほうの値を選択することを意味する。

雑音分散決定部１６１３−２は、ヌルパイロット雑音分散算出部１６１２により算出されたヌルパイロット雑音分散σ_ｉＮ ^２、及びＢＰＳＫ雑音分散算出部１６１４により算出されたＢＰＳＫ雑音分散σ_ｉＢ ^２を全てのキャリアについて取得すると（ステップＳ１０６−Ｙｅｓ）、加重平均を次式（５）により算出し、この値を受信信号の帯域雑音分散σ^−２とする。ここで、Ｎ_ＢはＯＦＤＭシンボル内のＡＣ信号及びＴＭＣＣ信号の数である。

このように、第１の態様の帯域雑音分散算出部１６１−１では、ヌルパイロット信号の推定値のみを用いて帯域雑音分散σ^−２を算出したが、第２の態様の帯域雑音分散算出部１６１−２では、ヌルパイロット信号、ＡＣ信号、及びＴＭＣＣ信号の推定値を用いて帯域雑音分散σ^−２を算出する。ＡＣ信号、及びＴＭＣＣ信号の推定値を用いるものの、雑音分散の算出に用いる信号数（サンプル数）を増やすことができるため、結果的に帯域雑音分散σ^−２の精度を向上させることができる。

なお、雑音分散決定部１６１３−２は、式（３）により算出されるヌルパイロット雑音分散σ_ｉＮ ^２の平均値σ⁻ _ｉＮ ^２と、式（５）により算出されるヌルパイロット雑音分散σ_ｉＮ ^２及びＢＰＳＫ雑音分散σ_ｉＢ ^２の加重平均値のいずれか一方を、ユーザにより設定されるモードに従って出力するようにしてもよい。

キャリア雑音分散算出部１６２は、伝送路応答算出部１３により算出された伝送路応答Ｈ_ｉから求まる重み付け行列Ｗ_ｉを用いて、帯域雑音分散算出部１６１により算出された帯域雑音分散σ^−２に対してキャリアごとの重み付けを行い、キャリアごとの雑音分散をＯＦＤＭ雑音分散σ_ｉ ^２として算出する。各キャリアにおける重みＷ_ｉは、Ｈ_ｉ ^ＨＨ_ｉ ^−１と表せる。重みＷ_ｉの算出等の詳細は、例えば、大鐘・小川、「わかりやすいＭＩＭＯシステム技術」、オーム社、ｐ.101を参照されたい。各キャリアの重み付け成分は、この対角成分で表せる。これを全キャリアで正規化し、帯域雑音分散σ^−２に乗算することで重み付けを行うことができる。なお、キャリア雑音分散算出部１６２を備えない場合には、第２周波数デインターリーブ部１７は不要となる。

図９は、２×２のＭＩＭＯシステムにおいて、従来の受信装置によるＢＥＲ特性と本発明の受信装置１によるＢＥＲ特性の比較結果を示すグラフである。ここでは、遅延量０．３７μｓ、ＤＵ比０ｄＢ、位相差０度のマルチパス波が存在する状況を想定してシミュレーションを行っている。図中の菱形印でプロットされた線は、ＡＣ信号及びＴＭＣＣ信号の推定値のみから雑音分散を算出する、従来の受信装置によるＢＥＲ特性である。図中の四角印でプロットされた線は、ヌルパイロット信号の推定値のみから雑音分散を算出する、第１の態様の帯域雑音分散算出部１６１−１を備える受信装置１によるＢＥＲ特性である。図中の三角印でプロットされた線は、ヌルパイロット信号、ＡＣ信号、及びＴＭＣＣ信号の推定値から雑音分散を算出する、第２の態様の帯域雑音分散算出部１６１−２を備える受信装置１によるＢＥＲ特性である。

シミュレーション条件は、変調方式を１０２４ＱＡＭ、符号化率を３／４、ガードインターバル比を１／８とし、その他のＦＦＴサイズなどはＩＳＤＢ−Ｔのモード３に準拠している。図９に示すシミュレーション結果から、本発明によれば、第１の態様の帯域雑音分散算出部１６１−１を備える場合、及び第２の態様の帯域雑音分散算出部１６１−２を備える場合のいずれにおいても、ＢＥＲ＝１．００×１０^−７となるＣＮ比を所要ＣＮ比としたときに、ＢＥＲ特性が向上していることが分かる。

このように、受信装置１は、帯域雑音分散算出部１６１により、ヌルパイロット信号の推定値を用いて、帯域雑音分散σ^−２を算出する。ヌルパイロット信号は無変調であるため、シンボルの判定誤りが発生することは無い。このため、受信装置１によれば、ＯＦＤＭ雑音分散σ_ｉ ^２を精度良く算出することができるようになる。

また、受信装置１は、帯域雑音分散算出部１６１により算出された帯域雑音分散σ^−２に対して、伝送路応答Ｈ_ｉから求まる重み付け行列Ｗ_ｉにより重み付け演算を行った値をＯＦＤＭ雑音分散σ_ｉ ^２として算出するキャリア雑音分散算出部１６２を更に備えることにより、ＯＦＤＭ雑音分散σ_ｉ ^２をより一層精度良く算出することができるようになる。

なお、上述した受信装置１として機能させるためにコンピュータを好適に用いることができ、そのようなコンピュータは、受信装置１の各機能を実現する処理内容を記述したプログラムを、当該コンピュータの記憶部に格納しておき、当該コンピュータのＣＰＵによってこのプログラムを読み出して実行させることで実現することができる。

上述の実施形態は、代表的な例として説明したが、本発明の趣旨及び範囲内で、多くの変更及び置換ができることは当業者に明らかである。したがって、本発明は、上述の実施形態によって制限するものと解するべきではなく、特許請求の範囲から逸脱することなく、種々の変形や変更が可能である。例えば、上述の実施形態では、２×２ＭＩＭＯシステムにおける受信装置を例に説明したが、アンテナ数はこれに限定されるものではなく、４×２ＭＩＭＯシステムなど、あらゆるアンテナ数のＭＩＭＯシステムにおける受信装置において本発明を適用することができる。

このように、本発明は、ＭＩＭＯ伝送を行うＭＩＭＯシステムに有用である。

１ 受信装置
１１ 受信アンテナ
１２ 入力処理部
１３ 伝送路応答算出部
１４ ＭＩＭＯ検出部
１５ 第１周波数デインターリーブ部
１６ 雑音分散算出部
１７ 第２周波数デインターリーブ部
１８ 尤度比算出部
１９ ビットデインターリーブ部
２０ 誤り訂正復号部
１２１−１，１２１−２ ＧＩ除去部
１２２−１，１２２−２ フーリエ変換部
１２３−１，１２３−２ パイロット信号抽出部
１６１ 帯域雑音分散算出部
１６２ キャリア雑音分散算出部
１６１１−１，１６１１−２ 信号判定部
１６１２ ヌルパイロット雑音分散算出部
１６１３−１，１６１３−２ 雑音分散決定部
１６１４ ＢＰＳＫ雑音分散算出部

Claims (7)

1. ヌルパイロット信号が挿入されたＯＦＤＭ信号を伝送するＭＩＭＯシステムにおける受信装置であって、
   受信したＯＦＤＭ信号を直交復調処理及びフーリエ変換処理して、複素ベースバンド信号を生成する入力処理部と、
   前記複素ベースバンド信号に含まれる既知のパイロット信号を抽出し、該抽出したパイロット信号を用いて各キャリアの伝送路応答を算出する伝送路応答算出部と、
   前記伝送路応答を用いて前記複素ベースバンド信号から送信信号の推定値を生成するＭＩＭＯ検出部と、
   前記推定値のうちのヌルパイロット信号の推定値を用いて、受信したＯＦＤＭ信号の雑音分散であるＯＦＤＭ雑音分散を算出する雑音分散算出部と、
   前記雑音分散及び前記送信信号の推定値を用いて、送信された各ビットの尤度比を算出する尤度比算出部と、
   前記尤度比を用いて、送信されたビットの推定値を復号する誤り訂正復号部と、
   を備えることを特徴とする受信装置。
2. 前記雑音分散算出部は、
   前記推定値がヌルパイロット信号の推定値であるか否を判定する信号判定部と、
   前記ヌルパイロット信号の推定値から、ヌルパイロット信号の雑音分散であるヌルパイロット雑音分散を算出するヌルパイロット雑音分散算出部と、
   所定のＯＦＤＭシンボル内における、前記ヌルパイロット雑音分散の平均値である帯域雑音分散を、前記ＯＦＤＭ雑音分散として算出する帯域雑音分散決定部と、
   を備えることを特徴とする、請求項１に記載の受信装置。
3. 前記雑音分散算出部は、前記帯域雑音分散に対して、前記伝送路応答から求まる重み付け行列によりキャリアごとに重み付けを行った雑音分散を、前記ＯＦＤＭ雑音分散として算出するキャリア雑音分散算出部を更に備えることを特徴とする、請求項２に記載の受信装置。
4. 前記雑音分散算出部は、前記推定値のうちのヌルパイロット信号、ＡＣ信号、及びＴＭＣＣ信号の推定値を用いて、前記ＯＦＤＭ雑音分散を算出することを特徴とする、請求項１に記載の受信装置。
5. 前記雑音分散算出部は、
   前記推定値がヌルパイロット信号、ＡＣ信号、又はＴＭＣＣ信号の推定値であるか否を判定する信号判定部と、
   前記ヌルパイロット信号の推定値から、ヌルパイロット信号の雑音分散であるヌルパイロット雑音分散を算出するヌルパイロット雑音分散算出部と、
   前記ＡＣ信号及びＴＭＣＣ信号の推定値から、ＡＣ信号及びＴＭＣＣ信号の雑音分散であるＢＰＳＫ雑音分散を算出するＢＰＳＫ雑音分散算出部と、
   所定のＯＦＤＭシンボル内における、前記ヌルパイロット雑音分散及びＢＰＳＫ雑音分散の加重平均値である帯域雑音分散を、前記ＯＦＤＭ雑音分散として算出する帯域雑音分散決定部と、
   を備えることを特徴とする、請求項４に記載の受信装置。
6. 前記雑音分散算出部は、前記帯域雑音分散に対して、前記伝送路応答から求まる重み付け行列によりキャリアごとに重み付けを行った雑音分散を、前記ＯＦＤＭ雑音分散として算出するキャリア雑音分散算出部を更に備えることを特徴とする、請求項５に記載の受信装置。
7. コンピュータを、請求項１から６のいずれか一項に記載の受信装置として機能させるためのプログラム。