JP2008516563A - 通信システムに適用される装置及び方法 - Google Patents

Abstract

【課題】通信システムにおけるデータ検出と復号化を行う技術を提供すること。
【解決手段】ゼロアウトされパイロット送信用に使用されていない少なくとも１つのパイロット・サブバンドによる雑音及び推定誤差の推定値を導き出して、前記雑音及び推定誤差の前記推定値を使用して、ログ尤度比（ＬＬＲ）を計算する少なくとも１つのプロセッサと、前記少なくとも１つのプロセッサと結合されたメモリと、を備えた。
【選択図】 図１

Description

本開示は、一般に通信に関し、特に、通信システムにおけるデータ検出と復号化を行う技術に関する。

通信システムは、データとパイロット送信に多重周波数サブバンドを利用してもよい。これらのサブバンドは、同様に、トーン、サブキャリア、ビンなどと呼んでも良いし、直交波周波数分割多重（ＯＦＤＭ）又はある他の変調技術で求めてもよい。ＯＦＤＭでは、各サブバンドは、トラフィックデータ又はパイロットと共に変調されても良いようなそれぞれのサブキャリアに関連付けられる。パイロットは、送信機と受信機の両方によって既知のアプリオリであるデータである。送信機は、通常、受信機が送信機と受信機の間の通信チャネルの応答を推定値することができるようにパイロットを送信する。

通信システムは利用可能なサブバンドのすべてを送信に利用しなくてもよい。例えば、それぞれの２つのバンド端のサブバンドの所定数は、システムがスペクトル・マスク要求条件を満たすことができるようなガード・サブバンドとして使用されてもよい。ガード・サブバンドでは送信は全く行われず、残っている使用可能なサブバンドで、データとパイロットを送ってもよい。

ガード・サブバンドは、通常、役に立つ情報を全くこれらのサブバンドで送らないので、チャネル推定値のときにマイナスの影響がある。ガード・サブバンドによる低下しているチャネル推定値は、使用可能なサブバンドで送信されたデータに対するデータ検出や復号化に逆に影響しても良い。

従って、ガード・サブバンドによる負の効果を説明する技術が必要である。

本発明は、一般に通信に関し、特に、通信システムにおけるデータ検出と復号化を行う技術を提供することを目的とする。

ガード・サブバンドの原因となる態様におけるデータ検出と復号化を実行するための技術を、以下に説明する。本発明の実態の形態では、少なくとも１つのプロセッサとメモリを含む装置について記載される。プロセッサは、ゼロアウト（zeroed-out）され、パイロット送信に使用されていない少なくとも１つのパイロット・サブバンドに起因する雑音及び推定誤差の推定値を導き出す。プロセッサは、雑音及び推定誤差の推定値を使用してログ尤度比（log likelihood ratio：ＬＬＲ）を計算する。

他の実態形態によると、雑音の推定値と少なくとも１つのゼロアウト・パイロット・サブバンドによる推定誤差が得られる方法を提供するそして、ＬＬＲは、雑音及び推定誤差の推定値を使用して計算される。

更に他の実態形態によると、装置は、ゼロアウトかつパイロット送信に使用されていない少なくとも１つのパイロット・サブバンド用の雑音及び推定誤差の推定値を導き出す手段と、雑音及び推定誤差の推定値を使用してログ尤度比（ＬＬＲ）を計算する手段とを含むように記載される。

更に他の実態形態によると、装置は、少なくとも１つのプロセッサとメモリを含むように記載される。プロセッサは、パイロット・サブバンド用の受信パイロット・シンボルとデータ・サブバンド用の受信データ・シンボルを得る。そして、プロセッサは、受信パイロット・シンボルと、ゼロアウト・パイロット・サブバンド用の少なくとも１つのゼロとに基づいてチャネル推定値を導き出す。プロセッサは、データ・シンボル推定値を求めるためにチャネル推定値での受信データ・シンボル上でデータ検出を行い、少なくとも１つのゼロアウト・パイロット・サブバンド用の雑音及び推定誤差の推定値を導き出し、データ・シンボル推定値、チャネル推定値、並びに雑音及び推定誤差の推定値に基づいてＬＬＲを計算する。

本発明によれば、一般に通信に関し、特に、通信システムにおけるデータ検出と復号化を行う技術を提供できる。

本発明の様々な局面と実態形態を、以下に詳細に説明する。

「例示的（exemplary）」という用語は、「実例、具体例、または例証として示すこと」を意味するのにここに使用される。「例示的である」とここで記述されたどのような実態の形態も、他の実態の形態にわたって、好ましいように又は有利であるように解釈される必要はない。

ここで記載される受信機処理技術は、ＯＦＤＭシステム直交周波数分割多元接続（ＯＦＤＭＡ）システム、単一キャリア周波数分割多元接続（ＳＣ−ＦＤＭＡ）システムなどの様々な通信システムに使用してもよい。ＯＦＤＭＡシステムはＯＦＤＭを利用する。ＳＣ−ＦＤＭＡシステムは、システム帯域幅に交差して分布するサブバンド上に送信するためのインタリーブＦＤＭＡ（interleaved FDMA：ＩＦＤＭＡ）、隣接しているサブバンドのブロック上に送信するためのローカルＦＤＭＡ（localized FDMA：ＬＦＤＭＡ）、隣接しているサブバンドの多重ブロック上送信するためのエンハンスＦＤＭＡ（enhanced FDMA：ＥＦＤＭＡ）を利用してもよい。一般的に、ＯＦＤＭでの周波数領域とＳＣ−ＦＤＭＡでの時間領域で、変調シンボルが送信される。

図１は、無線通信システム１００における送信機１１０と受信機１５０のブロック図を示している。簡略化のために、送信機１１０と受信機１５０は、１つのアンテナをそれぞれ装備している。ダウンリンク（又はフォワードリンク）については、送信機１１０は、基地局の一部であってもよいし、受信機１５０は端末の一部であってもよい。アップリンク（又は逆のリンク）については、送信機１１０は端末の一部であってもよいし、受信機１５０は基地局の一部であってもよい。基地局は、一般に固定局であり、ベース送受信機システム（ＢＴＳ）、アクセスポイント、ノードＢ、またはある他の用語で称されてもよい。端末は、固定されているか、または移動型であってもよく、ワイヤレス機器、携帯電話、携帯情報端末（ＰＤＡ）、無線のモデム・カードなどであってもよい。

送信機１１０では、パイロット・プロセッサ１１２は、パイロット・シンボルを生成する。送信（ＴＸ）データプロセッサ１１４は、トラフィックデータを処理（例えば、符号化、インタリーブ、およびシンボル写像）し、データ・シンボルを生成する。ここで使用されるように、データ・シンボルは、データ用の変調シンボルであり、パイロット・シンボルは、パイロット用の変調シンボルであり、変調シンボルは、信号配列（例えば、ＰＳＫ又はＱＡＭ）におけるポイント用の複素数値であり、シンボルは複素数値である。変調器１２０は、データ・シンボルとパイロット・シンボルを受信し、多重化して、多重化されたデータとパイロット・シンボルで変調（例えば、ＯＦＤＭかＳＣ−ＦＤＭＡ用の変調）を行って、送信シンボルを生成する。送信ユニット（ＴＭＴＲ）１３２は、送信シンボルを処理（例えば、アナログ変換、増幅、フィルタリング、および周波数アップコンバート）し、アンテナ１３４を介して送信される高周波（ＲＦ）変調信号を生成する。

受信機１５０では、アンテナ１５２は、送信機１１０から高周波変調信号を受信して、受信機ユニット（ＲＣＶＲ）１５４に受信信号を供給する。受信機ユニット１５４は、受信信号を、調整（例えば、フィルタリング、増幅、デジタル化）して、入力サンプルを供給する。復調器１６０は、入力サンプルに（例えば、ＯＦＤＭ又はＳＣ−ＦＤＭＡ用の）復調を行い、受信シンボルを求める。復調器１６０は、受信パイロット・シンボルをチャネル処理装置１７０に供給し、受信データ・シンボルをデータ検出装置１７２に供給する。チャネル処理装置１７０は、受信パイロット・シンボルに基づいて、送信機１１０と受信機１５０の間の無線チャネル用のチャネル推定値と、雑音及び推定誤差の推定値とを導き出す。データ検出装置１７２は、チャネル推定値を有する受信データ・シンボルでデータ検出（例えば、均等化か整合フィルタリング）を実行し、送信機１１０によって送信データ・シンボルの推定値であるデータ・シンボル推定値を提供する。ＲＸデータプロセッサ１８０は、データ・シンボル推定値を処理（例えば、シンボル・デマップ（symbol demap）、デインタリーバ、復号化）し、復号化データを供給する。一般に、受信機１５０での処理は、送信機１１０での処理を補足している。

制御器・プロセッサ１４０と１９０はそれぞれ送信機１１０と受信機１５０に様々な処理装置の動作を指示する。メモリ１４２と１９２は、それぞれ送信機１１０と受信機１５０用のプログラムコードとデータを保存する。

図２は、システム１００に使用可能な例示的なサブバンド構造２００を示している。システムは、多重（Ｋ）直交サブバンドに区切られたＢＷ ＭＨｚの全てのシステムのバンド幅を有する。Ｋは、どのような整数値であってもよいが、通常、時間と周波数領域の間の変換を簡素化する２のべき乗（例えば、６４、１２８、２５６、５１２、１０２４など）である。隣接しているサブバンド間の間隔は、ＢＷ／Ｋ ＭＨｚである。

スペクトル成形システムでは、Ｇサブバンドは、送信に使用されておらず、システムがスペクトル・マスク要求を満足できるようなガード・サブバンドとして機能し、通常Ｇ＞１である。Ｇガード・サブバンドは、ほぼＧ／２ガード・サブバンドが（下部ガード・サブバンドと呼ばれる）下部バンド端であり、ほぼＧ／２ガード・サブバンドが（上部ガード・サブバンドと呼ばれる）上部バンド端であるように、しばしば分配されている。残りのＭ個のサブバンドは、送信に使用しても良く、使用可能なサブバンドと呼ばれ、Ｍ＝Ｋ−Ｇである。ここで使用されるように、データ・サブバンドは、データ送信に使用されるサブバンドであり、パイロット・サブバンドは、パイロット送信に使用されるサブバンドである。所定のサブバンドは、１つのシンボル周期におけるパイロット・サブバンドとしてや、別のシンボル周期のデータ・サブバンドとして使用してもよい。

チャネル推定を容易にするために、全体のシステム帯域幅を交差して一様に分布するサブバンド上に、パイロットを送信してもよい。１セットのＮサブバンドは、セットにおける連続したサブバンドがＳサブバンドによって離れて区切られるように定義されてもよく、Ｋ＝Ｓ−Ｎである。このセットにおけるいくつかのサブバンドは、下部ガード・サブバンドの中であってもよく、パイロット送信に使用されていないだろうし、そして、セットにおけるある他のサブバンドは、上部ガード・サブバンドの中であってもよくて、また、パイロット送信に使用されていないだろう。図２に示された一例について、セットにおける第１のＬサブバンドは、パイロット送信に使用されておらず、ゼロアウト・パイロット・サブバンドと呼ばれ、セットにおける次のＰサブバンドは、パイロット送信に使用されて、使用されたパイロット・サブバンドと呼ばれ、そして、セットにおける最後のＵサブバンドはゼロアウト・パイロット・サブバンドであり、ここで、Ｎ＝Ｌ＋Ｐ＋Ｕである。

データとパイロットを、ＯＦＤＭかＳＣ−ＦＤＭＡを使用して使用可能なサブバンドに送ってもよい。ＯＦＤＭシンボルは、以下の通り生成してもよい。Ｍ個の変調シンボルまでを、Ｍ個の使用可能なサブバンドに写像しても良く、ゼロの信号値を有するゼロ・シンボルは、残っているサブバンドに写像されない。Ｋ点の逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）又はＫ点の逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）が、Ｋ時間領域のサンプルのシーケンスを求めるためにＫ個の変調シンボルとゼロ・シンボル上で行われる。シーケンスにおける最後のＣ個のサンプルは、Ｋ＋Ｃ個のサンプルを含むＯＦＤＭシンボルを形成するために、シーケンスの先頭までコピーされる。Ｃ個のコピーされたサンプルは、しばしばサイクリック・プレフィックス（cyclic prefix）又はガード間隔（guard interval）と呼ばれる、そして、Ｃはサイクリック・プレフィックスの長さである。サイクリック・プレフィックスは、システム帯域幅に交差して変化する周波数応答である周波数選択性フェージングによって引き起こされた符号間干渉（ＩＳＩ）を抑制するのに使用される。

ＳＣ−ＦＤＭＡシンボルは、以下の通り生成してもよい。Ｔ個のサブバンドに送られるＴ個の変調シンボルは、Ｔ個の周波数領域シンボルを求めるために、Ｔ−ポイント高速フーリエ変換（ＦＦＴ）又はＴ−ポイント離散型フーリエ変換（ＤＦＴ）で、周波数領域に変換され、ここで、ＴはＮと等しくても良く、一般に、Ｔ≦Ｍである。Ｔ個の周波数領域シンボルは、送信に使用されるＴサブバンドに写像され、シンボルはＫ−Ｔ個の残りのサブバンドに写像されない。そして、Ｋ点のＩＦＦＴ／ＩＤＦＴは、Ｋ時間領域サンプルのシーケンスを求めるために、Ｋ個の周波数領域シンボルとゼロ・シンボル上で行われる。シーケンスにおける最後のＣ個のサンプルは、Ｋ＋Ｃ個のサンプルを含むＳＣ−ＦＤＭＡシンボルを形成するためにシーケンスの先頭までコピーされる。

送信シンボルは、ＯＦＤＭシンボル又はＳＣ−ＦＤＭＡシンボルであってもよい。Ｋ＋Ｃ個のサンプル／チップ周期で、送信シンボルのＫ＋Ｃ個のサンプルを送信する。シンボル周期は、１つの送信シンボルの持続時間であり、Ｋ＋Ｃ個のサンプル／チップ周期と等しい。一般的に、送信シンボルは、どのような数のシンボルや使用可能なサブバンドのどれか１つに関するどのような情報（例えば、トラフィックデータ、そして／または、パイロット）も含んでもよい。

表１は、上記で説明した様々なシステムパラメータのための例示的な値を示す。一般に、システムはこれらのパラメータにどのような値を利用してもよい。

上記のように、受信機処理技術は、様々な通信システムとアップリンクと同様にダウンリンクに使用してもよい。明確化のために、ＯＦＤＭベースのシステムについて、その技術を以下で説明する。以下の記載では、ベクトルは、ベクトル長、例えば、Ｎ×ｌベクトル用のｈ _N又はＫ×ｌベクトル用のＨ _Kを示す添え字を有する太字で下線を有するテキストによって表され、「ｘｌ」は、暗に意味されており、明快化のために省略される。マトリクスは、マトリクスの次元、例えば、Ｐ×Ｎマトリクス用のＷ _P×N）を示す添字を有する太字で下線を有するテキストで表される。一般に、時間領域ベクトルは小文字テキスト（例えば、ｈ _K）で指示される、そして、一般に、周波数領域ベクトルは大文字テキスト（例えば、Ｈ _K）で指示される。

送信機１１０と受信機１５０の間の無線チャネルは、時間領域チャネルインパルス応答又は対応する周波数領域チャネル周波数応答雑音のいずれかによって特徴付けられてもよい。チャネル周波数応答は、チャネルインパルス応答のＦＦＴ／ＤＦＴである。この関係は、以下のマトリクス形式で表現しても良い。
Ｈ _K＝Ｗ _K×K・ｈ _K …式（１）
ここで、ｈ _K：無線チャネルのインパルス応答に対するＫ×ｌベクトル
Ｈ _K：無線チャネルの周波数応答に対するＫ×ｌベクトル
Ｗ _K×K：Ｋ×Ｋフーリエ・マトリクス
フーリエ・マトリクスＷ _K×Kは、ｎ番目の行とｍ番目の列における要素が、下記のように与えられるように定義される。

簡略化のために、チャネルインパルス応答は、周期的なプレフィックス長と等しいか、短いと仮定する。この条件は、お互いに、Ｋ個の合計のサブバンドが直交しているのを確実にする。そして、時間領域ベクトルｈ _Kは、以下のように定義してもよい。

ここで、ｈ _cは、超過遅延のないチャネルインパルス応答に対するＣ×ｌベクトルである、そして、０ _K-Cは、すべてのゼロを含む（Ｋ−Ｃ）×ｌベクトルである。

送信機１１０は、使用可能なサブバンド上のデータとパイロット・シンボルを受信機１５０に送信する。データとパイロット・シンボルとして、Ｅｓ又はＥ｛｜Ｘ(k)｜²｝＝Ｅｓの平均エネルギーを有するものと仮定しても良く、ここで、Ｅ｛｝が期待動作を表し、Ｘ（ｋ）はサブバンドｋ上に送信されたシンボルである。簡単化のために、以下の記載は、Ｅｓ＝１として、各シンボルが単位出力で送信されるものと仮定する。

受信機１５０によって求められた受信シンボルは以下のように表してもよい。

Ｙ _K＝Ｈ _KｏＸ _K＋η _K …式（４）
ここで、Ｘ _K：Ｋ個のサブバンド用の送信シンボルを含むＫ×ｌベクトル
Ｙ _K：Ｋ個のサブバンド用の受信シンボルを含むＫ×ｌベクトル
η _K：Ｋ個のサブバンド用の雑音と干渉のＫ×ｌベクトル
「ｏ」：要素拡張積（element-wise product）。

式（４）は、チャネル応答がシンボル周期上で一定であり、相互チップ干渉（inter-chip interference：ＩＣＩ）が全くないようにドップラーが十分低いと仮定する。式（４）は、更に、相互符号干渉（ＩＳＩ）が全くないように、チャネルインパルス応答がサイクリック・プレフィックスより短いものと仮定する。Ｘ _Kの各エントリは、データ・サブバンド用のデータ・シンボルや、パイロット・サブバンド用のパイロット・シンボルや未使用サブバンド（例えば、ガード・サブバンド）用のゼロシンボルであっても良い。データ・シンボルは、Ｘ _Kの共分散マトリクスが、Ｃ _XX＝Ｅ｛Ｘ _K・Ｘ _K ^H｝＝Ｉ _K×K、ここで、「^H」は共役転置であり、Ｉ _K×KはＫ×Ｋ単位マトリクスであるような、ゼロ平均で独立していると仮定する。雑音と干渉は、ゼロ平均ベクトルとＥ｛η _K・η _K ^H｝＝Ｎ₀・Ｉ _K×Kの共分散マトリクスを有する付加白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ）であると仮定しても良く、Ｎ₀は雑音の分散（variance）である。η _Kの各エントリは、ＴＶ０の分散を有するゼロ平均コンプレックス・ガウシャン・ランダム変数である。簡単化のために、雑音および混信は、下記では単に「雑音」と称する。

すべてのＮ個のパイロット・サブバンドが、パイロット送信に使用可能であるならば、受信パイロット・シンボルは下記のように表しても良い。

簡単化のために、式（５）における２番目の等式は、それぞれのパイロット・シンボルが１＋ｊ０の複素数値と（Ｅｓ）^1/2＝１の大きさを有していると仮定する。この場合において、式（５）における３番目の等式によって示すように、受信パイロット・シンボルは、フーリエ・マトリクスＷ _N×Nによって周波数領域に変換された時間領域チャネルインパルス応答ｈ _Nと等しいＨ _Nにおけるチャネル利得の単純な雑音バージョンである、
様々な技術は、受信パイロット・シンボルに基づいてチャネルインパルス応答を予測するのに使用してもよい。これらの技術は、最小自乗（ＬＳ）技術、最小平均自乗誤差（ＭＭＳＥ）技術、ロバストＭＭＳＥ技術、ゼロ・フォーシング（zero- forcing：ＺＦ）技術などを含んでいる。

最小自乗チャネルインパルス応答推定値ｈ ^{^ls} _Nは、下記のように導き出してもよい。

ｈ ^{^ls} _N＝Ｗ ^-1 _N×N・Ｙ _N …式（６）
＝Ｗ ^-1 _N×N・（Ｗ _N×N・ｈ _N＋η _N）
＝ｈ _N＋Ｗ ^-1 _N×N・η _N
ここで、Ｗ ^-1 _N×N＝Ｗ ^H _N×N／Ｎである。

式（６）は、最小自乗法チャネルインパルス応答予測が単にＹ _Nにおける受信パイロット・シンボルのＮ−ポイントＩＦＦＴ／ＩＤＦＴを取ることによって求められてもよいことを示している。

ＭＭＳＥチャネルインパルス応答推定値ｈ ^{^mmse} _Mは、下記のように導き出してもよい。

ｈ ^{^mmse} _M＝Ψ _hh・Ｗ ^-1 _N×N・［Ｗ _N×N・Ψ _hh・Ｗ ^-1 _N×N＋Λ _ηη］^-1・Ｙ _N …式（７）
ここで、Ψ _hh＝Ｅ｛ｈ _N・ｈ ^H _N｝は、チャネルインパルス応答の自己共分散（autocovariance）。

Λ _ηη＝Ｅ｛η _N・η ^H _N｝は、パイロット・サブバンド用の雑音の自己共分散である。

ロバストＭＭＳＥチャネルインパルス応答推定値ｈ ^{^rmmse} _Mは、下記のように導き出しても良い。

ｈ ^{^rmmse} _M＝Ｗ ^-1 _N×N・Ｙ _N／（１＋Ｎ₀） …式（８）
式（８）は、（ａ）チャネルインパルス応答におけるタップが、非相関であり、かつΨ _hh＝Ｉ _N×Nのように等しいパワーを有し、（ｂ）雑音η _NがΛ_ηη＝Ｎ₀・Ｉ _N×NのようにＡＷＧＮであるものと仮定している。

ここで記載された受信機処理技術は、どのようなチャネル予測理論と組み合わせてここに使用してもよい。

明確化のために、技術は、最小自乗法技術について以下に記載し、最小自乗法チャネルインパルス応答推定値ｈ ^{^ls} _Nが導き出されるものと仮定する。「ｌｓ」という上付きは明確化のために以下の記載で省略される。

すべてのＫ個の全サブバンド用のフル・チャネル周波数応答推定値Ｈ ^{^} _Kは、（１）最小自乗チャネルインパルス応答推定値を、長さＫにゼロ埋め込みすることと、（２）下記のようなゼロ埋め込みチャネルインパルス応答推定値のＫ点のＦＦＩＹＤＦＴを取りことによって、求めても良い。

Ｐ個のパイロット・サブバンドだけがパイロット送信に使用されるのであれば、図２に示すように、Ｐ個の使用済みパイロット・シンボル用の受信パイロット・シンボルは下記のように表しても良い。

Ｙ _P＝Ｗ _P×N・ｈ _N＋η _P …式（１０）
ここで、Ｙ _Pは、Ｐ個の使用済みパイロット・サブバンド用の受信パイロット・シンボルを有するＰ×ｌベクトル、
Ｗ _P×Nは、Ｗ _N×NのＰ×Ｎサブマトリクス、
η _Pは、Ｐ個の使用済みパイロット・サブバンド用の雑音のＰ×ｌベクトルである。

Ｗ _P×NはＰ個の使用済みのパイロット・サブバンドに対応するＷ _N×NのＰ列を含んでいる。図２に示された一例に対して、Ｗ _N×NのＷ _P×Nは、列Ｌ＋１からＮ−Ｕを含んでいる。

受信機１５０は、下記のように表現されるＮ×ｌゼロ充填（zero-filled）された受信ベクトルＹ ^~ _Nを求めるために、ゼロアウト・パイロット・サブバンドを満たしてもよい。

式（１１）は下記のように拡張しても良い。

Ｗ _L×Nは、下部バンド端に、Ｌゼロアウト・パイロット・サブバンドに対応するＷ _N×Nの第１のＬ列を含むＬ×Ｎマトリクスであり、Ｗ _U×Nは、上部バンド端に、Ｕゼロアウト・パイロット・サブバンドに対応するＷ _N×Nの最後のＵ列を含むＵ×Ｎマトリクスである。

ベクトルη ^~ _Nは、ゼロ充填されたゼロアウト・パイロット・サブバンドを有する最小自乗技術を使用して得られたチャネルインパルス応答推定値であるゼロ充填された最小自乗法（ＺｏＬＳ）チャネルインパルス応答推定値に対するＮ個のサブバンド用の雑音と推定誤差を含んでいる。ベクトルε _Nは、ＺｏＬＳによって導入されたエイリアシング項を含み、マトリクスＱ_N×Nは、エイリアシングの原因となる。一般に、ベクトルε _Nは、異なるチャネル推定理論に対して異なっていても良いし、当業者による他のチャネル推定理論に対して導き出されてもよい。

すべてのＫ個の合計サブバンドに対するフル・チャネル周波数応答推定値Ｈ ^~ _Nは、ベクトル・ウプシロンＹ ^~ _Nを長さＫにゼロ埋め込みすること、又は、例えば式（９）に示すように、ゼロ埋め込みベクトルのＫ点のＦＦＴ／ＤＦＴを取ることによって、求めても良い。

要約すると、ゼロアウト・パイロット・サブバンドのない受信パイロット・シンボルＹ _Nとゼロアウト・パイロット・サブバンドを有する受信パイロット・シンボルＹ ^~ _Nは、下記のように与えてもよい。

Ｙ _N＝Ｗ _N×N・ｈ _N＋η _N …式（１６）
Ｙ ^~ _N＝Ｗ _N×N・ｈ _N＋η ^~ _N …式（１７）
式（１６）と（１７）は、Ｙ _NとＹ ^~ _Nとの相違点が雑音項η _Nとη ^~ _Nであることを示している。

ゼロアウト・パイロット・サブバンドのないフル・チャネル周波数応答推定値Ｈ ^{^} _Kとゼロアウト・パイロット・サブバンドを有するフル・チャネル周波数応答推定値Ｈ ^~ _Kは下記のように与えられる。

式（１８）と（１９）は、Ｈ ^{^} _KとＨ ^~ _Kとの相違点が、雑音項η _Kとη ^~ _Kであることを示す。

受信シンボル用の式（４）は以下の通り書き換えてもよい。
Ｙ _K＝Ｈ _KｏＸ _K＋η _K
＝（Ｈ ^~ _K−η ^~ _K）ｏＸ _K＋η ^~ _K
＝Ｈ ^~ _KｏＸ _K−Ｘ _Kｏη ^~ _K＋η ^~ _K
＝Ｈ ^~ _KｏＸ _K＋Ｚ _K …式（２１）
Ｚ _Kは、雑音η _K及びチャネル推定誤差−Ｘ _Kｏη _Kを含むＫ×ｌベクトルである。

雑音と推定誤差用のベクトルＺ _Kは、以下のように表現してもよい。

式（２２）は、Ｚ _Kをチャネル関連部分Ｚ _K ^channelと雑音関連部分Ｚ _K ^noiseを仕切る。式（２３）と（２４）は、式（１３）から（１５）に示される表現に、式（２２）の２番目の等式におけるη ^~ _Nを代入して、次に、結果の表現を展開することによって求められる。Ｚ _K ^channelとＺ _K ^noiseは、それらの両方がＸ _Kを含んでいるので、独立していない。Ｚ _K ^channelは、ガード・サブバンドのためチャネル推定誤差を含み、Ｚ _K ^noiseは、ガード・サブバンドからのチャネル推定誤差のため熱雑音と雑音を含んでいる。式（２３）と（２４）は、最小自乗チャネルインパルス応答推定値に固有のものである。他のチャネル推定理論に対して、チャネル関連部分と雑音関連部分は異なっていてもよい。

受信機１５０は、下記のように、Ｙ _Kにおける受信シンボル上でのデータ検出（例えば、等化）を実行することによって、Ｘ _Kにおける送信シンボルを回復してもよい。

Ｕ _K＝Ｈ ^~* _KｏＹ _K
＝||Ｈ ^~||²ｏＸ _K＋Ｖ _K …式（２５）
ここで、Ｕ _Kは、Ｘ _Kにおける送信シンボルの推定値であるデータ・シンボル推定値を含むＫ×ｌベクトルである。

||Ｈ ^~||²＝Ｈ ^~* _KｏＨ ^~ _Kは、Ｈ ^~ _KにおけるＫ個のチャネル利得の自乗された大きさを含むＫ×ｌベクトルである。そして、Ｖ _K＝Ｈ ^~* _KｏＺ _Kは、ポスト検出雑音のＫ×ｌベクトルである。

送信機１１０は、通常、コード体系（例えば、畳み込み符号又はターボ符号）に基づいてトラフィックデータを符号化して、コード・ビットを生成する。次に、送信機１１０は、コード・ビットをインタリーブし、シンボルは、インタリーブされたビットを写像してデータ・シンボルを生成する。それぞれのデータ・シンボルはＢビットで作り出され、Ｂは、ＢＰＳＫでは１、ＱＰＳＫでは２、８−ＰＳＫでは３、１６−ＱＡＭでは４、等に等しくても良い。

受信機１５０は、データ検出を行い、データ・サブバンド用のシンボル推定値を含むベクトルＵ _Kを求める。受信機１５０は、通常、データ・シンボルを作るビットに対するログ尤度比（ＬＬＲ）を計算する。各ビット用のＬＬＲは、ビットが１（Ｔ）かゼロ（０）である可能性を示す。ＬＬＲは、Ｘ _KとＨ ^~ _Kが与えられるＹ _Kを受信するという確率を意味する条件付き確率ｐｒｏｂ（Ｙ _K、｜Ｘ _K、Ｈ ^~ _K）に基づいて求めてもよい。条件付き確率に対する正確な表現は複雑である。表現は、ＡＷＧＮとしてＺ _Kに近似することによって、簡素化されてもよい。そして、Ｚ _Kの共分散マトリクスは、データ・シンボルのためにＬＬＲを計算するのに使用されてもよい。

Ｚ _Kの共分散マトリクス（Ｃ _zz）は、以下のように表してもよい。
Ｃ _zz＝Ｅ｛［Ｚ _K−Ｅ（Ｚ _K）］・［Ｚ _K−Ｅ（Ｚ _K）］^H｝ …式（２６）
Ｚ _Kは、式（２２）から（２４）に示すようにチャネル関連部分Ｚ _K ^channelと雑音関連部分Ｚ _K ^noiseに仕切られてもよい。Ｚ _K ^channelの共分散は、Ｃ _zz ^channelと表してもよく、Ｚ _K ^noiseの共分散は、Ｃ _zz ^noiseと表しても良い。Ｚ _K ^channel及びＺ _K ^noiseの和の共分散に関する上限を求めるために、これらの２つのベクトルは、独立しているベクトルとして扱われてもよく、Ｚ _K ^channelとＺ _K ^noiseの共分散マトリクス」が決定されてもよく、これらの２つの共分散マトリクスは加算されてもよい。

チャネル関連部分Ｚ _K ^channelに対して、チャネルインパルス応答のすべてのタップが、チャネルに対するべき乗プロフィールで与えられたスカラを乗じた独立してかつ同様に分布された（ｉ．ｉ．ｄ．）レイリであると仮定しても良い。チャネル電力プロフィールは、無線チャネル用のインパルス応答における、チャネル・タップの長期の時間平均のエネルギーを示している。上の仮定において、異なったチャネル実現と送信シンボル上に取られる期待での、Ｚ _K ^channelにおけるすべてのエントリの平均値はゼロである。

以下のようにデータ・サブバンドのためのＣ _zz ^channelの主対角線を与えてもよい。

Ｒ _hh＝Ｅ｛ｈ _K・ｈ _K ^H｝は、チャネルインパルス応答の自己共分散である。チャネル・タップが独立しているなら、Ｒ _hhはＫ×Ｋ対角マトリクスである。Ｒ _hhの対角線のエントリは、チャネル電力プロフィールで与えられる。Ｒ _hhは外積ｈ ^{^} _K・ｈ ^{^H} _Kの長期の平均に基づいて求めてもよい。あるいはまた、チャネル・タップには等しいべき乗があると仮定してもよく、それぞれのＲ _hhのＣの一番左の対角線のエントリは、１つと等しい無線チャネルのために総合的な電力利得を作るために、１／Ｃと等しいセットであってもよい。あるいはまた、チャネル・タップには等しいべき乗があると仮定してもよく、それぞれのＲ _hhのＣの一番左の対角線のエントリは、１つと等しい無線チャネルのために総合的な電力利得を作るために、１／Ｃと等しいセットであってもよい。式（２７）において、大きいマトリクスの掛け算は、Ｗ _K×Kによる乗算がＫ点ＦＦＴ／ＤＦＴで実行されても良く、Ｗ ^-1 _N×Nの乗算がＮ点ＩＦＦＴ／ＩＤＦＴで実行されても良いので、Φ・Ｒ_h ^1/2の計算では回避しても良い。

以下のように、雑音関連部分Ｚ _K ^noiseに対して、Ｎ個のパイロット・サブバンド用の雑音ベクトルη _Nを与えてもよい。
η _N＝Ｉ _N×K・η _K
ここで、Ｉ _N×Kは、Ｎ個のパイロット・サブバンドに対応するＮカラム内にあるＮ個のものを有するＮ列内のＮ個のものを含むＮ個のＸ _Kマトリクスである。マトリクスΘ _K×Kは、次のように定義しても良い。

次に、式（２４）は、以下のように書き換えても良い。
Ｚ _K ^noise＝（Ｉ _K×K−Ｘ _KｏΘ_K×K）・η _K …式（３０）
式（３０）は、Ｚ _K ^noiseが２つの独立したランダム量の積−ランダムマトリクス（Ｉ _K×K−Ｘ _KｏΘ_K×K）及びランダム・ガウシャン・ベクトルη _Kであることを示している。式（３０）は、時間フィルタリングによる雑音低減の原因になるように調整してもよい。例えば、式（３０）は、時間フィルタリング係数の自乗の和によって調整してもよい。一例として、時間フィルタリング係数に依存するスカラをマトリクスΘ _K×Kに掛けてもよい。

雑音η _Kは、Ｅ｛η _K｝＝０ _Kのゼロ平均ベクトルを有するＡＷＧＮとＥ｛η _K・η _K ^H｝＝Ｎ₀・Ｉ _K×Kの共分散であるものと仮定する。そして、雑音関連部分Ｚ _K ^noiseは、ゼロ平均又はＥ｛Ｚ _K ^noise｝＝０ _K、およびＣ _zz ^noiseを有しており、Ｃ _zz ^noiseは、以下のように表現しても良い。
Ｃ _zz ^noise＝Ｎ₀・Ｅ｛（Ｉ _K×K−Ｘ _KｏΘ_K×K）・（Ｉ _K×K−Ｘ _KｏΘ_K×K）^H｝ …式（３１）
＝Ｎ₀・（Ｉ _K×K＋Θ_K×K・Θ_K×K ^H｝
式（３１）において、第１の等式は、４つの中間項を求めるために展開してもよい。これらの中間項、Ｅ｛Ｘ _KｏΘ_K×K・Ｉ _K×K ^H｝とＥ｛Ｉ _K×K・（Ｘ _KｏΘ_K×K）^H｝の２つは、Ｘ _Kによる乗算であるので、ゼロに等しい。Ｃ _zz ^noiseは、２つの残りの中間項を含んでいる。

マトリクスΘ _K×Kは、以下のように列の項で書いてもよい。

ここで、θ _k（ｋ＝１，．．．，Ｋ）は、Θ _K×Kのｋ番目の列に対するｌ×Ｋ列ベクトルである。Ｚ _K ^noiseの共分散は、下記のように表しても良い。
Ｃ _zz ^noise＝Ｎ₀・［Ｉ _K×K＋diag（||θ ₁||²||θ ₂||²・・・||θ _K||²）］ ・・・式（３３）
式（１５）及び（２９）から（３３）は、最小自乗法チャネル推定理論に対して、雑音関連部分Ｃ _zz ^noiseが、Θ _K×K及びＢ _N×Nで定義されるサブバンド構造に唯一依存していることを示している。

そして、Ｚ _Kの共分散マトリクスは下記のように表しても良い。
Ｃ _zz＝Ｃ _zz ^channel＋Ｃ _zz ^noise ・・・式（３４）
ここで、Ｃ _zz ^channelとＣ _zz ^noiseは、式（２７）及び（３１）について上記したように、それぞれ導き出しても良い。Ｃ _zzは、雑音とＫ個の合計サブバンドに対する推定誤差の変位を含むＫ×Ｋ対角マトリクスである。Ｃ _zzのｋ番目の対角要素は、サブバンドｋに対する雑音及び推定誤差の推定値である。雑音及び推定誤差の推定値は、データ・サブバンド上で受信されたデータ・シンボル用のＬＬＲを計算するのに使用してもよい。

それぞれのデータ・サブバンドｋに対する受信データ・シンボルは下記のように表しても良い。
Ｙ（ｋ）＝Ｈ（ｋ）・Ｘ（ｋ）＋Ｎ（ｋ） …式（３５）
ここで、Ｘ（ｋ）は、サブバンドｋ用の送信データ・シンボルであり、Ｙ（ｋ）は、サブバンドｋ用の受信データ・シンボルであり、Ｈ（ｋ）はサブバンドｋ用の複素チャネル利得（complex channel gain）であり、Ｎ（ｋ）は、サブバンドｋ用の雑音である。

受信機は、以下のように、各サブバンドｋに対するデータ検出を行っても良い。
Ｕ(K)＝Ｈ^~*(K)・Ｙ(K) ・・・式（３６）
ここで、Ｈ ^~(K)は、Ｈ ^~ _Kのｋ番目の要素であるサブバンドｋに対するチャネル利得であり、Ｕ（ｋ）は、Ｘ（ｋ）の推定値であるサブバンドｋに対するデータ・シンボル推定値である。

データ・シンボルＸ（ｋ）は、Ｂビットで定義されて、信号配列における２^B個の可能なポイントの１つに対応している。受信機は、以下のように、データ・シンボルＸ（ｋ）のＢビットのそれぞれについてＬＬＲを計算してもよい。

ここで、ＬＬＲ_jは、データ・シンボルＸ（ｋ）のｊ番目のビットに対するＬＬＲである。Ｃは、信号の型に対する２^B個の可能な変調シンボルの１つであり、ｂｊ（Ｃ）＝１は、Ｃがｊ番目のビットに対して「１」であることを示し、ｂｊ（Ｃ）＝０は、Ｃがｊ番目のビットに対して「０」であることを示し、σ²（ｋ）は、Ｎ（ｋ）における雑音の変化である。

式（３７）において、分子の和は、ｊ番目のビットについて「１」を有するすべての変調シンボルにわたるものであり、分母の和は、ｊ番目のビットについて「０」を有するすべての変調シンボルにわたるものである。２^B個のそれぞれの可能な変調シンボルは、分子か分母のどちらかでこのようにして考えられる。それぞれの変調シンボルＣについて、受信シンボル推定値が、Ｈ（ｋ）・Ｃ（ｋ）として求められて、受信データ・シンボルＹ（ｋ）から引き算されて、その結果として得られる誤差が、雑音分散σ²（ｋ）で除算される。Ｃ _zzのｋ番目の対角要素は、σ²（ｋ）に使用してもよい。受信データ・シンボルのために計算されたＬＬＲは、公知の方法で復号化してもよい。

図３は、受信機１５０でのＲＸデータプロセッサ１８０の実態形態のブロック図を示す。

ＲＸデータプロセッサ１８０の中では、ＬＬＲ計算部３１０は、下記のものを受信する。
（１） データ検出装置１７２からのデータ・シンボル推定値Ｕ _K、及び
（２） チャネル処理装置１７０からのチャネル推定値Ｈ _Kと雑音及び推定誤差の推定値Ｃ _zz
ＬＬＲ計算部３１０は、例えば、式（３７）で示すように、受信量に基づいて各データ・シンボル推定値のコード・ビットに対して、ＬＬＲを計算する。デインタリーバ３１２は、送信機１１０によって実行されるインタリーブと補足的な態様でＬＬＲ計算部３１０からＬＬＲをデインタリーブし、デインタリーブされたＬＬＲを提供する。デコーダ３１４は、送信機１１０で使用される符号方式に基づいてデインタリーブされたＬＬＲを復号し、復号化データを提供する。

データ検出装置１７２とデコーダ３１４は、性能を向上させるために、反復検出と複数の反復に対する復号化を行ってもよい。各反復に対して、デコーダ３１４は、インタリーバ３２２でインタリーブされ、データ検出器１７２に提供される復号化ＬＬＲを提供する。データ検出装置１７２は、受信データ・シンボル、チャネル推定値、および復号化ＬＬＲに基づいて新データ・シンボル推定値を導き出す。新データ・シンボル推定値は、再びデコーダ３１４によって復号化される新しいＬＬＲを計算するのに使用される。データ・シンボル推定値の信頼性は、それぞれの検出・復号反復が向上する。すべての反復が完成した後に、デコーダ３１４は、復号化データを求めるために最終的なＬＬＲをスライスする（slices）。

チャネル処理装置１７０とデコーダ３１４は、同様に、複数反復のための繰り返しのチャネル、雑音推定、および復号化を行ってもよい。各反復に対して、デコーダ３１４は、受信パイロット・シンボルと復号化ＬＬＲに基づいて、雑音及び推定誤差の新チャネル推定値、そして／または、新しい推定値を導き出す復号化ＬＬＲをチャネル処理装置１７０に提供する。新チャネル推定値は、データ検出に使用されてもよく、雑音と推定誤差の新チャネル推定値、そして／または、新しい推定値は、新しいＬＬＲを計算するのに使用されてもよい。図４は、送信機１１０によって送られたデータ送信を回復するために受信機１５０で行われたプロセス４００を示す図である。受信機１５０は、パイロット・サブバンド用の受信パイロット・シンボルとデータ・サブバンド（ブロック４１２）用の受信データ・シンボルを求める。受信パイロット・シンボルと受信データ・シンボルは、受信アンテナから入力サンプル上に（例えば、ＯＦＤＭかＳＣ−ＦＤＭＡ用の）復調を行うことによって、求めてもよい。チャネル推定値Ｈ ^~ _Kは、ゼロ（ブロック４１４）満たされたゼロアウト・パイロット・サブバンドを有する受信パイロット・シンボルに基づいて導き出される。チャネル推定は、上記のように、様々なチャネル推定理論を使用して行ってもよい。データ検出は、データ・シンボル推定値（ブロック４１６）を求めるために、チャネル推定値を有する受信データ・シンボル上で行われる。ゼロアウト・パイロット・サブバンドによる雑音及び推定誤差の推定値が導き出される（ブロック４１８）。このことは、雑音と推定誤差のチャネル関連部に対する第１の共分散マトリクスＣ _zz ^channelを導き出し、雑音と推定誤差の誤差関連部に対する第２の共分散マトリクスＣ _zz ^noiseを導き出し、第１と第２の共分散マトリクスに基づいて全誤差と推定誤差に対する共分散マトリクスＣ _zzを導き出すことによって実現しても良い。最小自乗法チャネル推定理論に対して、上記のように、第１の共分散マトリクスは、チャネルインパルス応答推定値に基づいて導き出しても良いし、第２の共分散マトリクスは、送信に使用されるサブバンド構造に基づいて導き出しても良い。一般に、雑音及び推定誤差の推定値は、明確に又は暗黙に、計算してもよい。そして、ＬＬＲは、データ・シンボル推定値、チャネル推定値、および、マトリクスＣ _zz（ブロック４２０）に含まれる雑音及び推定誤差の推定値に基づいて計算される。ＬＬＲは、受信機１５０（ブロック４２２）用の復号化データを求めるために、デインタリーブされて、復号化される。

ここに記載した技術は、性能を向上させても良いゼロアウト・パイロット・サブバンドについて、雑音と推定誤差を説明する態様でＬＬＲを計算することができる。ゼロアウト・パイロット・サブバンドは、通常、雑音とチャネル推定への悪影響と推定誤差における結果を有する。上記のように、雑音と推定誤差の変化を、ＬＬＲを計算するために、導き出して、使用してもよい。コンピュータシミュレーションは、１デシベル（ｄＢ）より大きいゲインが１％のフレーム誤り率（ＦＥＲ）で上記の表１で与えられた例示的なＯＦＤＭシステムに対して実現しても良いことを示す。

当業者は、情報や信号を、様々な異なる技術のどれかを使用して表現しても良いことを理解するであろう。例えば、上記で参照をつけてもよいデータ、命令（instructions）、コマンド、情報、信号、ビット、シンボル、およびチップは、電圧、電流、電磁波、磁場又は粒子、光波場又は粒子、またはこれらのどのような組合せによって表してもよい。

当業者は、ここに開示された実態形態に関して記載した様々な例示的な論理ブロック、モジュール、回路、およびアルゴリズムのステップが、電子ハードウェア、ファームウェア、コンピュータソフトウェア、またはそれらの組合せとして実装しても良いことをさらに評価するだろう。ハードウェア、ファームウェア、およびソフトウェアのこの互換性を明確に例証するために、様々な例示的なコンポーネント、ブロック、モジュール、回路、およびステップは、一般に、それらの機能性の用語で記載されている。ハードウェア、ファームウェア、そして／または、ソフトウェアが、全部のシステムに課された特殊用途と設計制約に依存するように、そのような機能性が実装されるかどうかである。当業者は、いろいろな各特殊用途に対して記載された機能性を実装してもよいが、本発明の範囲からの逸脱を引き起こすようなものとして、そのような実装の決定を解釈するべきでない。

ここに開示された実態形態に関して記載された様々な例示的な論理ブロック、モジュール、および回路は、その論理、離散的な構成機器、またはどのような組合せもここに説明された機能を行うように設計した汎用プロセッサ、デジタル信号処理装置（ＤＳＰ）、特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）、フィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ）、他のプログラマブル論理素子（ＰＬＤ）、離散的なゲートまたはトランジスタでここに実装されてもよいか、または行われてもよい。汎用プロセッサは、マイクロプロセッサであってもよいが、他の構成としては、プロセッサは、どのような従来のプロセッサ、制御器、マイクロコントローラー、または状態マシンであってもよい。プロセッサは、同様に、例えば、ＤＳＰとマイクロプロセッサ、複数のマイクロプロセッサ、ＤＳＰコアと関連する１つ以上のマイクロプロセッサ、又は他のいかなるそのような構成の組み合わせである、計算装置の組み合わせとして実装されてもよい。

ここに開示された実態形態に関して説明された方法又はアルゴリズムのステップは、直接ハードウェアで、プロセッサ又はこれらの２つの組合せで実行されたファームウェア／ソフトウェアモジュールで、具体化してもよい。ファームウェア／ソフトウェアモジュールは、ＲＡＭメモリ、フラッシュメモリ、ＲＯＭメモリ、ＥＰＲＯＭメモリ、ＥＥＰＲＯＭメモリ、レジスタ、ハードディスク、リムーバブル・ディスク、ＣＤ−ＲＯＭ、又は公知の記憶媒体の他のいかなる形で常駐してもよい。例示的な記憶媒体は、プロセッサが記憶媒体に情報を読み込んで、情報を書くことができるようにプロセッサと結合される。他の構成としては、記憶媒体は、プロセッサと一体化していてもよい。プロセッサと記憶媒体は、ＡＳＩＣに常駐してもよい。ＡＳＩＣは、利用者端末に常駐してもよい。他の構成としては、プロセッサと記憶媒体は、利用者端末内の別々の部品として常駐してもよい。

開示している実態形態の上記の記載は、どのような当業者も、本発明を作るか、または使用するのを可能にするために提供される。これらの実態形態に対する様々な変形例は、容易に当業者にとって明らかであるつもりであって、ここで、定義された包括的な原則は、本発明の要旨から逸脱しない他の実態形態に適用してもよい。したがって、本発明は、ここに示された実態の形態に限定されることを意図おらず、ここに開示された原則と新規な特徴とに一致する最も広い範囲に一致すべきである。

図１は、送信機と受信機のブロック図を示す。 図２は、データとパイロット送信用の例示的なサブバンド構造を示している。 図３は、受信機での受信（ＲＸ）データプロセッサのブロック図を示している。 図４は、データ送信を受信するために受信機で行われるプロセスを示す。

Claims (23)

1. ゼロアウトされパイロット送信用に使用されていない少なくとも１つのパイロット・サブバンドによる雑音及び推定誤差の推定値を導き出して、前記雑音及び推定誤差の前記推定値を使用して、ログ尤度比（ＬＬＲ）を計算する少なくとも１つのプロセッサと、
   前記少なくとも１つのプロセッサと結合されたメモリと、を具備する装置。
2. 請求項１に記載の装置において、前記少なくとも１つのプロセッサは、受信パイロット・シンボルに基づいてチャネル推定値を導き出し、前記チャネル推定値と雑音及び推定誤差の推定値とを使用してＬＬＲを計算するように構成される。
3. 請求項１に記載の装置において、前記少なくとも１つのプロセッサは、受信パイロット・シンボルに基づいてチャネル推定値と推定誤差を導き出し、データ・シンボル推定値を求めるためにチャネル推定値を有する受信データ・シンボル上でデータ検出を行い、データ・シンボル推定値、チャネル推定値、並びに雑音及び推定誤差の推定値に基づいてＬＬＲを計算するように構成される。
4. 請求項２に記載の装置において、前記少なくとも１つのプロセッサは、システム帯域幅に交差するように一様に分布し、少なくとも１つのゼロアウト・パイロット・サブバンドを含む複数のパイロット・サブバンドから受信パイロット・シンボルを求めるように構成される。
5. 請求項２に記載の装置において、前記少なくとも１つのプロセッサは、少なくとも１つのゼロアウト・パイロット・サブバンド用の少なくとも１つの受信シンボルをゼロに置き換えることによってチャネル推定値を導き出すように構成される。
6. 請求項２に記載の装置において、前記少なくとも１つのプロセッサは、最小自乗チャネル推定理論に基づいてチャネル推定値を導き出すように構成される。
7. 請求項２に記載の装置において、前記少なくとも１つのプロセッサは、最小平均自乗誤差（minimum mean square error：ＭＭＳＥ）技術、ロバストＭＭＳＥチャネル推定理論、またはゼロ・フォーシング（zero-forcing：ＺＦ）チャネル推定理論に基づいてチャネル推定値を導き出すように構成される。
8. 請求項１に記載の装置において、前記少なくとも１つのプロセッサは、チャネル推定理論に基づいてチャネル推定値を導き出し、チャネル推定理論に基づいて雑音及び推定誤差の推定値を導き出し、チャネル推定値と雑音及び推定誤差の推定値とを使用してＬＬＲを計算するように構成される。
9. 請求項１に記載の装置において、前記少なくとも１つのプロセッサは、雑音と推定誤差のチャネル関連部分を導き出し、雑音と推定誤差の雑音関連部分を導き出し、チャネル関連部分と雑音関連部分に基づいて雑音及び推定誤差の推定値を導き出すように構成される。
10. 請求項１に記載の装置において、前記少なくとも１つのプロセッサは、チャネルインパルス応答推定値に基づいて第１の共分散マトリクスを導き出し、送信に使用されるサブバンド構造に基づいて第２の共分散マトリクスを導き出し、前記第１と第２の共分散マトリクスに基づいて雑音と推定誤差用の第３の共分散マトリクスを導き出し、前記第３の共分散マトリクスを使用してＬＬＲを計算するように構成される。
11. 請求項１に記載の装置において、前記少なくとも１つのプロセッサは、復号化データを求めるためにＬＬＲで復号化するように構成される。
12. 請求項１に記載の装置において、前記少なくとも１つのプロセッサは、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）に対する復調を行い、パイロット送信に使用されるサブバンド用の受信パイロット・シンボルとデータ送信に使用されるサブバンド用の受信データ・シンボルを求めるように構成される。
13. 請求項１に記載の装置において、前記少なくとも１つのプロセッサは、単一搬送周波数分割多元接続（single-carrier frequency division multiple access：ＳＣ−ＦＤＭＡ）に対する復調を行い、パイロット送信に使用されるサブバンド用の受信パイロット・シンボルとデータ送信に使用されるサブバンド用の受信データ・シンボルを求めるように構成される。
14. 複数のパイロット・サブバンド用の受信パイロット・シンボルと複数のデータ・サブバンド用の受信データ・シンボルを得て、受信パイロット・シンボルとパイロット送信に使用されていない少なくとも１のゼロアウト・パイロット・サブバンド用の少なくとも１つのゼロとに基づいてチャネル推定値を導き出し、データ・シンボル推定値を得るために、チャンネル推定値を有する受信データ・シンボル上のデータ検出を実行し、少なくとも１つのゼロアウト・パイロット・サブバンドによる雑音及び推定誤差の推定値を導き出し、データ・シンボル推定値と、チャネル推定値と、雑音及び推定誤差の推定値に基づいて対数尤度比（ＬＬＲｓ）を計算するように構成された少なくとも１つのプロセッサと、
    少なくとも１つのプロセッサと結合されたメモリと、を具備する装置。
15. 請求項１４に記載の装置において、前記少なくとも１つのプロセッサは、チャネル推定理論に基づいてチャネル推定値を導き出し、チャネル推定理論に基づいて雑音及び推定誤差の推定値を導き出し、チャネル推定値と雑音及び推定誤差の推定値とを使用してＬＬＲを計算するように構成される。
16. 送信用処理データ方法は、
    ゼロアウトかつパイロット送信に使用されていない少なくとも１つのパイロット・サブバンド用の雑音及び推定誤差の推定値を導き出し、
    雑音及び推定誤差の推定値を使用してログ尤度比（ＬＬＲ）を計算することを具備する。
17. 請求項１６に記載の方法において、
    受信パイロット・シンボルに基づいたチャネル推定値を導き出すことを更に具備し、
    前記ＬＬＲは、チャネル推定値と雑音及び推定誤差の推定値とを使用して計算される。
18. 請求項１６に記載の方法において、前記チャネル推定値を導き出すことは、少なくとも１つのゼロアウト・パイロット・サブバンド用の少なくとも１つの受信シンボルをゼロに置き換えることによって、チャネル推定値を導き出すことを具備する。
19. 請求項１６に記載の方法において、
    チャネル推定理論に基づいてチャネル推定値を導き出すことを更に具備し、
    雑音及び推定誤差の推定値は、チャネル推定理論に基づいて導き出され、
    前記ＬＬＲは、チャネル推定値と雑音及び推定誤差の推定値とを使用して計算される。
20. ゼロアウトかつパイロット送信に使用されていない少なくとも１つのパイロット・サブバンド用の雑音及び推定誤差の推定値を導き出す手段と、
    雑音及び推定誤差の推定値を使用してログ尤度比（ＬＬＲ）を計算する手段と、を具備する装置。
21. 請求項２０に記載の装置において、
    受信パイロット・シンボルに基づいてチャネル推定値を導き出すための手段を更に具備し、
    前記ＬＬＲを計算するための手段は、チャネル推定値と雑音及び推定誤差の推定値とを使用してＬＬＲを計算するための手段を具備する。
22. 請求項２０に記載の装置において、前記チャネル推定値を導き出すための手段は、少なくとも１つのゼロアウト・パイロット・サブバンド用の少なくとも１つの受信シンボルをゼロに置き換えることによってチャネル推定値を導き出すための手段を具備する。
23. 請求項２０に記載の装置において、
    チャネル推定理論に基づいてチャネル推定値を導き出す手段を更に具備し、
    前記雑音及び推定誤差の推定値を導き出すための手段は、チャネル推定理論に基づいて、雑音及び推定誤差の推定値を導き出すための手段を具備し、
    ＬＬＲを計算するための手段は、チャネル推定値と雑音及び推定誤差の推定値を使用してＬＬＲを計算するための手段を具備する。

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