JP2004254290A - 干渉キャンセル方法および装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 複数の干渉キャンセラにより、多入力多出力（ＭＩＭＯ）システムで干渉のキャンセルを実施すること。
【解決手段】 １つの干渉キャンセラがそれぞれの送信された信号に対応しており、各干渉キャンセラがすべての受信アンテナから信号を受信し、各干渉キャンセラがその対応する送信された信号の干渉キャンセル済みの受信バージョンを出力する。すべての送信アンテナから送信された信号の推定値が、各干渉キャンセラで使用される。各推定値が、知られたパイロット記号の通信から導出可能なチャネル係数行列と掛け合わされ、結果として得られる各推定値とチャネル係数行列との積が受信された信号から引かれ、その結果、対応する差分が得られる。各対応する差分は、フィルタ重みベクトルと掛け合わせることができる。受信された信号は、結果として得られる前記差分と前記フィルタ重みベクトルとの積に基づいて復号される。所定の割込み基準に合致しない場合、復号された信号は後続の干渉キャンセル用の推定値準備に使用される。
【選択図】 図２

Description

本発明は無線通信の分野に関し、より具体的には、多入力多出力（ＭＩＭＯ）無線通信システムの受信側で使用するための繰り返しソフト干渉キャンセラ（Ｉ−ＳＩＣ）に関する。

以下、上記ソフト干渉キャンセラにおける背景技術について説明する。尚、当該背景技術に関連した先行技術文献情報として以下の非特許文献１及び非特許文献２がある。必要があれば参照されたい。

インターネットの幅広い普及により、特に移動環境では、その可搬性および利便性の点から、より信頼性が高く、快適で、効率の良い通信システムを設計しようという動きが高まっている。高品質の音声メッセージ伝送に加えて数１００ｋｂｐｓのデータ・サービスをサポートするために、いわゆる第３世代（３Ｇ）システムが導入されつつあり、さらにより高速のビット・レート・サービスを提供するために、第３世代パートナーシップ・プロジェクト（３ＧＰＰ）では、そのアップグレード・バージョンである高速ダウンリンク・パケット・アクセス（ＨＳＤＰＡ）も審議および標準化の対象となっている。ただし、ＨＳＤＰＡが自動再送要求（ＡＲＱ）ならびに適応変調符号化方式（ＡＭＣＳ）を使用する場合、達成可能なビット・レートは依然として１０Ｍｂｐｓまでに制限されている。しかしユーザが、たとえ移動状況であってもストリーミング・ビデオ、高速インターネット接続などを楽しむためには、およそ１００Ｍｂｐｓのデータ・レートが要求される。

物理レイヤにおいて高速伝送を実現するための周知の戦略の１つが、帯域幅の拡大である。Ａｔａｒａｓｈｉ等は、屋外環境で１００Ｍｂｐｓを達成するための１３０ＭＨｚの帯域幅を想定した、可変拡散率直交周波数および符号分割多重（ＶＳＦ−ＯＦＣＤＭ）を提案した。ただしこの方法は、サンプリング・レートが非常に高速であるため、超高速のデジタル−アナログ／アナログ−デジタル変換器を必要とする。したがって、特にユーザ機器における電力消費が問題となってくる。他の問題は、帯域幅がこのように広いことにより過度のマルチパス遅延が誘発されるため、そのような好適な受信機の設計および動作が困難になることである。

スペクトル効率を上げるための代替方法は、より高次の変調方式を採用することである。実際にＩＥＥＥ ８０２．１１ａでは、６４ＱＡＭを使用して、室内無線ローカル・エリア・ネットワーク（ＬＡＮ）システム用に２０ＭＨｚ帯域幅で５４Ｍｂｐｓを実現させている。ただし、移動環境でのこの方式の応用例を考えると、６４ＱＡＭはＱＰＳＫに比べて耐干渉性が低いため、もはや効率的とは言えない。さらに、低い誤り率性能を補償するためには、かなり伝送パワーを上げる必要が生じてくる。

他方で、最近では、たとえばいわゆる多入力多出力（ＭＩＭＯ）システムなどの空間多重化技法に大きな注目が集まっている。情報理論の結果、ＭＩＭＯシステムの容量は送信アンテナ数と受信アンテナ数の小さい方の数に対して、直線的に増加していくことが示されている。ＭＩＭＯシステムにおける最も深刻な問題は、他の送信アンテナからの干渉であろう。Ｆｏｓｃｈｉｎｉ等は、干渉のキャンセルおよび抑制を使用する、高速無線伝送および対応する検出アルゴリズムを達成するために、Ｂｅｌｌ Ｌａｂｏｒａｔｏｒｉｅｓ Ｌａｙｅｒｅｄ Ｓｐａｃｅ−Ｔｉｍｅ（ＢＬＡＳＴ）アーキテクチャを提案した。

ただしこの方式は、誤り修正符号化と組み合わされた場合、復調器および復号器内で処理が別々に実行されるために効率的ではない。他方で、最大事後確率（ＭＡＰ）アルゴリズムが、復調器および復号器と協働する場合に最適であるとして知られているが、かなり複雑な計算になってしまう。
Gerard J. Foschini, Glen D. Golden, Reinaldo A. Valenzuela, Fellow, IEEE, and Peter W. Wolniansky、Simplified Processing for High Spectral Efficiency Wireless Communication Employing Multi-Element Arrays、IEEE JOURNAL ON SELECTED AREAS IN COMMUNICATIONS, VOL. 17,NO. 11, NOVEMBER 1999、 Pages 1841-1852 H. Atarashi, N. maeda, S. Abeta, and M. Sawahashi、 BROADBAND PACKET WIRELESS ACCESS BASED ON VSF-OFCDM AND MC/DS-CDMA、13th Personal Indoor and Mobile Radio Conference, (PIMRC 2002). Lisbon Portugal, September 2002、 Pages 442-446. Vol. 1

したがって、従来技術におけるこの問題および他の問題に対処するために、本発明では、ターボ符号化ＭＩＭＯシステムでスペクトル効率の良い伝送を実現するために、フィルタリングを用いた簡易型繰り返しソフト干渉キャンセラ（ＳＩＣ）について開示する。このアルゴリズムでは、他のアンテナからの干渉を首尾よくキャンセルおよび抑圧して情報記号を取り出すために、ソフト情報をターボ原理のように、復調器と復号器の間で交換する。フィルタリングは、最小平均２乗誤差（ＭＭＳＥ）アルゴリズムに従う、複雑さを減らすためにＭＭＳＥフィルタリングの代わりに整合フィルタリング（ＭＦ）に従う、あるいは何らかのそれらの組合せに従うことができる。

一実施の形態では、本発明は、複数の受信アンテナそれぞれから受信した信号を複数の干渉キャンセラそれぞれに提供することを含み、少なくとも１つの干渉キャンセラが前記送信された信号のそれぞれに対応し、各干渉キャンセラがその対応する送信された信号に対して干渉をキャンセルするものである。干渉は、受信した信号を送信された信号の推定値と比較し、各干渉キャンセラ内の対応する送信された信号以外のすべてをキャンセルすることによってキャンセルされる。

他の実施形態では、本発明は、各干渉キャンセラで使用するためにすべての送信アンテナから送信された信号の推定値を準備すること、各推定値と既知のパイロット記号の通信から導出可能なチャネル係数行列とを掛け合わせること、結果として得られる各推定値とチャネル係数行列との積を受信した信号から引くこと、その結果、それぞれの積とそれぞれの受信した信号との間の対応する差分が得られることを含む。それぞれの対応する差分に、各反復でＭＦあるいは、ＭＭＳＥから選択的に選んだフィルタ重みベクトルと掛け合わせることができる。受信した信号は、結果的に得られた前記差分と前記フィルタ重みベクトルとの積に基づいて復号される。所定の割込み基準に合致しない場合、復号された信号は次回の干渉キャンセル用のための推定値の準備で使用される。この方法は、所定の割込み基準に合致するまで反復的に実行することができる。

本発明は、本明細書に記載されたキャンセル方法と、その方法を実施するための装置の両方を含む。これらの装置には、干渉キャンセラと、本発明に従って干渉をキャンセルするように動作可能な受信機とが含まれる。

本発明のこれらおよび他の特徴、特典、および利点は、以下の明細書および添付の特許請求の範囲、ならびにいくつかの図に渡って同じ参照番号が同じ特徴を表す添付の図面を通じて明らかになろう。

図１は、一般的な送信機１０の構成を示す図である。入力データ・ビット・ストリーム１２は第１にターボ符号器１４によって符号化され、複素数のベースバンド記号１８を生成するために変調器１６に送られる。この実施形態では、グレイ・マッピングによるＱＰＳＫ変調が使用される。ただし、当分野の技術者であれば、以下の記述が他の変調方式に容易に拡大されることを理解されよう。ＱＰＳＫ記号は、記号インタリーバ２０によってランダムにインタリーブされ、Ｓ／Ｐ変換器２２内でシリアル−パラレル（Ｓ／Ｐ）変換される。インタリーバ２０は、受信機によって認められるチャネルと干渉の両方をランダム化する必要がある。Ｓ／Ｐ変換されたｎ_Ｔ記号ストリームは、同じ周波数帯を共有するｎ_Ｔアンテナ２４から同時に伝送される。直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）および／またはスペクトラム拡散が使用される場合、Ｓ／Ｐ変換器２２の後の各記号ストリームに、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）２６および／または拡散が適用される。任意選択で、適切な手段２８により、当分野で知られた様式でガード・インターバルを挿入することもできる。

図２は、本発明に従った一般的な反復ソフト干渉キャンセル（Ｉ−ＳＩＣ）受信機３０を示す例示的な一実施形態である。信号は各ｎ_Ｒアンテナ３２で受信される。それぞれの受信されたストリームから適切な手段３４によってガード・インターバルが除去され、必要に応じてＦＦＴ ３６が実行される。次に、ｎ_ＴパラレルＳＩＣ ３８によりソフト推定値を使用して、ソフト記号推定器４０から干渉記号が除去される。推定値は第１の反復ではゼロになり、その後、前のステップから取得される。次に、パラレル−シリアル（Ｐ／Ｓ）変換器４２およびデインタリーバ４４を介して、干渉キャンセル済み記号が対数尤度比（ＬＬＲ）計算器４６に送られる。ＬＬＲ計算器４６では、すべてのコード・ビットのＬＬＲが、ＳＩＣ ３８出力、記号配列、およびターボ復号器４８出力に基づいて算出される。その後、以下で詳細に説明するＬＬＲ計算器４６で算出された外因性情報のみが、復号のために反復的にターボ復号器４８に送られる。

一般に、非反復受信機では、ターボ復号器４８が情報ビットのＬＬＲを出力し、データ・ストリームを回復するための判定を行う。ただし、本発明に従った反復受信機では、最終反復を除き、送信された記号のソフト推定値を作成するために、コード・ビットにはＬＬＲが必要である。また、外因性情報もＬＬＲ計算器に返送しなければならない。したがって、そのように実行するためにターボ復号器が若干修正され、その後、生成されたコード・ビットのＬＬＲがソフト記号推定器４０に送られる。本発明の実施形態例では、ターボ復号器４８はＭａｘ−Ｌｏｇ−ＭＡＰアルゴリズムを使用する。以下で、ＳＩＣ ３８、ＬＬＲ計算器４６、およびソフト記号推定器４０のオペレーションについて、より詳細に説明する。

図３は、ｋ番目のＳＩＣ ３８の構成を示す図である。以下では、特定のシンボル時間に焦点を当てる。受信された信号は、次のように記述することが可能であり、

上式で、ｙ、Ｈ、ｘ、およびｎは、それぞれ、受信された信号ベクトル、チャネル係数行列、送信された記号ベクトル、およびガウス雑音ベクトルであり、以下の式によって得られる。

ｋ番目のＳＩＣ ３８の目的は、ｋ番目に送信された記号ストリームに対する干渉信号のキャンセルである。これを実施するために、前の反復から推定された記号が、送信された記号の複製として、受信された信号からｋ番目の信号以外すべてをキャンセルするために使用される。

送信された信号のソフト推定値では、図４の下部に示されるように、ｋ番目の記号がゼロ（０）に置き換えられる。それぞれの乗算分岐点５０でチャネル行列はソフト記号ベクトルと掛け合わされ、いくつかの加算分岐点５２のそれぞれで、受信した信号からこれを引き去ると、以下の式が得られ、

上式で、ｙ_ｋおよび

以降、ｘティルドｋ と記載する。
は、それぞれ干渉キャンセル済みの受信信号ベクトルおよびｋ番目のストリームのｘ_ｋのソフト推定値を示すものであって、

および

によって得られる。ｘティルドｋの計算は、以下のように指定される。

各ＳＩＣにおいてある反復に関する出力を生成する前に、フィルタ重み計算器５４によって決定されたフィルタ重みを使用して、ｎ_Rパラレル・ストリームがフィルタリングされる。この場合ｙ_ｋは、特に反復処理の始めに残余干渉を含むため、フィルタリング済み出力の２乗誤差を最小にするために、最小平均２乗誤差推定器（ＭＭＳＥ）フィルタリングを適用することになる。当分野の技術者であれば、有効性および処理効率の両面で相対的な利得または損失を考慮に入れた上で、整合フィルタ（ＭＦ）技法も適切であることが理解されよう。

理想的な出力に対する平均２乗誤差を最小にする場合、ＭＭＳＥフィルタリングの重みベクトルは、以下のように定義される。

この場合のｗ_ｋは、Ｓ．Ｈａｙｋｉｎによる「Ａｄａｐｔｉｖｅ Ｆｉｌｔｅｒ Ｔｈｅｏｒｙ」（Ｐｒｅｎｔｉｃｅ Ｈａｌｌ、１９９６年）によって次のように得られ、

上式で、Ｒおよびｐは、それぞれ、受信した記号ベクトルの相関行列および、受信した記号ベクトルと所望の出力との間の相関ベクトルに対応する。次に、Ｒは以下のように得られる。

は、（ｘ−ｘティルドｋ）内の各要素が独立していることからｘの共分散行列と一致するが、共分散行列は対角となる。ｋ番目を除くすべての要素は、以下のように計算され、

上式で、（Ｖ_ｋ）_ｉはｉ＝ｋの場合１になる。２番目の項も、その要素σ^２で対角となる。したがって、式５は以下のようになり、

上式で、σ^２はガウス雑音の分散である。

他方で、ｐは以下のように計算される。

したがって、式３を解くと、ＭＭＳＥ基準に基づく重みベクトルは以下のように得られる。

最終的に、ｋ番目のストリームからのフィルタ出力は以下のようになる。

フィルタ出力ｚ_ｋは、再度、ｚ_ｋ＝μ_ｋｘ_ｋ＋υ_ｋの形とみなされることになり、この式でμ_ｋおよびυ_ｋは、それぞれ等価のフェージング係数および雑音を示す。上記導出から、以下が得られる。

他方で、ここではｒ^２ _ｋと定義されたυ_ｋの分散は、以下のような形になる。

式１２の各項は、以下のように計算される。

したがって、以下が得られる。

式９に示されるように、ＭＭＳＥフィルタリングは、ｎ_Ｒ×ｎ_Ｒ行列の行列反転を必要とする。したがって、特に受信アンテナの数が多い場合、時には計算上の問題を発生させることがある。そこで、整合フィルタリング方式も提案することになり、この方式では重みｗ_ｋが単にチャネル・ベクトルである、すなわちｗ_ｋ＝ｈ_ｋであるとみなされる。

次に、対応する等価フェージング係数および雑音分散が、以下のように計算できる。

本発明に従った干渉キャンセラは、どんなフィルタリング方法にも限定されることはない。たとえば、フィルタ重みを計算する方法は、最小ＳＮＲ、ＳＮＩＲ、ＢＥＲ、ＦＥＲ、ＢＬＥＲ、ＬＬＲを含むいくつかの基準のうちの１つに従って、反復ごとに適応的に選択することができる。フィルタリング方法は、プロセスの初期にはより効果的であるが複雑な方法を選択した上で、実行される反復回数に従って選択するか、あるいは、プロセスの初期にはより単純な方法を適用した上で、好適な結果を達成するためには複雑さが必要であると判断された場合にはより複雑な方法を適用することができる。別法として、フィルタリング方法は、受信アンテナの数に応じて複雑さが指数的に増大していくことを考慮しながら、送信アンテナまたは受信アンテナの数に基づいて選択することもできる。

ＭＦ方式は合成後のＳＮＲを最大にすることができるが、特に反復の始まりでは、まだ干渉がキャンセルされていないため、記号の干渉による破損が支配的になることがある。合成後のＳＮＩＲを最大にするために、ＭＭＳＥフィルタリングを適用することができる。ただし、上記で強調したように、時にはＭＭＳＥフィルタリングがかなり複雑になることがある。したがって、好ましい実施形態では、他のアンテナからの干渉を十分に抑制するために、第１のプロセスでのみＭＭＳＥフィルタリングを適用する。その後、複雑さを減らすためにＭＦ方式を適用する。ＳＩＣ−ＭＦは性能を低下させるが、ＭＭＳＥフィルタリングを第１の反復でのみ適用することによって、周波数が一定の選択的な条件の下で、ＭＭＳＥベースのＩ−ＳＩＣを使用するのとほぼ同じ性能を、このハイブリッド方式で達成することができる。したがって、ＳＩＣ−ＭＭＳＥと比べて計算の複雑さが減じられることになる。

ＬＬＲは、以下のように定義され、

上式ではそれぞれ、ｂ_ｉはｉ番目のビットであり、ｙ_ｊはｂ_ｉを含む受信した信号である。ＱＰＳＫ符号化を想定すると、式１７は以下のように記述することが可能であり、

上式でｌは、Ｐ／Ｓ変換後、ｌ番目に受信した記号に対応する。Λ（ｂ_２ｌ）およびΛ（ｂ_２ｌ＋１）は同様の様式で計算されるため、以下ではΛ（ｂ_２ｌ）にだけ集中することになる。

ベイズの規則によれば、式１８は以下のように記述することができる。

第１項は、受信した記号および信号配列によって計算されたいわゆる外因性情報であり、第２項は、前のターボ復号器処理によって得られる事前確率比である。この時点では、外因性情報のみが後続のターボ復号器に転送されるはずである。

λ_１（ｂ_２ｌ）をｂ_２ｌの外因性情報とする。すると、次の式が得られる。

ＱＰＳＫ符号化されたグレイ・マップ済み信号配列に基づき、Ｐ（ｚ_２ｌ｜Ｃ_ｉ）は以下のように計算できる。

他方で、チャネル復号器からの外因性情報は事前確率に対応し、以下によって得られる。

次に、尤度を以下のように示すことができる。

したがって、

の近似値を導入することによって、式２１は以下のようになり、

上式では、最終等式に｜Ｃ_ｉ｜^２＝１が使用される。

同様に、ｚ_２ｌおよびλ_２（ｂ_２ｌ）の関数であるλ_１（ｂ_２ｌ＋１）が計算できる。次に、末尾シーケンスを含むすべての符号ビットについて計算された外因性情報がターボ復号器に送られ、ターボ復号器は、その格子図および上記から導出された外因性情報に基づいて、すべての符号ビットのＬＬＲおよび外因性情報を再度計算する。

ターボ復号器によって生成されたＬＬＲを使用することにより、ソフト推定値生成器４０は、ソフト複製記号を作成する。この関数は、記号配列のすべての候補に重み付けし、以下のように組み合わせるものであって、

上式でｐ_ｌ ^０およびｐ_ｌ ^１は、１番目の符号ビットに関する０および１の事後確率であり、これらは以下のように計算される。

このソフト推定値は、その後の反復でＳＩＣ ３８によって使用される。

ＭＩＭＯシステムの実際的なオペレーションを考えると、第１に受信機側のチャネル係数を推定しなければならない。当分野で知られた方法の１つが、パイロット記号の使用である。各送信アンテナからＮ_ｐパイロット記号が使用される場合、受信される記号シーケンスは以下のようになる。

Ｎ_ｐ列ベクトルを行列内に配置することにより、以下が得られ、

上式で、Ｙ＝（ｙ（１），ｙ（２），．．．ｙ（Ｎ_ｐ））、Ｓ＝（ｓ（１），ｓ（２），．．．ｓ（Ｎ_ｐ））、Ｖ＝（ｖ（１），ｖ（２），．．．，ｖ（Ｎ_ｐ））である。この技法では、Ｎ_ｐがｎ_Ｔよりも大きいと想定している。パイロット記号の累乗は１であると仮定するのが妥当であるため、以下のようになる。

ｓの擬似逆行列を右側からＹまで掛け合わせると、チャネル推定は以下のようになる。

Ｎ_ｐはｎ_Ｔよりも大きいため、ｓの擬似逆行列はＳ^Ｈ（ＳＳ^Ｈ）^−１となる。したがって、式３２は以下のように再構成することができる。

推定誤差を最小限にするためには、Ｈ^εの合計分散ができるだけ小さくなるようにＳを選択しなければならない。これについては、Ｍａｒｚｅｔｔａの「ＢＬＡＳＴ Ｔｒａｉｎｉｎｇ：Ｅｓｔｉｍａｔｉｎｇ Ｃｈａｎｎｅｌ Ｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃｓ Ｆｏｒ Ｈｉｇｈ−Ｃａｐａｃｉｔｙ Ｓｐａｃｅ−Ｔｉｍｅ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ」、Ｐｒｏｃ． ３７ｔｈ Ａｎｎｕａｌ Ａｌｌｅｒｔｏｎ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ ｏｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ， Ｃｏｍｐｕｔｉｎｇ ａｎｄ Ｃｏｎｔｒｏｌ， Ｍｏｎｔｉｃｅｌｌｏ， Ｉｌｌｉｎｏｉｓ（１９９９年９月）に示されており、最適なトレーニング・シーケンスは以下を満たすものでなければならない。

図４および５は、１パスおよび、指数的に分散された１２パス条件の下で４反復した場合の、ＭＦ、ＭＭＳＥ、およびハイブリッド方式のＦＥＲ性能を示す図である。ここでは、理想的なＧＩ削除およびチャネル推定が想定される。図４から、ＳＩＣ−ハイブリッド方式の性能は、周波数応答が一定および、選択的の条件下で、ＳＩＣ−ＭＭＳＥの性能とまったく同じであることがわかる。一方、図５に示されるように、４アンテナの場合には特性が若干低下することがわかる。フレーム誤り率で置き換えることのできる（２×２）および（４×４）のアウテージキャパシティは、１パスのフェージング条件下で、それぞれ４％では６ｄＢ、７％では３ｄＢである。したがって、ＳＩＣ−ハイブリッドおよびＳＩＣ−ＭＭＳＥは、（２×２）および（４×４）システムで、それぞれ２．８ｄＢおよび２．５ｄＢに達することができると結論付けられる。ＯＦＤＭ変調を用いているため、たとえ周波数選択条件の場合であっても、図のような高性能を達成することができる。

本発明を実施するために、当分野の技術者であれば、本開示に照らしていくつもの装置が容易に明らかとなろう。たとえば、干渉キャンセルは、モジュール型または一体型いずれかの専用回路またはＡＳＩＣを含む、ハードウェア手段によって実施可能である。別法として本発明は、無線送信および／または受信機器と好適にインターフェースされたソフトウェアを介して、実施することができる。ソフトウェアおよびハードウェアを組み合せた実施の中には、本発明の範囲を逸脱することなく、性能面または製造面のいずれかから最適であることが実証できるものもある。本発明に従ったソフト干渉キャンセラを含む受信機は、無線電話ハンドセット、インターネット機能付きデバイス、または任意の他の無線通信機器を含むことができる。

以上、本発明について、一定の好ましい実施形態に関して説明してきた。これらの実施形態は本発明の範囲を例示する手段であって、限定的なものではない。当分野の技術者であれば、添付の特許請求の範囲によって定義された本発明の範囲を逸脱することなく、修正形態または変更形態が明らかであろう。

本発明の一実施形態に従った送信機を示す図である。 本発明に従った反復ソフト干渉キャンセル（Ｉ−ＳＩＣ）受信機を示す例示的な一実施形態を示した図である。 詳細を追加した一つのソフト干渉キャンセラ（ＳＩＣ）の構成を示す図である。 本発明の一実施形態に従った、２送信機／２受信機ＭＩＭＯシステムのＦＥＲのシミュレーション結果を示す図である。 本発明の他の実施形態に従った、４送信機／４受信機ＭＩＭＯシステムのＦＥＲのシミュレーション結果を示す図である。

符号の説明

１０ 送信機
１２ 入力データ・ビット・ストリーム
１４ ターボ符号器
１６ 変調器
１８ ベースバンド記号
２０ 記号インタリーバ
２２ Ｓ／Ｐ変換器
２４ ｎ_Ｔアンテナ
２６ 逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）
３０ 繰り返し型ソフト干渉キャンセル（Ｉ−ＳＩＣ）受信機
３２ ｎ_Ｒアンテナ
３６ ＦＦＴ
３８ ＳＩＣ
４０ ソフト記号推定器
４２ パラレル−シリアル（Ｐ／Ｓ）変換器
４４ デインタリーバ
４６ ＬＬＲ計算器
４８ ターボ復号器
５０ 乗算分岐点
５２ 加算分岐点
５４ フィルタ重み計算器

Claims (30)

1. 複数の送信アンテナから同時に送信され複数の受信アンテナによって同時に受信された複数の信号中の干渉をキャンセルするための干渉キャンセル装置であって、複数の干渉キャンセラを具備し、少なくとも１つの干渉キャンセラが送信されたそれぞれの信号に対応し、各干渉キャンセラが各受信アンテナから信号を受信し、各干渉キャンセラが、その対応する送信された信号の干渉キャンセル済みの受信バージョンを出力することを特徴とする干渉キャンセル装置。
2. 各干渉キャンセラで使用するためにすべての送信アンテナから受信した記号の推定値を準備するためのソフト記号推定器をさらに具備することを特徴とする請求項１に記載の干渉キャンセル装置。
3. 各干渉キャンセラが、割込み基準に合致するまでその対応する送信信号に対して反復的に干渉をキャンセルすることを特徴とする請求項２に記載の干渉キャンセル装置。
4. 各推定値が、各干渉キャンセラに対応する送信された信号について強制ゼロの項を含むことを特徴とする請求項２に記載の干渉キャンセル装置。
5. フィルタ重み計算器をさらに具備することを特徴とする請求項１に記載の干渉キャンセル装置。
6. 各干渉キャンセラがフィルタ重み計算器を備えることを特徴とする請求項１に記載の干渉キャンセル装置。
7. 請求項１に記載の干渉キャンセル装置を有することを特徴とする多入力多出力無線通信受信機。
8. 複数の干渉キャンセラ出力をシリアル・ストリームに変換するためのパラレル−シリアル変換器をさらに具備することを特徴とする請求項７に記載の無線通信受信機。
9. 複数の干渉キャンセラ出力に基づいてデータ・ストリームを回復するための復号器をさらに具備することを特徴とする請求項７に記載の無線通信受信機。
10. 複数の送信アンテナから同時に送信され複数の受信アンテナによって同時に受信された複数の信号中の干渉をキャンセルするための干渉キャンセル方法において、
    （ａ）各受信アンテナから受信された信号を複数の干渉キャンセラそれぞれに提供し、少なくとも１つの干渉キャンセラが前記送信されたそれぞれの信号に対応し、各干渉キャンセラがその対応する送信された信号に対して干渉をキャンセルするステップと、
    （ｂ）前記受信した信号と前記送信された信号の推定値とを比較し、各干渉キャンセラ内で対応する送信された信号以外すべてをキャンセルすることによって、干渉をキャンセルするステップ
    を具備することを特徴とする干渉キャンセル方法。
11. 前記ステップ（ｂ）で準備された各推定値が、各干渉キャンセラに対応する送信された信号について強制ゼロの項を含むことを特徴とする請求項１０に記載の干渉キャンセル方法。
12. 各推定値をチャネル係数行列に掛け合わせるステップを有することを特徴とする請求項１０に記載の干渉キャンセル方法。
13. チャネル係数行列が既知のパイロット信号の受信から導出されることを特徴とする請求項１２に記載の干渉キャンセル方法。
14. 前記受信した信号から、各推定値とチャネル係数行列の積を引くステップと、その結果、それぞれの積とそれぞれの受信した信号との差分を得るステップをさらに有することを特徴とする請求項１２に記載の干渉をキャンセルする方法。
15. それぞれの積とそれぞれの受信した信号と差分を、フィルタ重みベクトルに掛け合わせるステップをさらに有することを特徴とする請求項１４に記載の干渉キャンセル方法。
16. 所定の割込み基準に合致するまで、ステップ（ｂ）の干渉キャンセルを反復的に実行することを特徴とする請求項１０に記載の干渉をキャンセルする方法。
17. 請求項１０の干渉をキャンセルする方法を受信側で実行することを特徴とする多入力多出力無線通信を実行する方法。
18. 複数の送信アンテナから同時に送信され複数の受信アンテナによって同時に受信された複数の信号中の干渉をキャンセルするための干渉キャンセル方法において、
    （ａ）各受信アンテナから受信された信号を複数の干渉キャンセラそれぞれに提供し、少なくとも１つの干渉キャンセラが前記送信されたそれぞれの信号に対応し、各干渉キャンセラがその対応する送信された信号に対する干渉のキャンセル専用であること、
    （ｂ）各干渉キャンセラで使用するためにすべての送信アンテナから送信された信号の推定値を準備するステップと、
    （ｃ）各推定値をチャネル係数行列に掛け合わせるステップと、
    （ｄ）結果的に得られる各推定値とチャネル係数行列との積を受信した信号から減じ、その結果、それぞれの積とそれぞれの受信した信号との差分を得るステップと、
    （ｅ）それぞれの対応する差分をフィルタ重みベクトルに掛け合わせるステップと、
    （ｆ）受信した信号を、結果的に得られた前記差分と前記フィルタ重みベクトルとの積に基づいて復号するステップと、
    （ｇ）所定の割込み基準に合致しない場合、前記復号された信号を後続の干渉キャンセル反復用の推定値準備で使用するステップ、および
    （ｈ）所定の割込み基準に合致しない場合、ステップ（ｂ）〜（ｇ）を反復的に実行するステップを具備することを特徴とする干渉キャンセル方法。
19. 前記ステップ（ｂ）で準備された各推定値が、各干渉キャンセラに対応する送信された信号について強制ゼロの項を含むことを特徴とする請求項１８に記載の干渉キャンセル方法。
20. 前記ステップ（ｅ）で使用されるフィルタ重みベクトルを計算する方法が各反復について選択的に選択されることを特徴とする請求項１８に記載の干渉キャンセル方法。
21. 前記ステップ（ｅ）で使用されるフィルタ重みベクトルを計算する方法の選択基準が、ＳＮＲ、ＳＮＩＲ、受信または送信アンテナの数、対数尤度比、反復回数、および送信された信号の推定値配列のうちの少なくとも１つであることを特徴とする請求項２０に記載の干渉キャンセル方法。
22. フィルタ重みベクトルを計算する方法が、整合フィルタ（ＭＦ）方法および最小平均２乗誤差（ＭＭＳＥ）方法のうちの１つを具備することを特徴とする請求項１８に記載の干渉キャンセル方法。
23. 前記ステップ（ｅ）で使用されるフィルタ重みベクトルを計算する方法が、第１の反復では最小平均２乗誤差（ＭＭＳＥ）方法であり、任意の後続の反復では整合フィルタ（ＭＦ）方法であることを特徴とする請求項１８に記載の干渉キャンセル方法。
24. 割込み基準が、誤りビットの数、誤りブロックの数、誤りフレームの数、対数尤度比、および反復回数のうちの少なくとも１つであることを特徴とする請求項１８に記載の干渉キャンセル方法。
25. チャネル係数行列が、既知のパイロット信号の受信から導出されることを特徴とする請求項１８に記載の干渉キャンセル方法。
26. 請求項１８記載の干渉キャンセル方法を受信側で実行することを特徴とする多入力多出力無線通信を実行する方法。
27. 複数の送信アンテナから同時に送信され複数の受信アンテナによって同時に受信された複数の信号中の干渉をキャンセルするための干渉キャンセル装置において、
    少なくとも１つの干渉キャンセラが前記送信されたそれぞれの信号に対応し、各干渉キャンセラがそのそれぞれの送信された信号に対する干渉のキャンセル専用である、複数の干渉キャンセラと、
    各干渉キャンセラで使用するために送信された記号の推定値を準備するためのソフト記号推定器手段とを具備し、前記各推定値が各干渉キャンセラに対応する送信された信号について強制ゼロの項を含むものであって、
    さらに、各推定値をチャネル係数行列と掛け合わせるための手段と、
    結果的に得られる各推定値とチャネル係数行列との積を受信した信号から減ずるための手段と、
    フィルタ重みベクトルを計算するための手段と、
    前記積と受信した信号との間の各差分をフィルタ重みベクトルに掛け合わせるための手段と、
    結果的に得られた前記差分と前記フィルタ重みベクトルとの積に基づいて信号を復号するための手段とを具備することを特徴とする干渉キャンセル装置。
28. 前記ソフト記号推定器が、送信された記号の推定値を準備するために前の反復から復号された信号を使用することを特徴とする請求項２７に記載の干渉キャンセル装置。
29. 前記ソフト記号推定器が、送信された記号の推定値を準備するために干渉がキャンセルされた信号を使用することを特徴とする請求項２７に記載の干渉キャンセル装置。
30. 請求項２７に記載の干渉をキャンセルする装置を備える受信機を含むことを特徴とする多入力多出力無線通信システム。
    
    
    
    

Images