JP4138753B2 - 受信シンボルグループを検出する方法および装置 - Google Patents

Description

本発明は、通信の分野、特に、複数チャネル変調技術に関連した符号分割多重アクセス（ＣＤＭＡ）技術の分野に関する。

近年、移動無線通信の分野において、直接シーケンス方式に基づいたマルチアクセスシステム（ＣＤＭＡ）が非常に重要となってきた。しかしながら、直接シーケンスＣＤＭＡシステムにおいては、高速データ通信を行う際に、他のユーザとの間の干渉およびシンボル間干渉（ＩＳＩ）に起因した制限が存在する。このため、ＣＤＭＡ技術とマルチチャネル変調技術とを組み合わせることが提案されている。マルチチャネル変調技術の代表例として、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）が挙げられる。マルチキャリア変調の原理は、連続する高いレートのソースストリームを複数の並列的な低レートのサブストリームへマッピングし、他のキャリアにおける各サブストリームを変調する、というものである。ＯＦＤＭは、所定のデジタル信号処理を行うことによって、複数のサブキャリアに対して効率的に変調処置を行う簡易な方法であることが知られている。その詳細については後述する。

マルチキャリア変調を用いた通信システムにおいては、Ｎ_Ｃ個の複素値のソースシンボルから構成される１つのシーケンスを、Ｎ_Ｃ個のサブキャリアによって並列的に送信する。マルチキャリア変調器は、レート１／Ｔの連続したＮ_Ｃ個のソースシンボルのシーケンスを、Ｎ_Ｃ個の並列的なサブストリームへマッピングする。従って、各サブストリーム当たりのシンボルレートは、ｌ／（Ｎ_ＣＴ）に減少する。これらのサブキャリアは、ソースシンボルレートの逆数に等しい帯域幅を持っている。正方パルス形状を仮定した場合、これらのＮ_Ｃ個のサブキャリアにおける信号間には直交性がある。Ｎ_Ｃ個の並列的に変調されたソースシンボルを、所定のシンボル長を持ったＯＦＤＭシンボルと称する。マルチキャリア変調は、離散ドメインにおいて、離散逆フーリエ変換または演算効率が高い逆高速フーリエ変換を用いることによって行われる。マルチキャリア送信システムには、ＯＦＤＭ送信機とその後段にも受けられるデジタル／アナログ変換器およびオプションの高周波数フロントエンドが含まれる。ベースバンド信号または無線周波数フロントエンドからの無線周波数出力信号におけるデジタル／アナログ変換器からのアナログ信号は、マルチパス伝達特性をもった送信チャネルを介して送信される。受信側において、当該マルチパス伝達送信チャネルを介して取得した信号は、受信機側フロントエンドにて処理され、アナログ／デジタル変換器へ供給される。アナログ／デジタル変換器からのデジタル信号はＯＦＤＭ復調機へ供給され、この結果、受信復調データシンボルシーケンスを得ることができる。

送信機側においては、ソースデータビットグループを、複素コンスタレーション・ダイアグラム内の離散状態にマッピングする機能を有するマッピング部（ｍａｐｐｅｒ）を用いることができる。２位相偏移変調方式の場合、コンスタレーション・ダイアグラムは、２つのコンスタレーション状態、すなわち、０度の状態と１８０度の状態とが存在する。４位相偏移変調方式または４直交振幅変調の場合は、コンスタレーション・ダイアグラムには４つのコンスタレーション・ポイントが存在する。これは、対応するコンスタレーション・ポイントの選択に２ビットが用いられることを意味する。１６直交振幅変調の場合は、コンスタレーションダイアグラムにおいて１６個の状態が存在する。これは、４つのソースビットがこれら１６個の異なる状態のうちの１つを選択するのに用いられることを意味する。一般的には、コンスタレーション・ダイアグラムは、Ｍ値（Ｍ−ａｒｙ）コンスタレーション・ダイアグラムと呼ばれる。このＭは、コンスタレーション・ダイアグラムのカーディナリティ、すなわちコンスタレーション・ダイアグラムにおいてとりうる状態の数を表すものである。

マッピング部は、複素値のストリームを出力する。各複素値は、コンスタレーションダイアグラムにおいて取り得る１つの状態を定義している。これらの複素数はシリアル／パラレル変換が施され、ＩＤＦＴブロックまたはＩＦＦＴブロックに入力されてマルチキャリア変調が施される。ＩＤＦＴブロックまたはＩＦＦＴブロックからの出力には、パラレル／シリアル変換が施される。そして、ガードインターバル（サイクリック・プレフィックス）を付加してＯＦＤＭシンボルが完成する。上述した通り、この送信シンボルにはデジタル／アナログ変換が行われ、伝送経路を介して送信される。

受信機側においては、アナログ／デジタル変換を行った後、ガードインターバルを取り除く。こうして得られたデジタル値ストリームは、送信機側のマッピング部から出力された複素数のうちの受信した部分を表しており、この値に対しシリアル／パラレル変換が行われてＤＦＴブロックまたはＦＦＴブロックに入力され、この結果、１つの複素数ストリームが得られる。対応するデマッピングを行うと、受信ソースデータビットが得られる。

なお、上述したＯＦＤＭに関する一般的な記述は、単に説明の便宜上のためである。ＯＦＤＭに基づく典型的な送信システムもまた、送信機側においてＩＤＦＴブロック（またはＩＦＦＴブロック）の前段に設けられたチャネル符号器と、受信機側においてＤＦＴブロック（またはＩＦＦＴブロック）の前段に設けられた対応するデインターリーバとを有している。

上述したように、マルチキャリア変調もしくは一般的なマルチチャネル変調とＣＤＭＡ技術とを融合させることが徐々に注目されてきている。これは、ＭＣ−ＣＤＭＡ信号は、周波数領域において高レートの拡散符号を用いて多重化を行うことに起因して各データシンボルの多重受信を実行することによってが特徴付けられるという事実に起因している。更に、ＭＣ−ＣＤＭＡ信号は、近接するサブキャリアにおいて必要のない拡散符号の変調チップデータを送信するということも指摘しておく必要がある。ＣＤＭＡ方式に従って生成された複数の拡散符号を有する１つのグループに属する複数のシンボルが、どのサブキャリア（近接したサブキャリアでも周波数領域において近接したサブキャリアである必要もない）にも割り当てることができるような確率分布を導入することによって、マルチキャリア変調または一般的なマルチチャネル変調とＣＤＭＡ技術との融合を実現することが可能である。この特徴を実現する他の方法としては、周波数インターリーブを行うインターリーバを用いる方法がある。周波数インターリーブとは、１つのＯＦＤＭシンボル内でのサブキャリアのマッピングに対しスクランブル処理を施すことである。このスクランブラは、時間ダイバーシティを実現するために、後続のＯＦＤＭシンボル間におけるスクランブル処理を実行してもよい。システムに時間ダイバーシティおよび周波数ダイバーシティを実現させるため、時間領域および周波数領域において、キャリア振幅にスクランブル処理が施されるようにインターリーバを構成する必要がある。

空間ダイバーシティを実現するために、１つの受信機から移動している１つの受信機に対応する１つの送信機までの物理的に異なる２つの送信経路による影響、または１つの受信機から１つの固定受信機に対応する異なる２つの送信機までの送信経路に係る物理的に異なる２つの送信経路による影響と、好ましくは符号レートが０．５である畳込み符号を含むＣＤＭＡ技術とを効果的に組み合わせる。

マルチキャリア拡散スペクトル信号を生成するため、拡散すべきシンボルを生成するユーザに対し独占的に割り当てられた所定の拡散ベクトル（拡散コード）によって、当該シンボルを多重化する。拡散係数Ｌ（実数または複素数）をもつ１つの拡散シーケンスを用いてシンボルの拡散を行うことにより、１つのシンボルは、Ｌ個の「チップ」と呼ばれるものに変換される。チップレートは、データレートに各ユーザのＬを乗じた値に等しい。基本的なＣＤＭＡ／ＯＦＤＭシステムにおいては、チップシーケンスに対しシリアル／パラレル変換が行った後、複数のサブキャリアに割り当てる。ＣＤＭＡの目的は、本来、複数のサブキャリア上におけいて複数のユーザを許容することにある。このため、各ユーザのデータシンボルすなわち１つのデータシンボルグループ（各データシンボルは異なるユーザによって生成されてもよい）は、直交符号ベクトルまたは拡散符号ベクトルを内包する符号行列によって拡散される。各ユーザを個別に考えた場合、各ユーザからのデータビットは、各ユーザに対し１つのチップシーケンスが得られるように、一意に割り当てられたそのユーザ自身の符号ベクトルによって拡散される。８ユーザで拡散シーケンスがＬ＝８の場合、各ユーザからの１つのデータシンボル（すなわち８つのデータシンボル）を拡散させると、各々８つのチップから構成される８つのチップシーケンスが生成されることになる。続いてこれらのチップシーケンスに対しチップ単位での結合処理が行われる。すなわち、各シーケンスに係る第１番目のチップどうしが結合されて第１の結果チップが得られる。以下、各シーケンスに係る第２番目のチップどうしが結合されて第１の結果チップが得られるという具合である。最終的に、８つのチップからなるセットが１つ得られることになる。これら８つのチップは、上述したように、８つの異なるサブキャリアに割り当てられた後、マルチキャリア変調が施される。

上述した技術に関連する更なる背景情報としては、ステファン・カイザー（Ｓｔｅｆａｎ Ｋａｉｓｅｒ）の論文「Ｍｕｌｔｉ−Ｃａｒｒｉｅｒ ＤＣＭＡ Ｍｏｂｉｌｅ Ｒａｄｉｏ Ｓｙｓｔｅｍｓ−−−Ａｎａｌｙｓｉｓ ａｎｄ Ｏｐｔｉｍｉｚａｔｉｏｎ ｏｆ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ，Ｄｅｃｏｄｉｎｇ，ａｎｄ Ｃｈａｎｎｅｌ Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ」

挙げることができる。この論文には、Ｍ変形、Ｑ変形およびＭＱ変形を含むダウンリンク通信に対応する基本的なマルチキャリアＣＤＭＡ送信機の変形例が幾つか記載されている。これ以外の通信では、１人のユーザに係る複数のシンボルに対しＣＤＭＡ処理を行うというものである。この場合、各シンボルは、当該シンボルに一意に対応付けられた固有の拡散シーケンスを有する。

複数キャリアＣＤＭＡデータ検出については、種々のデータ検出技術が提案されている。例えば、単一ユーザ検出技術法と、特に、最大比合成法（ＭＲＣ）、等利得合成法（ＥＧＣ）、ゼロ・フォーシング（ＺＦ）等化または最小２乗平均誤差（ＭＭＳＥ）等化法と、最適ＭＭＳＥ等化法または閾値制御等化法とである。加えて、最尤基準に基づくマルチユーザ検出方法が説明されている。特に、送信されたデータシーケンスまたはデータシンボルに対し最適化推定を行う方法である、最尤シーケンス推定（ＭＬＳＥ）および最尤シンボル単位推定（ＭＬＳＳＥ）について説明されている。ＭＬＳＥにおいては、シーケンス誤り確率（すなわちデータシンボルベクトル誤り確率）が最小となる。これは、ある受信シンボルグループがあった場合にあるシンボルグループが既に送信されている確率である追加確率を最大とすることに等しい。一方、ＭＬＳＳＥにおいてはシンボル誤り確率が最小となる。これは、所定のシンボルフループを受信した場合に所定のシンボルが送信された確率である条件付き確率を最大にすることに等しい。通常、ＭＬＳＳＥにおいてはＭＬＳＥよりもシンボル誤り率が低くなる。

上記の論文「Ｅｆｆｉｃｉｅｎｔ Ｍｕｌｔｉ−Ｃａｒｒｉｅｒ Ｓｐｒｅａｄ Ｓｐｅｃｔｒｕｍ Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ ｂａｓｅｄ ｏｎ Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ」（Ｆｏｒｔｓｃｈｒｉｔｔｓｂｅｒｉｃｈｔｅ，Ｎｒ．６８５，

（Ｈｉｒｏｙｕｋｉ Ａｔａｒａｓｈｉ）、マエダ・ノリユキ（Ｎｏｒｉｙｕｋｉ Ｍａｅｄａ）、アベタ・サダユキ（Ｓａｄａｙｕｋｉ Ａｂｅｔａ）およびサワハシ・マモル（Ｍａｍｏｒｕ Ｓａｗａｈａｓｈｉ）著、「Ｂｒｏａｄｂａｎｄ ｐａｃｋｅｔ ｗｉｒｅｌｅｓｓ ａｃｃｅｓｓ ｂａｓｅｄ ｏｎ ｖｓｆ−ｏｆｃｄｍ ａｎｄ ｍｃ／ｄｓ−ｃｄｍａ」（Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ ＩＥＥＥ Ｐｅｒｓｏｎａｌ，Ｉｎｄｏｏｒ ａｎｄ Ｍｏｂｉｌｅ Ｒａｄｉｏ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ（ＰＩＭＲＣ）２００２，Ｐｏｒｔｕｇａｌ，Ｓｅｐｔｅｍｂｅｒ ２００２，ｐｐ．９９２−９９７）およびステファン・カイザー（Ｓｔｅｆａｎ Ｋａｉｓｅｒ）著、「Ｏｎ ｔｈｅ ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ ｏｆ ｄｉｆｆｅｒｅｎｔ ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ ｆｏｒ ｏｆｄｍ−ｃｄｍａ ｉｎ ｆａｄｉｎｇ ｃｈａｎｎｅｌｓ」（Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ ＩＥＥＥ Ｇｌｏｂａｌ Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ（ＧＬＯＢＥＣＯＭ １９９５），Ｓｉｎｇａｐｏｒｅ，Ｓｉｎｇａｐｏｒｅ，Ｎｏｖｅｍｂｅｒ １９９５，ｐｐ．２０５９−２０６３）には、マルチキャリア拡散スペクトラム技術およびＯＦＤＭに関する幾つかの考察が述べられている。特に、Ｂｕｒｙは、拡散を行う際に共通して使用されるアダマール変換（ＨＴ）が最適化されていないことを主張している。送信されたシンボルのベクトルが「１」のみで構成されているか、または「−１」のみで構成されているかのいずれかである場合を考える。どちらの送信シンボルベクトルでも、アダマール行列の第１行を構成するが、これは残りの全ての行と直交することになる。従って、上述した両者の場合における送信ベクトルに対してそれぞれ拡散を行うと、拡散後のベクトルは第１要素のみにおいて区別される（すなわち１つの次元のみにおいて異なる）。換言すれば、拡散後は、フェージングが発生している１つのサブキャリアのみに、これらのベクトルのいずれかの送信電力が集中するということである。これらのベクトルが送信されると、このキャリアのキャリア係数のディープフェードが増大するため、検出誤り確率が著しく増大する。

サイズＬ×Ｒのアダマール拡散行列を使用する場合、上述したような、この拡散行列を構成する一つの行ベクトルと同じ方向のベクトルが２つ現れる。ブロックサイズＬを大きくすれば（すなわち、１つの符号ベクトルの長さを大きくすれば）、この影響を減少させることができる。

この「不良」シンボルベクトルの出現の問題を解決するため、本発明においては、回転変換を用いることが提案される。回転変換とは、行列の列を複素平面内で回転させることにより得られる変換から導かれるものである。回転対象となる好適な変換は、アダマール変換および離散フーリエ変換である。この回転変換により、複数次元の信号コンスタレーションにおける各点は全てのサブキャリアにおいて電力を有するようになるため、各サブキャリアからのダイバーシティ利得を得ることができる。したがって、複数次元の信号コンスタレーション内の一点における電力が、１つのサブキャリアに集中することを防ぐことができる。これは、最適な回転変換に対する全ての次元に亙り、任意のコンスタレーション・ポイント間のユークリッド距離が均一に配分されることに起因するものである。

検出については、最尤度方法では１つのコンスタレーション内の最近接ポイントを検索する際に無駄が生じるため、この技術は比較的小さいコンスタレーションに対してのみ実行することができる。従って、単純な線形最小平均２乗誤差（ＭＭＳＥ）等化器や、または、より高度なものとして、全シンボルに対する各軟判定値を用いた軟フィードバックを使用した多段等化器に対し、後段のシンボル検出に係る最適化等化方法（ｓｕｂ−ｏｐｔｉｍｕｍ ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ）について説明する。

最尤検出との関係においては回転フーリエ変換が最適であるが、ＭＭＳＥタイプの単一ユーザ検出に対しては、回転アダマール変換のほうが回転フーリエ変換よりも優れている。本発明においては、回転変換によって更なる電力配分の改善を実現するため、回転角の選択を最適化する方法を提案する。電力配分の改善により、結果的に、検出器におけるビット誤り率性能が向上するが、これには単純な線形等化技術よりも更に高度な等化技術が必要となる。

本発明は、所定の許容ビット誤り率における信号対雑音比を得ることができる、または所定の信号対雑音比における良いビット誤り率を得ることができる受信シンボル検出に係る方法を提供することを目的とする。

この目的は、請求項１に係る受信シンボル検出装置、請求項２３に係る受信シンボルを検出する方法、または請求項２４に係るコンピュータプログラムによって実現される。

本発明は、送信機における符号ベクトルに適用する回転操作に基づいたマルチユーザ検出技術をシンボル検出に対して用いると、単一ユーザ検出技術に比べて、ＣＤＭＡマルチチャネル変調送信機によって生成された受信シンボルグループの検出処理が著しく改善する、という知見に基づいてなされたものである。すなわち、例えばユークリッド距離の２乗を用いた回転情報に基づく全ての検出技術によれば、ビット誤り率に対する信号対雑音比の向上または信号対雑音比に対するビット誤り率の改善が実現する。このような検出技術の例としては、回転情報（例えばユークリッド距離）に依存したいわゆる候補値を利用するものであって、硬判定を用いたＭＬＳＥ、軟判定を用いたＭＬＳＥ、硬判定を用いたＭＬＳＳＥ、軟判定を用いたＭＬＳＳＥ、硬判定を用いたＭＡＰＳＥ（Ｍａｘｉｍｕｍ Ａ Ｐｒｉｏｒｉ Ｓｅｑｕｅｎｃｅ Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ）、シンボル単位のＭＡＰ（ＢＣＪＲアルゴリズムとも呼ばれる）、最大対数ＭＡＰアルゴリズム等が存在する。

特に、最尤シーケンス推定（ＭＬＳＥ）アルゴリズムによれば、ユークリッド距離を決定するために符号ベクトルの回転が考慮され、最終選択器によって最小距離が選択されるため、信頼性の高い検出を行うことができるということが明らかになった。得られたビット誤り率を考慮する場合は、受信機における許容ビット誤り率が１０^−３である場合、およびシステムがフルロードの場合、必要な信号対雑音比が約２ｄＢ改善する。この値は、８ユーザからなるユーザグループ１つ（すなわち拡散シーケンスの長さが８となる）に相当する。

ブロック長が短いと、送信機において回転変換を用いた処理が行われた受信データシンボルグループの検出能力が更に向上する。ブロック長が４の拡散シーケンスおよびフルロードシステムにおいて、許容可能なビット誤り率１０^−３における信号対雑音比は３ｄＢまで改善する。ＭＬＳＳＥなどの他の検出方法を用いた場合でも、同様の効果を得ることができる。通常、検出方法は硬判定または軟判定のいずれかを用いて行うことができる。硬判定を用いた場合、ＭＬＳＥアルゴリズムまたはＭＬＳＳＥアルゴリズムにおいては、直接、検出したシンボルが供給される。一方、軟判定を用いた場合、ＭＬＳＥアルゴリズムまたはＭＬＳＳＥアルゴリズムにおいては、所定値を有するビットの存在確率を表す軟情報が出力される。軟情報シーケンスに内包される各軟情報は、チャネル復号器などの軟入力復号器によって決定される１つのビットに対応する。最も有名なチャネル復号器はビタビ復号器として知られている。

信号対雑音比の改善の効果は、様々な方法で活用することができる。１つの方法としては、受信機に固有の許容可能ビット誤り率を一定に保つことが挙げられる。この場合、受信機における信号対雑音比は２〜３ｄＢ減少し、これにより、対応する送信機において５０％の電力の削減がもたらされる。対応する送信機が移動送信機である場合、バッテリの寿命はほぼ２倍となる。ダウンリンクを考えた場合、すなわち、送信機が基地局であって受信機が移動端末である場合、受信機におけるビット誤り率の減少に伴う基地局における送信電力が一定に保たれていることによる効果は、多数存在する。主な効果としては、同じ基地局送信電力に対して、セルラ方式の無線通信システムにおける基地局のセルの大きさをセル内の干渉が減少するように一定に保つことができる。これにより、システムのデータ容量を増やすことも可能である。

あるいは、セルの大きさを大きくして基地局のカバーエリアを広げることも可能である。

他の可能性としては、複数の送信機を用いて、あるセル内のユーザが近接するセルから受信した信号を利用して無線システムのデータ容量を増やすことが考えられる。この考えは、ＭＣ−ＳＳ−ＭＡ（Ｍｕｌｔｉ Ｃａｒｒｉｅｒ Ｓｐｒｅａｄ Ｓｐｒｅｃｔｒｕｍ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ；マルチキャリア・拡散スペクトラム・マルチアクセス）として知られている。

ユーザ数が増加すると、ユーザが密集しているエリアにおいてユーザからの要求が既存のセルラ通信システムの容量を越えてしまうという事態が発生するということを鑑みれば、データ容量の増加（従って同時通信可能な最大ユーザ数の増加）がもたらす効果は大きい。将来に亙ってこのような事態が続く、あるいは更に事態が悪化すると考えられている。

これら全ての効果は、受信機においてほぼコストゼロもしくは極わずかなコストで実現される。受信機において、通常の最尤シーケンス推定アルゴリズム以外に実装する必要があるのは、送信されたシーケンスの最有力候補を最終的に選択する際のユークリッド距離を決定する場合と同様、唯一、回転情報のみであるからである。

回転情報は、種々の方法で検出器に導入することができる。１つの方法としては、最尤シーケンス推定受信機の符号行列を回転符号行列に置換するというものである。この回転符号行列においては、所定の回転角だけであって当該符号行列に固有に割り当てられた角度だけ、各符号ベクトルが位相シフトされている。また、内部ＭＬＳＥアルゴリズムに対する補正を新たに行う必要がない。非回転符号行列を回転符号行列に置換することが好ましくない場合、最尤シーケンス推定に関係し受信機のルックアップテーブルに格納された利用可能な送信シンボルグループを、回転送信ベクトルグループに置換することが可能である。この場合であっても、内部ＭＬＳＥアルゴリズムに対する補正を新たに行う必要がない。

あるいは、符号行列または利用可能な送信シンボルグループを変更することが好ましくない場合、回転の符号ベクトルに対する影響は、符号行列または利用可能なシンボルグループをユークリッド距離の計算中にオンザフライで積算することによって生じる。位相シフトのみを取り扱えば足りるので、このような「積算」は、特定の信号処理プロセッサに依存したハード依存型アプリケーションにおいても、加算処理とシフト処理とによって容易に実行することができる。

本発明の好適な態様において、基本的なＣＤＭＡマルチキャリアシステムに対するＭ変形、Ｑ変形およびＭＱ変形が用いられる。これは、サブキャリア数は大きく、拡散ベクトル長は短いほうが好ましいという観点に基づいてなされたものである。すなわち、ベクトル長の長い符号ベクトル数が増加するとともに最尤シーケンス推定に係る計算量は増大する。サブキャリア数と符号ベクトル長とを分離するために、基本的なＣＤＭＡマルチキャリアシステムのＭ変形、Ｑ変形およびＭＱ変形が用いられるのである。これらの変形例においては、データシンボルは全てのサブキャリアへ拡散せず、小さいな所定数のサブキャリアのみへ拡散する。これにより、検出器におけるＭＬＳＥアルゴリズムに係る計算が複雑にならなくて済む。この方法は、インターリーバと効果的に組み合わせられ、同一の情報を運ぶ複数のサブキャリア数が４〜１６のみである場合であっても、深刻なディープフェードの影響が緩和される。

上述した効果は、非常に競争の激しい移動通信のマーケット、特にハンドヘルド携帯電話などの本発明の検出器を備えた移動受信機のマーケットにおいて、とりわけ重要である。ビット誤り率または信号対雑音比に関する本発明の効果によって達成される機器の価格が「わずか」に下がるが、この下落により、マーケット内における企業の地位を押し上げることができる。この差異は表面上は小さな差異であっても、他の企業をマーケットから追放することも可能である。このように、本発明の検出方法は、大量に製造・販売されるハンドヘルド移動送信機／受信機に実装された場合に、特に価値を持つ。

図１は、入力部１０にて受信したシンボルのグループを検出する装置の概念的なブロック図である。この受信シンボルグループは、候補値算出手段１２に入力され、１４で出力されて受信シンボル決定手段１６へ供給される。手段１６は、最終的に得られる検出シンボルを算出するための任意の利用可能な方法に従って候補値（回転情報に依存する値）を用いる機能を有する。候補値を算出するために、手段１２は、送信チャネル情報提供手段１８と、利用可能な送信シンボルグループ提供手段２０と、回転情報提供手段２４とに接続されている。硬判定を用いたＭＬＳＥの場合、手段１６は最小選択器または最大選択器１６０（図１５）であって、複数の候補値１４の中から最大候補値を抽出し、複数の候補値１４の中の最大候補値を有する利用可能な送信シンボルグループを出力する。この選択された送信シンボルグループは、表示され、もしくは最小選択器１６から検出シンボルグループとして、出力２６に出力される。

なお、以下において、図１５に示す選択器１６０を最小選択器と称する。選択器１６０は最小値をもつ候補値を探すからである。送信シンボルグループの最有力候補が最大値をとるように、ＭＬＳＥアルゴリズムが書き換えられた場合は、前記選択器は最大候補値を探す。特に、算出手段１２は、受信シンボルグループと送信シンボルグループに依存する値との差、送信機に適用する複数の符号ベクトル、当該送信機に提供する位相回転に係る情報、および送信機チャネルに係る情報に基づいて候補値を算出する機能を有する。特に、算出手段１２は、複数の利用可能な送信シンボルグループに対する候補値を算出する機能を有する。最も単純な実装形態によれば、算出手段１２は利用可能な送信シンボルグループの各々に対する候補値を算出する。負荷が可変する（すなわちある時刻に相手ユーザ数が変化する）ＣＤＭＡシステムにおいては、手段１２が処理すべき利用可能な送信シンボルグループの数を、アクティブユーザの情報に基づいて減少させることが可能である。このような算出手段１２による候補値の算出に係る計算負荷を低減させる方法は、どれも非常に重要となってくる。最尤シーケンス推定には所定の計算量を必要とするため、特に低廉なアプリケーションに対しては計算負荷の低減が要求されるからである。

最小選択器１６は、硬判定を用いたＭＬＳＥに従って検出した受信シンボルグループのなかで最小の候補値を有する利用可能な送信シンボルグループを選択する機能を有する。回転に依存した候補値の他の好適ユーザの場合については、図１６、１７および１８を用いて後述する。

図２は、候補値検出手段１２において実行されるアルゴリズムを示す。特に、図２の最上段に示す数式を、利用可能な送信データシンボルグループｄ_μの各々に対して計算する。図２から判るように、位相シフト行列Ｄ（τ）で表される回転情報は、最尤シーケンス推定に基づいている。また、この位相シフト行列は、積の項であって、ベクトルｄまたは行列Ｃ_ｏｒｇとともに計算される。行列Ｃ_ｏｒｇは、１つの「ＣＤＭＡグループ」に対する拡散ベクトルから構成される符号行列である。

なお、本発明は、ウォルシュ・アダマール行列に限定されるものではない。任意の既知の擬似ノイズシーケンスなどの実質的に直交した他の符号ベクトルに対して本発明を用いることも可能である。また、完全に直交していない符号ベクトルであっても、受信機における許容可能なビット誤り率を越えないビット誤り率を実現する、図２に示す最尤シーケンス推定の実行に関して十分な直交度を有する限り、本発明の適用対象となりうる。

通常、チャネル状態行列として対角行列Ｈを用いるのが好ましい。チャネル状態行列の１つの要素は振幅と位相とを有する複素数である。振幅および位相は、サブキャリアにおけるチャネルの影響を表している。ここで、当該サブキャリアにはチャネル状態行列Ｈの対応する係数が割り当てられる。

図３は、位相情報を、送信機および受信機において適用される異なる複数の符号ベクトルに分配する好適な方法を示す。τ_ｌの定義から、システムがＬ＝Ｋ_ｑ＝Ｋ_ｍａｘのユーザを有する場合、利用可能な位相シフト２π／Ｂが符号ベクトルに平均的に分配されることが判る。しかし、あるアプリケーションに対し特に重要となるような他の回転分配方法を用いてもよい。しかしながら、一般的には、本発明にかかる検出器は、符号行列において少なくとも２つの符号ベクトル間で所定の位相差がある場合、通常のＭＬＳＥ検出器よりも優れた性能を発揮する。ただし、位相差が本発明に係る検出器に起因するものである場合に限る。

図３を用いて概要を説明したように、パラメータＢは、送信機のマッピング部にて用いられるコンスタレーションダイアグラムの変調カーディナリティを表す。ＤＰＳＫマッピングの場合はＢ＝２となる。ＤＰＳＫ変調の場合はＢ＝４となる。１６ＱＡＭマッピングの場合はＢ＝１６となる。図３の数式から、位相シフト量は、０と当該位相シフト量以下である最大位相シフト量との間の複数の異なる符号ベクトルに適用されることが判る。ここで、コンスタレーションダイアグラム上の２点は、当該位相シフト量だけ空間的に離れている。

図４（ａ）は、Ｋ_ｑ列からなる符号行列を示している。符号行列Ｃ_ｏｒｇの各列はＬ個の要素を含んでおり、１つの列の成分は、互いに、例えば符号ベクトル生成器（ウォルシュ・アダマール関数生成器）によって生成されるような１つの符号ベクトルを形成する。図４（ａ）に示すように、第１列はユーザ１に対する符号ベクトルであり、最終列はユーザＫｑに対する符号ベクトルである。システムがフルロード状態で動作する場合は、Ｋｑ＝Ｌとなり、符号行列Ｃ_ｏｒｇは２次行列となる。しかし、システムがフルロード状態で動作しない場合、行列Ｃ_ｏｒｇはＬ行Ｋｑ列の正方行列となる。ここでＫｑはＬ（すなわち最大ユーザ数）以下である。

図４（ｂ）は、本名発明の一実施例に係る算出手段１２にて用いられる回転された符号行列を示す。回転行列Ｄ（τ）は対角行列であるから、Ｃ_ｏｒｇとＤとの積をとると、得られる行列の次元はＣ_ｏｒｇの次元と等しい。また、図４（ｂ）から１つの位相回転は、１つの符号ベクトル（図４（ｂ）に示す行列一つの列）の各成分に割り当てられる。

あるいは、最新型のＭＬＳＥ検出器におけるように、同一の符号行列を用いることが要求される場合、符号行列が位相回転角だけ回転されないとすると、回転情報もまた、ベクトルｄ_μで表される利用可能な送信シンボルグループのいわば「押し付けられた」回転情報に依存する。行列Ｄ（τ）が対角行列であるため、利用可能な送信シンボルｄ_ｋ（すなわち、送信機における所定の符号ベクトルによって拡散されたシンボルｄ）に所定の位相回転τ_Ｋが割り当てられることが、図５から判る。

図６は、図４（ｂ）に示した例を実行する過程の好ましい一態様を示す。この一連の過程において、回転情報を符号行列にいわば「押し付ける」ことにより回転符号行列が算出される。この目的を実現するため、まず、ステップ６０にて回転情報の提供が行われる。ステップ６１において、符号ベクトルが供給される。ステップ６２にて、図４（ｂ）に示した積算を実行し、回転符号行列を得る。続いて図２に示した数式処理を実行するため、この回転符号行列と利用可能な送信シンボルグループｄとの積をとる。この処理を図６のステップ６３に示す。最後に、ステップ６３で得られた結果にチャネル行列Ｈを乗じて、ベクトルｒで表される受信データシンボルグループから減じるべき値が決定される（ステップ６４）。このベクトルと受信データシンボルグループを含むベクトルｒとに基づき、例えばユークリッド距離を用いて候補値を決定することができる。しかし、ユークリッド距離以外の方法（たとえば高次の差分に基づく方法）を用いて候補値を決定してもよいことはいうまでもない。

あるいは、図５を用いてその概略を説明したが、送信機において符号ベクトルに適用される回転情報もまた、回転行列Ｄと候補値を決定するためのベクトルｄとの積に基づいて導出されてもよい。これを図７を参照して説明する。同様に、まず回転情報がステップ６０にて供給される。ステップ７１にて利用可能なグループｄが供給される。続いて、ステップ７２にて、回転した利用可能なグループを算出する。続いて、図７のステップ７３に示すように、回転していない符号行列とステップ７３にて得られた回転した利用可能なグループとを乗じる。続いて図７のステップ７４に示すように、ステップ７３の乗算結果とチャネル行列とを乗じる。再び、ステップ７１にて供給された利用可能なグループ候補値を計算できるように、図２に示した候補値決定のためのベクトルが得られる。

図６に示した方法以外の方法も考えられる。この方法は、最新のＭＬＳＥ検出器に対して回転していない符号行列に替えて回転した符号行列を記憶することができるメモリを備えた検出器に対して特に好適な方法である。未回転符号行列の回転符号行列への置き換えは、所定のビット誤り率に対する受信機における信号対雑音比が３ｄＢにもなるという効果を得るためにのみ行う必要がある。例えば、既存のデジタル信号処理プロセッサの内部コアに対するいかなる補正も行うべきでない。すなわち、メモリの記憶内容である符号行列を更新さえすれば、既存の信号処理プロセッサを容易に本発明の方法に適用させることができる。

あるいは、符号行列メモリを更新することができない場合、もしくは符号ベクトルが所定の符号ベクトル生成器によりオンラインで生成される場合利用可能な送信シンボルグループが格納されたメモリを更新することにより、本発明に係る検出器を容易に実現することができる。すなわち、この利用可能グループのためのメモリの内容のみを更新すればよく、デジタル信号処理プロセッサにこれ以外の変更を加える必要がない。

デジタル信号処理プロセッサに回転した符号ベクトルまたは回転した利用可能なグループを記憶させることができない場合、例えば、回転した符号ベクトルまたは回転した利用可能なグループのいずれも、所定の生成器によりオンラインで生成される場合、回転情報もまた、利用可能なグループまたは符号ベクトルとの積をとる計算を行ってる間に、提供することが可能である。回転情報は位相情報のみであるため、効率的なハードウェア移動シフト演算器を用いることができる。

ウォルシュ・アダマール変換などを用いた未回転の符号ベクトルのオンライン生成を行う効率的な方法が存在する。従って、利用可能なシンボルグループまたはチャネル情報または回転を行わない全ての乗算項に回転情報を「押し付け」、且つ利用可能な複数のシンボルグループに対する候補値の計算中の回転を明らかにすることが好ましい。

図８には本発明に係る検出器を用いることができる受信機の好適な構成例が示されているが、この図の詳細な説明に入る前に、回転変換を提供することができる幾つかの送信機の構成例について、図９〜１２を用いて説明する。

図９は、一例としてセルラ方式の無線システムのダウンリンク用の基本的なＭＣ−ＣＤＭＡ送信機を表したものである。Ｋ_ｍａｘはＬに等しく、Ｎ_ｃ＝Ｌ個のサブキャリアのみが利用可能であるとする。特に、図９は、シリアル／パラレル変換部９１に接続されたＯＦＤＭ処理部９０を示す。シリアル／パラレル変換部９１は、拡散部９３からの出力をチップ単位で加算する加算器９２からの出力を受信する。なお、ここでは２つの異なる符合ベクトルｃ^（１）およびｃ^{（Ｋｍａｘ）}を有する２つの拡散部のみが図示されている。各拡散部９３ａおよび９３ｂは、各拡散部の前段に設けられた回転部であってマッピング部９５ａまたは９５ｂから出力を回転する回転部から、信号の供給を受ける。この回転は、拡散ベクトルＣをマッピング部から出力されたシンボルに適用する前に、当該拡散ベクトルを回転することによって実現されてもよい。この場合、ブロック９４ａおよび９４ｂを省略することが可能であるが、拡散ブロック９３ａおよび９３においては、回転した符号ベクトルを適用する必要がある。

図９に示すシステムにおいて、サブキャリア数Ｎ_ｃの上限値はＫ_ｍａｘで規定されている。受信機をあまり複雑にすることなく大きなユーザ数に対応するため、更には十分大きなサブキャリア数でＭＣ−ＣＤＭＡシステムを使用してサブチャネル当たりのフラットフェージングを保証するするために、基本的なＭＣ−ＣＤＭＡシステムを変形することが好ましい。以下、基本的なＭＣ−ＣＤＭＡシステムの好適な変形例を、移動無線通信システムのダウンリンクの場合について説明する。

ダウンリンクを選んだ理由は、アップリンクに比べて、その変形例が図示しやすいためである。しかし、これらの変形例は、基本的なＭＣ−ＣＤＭＡシステムのアップリンクに対しても好適であることに変わりはない。ＭＣ−ＣＤＭＡシステムの３つの変形例を、それぞれ図１０、１１および１２を参照して説明する。これらを、順にＭ変形、Ｑ変形、ＭＱ変形と称する。Ｍ変形およびＱ変形はＭＱ変形の基本的要素となるものである。Ｍ変形およびＱ変形は互いに独立しており、個別に適用することが可能である。

図１０は、図９に示した基本的なＭＣ−ＣＤＭＡシステムのＭ変形を示す。周波数インターリーバ１００は、ＯＦＤＭブロック９０の前段に接続される。更に、図１０は、図９の複数の基本的なＣＤＭＡシステムを含んでおり、図９の１つのＣＤＭＡシステムは第１ユーザの第１データシンボル、第２ユーザの第１データシンボル、第３ユーザの第１データシンボル、・・・を送信するように割り当てられている。図１０の符号１０２に示されるように、図９に示した他の基本的なＣＤＭＡシステムを用いて、例えば、第１ユーザの第２データシンボル、第２ユーザの第２データシンボル、第３ユーザの第２データシンボル、・・・が送信される。また、図１０には、第１ユーザの第Ｍデータシンボル、第２ユーザの第Ｍデータシンボル、第３ユーザの第Ｍデータシンボル、・・・を送信する１つの基本的なＣＤＭＡシステム１０４が示されている。

Ｍ変形の目的は、拡散符号長およびアクティブユーザの最大数を保ったまま、サブキャリア数を増やすことにある。この結果、ＯＦＤＭシンボル長が増加し、対応するガードインターバルに起因する伝送効率の損失が抑えられる。更に、サブキャリアの間隔が狭くなることで、干渉を抑えて伝送を行う際に、サブキャリアあたりのフラットなフェージングが保証される。

Ｍ変形においては、各ユーザが１つのＯＦＤＭシンボルあたりＭ＞１のデータシンボルを同時に送信する。この変形例のサブキャリア数は、パラメータＭとパラメータＬとの積に等しい。しかし、図１０に示す周波数インターリーバ１００のために、各ユーザはデータ伝送用に計Ｎ_ｃ個のサブキャリアを利用する。概要を既に説明したように、Ｍ個の同時送信されたｋ番目のユーザのデータシンボルを区別するために、データシンボルインデックスｍが用いられる。ここで、Ｍにはチャネルの干渉時間のために上限値が設けられる。これは、１つのＯＦＤＭシンボル長の間、チャネルが時間的に不変であることを保証するため、Ｍが大きくなるに従って増大するチャネルの干渉時間よりもシンボル長が小さくなければならないためである。

周波数ダイバーシティを実現するため、周波数インターリーバ１００が用いられる。送信に用いるサブキャリアは、チャネルの干渉時間よりも大きなシンボル間間隔を有している必要がある。よって、１つのシーケンスの複数の要素は、各々独立に作用し、これにより加算器９２から出力されたシーケンスが完全にディープフェイドする位置にくる確率は減少する。インターリーブはＯＦＤＭ処理の前に実行される。周波数インターリーバは、周波数成分間を最大にすることを保証するブロックインターリーバであってもよい。しかし、フェージングプロセスが周波数領域において周期性を有する可能性があり、この周期性が近接する成分間における周波数分離と同様である場合、ブロックインターリーバはうまく機能しない。よって、擬似ランダム周波数インターリーバまたはスクランブラを用いることが好ましい。

図１０、１１、および１２に示すように、図９に示した回転部９４ａおよび９４ｂ、マッピング部９５ａおよび９５ｂが省略されている。よって、図１０、１１、および１２においては、符号行列自体ではなく、マッピング処理されたシンボルに対し送信シンボルグループによる回転処理が施された状態から処理が開始される。図１１に示すＱ変形の目的は、最大アクティブユーザ数およびサブキャリア数を保ったまま１ユーザあたりの拡散符号長を減させることにより、受信機の構成が複雑にならないようにすることにある。単一ユーザ検出のＭＣ−ＣＤＭＡ受信機においては、拡散符号長が大きくなるに従って複雑になる。マルチユーザ検出の場合は、拡散符号長Ｌの増加およびアクティブ数Ｋの増加に伴ってＭＣ−ＣＤＭＡ受信機の複雑性が増すことになる。

最尤シーケンス推定による信号検出を実行するため、同時アクティブユーザの数Ｋは、演算の複雑性を考慮すると、２０以下であることが好ましい。同時アクティブユーザの数が１０以下であれば更に好ましい。多数のアクティブユーザを受け入れつつも受信機の複雑性が許容できるレベル以下になるようにするためには、図１１に示すＱ変形を用いることが好ましい。Ｑ変形においては、ユーザはＱ個の独立したユーザグループに分けられ、各ユーザグループは自身のサブシステム内で自身のＬ個のサブキャリアを利用する。Ｑ変形においては、新たにサブキャリアレベルにおける周波数分割多重化器要素が送信方法に導入される。これにより、ハイブリッドＭＣ−ＣＤＭＡ移動無線通信システムが実現する。１のサブシステムは、図９に示した基本的なＭＣ−ＣＤＭＡ送信機と同等である。１つのサブシステム内のアクティブユーザ数はＫｑであり、最大アクティブユーザ数はＬに等しい。図１１に示すＭＣ−ＣＤＭＡシステムにおける同時アクティブユーザの合計値は、ＱとＬとの積に等しい。供給されるユーザの最大値は一定であり、必要な拡散符号長はＱに比例して減少する。これにより、受信機は割り当てられたサブシステムのデータシンボルのみを検出すればよいので、受信機の構成を十分に簡易なものにすることができる。

図１２は、図１０および１１の組み合わせであるＭＱ変形を示したものである。すなわち、図１２は、最大アクティブユーザ数を一定に保ちながらサブキャリア数と受信機の複雑性とをともに調整することができるＭＣ−ＣＤＭＡシステムを示している。１ユーザあたりＭ個のデータシンボルを送信し、ユーザをＱ個の独立したユーザグループに分割することにより、図１２に示すシステムで使用されるサブキャリアの合計数はＱとＭとＬとの積に等しくなる。各ユーザは、Ｑ変形によって導入されたＦＤＭＡ成分に従って、データ伝送用のＭ×Ｌ個のサブキャリアのみを利用する。さらに、２重周波数インターリーバ方式について説明する。これは、各ユーザグループに対する複数のキャリア振幅をインタリーブするユーザグループインターリーバ１２０を導入するということである。ディープフェードを効果的に防止するため、周波数インターリーバ１００は複数のユーザグループへサブキャリアをインターリーブする。

以下、本発明に係る装置８０を用いることができる受信機の構成を図８を用いて説明する。まず、マルチパスチャネル８１示されていルことが判る。このマルチパスチャネル８１の出力から受信信号が取り出される。受信した信号はブロック８１にて処理され、ガードインターバルの分離とＯＦＤＭ処理とが行われる。ブロック８２からの出力はデインターリーバ８３に入力され、送信機側で行われたインタリーブ処理とは逆の処理が行われる。デインターリーバ８３の出力において、受信シンボルグループが存在することになる。送信チャネル８１から出力された受信信号は送信信号に基づいたものである。送信信号は、サブチャネル値グループに対しマルチチャネル変調を行うことにより生成される。このサブチャネル値グループは、送信シンボルグループに符号分割多重処理を施すことにより生成されるものである。既に概略を説明したように、符号分割多重処理には送信シンボルによる符号シーケンスの重み付け処理が含まれる。この符号シーケンスまたは送信シンボルは、異なるＣＤＭＡチャネルに対しそれぞれ異なる位相回転を含む。

以下、図１に示した決定手段１６の好適な実装例について説明する。図１５に示したように、図１の決定手段１６は、硬判定（１６０）を用いたＭＬＳＥ検出器として実装される。この硬判定は、最小候補値を有する利用可能なシーケンス、または候補値が適切に定義されている場合には最大候補値を有する利用可能なシーケンスを選択する選択器によって実行される。最適検出技術は、最大事後確率法（ＭＡＰ）または最尤法（ＭＬ）を用いており、信号検出技術に基づいたものである。本発明の最尤シーケンス推定（ＭＬＳＥ）は、送信データシーケンスまたは送信シンボルグループｄの最適予測を行う。利用可能な

送信データシンボルベクトルの数である。ＭＬＳＥはシーケンス誤り確率（すなわち、データシンボルベクトル誤り確率）を最小化する。これは、条件付確率Ｐ｛ｄ _μ｜ｒ｝（受信信号をｒとした場合にｄ _μが送信された確率）を最大化することと等価である。ＭＡＰ法に従ってシーケンス検出を行った結果得られたｄに対する推定は、以下のように計算される。

ここで、ａｒｇは関数の引数を表す。ベイズの定理を用いれば、条件付確率Ｐ｛ｄ _μ｜ｒ｝は次のように書くことができる。

全てのベクトルｄ_μの出現確率は等しいと仮定し、上式の分母は送信データシンボルベクトルに依存しないことを考慮すれば、あらゆる決定は、Ｐ｛ｄ _μ｜ｒ｝を最大にするシーケンスの発見に基づいてなされる。これは、ｐ（ｒ｜ｄ _μ）を最大にするシーケンスを見つけるのと等しい。この関数は尤度関数と呼ばれるものである。この関数を最大にすることが最尤法である。

ｄ_μに対する受信ベクトルｒの条件付き確率密度関数ｐ（ｒ｜ｄ _μ）は、尤度関数であるのが好ましい。サブキャリア上にて独立した複素値の白色ガウス雑音を仮定すれば、受信ベクトルｒの成分は統計的に独立であるから、ｐ（ｒ｜ｄ _μ）は以下のように表すことができる。

上式中の逆指数関数は単調減少関数であるから、全ｄ_μにおけるｐ（ｒ｜ｄ _μ）の最大値を求めることは、次に示す受信シーケンスと全ての利用可能な送信シーケンスとの間のユークリッド距離の２乗を最小にするようなデータシンボルベクトルｄ_μを見つけることに等しい。

送信データベクトルの最有力候補は、以下のように表すことができる。

上式は、図１５に示す選択器１６０の関数特性を表しており、検出したシンボルのシーケンスまたはグループを取得するための硬判定を構成する。

以下、軟情報の確率情報を計算して何判定を行う装置（１６１、１６３）としての決定手段１６の好適な実装方法を示した図１６および１８について説明する。この軟判定は、軟判定に基づき最終的に検出シンボルを決定する任意のチャネル復号器（よく知られたビタビ復号器などを含む）にて用いることができる。すなわち、決定手段（１６１、１６３）は、複数の利用可能な送信シンボルグループの候補値に基づいて送信シンボルグループの確率情報グループを計算する機能を有する。更に、決定手段（１６１、１６３）は、受信シンボルを取得するために、当該確率情報グループに基づきチャネル復号を行う。

図１６には、硬判定の替わりに軟情報を生成するＭＬＳＥ処理装置が示されている。この軟情報の形式としては、好適には、ブロック１６１に示す数式に従って計算される対数尤度比ＬＬＲである。この数式によってＭＬＳＥにおけるＬＬＲの近似値が求まる。これは、ＭＬＳＥそれ自体では検出した符号ビットに係る信頼性情報が得られないからである。特に、決定すべきシンボルに対応した、第１の最小候補値が第１のリアリゼーション（ｒｅａｌｉｚａｔｉｏｎ）を有する利用可能な送信シンボルグループに対する候補値と、第２の最小候補値が第２のリアリゼーションを有する利用可能な送信シンボルグループに対する第２の最小候補値とが選択される。続いて、検出すべきシンボルのための確率情報を取得するために、第１の候補値と第２の候補値との差分を求める。ブロック１６１の数式において、添え字μ₋およびμ_＋が最小２乗ユークリッド距離Δ^２（ｄ _μ−，ｒ）およびΔ^２（ｄ _μ＋，ｒ）に付けられている。ここで、検出すべきビットはそれぞれ＋１および−１である。

一例として、受信シンボルグループ内の第２ビットが決定された場合、第２ビットが＋１である利用可能な全ての送信シンボルグループに対する候補値を計算し、続いて、取得した複数の候補値の中から第１の最小候補値を計算する。同様の計算処理を、第２ビットが−１である利用可能な全ての送信シンボルグループに対して行い、取得した候補値のなかから第２の最小候補値を計算する。第１の候補値と第２の候補値との差分は、第２ビットの確率情報として用いられる。当該受信シンボルグループ内の全てのビットに対する確率情報が得られるまで、この処理を続ける。

図１８は、軟判定を用いたＭＬＳＳＥ検出器を示している。この装置は、ブロック１６３の数式で定義される検出すべきビットの対数尤度比に基づいて動作する。特に、決定手段（１６３）は、検出すべきシンボルの確率情報（ＬＬＲ）を以下に示す好適なシーケンスに従って計算する機能を有する。

まず、第１のリアリゼーション（Ｄ_＋）を有する、決定すべきシンボルに対応した全ての利用可能な送信シンボルグループの候補値Δ^２は、−１／σ^２の重み付けがなされて加算され、上記数式の分子に相当する第１の加算値が求められる。

続いて、第２のリアリゼーション（Ｄ₋）を有する、決定すべきシンボルに対応した全ての利用可能な送信シンボルグループの候補値Δ^２は、−１／σ^２の重み付けがなされて加算され、前述の数式の分母に相当する第２の加算値が求められる。

ＬＬＲを求めるために、この商の自然対数を計算し、これを検出すべきビットの確率情報とする。上述したように、１つの利用可能なシーケンス内における検出すべきビットの次元によって、第１のリアリゼーションまたは第２のリアリゼーションを有する１つの利用可能なシーケンス内のビットの次元が決定される。

図１７は、硬判定を用いたＭＬＳＳＥを表す。図１８に表されている第１の加算値と第２の加算値とを比較する。第１の加算値および第２の加算値のどちらが大きいかによって、検出すべきビットは、より大きな加算値が取得された方のリアリゼーションと同一の値を有するように、「硬判定」される。

検出されたデータシンボルは、図８で説明したように、パラレル／シリアル変換され、デマッピング部８６にてデマッピングされ、データシンク８７に供給される。図８で示したように、いわゆる軟デマッピングを行うため、マッピング部８６にチャネル状態情報を供給することも可能である。

以下、種々の検出方法におけるビット誤り率と信号対雑音比との相関の比較を示した図１３および１４について説明する。○印は、ユーザ数Ｌが８でＭＬＳＥ検出器で回転を行わない場合を示している。回転を行った場合については△印で示されている。ユーザ数Ｌが８で単一ユーザ固定の非回転の場合は、▽印で示されている。単一ユーザ固定でデータ回転変換の場合は非回転変換の場合と同じであって、これらは参照曲線として用いられている。システムがフルロードの場合、本発明の検出器では、ビット誤り率１０^−３での利得に約２ｄＢ程度の著しい改善が見られる。

図１４には、同様の条件、すなわち拡散符号長Ｌが４で最大ユーザ数Ｋ_ｑが４である３つのシステムが示されている。非回転方法と比較すると、ビット誤り率２・１０^−３での利得に約３ｄＢの改善が見られる。しかし単一ユーザ固定の場合と比べると約２ｄＢのみの改善であり、それほど大きな改善は見られない。本発明の検出方法によれば、ウォルシュ・アダマールシーケンスなどの拡散シーケンスを用いて、異なるユーザの信号の一部を重ね合わせることにより、異なる時刻、周波数、または空間次元において各ユーザの同一の信号部分が含まれているダイバーシティ効果を利用する。このマルチユーザ検出器の性能は、シンボルの送信時に施される位相回転操作に起因するところが大きい。よって、最尤シーケンス推定、および特に最小値の発見を行う際に回転変換が用いられる。

回転情報は、図２に示した数式に寄与するので、回転情報は最尤シーケンス推定器のユークリッド距離に影響を与え、異なるシーケンスに対してユークリッド距離が最も距離が大きくなることが判る。すなわち、選択器が発見すべき最小値はより際立つことになるがら、より信頼性の高いシーケンス決定が実現する。本発明に係る回転変換に基づく最尤シーケンス推定器を用いることで、送信機において合成したシーケンスのユークリッド距離を好適に分配することが可能となる。これに対し単一ユーザ検出器では、このユークリッド距離の分配の効果を得ることができない。本発明のマルチユーザ検出器は上記特徴を有しているため、回転変換を行わないシステムや、単一ユーザ検出器のような受信機において回転情報を利用しないシステムに比べて、高い信頼度でシンボルを検出する。

本発明は、上述した特徴に加え、マルチユーザ検出器において軟出力を用いることによってユークリッド距離を有効に活用するため、チャネル符号器をマッピング部の前段に配置することができるという特徴をも有する。時間領域、周波数領域、または空間領域における符号分割多重が採用されたシステムであればどのようなものであっても、本発明の検出方法を適用することが可能である。すなわち、チャネルがタイムスロットが、キャリアか、空間によって定義されたチャネルがということとは無関係に、あらゆるタイプのマルチチャネル変調を用いることができる。

本発明に係る受信シンボルグループの検出方法は、実装条件に応じて、ハードウェアまたはソフトウェアのいずれでも実装することが可能である。デジタル記憶媒体、特に、本発明に係る方法が実行されるようにプログラムによって動作するコンピュータシステムと協働する電子的に読み取り可能な制御信号を内包したディスクやＣＤを用いて、本発明の方法を実装することができる。すなわち、本発明は、広く、コンピュータ読み取り可能なキャリアに格納され、コンピュータにて実行されると本発明の方法を実行するプログラムコードを有するコンピュータプログラム製品を含む。換言すれば、本発明の方法は、コンピュータにて実行されると本発明の方法を実行するプログラムコードを有するコンピュータプログラムである。

本発明に係る受信シンボルグループを検出する装置を表すブロック図である。 回転情報が用いられた最尤シーケンス推定アルゴリズムを示す図である。 各拡散ベクトルに対する回転角の好適な選択方法を示す図である。 回転操作前の符号行列を示す図である。 回転操作後の符号行列を示す図である。 回転操作後の可能な送信シンボルのベクトルを示す図である。 検出器において回転情報を符号行列に適用する処理を模式的に示すブロック図である。 回転操作を送信シンボルに適用する処理を表すブロック図である。 本発明に係る検出器を用いた送信チャネルおよび受信機の構成を示す図である。 基本的なＣＤＭＡ送信機の構成を示すブロック図である。 図９における基本的な設定のＭ変形を示すブロック図である。 図９における基本的なＣＤＭＡシステムのＱ変形を示す図である。 図９における基本的なＣＤＭＡシステムのＭＱ変形を示す図である。 ８ユーザからグループに対する回転操作なしの最尤シーケンス推定検出器と回転操作ありの最大尤度シーケンス推定検出器との比較を示す図である。 ４ユーザからなるグループに対する回転操作なしの最大尤度シーケンス推定検出器と回転操作ありの最尤シーケンス推定検出器とを比較した図である。 ＭＬＳＥおよび硬判定に基づいた検出アルゴリズムを示す図である。 ＭＬＳＥおよび軟判定に基づいた検出アルゴリズムを示す図である。 ＭＬＳＳＥおよび硬判定に基づいた検出アルゴリズムを示す図である。 ＭＬＳＳＥおよび軟判定に基づいた検出アルゴリズムを示す図である。

Claims (24)

1. 受信値グループを用いて受信シンボルを検出する装置であって、前記受信値は受信信号からマルチチャネル復調を用いて算出され、前記受信信号は送信信号に基づいており、前記送信信号はサブチャネル値グループのマルチチャネル変調によって生成され、前記サブチャネル値グループは、送信シンボルグループに符号分割多重処理を施すことによって生成され、前記符号分割多重処理においては複数の符号シーケンスが使用され、前記複数の符号シーケンスまたは前記複数の送信シンボルは、異なる符号多重チャネルに対する異なる位相回転を有し、
   送信チャネルの情報を提供する手段（１８）と、
   前記受信シンボルグループと利用可能な送信シンボルに基づくベクトルとの差分（２０）、前記符号シーケンス（２２）、前記位相回転に関する情報（２４）、および前記送信チャネルの情報に基づいて候補値を算出する手段（１２）であって、異なる複数の利用可能な送信シンボルに対する候補値を各々算出する手段（１２）と、
   前記異なる複数の利用可能な送信シンボルに対する候補値に基づき、送信シンボルグループに対応する受信シンボルを決定する手段（１６、１６０、１６１、１６２、１６３）と
   を有する装置。
2. 前記チャネルの複数のチャネル値に与える影響を表す複素値を対角成分に持つチャネル状態行列が、前記送信チャネルの情報に含まれることを特徴とする請求項１に記載の装置。
3. １つのグループ内の受信データシンボルの数が、前記マルチチャネル変調に用いられるサブチャネルの数よりも小さいことを特徴とする請求項１または２に記載の装置。
4. 前記サブチャネルの数は２００よりも大きく、前記受信データシンボルの数は３２以下であることを特徴とする請求項３に記載の装置。
5. 前記１つのグループ内の受信データシンボルの数はユーザグループ数に等しく、前記ユーザグループの数は可変であり、
   前記装置は、
   実際のユーザ数の情報を取得する手段と、
   利用可能な送信シンボルグループのみが、前記算出手段（１２）によって処理されるように、利用可能な送信シンボルを前記実際のユーザ数に基づき取得し、前記実際のユーザ数によって表されるユーザ数を再度参照する手段と、
   を更に有する
   ことを特徴とする請求項１ないし４のいずれかに記載の装置。
6. 前記ベクトルはチャネル情報行列に結果ベクトルを乗じることにより決定され、
   前記結果ベクトルは、符号行列と、前記回転情報と、利用可能な受信シンボルグループとの積を表す
   ことを特徴とする請求項１ないし５のいずれかに記載の装置。
7. 前記算出手段は、前記差分に対するユークリッド距離を決定する機能を有することを特徴とする請求項１ないし６のいずれかに記載の装置。
8. 前記マルチチャネル変調はＯＦＤＭ変調であることを特徴とする請求項１ないし７のいずれかに記載の装置。
9. 前記複数の符号ベクトルはウォルシュ・アダマールベクトルであって、
   前記複数の符号分割多重チャネルに対する前記複数の符号ベクトルは、ウォルシュアダマール行列を構成し、各ウォルシュベクトルに適用される前記回転は、他のウォルシュベクトルに適用される回転とは異なるものであって、
   前記差分は回転角のステップサイズまたはこの整数倍で決定される
   ことを特徴とする請求項１ないし８のいずれかに記載の装置。
10. 送信ソースビットをＭ値コンスタレーション・ダイアグラムへマッピングすることによって前記送信シンボルを取得し、
    前記数Ｍは２以上であって、
    前記装置は、前記Ｍ値コンスタレーションダイアグラムを用いて該検出したシンボルをデマッピングして受信ソースビットを取得するデマッピング部を更に有する
    ことを特徴とする請求項１ないし９のいずれかに記載の装置。
11. 前記位相回転の度合いは前記数Ｍに依存することを特徴とする請求項１０に記載の装置。
12. 前記マルチチャネル変調はＮｃ個のサブキャリアを有するＯＦＤＭ変調であり、
    前記Ｎｃ個のサブキャリアはＭ×Ｑ個のグループに区分され、
    Ｍはデータシンボル数の数に等しく、
    各ユーザは１つのＯＦＤＭシンボルを送信し、
    Ｑはユーザグループ数と等しく、
    Ｍは０以上であり、
    Ｑは０以上であり、
    ＭとＱとの積は０ではなく、
    前記データシンボルは１つの符号ベクトルの長さに等しい数のサブキャリアへ拡散されるような、ＭとＱと前記サブキャリア数との積に等しい数のサブキャリアが存在する
    ことを特徴とする請求項１ないし１１のいずれかに記載の装置。
13. 前記符号ベクトルは３２以下の長さを有することを特徴とする請求項１ないし１２のいずれかに記載の装置。
14. 前記マルチチャネル変調はマルチチャリア変調であり、
    前記サブチャネルはサブキャリアであり、
    前記サブチャネル値はサブキャリアの振幅である
    ことを特徴とする請求項１ないし１３のいずれかに記載の装置。
15. 前記算出手段（１２）は回転符号行列を格納するメモリを有し、
    前記回転符号行列は複数の符号ベクトルを内包し、
    各符号ベクトルは異なる位相回転によって回転される
    ことを特徴とする請求項１ないし１４のいずれかに記載の装置。
16. 前記算出手段（１２）は、回転された利用可能な送信シンボルグループを複数格納するメモリを有し、
    １つの回転された利用可能な送信シンボルグループ内の２つのシンボルは、各々異なる位相回転で回転される
    ことを特徴とする請求項１ないし１４のいずれかに記載の装置。
17. 前記算出手段は、
    符号ベクトルを生成する関数生成手段と、
    利用可能な送信シンボルグループを生成する関数生成手段と、
    位相回転手段と符号ベクトルまたは１つの利用可能な送信シンボルグループ内の１つの送信シンボルを、前記回転情報によって決定される位相回転だけ回転させる位相回転手段と
    を有することを特徴とする請求項１ないし１６のいずれかに記載の装置。
18. 前記決定手段（１６０）は、最大候補値をもつ前記利用可能な送信グループを前記受信シンボルとして選択する機能を有することを特徴とする請求項１ないし１７のいずれかに記載の装置。
19. 前記決定手段（１６１、１６３）は、前記異なる複数の利用可能な送信シンボルの各候補値に基づき、前記送信シンボルグループの確率情報を計算する機能を有し、
    前記決定手段（１６１、１６３）は、更に、前記確率情報グループに基づきチャネル復号を行うことにより前記複数の受信シンボルを取得する
    ことを特徴とする請求項１ないし１７のいずれかに記載の装置。
20. 前記決定手段（１６１）は、
    決定すべきシンボルに対応する第１のリアリゼーションを有する前記送信シンボルの利用可能なグループ係る第１の最小候補値と、決定すべきシンボルに対応する第２のリアリゼーションを有する利用可能な送信シンボルグループに係る第２の最小候補値とを選択し、
    前記第１の候補値と前記第２の候補値との差分を求めて検出すべきシンボルの確率情報を取得する
    ことにより、検出したシンボルの確率情報を計算する機能を有する
    ことを特徴とする請求項１９に記載の装置。
21. 前記決定手段（１６３）は、
    決定すべきシンボルに対応するシンボルが第１のリアリゼーションを有する利用可能な送信シンボルに対する複数の候補値の指数関数を加算することにより、第１の加算値を取得し、
    決定すべきシンボルに対応するシンボルが第２のリアリゼーションを有する利用可能な送信シンボルに対する複数の候補値の指数関数を加算することにより、第２の加算値を取得し、
    前記第１の加算値と前記第２の加算値の商を計算し、
    前記商の対数を計算することにより前記検出すべきシンボルの確率情報を取得する
    ことにより、前記決定すべきシンボルの確率情報を算出する機能を有する
    ことを特徴とする請求項１９に記載の装置。
22. 前記決定手段（１６３）は、
    決定すべきシンボルに対応するシンボルが第１のリアリゼーションを有する、利用可能な複数の送信シンボルに対する複数の候補値を加算することにより得られる第１の加算値と、
    決定すべきシンボルに対応するシンボルが第２のリアリゼーションを有する、利用可能な複数の送信シンボルに対する複数の候補値を加算することにより得られる第２の加算値と、
    を計算する機能を有し、
    前記決定手段（１６２）は、前記検出されたシンボルのうち最大の加算値を生成するものに対する前記リアリゼーションを選択する機能を更に有する
    ことを特徴とする請求項１ないし１７のいずれかに記載の装置。
23. 受信値グループを用いて受信シンボルを検出する方法であって、前記受信値は受信信号からマルチチャネル復調を用いて算出され、前記受信信号は送信信号に基づいており、前記送信信号はサブチャネル値グループのマルチチャネル変調によって生成され、前記サブチャネル値グループは、送信シンボルグループに符号分割多重処理を施すことによって生成され、前記符号分割多重処理においては複数の符号シーケンスが使用され、前記複数の符号シーケンスまたは前記複数の送信シンボルは、異なる符号多重チャネルに対する異なる位相回転を有し、
    送信チャネルの情報を提供するステップ（１８）と、
    前記受信シンボルグループと利用可能な送信シンボルに基づくベクトルとの差分（２０）、前記符号シーケンス（２２）、前記位相回転に関する情報（２４）、および前記送信チャネルの情報に基づいて候補値を算出する手段（１２）であって、異なる複数の利用可能な送信シンボルに対する候補値を各々算出するステップ（１２）と、
    前記異なる複数の利用可能な送信シンボルに対する候補値に基づき、送信シンボルグループに対応する受信シンボルを決定するステップ（１６、１６０、１６１、１６２、１６３）と
    を有する方法。
24. コンピュータにて実行されると請求項１８に記載の受信シンボルグループを検出する方法を実行するプログラムコードを有するコンピュータプログラム。

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