JP4574680B2 - マルチキャリア符号分割多重伝送システム及び方法、受信装置 - Google Patents

Description

本発明は、マルチキャリア符号分割多重伝送システム及び方法、受信装置に関する。
本願は、２００５年９月２８日に日本に出願された特願２００５−２８１５５０号に基づき優先権を主張し、その内容をここに援用する。

従来、複数のサブキャリアを用いて信号を多重伝送するマルチキャリア伝送システムの代表的なものの一つに、マルチキャリア符号分割多重伝送システム（ＭＣ−ＣＤＭ（Multi Carrier-Code Division Multiplexing）方式）が知られている。ＭＣ−ＣＤＭ方式においては、直交符号を用いて周波数方向に拡散した信号を複数のサブキャリアで周波数多重することにより、周波数ダイバーシチ効果を得ることができ、変調シンボルの受信特性がよいという特長を持つ。しかしながら、無線伝送路の周波数選択性によって符号間の直交性が損なわれると、符号間干渉が発生して受信特性が劣化するという問題がある。

図１３は、従来のマルチキャリア符号分割多重伝送システムの構成を示すブロック図である。図１３に示す送信機１００において、変調器（ＭＯＤ）１０１は送信データを変調して変調シンボルを出力する。その変調シンボルをｂ［ｎ］として説明する。但し、ｎは時刻を表す記号であり、変調シンボルの番号を与える。また、ここでは、変調方式の一例としてＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying, Quadri-Phase Shift Keying）方式を用いる。変調シンボルｂ［ｎ］は、ＩＱ平面（Ｉチャネル（実数部）とＱチャネル（虚数部）がとりうる値で構成される平面）上で、図１４に示されるような信号点配置を取りうる。図１４には、変調シンボルｂ［ｎ］がとりうる４つの基準信号点が示されている。

拡散・多重化部１０２は、変調シンボルを符号で拡散し、その拡散された変調シンボルを多重化する。ここでは、最も簡単な２倍拡散（拡散率が２であり、１つの変調シンボルが２つのサブキャリアに拡散される）、２多重（多重数が２であり、１つのサブキャリアに２つの変調シンボルをマッピングする）とする。また、拡散符号としてウォルシュ（Walsh）符号を用いる。Walsh符号は、アダマール行列（Hadamard matrix）から生成される。アダマール行列は、＋１と−１を要素として、行と列が互いに直交している正方の配列である。ウォルシュ行列（Walsh matrix）は、アダマール行列において列を符号が入れ替わった回数の昇順に再配置することで得られる。本２倍拡散かつ２多重に対応する拡散多重変換行列Ｔ_２は（１）式で表される。

拡散・多重化部１０２は、（２）式により、２倍拡散と２多重を行う。この結果、２つの変調シンボルｂ［２ｎ−１］、ｂ［２ｎ］は２つのチップ信号ｃ１［ｎ］、ｃ２［ｎ］として出力される。

シリアル／パラレル変換部（Ｓ／Ｐ）１０３は、２系統のチップ信号ｃ１［ｎ］、ｃ２［ｎ］をそれぞれシリアル信号入力としてパラレル信号に変換する。そのパラレル信号数は、データ伝送に使用するサブキャリア数と拡散率の比である。例えば、サブキャリア数が５１２であれば、拡散率が２であるので、５１２／２＝２５６となり、パラレル数は２５６となる。

逆高速フーリエ変換部（ＩＦＦＴ）１０４は、パラレル化されたチップ信号ｈ_ｋを逆フーリエ変換処理し、周波数領域の信号から時間領域の信号に変換する。ここで、ｎが同一のチップ信号ｃ１［ｎ］、ｃ２［ｎ］については、できるだけ周波数領域上の距離をとるようにする。これにより、より高い周波数ダイバシチ効果を得ることができる。

パラレル／シリアル変換部（Ｐ／Ｓ）１０５は、ＩＦＦＴ１０４出力後の時間領域の信号をシリアル信号に変換する。ガードインターバル挿入部（＋ＧＩ）１０６は、そのシリアル信号にガードインターバルを付加する。ガードインターバルは、サブキャリア間の直交性を受信側でも保持させるための信号である。そのガードインターバル付加後の信号は、パイロット信号（図示せず）とともに無線送信される。パイロット信号は、受信側で伝送路を推定するための信号である。

図１３に示す受信機２００において、ガードインターバル除去部（−ＧＩ）２０１は、無線受信した信号からガードインターバルを除去する。Ｓ／Ｐ２０２は、ガードインターバル除去後の信号をパラレル信号に変換する。高速フーリエ変換部（ＦＦＴ）２０３は、そのパラレル化された信号をフーリエ変換処理し、時間領域の信号から周波数領域のサブキャリア信号Ｈ_ｋに変換する。ここでのサブキャリア信号Ｈ_ｋには、伝送路（チャネル）で受けた振幅と位相の変化が含まれている。

ＣＨ推定・ＭＭＳＥ補正部２０４は、パイロット信号の受信特性等に基づいて、伝送路の状態を測定する。また、周波数帯域内の雑音電力密度も測定する。そして、ＣＨ推定・ＭＭＳＥ補正部２０４は、その伝送路状態及び雑音電力密度に基づいて、ＭＭＳＥ（Minimum Mean Square Error；最小平均二乗誤差）を用いた等化処理を行う。ＣＨ推定・ＭＭＳＥ補正部２０４から出力されるサブキャリア信号Ｈ_ｋ'は（３）式で表される。

但し、Ｈ_ｋは入力されるｋ番目のサブキャリア信号、Ｈ_ｋ'は出力されるｋ番目のサブキャリア信号、Ａ_ｋはサブキャリア番号ｋの伝送路状態、Ｎ_０は雑音電力密度である。

Ｐ／Ｓ２０５は、サブキャリア信号Ｈ_ｋ'をシリアル信号に変換し、２倍拡散されたチップ信号の組合せ（ｃ１'［ｎ］、ｃ２'［ｎ］）として出力する。
逆拡散部２０６は、チップ信号と拡散符号の相関を求め、拡散された変調シンボルを復元する。具体的には、（４）式で表される操作を行う。

ここで、サブキャリア数がＫの場合に、「Ｋ／２≧ｋ」なる番号ｋのサブキャリア信号Ｈ_ｋに対応するチップ信号ｃ１［ｎ］に拡散されている変調シンボルは、サブキャリア信号Ｈ_{ｋ＋Ｋ／２}（このサブキャリア信号はチップ信号ｃ２［ｎ］に対応する）にも拡散されている。それら２つのサブキャリア信号Ｈ_ｋ、Ｈ_{ｋ＋Ｋ／２}に混入している背景雑音をそれぞれｎ_ｋ、ｎ_{ｋ＋Ｋ／２}とすると、（５）式の関係が成り立つ。

そして、上記（３）式と（５）式を（４）式に代入すると、逆拡散後の復調シンボルが得られる。例えば、ｂ'［ｎ−１］は（６）式で表される。

上記（６）式において、右辺の第１項は目的とする変調シンボルｂ［ｎ−１］に係る項、第２項は干渉する変調シンボルｂ［ｎ］に係る項（干渉雑音に係る項）、第３項は背景雑音に係る項である。ここで、仮に（７）式の関係が成り立つならば、変調シンボルｂ［ｎ−１］とｂ［ｎ］は相互に干渉することなく、背景雑音のみが雑音成分として混入する。

一般的には上記（７）式の関係は成り立たないが、そのような場合であっても、上記（３）式に基づいた操作によって、平均的な雑音（背景雑音と干渉雑音を合わせたもの）の電力が最小となることが保障される。この結果、変調シンボルｂ［ｎ−１］、ｂ［ｎ］に対応する信号は、ＩＱ平面上の信号点として復調器（ＤＥＭ）２０７に入力される。復調器２０７は、受信信号点に最も近い変調シンボルの基準信号点（図１４参照）が受信データであると判定する。しかし、その受信信号点は、上記（６）式に示されるように、逆拡散時に混入する干渉成分を含むものである。このため、復調器２０７における受信精度は劣化する。
N. Miyazaki and T. Suzuki, "A Study on Forward Link Capacity in MC-CDMA Cellular System with MMSEC Receiver," IEICE Trans. Commun., Vol. E88-B, No. 2, pp. 585-593, Feb. 2005.

上述したように従来のＭＣ−ＣＤＭ方式では、最も特性が優れるとされるＭＭＳＥベースの等化技術を適用した場合であっても、無線伝送路の周波数選択性に起因した符号間干渉の影響による受信特性の劣化が避けられない。

本発明は、このような事情を考慮してなされたもので、その目的は、符号間干渉の影響を被ることを防止し、受信特性の向上を図ることのできるマルチキャリア符号分割多重伝送システム及び方法、受信装置を提供することにある。

上記の課題を解決するために、本発明に係るマルチキャリア符号分割多重伝送システムは、変調シンボルを周波数方向に符号拡散して複数のサブキャリアで周波数多重し伝送するマルチキャリア符号分割多重伝送システムにおいて、一つの変調シンボルが拡散された範囲のサブキャリアにおける拡散状態の受信値の組合せから成る受信信号点と、前記拡散状態の受信値の組合せが取りうる値から成る参照信号点とに基づき、送信された信号を判定する復調手段、を備えたことを特徴とする。

本発明に係るマルチキャリア符号分割多重伝送システムにおいては、前記復調手段は、変調シンボルが特定の値を取りうる確率にも基づき、前記判定を行うことを特徴とする。

本発明に係るマルチキャリア符号分割多重伝送システムにおいては、前記マルチキャリア符号分割多重伝送システムは、誤り訂正符号を適用し、前記復調手段の判定結果から前記誤り訂正符号の復号を行い、該復号過程で得られる復号結果の確からしさを前記確率としてフィードバックする復号手段、を備えたことを特徴とする。

本発明に係るマルチキャリア符号分割多重伝送システムにおいては、調整パラメータを引数とする三角関数から成る回転直交符号を拡散符号として用いることを特徴とする。

本発明に係るマルチキャリア符号分割多重伝送方法は、変調シンボルを周波数方向に符号拡散して複数のサブキャリアで周波数多重し伝送するマルチキャリア符号分割多重伝送方法であって、一つの変調シンボルが拡散された範囲のサブキャリアにおける拡散状態の受信値の組合せから成る受信信号点と、前記拡散状態の受信値の組合せが取りうる値から成る参照信号点とに基づき、送信された信号を判定する復調過程、を含むことを特徴とする。

本発明に係る受信装置は、変調シンボルが周波数方向に符号拡散されて複数のサブキャリアで周波数多重され伝送された信号を受信する受信装置において、一つの変調シンボルが拡散された範囲のサブキャリアにおける拡散状態の受信値の組合せから成る受信信号点と、前記拡散状態の受信値の組合せが取りうる値から成る参照信号点とに基づき、送信された信号を判定する復調手段、を備えたことを特徴とする。

本発明に係るマルチキャリア符号分割多重伝送システムにおいては、前記復調手段は、変調方式の種類、拡散多重方式の種類およびサブキャリア信号の受信強度情報に基づいて、参照信号点の座標を作成する参照信号点作成手段と、前記拡散状態の受信値の組合せから受信信号点の座標を作成する受信信号点作成手段と、前記参照信号点の座標と前記受信信号点の座標に基づいて、尤度を算出する尤度演算手段と、を備えたことを特徴とする。

本発明に係るマルチキャリア符号分割多重伝送システムにおいては、前記参照信号点の座標、前記受信信号点の座標および前記尤度を、実数部と虚数部に分けて、それぞれ算出することを特徴とする。

本発明に係るマルチキャリア符号分割多重伝送方法においては、前記復調過程は、変調方式の種類、拡散多重方式の種類およびサブキャリア信号の受信強度情報に基づいて、参照信号点の座標を作成する過程と、前記拡散状態の受信値の組合せから受信信号点の座標を作成する過程と、前記参照信号点の座標と前記受信信号点の座標に基づいて、尤度を算出する過程と、を有することを特徴とする。

本発明に係るマルチキャリア符号分割多重伝送方法においては、前記参照信号点の座標、前記受信信号点の座標および前記尤度を、実数部と虚数部に分けて、それぞれ算出することを特徴とする。

本発明に係る受信装置においては、前記復調手段は、変調方式の種類、拡散多重方式の種類およびサブキャリア信号の受信強度情報に基づいて、参照信号点の座標を作成する参照信号点作成手段と、前記拡散状態の受信値の組合せから受信信号点の座標を作成する受信信号点作成手段と、前記参照信号点の座標と前記受信信号点の座標に基づいて、尤度を算出する尤度演算手段と、を備えたことを特徴とする。

本発明に係る受信装置においては、前記参照信号点の座標、前記受信信号点の座標および前記尤度を、実数部と虚数部に分けて、それぞれ算出することを特徴とする。

本発明によれば、逆拡散を行わずに拡散状態のままで復調を行うことができるので、符号間干渉の影響を被ることなく復調を行うことができる。これにより、復調精度を高めることができ、受信特性の向上を図ることが可能になる。

本発明の第１実施形態に係るマルチキャリア符号分割多重伝送システムの受信機１の構成を示すブロック図である。 同実施形態に係る参照信号点を示す複素空間座標図である。 同実施形態に係る直接復調処理を説明するための説明図である。 本発明の第２実施形態に係るマルチキャリア符号分割多重伝送システムの構成を示すブロック図である。 図４に示す符号化器１１０としてのターボ符号化器１１０の構成を示すブロック図である。 図４に示す復号器２１０としてのターボ復号器２１０の構成を示すブロック図である。 図４に示す復号器２１０としてのＬＤＰＣ復号器２１０の構成を示すブロック図である。 本発明の第３実施形態に係るマルチキャリア符号分割多重伝送システムの構成を示すブロック図である。 図８に示すターボ復号器２１０ｂの一実施例を示すブロック構成図である。 本発明の第４実施形態に係るマルチキャリア符号分割多重伝送システムの構成を示すブロック図である。 図１０に示すＬＤＰＣ復号器２１０ｃの一実施例を示すブロック構成図である。 本発明の他の実施形態に係る参照信号点を示す複素空間座標図である。 従来のマルチキャリア符号分割多重伝送システムの構成を示すブロック図である。 ＱＰＳＫ方式の変調シンボルの基準信号点を示す図である。 本発明の実施形態に係る直接復調器１２ａの一実施例を説明するためのマルチキャリア符号分割多重伝送システムの構成を示すブロック図である。 本発明の実施形態に係る直接復調器１２ａの構成例を示すブロック図である。 図１６に示す直接復調器１２ａが作成する参照信号点および受信信号点の座標例である。

符号の説明

１，１ａ，１ｂ，１ｃ 受信機
１１ ＣＨ推定・位相補正部
１２，１２ａ 直接復調器（Ｄ−ＤＥＭ）
２０２ シリアル／パラレル変換部（Ｓ／Ｐ）
２０３ 高速フーリエ変換部（ＦＦＴ）
２０５ パラレル／シリアル変換部（Ｐ／Ｓ）
２１０ 復号器
２１０ｂ ターボ復号器
２１０ｃ ＬＤＰＣ復号器
１２０１ 参照信号点作成部
１２０２ 受信信号点作成部
１２０３ 尤度演算部

以下、図面を参照し、本発明の各実施形態について説明する。
［第１実施形態］
図１は、本発明の第１実施形態に係るマルチキャリア符号分割多重伝送システムの受信機１の構成を示すブロック図である。この図１において従来の受信機２００（図１３参照）の各部に対応する部分には同一の符号を付け、その説明を省略する。なお、本実施形態に係るマルチキャリア符号分割多重伝送システムの送信機は、従来の送信機１００（図１３参照）と同様であり、その変調方式はＱＰＳＫ方式、拡散率は２、多重数は２である。

図１に示す受信機１おいて、ＣＨ推定・位相補正部１１は、パイロット信号の受信特性等に基づいて伝送路の状態を測定する。そして、サブキャリア毎に、伝送路で受けた位相変化量を補正する。この結果、ＣＨ推定・位相補正部１１から出力されるサブキャリア信号Ｈ_ｋ''（ｋ番目のサブキャリアに対応する信号）は、送信時のｋ番目のサブキャリア信号ｈ_ｋに伝送路の振幅値ａ_ｋ（実数）が乗じられた信号に対してさらに背景雑音ｎ_ｋが加わった信号となり、（８）式で表される。

そのサブキャリア信号Ｈ_ｋ''は、Ｐ／Ｓ２０５によって、シリアル信号に変換されて、２倍拡散されたチップ信号の組合せ（ｃ１''［ｎ］、ｃ２''［ｎ］）として出力される。

直接復調器（Ｄ−ＤＥＭ）１２は、その２倍拡散されたチップ信号の組合せ（ｃ１''［ｎ］、ｃ２''［ｎ］）から、直接、復調を行う。つまり、逆拡散を行わずに、受信データを求める。その直接復調処理について、図２、図３を参照して説明する。

図２は、本実施形態に係る参照信号点を示す複素空間座標図であり、図２（１）は実数空間、図２（２）は虚数空間を示している。図２には、ｃ１''［ｎ］とｃ２''［ｎ］の組合せが取りうる値（参照信号点）が、Ｉチャネルに対応する実数部（図２（１））とＱチャネルに対応する虚数部（図２（２））とに分けて示されている。図２中の表記として、Ｒｅ（ｚ）は複素数ｚの実数部（Ｉチャネル成分）を表し、Ｉｍ（ｚ）は複素数ｚの虚数部（Ｑチャネル成分）を表す。

ここで、本実施形態では、拡散率は２であるので、ｃ１''［ｎ］とｃ２''［ｎ］の組合せは、一つの変調シンボルが拡散された範囲のサブキャリアにおける拡散状態の受信値の組合せである。そして、そのｃ１''［ｎ］とｃ２''［ｎ］の組合せが取りうる値（参照信号点）は、上記（２）式で示される。具体的には、実数部（Ｉチャネル成分）については、
Ｒｅ（ｃ１''［ｎ］ｃ２''［ｎ］）＝“００”の場合、Ｒｅ（ｂ［２ｎ−１］ｂ［２ｎ］）＝“＋１＋１”であり、
Ｒｅ（ｃ１''［ｎ］ｃ２''［ｎ］）＝“０１”の場合、Ｒｅ（ｂ［２ｎ−１］ｂ［２ｎ］）＝“＋１−１”であり、
Ｒｅ（ｃ１''［ｎ］ｃ２''［ｎ］）＝“１０”の場合、Ｒｅ（ｂ［２ｎ−１］ｂ［２ｎ］）＝“−１＋１”であり、
Ｒｅ（ｃ１''［ｎ］ｃ２''［ｎ］）＝“１１”の場合、Ｒｅ（ｂ［２ｎ−１］ｂ［２ｎ］）＝“−１−１”である。
また、虚数部（Ｑチャネル成分）については、
Ｉｍ（ｃ１''［ｎ］ｃ２''［ｎ］）＝“００”の場合、Ｉｍ（ｂ［２ｎ−１］ｂ［２ｎ］）＝“＋１＋１”であり、
Ｉｍ（ｃ１''［ｎ］ｃ２''［ｎ］）＝“０１”の場合、Ｉｍ（ｂ［２ｎ−１］ｂ［２ｎ］）＝“＋１−１”であり、
Ｉｍ（ｃ１''［ｎ］ｃ２''［ｎ］）＝“１０”の場合、Ｉｍ（ｂ［２ｎ−１］ｂ［２ｎ］）＝“−１＋１”であり、
Ｉｍ（ｃ１''［ｎ］ｃ２''［ｎ］）＝“１１”の場合、Ｉｍ（ｂ［２ｎ−１］ｂ［２ｎ］）＝“−１−１”である。

本実施形態に係る直接復調処理においては、一つの変調シンボルが拡散された範囲のサブキャリアの拡散状態の受信値の組合せから成る受信信号点と、該サブキャリアの拡散状態の受信値の組合せが取りうる値から成る参照信号点とに基づき、送信された信号を判定する。

具体的には、上記図２の参照信号点を示す複素空間座標系に受信信号点を配置する。そして、その受信信号点の位置に最も近い参照信号点を受信データとして出力する。例えば、図３には受信信号点の一例が示されている（実数部のみ）。図３の例では、ｃ１''［ｎ］とｃ２''［ｎ］の各実数部（Ｉチャネル成分）の組合せの値（受信信号点３０１）が示されている。その値３０１は、４つの参照信号点“００”、“０１”、“１０”、“１１”のうち、“０１”に最も近い位置にある。これにより、受信データ（実数部）は、Ｒｅ（ｂ［２ｎ−１］）＝＋１、Ｒｅ（ｂ［２ｎ］）＝−１、とする。

上述した実施形態によれば、ＭＣ−ＣＤＭ方式の復調処理において、逆拡散を行わずに拡散状態のままで復調を行うことができる。従って、従来において逆拡散時に発生していた干渉成分の混入はなくなり、本実施形態の復調時には、符号間干渉の影響を被ることがない。これにより、復調精度を高めることができ、受信特性が向上する。

［第２実施形態］
図４は、本発明の第２実施形態に係るマルチキャリア符号分割多重伝送システムの構成を示すブロック図である。第２実施形態では、上記第１実施形態の変形例であり、上記第１実施形態に対してさらに誤り訂正符号を適用している。

図４に示す送信機１００ａにおいては、符号化器（ＥＮＣ）１１０が設けられており、その他の構成は図１３の送信機１００と同様である。送信機１００ａにおいて、符号化器１１０は、送信データに対して誤り訂正符号を付加する。その符号化データは、符号化器１１０から変調器１０１に入力される。それ以降の処理は図１３の送信機１００と同様である。

図４に示す受信機１ａにおいては、復号器（ＤＥＣ）２１０が設けられている。直接復調器１２ａについては、上記図１の直接復調器１２とは復号器２１０に対応する処理の変更がある。その他の構成は図１の受信機１と同様である。

復号器２１０は、直接復調器１２ａが復調した信号に基づき、誤り訂正処理を行って受信データを出力する。直接復調器１２ａは、その誤り訂正処理に使用される軟判定入力信号（ビット毎の尤度）を出力する。その直接復調器１２ａの動作を上記図３の例を用いて説明する。

図３に示される受信信号点３０１は、Ｒｅ（ｂ［２ｎ−１］）とＲｅ（ｂ［２ｎ］）の２ビットに対応する受信信号点である。ここで、Ｒｅ（ｂ［２ｎ−１］に着目すると、その尤度ｐは（９）式で表される。

但し、ｘ＝Ｒｅ（ｂ［２ｎ−１］）、ｙ＝Ｒｅ（ｂ［２ｎ］）、ｄ_ｘｙ ^２は受信信号点と参照信号点（ｘｙ）の間の自乗距離、σ^２はサブキャリア当たりの雑音電力を表す。また、ｐ_ａ（ｙ＝０）は、ｙが０となる確率であって事前に判明している事前確率である。その事前確率は、変調シンボルが特定の値を取りうる確率を表す。

直接復調器１２ａは、上記（９）式により尤度ｐを算出する。なお、ｙに関する事前情報がない場合は、ｐ_ａ（ｙ＝０）＝ｐ_ａ（ｙ＝１）＝１／２としてｘの尤度ｐを算出する。また、Max-log近似を用いて尤度ｐに係る演算を行ってもよい。特に、復号器２１０がMax-log-MAP復号に基づく復号処理を行う場合には、σに依存しないので、雑音電力を求める必要がなくなり、演算処理が簡略化できる。

上述した第２実施形態によれば、誤り訂正符号を用いたシステムにも適用可能となる。また、変調シンボルが特定の値をとりうる事前確率によって確率結合による復号を行うことができるので、復調精度の向上が期待できる。

ここで、上述した第２実施形態の具体的な実施例を説明する。
初めに、図５、図６を参照して、ターボ符号を適用した実施例について説明する。
図５は、図４に示す符号化器１１０としてのターボ符号化器１１０の構成を示すブロック図である。図５の構成は周知のものである。図５に示すターボ符号化器１１０は、２つの要素符号器１１０１、１１０２を備え、２つの要素符号によって符号化を行うものである。
図５において、要素符号器１１０１は、送信情報ビットからパリティビットａ１を生成する。インタリーバ１１０３は、入力された送信情報ビットの順番を交錯する。要素符号器１１０２は、インタリーバ１１０３出力後の送信情報ビットからパリティビットａ２を生成する。これにより、同じ送信情報ビットから、パリティビットａ１及びａ２が生成される。但し、要素符号器１１０１と１１０２とでは、送信情報ビットの入力順序は交錯されている。
ターボ符号化器１１０は、入力された送信情報ビット、パリティビットａ１及びａ２の合計３ビットを符号化データとして出力する。

図６は、図４に示す復号器２１０としてのターボ復号器２１０の構成を示すブロック図である。
図６において、直接復調器１２ａは、変調シンボルのビット毎の軟判定値を軟判定データとして出力する。この軟判定データは、通信路値としてターボ復号器２１０に入力される。

図６に示すターボ復号器２１０は、図５に示すターボ符号化器１１０に対応する構成となっており、要素符号器１１０１に対応する復号器２１０１と、要素符号器１１０２に対応する復号器２１０２を備える。なお、図６中のターボ復号器２１０の構成は周知のものである。

ターボ復号器２１０において、まず、復号器２１０１は、送信情報ビット及びパリティビットａ１の両方の通信路値を入力する。また、復号器２１０１で最初に復号処理を行う際には、送信情報ビットの事前値を「1/2」（対数尤度で0）とする。この結果、送信情報ビットの外部値と事後値が計算される。但し、一般にこの段階では、外部値のみが次の処理に用いられる。

復号器２１０１出力後の外部値は、インタリーバ２１０３で交錯された後に、事前値として復号器２１０２に入力される。また、送信情報ビット及びパリティビットａ２の両方の通信路値を復号器２１０２に入力する。ここで、送信情報ビットの通信路値に関しては、復号器２１０１出力後の外部値と同様に、インタリーバ２１０４で交錯された後に復号器２１０２に入力される。復号器２１０２は、復号処理の結果として送信情報ビットの外部値と事後値を出力する。復号器２１０２出力後の事後値は、ビット判定されて、受信データ（受信情報ビット）として出力される。

復号器２１０２出力後の外部値は、逆インタリーバ２１０５で逆交錯された後に、事前値として復号器２１０１に入力される。これにより、再度、復号器２１０１から演算処理が実行される。

なお、上記した実施例では、ターボ符号化器１１０において、パリティビットをそのまま出力しているが、パリティビットをパンクチャしたり、又は、送信情報ビットとパリティビットに対してチャネルインタリーブを施したりする等、各種の変形を行うことは可能であり、ターボ復号器２１０の構成をその変形に合わせればよい。

次に、図７を参照して、低密度パリティ検査符号（Low-Density Parity-Check Codes；ＬＤＰＣ符号）を適用した実施例について説明する。
図７は、図４に示す復号器２１０としてのＬＤＰＣ復号器２１０の構成を示すブロック図である。図７中のＬＤＰＣ復号器２１０の構成は周知のものである。
図７において、直接復調器１２ａは、変調シンボルのビット毎の軟判定値を軟判定データとして出力する。この軟判定データは、通信路値としてＬＤＰＣ復号器２１０に入力される。

ＬＤＰＣ復号器２１０は、上記したターボ符号の場合と同様に、事後値を反復計算する。その復号アルゴリズムとしては、Min SumやSum Productが代表的なものである。その反復計算は、復号結果が正しい符号語になるか、あるいは、規定の反復数に到達するまで行う。

ＬＤＰＣ復号器２１０において、まず、行方向演算部２２０１は、入力された通信路値に対して行方向演算を行い、事前値（或いは外部値）を出力する。その行方向演算を行う際には、列方向演算部２２０３から入力される外部値（或いは事前値）を参照する。符号語推定部２２０２は、直接復調器１２ａ出力後の通信路値および行方向演算部２２０１出力後の事前値（或いは外部値）に基づいて符号語推定を行い、事後値を出力する。列方向演算部２２０３は、最大反復数判定部２２１３の判定結果に基づいて行方向演算を行い、外部値（或いは事前値）を出力する。

ビット判定部２２１１は、入力された事後値に基づき、ビット判定を行う。符号検査部２２１２は、そのビット判定の結果から、符号検査の合否を判断する。符号検査が合格の場合には、そのビット判定の結果が受信データ（受信情報ビット）として出力される。一方、符号検査が不合格の場合には、最大反復数判定部２２１３は、ＬＤＰＣ復号器２１０における反復回数が最大反復数に達したか否かを判断する。最大反復数に達した場合には、今回のビット判定の結果が受信データ（受信情報ビット）として出力される。一方、最大反復数に達していない場合には、ＬＤＰＣ復号器２１０に対して、反復を指示する。

［第３実施形態］
図８は、本発明の第３実施形態に係るマルチキャリア符号分割多重伝送システムの構成を示すブロック図である。第３実施形態では、上記第２実施形態の変形例であり、ターボ符号を適用し、その復号過程において上記事前確率を計算している。

図８に示す送信機１００ｂにおいては、ターボ符号化器１１０ｂが設けられており、その他の構成は図１３の送信機１００と同様である。送信機１００ｂにおいて、ターボ符号化器１１０ｂは、送信データに対してターボ符号に係る誤り訂正符号を付加する。その符号化データは、ターボ符号化器１１０ｂから変調器１０１に入力される。それ以降の処理は図１３の送信機１００と同様である。

図８に示す受信機１ｂにおいては、ターボ復号器２１０ｂが設けられている。直接復調器１２ａについては、上記図４の直接復調器１２ａと同様であるが、上記事前確率をターボ復号器２１０ｂから受け取る。

ターボ復号器２１０ｂは、直接復調器１２ａが復調した信号に基づき、ターボ符号に係る復号処理を行って受信データを出力する。また、その復号結果の確からしさを表す信号を事前確率として直接復調器１２ａに出力する。その事前確率としては、例えば、ターボ符号に係る復号過程で得られる、事後値、外部値、或いは、事後値及び外部値の両方の値を加味した値などが利用可能である。

図９は、図８に示すターボ復号器２１０ｂの一実施例を示すブロック構成図である。この図９において図６の各部に対応する部分には同一の符号を付け、その説明を省略する。
図９においては、直接復調器１２ａを２つ（直接復調器１２ａ−１、１２ａ−２）設けている。
図９のターボ復号器２１０ｂにおいて、復号器２１０２出力後の事後値は、逆インタリーバ２１１０で逆交錯された後に、変調シンボルの事前確率として直接復調器１２ａ−１に入力される。これにより、復号器２１０１からの再度の演算処理の実行時において使用する軟判定データ（通信路値）は、直接復調器１２ａ−１によって変調シンボルの事前確率が反映されて更新されたものであり、前回の軟判定データ（通信路値）よりも精度が向上していると期待できる。

また、図９において、直接復調器１２ａ−２は、復号器２１０１出力後の事後値（事前確率）を用いて、復号器２１０２に入力する通信路値を更新する。その更新処理では、各情報ビットの事前確率に基づいて通信路値を更新する。これにより、復号器２１０１で得られた送信情報ビットの確からしさを用いて、復号器２１０２へ引き渡す通信路値を更新することができ、復号器２１０２に入力する通信路値の精度向上を図ることが可能となる。
本実施例のターボ復号処理によれば、誤り訂正の性能が向上し、伝送誤りの一層の防止を図ることが可能となる。

上述した第３実施形態によれば、ターボ符号を用いたシステムに適用して、変調シンボルが特定の値をとりうる事前確率をその復号過程において得ることができ、復調精度の向上に寄与することができる。

［第４実施形態］
図１０は、本発明の第４実施形態に係るマルチキャリア符号分割多重伝送システムの構成を示すブロック図である。第４実施形態では、上記第２実施形態の変形例であり、低密度パリティ検査符号（Low-Density Parity-Check Codes；ＬＤＰＣ符号）を適用し、その復号過程において上記事前確率を計算している。

図１０に示す送信機１００ｃにおいては、ＬＤＰＣ符号化器１１０ｃが設けられており、その他の構成は図１３の送信機１００と同様である。送信機１００ｃにおいて、ＬＤＰＣ符号化器１１０ｃは、送信データに対してＬＤＰＣ符号に係る誤り訂正符号を付加する。その符号化データは、ＬＤＰＣ符号化器１１０ｃから変調器１０１に入力される。それ以降の処理は図１３の送信機１００と同様である。

図１０に示す受信機１ｃにおいては、ＬＤＰＣ復号器２１０ｃが設けられている。直接復調器１２ａについては、上記図４の直接復調器１２ａと同様であるが、上記事前確率をＬＤＰＣ復号器２１０ｃから受け取る。

ＬＤＰＣ復号器２１０ｃは、直接復調器１２ａが復調した信号に基づき、ＬＤＰＣ符号に係る復号処理を行って受信データを出力する。また、その復号結果の確からしさを表す信号を事前確率として直接復調器１２ａに出力する。その事前確率としては、例えば、ＬＤＰＣ符号に係る復号過程で得られる事後値などが利用可能である。

図１１は、図１０に示すＬＤＰＣ復号器２１０ｃの一実施例を示すブロック構成図である。この図１１において図７の各部に対応する部分には同一の符号を付け、その説明を省略する。
図１１においては、ＬＤＰＣ復号器２１０ｃの符号語推定部２２０２出力後の事後値を事前確率として直接復調器１２ａにフィードバックしている。これにより、直接復調器１２ａからの次回の軟判定データ（通信路値）は、直接復調器１２ａによって変調シンボルの事前確率が反映されて更新されたものであり、前回の軟判定データ（通信路値）よりも精度が向上していると期待できる。これにより、誤り訂正の性能が向上し、伝送誤りの一層の防止を図ることが可能となる。

上述した第４実施形態によれば、ＬＤＰＣ符号を用いたシステムに適用して、変調シンボルが特定の値をとりうる事前確率をその復号過程において得ることができ、復調精度の向上に寄与することができる。

以上、本発明の実施形態を図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲の設計変更等も含まれる。
例えば、上述した実施形態においては、変調方式の一例としてＱＰＳＫ方式を用いたが、本発明はこれに限定するものではない。例えば、他の位相偏移変調（PSK；Phase Shift Keying）方式、或いは直交振幅変調（QAM；Quadrature Amplitude Modulation）方式なども適用可能である。

また、本発明は、任意の拡散率、多重数に適用可能である。

また、本発明は、各種の拡散符号に適用可能である。例えば、（１０）式に示されるような回転直交符号を用いる場合にも同様に適用可能である。（１０）式は、拡散率が２^Ｎかつ多重数が２^Ｎの場合に対応する拡散多重変換行列である。

上記（１０）式の具体的な例として、（１１）式には拡散率が２かつ多重数が２の場合に対応する拡散多重変換行列Ｔ_２、（１２）式には拡散率が４かつ多重数が４の場合に対応する拡散多重変換行列Ｔ_４がそれぞれ示されている。
ある。

なお、上記（１１）式の回転直交符号（拡散多重変換行列Ｔ_２）を用いた場合の参照信号点の配置は、図１２に示されている。図１２は、上記図２（１）に対応する例で示している。図１２に示されるように、上記（１１）式の回転直交符号を用いた場合の参照信号点の配置は、図２（１）の場合の参照信号点の配置から角度「π／４−ｐ（ラジアン）」だけ回転した位置となる。なお、図１２には実数部（Ｉチャネル）の配置を示しているが、虚数部（Ｑチャネル）についても同様である。

また、拡散率と同数分のパラメータを導入することにより、きめ細かく信号点を決定することができる。例えば、（１３）式とした場合に、（１４）式が得られる。

なお、上記（１０）式の回転直交符号において、三角関数の引数である角度ｐ_Ｎは調整パラメータである。そして、その調整パラメータｐ_Ｎの設定値によって、ダイバーシチ効果と符号間干渉とを調整することができ、伝送品質の安定化を図ることが可能である。

次に、本発明の実施形態に係る直接復調器の一実施例を説明する。ここでは、上述の図４に示す第２実施形態を例に挙げて説明する。本実施例では、図１５に示されるように、ＣＨ推定・位相補正部１１は、サブキャリア信号の受信強度情報ｒａ１，ｒａ２を検出する。受信強度情報ｒａ１は、チップ信号ｃ１［ｎ］に対応するサブキャリア信号の受信強度を表す。受信強度情報ｒａ２は、チップ信号ｃ２［ｎ］に対応するサブキャリア信号の受信強度を表す。受信強度情報ｒａ１，ｒａ２は、直接復調器１２ａに入力される。なお、受信強度情報としては、例えば、サブキャリア信号の受信電力もしくは受信振幅を表す値を利用することができる。

図１６は、直接復調器１２ａの構成例を示すブロック図である。図１６において、直接復調器１２ａは、参照信号点作成部１２０１と受信信号点作成部１２０２と二つの尤度演算部１２０３を有する。尤度演算部１２０３は、尤度ｐの実数部ｐ_Ｒｅ（ｂ）の算出用と尤度ｐの虚数部ｐ_Ｉｍ（ｂ）の算出用とに分けて、それぞれ設けられる。

参照信号点作成部１２０１は、変調方式の種類、拡散多重方式の種類および受信強度情報ｒａ１，ｒａ２に基づいて、参照信号点の座標を作成する。参照信号点の座標は、実数部（Ｉチャネル成分）用と虚数部（Ｑチャネル成分）用とに分けて、それぞれ作成される。図１７に、参照信号点作成部１２０１により作成された参照信号点の例が示されている。図１７の例は、変調方式がＱＰＳＫ方式、拡散多重方式がウォルシュ（Walsh）符号による２倍拡散の２多重の場合であって、実数部用の参照信号点“００”，“０１”，“１０”，“１１”が示されている。参照信号点作成部１２０１は、受信強度情報ｒａ１，ｒａ２に基づいて、チップ信号ｃ１［ｎ］に対応する成分（図１７中の横軸の成分）“００”，“１１”の座標と、チップ信号ｃ２［ｎ］に対応する成分（図１７中の縦軸の成分）“０１”，“１０”の座標を計算する。受信強度の大きさに参照信号点の成分の座標の大きさを比例させる。図１７の例では、受信強度情報ｒａ１が示す受信強度の方が、受信強度情報ｒａ２が示す受信強度よりも大きい。そのため、チップ信号ｃ１［ｎ］に対応する成分“００”，“１１”の座標の方が、チップ信号ｃ２［ｎ］に対応する成分“０１”，“１０” の座標よりも大きくなっている。

受信信号点作成部１２０２は、チップ信号の組合せ（ｃ１''［ｎ］、ｃ２''［ｎ］）から、受信信号点の座標を作成する。受信信号点は、実数部（Ｉチャネル成分）と虚数部（Ｑチャネル成分）とに分けて、それぞれ作成される。受信信号点の座標は、参照信号点の座標系に合わせる。受信信号点の実数部は、ｃ１''［ｎ］の実数部とｃ２''［ｎ］の実数部の組合せである。受信信号点の虚数部は、ｃ１''［ｎ］の虚数部とｃ２''［ｎ］の虚数部の組合せである。図１７には、受信信号点の実数部の例（図１７中の×印）が示されている。

尤度ｐの実数部ｐ_Ｒｅ（ｂ）の算出用の尤度演算部１２０３には、参照信号点作成部１２０１から実数部用の参照信号点の座標が入力され、又、受信信号点作成部１２０２から受信信号点の実数部の座標が入力される。尤度ｐの虚数部ｐ_Ｉｍ（ｂ）の算出用の尤度演算部１２０３には、参照信号点作成部１２０１から虚数部用の参照信号点の座標が入力され、又、受信信号点作成部１２０２から受信信号点の虚数部の座標が入力される。尤度演算部１２０３は、参照信号点の座標と受信信号点の座標の間の距離の二乗を計算し、その二乗距離から尤度（実数部ｐ_Ｒｅ（ｂ）もしくは虚数部ｐ_Ｉｍ（ｂ））を上記（９）式により算出する。その算出結果の尤度ｐ（実数部ｐ_Ｒｅ（ｂ）と虚数部ｐ_Ｉｍ（ｂ））は、復号器２１０に入力される。

本発明は、直交符号を用いて周波数方向に拡散した信号を複数のサブキャリアで周波数多重することにより、周波数ダイバーシチ効果を得るマルチキャリア符号分割多重伝送システムに適用することができ、逆拡散を行わずに拡散状態のままで復調を行うことができるので、符号間干渉の影響を被ることなく復調を行うことができる。これにより、復調精度を高めることができ、受信特性の向上を図ることを可能としている。

Claims (12)

1. 変調シンボルを周波数方向に符号拡散して複数のサブキャリアで周波数多重し伝送するマルチキャリア符号分割多重伝送システムにおいて、
   一つの変調シンボルが拡散された範囲のサブキャリアにおける拡散状態の受信値の組合せから成る受信信号点と、前記拡散状態の受信値の組合せが取りうる値から成る参照信号点とに基づき、送信された信号を判定する復調手段、
   を備えたことを特徴とするマルチキャリア符号分割多重伝送システム。
2. 前記復調手段は、変調シンボルが特定の値を取りうる確率にも基づき、前記判定を行うことを特徴とする請求項１に記載のマルチキャリア符号分割多重伝送システム。
3. 前記マルチキャリア符号分割多重伝送システムは、誤り訂正符号を適用し、
   前記復調手段の判定結果から前記誤り訂正符号の復号を行い、該復号過程で得られる復号結果の確からしさを前記確率としてフィードバックする復号手段、
   を備えたことを特徴とする請求項２に記載のマルチキャリア符号分割多重伝送システム。
4. 調整パラメータを引数とする三角関数から成る回転直交符号を拡散符号として用いることを特徴とする請求項１から３のいずれかの項に記載のマルチキャリア符号分割多重伝送システム。
5. 変調シンボルを周波数方向に符号拡散して複数のサブキャリアで周波数多重し伝送するマルチキャリア符号分割多重伝送方法であって、
   一つの変調シンボルが拡散された範囲のサブキャリアにおける拡散状態の受信値の組合せから成る受信信号点と、前記拡散状態の受信値の組合せが取りうる値から成る参照信号点とに基づき、送信された信号を判定する復調過程、
   を含むことを特徴とするマルチキャリア符号分割多重伝送方法。
6. 変調シンボルが周波数方向に符号拡散されて複数のサブキャリアで周波数多重され伝送された信号を受信する受信装置において、
   一つの変調シンボルが拡散された範囲のサブキャリアにおける拡散状態の受信値の組合せから成る受信信号点と、前記拡散状態の受信値の組合せが取りうる値から成る参照信号点とに基づき、送信された信号を判定する復調手段、
   を備えたことを特徴とする受信装置。
7. 前記復調手段は、
   変調方式の種類、拡散多重方式の種類およびサブキャリア信号の受信強度情報に基づいて、参照信号点の座標を作成する参照信号点作成手段と、
   前記拡散状態の受信値の組合せから受信信号点の座標を作成する受信信号点作成手段と、
   前記参照信号点の座標と前記受信信号点の座標に基づいて、尤度を算出する尤度演算手段と、
   を備えたことを特徴とする請求項１から請求項４のいずれかの項に記載のマルチキャリア符号分割多重伝送システム。
8. 前記参照信号点の座標、前記受信信号点の座標および前記尤度を、実数部と虚数部に分けて、それぞれ算出することを特徴とする請求項７に記載のマルチキャリア符号分割多重伝送システム。
9. 前記復調過程は、
   変調方式の種類、拡散多重方式の種類およびサブキャリア信号の受信強度情報に基づいて、参照信号点の座標を作成する過程と、
   前記拡散状態の受信値の組合せから受信信号点の座標を作成する過程と、
   前記参照信号点の座標と前記受信信号点の座標に基づいて、尤度を算出する過程と、
   を有することを特徴とする請求項５に記載のマルチキャリア符号分割多重伝送方法。
10. 前記参照信号点の座標、前記受信信号点の座標および前記尤度を、実数部と虚数部に分けて、それぞれ算出することを特徴とする請求項９に記載のマルチキャリア符号分割多重伝送方法。
11. 前記復調手段は、
    変調方式の種類、拡散多重方式の種類およびサブキャリア信号の受信強度情報に基づいて、参照信号点の座標を作成する参照信号点作成手段と、
    前記拡散状態の受信値の組合せから受信信号点の座標を作成する受信信号点作成手段と、
    前記参照信号点の座標と前記受信信号点の座標に基づいて、尤度を算出する尤度演算手段と、
    を備えたことを特徴とする請求項６に記載の受信装置。
12. 前記参照信号点の座標、前記受信信号点の座標および前記尤度を、実数部と虚数部に分けて、それぞれ算出することを特徴とする請求項１１に記載の受信装置。

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