KR101694789B1 - 차동 변조를 구현하는 변조 방법과 장치, 대응하는 복조 방법과 장치, 신호, 및 컴퓨터 프로그램 제품 - Google Patents

차동 변조를 구현하는 변조 방법과 장치, 대응하는 복조 방법과 장치, 신호, 및 컴퓨터 프로그램 제품 Download PDF

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Abstract

본 발명은 복수의 소스 워드로 이루어진 소스 2진 시컨스를 변조하여 변조 부호를 생성하는 변조 방법에 관한 것이다. 본 발명에 따르면, 이러한 방법은, 각각 개별 에러 보정 코드를 사용하는 하나 이상의 인코딩 모듈을 이용하여 복수의 소스 워드를 연속으로 에러 보정 인코딩해서 복수의 코드 워드를 생성하는 에러 보정 인코딩 단계(21); 소스 시컨스를 인터레이스하여 인터레이스 시컨스를 생성하는 인터레이스 단계(22); 및 인터레이스 시컨스를 차동 변조하여 변조 부호를 생성하는 차동 변조 단계(23)를 포함한다. 각 코드 워드는 차동 변조 상태의 개수에 대한 밑수 2의 로그 연산값과 동일한 비트 수를 제공하는 적어도 하나의 그룹으로 분할된다. 인터레이스 단계(22)는 인터레이스 시컨스에서의 2개의 인접한 그룹이 개별 코드 워드에 속하도록 그룹을 분배한다.

Description

차동 변조를 구현하는 변조 방법과 장치, 대응하는 복조 방법과 장치, 신호, 및 컴퓨터 프로그램 제품{MODULATION METHOD AND DEVICE IMPLEMENTING A DIFFERENTIAL MODULATION, AND CORRESPONDING DEMODULATION METHOD AND DEVICE, SIGNAL, AND COMPUTER PROGRAM PRODUCTS}
본 발명은 디지털 통신에 관한 것이다.
더욱 상세하게는, 본 발명은 차동 변조(differential modulation) 타입 변조 포맷을 구현하는 데이터 전송에 관한 것이다. 이러한 차동 변조는 2진 시컨스(binary sequence)를 변조 신호로 변환한다. 변조 단계의 입력에서의 2진 시컨스는 변조 부호(modulatied symbol)를 생성하는데 사용되는 변조의 성상(constellation) 상태 사이의 변이(transition)에 대응한다. 차동 변조는 다른 2진 시컨스를 생성하는 2진 시컨스의 차동 인코딩(differential encoding)으로 볼 수 있으며, 종래의 변조가 이어진다.
본 발명은 차동 변조를 이용하는 임의의 전송 시스템에서 그 애플리케이션을 찾을 수 있다. 특히, 본 발명은 다음의 광 통신 분야에서 적용될 수 있다:
- 10Gb/s 및 40Gb/s에서의 DBPSK(Differential Binary Phase Shift Keying) 타입 변조 또는 DQPSK(Differential Quadrature Phase Shift Keying) 타입 변조에 따른 직접 검출, 또는
- 40Gb/s 및 100Gb/s에서의 QPSK(Quadrature Phase Keying) 타입 변조 또는 PDM-QPSK(Polarization Division Multiplexing- QPSK) 타입 변조에 따른 간섭 검출.
광 통신 분야에서, 특히 높은 비트 레이트에서, 위상 변조는 스펙트럼 효율 및 전송 품질의 관점에서 많은 이점을 가지고 있다(특히 강도(intensity) 변조에 관한 비선형 효과의 감소 때문에).
예를 들어, DBPSK 변조 포맷은 비코히런트(non-coherent) 전송에 대하여 특히 유익하다. 직접 검출에서, 전송 신호의 위상은 수신 측에서 손실되지만, 2개의 연속하는 부호 사이의 위상차의 측정을 통해, 그리고 예를 들어 MZDI(Mach-Zender delay interferometer)형 타입 간섭계에 의해 수행되는 광 변조를 통해 복구될 수 있다. 전송될 데이터의 차동 인코딩은 직접 검출에서 위상 변조의 사용을 가능하게 하기 위하여 필수적인 것으로 판명되었다.
QPSK 및 PDM-QPSK 변조 포맷은 40Gb/s 이상의 비트 레이트를 갖는 간섭 전송에 대하여 특히 가치가 있다. 코리런트 수신기의 사용은 전송 신호의 위상이 직접 액세스가능하게 한다. 따라서, 높은 스펙트럼 효율을 갖는 변조 포맷을 이용하는 것이 가능하다. 그러나, 위상 노이즈는 (비터비(Viterbi) 종류의) 위상 복구 알고리즘이 전체적으로 처리할 수 없는 주요 문제점을 남긴다. 또한, 전송될 데이터의 차동 인코딩이 필수적인 것으로 판명되었다.
따라서, 위상 변조와 결합된 차동 인코딩은 전송 시스템의 성능을 개선하는 것으로 보인다.
불행히도, 차동 인코딩의 구현은 전송 에러가 전송된 데이터에 정보 부호의 형태로 2개의 에러를 생성하기 때문에 종래의 인코딩보다 더 높은 에러 레이트를 야기한다. 더욱 일반적으로, k의 연속하는 전송 에러는 정보 부호에 k+1의 에러를 생성한다.
더욱 구체적으로는, 예를 들어 QPSK 타입 변조의 경우에, 도 1a에 도시된 바와 같은 종래의 인코딩은 성상의 상태 αi에 대응하는 변조 부호를 갖는 2개의 비트를 포함하는 정보 부호의 관련을 가능하게 한다. QPSK 변조에 대하여, 변조 부호와 관련된 성상의 상태는 다음과 같다: α1 = ei π/4, α2 = e3i π/4, 등
도 1b에 도시된 바와 같은 차동 변조는, 그 부분에 대하여, 사용된 성상 상태 사이의 변이에 의해 전송되는 데이터를 인코딩하는 것을 가능하게 한다. 다른 말로 하면, 정보 부호는 성상의 2가지 상태 αi 사이, 즉 2개의 변조 부호 사이에서의 위상 변동을 인코딩하는 2 비트에 대응한다. 예를 들어, 정보 부호 시컨스 '10', '11', '00'는 상태 α1, α4, α2, α2에 대응하는 변조 부호로 변환된다. 전송 채널을 통과한 후에, 수신된 변조 부호가 하나의 전송 에러에 대응하는 α1, α4, α 1, α2에 대응하면, 재구축된 정보 부호는 전송된 데이터에서의 2개의 에러(밑줄친 부분으로 나타낸)에 대응하는 '10', '01', '01'이 될 것이다.
차동 인코딩은 하나의 전송 에러가 2개의 연속되는 정보 부호를 손상시키므로 종래 인코딩에 비해 더 높은 레이트를 야기한다.
따라서, 전송된 데이터를 더욱 신뢰성있게 재구축될 수 있게 하는 차동 변조를 구현하는 새로운 기술에 대한 요구가 있다.
본 발명은 복수의 소스 워드에 의해 형성된 소스 2진 시컨스를 변조하여 변조 부호를 생성하는 변조 방법의 형태로 종래 기술의 문제점을 가지지 않는 신규의 해결 방안을 제안한다.
본 발명에 따르면, 상기 방법은 다음의 단계들을 포함한다:
- 각각 개별 에러 보정 코드를 사용하는 하나 이상의 인코딩 모듈을 이용하여 복수의 소스 워드를 연속으로 에러 보정 인코딩해서 복수의 코드 워드를 생성하는 에러 보정 인코딩 단계;
- 소스 시컨스를 인터레이스하여 인터레이스 시컨스를 생성하는 인터레이스 단계; 및
- 인터레이스 시컨스를 차동 변조하여 변조 부호를 생성하는 차동 변조 단계.
각 코드 워드는 차동 변조 단계 동안에 사용된 변조 상태의 개수에 대한 밑수 2의 로그 연산값과 동일한 비트 수를 제공하는 적어도 하나의 그룹으로 분할된다. 인터레이스 단계는 인터레이스 시컨스에서의 2개의 인접한 그룹이 개별 코드 워드에 속하도록 인터레이스 시컨스에서 그룹을 분배한다.
따라서, 본 발명은 에러 보정 인코딩 기술 및 차동 인코딩 기술의 사용을 결합하여 전송 데이터의 더욱 신뢰성 있는 재구축을 가능하게 하는 신규의 기술을 제안한다.
이를 위하여, 본 발명은, 에러 보정 인코딩 단계로부터의 코드 워드 그룹으로의 분할과, 2개의 연속하는 비트 그룹이 개별 코드 워드에 속하는 인터레이스 시컨스를 생성하는 이러한 코드 워드에 대한 특정 인터레이스에 의존한다. 인터레이스 시컨스에서의 2개의 인접한 그룹이 동일한 코드 워드에 속하지 않는다면, 본 발명에 따라 어떠한 개수(2, 3, 4 또는 그 이상)의 코드 워드도 인터레이스하는 것이 가능하다는 것이 주목될 수 있다.
따라서, 전송 에러가 2개의 연속하는 비트 그룹을 손상시켜도, 이 그룹들은 상이한 코드 워드에 속한다. 따라서, 코드 워드 디코딩 성능은 단지 매우 극소로 감소된다.
특히, 인터레이스 시컨스 그룹의 각각은 2개의 변조 부호 사이의 변이를 나타낸다. 따라서, 이 그룹들의 크기는(즉, 그룹당 비트 수) 사용된 변조에 의존한다. 예를 들어, BPSK 변조에 대하여, 그룹당 비트 수는 1이고; QPSK 변조에 대하여, 그룹당 비트 수는 2이고; 8PSK 변조에 대하여, 그룹당 비트 수는 3이다. 따라서, 2개의 인접한 그룹은 2개의 연속하는 변이에 대응하며, 예를 들어, 위상 변조에 대하여 3개의 변조 부호 사이의 연속하는 위상 시프트에 대응한다.
또한, 코드 워드를 형성하는 비트 수가 그룹당 비트 수의 배수에 대응하지 않으면, 변조 상태의 개수에 대한 밑수 2의 로그 연산값보다 작은 비트 수를 제공하는 특정 그룹을 갖는 것이 가능하다. 이러한 특정 그룹은 다른 그룹과 같은 크기를 획득하기 위하여 '0' 또는 '1'과 같은 비트에 의해 보충될 수 있다.
본 발명의 하나의 특정 양태에 따라, 에러 보정 인코딩 단계는 개별 코드 워드를 각각 생성하는 적어도 2개의 개별 에러 보정 코드를 사용한다.
이 경우에, 인코딩 단계는 개별 에러 보정 코드를 각각 사용하는 여러 개의 인코딩 모듈을 사용한다.
특히, 개별 에러 보정 코드의 사용에 의해 획득된 코드 워드가 상이한 길이를 가질 때, 인터레이스 단계는, 가장 짧은 길이를 갖는 코드 워드의 모든 그룹을 분배할 때까지 그룹을 인터레이스한다. 그 다음, 나머지 그룹은 인터레이스 시컨스로 복사된다.
따라서, 변조 시컨스에서 2개의 인접한 그룹은 가장 짧은 코드 워드를 갖는 모든 그룹이 사용될 때까지 개별 코드 워드에 속한다. 그 다음, 인터레이스 시컨스에서의 이웃하는 그룹은 하나의 동일한 코드 워드에 속한다.
인터레이스 단계가 다른 길이를 갖는 3개의 코드 워드를 인터레이스한다면, 이러한 3개의 코드 워드는 가장 짧은 코드 워드(3개의 코드 워드 중에서)의 모든 그룹이 분배될 때까지 인터레이스되고, 나머지 2개의 코드 워드는 이러한 나머지 2개의 코드 워드 중에서 가장 짧은 코드 워드의 모든 그룹이 분배될 때까지 인터레이스된다. 따라서, 가장 긴 코드 워드의 마지막 그룹만이 인터레이스 시컨스에서 이웃이 될 수 있다.
코드 워드가 정보 비트 및 리던던시 비트를 포함하는 다른 실시예에 따르면, 각 코드 워드는 적어도 하나의 정보 비트 그룹 및 적어도 하나의 리던던시 비트 그룹으로 분할된다. 인터레이스 단계는 인터레이스 시컨스에서 2개의 인접한 정보 비트 그룹이 개별 코드 워드에 속하도록 상기 인터레이스 시컨스에서 상기 정보 비트 그룹을 분배한다.
본 변형례에 따르면, 인터레이스는 정보 비트의 이웃하는 그룹은 동일한 코드 워드에 속하지 않고, 리던던시 비트(또는 패리티 비트)의 이웃하는 그룹은 동일한 코드 워드에 속할 수 있다는 것을 보장한다는 것이 주목될 수 있다.
본 대체 실시예는 상이한 인코딩 모듈에 의해 획득된 코드 워드가 상이한 크기(길이)를 가질 때 특히 유익하다.
따라서, 상이한 성능 레벨을 갖는 에러 보정 코드, 특히 제2 에러 보정 코드보다 더 큰 보정 용량을 갖는 제1 에러 보정 코드를 이용하는 것이 가능하다.
또한, 본 발명은 전술한 변조 방법을 구현하는 프로그램 코드 명령어를 포함하는 통신 네트워크로부터 다운로드가능하고 그리고/또는 컴퓨터 판독가능한 캐리어에 기록되고 그리고/또는 프로세서에 의해 실행가능한 컴퓨터 소프트웨어 제품에 관한 것이다.
그러므로, 본 발명의 변조 방법은 특히 무선 형태 또는 소프트웨어 형태의 다양한 방법으로 구현될 수 있다.
다른 실시예에서, 본 발명은 복수의 소스 워드에 의해 형성된 소스 2진 시컨스를 변조하여 변조 부호를 생성하는 변조 장치에 있어서,
- 각각 개별 에러 보정 코드를 사용하는 하나 이상의 인코딩 모듈을 이용하여 상기 복수의 소스 워드를 연속으로 에러 보정 인코딩해서 복수의 코드 워드를 생성하는 에러 보정 인코딩 수단;
- 소스 시컨스를 인터레이스하여 인터레이스 시컨스를 생성하는 인터레이스 수단; 및
- 인터레이스 시컨스를 차동 변조하여 변조 부호를 생성하는 차동 변조 수단
를 포함하는 변조 장치에 관한 것이다.
본 발명에 따르면, 각 코드 워드는 차동 변조 수단에 의해 구현된 차동 변조 상태의 개수에 대한 밑수 2의 로그 연산값과 동일한 비트 수를 제공하는 적어도 하나의 그룹으로 분할되고, 인터레이스 수단은 인터레이스 시컨스에서의 2개의 인접한 그룹이 개별 코드 워드에 속하도록 인터레이스 시컨스에서 그룹을 분배한다.
이 종류의 변조 장치는 특히 전술한 변조 방법을 구현하는데 적합하다. 특히, 광 통신에 사용되는 전송기로 통합될 수 있다.
본 변조 장치는 물론 본 발명의 변조 방법에 관한 특이한 특성을 포함한다. 따라서, 본 장치의 특성 및 이점은 변조 방법과 동일하며, 더 상세히 설명되지 않을 것이다.
또한 본 발명은 변조 부호가 복수의 소스 워드에 의해 형성된 소스 2진 시컨스로부터 획득되는 것을 특징으로 하는, 상기 변조 부호에 의해 획득된 신호에 관한 것으로, 전송되기 전에,
-
각각 개별 에러 보정 코드를 사용하는 하나 이상의 인코딩 모듈을 이용하여 복수의 소스 워드를 연속으로 에러 보정 인코딩해서 복수의 코드 워드를 생성하는 에러 보정 인코딩 단계;
- 소스 시컨스를 인터레이스하여 인터레이스 시컨스를 생성하는 인터레이스 단계; 및
- 인터레이스 시컨스를 차동 변조하여 변조 부호를 생성하는 차동 변조 단계
가 수행된다.
각 코드 워드는 차동 변조 상태의 개수에 대한 밑수 2의 로그 연산값과 동일한 비트 수를 제공하는 적어도 하나의 그룹으로 분할되며, 인터레이스 단계는 상기 인터레이스 시컨스에서의 2개의 인접한 그룹이 개별 코드 워드에 속하도록 인터레이스 시컨스에서 상기 그룹을 분배한다.
이러한 신호는 특히 전술한 변조 방법에 따라 획득된 변조 부호에 의해 형성될 수 있다. 이 신호는 물론 본 발명의 변조 방법에 관한 특이한 특성을 포함한다.
다른 실시예에서, 본 발명은, 전송 채널에서 통과한 후의 변조 부호에 대응하여 수신 부호를 복조하여, 재구축된 2진 시컨스를 생성하는 복조 방법에 관한 것이다.
본 발명에 따르면, 이러한 방법은 다음의 단계들을 포함한다:
- 전송 측에서 사용된 차동 변조의 역처리를 사용하여 수신 부호를 차동 복조해서, 복조 시컨스를 생성하는 차동 복조 단계;
- 전송 측에서 사용된 인터레이스의 역처리를 사용하여 복조 시컨스를 디인터레이스해서, 복수의 코드 워드를 생성하는 디인터레이스 단계; 및
- 코드 워드를 디코딩하여 재구축된 2진 시컨스를 생성하는 디코딩 단계.
이러한 복조 방법은 특히 전술한 변조 방법에 따라 변조된 변조 신호를 복조하는데 적합하다. 따라서, 차동 복조 단계의 출력에서 획득된 복조 시컨스는, 변조 측에서 획득되고 만약에 있다면 전송 에러에 의해 영향을 받은 인터레이스 시컨스에 대응하고, 2개의 연속하는 그룹이 개별 코드 워드에 속하도록 비트 그룹으로 분할될 수 있다.
특히, 디코딩 단계는 다음의 단계들을 포함한다:
- 적어도 하나의 에러 보정 코드로부터 적어도 하나의 에러 비트를 포함하는 현재 그룹이라 하는 적어도 하나의 그룹을 포함하는 적어도 하나의 제1 코드를 보정하여 제1 보정 코드 워드를 제공하는 단계; 및
- 제1 보정 코드 워드로부터 복조 시컨스에서 이웃 그룹이라 하는 현재 그룹에 인접한 그룹을 포함하는 적어도 하나의 개별 코드 워드를 보정하는 단계.
따라서, 에러 보정 코드를 이용하여 (예를 들어 BCH 또는 Reed Solomon 타입의 에러 보정 코드에 대한 대수학적 디코딩 또는 예를 들어 LDPC 타입의 에러 보정 코드에 대한 다른 디코딩 기술을 이용하여) 종래의 방법으로 소정의 코드 워드를 디코딩하고, 그로부터 다른 코드 워드의 디코딩을 유추하는 것이 가능하다.
더욱 구체적으로는, 현재 그룹에 영향을 미치는 에러가 검출되면, 차동 인코딩이 사용될 때 하나의 전송 에러는 2개의 연속하는 그룹 비트를 손상시키므로, 복조 시컨스에서의 현재 그룹의 바로 전 또는 다음의 인접한 그룹도 에러에 의해 반드시 영향을 받는다.
이제, 변조 측에서 사용된 특정 인터레이스를 통해 복조 시컨스에서 2개의 연속하는 그룹은 개별 코드 워드에 속한다는 것이 상기될 수 있다. 그러므로, 제1 코드 워드의 현재 그룹에 영향을 미치는 에러가 검출되고 보정되면, 개별 코드 워드에 영향을 미치는 에러의 위치를 찾고 보정하는 것이 가능하다.
제1 대체 실시예에 따르면, 복조 방법은 복조 시컨스에서 현재 그룹의 바로 전의 이웃 그룹으로부터 획득된 수신 부호에 제1 신뢰성값을 할당하고(즉, 이 값을 현재 그룹에 의해 인코딩된 변이를 일으키는 수신 부호에 할당하고), 현재 그룹으로부터 획득된 수신 부호에(즉, 현재 그룹에 의해 인코딩된 변이의 결과인 수신 부호에) 제2 신뢰성값을 할당하는 단계를 더 포함한다.
다른 말로 하면, 다음이 특성화될 수 있다:
- 현재 그룹에 의해 인코딩된 변이의 원인인 수신된 변조 부호에 기초한 바로 전의 이웃 그룹에 대한 신뢰성, 및
- 현재 그룹에 의해 인코딩된 변이의(또는 변이에 따르는) 결과인 수신된 변조 부호에 기초한 다음의 이웃 그룹에 대한 신뢰성.
그 다음, 개별 워드 코드를 보정하는 단계는, 복조 시컨스에서 현재 그룹의 바로 전의 상기 이웃 그룹에 대하여 그리고/또는 복조 시컨스에서 현재 그룹 다음의 이웃 그룹에 대하여 신뢰성값을 고려하여 구현된다.
특히, 신뢰성값은 대응하는 수신 부호와 관련된 로그 우도비(LLR, log likelihood ratio)와 같다.
이 신뢰성값은, 에러가 있는 것이 바로 전의 이웃 그룹, 다음의 이웃 그룹 또는 이 2개의 이웃 그룹인지 결정하고, 이에 따라 코드 워드와 관련된 "후보(candidate)" 코드 워드의 개수를 감소시키는 것을 가능하게 한다. 따라서, 디코딩 알고리즘의 속도가 증가된다.
특히, 바로 전의 이웃 그룹 및/또는 다음의 이웃 그룹을 보정하는 결정은, 2개의 수신 부호가 동일하게 신뢰할 수 있는지 여부를 정의하는데 사용되는 임계값(s)에 의존할 수 있다. 임계값이 100%라면, 이는 2개의 수신 부호가 동일하게 신뢰할 수 있으며, 각 이웃 그룹을 보정하는 것이 필수적이라는 것을 의미한다. 이 경우에, 바로 전의 이웃 그룹 및 다음의 이웃 그룹 모두를 보정하려고 하기 때문에, 신뢰성값을 결정하는 것이 필요하지 않다.
제2 변형례에 따르면, 개별 코드 워드를 보정하는 단계는,
- 개별 코드 워드에 대한 적어도 하나의 후보 코드 워드를 결정하는 단계;
- 후보 코드 워드와 관련된 신드롬을 결정하는 단계; 및
- 0의 신드롬을 갖는 후보 코드 워드를 선택하여 보정된 상기 개별 코드 워드를 생성하는 단계
를 포함한다.
이 단계들은 특히 에러가 바로 전의 이웃 그룹, 다음의 이웃 그룹 또는 양 이웃 그룹 모두에 영향을 미치고 있는지 여부를 결정하는 것을 가능하게 한다. 또한, 단지 하나의 후보 코드 워드만이 0의 신드롬을 갖게 유지하는 것이 가능하기 때문에, 코드 워드와 관련된 후보 코드 워드의 개수를 감소시키는 것을 가능하게 한다. 따라서, 디코딩 알고리즘의 속도가 증가된다.
또한, 제1 및 제2 변형례는 결합될 수 있다.
또한, 전술한 복조 방법을 구현하는 프로그램 코드 명령어를 포함하는 통신 네트워크로부터 다운로드가능하고 그리고/또는 컴퓨터 판독가능한 캐리어에 기록되고 그리고/또는 프로세서에 의해 실행가능한 컴퓨터 소프트웨어 제품에 관한 것이다.
그러므로, 본 발명의 복조 방법은 특히 무선 형태 또는 소프트웨어 형태의 다양한 방법으로 구현될 수 있다.
다른 실시예에서, 본 발명은, 전송 채널에서 통과한 후의 변조 부호에 대응하여 수신 부호를 복조하여, 재구축된 2진 시컨스를 생성하는 복조 장치에 관한 것으로, 변조 신호는, 복수의 코드 워드에 의해 형성된 소스 2진 시컨스로부터 획득되고, 전송되기 전에,
- 각각 개별 에러 보정 코드를 사용하는 하나 이상의 인코딩 모듈을 이용하여 복수의 소스 워드를 연속으로 에러 보정 인코딩해서 복수의 코드 워드를 생성하는 에러 보정 인코딩 단계;
- 소스 시컨스를 인터레이스하여 인터레이스 시컨스를 생성하는 인터레이스 단계; 및
- 인터레이스 시컨스를 차동 변조하여 변조 부호를 생성하는 차동 변조 단계
가 수행되고,
각 코드 워드는 차동 변조 상태의 개수에 대한 밑수 2의 로그 연산값과 동일한 비트 수를 제공하는 적어도 하나의 그룹으로 분할되며, 인터레이스 단계는 인터레이스 시컨스에서의 2개의 인접한 그룹이 개별 코드 워드에 속하도록 인터레이스 시컨스에서 상기 그룹을 분배한다.
본 발명에 따르면, 이러한 장치는,
- 전송 측에서 사용된 차동 변조의 역처리를 사용하여 수신 부호를 차동 복조해서, 복조 시컨스를 생성하는 차동 복조 수단;
- 전송 측에서 사용된 인터레이스의 역처리를 사용하여 복조 시컨스를 디인터레이스해서, 복수의 코드 워드를 생성하는 디인터레이스 수단; 및
- 코드 워드를 디코딩하여 재구축된 2진 시컨스를 생성하는 디코딩 수단
를 포함한다.
이러한 장치는 특히 전술한 복조 방법을 구현하고, 전술한 변조 방법에 따른 변조 부호를 수신하는데 적합하다. 특히, 광 통신에 사용되는 수신기로 통합될 수 있다.
본 복조 장치는 물론 본 발명의 복조 방법에 관한 특이한 특성을 포함한다. 따라서, 본 장치의 특성 및 이점은 복조 방법과 동일하며, 더 상세히 설명되지 않을 것이다.
본 발명의 다른 특징 및 이점은 간단한 예시적이고 비한정적인 예로서 다음의 첨부된 도면으로부터 주어지는 특정 예에 대한 하기의 발명을 실시하기 위한 구체적인 내용으로부터 더욱 명백할 것이다:
도 1a 및 1b는 종래의 변조와 차동 변조의 작용에 대한 내용을 도시한다:
도 2는 본 발명의 특정한 일 실시예에 따른 변조 방법에 의해 구현되는 주요 단계를 도시한다:
도 3a 내지 3c는 도 2에 따른 변조 방법의 3가지 예를 도시한다:
도 4는 종래 기술에 대비한 본 발명의 성능을 도시한다:
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 복조 방법에 의해 구현되는 주요 단계를 도시한다:
도 6은 도 5에 따른 복조 방법에 의해 구현예를 도시한다:
도 7a 및 7b는 디코딩 알고리즘의 복잡성을 계산된 신드롬(syndrome)의 수와 제2 코드 워드에 대한 평균에 수행된 디코딩의 수의 함수로서 나타낸다:
도 8a 및 8b는 본 발명의 특정한 일 실시예에 따른 변조 장치 및 복조 장치의 간략화된 구조를 도시한다.
1. 일반 원리
본 발명의 일반 원리는 코드 워드(code word)를 형성하는 비트의 특정 그루핑과 이러한 그룹에 대한 특정 인터레이스(interlace)에 의존하여, 2개의 인접한 그룹(즉, 인터레이스 시컨스에서 나란한 그룹들)이 개별 코드 워드에 속하도록 인터레이스 시컨스에서 상이한 코드 워드의 그룹에 대한 분배를 가능하게 하는 것이다. 이는 인접한 그룹이 위상 변조에 대한 변조 부호 사이의 연속적인 위상 시프트에 대응하는 연속 변이에 대응한다는 것이 주목될 수 있다.
다른 말로 하면, 본 발명은 상이한 코드 워드에서 전송하는 동안 발생하는 에러를 분배하는 것을 제안한다. 따라서, 에러 보정 인코딩으로부터 나오는 코드 워드는 동일한 코드 워드로부터 나란히 나오는 2 그룹의 비트를 갖지 않도록 인터레이스된다. 전송 에러가 발생하면, 상이한 코드 워드에 속하며, 동일한 에러 보정 코드(FEC(Forward Error Correction)라고도 함)로부터 나오는 경우에 동일한 디코더에 의해 디코딩되고 상이한 에러 보정 코드(FEC)로부터 나오는 경우에 상이한 디코더에 의해 디코딩되는 2개 그룹의 비트를 나란히 손상시킨다.
따라서, 본 발명은 에러 보정 인코딩 기술, 차동 인코딩 및 특정 인터레이스를 이용한 변조를 통해 여러 코드 워드 사이의 전송 에러를 분배시킴으로써 전송 성능을 개선한다. 따라서, 에러 보정 인코딩 기술은 차동 인코딩의 특정 특징에 적합하다.
도 2는 변조 부호 e를 생성하고 각각 대응하는 성상(constellation)의 상태 αi와 관련된 소스 워드(source word)의 연속에 의해 형성된 소스 2진 시컨스(bs)의 변조를 위하여 변조 측에 구현되는 주요 단계를 도시한다. 그 다음, 변조 부호는 변조 신호의 형태로 예를 들어 광 통신을 통해 전송될 수 있다.
이 종류의 변조 방법은 예를 들어 먼저 복수의 코드 워드를 생성하는 FEC라고도 표시되는 소스 2진 시컨스(bs)를 보정하는 에러 보정 인코딩 단계(21)를 포함한다.
이 에러 보정 인코딩 단계(21)는 적어도 하나의 에러 보정 코드를 이용하는데 있어서 정보 비트에 의해 형성된 소스 2진 시컨스(bs)의 소스 워드를 인코딩하는데 사용된다. 따라서, 이 단계(21)의 출력에서 정보 비트와 리던던시 비트를 모두 포함하는 코드 워드를 획득한다.
에러 보정 인코딩 단계(21)는 각각 하나 이상의 코드 워드를 생성하는 개별 에러 보정 코드를 사용하는 하나 이상의 FEC 인코딩 모듈을 사용한다. FEC 인코딩 모듈의 개수는 차동 모듈의 상태의 개수에(또는 성상에) 의존하지 않는다는 것이 주목될 수 있다.
이어지는 인터레이스 단계(22) 동안, 코드 워드(2, 3, 4 또는 그 이상)는 인터레이스되어 인터레이스 시컨스를 생성한다.
더욱 구체적으로는, 코드 워드는 차동 변조 상태의 개수에 대한 밑수 2의 로그 연산값과 같은 비트 수를 가지는 그룹으로 분할될 수 있다. 이것은 코드 워드를 이루는 비트의 개수가 그룹당 비트의 개수의 배수에 대응하지 않는다면 변조 상태의 개수에 대한 밑수 2의 로그 연산값보다 더 작은 비트 수를 갖는 특정 그룹을 가지는 것이 가능하다는 것을 상기시킬 수 있다.
그 다음 인터레이스 단계(22)는 인터레이스 시컨스에서 2개의 인접한 그룹이 개별 코드 워드에 속하도록 상이한 그룹을 분배시킨다. 예를 들어, 2개의 개별 코드 워드를 고려할 때, 인터레이스 시컨스는 제1 코드 워드의 제1 비트 그룹과, 이어지는 제2 코드 워드의 제1 비트 그룹, 이어지는 제1 코드 워드의 제2 비트 그룹, 이어지는 제2 코드 워드의 제2 비트 그룹 등에 의해 형성된다. 따라서, 상이한 코드 워드와 관련된 그룹이 인터레이스 시컨스에서 번갈아 배치되어, 교번하는 그룹이 상이한 코드 워드에 속하는 것이 고려될 수 있다.
이러한 인터레이스 단계(22)는 차동 변조 상태의 개수에 의존한다는 것이 주목될 수 있다. 다른 말로 하면, 여러 비트의 패킷(그룹)은 인터레이스되고, 그 크기는 차동 변조와 관련된 성상에 따라 가변한다. 예를 들어, 비트는 QPSK 변조의 경우에 2개씩 인터레이스된다.
마지막으로, 차동 변조 단계(23) 동안에, 비트 그룹의 인터레이스 시컨스는 변조되어, 각각 성상의 상태(αi)와 관련된 변조 부호(e)를 생성한다. 따라서, 각 변조 부호는 동일한 코드 워드로부터 유래하는 비트 그룹으로부터 구축된다.
차동 변조 단계의 입력에서의 인터레이스 시컨스는 변조 부호 사이의 변이에 대응한다는 것이 상기될 수 있다. 그러므로, 인터레이스 시컨스의 각 그룹은 2개의 변조 부호 사이의 변이를 나타낸다. 따라서, 인터레이스 코드 워드는 전송된 변조 부호 사이의 전이를 나타낸다.
2. 변조 기술의 구현예
이하, 그룹당 비트 수가 2 이상인 상이한 변조 포맷에 대한 본 발명의 여러 구현예를 설명한다.
더욱 구체적으로는, 도 3a는 16 상태 진폭 변조(16 QAM 변조)에 대하여 구현된 주요 단계를 도시한다.
상술한 바와 같이, 2진 시컨스(bs)의 소스 워드는 에러 보정 단계(21) 동안 연속으로 인코딩된다. 예를 들어, 이러한 인코딩 단계는 각각 개별 에러 보정 코드를 이용하여 동일한 크기의 코드 워드를 생성하는 3개의 FEC 인코딩 모듈(211, 212, 213)을 사용한다.
예를 들어, 제1 FEC 인코딩 모듈(211)은 제1 코드 워드 '011001...'를 생성하고, 이어 제2 FEC 인코딩 모듈(212)은 제2 코드 워드 '010110...'을 생성하고, 이어 제3 FEC 인코딩 모듈(213)은 제3 코드 워드 '010100...'을 생성한다. 다른 말로 하면, 하나의 인코딩 모듈이 주어진 시점에 사용된다. 따라서, 블록(210)은 소스 워드를 인코딩하는데 사용되는 FEC 인코딩 모듈의 선택기로서 이해될 수 있다.
FEC 인코딩 모듈의 개수는 차동 변조 상태의 개수에 의존하지 않으며, 상이한 인코딩 모듈로부터 유래하는 코드 워드는 상이한 크기일 수 있다는 것이 상기될 수 있다.
이러한 코드 워드는 인터레이스 단계(22) 동안 인터레이스된다.
더욱 구체적으로는, 본 발명에 따르면, 코드 워드는 차동 변조 상태의 개수에 대한 밑수 2의 로그 연산값과 동일한 비트 수를 갖는 그룹, 즉, 16 QAM에 대한 4 비트의 그룹으로 분할될 수 있다는 것이 상기될 수 있다. 부호(정보 부호 또는 리던던시 부호)라고도 불리는 그룹의 크기는 성상에 의존한다.
따라서, 다음이 정의된다: g1 ,1로 표시되고 비트 '0110'을 포함하는 제1 코드 워드에서의 제1 그룹, g1 ,2로 표시되고 비트 '01..'을 포함하는 제1 코드 워드에서의 제2 그룹, g2 ,1로 표시되고 비트 '0101'을 포함하는 제2 코드 워드에서의 제1 그룹, g2 ,2로 표시되고 비트 '10..'을 포함하는 제2 코드 워드에서의 제2 그룹, g3 ,1로 표시되고 비트 '0101'을 포함하는 제3 코드 워드에서의 제1 그룹, g3 ,2로 표시되고 비트 '00..'을 포함하는 제3 코드 워드에서의 제2 그룹, 등.
이어, 이러한 그룹들은 2개의 인접한 그룹이 동일한 코드 워드에 속하지 않도록 인터레이스된다.
예를 들어, 인터레이스 시컨스는 다음의 연속하는 그룹을 포함한다: g1 ,1, g2,1, g3 ,1, g1 ,2 등. 하나의 변형례에 따르면, 인터레이스 시컨스는 다음의 연속하는 그룹을 포함한다: g1 ,1, g3 ,1, g2 ,1, g1 ,2 등. 다른 변형에 따르면, 인터레이스 시컨스는 다음의 연속하는 그룹을 포함한다: g2 ,1, g1 ,1, g3 ,1, g2 ,2 등. 필수적인 요점은 인터레이스 시컨스에서의 2개의 연속하는 그룹은 동일한 코드 워드에 속하지 않는다는 것이다.
3개의 상이한 코드 워드에 속하는 그룹의 인터레이스가 소정의 성능 레벨을 개선할 수 있다는 것이 주목될 수 있다. 2개의 전송 에러는 일반적으로 3개의 에러 그룹(또는 정보 부호나 리던던시 부호)을 생성한다는 것이 상기될 수 있다. 따라서, 3개의 코드 워드를 사용함으로써, 2개의 연속적인 전송 에러는 더 양호하게 보정될 수 있다. 사실, 이러한 3개의 그룹은, 본 발명에 따라, 3개의 상이한 코드 워드로 분배될 수 있다. 2개만의 코드 워드와 2개의 전송 에러의 인터레이스로, 코드 워드 중 하나는 단지 하나의 에러 비트 그룹을 가질 것이고, 다른 코드 워드는 2개의 에러 비트 그룹을 가질 것이라는 것이 주목될 수 있다. 따라서, 본 발명에 따르면, 3개 이상의 코드 워드에 대한 인터레이스를 사용하는 것이 가능하다.
따라서, 획득된 인터레이스 시컨스는 차동 변조 단계(23) 동안 변조되어, 예를 들어 성상의 지점 α0 α11 α3 α14와 관련된 변조 부호를 생성한다. 인터레이스 시컨스의 직렬/병렬 변환에 대한 종래의 동작과, 동위상 경로 및 직교위상 경로에서의 분배 동작이 수행되는 것은 이러한 차동 변조 단계(23) 동안이다.
이하, 도 3b를 참조하여, 4가지 상태의 위상 변조(QPSK 변조)를 위해 구현되는 주요 단계를 설명한다.
상술한 바와 같이, 여러 코드 워드가 에러 보정 인코딩 단계(21) 동안 생성된다. 예를 들어 이러한 인코딩 단계는 적어도 2개의 코드 워드를 생성하는 단일 FEC 인코딩 모듈(214)을 사용한다. 도 3b에 도시된 예에 따르면, 이러한 FEC 인코딩 모듈(214)은 우선 바이너리 시컨스(bs)의 제1 소스 워드를 인코딩하고, 정보 비트 '01101001...'과 리던던시 비트 '11'을 포함하는 제1 코드 워드를 생성한다. 이어, FEC 인코딩 모듈(214)은 바이너리 시컨스(bs)의 제2 소스 워드를 인코딩하고, 정보 비트 '01101101...'과 리던던시 비트 '01'을 포함하는 제2 코드 워드를 생성한다.
그 다음, 이러한 코드 워드는 인터레이스 단계(22) 동안 인터레이스된다.
이를 위하여, 하나의 FEC 인코딩 모듈(214)로부터 유래하는 코드 워드는 모두 기억된다. 이어, 코드 워드는 차동 변조 상태의 개수에 대한 밑수 2의 로그 연산값과 동일한 비트 수를 갖는 그룹, 즉 QPSK 변조에 대하여 2개 비트의 그룹으로 분할된다.
따라서, 제1 코드 워드는 그룹 '01', '10', '10', '01', ...(정보 비트를 포함하는) 및 '11'(리던던시 비트를 포함하는)을 포함한다. 제2 코드 워드는 그룹 '01', '10', '11', '01', ...(정보 비트를 포함하는) 및 '01'(리던던시 비트를 포함하는)을 포함한다. 이어, 이 그룹들은 2개의 인접한 그룹이 동일한 코드 워드에 속하지 않도록 인터레이스된다.
예를 들어, 인터레이스 시컨스는 다음의 연속하는 그룹을 포함한다: '01', '01', '10', '10', '10', '11', '01', '01', ..., '11', '01'.
따라서, 동일한 에러 보정 코드를 이용하여 여러 코드 워드를 획득하기 원한다면 하나의 인코딩 모듈을 이용하는 것이 가능하다.
그러므로, 인터레이스 시컨스는 차동 변조 단계(23) 동안 변조되어, 성상의 지점 α1 α2 α3 α2 α1 α4 α2 α3 α4와 관련된 변조 부호를 생성한다.
도 3c를 참조하면, 에러 보정 인코딩 단계(21)가, 각각 다른 길이의 코드 워드를 생성하는 개별 보정 코드를 이용하는 도면 부호 215를 갖는 FEC1과 도면 부호 216을 갖는 FEC2인 2개의 인코딩 모듈을 이용하는 다른 실시예를 설명한다.
제1 예에 따르면, 제1 인코딩 모듈(FEC1(215))은 BCH(1022, 842) 코드를 구현하고, 제2 인코딩 모듈(FEC2(216))은 BCH(942, 842) 코드를 구현한다. 따라서, 본 예에서, 인코딩 모듈(FEC1(215) 및 FEC2(216))로부터 유래하는 코드 워드는 상이한 길이이지만 동일한 개수의 정보 비트를 가진다.
이 예에 따르면, 전술한 바와 같이, 바이너리 시컨스(bs)의 소스 워드는 에러 보정 인코딩 단계(21) 동안 연속적으로 인코딩된다. 예를 들어, 제1 인코딩 모듈(FEC1(215))은 정보 비트 '011011...'과 리던던시 비트 '1111'을 포함하는 제1 코드 워드를 생성하고, 그 다음 제2 인코딩 모듈(FEC2(216))은 정보 비트 '010011...'과 리던던시 비트 '011100'을 포함하는 제2 코드 워드를 생성한다.
이러한 코드 워드는, 본 변형례에 따라, 정보 비트 그룹과 리던던시 비트 그룹으로 분할된다. 예를 들어, 다시 QPSK 변조를 고려하면, 코드 워드는 각각 2개 비트의 정보 비트 그룹 및 리던던시 그룹으로 분할된다.
따라서, 제1 코드 워드에서, 다음이 정의된다.
- 비트 '01'을 포함하는 gi5 ,1로 나타내는 제1 정보 그룹;
- 비트 '10'을 포함하는 gi5 ,2로 나타내는 제2 정보 그룹;
- 비트 '11'을 포함하는 gi5 ,3으로 나타내는 제3 정보 그룹;
- 기타;
- 비트 '11'을 포함하는 gr5 ,1로 나타내는 제1 리던던시 그룹;
- 비트 '11'을 포함하는 gr5 ,2로 나타내는 제2 리던던시 그룹.
그리고, 제2 코드 워드에서, 다음이 정의된다;
- 비트 '01'을 포함하는 gi6 ,1로 나타내는 제1 정보 그룹;
- 비트 '00'을 포함하는 gi6 ,2로 나타내는 제2 정보 그룹;
- 비트 '11'을 포함하는 gi6 ,3으로 나타내는 제3 정보 그룹;
- 기타;
- 비트 '01'을 포함하는 gr6 ,1로 나타내는 제1 리던던시 그룹;
- 비트 '11'을 포함하는 gr6 ,2로 나타내는 제2 리던던시 그룹;
- 비트 '00'을 포함하는 gr6 , 3로 나타내는 제3 리던던시 그룹.
따라서, 인코딩 단계(21)의 종료 시에, 인코더(FEC1(215) 및 FEC2(216))로부터 유래하는 2개의 코드 워드에 의해 형성된 인코딩된 시컨스를 획득한다.
이러한 다른 실시예에서, 그룹은 인터레이스 단계(22) 동안 2개의 인접한 정보 그룹은 동일한 코드 워드에 속하지 않도록 인터레이스된다. 또한, 리던던시 비트 그룹도 인터레이스될 수 있다.
따라서, 획득된 인터레이스 시컨스는 예를 들어 다음의 연속하는 그룹을 포함한다: gi5 ,1, gi6 ,1, gi5 ,2, gi6 ,2, gi5 ,3, gi6 ,3, ..., gr5 ,1, gr6 ,1, gr5 ,2, gr6 ,2, gr6 ,3.
따라서, 인터레이스 단계는, 이웃하는 리던던시(또는 패리티) 비트 그룹이 동일한 코드 워드에 속할 수 있는 반면 이웃하는 정보 비트 그룹은 동일한 코드 워드에 속하지 않는 것을 보장한다.
이러한 제1 예에 따르면, 제2 인코더(FEC2(16))가 제1 인코더(FEC1(215))에 의해 생성되는 코드 워드의 길이보다 더 긴 길이를 가지는 코드 워드를 생성하기 때문에, 제2 코드 워드에 속하는 여러 리던던시 비트 그룹은 인터레이스 시컨스에서 서로 추종한다(gr6 ,2, gr6 ,3).
따라서, 인터레이스 시컨스는 차동 변조 단계(23) 동안 변조된다.
제2 예에 따르면, 제1 인코딩 모듈(FEC1(215))은 BCH(1022, 982) 코드를 구현하고, 제2 인코딩 모듈(FEC2(216))은 BCH(942, 982) 코드를 구현한다. 따라서, 본 예에서, 인코딩 모듈(FEC1(215) 및 FEC2(216))로부터 유래하는 코드 워드는 상이한 길이와 상이한 개수의 정보 비트를 가진다.
이 경우에, 인터레이스는 가장 짧은 코드 워드의 모든 그룹이 사용될 때까지 인터레이스 시컨스에서 이웃하는 그룹이 동일한 코드 워드에 속하지 않는 것을 보장한다. 그 다음, 가장 긴 코드 워드의 나머지 그룹은 인터레이스 시컨스로 복사되고, 따라서 인터레이스 시컨스에서 다시 이웃이 된다.
이러한 제2 예에서, 인코딩 단계(21)의 종료시에, 그룹 gi5 ,1, gi5 ,2, ..., gi5,N, gr5 ,1, gr5 ,2에 의해 형성된 제1 코드 워드와, 그룹 gi6 ,1, gi6 ,2, ..., gi6 ,N, gi6,N+1, gi6 ,N+2, gr6 ,1, gr6 ,2, gr6 ,3에 의해 형성된 제2 코드 워드를 획득한다. 인터레이스 단계(22)의 종료시에 획득된 인터레이스 시컨스는 다음의 연속적인 그룹을 포함한다:
gi5 ,1, gi6 ,1, gi5 ,2, gi6 ,2, ..., gi5 ,N, gi6 ,N, gr5 ,1, gi6 ,N+1, gr5 ,2, gi6 ,N+2,…, gr6,1, gr6 ,2, gr6 ,3.
따라서, 가장 짧은 코드 워드의 모든 그룹이 소진될 때까지(제1 코드 워드), 인터레이스 시컨스의 연속하는 그룹은 상이한 코드 워드에 속한다; 그 다음(즉, 그룹 gi6 ,N+2로부터 시작하여), 인터레이스 시컨스의 연속하는 그룹은 동일한 코드 워드(제2 코드 워드)에 속할 수 있다. 이러한 후자의 그룹은 단지 리던던시 비트만을 포함하거나 또는 정보 비트와 리던던시 비트를 포함할 수 있다.
DBPSK 변조와 같은 2개 상태 변조의 경우에, 그룹의 크기는 1 비트와 같고, 이는 비트 단위의 인터레이스를 가져오게 한다. 전송 에러를 더욱 용이하게 보정하기 위하여, 본 발명에 따르면 2개의 연속하는 비트가 동일한 코드 워드에 속하지 않도록 비트가 분배되게 하는 인터레이스의 특별한 규칙을 적용하는 것이 여전히 필수적이다. 그와 반대로, 종래의 비트 단위의 인터레이스의 사용은, 상이한 코드 워드에 대하여 에러를 분배하는 것을 반드시 가능하게 하지 않기 때문에, 차동 코딩의 단점을 감소시키는데 적합하지 않다.
마지막으로, 본 발명에 따라 k 정보 비트로부터 n 크기의 코드 워드를 생성하고, 본 발명에 따른 특정 인터레이스 및 차동 인코딩과 결합된 t 전송 에러까지 보정하는 에러 보정 코드 C(n, k, t)는, 에러 보정 속도의 견지에서 인터레이스 없는 에러 보정 인코딩 C(2n, 2k, 2t)와 동일한 성능을 보인다.
도 4는 본 발명에 따른 특정 인터레이스와 결합된 또는 종래 기술에 따른 인터레이스가 없는 상이한 종류의 에러 보정 인코딩에 대하여, dB 단위의 SNR(signal to noise ratio)의 함수로서 BER(binary error rate)를 비교하는 QPSK 타입 변조에 대한 본 발명의 성능 특성을 도시한다.
성능은, 에러 보정 인코딩 단계가 BCH(255, 239) 코드 또는 곱 코드(product code)인 BCH (255, 239) x BCH (144, 128)(하드 결정 디코딩(hard decision decoding))과 같은 2진 에러 보정 코드를 구현할 때 두드러진다는 것이 주목될 수 있다. 에러 보정 인코딩 단계가 RS(Reed Solomon)과 같은 비 2진(non-binary) 에러 보정 코드를 구현할 때, 코드 워드의 크기는 인터레이스의 효과에 영향을 미친다.
물론, 이 기술은 더 많은 개수의 코드 워드로, 그리고 상이한 크기의 차동 변조 성상으로 확장될 수 있다.
3. 복조 기술의 작용
도 5는, 전송 채널에서 통과한 후의 변조 부호에 대응하여 수신 부호를 복조하여, 재구축된 2진 시컨스(
Figure 112011086666626-pct00001
)를 생성하기 위하여 복조 측에서 구현된 주요 단계를 도시한다.
수신 부호(r)는 전송 채널 또는 수신기 자체(부가된 가우시안 화이트 노이즈, 왜곡(distortion), 위상 노이즈, 간섭 등)에 의해 분배될 수 있다. 그 다음, 수신 부호에 대응하는 성상에 가장 가까운 포인트(αi)를 평가한다. 에러는 수신 부호가 전송된 변조 부호에 대응하는 포인트와 상이한 성상 포인트에 접근하는 것과 같은 불안(disturbance)이 있는 것으로 생각된다.
더욱 구체적으로는, 이러한 방법은 먼저 복조 시컨스를 생성하기 위하여 전송 시 이용된 차동 변조(23)의 역처리를 이용하는 수신 보호의 차동 복조(51)를 위한 단계를 포함한다. 예를 들어 전송 측에서 구현된 위상 변조를 고려하면, 수신에서 각 수신 부호 사이의 위상 변조를 측정하고, 변이(transition) 및 이 변이를 인코딩하는 비트 그룹을 복구한다.
따라서, 차동 변조 동안에 각 변이가 비트 그룹에 의해 인코딩되기 때문에, 복조 시컨스는 연속하는 비트 그룹에 의해 형성된다. 전송 측에서 구현된 특정 인터레이스의 결과로서, 연속하는 비트의 2개의 그룹이 상이한 코드 워드에 속한다.
그 다음, 복조 시컨스는 복수의 코드 워드를 생성하기 위하여 전송 측에서 이용된 인터레이스(22)의 역처리를 이용하는 디인터레이스(de-interlacing) 단계(52) 동안에 디인터레이스된다.
그 다음, 획득된 코드 워드는 디코딩 단계(53) 동안에 디코딩되어, 재구축된 2진 시컨스(
Figure 112011086666626-pct00002
)를 생성한다.
복조 시컨스가 2개의 연속된 그룹이 동일한 코드 워드에 속하지 않는 것에 따른 특정 구조를 가진다면, 복조의 복잡성을 감소시키는 것이 가능하다.
사실, 본 발명에 따르면, 소정의 코드를 종래의 방식으로 디코딩하고, 다른 코드 워드를 디코딩하기 위하여 이러한 보정된 코드 워드를 사용하는 것이 가능하다.
"종래의 디코딩(classic decoding)"이란 용어는 예를 들어 BCH 또는 Reed Solomon 타입의 에러 보정 코드에 대한 대수학적 디코딩 또는 예를 들어 LDPC 타입의 에러 보정 코드에 대한 다른 종래의 디코딩 기술을 의미하는 것으로 이해된다.
따라서, 디코딩 단계(53)는 예를 들어 보정된 코드 워드를 생성하기 위하여 전송 측에서 사용된 인코딩에 대응하는 디코딩을 이용하는 적어도 하나의 코드 워드의 보정 및 이전에 보정된 코드 워드를 이용하는 다른 적어도 하나의 코드 워드의 보정을 수행한다.
사실, 차동 인코딩에서 에러는 항상 적어도 쌍으로 발생한다는 것이 상기될 수 있다. 따라서, 종래의 에러 검출/보정 알고리즘을 사용하여 제1 코드 워드의 비트 그룹(아래에서, '현재 그룹'이라 한다)에서 에러의 위치를 찾으면, 복조 시컨스에서 현재 그룹보다 앞서거나 이어지는 이웃 그룹이라 하는 인접 그룹도 반드시 에러에 의해 영향을 받는다. 또한, 본 발명에 따라 구현된 인터레이스의 특정 기능 때문에, 에러에 의해 영향을 받는 2개의 그룹(현재 그룹 및 이웃 그룹)은 다른 코드 워드에 속한다는 것이 보장된다. 마지막으로, 현재 그룹에서의 에러의 값을 아는 것은 이웃 그룹에서의 에러의 값을 유추하는 것을 가능하게 한다.
따라서, 제1 코드 워드에 영향을 미치는 에러가 알려질 때, 제2 코드 워드에 영향을 미치는 에러의 위치를 찾고 보정하는 것이 가능하다.
따라서, 2개의 인터레이스된 코드 워드를 포함하도록 복조 시컨스가 취해지면, 2개 중 하나의 코드 워드만을 종래의 방식으로 디코딩하고 이에 의해 제2 코드 워드에 이루어진 보정을 유추하는 것이 가능하다. 그러므로, 디코딩의 복잡성을 반으로 줄일 수 있다.
4. 복조 기술의 구현례
이하, 도 6을 참조하여, 2개의 코드 워드를 생성하는 에러 보정 인코딩, 인터레이스, 및 도 3b를 참조하여 제공된 바와 같은 QPSK 타입의 4상태 위상 변조를 받은 변조 부호에 대응하는 수신 부호의 복조 동안의 디코딩 단계(53)의 구현례를 제공한다.
차동 복조 단계(51)의 마지막에, 획득된 복조 시컨스는 다음의 연속하는 그룹에 의해 형성되는 것으로 고려된다: '01', '01', '10', '00', '11', '11', '01', '01', ..., '11', '01'. 이 시컨스는 2개의 연속하는 그룹이 상이한 코드 워드에 속하도록 비트 그룹에 의해 형성된다. 변조 측에서 구현된 인터레이스 단계(22)의 마지막에서 인터레이스 시컨스는 다음의 연속하는 그룹을 포함한다는 것이 상기될 수 있다: '01', '01', '10', '10', '10', '11', '01', '01', ..., '11', '01'(도 3b 참조).
디인터레이스 단계(2)의 마지막에, 다음의 2가지 코드 워드를 획득한다:
- 제1 코드 워드: '01', '10', '11', '01', …, '11';
- 제2 코드 워드: '01', '00', '11', '01', …, '01'.
그 다음, 이 코드 워드는 디코딩 단계(53)에서 디코딩된다.
이를 위하여, 종래의 FEC 디코딩 기술(531)이 제1 코드 워드를 디코딩하는데 사용되고, 이어서 이 종래의 디코딩의 결과가 제2 코드 워드의 에러의 위치를 찾고 보정하는데 사용된다(532). 그러므로, 제2 코드 워드에 대한 모든 종래의 디코딩 계산을 다시 반복하는 것이 필요하지 않다.
더욱 구체적으로는, FEC 디코딩 모듈(531)이 현재 그룹으로 알려진 비트 그룹에 영향을 미치는 제1 코드 워드에서의 에러를 검출하고 보정한 때에, 제2 코드 드룹에 속하는 복조 시컨스에서의 이 현재 그룹에 인접한 그룹도 에러가 있다는 것이 확실하다. 도 6을 참조하면, FEC 디코딩 모듈(531)이 현재 그룹(gc('11'))에 영향을 미치는 에러를 검출한 때, 바로 전의 이웃하는 그룹(gvp('00')) 및/또는 다음의 이웃하는 그룹(gvs('11'))은 적어도 하나의 에러를 가진다.
아래에서, 에러가 바로 전의 이웃 그룹(gvp('00'))에 영향을 미치는지, 다음의 이웃하는 그룹(gvs('11'))에 영향을 미치는지, 아니면 이웃하는 그룹 모두 영향을 미치는지 여부를 판단하는 다른 기술을 제공한다. 이러한 다른 기술은 결합될 수 있다.
제1 기술에 따르면, 각 이웃 그룹 또는 그 중에서 가장 신뢰성이 없는 것을 보정하는 것이 필요한지 알기 위하여 수신 부호의 신뢰성이 계산된다. 이 결정은 2개의 수신 부호가 동일하게 신뢰성 있는지 또는 신뢰성이 없는지 여부를 정의하기 위하여 임계값(s)을 고정함으로써 이루어진다. 임계값(s)은 디코딩의 복잡성에 영향을 미친다.
따라서, 제1 신뢰성값은 본 예에 따르는 성상의 포인트(α2)에 대응하는 바로 전의 이웃 그룹(gvp('00'))으로부터 획득된 수신 부호에 할당되고, 제2 신뢰성값은 본 예에 따르는 성상의 포인트(α4)에 대응하는 다음의 이웃하는 그룹(gvs('11'))으로부터 획득된 수신 부호에 할당된다.
예를 들어, 이러한 신뢰성값은 대응하는 수신 신호와 관련된 로그 우도비(log likelihood ratio) 또는 LLR로부터 결정된다:
Figure 112011086666626-pct00003

여기에서, e는 전송된 부호(설명에서 변조 부호라고도 한다)이고, r은 수신된 QPSK 부호이고, αr은 수신 부호에 대응하는 성상의 포인트이다.
로그 우도비의 값이 표준화되는 것으로 고려되면, 이러한 미리 정해진 임계값(s)은 퍼센티지로서 표현될 수 있다. 이 경우에, 임계값이 100%이면, 이는 2개의 수신 부호가 동일하게 신뢰성 있다는 것을 의미하고 아무런 결정도 이루어지지 않는다. 따라서, 각각의 이웃 그룹이 보정되어야만 한다. 임계값이 0%이면, 이는 "하드(hard)" 결정이 취해지고, 하나의 수신 부호가 다른 것보다 더 신뢰성이 있다는 것을 의미한다. 따라서, 가장 낮은 로그 우도비 값이 되는 이웃 그룹만이 보정될 필요가 있다. 이 경우에, 제1 신뢰성값이 제2 신뢰성값보다 작으면, 제2 코드 워드의 보정은 복조 시컨스에서 현재 그룹(gc('11')) 바로 전의 이웃 그룹(gvp('00'))에 대하여 구현되고, 또는 제2 신뢰성값이 제1 신뢰성값보다 작으면, 복조 시컨스에서 현재 그룹(gc('11')) 다음의 이웃 그룹(gvs('11'))에 대하여 구현된다.
본 예에 따르면, 임계값은 0%와 동일하게 취해진다. 또한, 제1 신뢰성값은 제2 신뢰성값보다 작은 것으로 취해진다. 따라서, 에러를 가지는 것은 바로 전의 이웃하는 그룹(gvp('00'))이다.
적어도 하나의 에러가 바로 전의 이웃하는 그룹(gvp('00'))에 영향을 미치고 있다고 결정되었다면 어떤 보정이 적용되어야 하는지 알기 위하여, 동작은 에러의 구성에 대한 미리 구축된 리스트에 기초하며, 모든 가능한 구성이 시험된다.
에러의 구성에 대한 리스트를 준비하기 위하여, 각 변이가 QPSK 변조에 대한 사분면(quadrant) 번호로 측정될 수 있다. 따라서, 비트 '01'의 그룹은 예를 들어 '1' 사분면 변이에 대응한다. 따라서, 사분면 번호로 에러를 측정하는 것이 가능하다. 예를 들어, 1 사분면 변이에 대응하는 그룹 '01' 대신에, 2 사분면 변이에 대응하는 그룹 '11'의 수신은 '-1' 사분면의 에러에 대응한다.
Nerri가 k개의 연속하는 전송 에러에 의해 생성된 i 번째 에러를 사분면 번호로 나타낸 것이면,
Figure 112011086666626-pct00004
이다.
따라서, 하나의 전송 에러(k = 1) 및 2개의 연속하는 전송 에러(k = 2)에 대한 다음의 구성을 획득한다:
K Nerr1 Nerr2 Nerr3
1 +1 -1
-1 +1
+2 -2
2 +1 +1 +2
+2 +1 +1
-1 -1 +2
+2 -1 -1
+1 +2 -1
-1 +2 +1
+2 0 +2
+1 0 -1
-1 0 +1
하나의 전송 에러(k = 1)만 고려된다면, 본 예에 따라 하나의 보정만이 제2 코드 워드에 대하여 가능하다. 따라서, FEC 디코딩 모듈(531)이 현재 그룹에서 +1 사분면 에러를 가지는 것을 발견하였다면(그룹 '10' 대신에 그룹 '11'을 수신), 바로 전의 이웃하는 그룹(gvp)에서의 에러는 -1 사분면 에러이다(그룹 '10' 대신에 그룹 '00'을 수신). 사실, 에러의 합은 0이 되어야 한다. 그러므로, 제2 코드 워드에 적용된 보정은 종래의 디코딩을 통해 제1 코드 워드에 적용된 것의 역에 대응한다.
연속하는 전송 에러의 경우(k ≥ 2), 여러 에러 구성이 가능하며, 디코딩의 복잡성은 증가한다. 그 다음, 연구는 에러 구성에 대한 리스트로부터 제2 코드 워드에 적용될 수 있는 가능한 보정으로 이루어진다. 따라서, "후보(candidate)" 코드 워드의 세트가 제2 코드 워드에 대하여 정의된다. 이러한 후보 코드 워드를 연구하는 것은, 제2 코드 워드에 대한 종래의 디코딩의 사용을 방지한다.
더욱 구체적으로는, 모든 후보 코드 워드 중에서 "유효(valid)" 코드 워드, 즉 정확한 보정에 대응하는 코드 워드를 결정하기 위하여, 각 후보 코드 워드의 신드롬(syndrome)이 계산된다. 이러한 패턴은 예를 들어, "Digital Communications" (third edition, New York: McGraw-Hill, 1989)에서 J. G. Proakis에 의해 설명된 기술을 이용하여 결정될 수 있다. 예를 들어, Reed Solomon, BCH, LDPC 또는 다른 종류의 선형 블록형 코드에 대하여, 각 코드 워드(c)는 코드의 패리티 제어 매트릭스(H)에 직교하여야만 한다: c.HT = 0. 따라서, 이 인코딩 모듈과 관련된 신드롬은 synd = c.HT이다.
획득된 신드롬이 후보 코드 워드에 대하여 0이라면, 이는 후보 코드 워드가 유효한 코드 워드인 것을 의미한다. 따라서, 제2 코드 워드는 이를 유효 후보 코드 워드로 치환함으로써 보정된다.
0인 신드롬이 상이한 후보 코드 워드에 대하여 발견되지 않는다면, 이는 어떠한 코드도 유효하지 않다는 것을 의미한다. 다른 말로 하면, 제안된 보정의 어느 것도 맞지 않다. 그 다음, 제2 코드 워드는 종래의 FEC 디코딩 기술을 이용하여 디코딩된다.
제2 기술에 따르면, 신드롬 기술을 직접 이용하여 에러가 바로 전에 이웃하는 그룹(gvp('00'))에 영향을 미치는지, 이어지는 이웃하는 그룹(gvs('11'))에 영향을 미치는지 또는 이웃하는 그룹 모두에 영향을 미치는지 여부를 결정하는 것도 가능하다.
따라서, 에러가, 예를 들어, +1과 동일한 알려진 현재 그룹에 영향을 미치면, 바로 전에 이웃하는 그룹(gvp('00')) 또는 이어지는 이웃하는 그룹(gvs('11'))은 -1과 같아진다는 것을 알 수 있다. 그 다음, -1과 동일한 에러를 획득하기 위하여 제2 코드 워드에서 바로 전에 이웃하는 그룹(gvp) 및/또는 이어지는 이웃하는 그룹(gvs)의 비트 값을 수정함으로써 후보 코드 워드 세트를 결정한다. 그 다음, 후보 코드 워드들로부터, 만약에 있다면 0인 신드롬을 제공하는 코드 워드를 선택한다.
후보 코드 워드의 개수를 줄이기 위하여, 신뢰성값을 전술한 바와 같이 수신 부호에 할당함으로써 제2 기술을 제1 기술과 결합하는 것이 가능하다.
마지막으로, 본 발명에 따른 디코딩 알고리즘은 다음의 단계들을 구현한다:
- 제1 코드 워드의 종래의 디코딩;
- 제2 코드 워드가 유효하다면:
○ 디코딩 알고리즘은 중지된다;
- 그렇지 않다면:
○ 가능성 있는 에러 구성이 후보 코드 워드를 이용하여 테스트된다;
○ 유효한 후보 코드 워드가 있다면:
■ 디코딩 알고리즘은 중지된다;
○ 그렇지 않다면,
■ 제2 코드 워드에 대한 종래의 디코딩이 구현된다.
또한, 도 6을 참조하여, 2 개의 코드 워드를 생성하는 에러 보정 인코딩, 인터레이스 및 QPSK 변조를 받은 변조 부호에 대응하는 수신 부호의 복조 동안의 디코딩 단계(53)의 구현례에 대한 설명이 제공된다.
물론, 본 발명에 따른 감소된 복잡성을 갖는 디코딩 기술은 전송 측에서의 에러 보정 인코딩에 의해 생성된 어떠한 개수의 코드 워드라도 구현될 수 있다.
따라서, 본 발명에 따라 3개의 코드 워드를 생성하는 에러 보정 인코딩 및 이 3개의 코드 워드의 인터레이스를 고려한다면, 3개 중 2개의 코드 워드를 종래 방식으로 디코딩하고, 이로부터 제3 코드 워드의 디코딩을 유추하는 것이 가능하다. 이 경우에 있어서의 디코딩 복잡성은 1/3만큼 감소된다. 이를 위하여, 2개의 연속하는 전송 에러의 구성 모두가 검출되고 보정될 수 있다는 것이 주목될 수 있다.
본 발명에 따라 4개의 코드 워드를 생성하는 에러 보정 인코딩 및 이 4개의 코드 워드의 인터레이스를 고려한다면, 4개 중 2개의 코드 워드를 종래 방식으로 디코딩하는 것이 가능하다. 그 다음, 제3 코드 워드에 대한 유효 코드 워드를 발견하는 사실에 조건을 두고 제3 코드 워드의 디코딩을 하는 것이 가능하다. 따라서, 유효 코드 워드가 사용가능하면, 제3 코드 워드와 그 다음 제4 코드 워드는 제1 및 제2 코드 워드에 이루어진 보정을 고려하여 디코딩된다. 유효 코드 워드가 사용가능하지 않으면, 제3 코드 워드는 종래 방식으로 디코딩되고, 제1, 제2 및 제3 코드 워드에 이루어진 보정을 고려하여, 제4 코드 워드의 디코딩이 시도된다.
따라서, 여러 코드 워드의 인터레이스는 많은 에러 구성을 직접 검출하고 보정하는 가능성을 제공한다는 것이 주목될 수 있다.
특히, 제안된 알고리즘의 복잡성은 인터레이스된 코드 워드의 개수에 따라, 계산된 신드롬의 개수와 수행된 디코딩 연산의 개수 모두에 의존한다.
도 7a 및 7b는 2개의 코드 워드 및 QPSK 타입 변조를 생성하는 BCH(1023, 883) 타입의 에러 보정 코드에 대한, 그리고 다음과 같은 신뢰값에 대한 상이한 임계값(s)에 대한, SNR(signal-to-noise)의 함수로서 제2 코드 워드(단지 2개의 코드 워드가 인터레이스된다면)에 대한 평균에서의 계산된 신드롬의 개수(도 7a) 및 수행된 디코딩의 개수(도 7b)를 도시한다:
- s = 100%, 곡선 71A 및 71B;
- s = 20%, 곡선 72A 및 72B;
- s = 0%, 곡선 73A 및 73B.
곡선에서, 높은 SNR과 0%의 임계값에 대하여, 즉, 최소의 QPSK 부호에 대응하는 비트 그룹을 보정하는 것이 선택될 때, 신드롬의 개수와 종래의 디코딩은 무시할 만하다.
따라서, 단지 하나의 종래의 디코딩이 제1 코드 워드에 대하여 수행되고, 이로부터, 제2 코드 워드가 직접 유추되며, 이는 종래 기술에 따른 종래의 접근 방법에 비하여 50%의 디코딩 복잡성의 감소에 대응한다.
또한, 어떤 유효 코드 워드도 발견되지 않는다면 제2 코드 워드에 대한 종래의 디코딩을 수행하는 것이 항상 가능하기 때문에, 복잡성의 감소에 뒤따르는 이득 손실이 없다는 것이 주목될 수 있다.
따라서, 본 발명에 의해 제안된 해결 방안은 인코딩에 있어서 상당한 이득과, 특히 매우 높은 비트 레이트에서의 광 전송의 경우에 상당한 이득인 50%까지 갈 수 있는 복잡성의 감소를 제공한다. 이 해결 방안은 차동 변조의 구현에 의존하며, 따라서 임의의 에러 보정 코드 패밀리 및 모든 크기의 성상에 옮겨질 수 있다.
5. 리던던시의 감소
여기에서 제안된 디코딩 알고리즘은 제1 코드 워드의 디코딩이 어떻게 제2 코드 워드의 디코딩을 전체적으로 유추하는 것을 가능하게 하는지 보여준다. 따라서, 리던던시 비트가 디코딩을 위하여 사용되지 않는다면, 제2 코드 워드에 대응하는 정보 비트를 인코딩하고, 리던던시 비트를 추가하는 것이 반드시 필요한 것으로 보이지 않는다.
그럼에도, 어떤 경우에는, 제2 코드 워드에 대하여 종래의 디코딩이 수행되어야만 한다(유효 코드 워드가 발견되지 않을 때). 따라서, 정보 비트를 인코딩하는 것이 바람직한 것으로 보인다.
그러므로, 본 발명의 특정 성질에 따라, 각각 개별 코드 워드를 생성하는 개별 에러 보정 코드를 이용하는 것이 제안된다. 따라서, 인트레이스된 코드 워드는 상이한 에러 보정 코드를 이용하고 상이한 크기의 코드 워드(변동하는 정도의 리던던시를 가지는)를 생성하는 FEC 인코딩 모듈로부터 나올 수 있다.
이 특정 성질에 따르면, 제2 인코딩 모듈에서 사용된 에러 보정 코드는 제1 인코딩 모듈에서 사용된 것보다 덜 강력하며, 따라서, 더 적은 리던던시를 생성한다.
C1(n1, k1)이 제1 인코딩 모듈에 사용된 코드(제1 코드)를 나타내고, C2(n2, k2)가 제2 인코딩 모듈에 사용된 코드(제2 코드)를 나타낸다면(n2 > n1), 전체 리던던시(전체 비트 수에 대한 리런던시 비트 수)는 다음에 의해 정의된다:
Figure 112011086666626-pct00005
.
또한,
Figure 112011086666626-pct00006
이 제1 및 제2 인코딩 모듈이 동일하는 경우의 전체 리던던시에 대응하면, r < r1이다.
덜 강력한 제2 코드는 제1 코드와 같이 에러를 디코딩할 수 없다는 것이 주목된다. 그러므로, 제2 코드 워드에 대한 종래의 디코딩이 구현된다면, 이 결과는 에러 플로어(error floor)이다.
이 에러 플로어를 낮추기 위하여, 예를 들어 전술한 2개의 연속하는 에러의 구성과 같은 에러의 가장 큰 가능성 있는 개수를 고려하여야만 한다(k = 2).
또한, 제안된 보정의 어느 것도 코드 워드를 유효하게 하지 않더라도, 보정 중 하나는 정확한 보정에 가까워야만 한다. 그러므로, 종래의 디코딩이 예를 들어 가장 낮은 신뢰성의 QPSK 부호에 대응하는 것과 같은 가장 가능성 있는 보정인 것으로 보이는 보정에 이루어진다. 따라서, 제2 코드 워드의 어떤 에러가 제1 코드의 보정으로부터 이를 유추하는데 있어서 보정되는 제1 실행과, 종래의 디코딩이 제1 실행 후에 남아 있는 에러를 보정하는데 사용되는 제2 실행을 포함하는 2개의 실행으로 알고리즘을 고려한다.
그러므로, 제2 코드 워드를 생성하는 제2 인코딩 모듈에 필요한 보정 용량은 제1 실행 후에 남아 있는 에러(누락된 에러)의 개수 및 이에 따른 디코딩의 품질에 의존한다.
6. 대응하는 변조 및 복조 장치의 간략화된 구조
마지막으로, 도 8a 및 8b를 참조하여 전술한 실시예 중 하나에 따른 변조 기술 및 복조 기술을 각각 구현하는 변조 장치 및 복조 장치의 간략화된 구조를 설명한다.
이러한 변조 장치는 메모리(81), 예를 들어 마이크로 프로세서(μP)가 장치되고 본 발명에 따른 변조 방법을 구현하는 컴퓨터 프로그램(83)에 의해 구동되는 처리 유닛(82)을 포함한다. 초기화 시에, 컴퓨터 프로그램(83)의 코드 명령어는 예를 들어 RAM에 로딩되고, 그 다음 처리 유닛(82)의 프로세서에 의해 실행된다. 처리 유닛(82)은 복수의 소스 워드에 의해 형성된 소스 2진 시컨스(bs)를 입력받는다. 처리 유닛(82)의 마이크로프로세서는 소스 2진 시컨스를 인코딩하고 인터레이스하고 변조하여, 변조 부호(e)를 전송하도록 컴퓨터 프로그램(83)의 명령어에 따라 전술한 변조 방법의 단계들을 구현한다. 이를 위하여, 변조 장치는, 버퍼 메모리(81)에 더하여, 복수의 코드 워드를 생성하기 위하여 복수의 소스 워드를 인코딩하는 에러 보정 수단, 인터레이스 시컨스를 생성하기 위하여 코드 워드를 인터레이스하는 수단 및 전술한 변조 부호를 생성하는 인터레이스 시컨스의 차동 변조 수단을 포함한다. 이 수단들은 처리 유닛(82)의 마이크로프로세서에 의해 구동된다. 따라서, 처리 유닛(82)은 전송 채널을 통해 변조 신호를 수신기에게 전송하며, 변조 신호는 변조 부호를 포함한다.
도 8b의 복조 장치는 메모리(84), 예를 들어 마이크로 프로세서(μP)가 장치되고 본 발명에 따른 복조 방법을 구현하는 컴퓨터 프로그램(86)에 의해 구동되는 처리 유닛(85)을 포함한다. 초기화 시에, 컴퓨터 프로그램(86)의 코드 명령어는 예를 들어 RAM에 로딩되고, 그 다음 처리 유닛(85)의 프로세서에 의해 실행된다. 처리 유닛(85)은 수신 부호(r)를 입력받는다. 처리 유닛(85)의 마이크로프로세서는 시신 부호(r)를 복조하고 디인터레이스하고 디코딩하여, 2진 시컨스(
Figure 112011086666626-pct00007
)를 재구축하도록 컴퓨터 프로그램(86)의 명령에 따라 전술한 복조 방법의 단계들을 구현한다. 이를 위하여, 복조 장치는, 버퍼 메모리(84)에 더하여, 복조 시컨스를 생성하기 위하여 수신 부호를 차동 복조하는 수단, 복수의 코드 워드를 생성하기 위한 복조 시컨스를 인터레이스하는 수단 및 전술한 재구축된 2진 시컨스를 생성하는 코드 워드를 디코딩하는 수단을 포함한다. 이 수단들은 처리 유닛(85)의 마이크로프로세서에 의해 구동된다.

Claims (14)

  1. 복수의 소스 워드에 의해 형성된 소스 2진 시컨스를 변조하여 변조 부호를 생성하는 변조 방법에 있어서,
    - 각각 개별 에러 보정 코드를 사용하는 하나 이상의 인코딩 모듈을 이용하여 상기 복수의 소스 워드를 연속으로 에러 보정 인코딩해서 복수의 코드 워드를 생성하는 에러 보정 인코딩 단계(21);
    - 상기 코드 워드를 인터레이스하여 인터레이스 시컨스를 생성하는 인터레이스 단계(22); 및
    - 상기 인터레이스 시컨스를 차동 변조하여 변조 부호를 생성하는 차동 변조 단계(23)
    를 포함하고,
    각 코드 워드는 1보다 더 크고 상기 차동 변조 단계에 의해 구현된 변조 상태의 개수에 대한 밑수 2의 로그 연산값과 동일한 인접한 비트 수를 제공하는 적어도 하나의 그룹으로 분할되며, 상기 인터레이스 단계(22)는 상기 인터레이스 시컨스에서의 2개의 인접한 그룹이 서로에 관하여 연속으로 인코딩된 개별 코드 워드에 속하도록 상기 인터레이스 시컨스에서 상기 그룹을 분배하는,
    변조 방법.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 에러 보정 인코딩 단계(21)는 개별 코드 워드를 각각 생성하는 적어도 2개의 개별 에러 보정 코드를 사용하는,
    변조 방법.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 개별 에러 보정 코드의 사용에 의해 획득된 상기 코드 워드가 상이한 길이를 가질 때, 상기 인터레이스 단계(22)는, 상기 인터레이스 단계가 가장 짧은 길이를 갖는 코드 워드의 모든 그룹을 분배할 때까지 상기 그룹을 인터레이스하는,
    변조 방법.
  4. 제1항 내지 제3항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 코드 워드는 정보 비트 및 리던던시 비트를 포함하고, 각 코드 워드는 적어도 하나의 정보 비트 그룹 및 적어도 하나의 리던던시 비트 그룹으로 분할되고,
    상기 인터레이스 단계(22)는 상기 인터레이스 시컨스에서 2개의 인접한 정보 비트 그룹이 개별 코드 워드에 속하도록 상기 인터레이스 시컨스에서 상기 정보 비트 그룹을 분배하는,
    변조 방법.
  5. 프로세서에 의해 실행되는 컴퓨터 소프트웨어 제품이 기록된 비일시적인 컴퓨터 판독 가능한 메모리에 있어서,
    상기 소프트웨어 제품은 복수의 소스 워드에 의해 형성된 소스 2진 시컨스를 변조하여 변조 부호를 생성하는 변조 방법을 구현하는 프로그램 코드 명령어를 포함하고, 상기 변조 방법은,
    - 각각 개별 에러 보정 코드를 사용하는 하나 이상의 인코딩 모듈을 이용하여 상기 복수의 소스 워드를 연속으로 에러 보정 인코딩해서 복수의 코드 워드를 생성하는 에러 보정 인코딩 단계(21);
    - 상기 코드 워드를 인터레이스하여 인터레이스 시컨스를 생성하는 인터레이스 단계(22); 및
    - 상기 인터레이스 시컨스를 차동 변조하여 변조 부호를 생성하는 차동 변조 단계(23)
    를 포함하고,
    각 코드 워드는 1보다 더 크고 상기 차동 변조 단계에 의해 구현된 변조 상태의 개수에 대한 밑수 2의 로그 연산값과 동일한 인접한 비트 수를 제공하는 적어도 하나의 그룹으로 분할되며, 상기 인터레이스 단계(22)는 상기 인터레이스 시컨스에서의 2개의 인접한 그룹이 서로에 관하여 연속으로 인코딩된 개별 코드 워드에 속하도록 상기 인터레이스 시컨스에서 상기 그룹을 분배하는,
    비일시적인 컴퓨터 판독 가능한 메모리.
  6. 복수의 소스 워드에 의해 형성된 소스 2진 시컨스를 변조하여 변조 부호를 생성하는 변조 장치에 있어서,
    - 각각 개별 에러 보정 코드를 사용하여 상기 복수의 소스 워드를 연속으로 에러 보정 인코딩해서 복수의 코드 워드를 생성하는 에러 보정 인코딩을 수행하도록 구성된 하나 이상의 인코딩 모듈(21);
    - 상기 코드 워드를 인터레이스하여 인터레이스 시컨스를 생성하는 인터레이스하도록 구성된 인터레이서(22);
    - 상기 인터레이스 시컨스를 차동 변조하여 변조 부호를 생성하도록 구성된 변조기(23);
    를 포함하고,
    각 코드 워드는 1보다 더 크고 상기 변조기에 의해 구현된 차동 변조 상태의 개수에 대한 밑수 2의 로그 연산값과 동일한 인접한 비트 수를 갖는 적어도 하나의 그룹으로 분할되며, 상기 인터레이서(22)는 상기 인터레이스 시컨스에서의 2개의 인접한 그룹이 서로에 관하여 연속으로 인코딩된 개별 코드 워드에 속하도록 상기 인터레이스 시컨스에서 상기 그룹을 분배하는,
    변조 장치.
  7. 방법에 있어서,
    상기 방법은 변조 부호에 의해 형성된 신호를 획득하는 단계를 포함하고,
    상기 변조 부호는 복수의 소스 워드에 의해 형성된 소스 2진 시컨스로부터 생성되고,
    상기 신호는, 전송되기 전에,
    - 각각 개별 에러 보정 코드를 사용하는 하나 이상의 인코딩 모듈을 이용하여 상기 복수의 소스 워드를 연속으로 에러 보정 인코딩해서 복수의 코드 워드를 생성하는 에러 보정 인코딩 단계;
    - 상기 코드 워드를 인터레이스하여 인터레이스 시컨스를 생성하는 인터레이스 단계; 및
    - 상기 인터레이스 시컨스를 차동 변조하여 변조 부호를 생성하는 차동 변조 단계
    를 수행받고,
    각 코드 워드는 1보다 더 크고 상기 차동 변조의 상태 개수에 대한 밑수 2의 로그 연산값과 동일한 인접한 비트 수를 제공하는 적어도 하나의 그룹으로 분할되며, 상기 인터레이스 단계는 상기 인터레이스 시컨스에서의 2개의 인접한 그룹이 서로에 관하여 연속으로 인코딩된 코드 워드에 속하도록 상기 인터레이스 시컨스에서 상기 그룹을 분배하는,
    방법.
  8. 전송 채널에서 통과한 후의 변조 부호에 대응하여 수신 부호를 복조하여, 재구축된 2진 시컨스를 생성하는 복조 방법에 있어서,
    상기 변조 부호는, 복수의 소스 워드에 의해 형성된 소스 2진 시컨스로부터 획득되고, 전송되기 전에,
    - 각각 개별 에러 보정 코드를 사용하는 하나 이상의 인코딩 모듈을 이용하여 상기 복수의 소스 워드를 연속으로 에러 보정 인코딩해서 복수의 코드 워드를 생성하는 에러 보정 인코딩 단계;
    - 상기 코드 워드를 인터레이스하여 인터레이스 시컨스를 생성하는 인터레이스 단계; 및
    - 상기 인터레이스 시컨스를 차동 변조하여 변조 부호를 생성하는 차동 변조 단계
    를 수행받고,
    각 코드 워드는 1보다 더 크고 상기 차동 변조의 상태 개수에 대한 밑수 2의 로그 연산값과 동일한 인접한 비트 수를 제공하는 적어도 하나의 그룹으로 분할되며, 상기 인터레이스 단계는 상기 인터레이스 시컨스에서의 2개의 인접한 그룹이 서로에 관하여 연속으로 인코딩된 코드 워드에 속하도록 상기 인터레이스 시컨스에서 상기 그룹을 분배하고,
    상기 복조 방법은,
    - 전송 측에서 사용된 차동 변조의 역처리를 사용하여 상기 수신 부호를 차동 복조해서, 복조 시컨스를 생성하는 차동 복조 단계(51);
    - 전송 측에서 사용된 인터레이스의 역처리를 사용하여 상기 복조 시컨스를 디인터레이스해서, 복수의 코드 워드를 생성하는 디인터레이스 단계(52); 및
    - 상기 코드 워드를 디코딩하여 상기 재구축된 2진 시컨스를 생성하는 디코딩 단계(53)
    를 포함하는,
    복조 방법.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 디코딩 단계(53)는,
    - 적어도 하나의 에러 보정 코드로부터 적어도 하나의 에러 비트를 포함하는 현재 그룹이라 하는 적어도 하나의 그룹을 포함하는 적어도 하나의 제1 코드를 보정하여 제1 보정 코드 워드를 생성하는 단계; 및
    - 상기 제1 보정 코드 워드로부터 상기 복조 시컨스에서 이웃 그룹이라 하는 상기 현재 그룹에 인접한 그룹을 포함하는 적어도 하나의 개별 코드 워드를 보정하는 단계
    를 포함하는,
    복조 방법.
  10. 제9항에 있어서,
    상기 복조 시컨스에서 상기 현재 그룹의 바로 전의 상기 이웃 그룹으로부터 획득된 상기 수신 부호에 제1 신뢰성값을 할당하고, 상기 현재 그룹으로부터 획득된 상기 수신 부호에 제2 신뢰성값을 할당하는 단계를 더 포함하고,
    상기 개별 코드 워드를 보정하는 단계는, 상기 복조 시컨스에서 상기 현재 그룹의 바로 전의 상기 이웃 그룹에 대하여 그리고/또는 상기 복조 시컨스에서 현재 그룹 다음의 상기 이웃 그룹에 대하여 상기 제1 및 제2 신뢰성값을 고려하여 구현되는,
    복조 방법.



  11. 제10항에 있어서,
    상기 제1 및 제2 신뢰성값은 대응하는 상기 수신 부호와 관련된 로그 우도비(log likelihood ratio)와 같은,
    복조 방법.
  12. 제9항 내지 제11항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 개별 코드 워드를 보정하는 단계는,
    - 상기 개별 코드 워드에 대한 적어도 하나의 후보 코드 워드를 결정하는 단계;
    - 상기 후보 코드 워드와 관련된 신드롬을 결정하는 단계; 및
    - 0의 신드롬을 갖는 상기 후보 코드 워드를 선택하여 보정된 상기 개별 코드 워드를 생성하는 단계
    를 포함하는,
    복조 방법.
  13. 프로세서에 의해 실행되는 컴퓨터 소프트웨어 제품이 기록된 비일시적인 컴퓨터 판독 가능한 메모리에 있어서,
    상기 소프트웨어 제품은 제8항 내지 제11항 중 어느 한 항에 따른 복조 방법을 구현하는 프로그램 코드 명령어를 포함하는,
    비일시적인 컴퓨터 판독 가능한 메모리.
  14. 전송 채널에서 통과한 후의 변조 부호에 대응하여 수신 부호를 복조하여, 재구축된 2진 시컨스를 생성하는 복조 장치에 있어서,
    상기 변조 부호는, 복수의 소스 워드에 의해 형성된 소스 2진 시컨스로부터 획득되고, 전송되기 전에,
    - 각각 개별 에러 보정 코드를 사용하는 하나 이상의 인코딩 모듈을 이용하여 상기 복수의 소스 워드를 연속으로 에러 보정 인코딩해서 복수의 코드 워드를 생성하는 에러 보정 인코딩 단계;
    - 상기 코드 워드를 인터레이스하여 인터레이스 시컨스를 생성하는 인터레이스 단계; 및
    - 상기 인터레이스 시컨스를 차동 변조하여 변조 부호를 생성하는 차동 변조 단계
    를 수행받고,
    각 코드 워드는 1보다 더 크고 상기 차동 변조의 상태 개수에 대한 밑수 2의 로그 연산값과 동일한 인접한 비트 수를 제공하는 적어도 하나의 그룹으로 분할되며, 상기 인터레이스 단계는 상기 인터레이스 시컨스에서의 2개의 인접한 그룹이 서로에 관하여 연속으로 인코딩된 코드 워드에 속하도록 상기 인터레이스 시컨스에서 상기 그룹을 분배하고,
    상기 복조 장치는,
    - 전송 측에서 사용된 차동 변조의 역처리를 사용하여 상기 수신 부호를 차동 복조해서, 복조 시컨스를 생성하는 차동 복조하도록 구성된 복조기(51);
    - 전송 측에서 사용된 인터레이스의 역처리를 사용하여 상기 복조 시컨스를 디인터레이스해서, 복수의 코드 워드를 생성하도록 구성된 디인터레이서(52); 및
    - 상기 코드 워드를 디코딩하여 상기 재구축된 2진 시컨스를 생성하도록 구성된 디코더(53)
    를 포함하는,
    복조 장치.
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