JP2008085841A

JP2008085841A - 受信機および受信方法

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Publication number: JP2008085841A
Application number: JP2006265297A
Authority: JP
Inventors: Hiroyuki Yamasuga; 裕之山菅
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 2006-09-28
Filing date: 2006-09-28
Publication date: 2008-04-10

Abstract

【課題】ＤＣＭ変調信号を復調して受信データを得る際のパケット誤り率特性を改善する。
【解決手段】チャネル推定部１０５ａ，１０５ｂは、伝送路推定値（伝送路の振幅と位相）を求める。チャネル補正部１０６ａ，１０６ｂは、受信信号（ＤＣＭ変調信号）ｐ1，ｒ1，ｐ2，ｒ2に、伝送路推定値を複素乗算して、チャネル補正処理をする。合成器１０８は、補正された受信信号ｒ1，ｓ1，ｒ2，ｓ2を各アンテナ間で加算し、合成受信信号ｒ，ｓをＤＣＭ復調部１１２に供給する。絶対値二乗演算部１０７ａ，１０７ｂは、伝送路の振幅二乗値（電力値）ｈ1^２，ｇ1^２，ｈ2^２，ｇ2^２を求める。合成器１０９は、二乗値（電力値）ｈ1^２，ｇ1^２，ｈ2^２，ｇ2^２を各アンテナ間で加算し、合成された二乗値ｔ，ｕをＤＣＭ復調部１１２に供給する。ＤＣＭ復調部１１２は、合成受信信号ｒ，ｓおよび合成二乗値ｔ，ｕを使用して、ＤＣＭ復調処理をする。
【選択図】図１

Description

この発明は、例えば、ＭＢ−ＯＦＤＭ(Multi Band-Orthogonal Frequency Division Multiplexing)方式において、ＤＣＭ(Dual Carrier Modulation)変調方式を採用する信号を受信する際に適用して好適な受信機および受信方法に関する。詳しくは、この発明は、複数のアンテナの受信信号に基づいて得られた各ＤＣＭ変調信号を合成し、合成後のＤＣＭ変調信号に対して復調処理を行うことにより、パケット誤り率( Packet Error Rate：ＰＥＲ )特性を改善するようにした受信機および受信方法に係るものである。

無線ＬＡＮ(LocalArea Network)やＵＷＢ(Ultra Wide Band)を使った無線ＰＡＮ(Personal Area Network)では、複数のＰＨＹモードが定義され、そのときの通信品質（伝送路の状況）に応じて、最適なＰＨＹモードを選択し、通常、パケット誤り率が１０％以下になるように制御される（一般に「適応変調方式」などと呼ばれる）。

例えば、WirelessUSB(Universal Serial Bus)で使用されるＵＷＢ方式であるWiMedia PHYのMB-OFDM (Multi Band-Orthogonal Frequency Division Multiplexing)方式では、ＰＨＹモードは５３．３Ｍbpsから４８０Ｍbpsまで８種類定義される。このＭＢ−ＯＦＤＭ方式は、非特許文献１、および非特許文献２に記載されている。

図４は、ＭＢ−ＯＦＤＭ方式におけるＰＨＹパラメータを示している。このＭＢ−ＯＦＤＭ方式において、３２０Mbps以上では、１６ＱＡＭ(Quadrature AmplitudeModulation)の信号点配置と似たＤＣＭという変調方式が採用されている。なお、２００Mbps以下の伝送レートでは、ＱＰＳＫ(Quadrature Phase Shift Keying)変調方式が採用されると共に、周波数軸のデータ拡散ＦＤＳ(Frequency Domain Spreading)、または、時間軸のデータ拡散ＴＤＳ(Time Domain Spreading)を行うことで、低Ｓ／Ｎでも伝送可能としている。

ＤＣＭ変調方式について簡単に説明する。シリアル入力データが２００ビット毎のグループに分割される。そして、各２００ビットは、４ビットの５０グループにグループ化される。各４ビットのグループは、ｂ[g(k)],b[g(k)+1],b[g(k)+50],b[g(k)+51]とにより、表される。ここで、ｋ∈[0,49]であって、ｋ∈[0,24]のときはg(k)＝２ｋであると共に、ｋ∈[25,49]のときはg(k)＝２ｋ＋５０である。

各グループの４ビットは、２つの複素数（ｄ[k],ｄ[k+50]）に変換され、図５（ａ），（ｂ）に示すように、２つのＩＱ平面上にマッピングされる。４ビットｂ[g(k)],b[g(k)+1],b[g(k)+50],b[g(k)+51]の各値と２つの複素数（ｄ[k],ｄ[k+50]）のＩ成分、Q成分との関係は、図６に示すDCMエンコーディングテーブルで示される。

ここで、ｂ[g(k)],b[g(k)+1]を（ａ，ｂ）とし、図７のテーブルに従って、複素数ｄ[k]のＩ成分ｄ[k]Ｉ-out、複素数ｄ[k+50]のＩ成分ｄ[k+50]Ｉ-outとしての（ｘ，ｙ）が得られる。同様にして、b[g(k)+50], b[g(k)+51]を（ａ，ｂ）とし、図７のテーブルに従って、複素数ｄ[k]のＱ成分ｄ[k]Q-out、複素数ｄ[k+50]のＱ成分ｄ[k+50]Q-outとしての（ｘ，ｙ）が得られる。

ＭＢ−ＯＦＤＭ方式において、ＤＣＭ変調方式を採用するとき、上述したように変換された２つの複素数（ｄ[k],ｄ[k+50]））が周波数の異なるサブキャリアに割り当てられてマルチキャリア信号が生成される。ここで、２つの複素数（ｄ[k],ｄ[k+50]）は、それぞれ、ＤＣＭ変調信号のシンボルを構成している。

ＯＦＤＭ方式では、各サブキャリヤが相互に直交するように、各サブキャリヤの周波数が設定されている。情報伝送時には、シリアルデータで送られてきた情報を情報伝送レートより遅いシンボル周期毎にシリアル／パラレル変換して出力される複数のデータを、各サブキャリヤに割り当ててサブキャリヤ毎に振幅および位相の変調（サブキャリア変調）を行ない、その複数キャリヤについて逆ＦＦＴを行なうことで周波数軸での各キャリヤの直交性を保持したまま時間軸の信号に変換して送信する。また、受信時はこの逆の操作、すなわちＦＦＴを行なって時間軸の信号を周波数軸の信号に変換して各サブキャリヤについてそれぞれの変調方式（ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ等）に対応した復調（サブキャリア復調）を行ない、パラレル／シリアル変換して元のシリアルデータで送られた情報を再生する。

ＯＦＤＭ方式による伝送は、同じ伝送容量のシングルキャリヤ伝送方式に比べ、１シンボル周期が長くなるので、到来波の遅延時間差が大きなマルチパス・フェージングや選択性フェージングに対する耐フェージング特性が強いという特徴がある。しかしながら、複数の到来波で構成されるマルチパスにおいて主波に対する妨害波の遅延時間がガード・インターバル以上になった場合や主波と妨害波の電力比（Ｄ／Ｕ）が大きい場合は復調信号の誤り率が劣化し、また、到来波の遅延時間差が小さなフラット・フェージングに対しても復調信号の誤り率が劣化するといった問題がある。
マルチパスによる劣化を解決するには、妨害波の除去を行なうアダプティブ・アレー信号処理が有効である。他方、フラット・フェージングによる劣化を解決するには、信号間の相関が小さくなるように配置した複数アンテナで受信した信号を用いるダイバーシティ受信が有効である。主な方法としては、複数受信信号のうち最も信号電力の強い受信信号を選択する選択ダイバーシティ、複数受信信号をそれぞれ復調して最大比合成を行なう最大比合成ダイバーシティ、複数受信信号をそれぞれ復調して等利得合成を行う等利得合成ダイバーシティ等が挙げられる。
ＩＥＥＥＰ８０２．１５−０３／２６８ｒ１ＩＥＥＥＰ８０２．１５−０３／２６７ｒ６

この発明の目的は、ＤＣＭ変調信号を変調して得られる受信データのパケット誤り率特性を改善することにある。

この発明の概念は、
複数のアンテナを用いてダイバーシティ受信をする受信機であって、
上記複数のアンテナの受信信号に基づいてＤＣＭ変調信号を得る複数の受信部と、
上記複数の受信部で得られる各ＱＰＳＫ変調信号に基づいて各伝送路の振幅と位相を求める複数のチャネル推定部と、
上記複数の受信部で得られる各ＤＣＭ変調信号を上記複数のチャネル推定部で求められた各伝送路の振幅と位相、または位相のみに基づいて補正する複数のチャネル補正部と、
上記複数のチャネル補正部で補正された各ＤＣＭ変調信号を合成する第１の合成部と、
上記複数のチャネル推定部で求められた各伝送路の振幅の二乗値、または振幅値を合成する第２の合成部と、
上記第１の合成部の出力および上記第２の合成部の出力に基づいて、上記ＤＣＭ変調信号を復調するＤＣＭ復調部と
を備えることを特徴とする受信機にある。

この発明において、複数の受信部では、複数のアンテナの受信信号に基づいてＤＣＭ変調信号が得られる。また、複数のチャネル推定部では、各ＤＣＭ変調信号に基づいて各伝送路の振幅と位相が求められる。そして、複数のチャネル補正部では、複数の受信部で得られる各ＤＣＭ変調信号が、複数のチャネル推定部で求められた各伝送路の振幅と位相に基づいて補正される。例えば、受信部で得られるＤＣＭ変調信号にチャネル推定部で求められた伝送路推定値が複素乗算されることで、当該ＤＣＭ変調信号の補正が行われる。

第１の合成部では、複数のチャネル補正部で補正された各ＤＣＭ変調信号が合成される。この場合、上述したようにチャネル補正部においてＤＣＭ変調信号に伝送路推定値が複素乗算されて当該ＤＣＭ変調信号の補正が行われるとき、各ＤＣＭ変調信号は最大比合成される。また、第２の合成部では、複数のチャネル推定部で求められた各伝送路の振幅の二乗値または振幅値が合成される。

ＤＣＭ復調部では、第１の合成部の出力および第２の合成部の出力に基づいて、ＤＣＭ変調信号が復調される。この発明では、合成後のＤＣＭ変調信号に対して復調処理を行うものであり、２つの複素数（ｄ[k],ｄ[k+50]））を周波数の異なるサブキャリアに配置したＤＣＭ変調方式の特性を活かすことができ、例えば、各ＤＣＭ変調信号に対して復調処理を行った後に合成する場合に比べて、パケット誤り率特性を改善できる。

例えば、ＤＣＭ復調部では、ＬＬＲ(Log-likelihood ratio)を用いて復調が行われる。ＬＬＲを用いて復調を行う場合には、例えば、チャネル補正部においてＤＣＭ変調信号に伝送路推定値が複素乗算されて当該ＤＣＭ変調信号の補正が行われると共に、第２の合成部では、複数のチャネル推定部で求められた各伝送路の振幅の二乗値（電力値）が合成される。この場合、ＤＣＭ復調部には最大比合成されたＤＣＭ変調信号および各伝送路の振幅の二乗合成値が供給されるものであり、ＬＬＲを用いた復調が効率的に行われる。

この発明によれば、複数のアンテナの受信信号に基づいて得られた各ＤＣＭ変調信号を合成し、合成後のＤＣＭ変調信号に対して復調処理を行うものであり、例えば、各ＤＣＭ変調信号に対して復調処理を行った後に合成する場合に比べて、パケット誤り率特性を改善できる。

以下、図面を参照しながら、この発明の実施の形態について説明する。図１は、実施の形態としての受信機１００の構成を示している。この受信機１００は、ダイバーシティ受信を行うと共に、ＤＣＭ変調方式を採用するＯＦＤＭ受信機である。

この受信機１００は、アンテナ１０１ａ，１０１ｂと、ＲＦ部１０２ａ，１０２ｂと、Ａ／Ｄ変換器１０３ａ，１０３ｂと、ＦＦＴ(Fast Fourier Transform)部１０４ａ，１０４ｂと、チャネル推定部１０５ａ，１０５ｂと、チャネル補正部１０６ａ，１０６ｂと、絶対値二乗演算部１０７ａ，１０７ｂと、合成器１０８，１０９と、メモリ１１０，１１１と、ＤＣＭ復調部１１２と、デインターリーバ１１３と、デコーダ１１４と、出力端子１１５とを有している。ＲＦ部１０２ａ，１０２ｂ、Ａ／Ｄ変換器１０３ａ，１０３ｂおよびＦＦＴ部１０４ａ，１０４ｂは、受信部を構成している。

アンテナ１０１ａ，１０１ｂは、ダイバーシティ受信を行うために配置された２本の受信アンテナである。ＲＦ部１０２ａ，１０２ｂは、アンテナ１０１ａ，１０１ｂを介して受信されるマルチキャリア信号（ＯＦＤＭ信号）に対して、ダウンコンバート等の所定の無線処理を行う。Ａ／Ｄ変換器１０３ａ，１０３ｂは、ＲＦ部１０２ａ，１０２ｂから出力されるマルチキャリア信号をアナログ信号からデジタル信号に変換する。

ＦＦＴ部１０４ａ，１０４ｂは、Ａ／Ｄ変換器１０３ａ，１０３ｂでデジタル信号に変換されたマルチキャリア信号に対してＦＦＴ（高速フーリエ変換）の処理を施し、マルチキャリア信号を時間軸の信号から周波数軸の信号に変換し、さらにサブキャリア復調を行って、サブキャリア毎の複数のシンボルに分割する。

ＤＣＭ変調信号は、上述したように、ｂ[g(k)],b[g(k)+1],b[g(k)+50],b[g(k)+51]の４ビットのデータが２つのシンボル（２つの複素数（ｄ[k],ｄ[k+50]））に変換された構成となっている（図６参照）。ＦＦＴ部１０４ａ，１０４ｂは、各複素数のＩ成分、Ｑ成分に対応した受信信号（ＤＣＭ変調信号）を順次出力する。

チャネル推定部１０５ａ，１０５ｂは、ＦＦＴ部１０４ａ，１０４ｂから出力される、例えばチャネル推定用の受信信号に基づいて、サブキャリア毎に、伝送路の振幅を求める。チャネル補正部１０６ａ，１０６ｂは、ＦＦＴ部１０４ａ，１０４ｂから出力される受信信号を、チャネル推定部１０５ａ，１０５ｂで求められた振幅に基づいて、補正する。

この実施の形態では、チャネル補正部１０６ａ，１０６ｂは、各受信信号に、当該受信信号を取り出したサブキャリアにおける伝送路推定値を複素乗算する。このように、受信信号に伝送路推定値を複素乗算することで、後述するように、アンテナ１０１ａ，１０１ｂの受信系の受信信号を合成する際に、最大比合成が行われる。

絶対値二乗演算部１０７ａ，１０７ｂは、チャネル推定部１０５ａ，１０５ｂで求められた伝送路の振幅の二乗演算を行って当該伝送路の振幅の二乗値（電力値）を出力する。合成器１０８は、チャネル補正部１０６ａ，１０６ｂから出力される補正後の受信信号を合成する。この合成器１０８は、第１の合成部を構成している。また、合成器１０９は、絶対値二乗演算部１０７ａ，１０７ｂから出力される伝送路の振幅二乗値を合成する。合成器１０９は、第２の合成部を構成している。

ここで、アンテナ１０１ａの受信系において、ｂ[g(k)],b[g(k)+1]の２ビットに対応したＩ成分ｄ[k]Ｉ-out,ｄ[k+50]Ｉ-out、またはb[g(k)+50], b[g(k)+51]の２ビットに対応したＱ成分ｄ[k]Q-out，ｄ[k+50]Q-outの受信信号をｐ1，ｑ1とし、この受信信号ｐ1，ｑ1に対応した伝送路の振幅をｈ1，ｇ1とし、チャネル補正部１０６ａから出力される補正後の受信信号をｒ1，ｓ1とする。

同様に、アンテナ１０１ｂの受信系において、ｂ[g(k)],b[g(k)+1]の２ビットに対応したＩ成分ｄ[k]Ｉ-out,ｄ[k+50]Ｉ-out、またはb[g(k)+50], b[g(k)+51]の２ビットに対応したＱ成分ｄ[k]Q-out，ｄ[k+50]Q-outの受信信号をｐ2，ｑ2とし、この受信信号ｐ2，ｑ2に対応した伝送路の振幅をｈ2，ｇ2とし、チャネル補正部１０６ｂから出力される補正後の受信信号をｒ2，ｓ2とする。

このとき、合成器１０８は、合成された受信信号（ＤＣＭ変調信号）として、ｒ＝ｒ1＋ｒ2、ｓ＝ｓ1＋ｓ2を出力する。また、合成器１０９は、合成された伝送路の振幅二乗値として、ｔ＝ｈ^２＝ｈ1^２＋ｈ2^２、ｕ＝ｇ^２＝ｇ1^２＋ｇ2^２を出力する。

ＤＣＭ復調部１１２は、上述したｒ，ｓ，ｔ，ｕに基づいて、ＤＣＭ復調の処理を行う。つまり、ＤＣＭ復調部１１２は、Ｉ成分ｄ[k]Ｉ-out,ｄ[k+50]Ｉ-outに対応したｒ，ｓ，ｔ，ｕに基づいてｂ[g(k)],b[g(k)+1]の２ビットを取得し、また、Ｑ成分ｄ[k]Q-out，ｄ[k+50]Q-outに対応したｒ，ｓ，ｔ，ｕに基づいてb[g(k)+50], b[g(k)+51]の２ビットを取得する。なお、メモリ１１０，１１１は、ｂ[g(k)],b[g(k)+1]、またはb[g(k)+50], b[g(k)+51]に対応したｒ，ｓ，ｔ，ｕを同時にＤＣＭ復調部１１２に供給するための、タイミング調整用のメモリである。

ＤＣＭ復調部１１２は、ＬＬＲ(Log-likelihood ratio)を用いてＤＣＭ変調信号の復調を行う。

ＬＬＲを用いた復調処理について説明する。伝送路は複素数であるが、位相補正だけが行われていると考えれば、（１）式、および（２）式に示すような伝送路モデルになる。ここで、ｐ，ｑはＩ成分ｄ[k]Ｉ-out,ｄ[k+50]Ｉ-out、またはＱ成分ｄ[k]Q-out，ｄ[k+50]Q-outに対応した受信信号、ｈ，ｇはこれら受信信号ｐ，ｑに対応した伝送路の振幅、ｎ，ｍはエネルギーσ^２の伝送路のＡＷＧＮ(Additive White Gaussian Noise)であり、ｘ，ｙはＩ成分ｄ[k]Ｉ-out,ｄ[k+50]Ｉ-out、またはＱ成分ｄ[k]Q-out，ｄ[k+50]Q-outに対応した送信信号とする。

ｐ＝ｈｘ＋ｎ・・・（１）

ｑ＝ｇｘ＋ｍ・・・（２）

尤度（Likelihood）に比例する値を求めると、（３）式に示すようになる。ここで、ｒ＝ｈｐ＝ｈ（ｈｘ＋ｎ）、ｓ＝ｇｑ＝ｇ（ｇｙ＋ｍ）、ｔ＝ｈ^２、ｕ＝ｇ^２である。また、（ａ，ｂ）は、ｂ[g(k)],b[g(k)+1]、またはb[g(k)+50], b[g(k)+51]に対応した２ビットの送信情報を示している。（３）式から明らかなように、Ｌ(r,s｜a,b)は、上述したように、合成器１０８，１０９からＤＣＭ復調部１１２に供給される、当該合成器１０８，１０９の出力ｒ，ｓ，ｔ，ｕを用いて効率的に求めることができる。

ここで、図７のテーブルおよび（３）式を用いて、送信情報（ａ，ｂ）の全てのケースでＬ(r,s｜a,b)を求めると、（４）式〜（７）式が得られる。

そして、（４）式〜（７）式を用いて、ａ，ｂそれぞれについてＬＬＲを求めると、（８）式、（９）式となる。この（８）式、（９）式で求められたＬＬＲａ，ＬＬＲｂにより、ｂ[g(k)],b[g(k)+1]、またはb[g(k)+50], b[g(k)+51]の２ビットの値が求められる。

図１に戻って、デインターリーバ１１３は、復調部１１２で復調されて得られた、符号化され、かつインターリーブ処理されているシリアルデータに対して、デインターリーブ処理をする。デコーダ１１４は、デインターリーバ１１３でデインターリーブ処理されたシリアルデータに対して復号化処理を行って出力端子１１５に受信データを出力する。

図１に示す受信機１００の動作を説明する。

アンテナ１０１ａの受信信号はＲＦ部１０２ａに供給される。このＲＦ部１０２ａでは、アンテナ１０１ａの受信信号に対してダウンコンバート等の所定の無線処理が行われる。このＲＦ部１０２ａで得られるマルチキャリア信号（ＯＦＤＭ信号）は、Ａ／Ｄ変換器１０３ａでアナログ信号からデジタル信号に変換されて、ＦＦＴ部１０４ａに供給される。

ＦＦＴ部１０４ａでは、ＦＦＴ（高速フーリエ変換）の処理により、マルチキャリア信号が、時間軸の信号から周波数軸の信号に変換され、サブキャリア毎の複数のシンボルに分割される。

ＤＣＭ変調信号は、ｂ[g(k)],b[g(k)+1],b[g(k)+50],b[g(k)+51]の４ビットのデータが２つのシンボル（２つの複素数（ｄ[k],ｄ[k+50]）に変換された構成となっている（図６参照）。ＦＦＴ部１０４ａからは、各複素数のＩ成分、Ｑ成分に対応した受信信号（ＤＣＭ変調信号）が順次出力される。ＦＦＴ部１０４ａから出力されるチャネル推定用の受信信号はチャネル推定部１０５ａに供給される。チャネル推定部１０５ａでは、このチャネル推定用の受信信号に基づいて、サブキャリア毎に、伝送路の振幅と位相が求められる。

ＦＦＴ部１０４ａから出力される受信信号はチャネル補正部１０６ａに供給される。このチャネル補正部１０６ａでは、各受信信号ｐ1，ｑ1に、当該受信信号ｐ1，ｑ1を取り出したサブキャリアにおける伝送路の振幅ｈ1，ｇ1倍され、補正された受信信号ｒ1，ｓ1が得られる。また、チャネル推定部１０５ａで求められた伝送路の振幅ｈ1，ｇ1は絶対値二乗演算部１０７ａに供給される。この演算部１０７ａでは、これら振幅ｈ1，ｇ1の二乗演算が行われ、二乗値（電力値）ｈ1^２，ｇ1^２が得られる。

アンテナ１０１ｂの受信系においても同様にして、チャネル補正部１０６ｂでは、補正された受信信号ｒ2，ｓ2が得られ、また、絶対値二乗演算部１０７ｂでは、伝送路の振幅の二乗値（電力値）ｈ2^２，ｇ2^２が得られる。

アンテナ１０１ａの受信系のチャネル補正部１０６ａで得られた受信信号ｒ1，ｓ1およびアンテナ１０１ｂの受信系のチャネル補正部１０６ｂで得られた受信信号ｒ2，ｓ2は合成器１０８に供給される。合成器１０８では、受信信号ｒ1，ｓ1および受信信号ｒ2，ｓ2が合成され、合成された受信信号（ＤＣＭ変調信号）として、ｒ＝ｒ1＋ｒ2、ｓ＝ｓ1＋ｓ2が得られる。この場合、チャネル補正部１０６ａ，１０６ｂでは受信信号に伝送路推定値を複素乗算しているので、最大比合成が行われる。

合成器１０８から出力される受信信号ｒは直接ＤＣＭ復調部１１２に供給され、また、当該受信信号ｒに対応し、合成器１０８から出力される受信信号ｓはメモリ１１０を介してＤＣＭ復調部１１２に供給される。

また、アンテナ１０１ａの受信系の絶対値二乗演算部１０７ａで得られた伝送路の振幅の二乗値（電力値）ｈ1^２，ｇ1^２およびアンテナ１０１ｂの受信系の絶対値二乗演算部１０７ｂで得られた伝送路の振幅の二乗値（電力値）ｈ2^２，ｇ2^２は合成器１０９に供給される。合成器１０９では、二乗値ｈ1^２，ｇ1^２および二乗値ｈ2^２，ｇ2^２が合成され、合成された二乗値（電力値）として、ｔ＝ｈ^２＝ｈ1^２＋ｈ2^２、ｕ＝ｇ^２＝ｇ1^２＋ｇ2^２が得られる。合成器１０９から出力される二乗値（電力値）ｔは直接ＤＣＭ復調部１１２に供給され、また、当該二乗値（電力値）ｔに対応し、合成器１０９から出力される二乗値（電力値）ｕはメモリ１１１を介してＤＣＭ復調部１１２に供給される。

ＤＣＭ復調部１１２では、合成器１０８，１０９から供給されるｒ，ｓ，ｔ，ｕに基づき、ＬＬＲを用いて、ＤＣＭ復調の処理が行われる（（３）式〜（９）式参照）。この場合、Ｉ成分ｄ[k]Ｉ-out,ｄ[k+50]Ｉ-outに対応したｒ，ｓ，ｔ，ｕに基づいてｂ[g(k)],b[g(k)+1]の２ビットが得られ、また、Ｑ成分ｄ[k]Q-out，ｄ[k+50]Q-outに対応したｒ，ｓ，ｔ，ｕに基づいてb[g(k)+50], b[g(k)+51]の２ビットが得られる。

ＤＣＭ復調部１１２で復調されて得られたデータ（符号化され、かつインターリーブ処理されている）は、デインターリーバ１１３でインターリーブ処理され、さらにデコーダ１１４で復号化処理されて、出力端子１１５に出力される。

図２のフローチャートは、図１の受信機１００において、ＦＦＴ部１０４ａ，１０４ｂで得られた受信信号（ＤＣＭ変調信号）の復調処理の手順を示している。すなわち、ステップＳＴ１で、アンテナ１０１ａ，１０１ｂの受信系のチャネル推定部１０５ａ，１０５ｂは、チャネル推定処理、つまり伝送路の振幅ｈ1，ｇ1，ｈ2，ｇ2を求める処理をする。

そして、ステップＳＴ２で、アンテナ１０１ａ，１０１ｂの受信系のチャネル補正部１０６ａ，１０６ｂは、伝送路の振幅ｈ1，ｇ1，ｈ2，ｇ2に基づいて、チャネル補正処理、つまり補正された受信信号ｒ1，ｓ1，ｒ2，ｓ2を求める処理をする。さらに、ステップＳＴ３で、合成器１０８は、補正された受信信号ｒ1，ｓ1，ｒ2，ｓ2を各アンテナ１０１ａ，１０１ｂの間で加算し、合成された受信信号（ＤＣＭ変調信号）として、ｒ＝ｒ1＋ｒ2、ｓ＝ｓ1＋ｓ2を求める処理をする。

また、ステップＳＴ４で、アンテナ１０１ａ，１０１ｂの受信系の絶対値二乗演算部１０７ａ，１０７ｂは、伝送路の振幅ｈ1，ｇ1，ｈ2，ｇ2に基づいて、二乗値（電力値）ｈ1^２，ｇ1^２，ｈ2^２，ｇ2^２を求める処理をする。さらに、ステップＳＴ５で、合成器１０９は、二乗値（電力値）ｈ1^２，ｇ1^２，ｈ2^２，ｇ2^２を各アンテナ１０１ａ，１０１ｂの間で加算し、合成された二乗値（電力値）ｔ，ｕを求める処理をする。

そして、ステップＳＴ６で、ＤＣＭ復調部１１２は、ステップＳＴ３で求められた合成された受信信号（ＤＣＭ変調信号）ｒ，ｓと、ステップＳＴ５で求められた合成された二乗値（電力値）ｔ，ｕを使用して、ＤＣＭ復調処理をする。

図１に示す受信機１００においては、合成器１０８で合成された受信信号（ＤＣＭ変調信号）ｒ，ｓに対してＤＣＭ復調部１１２で復調処理を行って受信データを取得するものであり、２つの複素数（ｄ[k],ｄ[k+50]））をそれぞれ周波数の異なるサブキャリアに配置したＤＣＭ変調方式の特性を活かすことができ、例えば、各ＤＣＭ変調信号に対して復調処理を行った後に合成する場合に比べて、パケット誤り率特性を改善できる。

また、図１に示す受信機１００においては、チャネル補正部１０６ａ，１０６ｂにおいて受信信号（ＤＣＭ変調信号）に伝送路の振幅が乗算されて当該受信信号の補正が行われ、合成器１０８から最大比合成された受信信号（ＤＣＭ変調信号）がＤＣＭ復調部１１２に供給されると共に、合成器１０９から各伝送路の振幅の二乗合成値がＤＣＭ復調部１１２に供給されるものであり、ＬＬＲ(Log-likelihood ratio)を用いるＤＣＭ復調部１１２における復調処理を効率的に行うことができる。

なお、上述実施の形態において、ＤＣＭ復調部１１２ではＬＬＲ(Log-likelihoodratio)を用いて復調が行われるものを示したが、ＤＣＭ復調部の構成はＬＬＲを用いて復調を行う構成に限定されない。

このＤＣＭ復調部の構成として、等利得合成された受信信号（ＤＣＭ変調信号）を使用して復調処理を行うＤＣＭ復調部１１２Ａも考えられる。図３は、ＤＣＭ復調部１１２Ａを有する受信機１００Ａの構成を示している。この図３において、図１と対応する部分には同一符号を付し、適宜、その詳細説明を省略する。

アンテナ１０１ａの受信系において、ＦＦＴ部１０４ａから出力される受信信号ｐ1，ｑ1はチャネル補正部１０６ａ′に供給される。このチャネル補正部１０６ａ′では、各受信信号ｐ1，ｑ1が、位相成分のみ補正され、補正された受信信号ｒ1′，ｓ1′が得られる。一方、アンテナ１０１ｂの受信系において、ＦＦＴ部１０４ｂから出力される受信信号ｐ2，ｑ2はチャネル補正部１０６ｂ′に供給される。このチャネル補正部１０６ｂ′では、各受信信号ｐ2，ｑ2が、位相成分のみ補正され、補正された受信信号ｒ2′，ｓ2′が得られる。

アンテナ１０１ａの受信系のチャネル補正部１０６ａ′で得られた受信信号ｒ1′，ｓ1′およびアンテナ１０１ｂの受信系のチャネル補正部１０６ｂ′で得られた受信信号ｒ2′，ｓ2′は合成器１０８に供給される。合成器１０８では、受信信号ｒ1′，ｓ1′および受信信号ｒ2′，ｓ2′が合成され、合成された受信信号（ＤＣＭ変調信号）として、ｒ′＝ｒ1′＋ｒ2′、ｓ′＝ｓ1′＋ｓ2′が得られる。

この場合、チャネル補正部１０６ａ′，１０６ｂ′では、受信信号の位相回転の補正のみを行っているので、等利得合成が行われる。合成器１０８から出力される受信信号ｒ′は直接ＤＣＭ復調部１１２′に供給され、また、当該受信信号ｒ′に対応し、合成器１０８から出力される受信信号ｓ′はメモリ１１０を介してＤＣＭ復調部１１２′に供給される。

また、アンテナ１０１ａの受信系のチャネル推定部１０５ａで得られた伝送路の振幅ｈ1，ｇ1およびアンテナ１０１ｂの受信系のチャネル推定部１０５ｂで得られた伝送路の振幅ｈ2，ｇ2は合成器１０９に供給される。合成器１０９では、振幅ｈ1，ｇ1および振幅ｈ2，ｇ2が合成され、合成された振幅として、ｔ′＝ｈ＝ｈ1＋ｈ2、ｕ′＝ｇ＝ｇ1＋ｇ2が得られる。合成器１０９から出力される振幅ｔは直接ＤＣＭ復調部１１２′に供給され、また、当該振幅ｔ′に対応し、合成器１０９から出力される振幅ｕ′はメモリ１１１を介してＤＣＭ復調部１１２′に供給される。

ＤＣＭ復調部１１２′では、合成器１０８，１０９から供給されるｒ′，ｓ′，ｔ′，ｕ′に基づき、例えばＬＬＲを用いて、ＤＣＭ復調の処理が行われる。

また、上述実施の形態においては、２本のアンテナ１０１ａ，１０１ｂを有する受信機１００，１００Ａを示したものであるが、３本以上のアンテナを有する受信機（最大比合成、等利得合成）も同様に構成できることは勿論である。

この発明は、ＤＣＭ変調信号を復調して受信データを得る際のパケット誤り率特性を改善できるものであり、ＤＣＭ変調方式を採用するＭＢ−ＯＦＤＭ方式の無線通信システム等に適用できる。

受信機の構成を示すブロック図である。受信信号（ＤＣＭ変調信号）の復調処理の手順を示すフローチャートである。受信機の他の構成を示すブロック図である。ＭＢ−ＯＦＤＭ方式におけるＰＨＹパラメータを示す図である。ＤＣＭエンコーディングにおける、２つのＩＱ平面上へのマッピングを示す図である。ＤＣＭエンコーディングテーブルを示す図である。ＤＣＭエンコーディングテーブルを示す図である。

符号の説明

１００，１００Ａ・・・受信機、１０１ａ，１０１ｂ・・・アンテナ、１０２ｂ，１０２ｃ・・・ＲＦ部、１０３ａ，１０３ｂ・・・Ａ／Ｄ変換器、１０４ａ，１０４ｂ・・・ＦＦＴ部、１０５ａ，１０５ｂ・・・チャネル推定部、１０６ａ，１０６ａ′，１０６ｂ，１０６ｂ′・・・チャネル補正部、１０７ａ，１０７ｂ・・・絶対値二乗演算部、１０８，１０９・・・合成器、１１０，１１１・・・メモリ、１１２，１１２′・・・ＤＣＭ復調部、１１３・・・デインターリーバ、１１４・・・デコーダ、１１５・・・出力端子

Claims

複数のアンテナを用いてダイバーシティ受信をする受信機であって、
上記複数のアンテナの受信信号に基づいてＱＰＳＫ変調信号とＤＣＭ変調信号を得る複数の受信部と、
上記複数の受信部で得られる各ＱＰＳＫ信号に基づいて各伝送路の振幅と位相を求める複数のチャネル推定部と、
上記複数の受信部で得られる各ＤＣＭ変調信号を上記複数のチャネル推定部で求められた各伝送路の振幅と位相、または位相のみに基づいて補正する複数のチャネル補正部と、
上記複数のチャネル補正部で補正された各ＤＣＭ変調信号を合成する第１の合成部と、
上記複数のチャネル推定部で求められた各伝送路の振幅の二乗値、または振幅値を合成する第２の合成部と、
上記第１の合成部の出力および上記第２の合成部の出力に基づいて、上記ＤＣＭ変調信号を復調するＤＣＭ復調部と
を備えることを特徴とする受信機。
上記チャネル補正部は、上記受信部で得られるＤＣＭ変調信号に上記チャネル推定部で求められた伝送路の振幅と位相を与えることで、上記受信部で得られるＤＣＭ変調信号を補正し、
上記第２の合成部は、上記複数のチャネル推定部で求められた伝送路の振幅の二乗値を合成する
ことを特徴とする請求項１に記載の受信機。
上記チャネル補正部は、上記受信部で得られるＤＣＭ変調信号に上記チャネル推定部で求められた伝送路の位相を与えることで、上記受信部で得られるＤＣＭ変調信号を補正し、
上記第２の合成部は、上記複数のチャネル推定部で求められた伝送路の振幅を合成する
ことを特徴とする請求項１に記載の受信機。
複数のアンテナを用いてダイバーシティ受信をする受信方法であって、
上記複数のアンテナの受信信号に基づいてＱＰＳＫ変調信号とＤＣＭ変調信号を得る受信ステップと、
上記受信ステップで得られる各ＱＰＳＫ変調信号に基づいて各伝送路の振幅と位相を求めるチャネル推定ステップと、
上記受信ステップで得られる各ＤＣＭ変調信号を上記チャネル推定ステップで求められた各伝送路の振幅と位相、または位相のみに基づいて補正するチャネル補正ステップと、
上記チャネル補正ステップで補正された各ＤＣＭ変調信号を合成する第１の合成ステップと、
上記チャネル推定ステップで求められた各伝送路の振幅の二乗値、または振幅値を合成する第２の合成ステップと、
上記第１の合成ステップで得られる合成信号および上記第２の合成ステップで得られる合成値に基づいて、上記ＤＣＭ変調信号を復調するＤＣＭ復調ステップと
を備えることを特徴とする受信方法。