JP4641233B2 - 復調装置及び復調方法 - Google Patents

Description

本発明は、デジタル変調された受信信号を復調する復調装置および復調方法に関し、特に、受信信号の品質または制御信号に応じて復調方法を選択的に切り替える復調装置および復調方法に関する。

最近、携帯電話機や無線ＬＡＮ（Local Area Network）等の無線通信以外に、家電や各種デジタルコンテンツを伝送する機器（例えばデジタルカメラ等）間での小規模無線通信を行う無線パーソナルエリアネットワーク（Wireless Personal Area Network；ＷＰＡＮ）の実用化が、例えばIEEE 802.15 Working Group for WPAN TG3a (Task Group 3a WAPAN at High rate PHY) 等で鋭意検討されている。ＷＰＡＮでは、例えばマルチメディア情報の伝送への適用のため、情報伝送速度の高速化及び高信頼性が要求されており、他のＷＰＡＮ機器の通信等による雑音、干渉等に対する対策も必要とされている。

高い周波数効率とマルチパス耐性を備えており、ＷＰＡＮへの適用が検討されているＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing；直交周波数分割多重）は、マルチキャリア伝送方式の一種であり、ＯＦＤＭシンボルを構成する複数のサブキャリア（正弦波）は１シンボル区間内で互いに直交するように周波数が設定されている。ＯＦＤＭ信号を発生する際の変調は、複数のサブキャリアが周波数軸上で直交関係を有することを利用し、各サブキャリアの振幅と位相に対する逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）により行われる。一方、復調は、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）で行われる。また、シンボル区間にガードインタバルを設定することで符号間干渉の影響を削減していることも、ＯＦＤＭの特徴である。

サブキャリアの変調方式としては、ＱＰＳＫ（ Quadrature Phase Shift Keying ）、１６ＱＡＭ ( 16 Quadrature Amplitude Modulation )など種々の変調方式が提案されている。伝送速度を向上するには、１シンボル当たりのビット数を増加することが有効であるが、ビット数の増加、すなわち多値化を図ると信号点間隔が狭くなるため、フェージングや干渉波、雑音に対する耐性が劣化するという問題が生じる。

このような問題を解決するために、通信速度や電波状態に応じて変調方式を変更する適応変調方式が実用化されている。この方式では、例えば電波状態が良好な場合、１６ＱＡＭ変調のような高能率変調方式を用いて高速伝達を行い、電波状態が悪い場合は、ＱＰＳＫ変調のようなフェージングや干渉波、雑音に強い変調方式を用いて信号の伝送を行う。変調方式の変更は、送信側での送信信号の変調に用いる変調方式及び受信側での受信信号の復調に用いる変調方式の変更を合わせて行う必要がある。

このような適応変調方式を用いた復調器の例が特許文献１の図１に開示されている。この復調器は、選別器で信号経路を切り替えることによって復調に使用する回路を選択し、入力信号がＱＡＭ変調信号の場合はＱＡＭ変調信号を復調し、入力信号がＱＰＳＫ変調信号の場合はＱＰＳＫ変調信号を復調する。これにより、１つのシステムで２種類の変調信号を復調できる一体型復調器を構成している。

ところで、ＯＦＤＭなどマルチキャリア伝送方式では、フェージングや干渉波、雑音が各サブキャリアに及ぼす影響は一律ではない。サブキャリア群を構成するあるサブキャリア１の品質が、伝送経路で発生する雑音などによって大きく劣化しても、サブキャリア１の周波数と離間しているサブキャリア２の品質は良好な場合もあり得る。

ＯＦＤＭ等のマルチキャリア伝送方式に上記の特性に着目し、周波数選択性のフェージング、干渉波及び雑音等の影響を軽減する技術として、同一のデータを複数のサブキャリアを用いて伝送する周波数ダイバーシチ技術が知られている（例えば特許文献２及び非特許文献１を参照）。

特許文献２に開示された周波数ダイバーシチ通信システムは、周波数ダイバーシチを行う送信機と受信機からなるマルチキャリア通信システムである。送信機は、周波数の異なる２つのサブキャリアを用いて同じ情報を同時に送信する。受信機は、送信機から受信した２つのサブキャリアを復調するＦＦＴ処理部、２つのサブキャリアを復調して得られたチャネルの信号についてデータ判定を行う２つのデータ判定回路、回線状態２つのデータ判定回路から出力される判定値を選択して復調データとして出力するセレクタ、及び、２つのデータ判定回路出力される判定値を比較し、回線状態が良い（誤り率が低い）方を復調データとして選択するようにセレクタに対して選択信号を出力する判定回路を備えている。

また、非特許文献１は、周波数ダイバーシチを行うＯＦＤＭシステムを開示している。送信側において複数のキャリアから同一のシンボルを送信し、受信側においてこれらを最大比合成することによってダイバーシチ受信を行うものである。

なお、特許文献１に開示された発明の目的は、復調器を構成する回路を共通化することにより回路規模の共通化を行うことである。つまり特許文献１は、復調装置が複数の送信サブキャリアを入力し、サブキャリア群の一部が雑音などにより品質が低下しても、信号品質に応じた復調を行って復調信号の品質低下を改善する技術は開示していない。
特開平９−２７５４２６号公報 特開２０００−１０１４９６号公報 伊丹 誠、"ＯＦＤＭによる双方向高速通信に関する研究" 2001年、電気通信普及財団、［平成17年8月24日検索］、インターネット〈URL: http://www.taf.or.jp/publication/kjosei_16/pdf/p410-p418.pdf〉

従来の周波数ダイバーシチを行うマルチキャリア通信では、送信側においてサブキャリアの変調方式を切り替えるか、複数のサブキャリアに異なる変調方式を適用しなければ、受信側の変調方式を切り替えることは困難である。このため、送信側の変調回路の冗長化による回路規模の増加や、送信側と受信側で変復調方式を統一するために制御情報を送信する必要があるために制御機構が複雑化する等の問題がある。

このように、従来の周波数ダイバーシチを行うマルチキャリア通信では、送信側においてサブキャリアの変調方式を切り替えるか、複数のサブキャリアに異なる変調方式を適用しなければ、受信側において復調方式を切り替えることが出来ないという課題がある。

本発明の第１の態様にかかる復調装置は、所定の周波数帯域を有する第１の受信サブキャリアを入力し、この第１の受信サブキャリアを第１の復調方法により復調する第１の復調部と、前記所定の周波数帯域と周波数帯域が異なる第２の受信サブキャリアを入力し、この第２の受信サブキャリアを第２の復調方法により復調する第２の復調部と、前記第１の受信サブキャリアと前記第２の受信サブキャリアとを入力し、前記第１の受信サブキャリアと前記第２の受信サブキャリアを合成して得られる複数の合成サブキャリアを、前記第１の復調方法及び前記第２の復調方法と異なる第３の復調方法によって復調する第３の復調部と、前記第１の復調部乃至前記第３の復調部のいずれかの復調データを選択して出力する選択部とを有することを特徴としている。

また本発明の第２の態様にかかる復調方法は、所定の周波数帯域を有する第１の受信サブキャリアを入力し、この第１の受信サブキャリアを第１の復調方法により復調し、前記所定の周波数帯域と周波数帯域が異なる第２の受信サブキャリアを入力し、この第２の受信サブキャリアを第２の復調方法により復調し、前記第１の受信サブキャリアと前記第２の受信サブキャリアとを入力し、前記第１の受信サブキャリアと前記第２の受信サブキャリアを合成して得られる複数の合成サブキャリアを、前記第１の復調方法及び前記第２の復調方法と異なる第３の復調方法によって復調し、前記第１の復調方法乃至前記第３の復調方法による復調データのうちの１の復調データを選択して出力することを特徴としている。

本発明の復調装置は、送信側におけるサブキャリアの変調方式の切り替え又は複数のサブキャリアに対する異なる変調方式の適用を必要とせず、受信側において複数の受信サブキャリアに対する復調方式を選択することができる。これにより、例えば、サブキャリア群の一部が雑音などにより品質が低下した場合に、信号品質に応じた復調を行って復調信号の品質低下を抑制することができる。

以下では、本発明を適用した具体的な実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。なお、各図面において、同一要素には同一の符号が付されており、説明の明確化のため、必要に応じて重複説明は省略する。

発明の実施の形態１．
初めに、本発明の復調装置が適用されるマルチキャリア通信システムにおいて、本発明の復調装置が受信するデータの送信を行う送信装置について説明する。当該送信装置は、同一の送信データを複数のサブキャリアを用いて送信するものであり、かつ、同一の送信データを異なる複数のコンスタレーションにマッピングし、これら複数のコンスタレーションによってサブキャリア変調を行う点が特徴である。

図１は、本発明の第１の実施の形態の送信装置１０を示す回路ブロック図である。送信装置１０は、同一の送信データを２つの異なるコンスタレーションにマッピングし、２つのサブキャリアを用いて送信するものである。符号化回路１１は、入力データに対して畳み込み符号化あるいはターボ符号化などの誤り訂正符号化処理を行い、符号化後のデータ列をインタリーブ回路１２に出力する。インタリーブ回路１２は、バーストエラー耐力を向上するため、符号化回路１１から入力した符号化データ列のビット順序を並び替えるインタリーブ処理を行い、インタリーブ後のデータ列をマッピング回路１３に出力する。

マッピング回路１３は、インタリーブ回路１２から入力されるシリアルデータ列に対して、パラレルデータ変換及びバイポーラ変換を行う。さらに、マッピング回路１３は、バイポーラ変換後のデータをコピーして２の異なるコンスタレーションにマッピングする。マッピング回路１３の構成例を図２に示す。直並列変換回路１３１は、インタリーブ回路１２から入力されるシリアルデータをＮビットのパラレルデータａ（ｍ）、ｍ＝０〜Ｎ−１に変換する。ここで、ａ（ｍ）の取りうる値は"１"又は"０"である。なお、本実施の形態の送信装置１０では、１シンボル当たり４ビットを伝送することが可能な１６ＱＡＭによりサブキャリアを変調するため、直並列変換回路１３１は、４ビットのパラレルデータａ（０）〜ａ（３）を出力することとしている。

バイポーラ変換回路１３２は、パラレルデータａ（０）〜ａ（３）を入力して、これらをバイポーラ信号ｘ（０）〜ｘ（３）に変換する。本実施の形態での変換規則を定めた表を表１に示す。本実施の形態では、ａ（ｍ）が"０"の場合に出力信号ｘ（ｍ）を"−１"とし、ａ（ｍ）が"１"の場合に出力信号ｘ（ｍ）を"１"とする。なお、この変換規則は、後述する２キャリアマッピング回路１３３でのコンスタレーションへのマッピングが容易になるよう決定すればよく、表１と逆の変換規則を用いることも勿論可能である。

図２に戻り、２キャリアマッピング回路１３３は、２つのサブキャリアをデジタル直交変調するために、入力されたｘ（０）〜ｘ（３）に対応する変調信号の信号点を、２つの異なるコンスタレーションによって決定する。ここで、コンスタレーションとは、ＱＰＳＫや１６ＱＡＭ等のデジタル直交変調方式における同相チャネル（Ｉチャネル）と直交チャネル（Ｑチャネル）の位相及び／又は振幅の組合せを示す信号点の配置を定めたものであり、通常はＩＱ平面によって表現されるものである。

さらに、２キャリアマッピング回路１３３は、決定した変調信号ｙ（０）及びｙ（１）を出力する。ここで、２キャリアマッピング回路１３３が出力する変調信号ｙ（０）及びｙ（１）は、複素数を用いてベースバンド信号として表現される。具体的には、ＩＱ平面上の信号点を、複素数表現を用いてベースバンド信号として表現したものであり、複素数の実数部がＩチャネルに対応し、虚数部がＱチャネルに対応する。なお、変調信号は、ＱＰＳＫ変調であればサブキャリアの位相を、ＱＡＭ変調であればサブキャリアの位相及び振幅を規定するパラメータであり、後述するＩＦＦＴ回路１４及び送信回路１５において、変調信号ｙ（０）によって１のサブキャリアが変調され、ｙ（１）によってもう一方のサブキャリアが変調される。

次に、２キャリアマッピング回路１３３でのマッピングについて詳細に説明する。なお、本実施の形態の２キャリアマッピング回路１３３は、１組のパラレルのデータｘ（０）〜ｘ（３）を、１６ＱＡＭの２つの異なるコンスタレーションにマッピングし、複素ベースバンド信号である変調信号ｙ（０）及びｙ（１）を出力するものである。１組のパラレルのデータｘ（０）〜ｘ（３）と２つの変調信号ｙ（０）及びｙ（１）との対応関係は、以下の（１）式によって表現することができる。ｙ（０）及びｙ（１）を個別に表現したものが（２）式及び（３）式である。

（１）〜（３）式の１／Ａは、変調されたサブキャリアの振幅を１に規格化するための係数である。なお、この規格化係数は、マッピング回路１３より後段のＩＦＦＴ回路１４及び送信回路１５で考慮すればよいため、以降の説明では規格化係数を省略して説明する。

２キャリアマッピング回路１３３において生成される変調信号ｙ（０）及びｙ（１）のコンスタレーションを図３（ａ）及び（ｂ）に示す。図３（ａ）及び（ｂ）は、（２）式及び（３）式、あるいは表２乃至表５で表されるマッピング規則をＩＱ平面で表現したものである。図３（ａ）及び（ｂ）の各信号点の上側の添字は、各信号点に対応するバイポーラ変換前のデータａ（０）〜ａ（３）を示したものである。なお、添字の４桁は、"ａ（０）、ａ（１）、ａ（２）、ａ（３）"の順で各データを表している。例えば、添字"１１１０"が付された信号点は、ａ（０）＝１、ａ（１）＝１、ａ（２）＝１、ａ（３）＝０の組合せに対応する。

次に、バイポーラ変換回路１３２に入力されるａ（０）〜ａ（３）の値と、２キャリアマッピング回路１３３から出力されるｙ（０）及びｙ（１）の値の対応関係を表２乃至５に示す。表２は、ｙ（０）のＩチャネル２ｘ（０）＋ｘ（１）と入力データａ（０）〜ａ（１）の値との対応関係を示している。同様に、表３はｙ（０）のＱチャネル２ｘ（２）＋ｘ（３）と入力データａ（２）〜ａ（３）の値との対応関係、表４はｙ（１）のＩチャネルｘ（０）−２ｘ（１）と入力データａ（０）〜ａ（１）の値との対応関係、表５はｙ（１）のＱチャネルｘ（２）−２ｘ（３）と入力データａ（２）〜ａ（３）の値との対応関係を示している。

上述した（２）及び（３）式あるいは表２乃至５を用いることにより、データｘ（０）〜ｘ（３）に対応する変調信号ｙ（０）及びｙ（１）を決定することができる。例えば、ビット群（ａ（０），ａ（１））が（０，０）の場合、バイポーラ変換回路１３２の出力（ｘ（０），ｘ（１））は（−１，−１）となる。このため、（２）式を用いて、ｙ（０）の実数部つまりＩチャネルが−３と算出される。また、ビット群（ａ（０），ａ（１））が（０，０）の場合、バイポーラ変換回路１３２の出力（ｘ（０），ｘ（１））は（−１，−１）であり、（３）式を用いて、ｙ（１）の実数部つまりＩチャネルは１となる。

このようにして、ビット群（ａ（０），ａ（１））の値から、（２）式及び（３）式を用いて送信サブキャリアｙ（０）、ｙ（１）のＩチャネルが算出できる。これにより、後述するＩＦＦＴ回路１４及び送信回路１５によって、２つのサブキャリアのＩチャネルを１６ＱＡＭで変調することができる。

なお、このことから、雑音やフェージングによる伝送経路での歪みが無い場合は、受信側の装置において、受信したサブキャリアのＩチャネルを判定することにより、送信されたビット群（ａ（０），ａ（１））を一義的に決定することが可能である。

例えば、受信した１のサブキャリアから得られた変調信号Ｙ（０）のＩチャネルが−３である場合、ビット群（ａ（０），ａ（１））が（０，０）として決定される。同様に、受信したもう一方のサブキャリアから得られた変調信号Ｙ（１）のＩチャネルが１である場合、ビット群（ａ（０），ａ（１））が（０，０）として決定される。すなわち、２つのサブキャリアから得られる変調信号Ｙ（０）のＩチャネル及びＹ（１）のＩチャネルを用いて、同一のビット群（ａ（０），ａ（１））の判定を２重化することができる。これは、他のビット群（ａ（２），ａ（３））の判定についても同様である。このように、同一のデータを複数のサブキャリアで送信することにより、ビット判定の信頼性を向上することができる。

なお、上述した２キャリアマッピング回路１３３の機能は、ハードウェアで実現することも、ソフトウェアで実現することも可能である。ソフトウェアによる場合は、例えば、表２乃至５に示す入力バイポーラ信号ｘ（０）〜ｘ（３）と変調信号ｙ（０）及びｙ（１）のＩチャネル及びＱチャネルとの対応規則を保持し、入力データの組合せに対応する値を出力することとしてもよいし、入力値を用いた算術演算によって出力値を決定することとしてもよい。

次に、図１に戻って、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）回路１４と送信回路１５の動作について説明する。ＩＦＦＴ回路１４は、マッピング回路１３から２つの変調信号ｙ（０）及びｙ（１）を入力する。なお、説明容易化のために、２つのサブキャリアの変調に特化して説明しているが、ＩＦＦＴ回路１４は、他のサブキャリアの位相を規定する変調信号も同様に入力されるものである。ＩＦＦＴ回路１４は、入力された変調信号ｙ（０）、ｙ（１）等によって規定される位相及び振幅のパラメータに基づいて、離散フーリエ変換によって各サブキャリアを合成し、時間軸上での離散的な信号変化の情報を出力する。さらに、ＩＦＦＴ回路１４は、サブキャリアを合成したキャリアの同相成分（Ｉチャネル）と直交成分（Ｑチャネル）２つの出力を時間軸に沿ってシリアルデータ化し、これらを送信回路１５に出力する。

送信回路１５は、受信側での伝送路推定に使用するパイロット信号の付与、シンボル間干渉を防止するガードインタバルの挿入等を行った後、Ｄ／Ａ変換、ＲＦ変調を行ってアンテナ１６に出力する。

上述したように、送信装置１０は、同一の送信データに２つの異なるコンスタレーションを適用し、第１のサブキャリアと及び第２のサブキャリアを用いて送信信号を生成する。複数のサブキャリアのうちの一部のサブキャリアの品質が雑音やフェージングなどにより伝送経路で劣化しても、他のサブキャリアの品質が劣化しない可能性が高いため、雑音やフェージングに強い変調信号を伝送経路に対して送信することができる。

次に本発明の復調装置の構成について、図４を参照して詳細に説明する。図４は、本実施の形態の復調装置２０を示す回路ブロック図であり、図１に示す本発明の送信装置１０から送信される送信サブキャリアを受信するアンテナ２１と、アンテナ２１からのＲＦ信号を増幅し、ＩＦ信号に周波数変換するチューナ２２と、ＩＦ信号を離散的なデジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバータ２３と、２相のキャリア信号を用いてデジタル化されたＩＦ信号を直交復調するデジタル直交復調回路２４と、デジタル直交復調回路２４によって分離されたキャリアのＩチャネルとＱチャネルの信号をＦＦＴ( Fast Fourier Transform )演算する高速フーリエ変換（ＦＦＴ）回路２５とを有する。

さらに本発明の第１の実施の形態の復調装置は、伝送路におけるマルチパス・フェージングの影響などを補正するイコライザ２６と、イコライザ２６により振幅及び位相が歪み補正された信号を、ＱＰＳＫ復調、１６ＱＡＭ復調などによりサブキャリア毎に復調してデータの復号を行うデマッピング回路２７と、デインタリーブ回路２８と、ビタビ復号やリード・ソロモン符号を用いたエラー訂正を行うエラー訂正回路２９と、ＦＦＴ回路２５からの出力信号の品質評価、又は受信信号に多重化等された制御信号の抽出を行う受信信号評価回路３０とを備えている。

次に図４に示す復調装置２０の動作について説明する。チューナ２２はアンテナ２１からのＲＦ信号を増幅し、ＩＦ信号に周波数変換してＡ／Ｄコンバータ２３に出力する。Ａ／Ｄコンバータ２３は、チューナ２２から出力されたＩＦ信号を、離散的なデジタル信号に変換する。

デジタル直交復調回路２４は、デジタル化されたＩＦ信号を２相のキャリア信号を用いて直交復調し、ベースバンドＯＦＤＭ信号を生成してＦＦＴ回路２５に出力する。このベースバンドＯＦＤＭ信号は時間方向の信号であり、複素数表現を用いた場合に実数部にあたる同相成分（Ｉチャネル）と虚数部にあたる直交成分（Ｑチャネル）とからなる複素信号である。

ＦＦＴ回路２５は、デジタル直交復調回路２４から出力されたベースバンドＯＦＤＭ信号を入力して離散フーリエ変換を行い、ＩチャネルとＱチャネルとからなる周波数方向の信号を生成する。図１に示す送信装置１０からの送信サブキャリアが１６ＱＡＭで変調されている場合、ＦＦＴ回路２５が生成する信号は１６ＱＡＭ方式で直交振幅変調された信号である。

イコライザ２６は、伝送路におけるマルチパス・フェージングの影響などを補正し、補正した複素信号をデマッピング回路６７に出力する。具体的には、ＦＦＴ演算されて抽出された各サブキャリアの位相及び振幅を、受信したパイロット信号及び／又は各サブキャリアが送信するデータフレーム中の既知のシンボルで構成されるパイロットデータの位相及び振幅を基準として補正する。すなわち位相等化と振幅等化とを行う。

受信信号評価回路３０は、ＦＦＴ回路２５からの出力信号の品質評価、又は受信信号に多重化された制御信号の抽出を行う。品質評価の一例を以下に示す。受信信号の信号対雑音比Ｓ／Ｎを用いて品質評価する方法が考えられる。例えば、ベクトルＳを理想的な信号ベクトルし、ベクトルＳ'を実際に受信した受信ベクトルとすると、雑音ベクトルＮはＮ＝Ｓ'−Ｓとなる。このとき、Ｓ／Ｎは、以下の（４）式で表すことができる。ここで、Ａは定数である。（４）式を用いて、受信信号の品質を評価することができる。

受信信号評価回路３０は、送信装置１０から送信される２つの送信サブキャリアに対応する受信サブキャリアのＳ／Ｎを算出し、周波数が離れた２つの受信サブキャリアのＳ／Ｎの大小を考慮し、どちらの受信サブキャリアを用いて復調するかを決定する。すなわち、受信信号評価回路３０は、周波数が離れた２つの受信サブキャリアのＳ／Ｎの差あるいは比率が大きい場合は、Ｓ／Ｎが良好な受信サブキャリアを選択して復調するようにデマッピング回路２７を制御し、２つの受信サブキャリアのＳ／Ｎが同等である場合は、両方の受信サブキャリアを用いて復調するようにデマッピング回路２７を制御する。

またＳ／Ｎ以外によって各サブキャリアの受信品質を評価する方法もある。例えば、単純に受信したサブキャリアの受信電力が大きいほど受信品質が良好として判断し、良好な品質のサブキャリアを用いて復調するようにデマッピング回路２７を制御する方法もある。

また、デマッピング回路２７の動作を制御する他の方法には、図１に示す送信装置１０あるいは他の装置から、通信環境に関する情報を送信信号に多重化して送信し、受信信号評価回路３０においてこの情報を解読し、解読した信号をデマッピング回路２７に出力する方法がある。例えば、特定の時間帯に干渉が多い、あるいは少ないなどの状況が予め分かっている場合、干渉に関する情報を送信信号に多重化して送ることとすればよい。この場合、受信信号評価回路３０は、干渉の発生時間の情報を解読してデマッピング回路２７に出力し、デマッピング回路２７は、干渉の程度に応じて、６４ＱＡＭ復調、１６ＱＡＭ復調、ＱＰＳＫ復調の順などで１シンボル当たりの多値化の程度を小さくなる方向で復調方式を選択し、復調データの品質低下を防ぐことができる。なお、通信環境に関する情報を復調装置２０に入力する方法は、上述した送信装置１０等の送信信号に多重化する方法に限られない。例えば、他の独立した伝送路を介して復調装置２０に入力してもよいし、ユーザーが直接設定することとしてもよい。また、通信環境に関する情報としてではなく、デマッピング回路２７の復調方式の選択切り替えを指示する制御信号を入力することとしてもよい。

図４に戻って説明を続けると、デマッピング回路２７は受信信号評価回路３０からの出力信号を参照して、イコライザ２６により振幅及び位相の歪みを補正した信号を、ＱＰＳＫ復調、１６ＱＡＭ復調など異なる復調方式により復調し、復調信号の信号品質が最良となるような復調方式でデータの復号を行う。

次にデマッピング回路２７の詳細について説明する。図５は本実施の形態にかかるデマッピング回路２７を示す回路ブロック図である。第１復調回路２７０は、第１の受信サブキャリアの位相・振幅を示す第１の変調信号Ｙ（０）を入力して復調し、４ビットの復調データＸ（０）〜Ｘ（３）を復調方法選択部２７３に出力する。同様に、第２復調回路２７１は、第２の受信サブキャリアの位相・振幅を示す第２の変調信号Ｙ（１）を入力して復調し、４ビットの復調データＸ（０）〜Ｘ（３）を復調方法選択部２７３に出力する。また、第３復調回路２７２は、第１の変調信号Ｙ（０）と第２の変調信号Ｙ（１）の両方を入力してこれらを合成し、合成した信号を用いて４ビットの復調データＸ（０）〜Ｘ（３）を復調方法選択部２７３に出力する。

復調方法選択部２７３は、受信信号評価回路３０から出力された出力信号を入力し、この出力信号に応じて、第１復調回路２７０、第２復調回路２７１又は第３復調回路２７２のいずれかの復調データを選択して、デインタリーブ回路２８に４ビットの復調データＸ（０）〜Ｘ（３）を出力する。

なお、復調方法選択部２７３は、受信信号評価回路３０から先に説明した通信環境に関する情報を解読した信号が送られてきた場合、この信号を基にして上述した３つの復調方式で復調した出力データのいずれかを選択する。

また、復調方法選択部２７３は、受信信号評価回路３０から受信サブキャリアのＳ／Ｎが出力された場合については、これを評価して上述した３つの復調方式で復調した出力データのいずれかを選択する。この場合の具体的な動作については後述する。

なお上記において、デマッピング回路２７は、第１乃至第３復調回路のうち、選択した復調回路のみを動作させ、選択しなかった復調回路の動作を停止するようにして、消費電力を低減するようにしても良い。

デマッピング回路２７が備えるユニポーラ変換回路２７４は、バイポーラ信号Ｘ（０）〜Ｘ（３）をユニポーラ信号Ａ（０）〜Ａ（３）に変換する。また、並直列変換回路２７５は、パラレルデータであるＡ（０）〜Ａ（３）をシリアルデータに変換し、デインタリーブ回路２８に出力する。

図６は本実施の形態にかかるデマッピング回路２７のより具体的な構成例を示す回路ブロック図である。ここで、１６ＱＡＭ復調回路２７６及び２７７は、それぞれ第１復調回路２７０及び第２復調回路２７１に対応する。また、ＱＰＳＫ復調部２７８は、第３復調回路２７２に対応する。

１６ＱＡＭ復調回路２７６は、第１の受信サブキャリアの位相・振幅を示す第１の変調信号Ｙ（０）を入力して１６ＱＡＭ復調を行い、４ビットの復調データＸ（０）〜Ｘ（３）を復調方法選択部２７９に出力する。１６ＱＡＭ復調回路２７７は、第２の受信サブキャリアの位相・振幅を示す第２の変調信号Ｙ（１）を入力して１６ＱＡＭ復調を行い、４ビットの復調データＸ（０）〜Ｘ（３）を復調方法選択部２７９に出力する。また、ＱＰＳＫ復調回路２７８は、第１の変調信号Ｙ（０）と第２の変調信号Ｙ（１）の両方を入力してこれらを合成し、合成した信号をＱＰＳＫ復調し、４ビットの復調データＸ（０）〜Ｘ（３）を復調方法選択部２７９に出力する。

復調方法選択部２７９は、受信信号評価回路３０から出力された第１の受信サブキャリアに対する第１のＳ／Ｎ値と、第２の受信サブキャリアに対する第２のＳ／Ｎ値とを入力する。復調方法選択部２７９は、これら２つのＳ／Ｎ値の差あるいは比が入力された判定閾値よりも大きい場合、２つのＳ／ＮのうちのＳ／Ｎが良好な一方の信号を復調して得られた復調データを選択する。例えば、第１のＳ／Ｎ値が第２のＳ／Ｎ値に比べて良好である場合は、１６ＱＡＭ復調回路２７６からの復調データを選択する。このような処理方法により、周波数が離れた複数のサブキャリアに変調されたデータを、良好な品質で復調することができる。

すなわち、第１の受信サブキャリアと第２の受信サブキャリアは周波数的に離れており、同時に信号品質が劣化することは少ないという特性を用いて、Ｓ／Ｎが良好な受信サブキャリアを用いて復調することにより、本実施の形態にかかるデマッピング回路２７は、受信品質の高い復調を行うことができる。

一方、第１のＳ／Ｎ値と第２のＳ／Ｎ値との差あるいは比が入力された判定閾値と等しいかこれより小さい場合、復調方法選択部２７９はＱＰＳＫ復調回路２７８からの復調データを選択する。すなわち、両方の受信サブキャリアを合成し、１６ＱＡＭ復調方式に比べてＳ／Ｎ悪化の影響が小さい復調方式であるＱＰＳＫ復調方式を用いて復調する。これにより、本実施の形態にかかる復調装置２０は、２つの受信サブキャリアに同程度の品質劣化が生じている場合に、復調品質の低下を抑制して良好な復調が可能である。

続いて、１６ＱＡＭ復調回路２７６及び２７７並びにＱＰＳＫ復調回路２７８による復調処理の詳細について順に説明する。図７は、１６ＱＡＭ復調回路２７６を示す回路ブロック図である。第１軟判定回路３０１Ａは、第１の変調信号Ｙ（０）のＩチャネルを入力し、図１０に示すバイポーラ信号の判定確度を用いて、復調データＸ（０）の符号判定を行う。

表２に示したように、ｙ（０）のＩチャネルが−３、−１、１、３の順に変化すると、ｘ（０）は−１、−１、１、１の順に変化することが分かる。この関係を、ｙ（０）のＩチャネルを横軸とし、ｘ（０）を縦軸としてグラフ化すると図１３のようになる。雑音や歪みが全くない理想的な状況の場合、受信したサブキャリアの変調信号Ｙ（０）のＩチャネルが白丸で示した位置に配置される。このため、直ちに復調データＸ（０）が１か−１かを判定することができる。しかし、現実の伝送経路では雑音や干渉などの影響を受けてサブキャリアの位相が変化するため、受信したサブキャリアの変調信号Ｙ（０）のＩチャネルが図１３の白丸の位置に必ずしも配置されない。このため、図１０のような軟判定条件を設定して、Ｙ（０）から復調データＸ（０）を決定する。

図１０に関してさらに説明を続けると、第１の変調信号Ｙ（０）のＩチャネルが０から１に向かって大きくなるに従って、復調データが１である確度は大きくなる。入力データ、すなわち第１の変調信号Ｙ（０）のＩチャネルが所定値よりも大きくなると、復調データが１である確度は一定値１となる。また、入力データが０から−１方向に小さくなると、復調データが−１である確度は大きくなる。このように入力データと復調データが１あるいは−１である相関関係を用いて入力データの軟判定を行い、入力データすなわち変調信号Ｙ（０）のＩチャネルから復調データＸ（０）を確定する。

なお、図１０では、入力が｜ｌｉｍｘ＿ｍ１｜以上の領域で判定確度が１あるいは−１となるように設定している。ｌｉｍｘ＿ｍ１は伝送経路の特性や要求される受信特性などにより設定される閾値であり、後述する図１１、図１２のｌｉｍｘ＿ｍ２及びｌｉｍｘ＿ｍ３についても同様である。

第２軟判定回路３０２Ａは、第１の変調信号Ｙ（０）のＩチャネルを入力し、図１１に示すバイポーラ信号の判定確度を用いて、復調データＸ（１）の符号判定を行う。

表２に示したように、ｙ（０）のＩチャネルが−３、−１、１、３の順に変化すると、ｘ（１）は−１、１、−１、１の順に変化することが分かる。この関係を、ｙ（０）のＩチャネルを横軸とし、ｘ（１）を縦軸としてグラフ化すると図１４のようになる。雑音や歪みが全くない理想的な状況の場合、受信したサブキャリアの変調信号Ｙ（０）のＩチャネルが白丸で示した位置に配置される。このため、直ちに復調データＸ（１）が１か−１かを判定することができる。しかし、現実の伝送経路では雑音や干渉などの影響を受けてサブキャリアの位相が変化するため、受信したサブキャリアの変調信号Ｙ（０）のＩチャネルが図１４の白丸の位置に必ずしも配置されない。このため、図１１のような軟判定条件を設定して、Ｙ（０）から復調データＸ（１）を決定する。

第１軟判定回路３０１Ｂ及び第２軟判定回路３０２Ｂの動作は、それぞれ第１軟判定回路３０１Ａ又は第２軟判定回路３０２Ａと同様である。第１軟判定回路３０１Ｂは、図１０の判定確度によってＹ（０）のＱチャネルから復調データＸ（２）を判定する。第２軟判定回路３０２Ｂは、図１１の判定確度によってＹ（０）のＱチャネルから復調データＸ（３）を判定する。

このようにして、本実施の形態にかかる１６ＱＡＭ復調回路２７６は、第１の変調信号Ｙ（０）のＩチャネルとＱチャネルに対して、図１０及び図１１の判定確度を用いて入力データの軟判定を行い、入力データすなわち第１の変調信号Ｙ（０）のＩチャネルとＱチャネルに対応した４ビットの復調データＸ（０）〜Ｘ（３）を確定する。

図８は、１６ＱＡＭ復調回路２７７を示す回路ブロック図である。第２軟判定回路３０２Ｃは、第２の変調信号Ｙ（１）のＩチャネルから復調データＸ（０）を判定する。第１軟判定回路３０１Ｃは、第２の変調信号Ｙ（１）のＩチャネルから復調データＸ（１）を判定する。第２軟判定回路３０２Ｄは、第２の変調信号Ｙ（１）のＱチャネルから復調データＸ（２）を判定する。第１軟判定回路３０１Ｄは、第２の変調信号Ｙ（１）のＱチャネルから復調データＸ（３）を判定する。第１軟判定回路３０１Ｃ及び３０１Ｄの動作は、上述した第１軟判定回路３０１Ａと同様である。また、第２軟判定回路３０２Ｃ及び３０２Ｄの動作は、上述した第２軟判定回路３０２Ａと同様である。

なお、表４に示したように、ｙ（１）のＩチャネルが−３、−１、１、３の順に変化すると、ｘ（１）は１、１、−１、−１の順に変化する。この関係は、ちょうど図１３と極性が判定した関係である。このため、乗算回路３０３Ａは、図１３に示す相関関係と同じ関係に変換して判定処理を行うために設けている。乗算回路３０３Ｂも同様の理由により設けたものである。

このようにして、本実施の形態にかかる１６ＱＡＭ復調回路２７７は、第２の変調信号Ｙ（１）のＩチャネルとＱチャネルに対して、図１０及び図１１の判定確度を用いて入力データの軟判定を行い、入力データすなわち第２の変調信号Ｙ（１）のＩチャネルとＱチャネルに対応した４ビットの復調データＸ（０）〜Ｘ（３）を確定する。

次に図９を参照して、本実施の形態にかかるＱＰＳＫ復調回路２７８について説明する。図９は、ＱＰＳＫ復調回路２７８を示す回路ブロック図である。ＱＰＳＫ復調回路２７８は、第１の変調信号Ｙ（０）のＩチャネルと第２の変調信号Ｙ（１）のＩチャネルとを入力し、これらの入力に対して下記の（５）式に示す演算を行って、演算結果の実数部をｒｅ／ｏｕｔ端子から出力し、演算結果の虚数部をｉｍ／ｏｕｔ端子から出力する位相回転部３０４と、第１の変調信号Ｙ（０）のＱチャネルと第２の変調信号Ｙ（１）のＱチャネルとを入力し、これらの入力に対して下記の（６）式に示す演算を行って、演算結果の実数部をｒｅ／ｏｕｔ端子から出力し、演算結果の虚数部をｉｍ／ｏｕｔ端子から出力する位相回転部３０５とを有している。（５）式及び（６）式において、Ｙ_Ｉ（０）はＹ（０）のＩチャネル、Ｙ_Ｉ（１）はＹ（１）のＩチャネル、Ｙ_Ｑ（０）はＹ（０）のＱチャネル、Ｙ_Ｑ（１）はＹ（１）のＱチャネルを表している。

（５）式から分かるように、位相回転部３０４は、第１の変調信号Ｙ（０）のＩチャネルを実数部とし、第２の変調信号Ｙ（１）のＩチャネルを虚数部とする複素デジタル信号Ｙ_Ｉ（０）＋ｊＹ_Ｉ（１）に対して位相を回転する操作を行うものである。また、（６）式から分かるように、位相回転部３０５は、第１の変調信号Ｙ（０）のＱチャネルを実数部とし、第２の変調信号Ｙ（１）のＱチャネルを虚数部とする複素デジタル信号Ｙ_Ｑ（０）＋ｊＹ_Ｑ（１）に対して位相を回転する操作を行うものである。

さらに、ＱＰＳＫ復調回路２７８は、位相回転部３０４のｒｅ／ｏｕｔ端子から出力される信号を入力し、図１２に示す入力信号と判定確度の関係を用いて入力データの軟判定を行い、入力データに対応した復調データＸ（０）を確定する第３軟判定回路３０６Ａと、位相回転部３０４のｉｍ／ｏｕｔ端子から出力される信号に対して−１を乗算する乗算回路３０３Ｃと、乗算回路３０３Ｃの出力を入力し、図１２に示す入力信号と判定確度の関係を用いて入力データの軟判定を行い、入力データに対応した復調データＸ（１）を確定する第３軟判定回路３０６Ｂとを有している。

またさらに、ＱＰＳＫ復調回路２７８は、位相回転部３０５のｒｅ／ｏｕｔ端子から出力される信号を入力し、図１２に示す入力信号と判定確度の関係を用いて入力データの軟判定を行い、入力データに対応した復調データＸ（２）を確定する第３軟判定回路３０６Ｃと、位相回転部３０５のｉｍ／ｏｕｔ端子から出力される信号に対して−１を乗算する乗算回路３０３Ｄと、乗算回路３０３Ｄの出力を入力し、図１２に示す入力信号と判定確度の関係を用いて入力データの軟判定を行い、入力データに対応した復調データＸ（３）を確定する第３軟判定回路３０６Ｄとを有している。

次に図１５乃至図１７を参照して、ＱＰＳＫ復調回路２７８の動作について具体的に説明する。表２及び表４から、ｘ（０）及びｘ（１）と変調信号ｙ（０）のＩチャネル及びｙ（１）のＩチャネルとの関係を表及び図に表すと、表６及び図１５のようになる。図１５は、ｙ（０）のＩチャネルを横軸、ｙ（１）のＩチャネルを縦軸として、（ｘ（０）、ｘ（１））を座標とする位相点Ａ〜Ｄをプロットしている。図のように、位相点Ａ〜Ｄは、第１象限〜第４象限のそれぞれに対して一点ごと配置される。

同様に、表３及び表５から、ｘ（２）及びｘ（３）と変調信号ｙ（０）のＱチャネル及びｙ（５０）のＱチャネルとの関係を表及び図に表すと、表７及び図１６のようになる。図１６は、ｙ（０）のＱチャネルを横軸、ｙ（１）のＱチャネルを縦軸として、（ｘ（２）、ｘ（３））を座標とする位相点Ｅ〜Ｈをプロットしている。図のように、位相点Ｅ〜Ｈは、第１象限〜第４象限のそれぞれに対して一点ごと配置される。

図１５から分かるように、Ａ点〜Ｄ点が、図１５の原点を中心に、π／２ラジアンずつ回転した位置関係にあり、原点からの距離が等距離である。このため、適当な回転操作を行うことにより、ｙ（０）のＩチャネルの位相に１ビット情報ｘ（０）、もう一方のｙ（１）のＩチャネルの位相に１ビット情報ｘ（１）がマッピングされているとみなすことができる。つまり、２つの変調信号ｙ（０）及びｙ（１）のＩチャネル２本の位相に着目するとＱＰＳＫ信号とみなして復調を行うことが可能である。

同様に、図１６から分かるように、Ｅ点〜Ｈ点が、図１６の原点を中心に、π／２ラジアンずつ回転した位置関係にあり、原点からの距離が等距離である。このため、適当な回転操作を行うことにより、ｙ（０）のＱチャネルの位相に１ビット情報ｘ（２）、もう一方のｙ（１）のＱチャネルの位相に１ビット情報ｘ（３）がマッピングされているとみなすことができる。つまり、２つの変調信号ｙ（０）及びｙ（１）のＱチャネル２本の位相に着目するとＱＰＳＫ信号とみなして復調を行うことが可能である。

このように、本実施の形態にかかる復調装置２０は、１６ＱＡＭ変調されたサブキャリアごとに、４ビットデータを推定するだけではない。これに加えて、１６ＱＡＭ変調された２つのサブキャリアのＩチャネル２本の位相に着目して２ビットデータをＱＰＳＫ復調によって復調し、Ｑチャネル２本の位相に着目して２ビットデータをＱＰＳＫ復調によって復調するものである。上述したように、ＱＰＳＫ復調は、１６ＱＡＭ復調に比べてＳ／Ｎ悪化の影響が小さい復調方式である。

このため、本実施の形態にかかる復調装置２０は、ダイバーシチ受信した２つのサブキャリアを最大比合成や等利得合成によって合成し、１６ＱＡＭにより４ビットデータを復調する従来の復調装置や、単純に２つのサブキャリアのうちから一方を選択して１６ＱＡＭにより４ビットデータを復調する従来の復調装置に比べて、復調品質の低下を抑制して良好な復調を行うことが可能である。特に、受信した２つのサブキャリアに同程度の品質劣化が生じている場合に、復調品質の低下を抑制して良好な復調を行うことが可能である。

なお、上述したように、本実施の形態にかかる復調装置は、受信サブキャリアのＳ／Ｎを比較する等により、通信品質に応じて適応的に復調方式の切り替えを行うことができる。これにより、複数の受信サブキャリア間で品質に差があった場合は、品質が悪い方の受信サブキャリアを除いて復調し、複数の受信サブキャリア間で品質に差が無い場合は、複数の受信サブキャリアを用いて復調することにより、伝送経路の途中で送信信号が劣化する場合および劣化しない場合の両方において、良好な復調信号を得ることができる。

さらに、本実施の形態にかかる復調装置は、外部からの制御信号により複数の復調方式を適応的に切り替え制御することができる。このため、通信環境に応じて迅速に最適な復調方式を選択して復調することができる。

また、従来の周波数ダイバーシチを行うマルチキャリア通信では、送信側においてサブキャリアの変調方式を切り替えるか、複数のサブキャリアに異なる変調方式を適用しなければ、受信側の変調方式を切り替えることは困難である。このため、送信側の変調回路の冗長化による回路規模の増加や、送信側と受信側で変復調方式を統一するために制御情報を送信する必要があるために制御機構が複雑化する等の問題があった。

これに対して、本発明の復調装置は、送信側での変調方式の変更又は１シンボル当たりのデータ数が異なる複数のデジタル変調方式を用いたデータ送信を必要とせず、受信側のみの判断で適応的に復調方式を選択することができる。このため、上記の問題を解消できる。

このように、本発明の復調装置は、送信側の変調方式の１シンボル当たりのデータ数よりも１シンボル当たりのデータ数が少ない復調方式を受信側において選択することを可能とし、Ｓ／Ｎの面からより有利な復調方法により復調することができる点が特徴である。また、送信側での変調方式の変更又は１シンボル当たりのデータ数が異なる複数のデジタル変調方式を用いたデータ送信を必要としない点も特徴である。

なお、図１５及び図１６の位相点Ａ〜Ｄ及びＥ〜Ｈは、位相が変化する座標軸から等距離になく、復調時には雑音等の影響によって位相が回転することにより、符号誤りを生じやすい。また、座標軸上に位置していないために、デマッピング処理が煩雑となる。このため、本実施の形態にかかるＱＰＳＫ復調回路２７８は、位相回転部３０４によって位相点Ａ〜Ｄをａｒｃｔａｎ（３）−π／４だけ回転することとしている。この回転操作によって、図１７に示すように、位相点Ａ〜Ｄは、ｙ（０）のＩチャネルである横軸とπ／４の角度をなす直線１７１と、直線１７１と直交する直線１７２上に配置される。

位相回転部３０４の回転操作について補足する。位相点Ａと横軸とのなす角度はａｒｃｔａｎ（３）であり、直線１７１と横軸とのなす角度はπ／４であるので、位相点Ａを直線１７１上に配置するためには、ａｒｃｔａｎ（３）−π／４だけ回転すれば良いことがわかる。他の位相点も同一角度だけ回転すると直線１７１，１７２上に移動する。なお、（５）式のＹ_Ｉ（０）＋ｊＹ_Ｉ（１）は、Y（０）のＩチャネルとY（１）のＩチャネルとからなる複素平面上の点を表し、この複素平面上の点に（５）式の回転操作を表す指数関数部分exp{-j(arctan(3)-π/4)}を乗算することにより、Y（０）のＩチャネルとY（１）のＩチャネルとからなる複素平面上の点に対して上記の回転処理を行うことができる。

このような回転操作を行うことにより、回転後の位相点Ａ〜Ｄの位置は、Y（０）のＩチャネルとY（１）のＩチャネルを座標軸とする２次元空間を用いて、１と−１とで表現することができるので、図９，１０で説明した軟判定処理と同様な簡明な判定処理を行うことができる。

上記と同様に、位相回転部３０５で位相点Ｅ〜Ｈを回転させ、各位相点が縦軸及び横軸から等距離となる位置に配置されるように処理している。

その他の実施の形態．
発明の実施の形態１のデマッピング回路２７の構成は一例である。例えば、第１復調回路２７０、第２復調回路２７１及び第３復調回路２７３では、直接ユニポーラ信号Ａ（０）〜Ａ（３）を判定し、ユニポーラ変換回路２７４を省略することとしても良い。また、デマッピング回路２７は、並直列変換を行わず、パラレルデータのままデインタリーブ回路２８に出力しても良い。

復調装置２０が採用する復調方式の組合せは、発明の実施の形態１に説明した１６ＱＡＭとＱＰＳＫに限られない。例えば、第１復調回路２７０及び第２復調回路２７１は１６ＱＡＭ復調を行い、第３復調回路２７３はπ／４シフトＱＰＳＫ復調を行うことが可能である。また、（１）ＱＰＳＫ変調され、２本のサブキャリアで送信された信号を第１復調回路２７０及び第２復調回路２７１はＱＰＳＫ復調し、第３復調回路２７３はＢＰＳＫ復調すること、（２）６４ＱＡＭ変調され、２本のサブキャリアで送信された信号を第１復調回路２７０及び第２復調回路２７１は６４ＱＡＭ復調し、第３復調回路２７３は８ＱＡＭ復調すること、（３）２５６ＱＡＭ変調され、２本のサブキャリアで送信された信号を第１復調回路２７０及び第２復調回路２７１は２５６ＱＡＭ復調し、第３復調回路２７３は１６ＱＡＭ復調すること等が可能である。

復調装置２０が備える機能の一部をソフトウェアにより実現することとしても良い。例えば、第１復調回路２７０、第２復調回路２７１及び第３復調回路２７３における復調データの判定処理や、位相回転処理等はソフトウェアにより容易に実現することができる。

上述した発明の実施の形態では、説明容易化のために、２つのサブキャリアの変復調に特化して説明した。しかし、ＯＦＤＭ等のマルチキャリア伝送方式に本発明を適用する場合は、復調装置２０を他のサブキャリアも合わせて受信するよう拡張することは、当業者にとって容易である。

本発明の送信装置を示すブロック図である。 本発明のマッピング回路を示すブロック図である。 本発明のマッピング回路に適用するマッピング・コンスタレーションを示す図である。 本発明の復調装置を示すブロック図である。 本発明のデマッピング回路を示すブロック図である。 本発明のデマッピング回路を示すブロック図である。 本発明のＱＡＭ復調回路を示すブロック図である。 本発明のＱＡＭ復調回路を示すブロック図である。 本発明のＱＰＳＫ復調回路を示すブロック図である。 本発明の軟判定処理を説明するための図である。 本発明の軟判定処理を説明するための図である。 本発明の軟判定処理を説明するための図である。 本発明の軟判定処理を説明するための図である。 本発明の軟判定処理を説明するための図である。 本発明のＱＰＳＫ復調回路の動作を説明するための図である。 本発明のＱＰＳＫ復調回路の動作を説明するための図である。 本発明のＱＰＳＫ復調回路が行う回転操作を説明するための図である。

符号の説明

１０ 送信装置
１１ 符号化回路
１２ インタリーブ回路
１３ マッピング回路
１４ 逆高速フーリエ変換（IＦＦＴ）回路
１５ 送信回路
１６ アンテナ
１３１ 直並列変換回路
１３２ バイポーラ変換回路
１３３ ２キャリアマッピング回路
２０ 復調装置
２１ アンテナ
２２ チューナ
２３ Ａ／Ｄコンバータ
２４ デジタル直交復調回路
２５ 高速フーリエ変換（ＦＦＴ）回路
２６ イコライザ
２７ デマッピング回路
２８ インタリーブ回路
２９ エラー訂正回路
３０ 受信信号評価回路
２７０ 第１復調回路
２７１ 第２復調回路
２７２ 第３復調回路
２７３、２７９ 復調方法選択部
２７４ ユニポーラ変換回路
２７５ 並直列変換回路
２７６、２７７ １６ＱＡＭ復調部
２７８ ＱＰＳＫ復調部
３０１Ａ〜３０１Ｄ 第１軟判定回路
３０２Ａ〜３０２Ｄ 第２軟判定回路
３０３Ａ〜３０３Ｄ 乗算回路
３０４、３０５ 位相回転部
３０６Ａ〜３０６Ｄ 第３軟判定回路

Claims (23)

1. 所定の周波数帯域を有する第１の受信サブキャリアを入力し、この第１の受信サブキャリアを第１の復調方法により復調する第１の復調部と、
   前記所定の周波数帯域と周波数帯域が異なる第２の受信サブキャリアを入力し、この第２の受信サブキャリアを第２の復調方法により復調する第２の復調部と、
   前記第１の受信サブキャリアと前記第２の受信サブキャリアとを入力し、前記第１の受信サブキャリアと前記第２の受信サブキャリアを合成して得られる複数の合成サブキャリアを、前記第１の復調方法及び前記第２の復調方法と異なる第３の復調方法によって復調する第３の復調部と、
   前記第１の復調部乃至前記第３の復調部のいずれかの復調データを選択して出力する選択部と、を有する復調装置。
2. １の前記合成サブキャリアの１シンボルから前記第３の復調方法によって復調するビット数は、前記第１の受信サブキャリア及び前記第２の受信サブキャリアの１シンボルから前記第１の復調方法又は前記第２の復調方法によって復調するビット数より小さい請求項１記載の復調装置。
3. 前記第１の受信サブキャリアの１シンボルから前記第１の復調方法によって復調するビット数は、前記第２の受信サブキャリアの１シンボルから前記第２の復調方法によって復調するビット数と等しい請求項２記載の復調装置。
4. 前記第１及び前記第２の復調部はＱＡＭ復調を行うＱＡＭ復調部であり、前記第３の復調部は、ＱＰＳＫ復調を行うＱＰＳＫ復調部、π／４シフトＱＰＳＫ復調を行うπ／４シフトＱＰＳＫ復調部、またはＢＰＳＫ復調を行うＢＰＳＫ復調部のいずれかである請求項１記載の復調装置。
5. 前記選択部は、前記第１の受信サブキャリア又は前記第２の受信サブキャリアの品質情報に基づいて、前記第１の復調部乃至前記第３の復調部のいずれかの復調データを選択して出力する請求項１記載の復調装置。
6. 前記選択部は、前記第１の受信サブキャリアの信号対雑音比と前記第２の受信サブキャリアの信号対雑音比との差または比が所定値よりも大きい場合は、前記第１又は前記第２の復調部からの復調データのうち、信号対雑音比が大きい方の前記受信キャリアを復調した復調データを選択し、前記差又は前記比が前記所定値よりも小さいか等しい場合は、前記第３の復調部からの復調データを選択する請求項１記載の復調装置。
7. 前記選択部は、前記第１の受信サブキャリアの受信電力と前記第２の受信サブキャリアの受信電力との差または比が所定値よりも大きい場合は、前記第１又は前記第２の復調部からの復調データのうち、受信電力が大きい方の前記受信キャリアを復調した復調データを選択し、前記差又は前記比が前記所定値よりも小さいか等しい場合は、前記第３の復調部からの復調データを選択する請求項１記載の復調装置。
8. 前記選択部は、前記第１の受信サブキャリア又は前記第２の受信サブキャリアに重畳された制御信号により、前記第１の復調部乃至前記第３の復調部のいずれかの復調データを選択して出力する請求項１記載の復調装置。
9. 前記第１の復調部は１６ＱＡＭ復調を行う復調部であり、
   前記第１の受信サブキャリアの同相チャネルを第１の軟判定により復号し、第１の復調データとして出力する第１の軟判定部と、
   前記第１の受信サブキャリアの同相チャネルを第２の軟判定により復号し、第２の復調データとして出力する第２の軟判定部と、
   前記第１の受信サブキャリアの同相チャネルと直交する直交チャネルを前記第１の軟判定と同一の軟判定により復号し、第３の復調データとして出力する第３の軟判定部と、
   前記第１の受信サブキャリアの直交チャネルを前記第２の軟判定と同一の軟判定により復号し、第４の復調データとして出力する第４の軟判定部と、
   を備える請求項１記載の復調装置。
10. 前記第２の復調部は１６ＱＡＭ復調を行う復調部であり、
    前記第２の受信サブキャリアの同相チャネルを前記第２の軟判定と同一の軟判定により復号し、第５の復調データとして出力する第５の軟判定部と、
    前記第２の受信サブキャリアの同相チャネルの信号に−１を乗算した値を前記第１の軟判定と同一の軟判定により復号し、第６の復調データとして出力する第６の軟判定部と、
    前記第２の受信サブキャリアの同相チャネルと直交する直交チャネルを前記第２の軟判定と同一の軟判定により復号し、第７の復調データとして出力する第７の軟判定部と、
    前記前記第２の受信サブキャリアの直交チャネルの信号に−１を乗算した値を前記第１の軟判定と同一の軟判定により復号し、第８の復調データとして出力する第８の軟判定部と、
    を備える請求項９記載の復調装置。
11. 前記第３の復調部は、ＱＰＳＫ復調を行う復調部であり、
    前記第１の受信サブキャリアの同相チャネルの位相により第９の復調データを判定して出力する第９の軟判定部と、
    前記第２の受信サブキャリアの同相チャネルの位相により第１０の復調データを判定して出力する第１０の軟判定部と、
    前記第１の受信サブキャリアの直交チャネルの位相により第１１の復調データを判定して出力する第１１の軟判定部と、
    前記第２の受信サブキャリアの直交チャネルの位相により第１２の復調データを判定して出力する第１２の軟判定部と、
    を備える請求項１０に記載の復調装置。
12. 前記第３の復調部は、前記第１の受信サブキャリアの同相チャネルと前記第２の受信サブキャリアの同相チャネルとを２次元複素平面上の座標点として定義し、前記座標点を前記複素平面の座標軸と第１の角度をなす座標軸上に配置するように第２の角度だけ回転演算し、実数部と虚数部とを出力する第１の位相回転部と、
    前記第１の受信サブキャリアの直交チャネルと前記第２の受信サブキャリアの直交チャネルとを２次元複素平面上の座標点として定義し、前記座標点を前記複素平面の座標軸と第３の角度をなす座標軸上に配置するように第４の角度だけ回転演算し、実数部と虚数部とを出力する第２の位相回転部と、
    前記第１の位相回転部が出力する前記実数部を軟判定により復号し、第１の復調データとして出力する第１の軟判定部と
    前記第１の位相回転部が出力する前記虚数部を−１乗算した値を前記軟判定により復号し、前記第１の復調データの次の第２の復調データとして出力する第２の軟判定部と、
    前記第２の位相回転部が出力する前記実数部を前記軟判定により復号し、前記第１の復調データから所定値だけ離れた第３の復調データとして出力する第３の軟判定部と、
    前記第２の位相回転部からの前記虚数部を−１乗算した値を前記軟判定により復号し、前記第３の復調データの次の第４の復調データとして出力する第４の軟判定部と、
    を備える請求項１記載の復調装置。
13. 前記第３の復調部は、前記第１の受信サブキャリアの同相チャネルを実数部とし、前記第２の受信サブキャリアの同相チャネルを虚数部とする第１の複素信号の位相を回転する第１の位相回転部と、
    前記第１の受信サブキャリアの直交チャネルを実数部とし、前記第２の受信サブキャリアの直交チャネルを虚数部とする第２の複素信号の位相を回転する第２の位相回転部と、
    前記第１の位相回転部によって回転された前記第１の複素信号の実数部に対する軟判定結果に基づいて、第１の復調データを出力する第１の軟判定部と、
    前記第１の位相回転部によって回転された前記第１の複素信号の虚数部に対する軟判定結果に基づいて、第２の復調データを出力する第２の軟判定部と、
    前記第２の位相回転部によって回転された前記第２の複素信号の実数部に対する軟判定結果に基づいて、第３の復調データとして出力する第３の軟判定部と、
    前記第２の位相回転部によって回転された前記第２の複素信号の虚数部に対する軟判定結果に基づいて、第４の復調データを出力する第４の軟判定部と、
    を備える請求項１に記載の復調装置。
14. 前記第１の軟判定は、前記同相チャネルが第１の閾値よりも大きい場合は前記第１の復調データを１と判定し、前記同相チャネルが第２の負の閾値よりも小さい場合は前記第１の復調データを−１と判定し、前記第２の負の閾値と前記第１のしきい値間の判定は、−１から１に単調増加するように判定する請求項９記載の復調装置。
15. 前記第２の軟判定は、前記同相チャネルが第１の負の閾値よりも小さい場合は前記第１の復調データを−１と判定し、前記第１の負の閾値より大きく第２の負の閾値よりも小さい場合は、−１から１に単調増加するように判定し、前記第２の負の閾値より大きく第１の正の閾値よりも小さい場合は、１から−１に単調減少するように判定し、前記第１の正の閾値より大きく第２の正の閾値よりも小さい場合は、−１から１に単調増加するように判定し、前記同相チャネルが第２の閾値よりも大きい場合は前記第１の復調データを１と判定する請求項９記載の復調装置。
16. 前記第１の角度及び前記第３の角度がπ／４である請求項１２記載の復調装置。
17. 所定の周波数帯域を有する第１の受信サブキャリアを入力し、この第１の受信サブキャリアを第１の復調方法により復調し、
    前記所定の周波数帯域と周波数帯域が異なる第２の受信サブキャリアを入力し、この第２の受信サブキャリアを第２の復調方法により復調し、
    前記第１の受信サブキャリアと前記第２の受信サブキャリアとを入力し、前記第１の受信サブキャリアと前記第２の受信サブキャリアを合成して得られる複数の合成サブキャリアを、前記第１の復調方法及び前記第２の復調方法と異なる第３の復調方法によって復調し、
    前記第１の復調方法乃至前記第３の復調方法による復調データのうちの１の復調データを選択して出力する復調方法。
18. １の前記合成サブキャリアの１シンボルから前記第３の復調方法によって復調するビット数は、前記第１の受信サブキャリア及び前記第２の受信サブキャリアの１シンボルから前記第１の復調方法又は前記第２の復調方法によって復調するビット数より小さい請求項１７記載の復調方法。
19. 前記第１の受信サブキャリアの１シンボルから前記第１の復調方法によって復調するビット数は、前記第２の受信サブキャリアの１シンボルから前記第２の復調方法によって復調するビット数と等しい請求項１８記載の復調方法。
20. 前記選択は、前記第１の受信サブキャリア又は前記第２の受信サブキャリアの品質情報に基づいて行う請求項１７記載の復調方法。
21. 前記選択は、前記第１の受信サブキャリア又は前記第２の受信サブキャリアに重畳された制御信号に基づいて行う請求項１７記載の復調方法。
22. 前記第１の復調方法及び前記第２の復調方法は１６ＱＡＭ復調であり、前記第３の復調方法はＱＰＳＫ復調であって、
    前記第３の復調方法による復調は、
    前記第１の受信サブキャリアの同相チャネルの位相により第１の復調データを判定して出力し、
    前記第２の受信サブキャリアの同相チャネルの位相により第２の復調データを判定して出力し、
    前記第１の受信サブキャリアの直交チャネルの位相により第３の復調データを判定して出力し、
    前記第２の受信サブキャリアの直交チャネルの位相により第４の復調データを判定して出力する、
    請求項１７に記載の復調方法。
    
23. 前記第１の復調方法及び前記第２の復調方法は１６ＱＡＭ復調であり、前記第３の復調方法はＱＰＳＫ復調であって、
    前記第３の復調方法による復調は、前記第１の受信サブキャリアの同相チャネルを実数部とし、前記第２の受信サブキャリアの同相チャネルを虚数部とする第１の複素信号の位相を回転し、
    前記第１の受信サブキャリアの直交チャネルを実数部とし、前記第２の受信サブキャリアの直交チャネルを虚数部とする第２の複素信号の位相を回転し、
    回転された前記第１の複素信号の実数部に対する軟判定結果に基づいて、第１の復調データを出力し、
    回転された前記第１の複素信号の虚数部に対する軟判定結果に基づいて、第２の復調データを出力し、
    回転された前記第２の複素信号の実数部に対する軟判定結果に基づいて、第３の復調データを出力し、
    回転された前記第２の複素信号の虚数部に対する軟判定結果に基づいて、第４の復調データを出力する請求項１７記載の復調方法。

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