CN1933472A - 解调设备与解调方法 - Google Patents

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Abstract

一种解调设备，包括：第一解调器，用于接收第一接收副载波，并且通过第一解调模式，解调第一接收副载波；第二解调器，用于接收第二接收副载波，并且通过第二解调模式，解调第二接收副载波；第三解调器，通过不同于第一解调模式与第二解调模式的第三解调模式，解调通过结合第一接收副载波与第二接收副载波而得到的多个合成副载波；以及选择器，用于选择并且输出第一解调器到第三解调器之一的解调数据。

Description

解调设备与解调方法
技术领域
本发明通常涉及用于将采用数字调制的接收信号解调的解调设备与解调方法，并且特别涉及依照接收信号的质量或者根据控制信号来选择性地改变使用的解调模式的解调设备与解调方法。
背景技术
最近，在用于无线个人区域网络TG 3a(高比率PHY的任务组3aWAPAN)等等的IEEE 802.15工作组中已讨论了在用于传输数字内容(例如数码照相机)的家庭电子装置或者设备之间能够进行小规模无线通信的无线个人区域网络(WPAN)的实现。在WPAN上的新数据通信技术中，应用于多媒体信息传输的信息传输速度与可靠性需要增加。还需要对抗由在其它WPAN设备等等上的传输导致的噪声、干扰等等的措施。
具有高频率效率与高电阻以多路传输并且期望被应用于WPAN的正交频分复用(OFDM)是一种类型的多载波传输方法。设定形成OFDM符号的多个副载波(正弦波)的频率，以致副载波在一个符号期间内相互正交。利用多个副载波在频率轴上正交的条件，通过在每个副载波的幅度与相位上进行反向快速傅立叶变换(IFFT)，来进行用于产生OFDM信号的调制。另一方面，通过快速傅立叶变换(FFT)，进行解调。而且，在OFDM中，将保护间隔(guard interval)插入到符号周期以避免符号间的干扰。
已提出各种副载波调制模式，包括正交相移键控(QPSK)与16正交幅度调制(16-QAM)。为了增加传输速度，增加每个符号的位数是有效的。然而，通过使用多值的位来增加位数会导致信号点之间更窄的间隔，这减少了对衰减、干扰波、噪声等等的抵抗力。
为了解决这个问题，根据传输速度或者无线电波状态，实际上使用适应其调制模式的自适应调制。在强无线电波的状态下，此调制方法使用诸如16-QAM调制的高效调制模式，进行高速传输。另一方面，在弱无线电波的状态下，该方法使用对衰减、干扰波与噪声有高抵抗力的调制模式，比如QPSK调制，进行信号传输。这样，需要既改变传输端的用于传输信号调制的调制模式，又要改变接收端的用于接收信号解调的调制模式。
使用自适应调制方法的解调器的例子公开于日本未审专利申请公开No.09-275426(图1)。该解调器通过用选择器切换信号路径，来选择用于解调的电路，以致当输入信号是QAM调制信号时解调QAM调制信号，并且当输入信号是QPSK调制信号时解调QPSK调制信号。这得到了在一个系统中能够解调两种类型调制信号的集成型解调器。
在诸如OFDM的多载波传输方法中，衰减、干扰波与噪声对每个副载波的影响是不均匀的。即使由于产生于传输路径等等中的噪声，多个副载波中的一个副载波的质量显著地恶化，频率与该一个副载波的频率分离的另一个副载波的质量也可保持适当。
作为利用诸如OFDM的上述多载波传输方法的特征来减少频率选择性衰减、干扰波、噪声等等影响的技术，已公知频率分集技术，该技术通过多个副载波传输相同的数据。例如，在日本未审专利申请公开No.2000-101496与Makoto ITAMI在Research Report of theTelecommunications Advancement Foundation of Japan，2001，No.16，p410-p418的“A Study on Bidirectional High-Speed Transmission byOFDM”，互联网(URL：http：//www.taf.or.jp/publication/kjosei_16/pdf/p410-p418.pdf)，[检索于2005年8月24日]中描述了该技术。
公开于日本未审专利申请公开No.2000-101496的频率分集传输系统是多载波传输系统，其包括用于实现频率分集的发射器与接收器。发射器通过两个具有不同频率的副载波同时传输相同的信息。接收器包括：FFT处理器，其将从发射器传输的两个副载波解调；两个数据判定电路，其对通过解调两个副载波得到的信道信号的数据进行比较；选择器，其选择从两个数据判定电路中输出的判定值，并且输出解调数据；以及判定电路，其对从两个数据判定电路中输出的判定值进行比较，并且将选择信号输出到选择器，以便选择具有更好线质量(即具有低的错误比率)的一个作为解调数据。
ITAMI公开了用于实现频率分集的OFDM系统。在此OFDM系统中，传输端通过多个载波传输相同的符号，并且接收端在其上进行用于分集接收的最大比率结合。
在日本未审专利申请公开No.09-275426中公开的本发明的一个目的是将公共电路用作解调，从而抑制电路尺寸的增加。因此，此专利文件没有公开如下技术，即解调器接收多个传输副载波，并且即使一些副载波的质量由于噪声等等恶化，也根据信号质量进行解调，以避免调制信号的质量恶化。
使用频率分集的传统多载波传输不能切换接收端使用的解调模式，除非切换在传输端使用的副载波的调制模式，或者将不同的调制模式应用于多个副载波。因此，由于传输端的调制器位置(site)冗余，需要大电路尺寸；由于需要传输控制信息以在传输端与接收端使用相同的调制/解调模式，需要复杂的控制机构；等等。
如上所述，本发明已知道使用频率分集的传统多载波传输具有下列缺点：在接收端不能切换解调模式，除非切换传输端的用于副载波的调制模式，或者将不同的调制模式应用于多个副载波。
发明内容
根据本发明的第一方面，提供了一种解调设备，其包括：第一解调器，用于接收具有指定频率范围的第一接收副载波，并且通过第一解调模式，解调第一接收副载波；第二解调器，用于接收具有不同于指定频率范围的频率范围的第二接收副载波，并且通过第二解调模式，解调第二接收副载波；第三解调器，用于接收第一接收副载波与第二接收副载波，并且通过不同于第一解调模式与第二解调模式的第三解调模式，解调通过结合第一接收副载波与第二接收副载波而得到的多个合成副载波；以及选择器，用于选择并且输出第一解调器到第三解调器之一的解调数据。
根据本发明的第二方面，提供了一种解调方法，包括：接收具有指定频率范围的第一接收副载波与具有不同于指定频率范围的频率范围的第二接收副载波；通过第一解调模式，解调第一接收副载波；通过第二解调模式，解调第二接收副载波；通过不同于第一解调模式与第二解调模式的第三解调模式，解调通过结合第一接收副载波与第二接收副载波而得到的多个合成副载波；以及选择并且输出通过第一解调模式到第三解调模式之一解调的解调数据。
使用根据本发明的第一方面的解调设备或者根据本发明的第二方面的解调方法能够选择用于接收端的多个接收副载波的解调模式，而不需要切换用于传输端的副载波的解调模式，或者将不同的调制模式应用于发送端的多个副载波。从而例如，当部分副载波的质量由于噪声等等恶化时，能够根据信号质量进行解调以避免解调信号的质量恶化。
附图说明
结合附图，通过以下描述，本发明的上述和其它目的、优点与特征将更加明显，其中：
图1是示出了根据本发明的实施例的传输设备的框图；
图2是示出了根据本发明的实施例的映射电路的框图；
图3A与图3B是示出了应用于根据本发明的实施例的映射电路的映射星座(constellation)的视图；
图4是示出了根据本发明的实施例的解调设备的框图；
图5是示出了根据本发明的实施例的解映射电路的框图；
图6是示出了根据本发明的实施例的解映射电路的框图；
图7是示出了根据本发明的实施例的QAM解调器的框图；
图8是示出了根据本发明的实施例的QAM解调器的框图；
图9是示出了根据本发明的实施例的QPSK解调器的框图；
图10是描述了根据本发明的实施例的软判定处理的视图；
图11是描述了根据本发明的实施例的软判定处理的视图；
图12是描述了根据本发明的实施例的软判定处理的视图；
图13是描述了根据本发明的实施例的软判定处理的视图；
图14是描述了根据本发明的实施例的软判定处理的视图；
图15是描述了根据本发明的实施例的QPSK解调器的操作的视图；
图16是描述了根据本发明的实施例的QPSK解调器的操作的视图；以及
图17是描述了由根据本发明的实施例的QPSK解调器执行的旋转操作的视图。
具体实施方式
现在将参照示范性实施例在此描述本发明。本领域的技术人员应当知道：使用本发明的讲授，可实现许多可选实施例，并且本发明不限于用于说明目的的示范性实施例。
在下文中将参照附图描述本发明的示范性实施例。在附图的描述中，相同的参考记号表示相同的元件，并且省略多余的描述以使描述更加清楚。
在下文中描述了在多载波系统中传输由本发明的解调设备接收到的数据的传输设备。该传输设备通过多个副载波传输相同的传输数据，并且将相同的传输数据映射到多个不同的星座上，以便使用多个星座调制副载波。
图1是根据本发明的示范性实施例的传输设备10的框图。传输设备10将相同的传输数据映射到两个不同的星座上，并且通过两个副载波传输数据。编码器11对输入数据进行错误校正编码，比如卷积编码与turbo编码。将编码的数据串提供到交织器(interleaver)12。交织器12进行交织操作以重排从编码器11接收到的编码数据串的位顺序，目的是使传输数据更加抗突发错误。交织操作后的数据串被提供到映射电路13。
映射电路13对从交织器12提供的串行数据串进行并行数据转换与双极性转换。而且，映射电路13对双极性转换后的数据进行复制，并且将它们映射到两个不同的星座。图2示出了映射电路13的示范结构。串并行转换器131将从交织器12提供的串行数据转换成N位并行数据a(m)，其中m＝0到N-1。a(m)可能的值为“1”或者“0”。此实施例的传输设备10通过16-QAM来调制副载波，其中16-QAM每个符号传输4位。这样，串并行转换器131输出4位并行数据a(0)到a(3)。
双极性转换器132接收并行数据a(0)到a(3)，并且将a(0)到a(3)转换成双极性信号x(0)到x(3)。下面的表1定义了此实施例的转换规则。在此实施例中，如果a(m)为“0”，则输出信号x(m)为“-1”，并且如果a(m)为“1”，则输出信号x(m)为“1”。确定转换规则，以便于在以后描述的双载波映射电路133中进行到星座上的映射，并且能够使用与表1所示的规则相反的转换规则。
表1
    输入信号a(m)     输出信号x(m)
    0     -1
    1      1
再参照图2，双载波映射电路133通过两个副载波的数字正交调制的两个不同星座，确定对应输入信号x(0)到x(3)的调制信号的信号点。该星座定义了信号点的位置，该信号点指示诸如QPSK与16-QAM等等数字正交调制模式中同相信道(I信道)与正交信道(Q信道)的相位和/或幅度的结合。该星座通常在IQ平面上表示。
然后，双载波映射电路133输出确定的调制信号y(0)与y(1)。从双载波映射电路133输出的调制信号y(0)与y(1)被表示为复基带信号。具体地，调制信号y(0)与y(1)使用复数表示作为基带信号的IQ平面上的信号点，并且复数的实部对应于I信道而复数的虚部对应于Q信道。调制信号是QPSK调制中限定副载波的相位和QAM调制中限定副载波的相位与幅度的参数。在随后描述的IFFT 14与发射器15中，通过调制信号y(0)调制一个副载波，并且通过调制信号y(1)调制另一个副载波。
在下文中详细描述在双载波映射电路133中进行的映射。此实施例的双载波映射电路133将一组并行数据x(0)到x(3)映射到两个不同的16-QAM星座，并且输出作为复基带信号的调制信号y(0)与y(1)。通过下面的表达式1可表示一组并行数据x(0)到x(3)与两个调制信号y(0)与y(1)之间的对应。调制信号y(0)与y(1)可由下面的表达式2与表达式3单独地表示。
表达式1：
y ( 0 ) y ( 1 ) = 1 A 2 1 1 - 2 x ( 0 ) + jx ( 2 ) x ( 1 ) + jx ( 3 )
表达式2：
y ( 0 ) = 1 A { 2 x ( 0 ) + x ( 1 ) + j ( 2 x ( 2 ) + x ( 3 ) ) }
表达式3：
y ( 1 ) = 1 A { x ( 0 ) + 2 x ( 1 ) + j ( x ( 2 ) - 2 x ( 3 ) ) }
表达式1到3的1/A是使调制的副载波的幅度归一化到1的系数。因为在映射电路13的随后级中放置的IFFT 14与发射器15中需要考虑归一化系数，所以下列描述省略考虑归一化系数。
图3A与图3B分别示出了在双载波映射电路133中产生的调制信号y(0)与y(1)的星座。图3A与图3B示出了IQ平面上由表达式2、3与表2到表5定义的映射规则。图3A与图3B中的每个信号点上的数表示对应于每个信号点的双极性转换以前的数据a(0)到a(3)。四位数以“a(0)、a(1)、a(2)、a(3)”的顺序表示每个数据。例如，由数“1110”表示的信号点对应a(0)＝1、a(1)＝1、a(2)＝1、a(3)＝0的结合。
下面的表2到表5示出了输入到双极性转换器132的a(0)到a(3)的值与从双载波映射电路133输出的y(0)与y(1)的值之间的对应。表2示出了y(0)的I信道“2x(0)+x(1)”与输入数据a(0)到a(1)之间的对应。表3示出了y(0)的Q信道“2x(2)+x(3)”与输入数据a(2)到a(3)之间的对应。表4示出了y(1)的I信道“x(0)-2x(1)”与输入数据a(0)到a(1)之间的对应。表5示出了y(1)的Q信道“x(2)-2x(3)”与输入数据a(2)到a(3)之间的对应。
表2：
a(0) a(1) x(0) x(1)     y(0)I信道
    0     0     -1     -1     -3
    0     1     -1      1     -1
    1     0      1     -1      1
    1     1      1      1      3
表3：
a(2) a(3) x(2) x(3)     y(0)Q信道
    0     0     -1     -1     -3
    0     1     -1      1     -1
    1     0      1     -1      1
    1     1      1      1      3
表4：
a(0) a(1) x(0) x(1)     y(1)I信道
    0     1     -1      1     -3
    1     1      1      1     -1
    0     0     -1     -1      1
    1     0      1     -1      3
表5：
a(2) a(3) x(2) x(3)     y(1)Q信道
    0     1     -1      1     -3
    1     1      1      1     -1
    0     0     -1     -1      1
    1     0      1     -1      3
表达式2、3与表2到表5的使用能够确定对应于数据x(0)到x(3)的调制信号y(0)与y(1)。例如，如果位(a(0)，a(1))为(0，0)，则双极性转换器132的输出(x(0)，x(1))为(-1，-1)。这样，使用表达式2，y(0)的实部或者I信道计算为-3。而且，如果位(a(0)，a(1))为(0，0)，则双极性转换器132的输出(x(0)，x(1))为(-1，-1)，则使用表达式3，y(1)的实部或者I信道计算为1。
以此方式，使用表达式2与表达式3，根据位(a(0)，a(1))的值可计算传输副载波的y(0)与y(1)的I信道。因此，IFFT 14与发射器15通过16-QAM，可调制两个副载波的I信道。
如果在传输路径中不存在由噪声或者衰减引起的失真，则能够从在接收端接收的副载波的I信道中唯一地确定传输的位a(0)，a(1))。
例如，如果从接收的一个副载波得到的调制信号Y(0)的I信道是3，则位(a(0)，a(1))被确定为(0，0)。类似地，如果从接收的另一个副载波得到的调制信号Y(1)的I信道是1，则位(a(0)，a(1))被确定为(0，0)。这样，使用从两个副载波得到的调制信号Y(0)与Y(1)的I信道，相同的位(a(0)，a(1))得到双重确认成为可能。这对于确定另一个位(a(2)，a(3))也是相同的。这样，通过多个副载波传输相同的数据，可增加位确定的可靠性。
通过硬件或者软件，可实现上述双载波映射电路133的功能。在通过软件实现的过程中，以下是可行的：保持输入双极性信号x(0)到x(3)与表2到表5所示的调制信号y(0)与y(1)的I信道和Q信道的对应规则，输出与输入数据的结合相对应的值，或者通过使用输入值进行数学运算来确定输出值。
再参照图1，在下文中描述反向快速傅立叶变换器(IFFT)14与发射器15的操作。IFFT 14从映射电路13接收两个调制信号y(0)与y(1)。尽管描述特别针对两个副载波的调制以便于描述，但IFFT 14也接收以类似的形式调节其它副载波的相位的调制信号。IFFT 14基于由输入调制信号y(0)与y(1)等等调节的相位与幅度的参数，通过离散傅立叶变换结合每个副载波，并且输出有关在时间轴上的离散信号变化的信息。而且，IFFT 14将来自载波的同相分量(I信道)与正交分量(Q信道)的两个输出的数据串行化，并且将串行数据输出到发射器15，其中所述载波是沿着时间轴结合的。
发射器15添加用于估计接收端的调制设备的传输路径的导频信号，并且将用于避免符号间干扰的保护间隔插入到从IFFT 14提供的信号。发射器15还对信号进行D/A转换与RF调制，并且将结果输出到天线16。
如上所述，传输设备10对相同的传输使用两个不同的星座，并且使用第一副载波与第二副载波产生传输信号。这使得信号的传输能够高度抵抗噪声与衰减，原因在于：即使第一副载波或者第二副载波之一的质量由于噪声在传输路径中恶化、衰减等等，另一个副载波的质量也易于恶化。
在下文中参照图4详细根据本发明的实施例的解调设备的结构。图4是示出了此实施例的解调设备20的电路框图。在图4中，天线21接收从图1所示的此实施例的传输设备10传输的传输副载波。调谐器22把来自天线21的RF信号放大和频率转换成IF信号，并且将IF信号输出到A/D转换器23。A/D转换器23将从调谐器22提供的IF信号转换成离散数字信号。
数字正交解调器24使用双相位载波信号来正交解调数字化的IF信号，以产生基带OFDM信号，并且将信号提供到快速傅立叶变换器(FFT)25。基带OFDM信号是时域中的信号，并且其是由对应于复数的实部的同相位分量(I信道)与对应于复数的虚部的正交分量(Q信道)构成的复数信号。
FFT 25从数字正交解调器24接收基带OFDM信号，并且进行离散傅立叶变换以在频域中产生由I信道与Q信道构成的信号。例如，如果通过16-QAM调制来自图1所示的传输设备10的传输副载波，则FFT 25产生通过16-QAM正交放大调制的信号。
均衡器26校正传输路径上的多路径衰减等效应，并且将校正的复数信号提供到解映射电路27。具体地，均衡器26基于接收到的导频信号和/或由通过每个副载波传输的数据帧中的已知符号构成的导频数据的相位与幅度，对进行FFT运算和提取的每个副载波的相位与幅度进行校正，由此平衡相位与幅度。
接收信号评估器30评估来自FFT 25的输出信号的质量，或者提取与接收信号叠加的控制信号。在此描述用于质量评估的示范方法。一种方法是使用接收信号的信躁比S/N，来评估质量。例如，如果矢量S为理想信号的矢量，并且矢量S′为实际接收信号的矢量，则噪声矢量N是N＝S′-S。这时，可通过下面的表达式4来表示S/N，其中A为常数。使用表达式4，可评估接收信号的质量。
表达式4：
S / N = 10 log | S | 2 | N | 2
接收信号评估器30计算对应于从传输设备10传输的两个传输副载波的接收副载波的S/N，并且基于具有分离的频率的两个接收副载波的S/N的值，来确定哪个接收副载波用于解调。如果具有分离频率的两个接收副载波的S/N的差或者比率大，则接收信号评估器30控制解映射电路27，以致选择具有合适的S/N的一个接收副载波用于解调。另一方面，如果两个接收副载波的S/N值几乎相等，则接收信号评估器30控制解映射电路27，以将两个接收副载波用于解调。
另一种方法是在不使用S/N的情况下评估每个副载波的接收质量。例如，接收信号评估器30可简单地确定当接收副载波的接收功率较大时接收质量较高，并且控制解映射电路27，以致使用具有合适质量值的一个副载波用于解调。
另一种用于控制解映射电路27的操作的方法对与传输环境有关的信息和传输信号进行多路复用，并且传输来自图1所示的传输设备10或者其它设备的信号，在接收信号评估器30中对信息进行解码，并且将解码的信号输出到解映射电路27。例如，如果预先已知诸如以特定时间经常或者不经常出现的干扰的情况，则能够对与传输环境有关的信息和传输信号进行多路复用。这样，接收信号评估器30对与干扰出现时间有关的信息进行解码，并且将结果输出到解映射电路27。例如，解映射电路27从64-QAM解调、16-QAM解调与QPSK解调中以此优先顺序选择解调模式，从而根据干扰程度，最小化每个符号的多值属性的值，由此避免解调数据的质量恶化。将与传输环境有关的信息输入到解调设备20的方法不限于对信息和来自传输设备10的传输信号进行多路复用的上述方法等。例如，信息可通过另一条单独的传输路径被输入到解调设备20，或者信息可直接由用户设定。而且，可以输入用于指示解映射电路27中的调制模式的选择的控制信号，而不是与传输环境有关的信息。
再参照图4，解映射电路27参照来自接收信号评估器30的输出信号，并且通过诸如使解调信号质量最大化的QPSK调制、16-QAM调制等等的不同调制模式，在均衡器26中校正幅度与相位的失真以后，解调该信号。
在此详细描述解映射电路27。图5是示出了根据此实施例的解映射电路27的框图。第一解调器270接收指示第一接收副载波的相位与幅度的第一调制信号Y(0)，将第一调制信号Y(0)解调，并且将4位解调数据X(0)到X(3)输出到解调模式选择器273。类似地，第二解调器271接收指示第二接收副载波的相位与幅度的第二调制信号Y(1)，将第二调制信号Y(1)解调，并且将4位解调数据X(0)到X(3)输出到解调模式选择器273。第三解调器272接收第一调制信号Y(0)与第二调制信号Y(1)，将第一调制信号Y(0)与第二调制信号Y(1)结合，并且使用合成信号，将4位解调数据X(0)到X(3)输出到解调模式选择器273。
解调模式选择器273接收来自接收信号评估器30的输出信号，根据输出信号选择第一解调器270、第二解调器271或者第三解调器272的调制数据。解调模式选择器273将选择的4位解调数据X(0)到X(3)输出到去交织器28。
如果解调模式选择器273从接收信号评估器30接收包含上述关于传输环境的信息的解码信号，则解调模式选择器273基于该信号，选择通过三种解调模式解调的输出数据中的任何一个。
如果解调模式选择器273从接收信号评估器30接收到该接收副载波的S/N值，则解调模式选择器273根据评估S/N值的结果，选择通过三种解调模式解调的输出数据之一。随后详细描述此情况下的具体操作。
解映射电路27可只控制第一解调器270到第三解调器272中选择的解调器的操作，并且停止未选择的解调器的操作，由此减少功耗。
解映射电路27中的单极性转换器274将双极性信号X(0)到X(3)转换成单极性信号A(0)到A(3)。并-串行转换器275将并行数据A(0)到A(3)转换成串行数据，并且将结果输出到去交织器28。
图6是示出了解映射电路27的更具体结构的框图。16-QAM解调器276与16-QAM解调器277分别对应于第一解调器270与第二解调器271。QPSK解调器278对应第三解调器272。
16-QAM解调器276接收指示第一接收副载波的相位与幅度的第一调制信号Y(0)，进行16-QAM解调并且将4位解调数据X(0)到X(3)输出到解调模式选择器279。解调模式选择器279对应于解调模式选择器273。16-QAM解调器277接收指示第二接收副载波的相位与幅度的第二调制信号Y(1)，进行16-QAM解调并且将4位解调数据X(0)到X(3)输出到解调模式选择器279。QPSK解调器278接收第一调制信号Y(0)与第二调制信号Y(1)，将第一调制信号Y(0)与第二调制信号Y(1)结合，并且对合成信号进行QPSK解调，将4位解调数据X(0)到X(3)输出到解调模式选择器279。
解调模式选择器279接收从接收信号评估器30输出的第一接收副载波的第一S/N值与第二接收副载波的第二S/N值。如果两个S/N值的差或者比率大于输入判定阈值，则解调模式选择器279选择通过解调具有较好S/N的信号而得到的解调数据。例如，如果第一S/N值比第二S/N值更好，则解调模式选择器279选择来自16-QAM解调器276的解调数据。此方法使得调制的数据能够被解调成具有合适质量的不同频率的多个副载波。
因为第一接收副载波与第二接收副载波在频率轴上相互分离，所以两个副载波的信号质量不可能同时恶化。因此，使用具有合适S/N的任何一个接收副载波进行解调，此实施例的解映射电路27能够以高接收质量进行解调。
另一方面，如果第一S/N值与第二S/N值的差或者比率等于或者小于输入判定阈值，则解调模式选择器279选择从QPSK解调器278提供的解调数据，从而通过QPSK解调模式进行解调。QPSK解调模式结合第一接收副载波与第二接收副载波，并且与16-QAM解调模式相比较，QPSK解调模式受到S/N恶化的影响较小。由此，当两个接收副载波值中出现相同水平的质量恶化时，解调设备20通过抑制信号质量的恶化，可进行合适的解调。
通过16-QAM解调器276、16-QAM解调器277与QPSK解调器278进行解调的细节将描述如下。图7是示出了16-QAM解调器276的框图。第一软判定电路301A接收第一调制信号Y(0)的I信道，并且使用图10所示双极性信号的判定精确度来确定解调数据X(0)的代码。
如上述表2所示，如果第一调制信号y(0)的I信道以-3、-1、1、3的顺序改变，则x(0)的值以-1、-1、1、1的顺序改变。图13是示出了水平轴的y(0)的I信道与垂直轴的x(0)的这种关系的图。在没有噪声或者没有失真的理想情况下，接收副载波的调制信号Y(0)的I信道位于由图13中的空心圆圈指示的位置。由此，能够立即确定解调数据X(0)是1还是-1。然而，因为实际的传输路径受到噪声、干扰等等影响从而导致副载波相位的改变，所以接收副载波的调制信号Y(0)的I信道没有准确地位于由图13中的空心圆圈指示的位置。这样，需要通过设定如图10所示的软判定条件，根据调制信号Y(0)来确定解调数据X(0)。
再参照图10，当调制信号Y(0)的I信道从0增加到1时，解调数据为“1”的精确度因此增加。如果作为调制信号Y(0)的I信道的输入数据大于规定值，则解调数据为“1”的精确度保持为恒定值1。当输入数据从0减少到-1时，解调数据为“-1”的精确度因此增加。这样，利用输入数据与解调数据之间的相关性，进行输入数据的软判定，由此根据输入数据或者调制信号Y(0)的I信道来确定解调数据X(0)。
在图10的图线中，在输入为|limx_m1|或之上的区域，判定精确度是1或者-1。limx_m1的值是根据传输路径的特性、所需接收特性等等而设定的阈值。这同样用于随后描述的图11和图12中的limx_m2与limx_m3。
第二软判定电路302A接收第一调制信号Y(0)的I信道，并且使用图11所示双极性信号的判定精确度来确定解调数据X(1)的代码。
如上面的表2所示，如果调制信号y(0)的I信道以-3、-1、1、3的顺序改变，则x(1)的值以-1、1、-1、1的顺序改变。图14是示出了水平轴的y(0)的I信道与垂直轴的x(1)的这种关系的图。在没有噪声或者没有失真的理想情况下，接收副载波的调制信号Y(0)的I信道位于由图14中的空心圆圈指示的位置。由此，能够立即确定解调数据X(1)是1还是-1。然而，因为实际的传输路径受到噪声、干扰等等影响从而导致副载波相位的改变，所以接收副载波的调制信号Y(0)的I信道没有准确地位于由图14中的空心圆圈指示的位置。这样，需要通过设定如图11所示的软判定条件，根据调制信号Y(0)来确定解调数据X(1)。
第一软判定电路301B与第二软判定电路302B的操作分别和第一软判定电路301A与第二软判定电路302A的操作相同。第一软判定电路301B使用图10所示的判定精确度，根据调制信号Y(0)的Q信道来确定解调数据X(2)。第二软判定电路302B使用图11所示的判定精确度，根据调制信号Y(0)的Q信道来确定解调数据X(3)。
这样，16-QAM解调器276使用图10与图11所示的判定精确度，对第一调制信号Y(0)的I信道与Q信道进行输入数据的软判定。由此，确定对应于输入数据或者第一调制信号Y(0)的I信道与Q信道的4位解调数据X(0)到X(3)。
图8是示出了16-QAM解调器277的框图。第二软判定电路302C根据第二调制信号Y(1)的I信道来确定解调数据X(0)。第一软判定电路301C根据第二调制信号Y(1)的I信道来确定解调数据X(1)。第二软判定电路302D根据第二调制信号Y(1)的Q信道来确定解调数据X(2)。第一软判定电路301D根据第二调制信号Y(1)的Q信道来确定解调数据X(3)。第一软判定电路301C与301D的操作与上述第一软判定电路301A的操作相同。第二软判定电路302C与302D的操作与上述第二软判定电路302A的操作相同。
如上面的表4所示，如果调制信号y(1)的I信道以-3、-1、1、3的顺序改变，则x(1)的值以1、1、-1、-1的顺序改变。y(1)的I信道与x(1)之间的相关性是这样的，即通过图13中的y(0)的I信道与x(0)之间的相关性判定极性。这样，放置乘法器303A以进行转换，用于创建与图13所示相关性相同的相关性并且判定x(1)的值。为了相同的原因而放置乘法器303B。
这样，16-QAM解调器277使用图10与图11所示的判定精确度，对第二调制信号Y(1)的I信道与Q信道进行输入数据的软判定。由此确定对应于输入数据或者第二调制信号Y(1)的I信道与Q信道的4位解调数据X(0)到X(3)。
然后参照图9，在此描述QPSK解调器278。图9是示出了QPSK解调器278的框图。在图9中，相位旋转器304接收第一调制信号Y(0)的I信道与第二调制信号Y(1)的I信道，并且对那些输入用下面的表达式5进行计算。然后相位旋转器304通过re/out端输出计算结果的实部，并且通过im/out端输出计算结果的虚部。另一方面，相位旋转器305接收第一调制信号Y(0)的Q信道与第二调制信号Y(1)的Q信道，并且对那些输入用下面的表达式6进行计算。然后相位旋转器305通过re/out端输出计算结果的实部，并且通过im/out端输出计算结果的虚部。在表达式5与表达式6中，YI(0)表示Y(0)的I信道，YI(1)表示Y(1)的I信道，YQ(0)表示Y(0)的Q信道，并且YQ(1)表示Y(1)的Q信道。
表达式5
    (YI(0)+jYI(1))×exp{-j(arctan(3)-π/4)}
表达式6
    (YQ(0)+jYQ(1))×exp{-j(arctan(3)-π/4)}
如表达式5所示，相位旋转器304旋转复数数字信号YI(0)+jYI(1)的相位，其中实部是第一调制信号Y(0)的I信道，并且虚部是第二调制信号Y(1)的I信道。如表达式6所示，相位旋转器305旋转复数数字信号YQ(0)+jYQ(1)的相位，其中实部是第一调制信号Y(0)的Q信道，并且虚部是第二调制信号Y(1)的Q信道。
在图9中，第三软判定电路306A接收从相位旋转器304的re/out端输出的信号，并且利用图12所示的输入信号与判定精确度之间的关系，对输入数据进行软判定，从而确定对应于输入数据的解调数据X(0)。乘法器303C将从相位旋转器304的im/out端输出的信号乘以-1。第三软判定电路306B接收来自乘法器303C的输出，并且利用图12所示的输入信号与判定精确度之间的关系，对输入数据进行软判定，从而确定对应于输入数据的解调数据X(1)。
第三软判定电路306C接收从相位旋转器305的re/out端输出的信号，并且利用图12所示的输入信号与判定精确度之间的关系，对输入数据进行软判定，从而确定对应于输入数据的解调数据X(2)。乘法器303D将从相位旋转器305的im/out端输出的信号乘以-1。第三软判定电路306D接收来自乘法器303D的输出，并且利用图12所示的输入信号与判定精确度之间的关系，对输入数据进行软判定，从而确定对应于输入数据的解调数据X(3)。
然后，参照图15到图17，在下文中详细描述QPSK解调器278的操作。表6与图15基于表2与表4示出了x(0)、x(1)、调制信号y(0)的I信道以及调制信号y(1)的I信道之间的关系。图15示出了以y(0)的I信道为水平轴和以y(1)的I信道为垂直轴、绘制坐标(x(0)，x(1))上的相位点A到D的图线。如图15所示，相位点A到D分别位于第一象限到第四象限中。
表6：
x(0) x(1)     y(0)I信道     y(1)I信道 相位点
    -1     -1     -3      1     B
    -1      1     -1     -3     C
     1     -1      1      3     A
     1      1      3      1     D
类似地，表7与图16基于表3与表5示出了x(2)、x(3)、调制信号y(0)的Q信道以及调制信号y(1)的Q信道之间的关系。图16示出了以y(0)的Q信道为水平轴和以y(1)的Q信道为垂直轴，绘制坐标(x(2)，x(3))上的相位点E到H的图线。如图16所示，相位点E到H分别位于第一象限到第四象限中。
表7：
x(2) x(3)     y(0)I信道     y(1)I信道 相位点
    -1     -1     -3      1     F
    -1      1     -1     -3     G
     1     -1      1      3     E
     1      1      3      1     H
如图15所示，每个点A到D位于围绕图15的原点旋转弧度π/2的位置。每个点A至D到原点的距离相等。因此，适当的旋转使得1位信息x(0)能够被映射到y(0)的I信道的相位上，并且1位信息x(1)能够被映射到y(1)的I信道的相位上。这样，对于两个调制信号y(0)与y(1)的两个I信道的相位，能够通过将调制信号y(0)与y(1)看作QPSK信号来进行解调。
类似地，如图16所示，每个点E到H位于围绕图16的原点旋转弧度π/2的位置。每个点E至H到原点的距离相等。因此，适当的旋转使得1位信息x(2)能够被映射到y(0)的Q信道的相位上，并且1位信息x(3)能够被映射到y(1)的Q信道的相位上。这样，对于两个调制信号y(0)与y(1)的两个Q信道的相位，能够通过将调制信号y(0)与y(1)看作QPSK信号来进行解调。
如上所述，此实施例的解调设备20不仅仅对每个16-QAM调制的副载波判的4位数据进行估计。该解调设备20利用两个16-QAM调制的副载波的两个I信道的相位，通过QPSK解调来解调两位数据。该解调设备20还利用两个16-QAM调制的副载波的两个Q信道的相位，通过QPSK解调来解调两位数据。如上所述，与16-QAM解调相比较，QPSK解调受S/N恶化的影响较小。
与通过最大比率结合或者等增益结合来结合分集接收的(diversity-received)副载波并且通过16-QAM来解调4位数据的传统解调设备、或者从两个副载波中简单地选择一个并且通过16-QAM来解调4位数据的传统解调设备相比较，此实施例的解调设备20通过抑制解调质量的恶化，能够进行合适的解调。特别是当两个接收副载波出现相同水平的质量恶化时，此实施例的解调设备20通过抑制解调质量的恶化，能够进行合适的解调。
如上所述，此实施例的解调设备通过比较接收副载波的S/N等等，根据传输质量，能够合适地切换解调模式。因此，当多个接收副载波中存在质量差异时，能够通过消除质量恶化的接收副载波来进行解调，并且当多个接收副载波中不存在质量差异时，能够通过使用多个接收副载波进行解调。这使得在传输路径中，当信号质量恶化以及信号质量没有恶化时都能够产生合适的解调信号。
而且，此实施例的解调设备能够根据外部控制信号，合适地切换解调模式。由此根据传输环境，快速地选择最佳的解调模式成为可能。
利用频率分集的传统多载波传输不能切换接收设备的解调模式，除非在传输设备中切换副载波的调制模式，或者将不同的调制模式应用于多个副载波。因此，由于传输端的调制器位置冗余、传输设备与接收设备中使用相同模式的调制/解调的复杂控制机构等等而需要大的电路尺寸。
另一方面，此发明的解调设备仅仅依靠接收设备的判定，可合适地选择调制模式。这消除了对用于在传输设备中改变调制模式的控制的需要，以及在传输设备中使用每个符号具有不同数据数的多个数字调制模式的数据传输处理的需要，这样克服了传统多载波传输的缺点。
本发明的解调设备使得接收设备能够选择具有比传输设备中使用的调制模式中的每个符号的数据数少的每个符号的数据数的调制模式。该解调设备还能够根据解调信号的质量，通过合适的解调模式，对接收的信号进行解调。此外，该解调设备消除了在传输设备中改变调制模式以及使用每个符号具有不同数据数的多个数字调制模式进行数据传输的需要。
现在参照图15与图16，每个相位点A至D与E至H到坐标轴的距离不相等。因此，由于噪声效应等等造成的相位旋转可导致解调中的码错误。而且，因为各点不在坐标轴上，所以解映射的处理是复杂的。为了解决该问题，此实施例的QPSK解调器278中的相位旋转器304仅仅将相位点A到D旋转arctan(3)-π/4。作为此旋转的结果，如图17所示，相位点A到D位于与作为y(0)的I信道的水平轴成π/4角度的线171上，或者位于垂直于线171的线172上。
相位旋转器304的旋转操作描述如下。相位点A与水平轴之间的角度是arctan(3)，并且线171与水平轴之间的角度是π/4。因此，将相位点A需要旋转arctan(3)-π/4以把相位点A放置在线171上。当旋转相同的角度时，其它相位点也移动到线171或者172上。表达式5中YI(0)+jYI(1)表示由Y(0)的I信道与Y(1)的I信道组成的复平面上的点。因此，通过将复平面上的点乘以指示旋转的指数函数部分，exp{-j(arctan(3)-π/4)}，由Y(0)的I信道与Y(1)的I信道组成的复平面上的点可实现上述旋转。
作为上述旋转的结果，旋转后的相位点A到D可在二维空间中表示为具有坐标值1或者-1的点，在二维空间中，一个坐标轴为Y(0)的I信道，另一个坐标轴为Y(1)的I信道。这能够进行类似于参照图9与图10的上述软判定的简单判定。
类似地，QPSK解调器278中的相位旋转器305旋转相位点E到H，从而每个相位点被放置在和垂直轴与水平轴距离相等的位置。
第一实施例中解映射电路27的结构仅仅是示范性的。例如，可用消除单极性转换器274，从而第一解调器270、第二解调器271与第三解调器272直接确定单极性信号A(0)到A(3)。解映射电路27还能够不进行并串联转换而将并行数据输出到去交织器28。
如上所述，在解调设备20中使用的解调模式的结合不限于16-QAM与QPSK。例如，第一解调器270与第二解调器271可进行16-QAM解调，并且第三解调器272可进行π/4移位QPSK解调。而且，第一解调器270与第二解调器271可进行QPSK解调，并且第三解调器272可对QPSK调制的以及通过两个副载波传输的信号进行BPSK解调。可选地，第一解调器270与第二解调器271可进行64-QAM解调，并且第三解调器272可对64-QAM调制的以及通过两个副载波传输的信号进行8-QAM解调。进一步可选地，第一解调器270与第二解调器271可进行256-QAM解调，并且第三解调器272可对256-QAM调制的以及通过两个副载波传输的信号进行16-QAM解调。
通过软件，可实现解调设备20的部分功能。例如，通过软件，可容易地实现在第一解调器270、第二解调器271与第三解调器272中进行的判定解调数据或者旋转相位的处理。
在上述示范的实施例中，为了方便描述，对两个副载波的调制与解调进行了具体描述。然而，对本领域的技术人员显而易见：当将本发明应用于诸如OFDM的多载波传输方法时，解调设备20也可被扩展使其接收其它副载波。
显而易见，本发明不限于上述实施例，并且可修改和改变而不脱离本发明的范围与精神。

Claims (23)

1.一种解调设备，包括：
第一解调器，用于接收第一接收副载波，并且通过第一解调模式，解调第一接收副载波；
第二解调器，用于接收频率范围不同于第一接收副载波的频率范围的第二接收副载波，并且通过第二解调模式来解调第二接收副载波；
第三解调器，用于接收第一接收副载波与第二接收副载波，并且通过不同于第一解调模式与第二解调模式的第三解调模式来解调通过结合第一接收副载波与第二接收副载波而得到的多个合成副载波；以及
选择器，用于选择并且输出第一解调器到第三解调器之一的解调数据。
2.如权利要求1所述的解调设备，其中通过第三解调模式从一个合成副载波的一个符号解调的位数小于通过第一解调模式从第一接收副载波的一个符号解调的位数和通过第二解调模式从第二接收副载波的一个符号解调的位数。
3.如权利要求2所述的解调设备，其中通过第一解调模式从第一接收副载波的一个符号解调的位数等于通过第二解调模式从第二接收副载波的一个符号解调的位数。
4.如权利要求1所述的解调设备，其中第一解调器与第二解调器进行QAM(正交幅度调制)解调，并且第三解调器进行QPSK(正交相移键控)解调、π/4移位QPSK解调与BPSK(二进制相移键控)解调之一。
5.如权利要求1所述的解调设备，其中选择器基于关于第一接收副载波与第二接收副载波的质量信息，选择第一解调器到第三解调器之一的解调数据。
6.如权利要求1所述的解调设备，其中当第一接收副载波的信躁比与第二接收副载波的信躁比的差或者比率大于规定值时，选择器选择来自第一解调器与第二解调器的通过解调具有较大信躁比的接收副载波而得到的解调数据之一，并且当所述差或者比率小于该规定值时，选择器选择来自第三解调器的解调数据。
7.如权利要求1所述的解调设备，其中当第一接收副载波的接收功率与第二接收副载波的接收功率的差或者比率大于规定值时，选择器选择来自第一解调器与第二解调器的通过解调有较大接收功率的接收副载波而得到的解调数据之一，并且当所述差或者比率小于该规定值时，选择器选择来自第三解调器的解调数据。
8.如权利要求1所述的解调设备，其中选择器根据在第一接收副载波与第二接收副载波的至少之一上叠加的控制信号，选择并且输出第一解调器到第三解调器之一的解调数据。
9.如权利要求1所述的解调设备，其中第一解调器进行16-QAM解调，并且包括：
第一软判定部件，用于通过第一软判定，对第一接收副载波的同相信道解码，并且输出第一解调数据；
第二软判定部件，用于通过第二软判定，对第一接收副载波的同相信道解码，并且输出第二解调数据；
第三软判定部件，用于通过与第一软判定相同的软判定，对第一接收副载波的正交信道解码，并且输出第三解调数据；以及
第四软判定部件，用于通过与第二软判定相同的软判定，对第一接收副载波的正交信道解码，并且输出第四解调数据；
10.如权利要求9所述的解调设备，其中第二解调器进行16-QAM解调，并且包括：
第五软判定部件，用于通过与第二软判定相同的软判定，对第二接收副载波的同相信道解码，并且输出第五解调数据；
第六软判定部件，用于通过与第一软判定相同的软判定，对第二接收副载波的同相信道的信号乘以-1的结果解码，并且输出第六解调数据；以及
第七软判定部件，用于通过与第二软判定相同的软判定，对第二接收副载波的正交信道解码，并且输出第七解调数据；以及
第八软判定部件，用于通过与第一软判定相同的软判定，对第二接收副载波的正交信道的信号乘以-1的结果解码，并且输出第八解调数据。
11.如权利要求10所述的解调设备，其中第三解调器进行QPSK解调，并且包括：
第九软判定部件，用于通过第一接收副载波的同相信道的相位，判定并且输出第九解调数据；
第十软判定部件，用于通过第二接收副载波的同相信道的相位，判定并且输出第十解调数据；
第十一软判定部件，用于通过第一接收副载波的正交信道的相位，判定并且输出第十一解调数据；以及
第十二软判定部件，用于通过第二接收副载波的正交信道的相位，判定并且输出第十二解调数据。
12.如权利要求1所述的解调设备，其中第三解调器包括：
第一相位旋转器，用于输出通过将用于指示接收信号的坐标点旋转到第一复平面上的与两个坐标轴距离相等的位置而得到的实部与虚部，其中一个坐标轴是第一接收副载波的同相信道，并且另一个坐标轴是第二接收副载波的同相信道；
第二相位旋转器，用于输出通过将用于指示接收信号的坐标点旋转到第二复平面上的与两个坐标轴距离相等的位置而得到的实部与虚部，其中一个坐标轴是第一接收副载波的正交信道，并且另一个坐标轴是第二接收副载波的正交信道；
第一软判定部件，用于通过软判定，对从第一相位旋转器输出的实部解码，并且输出第一解调数据；
第二软判定部件，用于通过软判定，对从第一相位旋转器输出的虚部乘以-1的结果解码，并且随第一解调数据之后输出第二解调数据；
第三软判定部件，用于通过软判定，对从第二相位旋转器输出的实部解码，并且根据规定值输出与第一解调数据分离的第三解调数据；以及
第四软判定部件，用于通过软判定，对从第二相位旋转器输出的虚部乘以-1的结果解码，并且随第三解调数据之后输出第四解调数据。
13.如权利要求1所述的解调设备，其中第三解调器包括：
第一相位旋转器，用于旋转第一复数信号的相位，所述第一复数信号具有第一接收副载波的同相信道作为实部，并且具有第二接收副载波的同相信道作为虚部；
第二相位旋转器，用于旋转第二复数信号的相位，所述第二复数信号具有第一接收副载波的正交信道作为实部，并且具有第二接收副载波的正交信道作为虚部；
第一软判定部件，用于基于对通过第一相位旋转器旋转的第一复数信号的实部的软判定结果，输出第一解调数据；
第二软判定部件，用于基于对通过第一相位旋转器旋转的第一复数信号的虚部的软判定结果，输出第二解调数据；
第三软判定部件，用于基于对通过第二相位旋转器旋转的第二复数信号的实部的软判定结果，输出第三解调数据；以及
第四软判定部件，用于基于对通过第二相位旋转器旋转的第二复数信号的虚部的软判定结果，输出第四解调数据。
14.如权利要求9所述的解调设备，其中第一软判定部件包括：
当第一接收副载波的同相信道大于第一阈值时，将第一解调数据确定为1，
当第一接收副载波的同相信道小于第二负阈值时，将第一解调数据确定为-1，以及
当第一接收副载波的同相信道在第二负阈值与第一阈值之间时，将第一解调数据确定为表现出从-1到1的单调增加。
15.如权利要求9所述的解调设备，其中第二软判定部件包括：
当第一接收副载波的同相信道小于第一负阈值时，将第一解调数据确定为-1，
当第一接收副载波的同相信道大于第一负阈值并且小于第二负阈值时，将第一解调数据确定为表现出从-1到1的单调增加，
当第一接收副载波的同相信道大于第二负阈值并且小于第一正阈值时，将第一解调数据确定为表现出从1到-1的单调减少，
当第一接收副载波的同相信道大于第一正阈值并且小于第二正阈值时，将第一解调数据确定为表现出从-1到1的单调增加，以及
当第一接收副载波的同相信道大于第二正阈值时，将第一解调数据确定为1。
16.如权利要求12所述的解调设备，其中
第一相位旋转器与第二相位旋转器的相位旋转的角度是π/4。
17.一种解调方法，包括：
接收第一接收副载波与具有频率范围不同于第一接收副载波的频率范围的第二接收副载波；
通过第一解调模式，解调第一接收副载波；
通过第二解调模式，解调第二接收副载波；
通过不同于第一解调模式与第二解调模式的第三解调模式，解调通过结合第一接收副载波与第二接收副载波而得到的多个合成副载波；以及
选择并且输出通过第一解调模式到第三解调模式之一解调的解调数据。
18.如权利要求17所述的解调方法，其中通过第三解调模式从一个合成副载波的一个符号解调的位数小于通过第一解调模式从第一接收副载波的一个符号解调的位数和通过第二解调模式从第二接收副载波的一个符号解调的位数。
19.如权利要求18所述的解调方法，其中通过第一解调模式从第一接收副载波的一个符号解调的位数等于通过第二解调模式从第二接收副载波的一个符号解调的位数。
20.如权利要求17所述的解调方法，其中基于关于第一接收副载波与第二接收副载波的质量信息，进行解调数据的选择。
21.如权利要求17所述的解调方法，其中根据在第一接收副载波与第二接收副载波的至少之一上叠加的控制信号，进行解调数据的选择。
22.如权利要求17所述的解调方法，其中第一解调模式与第二解调模式是16-QAM解调，并且第三解调模式是QPSK解调，并且
第三解调模式包括：
通过第一接收副载波的同相信道的相位，确定第一解调数据；
通过第二接收副载波的同相信道的相位，确定第二解调数据；
通过第一接收副载波的正交信道的相位，确定第三解调数据；以及
通过第二接收副载波的正交信道的相位，确定第四解调数据。
23.如权利要求17所述的解调方法，其中第一解调模式与第二解调模式是16-QAM解调，并且第三解调模式是QPSK解调，并且
第三解调模式包括：
旋转第一复数信号的相位，所述第一复数信号具有第一接收副载波的同相信道作为实部，并且具有第二接收副载波的同相信道作为虚部；
旋转第二复数信号的相位，所述第二复数信号具有第一接收副载波的正交信道作为实部，并且具有第二接收副载波的正交信道作为虚部；
基于对旋转第一复数信号的实部的软判定结果，确定第一解调数据；
基于对旋转第一复数信号的虚部的软判定结果，确定第二解调数据；
基于对旋转第二复数信号的实部的软判定结果，确定第三解调数据；以及
基于对旋转第二复数信号的虚部的软判定结果，确定第四解调数据。
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102763362A (zh) * 2012-03-30 2012-10-31 华为技术有限公司 一种业务数据的发送、接收方法、装置及系统

Families Citing this family (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8588318B2 (en) * 2008-09-01 2013-11-19 Samsung Electronics Co., Ltd. Method for demodulating signal and terminal and base station for executing the method
DE102009047388A1 (de) * 2009-12-02 2011-06-09 Robert Bosch Gmbh Verfahren und System zum Empfang von Radiosendern
US7990298B1 (en) * 2010-03-18 2011-08-02 Provigent Ltd. Reduction of digital-to-analog converter distortion using constellation rotation
JP5492699B2 (ja) * 2010-08-04 2014-05-14 日本放送協会 デジタル伝送方式の復号器及び受信装置
US8705658B2 (en) * 2010-10-19 2014-04-22 Intellectual Discovery Co., Ltd. Method and apparatus of modulating signal in broadcasting and communication system
KR20120132994A (ko) 2011-05-30 2012-12-10 삼성전자주식회사 소프트 디맵핑 장치 및 방법
US9325549B2 (en) * 2014-03-27 2016-04-26 Freescale Semiconductor, Inc. Converter unit for an M-order digital modulation and a method thereof
CN110178321B (zh) * 2017-01-17 2021-05-18 华为技术有限公司 信号发射方法及装置、发射机、信号传输系统
US20220346005A1 (en) * 2021-04-23 2022-10-27 Qualcomm Incorporated Dynamic code block mapping for wireless communications

Family Cites Families (15)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3307221B2 (ja) 1996-04-08 2002-07-24 松下電器産業株式会社 復調器
JP3286189B2 (ja) * 1996-11-14 2002-05-27 松下電器産業株式会社 アルゴリズムダイバーシチを用いた受信装置
JP2000101496A (ja) 1998-09-24 2000-04-07 Mitsubishi Electric Corp 周波数ダイバーシチィ受信機及びシステム
JP4338318B2 (ja) * 1998-12-18 2009-10-07 富士通株式会社 マルチキャリア伝送におけるピーク電力抑圧能力および誤り訂正能力を有する符号化およびその復号
JP2000228657A (ja) * 1999-02-05 2000-08-15 Matsushita Electric Ind Co Ltd 受信装置
JP2001308820A (ja) * 2000-04-25 2001-11-02 Mitsubishi Electric Corp 直交周波数分割多重信号受信装置
KR100406935B1 (ko) * 2002-01-29 2003-11-21 삼성전자주식회사 오에프디엠 다이버시티 수신기 및 방법
JP3691449B2 (ja) * 2002-03-25 2005-09-07 三洋電機株式会社 ダイバーシティ回路およびこの回路を備えるダイバーシティ受信装置
BRPI0414902A (pt) * 2003-09-30 2006-11-07 Matsushita Electric Ind Co Ltd aparelho de transmissão de rádio, aparelho de recepção de rádio e método de transmissão de rádio
JP4318569B2 (ja) * 2004-01-28 2009-08-26 三洋電機株式会社 相関器およびそれを利用した受信装置
JP4412005B2 (ja) * 2004-03-05 2010-02-10 株式会社日立製作所 適応変調方法並びにデータレート制御方法
JP4059227B2 (ja) * 2004-05-21 2008-03-12 ソニー株式会社 復調装置
WO2006077933A1 (ja) * 2005-01-21 2006-07-27 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. 無線通信装置及び無線通信方法
US7474713B2 (en) * 2005-08-05 2009-01-06 Broadcom Corporation System and method for demodulating multiple QAM signals
KR100905503B1 (ko) * 2006-10-30 2009-07-01 지씨티 세미컨덕터 인코포레이티드 복수의 복조 경로를 가진 ｏｆｄｍ 수신회로

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102763362A (zh) * 2012-03-30 2012-10-31 华为技术有限公司 一种业务数据的发送、接收方法、装置及系统
CN102763362B (zh) * 2012-03-30 2015-07-08 华为技术有限公司 一种业务数据的发送、接收方法、装置及系统
US9088442B2 (en) 2012-03-30 2015-07-21 Huawei Technologies Co., Ltd. Method, apparatus, and system for sending and receiving service data

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